JP2721504B2 - Load control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （従来技術） 本発明は、負荷制御用のスイッチング素子に複数個の
負荷回路を接続した負荷制御装置に関するものである。 （背景技術） 商用電源を用いる放電灯点灯装置は、動作周波数が低
いので、点灯装置を構成するチョークやトランス、コン
デンサ等の部品の寸法・重量が大きくなる。そこで、点
灯装置の小型軽量化を図るための手段として、高周波点
灯方式が提案されている。例えば、蛍光灯の点灯装置に
おいては、スイッチングトランジスタ等を用いた高周波
点灯装置が既に実用化されている。一方、高圧放電灯の
点灯装置においても点灯周波数を高周波にすると、蛍光
灯の場合と同様に点灯装置の小型軽量化を図ることがで
きるが、高圧放電灯を高周波点灯すると、いわゆる音響
的共鳴現象に起因するアークの不安定性が生じることが
従来から知られている。そこで、高圧放電灯を高周波点
灯することによって得られる利点を活かすために、音響
的共鳴現象の全く発生しない周波数帯域の電力と、音響
的共鳴現象が発生し得る高周波の周波数帯域の電力とを
所定の周期で交互に高圧放電灯に供給する点灯装置が提
案されている。 この従来例を第７図に示す。第７図の点灯装置（特願
昭62−271237号）は、高圧放電灯１の音響的共鳴現象が
全く発生しない周波数帯域の電源をチョッパ回路部２に
より形成し、音響的共鳴現象が発生し得る高周波の電源
をインバータ回路部３により形成している。 直流電源V₁の正端子には、トランジスタQ₁のコレクタ
・エミッタ間とチョークL₁を介して高圧放電灯１の一端
が接続され、高圧放電灯１の他端はトランスＴの２次巻
線L₃₂を介して直流電源V₁の負端子に接続されている。
高圧放電灯１とトランスＴの２次巻線L₃₂の直列回路に
は、コンデンサC₁が並列接続されている。トランジスタ
Q₁のエミッタと直流電源V₁の負端子との間には、トラン
ジスタQ₂のコレクタ・エミッタ間が接続されている。ト
ランジスタQ₁,Q₂のコレクタ・エミッタ間には、それぞ
れダイオードD₁,D₂が逆並列接続されている。トランジ
スタQ₂のコレクタ・エミッタ間には、コンデンサC₂及び
チョークL₂の直列回路を介してトランスＴの１次巻線L
₃₁とコンデンサC₃の並列回路が接続されている。 第８図は高圧放電灯１に流れる電流I_LAの波形を示し
ている。同図において、T_DCはチョッパ回路部２が動作
する直流動作期間、T_HFはインバータ回路部３が動作す
る高周波動作期間である。本実施例では、トランジスタ
Q₁は全期間を通じて高周波でオンオフ動作を行ってい
る。トランジスタQ₂は高周波動作期間T_HFにおいてのみ
高周波でオンオフ動作を行っており、直流動作期間T_DC
においては、オフ状態のままである。 まず、チョッパ動作について説明する。直流動作期間
T_DCにおいては、トランジスタQ₂はオフ状態のままであ
るので、コンデンサC₂やトランスＴの１次巻線L₃₁はほ
とんど作用せず、トランジスタQ₁がオンオフして、チョ
ークL₁を介して高圧放電灯１へ直流電力を供給する。ト
ランジスタQ₁がオンのときには、直流電源V₁の正端子か
らトランジスタQ₁、チョークL₁、高圧放電灯１、トラン
スＴの２次巻線L₃₂を介して直流電源V₁の負端子に至る
経路に電流が流れる。トランジスタQ₁がオフのときに
は、チョークL₁が電源となり、チョークL₁から高圧放電
灯１、トランスT62次巻線L₃₂、ダイオードD₂を介してチ
ョークL₁に戻る経路で電流が流れる。各電流は、高圧放
電灯１とトランスＴの２次巻線L₃₂の直列回路に並列接
続されたコンデンサC₁にも分流する。コンデンサC₁はチ
ョークL₁に流れる高周波成分をバイパスするために接続
されており、このため、高圧放電灯１には高周波成分の
少ない直流電流を流すことができる。 次に、インバータ動作について説明する。高周波動作
期間T_HFにおいては、トランジスタQ₁とQ₂が所定のデッ
ドタイムを経て交互に高周波でオンオフされて、トラン
スＴを介して高圧放電灯１へ高周波電力を供給する。以
下、高周波の１サイクル分の動作を４つの場合に分けて
説明する。 トランジスタQ₁がオンでトランジスタQ₂がオフのとき
には、直流電源V₁の正端子からトランジスタQ₁、コンデ
ンサC₂、チョークL₂、トランスＴの１次巻線L₃₁を介し
て直流電源V₁の負端子に至る経路で電流が流れる。 トランジスタQ₁,Q₂が共にオフになると、トランスＴ
の１次巻線L₃₁及びチョークL₂の蓄積エネルギーによ
り、トランスＴの１次巻線L₃₁からダイオードD₂、コン
デンサC₂、チョークL₂を介して、トランスＴの１次巻線
L₃₁に戻る経路で電流が流れる。 トランジスタQ₁がオフでトランジスタQ₃がオンになる
と、コンデンサC₂が電源となって、コンデンサC₂の電荷
が、トランジスタQ₂、トランスＴの１次巻線L₃₁、チョ
ークL₂を介して放電される。 トランジスタQ₁,Q₂が共にオフになると、トランスＴ
の１次巻線L₃₁及びチョークL₂の蓄積エネルギーによ
り、トランスＴの１次巻線L₃₁から、チョークL₂、コン
デンサC₂、ダイオードD₁、直流電源V₁を介して、トラン
スＴの１次巻線L₃₁に戻る経路で電流が流れる。 以下、同じ動作を繰り返すことによって、トランスＴ
の１次巻線L₃₁には、交互に逆方向に電流が流れ、その
２次巻線L₃₂には高周波電圧が発生する。この高周波電
圧は、コンデンサC₁を介して高圧放電灯１に印加され
る。 このインバータ動作において、チョークL₁に流れる電
流の大きさは、チョークL₁、コンデンサC₁、２次巻線L
₃₂の定数や、インバータ回路部３の発振周波数などによ
って変えることができるが、通常は、チョークL₁に流れ
る電流をインバータ動作時にはなくなるように設計して
いる。また、コンデンサC₁はトランスＴの２次巻線L₃₂
から出力される高周波電圧を高圧放電灯１に供給しやす
くするための低インピーダンスの閉回路を形成してい
る。つまり、高周波をチョークL₁には流さず、コンデン
サC₁を介して高圧放電灯１に流している。 以上のように、トランジスタQ₁をチョッパ回路部２の
動作期間T_DCとインバータ回路部３の動作期間T_HFの両方
で動作させることによって回路構成が簡単になるもので
ある。直流動作期間T_DCと高周波動作期間T_HFとの比率を
適切に選ぶことによって、音響的共鳴現象の発生を防止
することができ、アークを安定化することができる。し
かしながら、この従来例においては、トランジスタQ₁,Q
₂をチョッパ回路部２とインバータ回路部３とで兼用し
ているために、第７図に矢印で示したように、チョッパ
回路部２が動作する直流動作期間T_DCにおいて、インバ
ータ回路部３が介在し、電流の廻り込みが生じて、正常
に動作しない場合があった。これを避けるために、従来
例にあっては、チョッパ回路部２とインバータ回路部３
の動作周波数を大幅に変化させたり、チョークL₁,L₂や
コンデンサC₁,C₂,C₃の組み合わせを考慮して設計しなけ
ればならず、設計範囲が極めて限定されてしまい、設計
の自由度が小さいという問題があった。 （発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、複数個の負荷回路間の電
流の廻り込みを防止して負荷回路間の相互干渉を防止で
きるようにした負荷制御装置を提供することにある。 （発明の開示） 本発明に係る負荷制御装置にあっては、上記の目的を
達成するために、第１図に示すように、直流電源V₁の正
端子に一端を接続された第１のスイッチング素子S₁と、
直流電源V₁の負端子に一端を接続された第２のスイッチ
ング素子S₂と、第１及び第２のスイッチング素子S₁,S₂
の少なくとも一方のスイッチング動作により給電される
複数個の負荷回路Z₁,Z₂,…,Znを備え、直流電源V₁に対
して順方向となるダイオードの直列回路を複数個並列に
接続した回路D₁₁,D₁₂;D₂₁,D₂₂;Dn₁,Dn₂を、第１及び第
２のスイッチング素子S₁,S₂の各他端間に接続し、各ダ
イオードの直列回路におけるダイオードの接続点を各負
荷回路Z₁,Z₂,…,Znの一端に接続して成ることを特徴と
するものである。 本発明にあっては、このように、第１及び第２のスイ
ッチング素子S₁,S₂の間に、直流電源V₁に対して順方向
となるダイオードの直列回路を複数個並列に接続した回
路D₁₁,D₁₂;D₂₁,D₂₂;Dn₁,Dn₂を接続し、各ダイオードの
直列回路におけるダイオードの接続点を各負荷回路Z₁,Z
₂,…,Znの一端に接続したものであるから、各負荷回路Z
₁,Z₂,…,Znの間で電流の廻り込みが生じるおそれはなく
なるものである。 以下、本発明の実施例について説明する。 実施例１ 第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
にあっては、第７図の従来例回路において、直流電源V₁
に対して順方向となるダイオードD₁₁,D₁₂の直列回路
と、ダイオードD₂₁,D₂₂の直列回路を、トランジスタQ₁,
Q₂の間に並列的に接続し、ダイオードD₁₁,D₁₂の接続点
にチョッパ回路部２の一端を接続し、ダイオードD₂₁,D
₂₂の接続点にインバータ回路部３の一端を接続したもの
である。その他の構成及び動作については、第７図の従
来例と同じであるが、第７図の矢印に示したような電流
の廻り込みは、ダイオードD₁₂の存在によって阻止され
る。その他、いかなる場合においても、チョッパ回路部
２とインバータ回路部３の間で電流が廻り込むことはな
い。このように、本実施例にあっては、ダイオードD₁₁,
D₁₂;D₂₁,D₂₂が存在することにより、チョッパ回路部２
及びインバータ回路部３のうち、一方が動作していると
きには、他方から影響を受けることがなく、したがっ
て、それぞれの回路部2,3を独立に設計することがで
き、設計上の制約が少なく、設計の自由度が大きいもの
である。 実施例２ 第３図は本発明の他の実施例の回路図であり、第４図
はその動作波形図である。本実施例は、ハーフブリッジ
回路を用いたものである。直流電源V₁の両端には、トラ
ンジスタQ₁,Q₂の直列回路と、コンデンサC₄,C₅の直列回
路が並列に接続されている。トランジスタQ₁,Q₂の間に
は、ダイオードD₁₁,D₁₂の直列回路と、ダイオードD₂₁,D
₂₂の直列回路が並列的に接続されている。ダイオードD
₁₁,D₁₂の接続点とコンデンサC₄,C₅の接続点との間に
は、高圧放電灯１とトランスＴの２次巻線L₃₂の直列回
路にコンデンサC₁を並列接続した回路がチョークL₁を介
して接続されている。ダイオードD₁₁,D₁₂の接続点とト
ランジスタQ₁のコレクタの間には、ダイオードD₁が逆並
列接続されており、ダイオードD₁₁,D₁₂の接続点とトラ
ンジスタQ₂のエミッタの間には、ダイオードD₂が逆並列
接続されている。トランスＴの１次巻線L₃₁の両端に
は、コンデンサC₃が並列接続されている。この１次巻線
L₃₁の一端はコンデンサC₄,C₅の接続点に接続され、他端
はチョークL₂とコンデンサC₂の直列回路を介して、ダイ
オードD₂₁,D₂₂の接続点に接続されている。 各コンデンサC₄,C₅は、直流電源V₁によって充電され
る。トランジスタQ₁,Q₂は共に高周波でスイッチング動
作を行い、矩形波電力の供給は、第４図において、時刻
t₂〜t₃及び時刻t₄〜t₅の直流動作期間T_DCで、チョッパ
動作を行うことによって達成される。 まず、時刻t₂〜t₃においては、トランジスタQ₂はオフ
状態のままとなる。この状態において、トランジスタQ₁
がオンすると、コンデンサC₄からトランジスタQ₁、ダイ
オードD₁₁、チョークL₁、高圧放電灯１、トランスＴの
２次巻線L₃₂を介して、コンデンサC₄に戻る経路で電流
が流れる。トランジスタQ₁がオフすると、チョークL₁の
蓄積エネルギーにより、チョークL₁から、高圧放電灯
１、トランスＴの２次巻線L₃₂、コンデンサC₄、直流電
源V₁、ダイオードD₂を介して、チョークL₁に戻る経路で
電流が流れる。各電流の高周波成分は、コンデンサC₁に
分流され、高圧放電灯１には正方向の直流電流が流れ
る。 次に、時刻t₄〜t₅においては、トランジスタQ₁がオフ
状態のままとなる。この状態において、トランジスタQ₂
がオンすると、コンデンサC₅から、トランスＴの２次巻
線L₃₂、高圧放電灯１、チョークL₁、ダイオードD₁₂、ト
ランジスタQ₂を介して、コンデンサC₅に戻る経路で電流
が流れる。トランジスタQ₂がオフすると、チョークL₁の
蓄積エネルギーにより、チョークL₁からダイオードD₁、
コンデンサC₄、トランスＴの２次巻線L₂₂、高圧放電灯
１を介して、チョークL₁に戻る経路で電流が流れる。各
電流の高周波成分は、コンデンサC₁に分流され、高圧放
電灯１には負方向の直流電流が流れる。 なお、フルブリッジ回路（後述の第６図参照）では、
直流電源V₁の電圧がそのまま負荷回路に印加されるが、
本実施例では、ハーフブリッジ回路であるから、負荷回
路には直流電源V₁の1/2の電圧が印加される。 高周波電力の供給は、第４図において、時刻t₁〜t₂と
時刻t₃〜t₄の高周波動作期間T_THで、インバータ動作を
行うことによって達成される。この高周波動作期間T_HF
においては、トランジスタQ₁,Q₂が交互にオンオフす
る。トランジスタQ₁がオンでトランジスタQ₂がオフのと
きには、直流電源V₁から、トランジスタQ₁、ダイオード
D₂₁、コンデンサC₂、チュークL₂、トランスＴの１次巻
線L₃₁、コンデンサC₅を介して、直流電源V₁に戻る経路
で電流が流れる。トランジタQ₁がオフでトランジスタQ₂
がオンになると、直流電源V₁からコンデンサC₄、トラン
スＴの１次巻線L₃₁、チョークL₂、コンデンサC₂、ダイ
オードD₂₂、トランジスタQ₂を介して、直流電源V₁に戻
る経路で電流が流れる。以下、同じ動作を繰り返すこと
によって、トランスＴの１次巻線L₃₁には、交互に逆方
向に電流が流れ、その２次巻線L₃₂には高周波電圧が発
生する。この高周波電圧は、コンデンサC₁を介して高圧
放電灯laに印加される。 以上のチョッパ動作とインバータ動作を交互に繰り返
すことにより、第４図に示すような放電灯電流I_LAの波
形が得られる。本実施例にあっては、直流成分の極性が
周期的に交番しているので、高圧放電灯１に対しては好
ましい実施例である。 実施例３ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、負荷回路Z₁と負荷回路Z₂を独立した負荷
回路としたものである。負荷回路が放電灯負荷に限定さ
れないことは言うまでもない。図示実施例では、負荷回
路Z₁は誘電性負荷と抵抗性負荷を含み、負荷回路Z₂は誘
電性負荷と容量性負荷と抵抗性負荷とを含むこのとして
いるが、負荷回路の内容はこれに限定されない。負荷回
路Z₁と負荷回路Z₂のインピーダンスや、トランジスタ
Q₁,Q₂のスイッチング周波数を変更すれば、一方の負荷
回路Z₁に主として通電したり、他方の負荷回路Z₂に主と
して通電したり、両方の負荷回路Z₁,Z₂に通電したりす
る制御を行うことができ、しかも、各負荷回路Z₁,Z₂に
ついて、トランジスタQ₁,Q₂を兼用できる。 実施例４ 第６図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例にあっては、フルブリッジ回路を用いており、直流電
源V₁にはトランジスタQ₃,Q₄の直列回路を並列接続して
いる。トランジスタQ₃,Q₄の間には、ダイオードD₃₁,D₃₂
の直列回路と、ダイオードD₄₁,D₄₂の直列回路が並列的
に接続されている。ダイオードD₁₁,D₁₂の接続点と、ダ
イオードD₃₁,D₃₂の接続点の間には、第１の負荷回路Z₁
が接続されており、ダイオードD₂₁,D₂₂の接続点と、ダ
イオードD₄₁,D₄₂の接続点の間には、第２の負荷回路Z₂
が接続されている。なお、トランジスタQ₃,Q₄の側に設
けたダイオードD₃₁,D₃₂,D₄₁,D₄₂は省略しても良い。 本実施例にあっては、フルブリッジ回路を用いている
ので、負荷回路Z₁,Z₂には、直流電源V₁の電圧がそのま
ま印加される。また、本実施例にあっても、負荷回路Z₁
と負荷回路Z₂のインピーダンスや、トランジスタQ₁,Q₂
のスイッチング周波数を変更すれば、一方の負荷回路Z₁
に主として通電したり、他方の負荷回路Z₂に主として通
電したり、両方の負荷回路Z₁,Z₂に通電したりする制御
を行うことができ、しかも、各負荷回路Z₁,Z₂につい
て、トランジスタQ₁〜Q₄を兼用できるものである。 （発明の効果） 本発明は上述のように、直流電源に第１及び第２のス
イッチング素子を直列接続され、複数個の負荷回路を駆
動する負荷制御装置において、第１及び第２のスイッチ
ング素子の間に、直流電源に対して順方向となるダイオ
ードの直列回路を複数個並列に接続した回路を接続し、
各ダイオードの直列回路におけるダイオードの接続点を
各負荷回路の一端に接続したものであるから、各負荷回
路の間で電流の廻り込みが生じるおそれはなくなり、相
互干渉による誤動作を回避して安定した動作を実現でき
るという効果があり、また、複数個の負荷回路をそれぞ
れ独立的に設計することができるので、回路定数やスイ
ッチング周波数についての設計の自由度が大きくなると
いう利点があり、しかも、スイッチング素子は兼用して
動作させることができるため、回路構成の簡素化が可能
になるという効果がある。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION (Prior Art) The present invention relates to a load control device in which a plurality of load circuits are connected to switching elements for load control. (Background Art) Since a discharge lamp lighting device using a commercial power supply has a low operating frequency, the dimensions and weight of components such as a choke, a transformer, and a capacitor constituting the lighting device are increased. Therefore, a high-frequency lighting method has been proposed as a means for reducing the size and weight of the lighting device. For example, as a lighting device for a fluorescent lamp, a high-frequency lighting device using a switching transistor or the like has already been put to practical use. On the other hand, in a lighting device for a high-pressure discharge lamp, if the lighting frequency is set to a high frequency, the lighting device can be reduced in size and weight as in the case of a fluorescent lamp. It has been conventionally known that arc instability due to the above occurs. Therefore, in order to take advantage of the advantage obtained by operating the high-pressure discharge lamp at high frequency, the power in a frequency band in which no acoustic resonance phenomenon occurs and the power in a high-frequency band in which the acoustic resonance phenomenon can occur are predetermined. A lighting device for alternately supplying a high-pressure discharge lamp at a cycle of? This conventional example is shown in FIG. In the lighting device of FIG. 7 (Japanese Patent Application No. 62-271237), a power supply in a frequency band in which no acoustic resonance of the high-pressure discharge lamp 1 occurs is formed by the chopper circuit section 2, and the acoustic resonance occurs. The obtained high-frequency power supply is formed by the inverter circuit unit 3. The positive terminal of the DC power supply V _1, one end of the high pressure discharge lamp 1 is connected via the collector-emitter and the choke L ₁ of the transistor Q _1, the other end of the high pressure discharge lamp 1 is the secondary winding of the transformer T through L ₃₂ is connected to the negative terminal of the DC power supply V _1.
The series circuit of the high-pressure discharge lamp 1 and the transformer T 2 winding L _32, capacitor C ₁ is connected in parallel. Transistor
Between the emitter for Q ₁ and the negative terminal of the DC power supply V _1, the collector-emitter of the transistor Q ₂ is connected. Diodes D ₁ and D ₂ are connected in anti-parallel between the collectors and emitters of the transistors Q ₁ and Q ₂ , respectively. Between the collector and emitter of the transistor Q ₂ is, the primary winding L of a transformer T via a series circuit of a capacitor C ₂ and the choke L ₂
Parallel circuit ₃₁ and the capacitor C ₃ is connected. FIG. 8 shows the waveform of the current _ILA flowing through the high-pressure discharge lamp 1. In the figure, T _DC is a DC operation period during which the chopper circuit unit 2 operates, and T _HF is a high-frequency operation period during which the inverter circuit unit 3 operates. In this embodiment, the transistor
Q ₁ is performing the on-off operation at high frequency throughout the entire period. Transistor Q ₂ is provided by performing on-off operation at a high frequency only in the high-frequency operation period T _HF, DC operation period T _DC
In, it remains off. First, the chopper operation will be described. DC operation period
In T _DC , since the transistor Q ₂ remains in the off state, the capacitor C ₂ and the primary winding L ₃₁ of the transformer T hardly act, and the transistor Q ₁ is turned on and off, and is turned on through the choke L _1. DC power is supplied to the high-pressure discharge lamp 1. When the transistor Q ₁ is turned on, leading to the negative terminal of the DC transistor Q ₁ from the positive terminal of the power source V _1, the choke L _1, the high-pressure discharge lamp 1, the DC power source V ₁ via the secondary winding L ₃₂ of the transformer T Current flows in the path. When the transistor Q ₁ is off, the choke L ₁ is a power source, a high pressure discharge lamp 1 from the choke L _1, transformer T62 winding L _32, current flows through the diode D ₂ in a path back to the choke L _1. Each current is also diverted to the high pressure discharge lamp 1 and the capacitor C ₁ connected in parallel to the series circuit of the secondary winding L ₃₂ of the transformer T. Capacitor C ₁ is connected to bypass the high frequency components flowing through the choke L _1, Therefore, the high-pressure discharge lamp 1 can flow less direct current of high-frequency components. Next, the operation of the inverter will be described. In the high-frequency operation period T _HF , the transistors Q ₁ and Q ₂ are alternately turned on and off at a high frequency after a predetermined dead time, and supply high-frequency power to the high-pressure discharge lamp 1 via the transformer T. Hereinafter, the operation for one cycle of the high frequency will be described in four cases. When the transistor Q ₁ is in the on transistor Q ₂ is off, the transistor Q ₁ from the positive terminal of the DC power source V _1, a capacitor C _2, the choke L _2, DC through the primary winding L ₃₁ of the transformer T supply V ₁ A current flows in a path leading to the negative terminal of. When the transistors Q ₁ and Q ₂ are both turned off, the transformer T
1 by stored energy of the primary winding L ₃₁ and the choke L _2, diode D ₂ from the primary winding L ₃₁ of the transformer T, the capacitor C _2, through the choke L _2, the primary winding of the transformer T of the
Current flows through a path back to L _31. When the transistor Q ₁ is the transistor Q ₃ is turned on off, so the capacitor C ₂ is the power supply, charges the capacitor C ₂ is, transistors Q _2, 1 winding L ₃₁ of the transformer T, through the choke L ₂ Discharged. When the transistors Q ₁ and Q ₂ are both turned off, the transformer T
Of the stored energy of the primary winding L ₃₁ and the choke L _2, from the primary winding L ₃₁ of the transformer T, the choke L _2, a capacitor C _2, diodes D _1, via the DC power supply V _1, of the transformer T current flows through a path back to the primary winding L _31. Hereinafter, by repeating the same operation, the transformer T
The primary winding L ₃₁ of, current flows alternately in opposite directions, a high frequency voltage is generated in the secondary winding L _32. The high frequency voltage is applied to the high pressure discharge lamp 1 via the capacitor C _1. In this inverter operation, the magnitude of the current flowing through the choke L ₁ is choke L _1, capacitor C _1, 2 winding L
₃₂ constant or can be varied depending on the oscillation frequency of the inverter circuit portion 3, usually, have designed a current flowing through the choke L ₁ so that it is no longer at the time the inverter operation. The capacitor C ₁ is connected to the secondary winding L ₃₂ of the transformer T.
A low-impedance closed circuit for facilitating supply of the high-frequency voltage output from the high-pressure discharge lamp 1 to the high-pressure discharge lamp 1 is formed. That is, without passing the choke L ₁ RF, is flowing to the high pressure discharge lamp 1 via the capacitor C _1. As described above, in which the circuit arrangement by operating the transistor Q ₁ in both operating period T _HF operation period T _DC and an inverter circuit portion 3 of the chopper circuit part 2 is simplified. By appropriately selecting the ratio between the DC operation period T _DC and the high-frequency operation period T _HF , the occurrence of an acoustic resonance phenomenon can be prevented, and the arc can be stabilized. However, in this conventional example, the transistors Q ₁ and Q
₂ is shared by the chopper circuit unit 2 and the inverter circuit unit 3, the inverter circuit unit 3 operates during the DC operation period T _DC during which the chopper circuit unit 2 operates, as indicated by the arrow in FIG. There was a case where the current did not work normally due to the interposition. In order to avoid this, in the conventional example, the chopper circuit unit 2 and the inverter circuit unit 3
Of or greatly alter the operating frequency must be designed taking into account the combination of choke L _1, L ₂ and capacitors _{C 1, C 2, C 3} , the design range will be very limited, the design of There was a problem that the degree of freedom was small. (Object of the Invention) The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to prevent current from flowing between a plurality of load circuits to prevent mutual interference between load circuits. The present invention is to provide a load control device capable of preventing the load control. (Disclosure of the Invention) In the load control device according to the present invention, in order to achieve the above object, as shown in FIG. 1, a _first terminal having one end connected to a positive terminal of a DC power supply V1. the switching element S _1,
The second switching element S ₂ having one end connected to the negative terminal of the DC power supply V _1, first and second switching elements S _1, S ₂
A plurality of load circuits Z ₁ , Z ₂ ,..., Zn fed by at least one switching operation, and a plurality of series-connected diodes connected in parallel to the DC power supply V _{1 in} parallel. D ₁₁ , D ₁₂ ; D ₂₁ , D ₂₂ ; Dn ₁ , Dn ₂ are connected between the other ends of the first and second switching elements S ₁ , S ₂ , and a diode connection in a series circuit of each diode A point is connected to one end of each of the load circuits Z ₁ , Z ₂ ,..., Zn. In the present invention, thus, connected to the first and second between the switching element S _1, S _2, a series circuit of diodes in a forward direction with respect to the DC power source V ₁ in parallel a plurality Circuits D ₁₁ , D ₁₂ ; D ₂₁ , D ₂₂ ; Dn ₁ , Dn ₂ are connected, and the connection points of the diodes in the series circuit of the diodes are connected to the respective load circuits Z ₁ , Z
₂ ,…, Zn connected to one end of each load circuit Z
_1, Z _2, ..., in which no longer a risk that wraparound of the current occurs between the Zn. Hereinafter, examples of the present invention will be described. Embodiment 1 FIG. 2 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention. In this embodiment, the DC power supply V _{1 is used} in the conventional circuit shown in FIG.
A series circuit of diodes D ₁₁ and D _{12 and} a series circuit of diodes D ₂₁ and D _{22 in} the forward direction with respect to transistors Q ₁ and
Q ₂ is connected in parallel, one end of the chopper circuit section 2 is connected to the connection point of the diodes D ₁₁ and D ₁₂ , and the diodes D ₂₁ and D
One end of the inverter circuit unit 3 is connected to the connection point ₂₂ . The other configurations and operations are the same as the conventional example of FIG. 7, sneak current as shown by the arrow in FIG. 7 is prevented by the presence of the diode D _12. In other cases, no current flows between the chopper circuit section 2 and the inverter circuit section 3 in any case. Thus, in the present embodiment, the diodes D ₁₁ ,
The presence of D ₁₂ ; D ₂₁ and D ₂₂ causes the chopper circuit unit 2
And when one of the inverter circuit units 3 is operating, it is not affected by the other, so that each of the circuit units 2 and 3 can be designed independently, and there are few design restrictions. The degree of freedom of design is great. Embodiment 2 FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an operation waveform diagram thereof. In this embodiment, a half bridge circuit is used. A series circuit of transistors Q ₁ and Q _{2 and} a series circuit of capacitors C ₄ and C ₅ are connected in parallel to both ends of the DC power supply V ₁ . Between the transistors Q ₁ and Q ₂ , a series circuit of diodes D ₁₁ and D ₁₂ and diodes D ₂₁ and D _12
22 series circuits are connected in parallel. Diode D
_11, between the connection point of the connection point between the capacitor C _4, C ₅ of the D _12, the circuit connected in parallel with capacitor C ₁ the series circuit of the high-pressure discharge lamp 1 and the transformer T secondary winding L ₃₂ is It is connected via a choke L _1. Between the collector of the diode D _11, a connection point of the transistor to Q ₁ D _12, the diode D ₁ are connected in antiparallel connection point of the diodes D _11, D ₁₂ and between the emitter of the transistor Q ₂ is , the diode D ₂ are connected in inverse-parallel. At both ends of the primary winding L ₃₁ of the transformer T, the capacitor C ₃ is connected in parallel. This primary winding
One end of the L ₃₁ is connected to the connection point of the capacitor C _4, C _5, the other end via a series circuit of a choke L ₂ and capacitor C _2, and is connected to a connection point of the diodes D _21, D _22. Each capacitor C _4, C ₅ is charged with the DC power source V _1. The transistors Q ₁ and Q ₂ both perform switching operation at high frequency, and the supply of rectangular wave power
This is achieved by performing the chopper operation during the DC operation period T _DC between t _{2 to} t ₃ and times t _{4 to} t ₅ . First, at time t ₂ ~t _3, the transistor Q ₂ is kept off state. In this state, the transistor Q ₁
There is turned on, the transistor Q ₁ from the capacitor C _4, a diode D _11, the choke L _1, the high-pressure discharge lamp 1, through the secondary winding L ₃₂ of the transformer T, a current passes through a path back to the capacitor C _4. When the transistor Q ₁ is turned off, the stored energy of the choke L _1, from the choke L _1, the high-pressure discharge lamp 1, the secondary winding L ₃₂ of the transformer T, the capacitor C _4, the DC power supply V _1, through the diode D ₂ , current flows through a path back to the choke L _1. High-frequency component of each current is shunted to the capacitor C _1, the high-pressure discharge lamp 1 through the positive direction of the DC current. Then, at time t ₄ ~t _5, the transistor Q ₁ is kept off state. In this state, the transistor Q ₂
There is turned on, the capacitor C _5, 2 winding L ₃₂ of the transformer T, a high-pressure discharge lamp 1, the choke L _1, diode D _12, via the transistor Q _2, the current flows through a path back to the capacitor C _5. When transistor Q ₂ is turned off, the stored energy of the choke L _1, diode D ₁ from the choke L _1,
Capacitor C _4, 2 winding L ₂₂ of the transformer T, through a high-pressure discharge lamp 1, a current flows through a path back to the choke L _1. High-frequency component of each current is shunted to the capacitor C _1, the negative direction of the DC current flows through the high-pressure discharge lamp 1. In the full bridge circuit (see FIG. 6 described later),
While the voltage of the DC power supply V ₁ is applied to it a load circuit,
In this embodiment, since a half-bridge circuit, the load circuit half voltage of the DC power supply V ₁ is applied. The supply of high frequency power, in FIG. 4, at time t ₁ ~t ₂ and time t ₃ ~t ₄ high-frequency operation period T _TH, is achieved by performing the inverter operation. This high frequency operation period T _HF
In, the transistors Q ₁ and Q ₂ are turned on and off alternately. When the transistor Q ₁ is in the on transistor Q ₂ is off, the DC power supply V _1, the transistor Q _1, a diode
D _21, capacitor C _2, Cuk L _2, 1 winding L ₃₁ of the transformer T, through a capacitor C _5, a current flows through a path back to the DC power supply V _1. Transistor Q ₁ is off and transistor Q ₂
Path but turned on, the DC power supply V ₁ from the capacitor C _4, 1 winding L ₃₁ of the transformer T, the choke L _2, a capacitor C _2, the diode D _22, via the transistor Q _2, back to the DC power source V ₁ The current flows in. By repeating the same operation, the primary winding L ₃₁ of the transformer T, a current flows alternately in opposite directions, a high frequency voltage is generated in the secondary winding L _32. The high frequency voltage is applied to the high pressure discharge lamp la via the capacitor C _1. By alternately repeating the above chopper operation and inverter operation, a waveform of the discharge lamp current _ILA as shown in FIG. 4 is obtained. This embodiment is a preferred embodiment for the high-pressure discharge lamp 1 because the polarity of the DC component alternates periodically. Embodiment 3 FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. In the present embodiment, in which a load circuit Z ₁ and independent load circuit load circuit Z _2. It goes without saying that the load circuit is not limited to the discharge lamp load. In the illustrated embodiment, the load circuit Z ₁ comprises a resistive load and the dielectric load, although the load circuit Z ₂ are this and a resistive load with dielectric load and the capacitive load, the contents of the load circuit which It is not limited to. Impedance and the load circuit Z ₁ and the load circuit Z _2, transistor
By changing the switching frequency of Q ₁ and Q ₂ , one load circuit Z ₁ is mainly energized, the other load circuit Z ₂ is mainly energized, and both load circuits Z ₁ and Z ₂ are energized. Control can be performed, and the transistors Q ₁ and Q ₂ can be shared for each of the load circuits Z ₁ and Z ₂ . Embodiment 4 FIG. 6 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, a full bridge circuit is used, and a series circuit of transistors Q ₃ and Q ₄ is connected in parallel to the DC power supply V ₁ . Diodes D ₃₁ and D ₃₂ are provided between transistors Q ₃ and Q _4.
And a series circuit of diodes D ₄₁ and D ₄₂ are connected in parallel. A first load circuit Z ₁ is connected between a connection point of the diodes D ₁₁ and D _{12 and} a connection point of the diodes D ₃₁ and D _32.
Is connected, and a second load circuit Z ₂ is connected between the connection point of the diodes D ₂₁ and D _{22 and} the connection point of the diodes D ₄₁ and D _42.
Is connected. The transistors Q _3, diode D ₃₁ provided on the side of _{Q 4, D 32, D 41} , D 42 may be omitted. In the present embodiment, because of the use of full-bridge circuit, to the load circuit Z _1, Z _2, the voltage of the DC power supply V ₁ is applied as it is. Also in this embodiment, the load circuit Z ₁
And the impedance and the load circuit Z _2, transistors Q _1, Q ₂
By changing the switching frequency of one load circuit Z ₁
Or primarily energized, or mainly current to the other load circuit Z _2, both of the load circuit Z _1, it is possible to control or to energize the Z _2, moreover, for each load circuit Z _1, Z ₂ , those which can also serves as the transistor Q ₁ to Q _4. (Effect of the Invention) As described above, the present invention relates to a load control device in which a first and a second switching element are connected in series to a DC power supply and drives a plurality of load circuits. In between, connect a circuit in which a plurality of diode series circuits that are forward with respect to the DC power supply are connected in parallel,
Since the connection point of the diode in the series circuit of each diode is connected to one end of each load circuit, there is no danger of current sneaking between the load circuits, and malfunctions due to mutual interference are avoided and stable. This has the effect of realizing the operation, and also allows a plurality of load circuits to be independently designed, so that there is an advantage that the degree of freedom in designing circuit constants and switching frequencies is increased. Since the elements can be operated together, there is an effect that the circuit configuration can be simplified.

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の第１実施例の回路図、第３図は本発明の第２実施例
の回路図、第４図は同上の動作波形図、第５図は本発明
の第３実施例の回路図、第６図は本発明の第４実施例の
回路図、第７図は従来例の回路図、第８図は同上の動作
波形図である。 V₁は直流電源、S₁,S₂はスイッチング素子、D₁₁,D₁₂;
D₂₁,D₂₂;Dn₁,Dn₂はダイオード、Z₁,Z₂,Znは負荷回路で
ある。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic configuration of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. FIG. 4 is an operation waveform diagram of the above embodiment, FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention, FIG. 6 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 8 is an operation waveform diagram of the above. V ₁ was DC power source, S _1, S ₂ are switching elements, D _11, D _{12;
D 21, D 22; Dn 1} , Dn 2 diode, Z _1, Z _2, Zn is the load circuit.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 １．直流電源の正端子に一端を接続された第１のスイッ
チング素子と、直流電源の負端子に一端を接続された第
２のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング
素子の少なくとも一方のスイッチング動作により給電さ
れる複数個の負荷回路を備え、直流電源に対して順方向
となるダイオードの直列回路を複数個並列に接続した回
路を、第１及び第２のスイッチング素子の各他端間に接
続し、各ダイオードの直列回路におけるダイオードの接
続点を各負荷回路の一端に接続して成ることを特徴とす
る負荷制御装置。(57) [Claims] A first switching element having one end connected to the positive terminal of the DC power supply, a second switching element having one end connected to the negative terminal of the DC power supply, and a switching operation of at least one of the first and second switching elements Connected between the other ends of the first and second switching elements, comprising a plurality of load circuits powered by the first and second switching elements, wherein a plurality of series circuits of diodes connected in a forward direction to the DC power supply are connected in parallel. And a connection point of the diode in the series circuit of each diode connected to one end of each load circuit.