JP2704782B2 - Gyro device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はジャイロ装置、特に音叉を用いたジャイロ装
置（角速度検出装置）に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a gyro device, and particularly to a gyro device (angular velocity detecting device) using a tuning fork.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

従来、この種のジャイロ装置としては、例えば、特開
昭63−38110号に示すようなものがある。ここで、従来
のジャイロ装置の一例を第３図乃至第６図を参照して説
明する。Conventionally, as this type of gyro device, there is one disclosed in, for example, JP-A-63-38110. Here, an example of a conventional gyro device will be described with reference to FIGS.

第３図に示す従来の例に於ては、音叉（１）を、大な
る質量を有する振動質量部（１−１），（１−１）と、
これ等の夫々に連結した撓み部（１−２），（１−２）
と、両撓み部（１−２），（１−２）の各遊端を連結す
る基部（１−３）と、この基部（１−３）より両撓み部
（１−２），（１−２）間の空隙内を両者に非接触で伸
びる連結部（１−４）とより構成する。In the conventional example shown in FIG. 3, the tuning fork (1) is composed of vibrating mass parts (1-1) and (1-1) having a large mass,
Flexure portions (1-2), (1-2) connected to these components, respectively.
And a base (1-3) for connecting the free ends of both flexures (1-2) and (1-2), and both flexures (1-2) and (1) from the base (1-3). -2) and a connecting portion (1-4) extending in a non-contact manner therebetween.

（80）はヒンジで、このヒンジ（80）は、中央の連結
部（80−２）と、それから上下に伸延する短冊状のヒン
ジ部（80−１），（80−３）と、該２個のヒンジ部（80
−１），（80−３）の遊端を一体的に連結、結合する基
部又は円環部（80−４）とから構成される。ヒンジ部
（80−１），（80−３）には、音叉（１）の入力軸（Ｚ
−Ｚ）まわりに入力する角速度Ωによる音叉（２）、従
って、ヒンジ（80）に生ずる撓みを検出するための圧電
素子（81−１），（81−２）が夫々固定される。又、ヒ
ンジ（80）の連結部（80−２）は、音叉（１）の連結部
（１−４）のコ字状凹部（１−4a）に嵌合している。Numeral (80) is a hinge. The hinge (80) is a central connecting part (80-2), and strip-shaped hinge parts (80-1) and (80-3) extending vertically therefrom. Hinges (80
-1) and a base portion or an annular portion (80-4) for integrally connecting and connecting the free ends of (80-3). The hinges (80-1) and (80-3) are provided with the input shaft (Z
-Z) The piezoelectric elements (81-1) and (81-2) for detecting the bending of the tuning fork (2) due to the angular velocity Ω input around it, and hence the hinge (80), are fixed respectively. The connecting portion (80-2) of the hinge (80) is fitted into the U-shaped concave portion (1-4a) of the connecting portion (1-4) of the tuning fork (1).

又、ヒンジ（80）の基部、即ち円環部（80−４）の両
開口端に、一端が閉じている略々同形状、且つ同寸法の
筒状体（21−１），（21−２）の開口部を夫々気密に固
定する。この場合、円環部（80−４）、筒状体（21−
１），（21−２）の軸は、夫々音叉軸或いは入力軸（Ｚ
−Ｚ）に一致するようになされている。筒状体（21−
１），（21−２）の夫々の閉端（21−1a），（21−2a）
を、円筒状の弾性部材（22−１），（22−２）を介し、
下端部が夫々取付基台（２）に固定されているＬ字型金
具（23−１），（23−２）の上端部に固定する。In addition, cylindrical bodies (21-1), (21-) having substantially the same shape and the same size, one end of which is closed, are provided at the base of the hinge (80), that is, at both open ends of the annular part (80-4). 2) Each of the openings is airtightly fixed. In this case, the annular portion (80-4) and the cylindrical body (21-
The axes of 1) and (21-2) are the tuning fork axis or the input axis (Z
−Z). Tubular body (21-
1), (21-2) closed end (21-1a), (21-2a)
Through cylindrical elastic members (22-1) and (22-2),
The lower ends are fixed to the upper ends of the L-shaped brackets (23-1) and (23-2), each of which is fixed to the mounting base (2).

第４図は第３図に示した従来例の原理を説明するため
の説明図で、その主要部を第３図の軸（Ｚ−Ｚ）方向か
ら見たものである。同図に示す如く、このジャイロ装置
に、角速度Ωが軸（Ｚ−Ｚ）まわりに加わると、それに
対応したコリオリの力F_cが両振動質量部（１−１），
（１−１）に互に平行且つ反対方向に発生し、これによ
るトルクが、ヒンジ（80）の連結部（80−２）を介して
ヒンジ部（80−１），（80−３）に、図に示す如く、Ｓ
字状の曲げ変形を生ぜしめる。この場合、圧電素子（81
−１），（81−２）は、その分極方向が同図で＋，−で
示したように、互に逆方向になるように、夫々ヒンジ部
（80−１），（80−３）に固定されているので、両圧電
素子（81−１），（81−２）を並列接続して一つの出力
（V_p1）とし、これを音叉（１）を駆動する制御装置（3
5）の位相出力（V_p2′）と共に検出装置（７）で同期整
流することにより、入力角速度Ωを検出し、従ってジャ
イロ装置を得ることが出来る。FIG. 4 is an explanatory view for explaining the principle of the conventional example shown in FIG. 3, in which a main part is viewed from an axis (ZZ) direction in FIG. As shown in the drawing, the gyro device, an angular velocity Ω is applied in the axial (Z-Z) around Coriolis force F _c is both seismic mass unit corresponding thereto (1-1),
(1-1) are generated in parallel and opposite directions to each other, and the torque generated by this is applied to the hinge portions (80-1) and (80-3) via the connecting portion (80-2) of the hinge (80). , As shown in FIG.
This causes a bending deformation in the shape of a letter. In this case, the piezoelectric element (81
-1) and (81-2) are hinge portions (80-1) and (80-3) so that their polarization directions are opposite to each other as shown by + and-in FIG. Therefore, the two piezoelectric elements (81-1) and (81-2) are connected in parallel to form one output (V _p1 ), which is used as a control device (3) for driving the tuning fork (1).
By _performing synchronous rectification in the detection device (7) together with the phase output (V _p2 ') of 5), the input angular velocity Ω can be detected, and thus a gyro device can be obtained.

一方、音叉（１）の変位を検出するため、その両撓み
部（１−２），（１−２）に取付けた変位検出器（圧電
素子）（６），（6A）の出力は、制御装置（35）を介し
て、音叉（１）の２個の撓み部（１−２），（１−２）
に取付けられた例えば圧電素子製の駆動素子（４），
（4A）に入力され、これにより音叉（１）の自励発振系
が構成される。On the other hand, in order to detect the displacement of the tuning fork (1), the outputs of the displacement detectors (piezoelectric elements) (6) and (6A) attached to the bending portions (1-2) and (1-2) are controlled. Two bending portions (1-2) and (1-2) of the tuning fork (1) via the device (35)
A driving element (4) made of, for example, a piezoelectric element,
(4A), which constitutes a self-excited oscillation system of the tuning fork (1).

第５図は第３図に示す制御装置（35）を含んだ自励発
振系（35A）及び検出装置（７）を含んだ検出系（7A）
の一実施例を示すブロック線図である。図中、（10）は
音叉（１）の力学的振動系、すなわち制御対象（振動ジ
ャイロの音叉系）を示し、ブロック内はその伝達関数を
示す。（11B）は変位検出器（６），（6A）全体を示
し、G₂は、そのゲインである。FIG. 5 is a self-excited oscillation system (35A) including the control device (35) shown in FIG. 3 and a detection system (7A) including the detection device (7).
FIG. 3 is a block diagram showing one embodiment. In the figure, (10) indicates a mechanical vibration system of the tuning fork (1), that is, a control object (tuning fork system of a vibrating gyroscope), and a block indicates a transfer function thereof. (11B) is a displacement detector (6), shows the overall (6A), G ₂ is its gain.

上記変位検出器（11B）の出力電圧V_p2は、制御装置
（35）のプリアンプ（34）に加えられ、45°位相器（3
7）、乗算器（12）を介して、制御装置（35）の出力と
して制御信号V_cを出力し、その出力V_cは駆動素子
（４），（4A）よりなる駆動装置（4B）を介して、力学
的振動系（10）に加えられ、制御ループが閉じるよう構
成されている。The output voltage _Vp2 of the displacement detector (11B) is applied to the preamplifier (34) of the control device (35), and the 45 ° phase shifter (3
7), via a multiplier (12) outputs a control signal V _c as the output of the control unit (35), the output V _c is the driving element (4), a (4A) from consisting drive (4B) Via a mechanical vibration system (10) and configured to close the control loop.

45°移相器（37）の出力V_p3はAC−DC変換部（16）に
も加えられる。AC−DC変換部（16）は、入力電圧V_p3を
全波整流し、図示せずも適当な平滑回路によりV_p3の振
幅に対応した直流電圧を出力する。V_p3の直流電圧は、
基準電圧を例えばポテンショメータのような設定素子
（15）を通して得られた設定電圧V_Iと、加算器（AD1）
で比較され、その偏差信号は、偏差増幅器（18）に加え
られる。偏差増幅器（18）は、加えられた偏差信号を増
幅し、その出力を乗算器（12）へ供給する。The output V _p3 of the 45 ° phase shifter (37) is also applied to the AC-DC converter (16). The AC-DC converter (16) performs full-wave rectification on the input voltage _Vp3 , and outputs a DC voltage corresponding to the amplitude of _Vp3 by an appropriate smoothing circuit (not shown). The DC voltage of V _p3 is
A set voltage V _I obtained through the reference voltage, for example, setting element (15) such as a potentiometer, an adder (AD1)
And the deviation signal is applied to a deviation amplifier (18). The deviation amplifier (18) amplifies the applied deviation signal and supplies its output to the multiplier (12).

上述の如く構成された制御装置（35）を含んだ自励発
振系（35A）の閉ループは発散振動する性質をもち、正
弦波状の振動を生じ、その振幅は次第に増大する。これ
は、ループ一巡の信号がそのように振動しつつ増大する
ことをあらわすので、音叉（１）もまた、その周波数で
力学的に振動しつつ、その振動を増大する。これにつ
れ、AC→CD変換部（16）の入力電圧V_p3も増大するの
で、設定電圧V_IとAC→DC変換部（16）の出力電圧との差
は次第に減少していき、乗算器（12）に加わる偏差増幅
器（18）の出力電圧も減少する。このため、乗算器（1
2）の出力は、V_p3の増大と共に偏差増幅器（18）の出力
電圧の減少の影響で小さな値となって行き、ついにはル
ープ一巡の信号も音叉（１）の振幅も一定となる。The closed loop of the self-excited oscillation system (35A) including the control device (35) configured as described above has a property of diverging oscillation, generates a sinusoidal oscillation, and the amplitude thereof gradually increases. This means that the signal of the loop increases while oscillating in such a manner, so that the tuning fork (1) also increases its oscillation while dynamically oscillating at that frequency. As this, the input voltage V _p3 of AC → CD converter unit (16) also increases, the difference between the output voltage of the set voltage V _I and the AC → DC converter section (16) is gradually decreased gradually, the multiplier ( The output voltage of the deviation amplifier (18) applied to 12) also decreases. Therefore, the multiplier (1
The output of 2) becomes a small value due to the decrease of the output voltage of the deviation amplifier (18) with the increase of _Vp3 , and finally the signal of the loop and the amplitude of the tuning fork (1) become constant.

第６図Ａは第５図に示した自励発振系（35A）の制御
装置（35）のプリアンプ（34）と変位検出器（11B）と
しての圧電素子（６），（6A）の部分を示す結線図であ
る。例えば圧電素子より成る変位検出器（６），（6A）
の各々は、音叉（１）の各脚の振れ角φに比例した電圧
V_p2＝K_v2φの電圧源（６−１）と静電容量C₂とで近似的
に表わされる。ここで φ＝sin ω_０ｔ ・・・・・・（１） 一方、プリアンプ（34）は、抵抗R₂の入力抵抗器（34−
１）、演算増幅器（34−２）、抵抗R₃，R₄のフィードバ
ック抵抗器（34−３），（34−４）より構成される。演
算増幅器（34−２）の入力電圧V_i2と圧電素子（６），
（6A）の出力電圧V_p2との間には、 V_i2＝R₂C₂S／（R₂C₂S＋１）V_p2 ・・・・・・（２） 但し、Ｓはラプラス演算子である。FIG. 6A shows the parts of the preamplifier (34) and the piezoelectric elements (6) and (6A) as the displacement detector (11B) of the control device (35) of the self-excited oscillation system (35A) shown in FIG. FIG. For example, displacement detectors composed of piezoelectric elements (6), (6A)
Are voltages proportional to the swing angle φ of each leg of the tuning fork (1).
Is approximately expressed by V _p2 = K _v2 φ voltage source (6-1) and the capacitance C _2. Here _{φ = sin ω 0 t ······ (} 1) On the other hand, a preamplifier (34), the input resistor of the resistor R ₂ (34-
1), an operational amplifier (34-2), the resistor R _3, R ₄ of the feedback resistor (34-3), composed of (34-4). Input voltage V _i2 and a piezoelectric element of the operational amplifier (34-2) (6),
Between the output voltage V _p2 of _{(6A), V i2 = R} 2 C 2 S / (R 2 C 2 S + 1) V p2 ······ (2) where, S is is Laplace operator .

ここでV_p2は次式（３）で表わされるので、 V_p2＝K_v2sinω_０ｔ ・・・・・・（３） （；振動振幅、ω_０；音叉の角周波数） この（３）式を（２）式に代入し、時間領域に変換す
れば、次式が得られる。Here, since V _p2 is represented by the following formula _{(3), V p2 = K} v2 sinω 0 t ······ (3) (; vibration amplitude, omega _0; angular frequency of the tuning fork) This equation (3) Is substituted into the expression (2) and converted into the time domain, the following expression is obtained.

ここで、δ_２はR₂C₂等で決まる位相角である。 Here, δ ₂ is a phase angle determined by R ₂ C _{2 and the} like.

一方、変位検出器（６），（6A）のゲインK_v2は次式
で表わされる。On the other hand, the gain K _v2 of the displacement detectors (6) and (6A) is expressed by the following equation.

但し、_２は変位検出器の寸法で決まる定数、_２は
変位検出器（６），（6A）の電気機器結合係数を表わ
す。 Here, ₂ is a constant determined by the size of the displacement detector, and ₂ represents the electric device coupling coefficient of the displacement detectors (6) and (6A).

（５）式を（４）式に代入すれば （６）式の中で、温度変化の影響を受けやすいもの
は、例えば圧電素子からなる変位検出器（６），（6A）
の静電容量C₂であり、これが温度変化を受けないために
は、次式が成立する必要がある。Substituting equation (5) into equation (4) Among the equations (6), those which are susceptible to a temperature change are, for example, displacement detectors (6) and (6A) made of piezoelectric elements.
The following equation must be satisfied in order to prevent the capacitance C ₂ from undergoing a temperature change.

R₂＝1/C₂ω_０ ・・・・・・（７） しかしながら第５図に示す自励発振系（35A）として
みると、上式の条件は、位相的に音叉（１）の振幅φに
対して45°進んでいることになり、（（６）式のδ_２＝
45°）、理想発振系としての90°進みの条件が満たされ
ていないため、一般には通常のR,C回路で構成される第
１の45°位相器（37）をプリアンプ（34）の出力段に設
けている。R ₂ = 1 / C ₂ ω ₀ (7) However, considering the self-excited oscillation system (35A) shown in FIG. 5, the condition of the above equation is that the amplitude of the tuning fork (1) is phase-wise. This means that the angle is advanced by 45 ° with respect to φ, and δ ₂ =
45 °), because the condition of 90 ° advance as an ideal oscillation system is not satisfied, the first 45 ° phase shifter (37) generally composed of a normal R and C circuit is connected to the output of the preamplifier (34). It is provided on the stage.

また、音叉（１）の振動振幅φは位相検出器（６），
（6A）及び、プリアンプ（34）に関する条件式と45°位
相器（37）と両者合せて90°進んだ信号V_p3となり、こ
の位相信号V_p3は音叉（１）の振動振幅φの微分値
（レート）に相当することになる。Further, the vibration amplitude φ of the tuning fork (1) is determined by the phase detector (6),
(6A) and the conditional expression relating to the preamplifier (34) and the 45 ° phase shifter (37) together form a signal V _p3 advanced by 90 °, and this phase signal V _p3 is the differential value of the vibration amplitude φ of the tuning fork (1). (Rate).

（１）式より ＝ω_０cos ω_０ｔ ・・・・・・（８） 簡単のため、プリアンプ（34）、45°位相器（37）の
ゲインを１とし、45°位相器（37）で位相が45°進むと
すると、45°位相器（37）の出力V_p3は次式で表わされ
る。From equation (1), = ω ₀ cos ω ₀ t (8) For simplicity, the gain of the preamplifier (34) and the 45 ° phase shifter (37) is set to 1 and the 45 ° phase shifter (37) Assuming that the phase advances by 45 °, the output V _p3 of the 45 ° phase shifter (37) is expressed by the following equation.

更に、簡単のためにAC→DC変換部（16）のゲインを１
とすると、後述するように（９）式の振幅が設定電圧V_I
に等しくなることから、音叉（１）の振動レートω_０
は次式で表わされる。 Further, for simplicity, the gain of the AC → DC converter (16) is set to 1
Then, as described later, the amplitude of equation (9) is equal to the set voltage V _I.
, The vibration rate ω ₀ of the tuning fork (1)
Is represented by the following equation.

上述したように第５図の制御装置（35）を含む自励発
振系（35A）の一巡ループは、振幅のレートを一定にす
るような自動制御機能をもち、且つその周波数を力学的
振動系の共振周波数に保つ機能をも、あわせ備えている
自励発振系であることがわかる。一定となる振幅は、設
定電圧V_Iと偏差増幅器（18）のゲインとで定まるが、偏
差増幅器（18）の伝達関数に、周波数が低くなるに従っ
てゲインが増幅するような特性（例えば「比例＋積分」
特性）を用いると、振幅の定常値は設定電圧V_Iのみによ
って定まる。これより、設定素子（15）でV_Iを変えるこ
とにより、振幅を任意にきめることができる。 As described above, the loop of the self-excited oscillation system (35A) including the control device (35) shown in FIG. 5 has an automatic control function for keeping the amplitude rate constant, and the frequency is controlled by the mechanical oscillation system. It can be seen that the self-excited oscillation system also has the function of maintaining the resonance frequency of Amplitude becomes constant is determined by the gain setting voltage V _I and the deviation amplifier (18), the transfer function of the deviation amplifier (18), characteristics such as the gain is amplified as the frequency becomes lower (for example, "proportional + Integral "
With characteristics), steady-state value of the amplitude is determined only by the set voltage V _I. From this, by changing the V _I at setting element (15), it is possible to determine the amplitude arbitrarily.

次に、第５図の検出系（7A）について述べる。 Next, the detection system (7A) in FIG. 5 will be described.

前述の如く、音叉（１）を動作させた状態で第３図に
示す音叉軸（Ｚ−Ｚ）のまわりにΩで示す角速度が入力
されると、２個の振動質量部（１−１），（１−１）に
は、速度ｖと入力角速度Ωの積に比例したコリオリの力
F_cが夫々発生し、音叉（１）を上記音叉軸（Ｚ−Ｚ）の
まわりに音叉（１）と同一の振動数で交番振動させる。
この交番振動の変角は、圧電素子（81−１），（81−
２）からなる角振動検出器（81）によって、電気信号に
変換され、電圧出力となる。As described above, when the angular velocity indicated by Ω is inputted around the tuning fork axis (ZZ) shown in FIG. 3 in a state where the tuning fork (1) is operated, the two vibrating mass parts (1-1) , (1-1) have the Coriolis force proportional to the product of the velocity v and the input angular velocity Ω.
F _c is generated, and the tuning fork (1) is alternately vibrated around the tuning fork axis (ZZ) at the same frequency as the tuning fork (1).
The deflection angle of this alternating vibration is determined by the piezoelectric elements (81-1) and (81-
It is converted into an electric signal by the angular vibration detector (81) consisting of 2), and becomes a voltage output.

この場合、第５図の検出系（7A）に示す如く、上記角
振動検出器（81）の出力電圧V_p1を、プリアンプ（32）
を介してデモジュレータ（33）に入力し、同期整流した
後、必要があればフィルタ（36）を通すことにより、音
叉（１）の音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりに入力される角速度
Ωに比例した電圧Ｙが出力され、ジャイロ装置が構成さ
れる。即ち、音叉（１）の両振動質量部（１−１），
（１−１）の質量、該振動質量部（１−１），（１−
１）間の距離の積を比例定数K_Tで表わすものとする。音
叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりの入力角速度Ωと比例定数K_Tと音
叉（１）の速度、即ち振幅φ＝sin ω_０ｔを微分し
たものとを乗じたコリオリの力F_cによる交番トルクΩK_T
ω_０ cos ω_０ｔは、音叉（１）全体を音叉軸（Ｚ
−Ｚ）のまわりに交番角振動させる。第５図の（31）
は、音叉（１）を含む（Ｚ−Ｚ）軸まわりの機械系で、
ブロック内はその伝達関数である。交番角振動の偏角θ
は角振動検出器（81）によって電気信号V_p1に変換さ
れ、検出装置（７）のプリアンプ（32）に加えられる。
プリアンプ（32）で交流増幅した後、デモジュレータ
（33）において、同期整流され、フィルタ（36）を通し
て角速度Ωに比例した電圧Ｙが検出装置（７）から出力
できることになる。ここで、デモジュレータ（33）の基
準信号として、自励発振系（35A）の制御装置（35）内
のプリアンプ（34）の出力V_p2′が検出系（7A）の検出
装置（７）内の90°位相器（50）を介して供給されてい
る。In this case, as shown in the detection system (7A) of FIG. 5, the output voltage V _p1 of the angular vibration detector (81) is changed to a preamplifier (32).
, And after synchronous rectification, if necessary, by passing through a filter (36), the angular velocity Ω input around the tuning fork axis (ZZ) of the tuning fork (1) is obtained. The proportional voltage Y is output, and a gyro device is configured. That is, both vibrating mass portions (1-1) of the tuning fork (1),
(1-1) mass, the vibrating mass part (1-1), (1-
Denote the product of the distance between 1) a proportional constant K _T. Tuning fork axis (Z-Z) about the speed of the input angular rate Ω and the proportional constant K _T and the tuning fork (1), i.e. the amplitude φ = sin ω ₀ Coriolis force F _c alternating torque by ΩK _{that t} was multiplied by the a differentiated _T
ω ₀ cos ω ₀ t is obtained by setting the entire tuning fork (1) to the tuning fork axis (Z
−Z). (31) in Fig. 5
Is a mechanical system around the (ZZ) axis including the tuning fork (1).
Inside the block is the transfer function. Declination θ of alternating angle vibration
Is converted into an electric signal V _p1 by the angular vibration detector (81) and is applied to the preamplifier (32) of the detecting device (7).
After the AC amplification by the preamplifier (32), the signal is synchronously rectified in the demodulator (33), and a voltage Y proportional to the angular velocity Ω can be output from the detection device (7) through the filter (36). Here, as a reference signal of the demodulator (33), the output V _p2 ′ of the preamplifier (34) in the control device (35) of the self-excited oscillation system (35A) is used as the reference signal in the detection device (7) of the detection system (7A). It is supplied via a 90 ° phase shifter (50).

尚、K_v1は角振動検出器（81）を構成する圧電素子（8
1−１），（81−２）の偏角−電圧変換定数、K₁はプリ
アンプ（32）のゲインである。ブロック（31）内の伝達
関数内に於ける、Ｉは音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりの音叉系
の慣性能率、_１は音叉系の等価粘性抵抗係数、Ｋは圧
電素子（81−１），（81−２）の音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわ
りのトルクバネ定数、又、Ｓはラプラス演算子を夫々示
す。K _v1 is the piezoelectric element (8) that constitutes the angular vibration detector (81).
1-1), the argument of (81-2) - the gain of the voltage conversion constant, K ₁ is a preamplifier (32). In the transfer function in the block (31), I is the inertia coefficient of the tuning fork system around the tuning fork axis (ZZ), ₁ is the equivalent viscous resistance coefficient of the tuning fork system, K is the piezoelectric element (81-1), The torque spring constant around the tuning fork axis (ZZ) in (81-2), and S indicates a Laplace operator, respectively.

尚、第６図（Ｂ）は検出系（7A）の検出装置（７）の
プリアンプ（32）と角振動検出器（81）を構成する圧電
素子（81−１），（81−２）との一例を示す結線図で、
同図に於いて、圧電素子より成る角振動検出器（81）
は、検出係（7A）に用いた場合には、機械系（31）の偏
角θに比例した電圧V_p1＝K_v1θの電圧源（81−10）と静
電容量C₁とで近似的に表わされる。一方、プリアンプ
（32）は、抵抗Ｒの入力抵抗器（32−１）、演算増幅器
（32−２）、抵抗R₅，R₆のフィードバック抵抗器（32−
３），（32−４）より構成される。演算増幅器（32−
２）の入力電圧V_i1と圧電素子（81−１），（81−２）
の出力電圧V_P1との間には、次式の関係がある。FIG. 6 (B) shows the preamplifier (32) of the detection device (7) of the detection system (7A) and the piezoelectric elements (81-1) and (81-2) constituting the angular vibration detector (81). In a connection diagram showing an example of
In the same figure, an angular vibration detector (81) consisting of a piezoelectric element
Is approximated by the voltage source (81-10) of voltage V _p1 = K _v1 θ proportional to the argument θ of the mechanical system (31) and the capacitance C ₁ when used for the detector (7A). Is represented by On the other hand, a preamplifier (32) includes an input resistor of the resistor R (32-1), an operational amplifier (32-2), the resistor R _5, the feedback resistor R ₆ (32-
3) and (32-4). Operational amplifier (32-
2) Input voltage _Vi1 and piezoelectric elements (81-1), (81-2)
_Has the following relationship with the output voltage V _P1 .

V_i1＝R₁C₁S／（R₁C₁S＋１）V_p1・・・・・（11） 但し、Ｓはラプラス演算子である。V _i1 = R ₁ C ₁ S / (R ₁ C ₁ S + 1) V _p1 (11) where S is a Laplace operator.

ところで、機械系（31）は、ΩK_Tω_０ cos ω_０
ｔとし、第５図に示す伝達関数で表わされる関数で、偏
角θを出力する。その共振点は、普通、自励発振系（35
A）の力学的振動系（10）の共振点より低い周波数に選
ばれるので、振動系（10）の共振周波数において、機械
系（31）のゲインは１より小さく、位相は180°遅れて
いる。そのゲインをK₂とすると、偏角θは次式となる。By the way, the mechanical system (31) is ΩK _T ω ₀ cos ω ₀
The argument is output as a function represented by the transfer function shown in FIG. The resonance point is usually a self-excited oscillation system (35
Since the frequency is selected to be lower than the resonance point of the mechanical vibration system (10) of A), at the resonance frequency of the vibration system (10), the gain of the mechanical system (31) is smaller than 1 and the phase is delayed by 180 °. . When the gain and K _2, the deflection angle θ becomes the following equation.

θ＝−K₂ΩK_Tω_０ cos ω_０ｔ ・・・・・・（12） 従って、（11）式を時間領域で表わすと次式となる。θ = −K ₂ Ω K _T ω ₀ cos ω ₀ t (12) Accordingly, the following expression is obtained by expressing the expression (11) in the time domain.

ここで、δ_１はR₁，C₁等で決まる位相角である。 Here, δ ₁ is a phase angle determined by R ₁ , C _{1, and the} like.

一方、角振動検出器（81）の圧電素子（81−１），
（81−２）のゲインK_v1は次式で現われる。On the other hand, the piezoelectric element (81-1) of the angular vibration detector (81),
The gain K _v1 of (81-2) is expressed by the following equation.

但し、_２は電圧素子の寸法で決まる定数、_１は電
圧素子の電気機器結合係数を表わす。 Here, ₂ represents a constant determined by the dimensions of the voltage element, and ₁ represents the electric device coupling coefficient of the voltage element.

（14）式を（13）式に代入すれば （15）式の中で、温度変化の影響をうけやすいもの
は、角振動検出器（81）を構成する圧電素子（81−
１），（81−２）の静電容量C₁であり、これが温度変化
をうけないためには次式が成立する必要がある。Substituting equation (14) into equation (13) In equation (15), the one that is easily affected by a temperature change is the piezoelectric element (81−) constituting the angular vibration detector (81).
1), (81-2) and the capacitance C _1, this in order to not subject to temperature changes, it is necessary to have the following equation is established.

R₁＝1/C₁ω_０ ・・・・・・（16） しかしながら、この条件は、第６図Ｂのプリアンプ
（32）の入力電圧V_i1、即ちその出力V_p1′の信号位相を
45°進めることになる（（15）式で、δ_１＝45°を意味
する）。R ₁ = 1 / C ₁ ω ₀ (16) However, this condition _causes the input voltage V _i1 of the preamplifier (32) in FIG. 6B, that is, the signal phase of the output V _p1 ′ to change.
The angle is advanced by 45 ° (means δ ₁ = 45 ° in equation (15)).

一方、自励発振系（35A）の制御装置（35）のプリア
ンプ（34）のゲインを１とすると、その出力V_p2′は
（６）式で表され、検出系（7A）の検出装置（７）のプ
リアンプ（32）のゲインを１とすれば、その出力V_p1′
は（15）式で表され、両者の信号の位相差は90°であ
る。従って、制御装置（35）のプリアンプ（34）の出力
V_p2′を入力とする90°位相器（50）を検出装置（７）
内に設け、合計90°の位相差をもつ信号出力V_Fを、デモ
ジュレータ（33）の基準信号としてデモジュレータ（3
3）に供給し、基準信号V_Fとプリアンプ（32）の出力
V_p1′とが同位相或いは180°位相になるように構成して
いる。On the other hand, assuming that the gain of the preamplifier (34) of the control device (35) of the self-excited oscillation system (35A) is 1, the output V _p2 'is expressed by the equation (6), and the detection device (7A) of the detection system (7A) Assuming that the gain of the preamplifier (32) of 7) is 1, the output V _p1 '
Is expressed by equation (15), and the phase difference between the two signals is 90 °. Therefore, the output of the preamplifier (34) of the control device (35)
90 ° phase shifter (50) with V _p2 ′ as input detector (7)
Provided within the signal output V _F having a phase difference of total 90 °, a demodulator (3 as a reference signal for the demodulator (33)
Supplied to 3), the reference signal V _F and the output of the preamplifier (32)
The configuration is such that V _p1 ′ has the same phase or 180 ° phase.

従って、簡単のため、プリアンプ（32）、デモジュレ
ータ（33）及びフィルタ（36）のゲインを１とすると、
（15）式より、検出装置（７）の出力Ｙは次式で表わさ
れる。Therefore, for simplicity, assuming that the gain of the preamplifier (32), demodulator (33) and filter (36) is 1,
From the expression (15), the output Y of the detection device (7) is expressed by the following expression.

音叉（１）の振動レートωを表わす（10）式を（1
7）式に代入すると、 温度変化の影響をうけない（７）式及び（16）式を
（18）式にあてはめると、次式を得る。 Equation (10) representing the vibration rate ω of the tuning fork (1) is
7) Substituting into the equation, When the equations (7) and (16), which are not affected by the temperature change, are applied to the equation (18), the following equation is obtained.

上式より、第５図に示すブロック線図のジャイロ装置
は、温度変化の影響をうけないことが知れる。 From the above equation, it is known that the gyro device shown in the block diagram of FIG. 5 is not affected by a temperature change.

これを、動作的に簡単に述べると、音叉系の振動レー
トωは、その値が一定となるような制御装置（35）の
作用により、その振幅を検出する圧電素子（６），
（6A）のゲインが増大すると逆に、小さくなる。一方、
検出系（7A）の圧電素子（81−１），（81−２）のゲイ
ンが増大すると、その出力は増大する。ジャイロ出力
は、音叉系の振動レートと検出系の出力との積になって
いるため、上記音叉系及び検出系のプリアンプを含めた
圧電素子の温度特性を夫々最小にすることにより、温度
変化の影響を受けないジャイロ装置を得ることができ
る。To briefly describe this in terms of operation, the vibration rate ω of the tuning fork system is controlled by the control device (35) so that its value becomes constant.
Conversely, when the gain of (6A) increases, it decreases. on the other hand,
When the gain of the piezoelectric elements (81-1) and (81-2) of the detection system (7A) increases, the output increases. Since the gyro output is the product of the vibration rate of the tuning fork system and the output of the detection system, minimizing the temperature characteristics of the piezoelectric elements including the preamplifier of the tuning fork system and the detection system respectively minimizes the temperature change. A gyro device that is not affected can be obtained.

尚、上述の構成により、スケールファクターの温度変
化の少いジャイロを得ることが出来るが、実際には、ス
ケールファクターのわずかな温度変化が残存し、又、音
叉（１）の制作上のアンバランス等により、バイアス自
体が温度による影響をうけることが避けがたい。Note that a gyro having a small temperature change in the scale factor can be obtained by the above-described configuration. However, in practice, a slight temperature change in the scale factor remains and an unbalance in the production of the tuning fork (1). For this reason, it is unavoidable that the bias itself is affected by the temperature.

第５図の検出装置（７）内の符号（40）は、音叉
（１）の近傍に設けた温度センサであり、その検出温度
Tiと基準温度T_Rとの差、即ちΔＴ＝Ti−T_Rに比例した信
号を減算器（40A）より得、これをゲイン調整器（41）
に供給する。ゲイン調整器（41）は、その入力信号に比
例した電圧V₃が発生し、その比例ゲインK₂を調整するこ
とができ、その出力V₃をデモジュレータ（33）の出力に
加算器（42）で加算入力することにより、バイアス値の
温度に対する一次的な変化を補償する。Reference numeral (40) in the detection device (7) in FIG. 5 denotes a temperature sensor provided near the tuning fork (1),
The difference between Ti and a reference temperature T _R, i.e. [Delta] T = Ti-T proportional to _R signal subtracter (40A) obtained from which a gain adjuster (41)
To supply. Gain adjuster (41), the voltage V ₃ occurs in proportion to the input signal, it is possible to adjust the proportional gain K _2, the adder to the output of the demodulator (33) and the output V ₃ (42 ) Compensates for a temporary change in the bias value with respect to the temperature.

尚、第５図に於いて、（43）はバイアス修正回路で、
音叉（１）のアンバランス等による固定的なバイアス出
力を修正するためのものである。この従来例は、ジャイ
ロ出力に対し、音叉（１）の振動系の検出圧電素子
（６），（6A）の出力伝達関数と、検出系の圧電素子
（81−１），（81−２）の出力伝達関数とが、分母・分
子の関係になる点に着目し、これ等を同種の素子で構成
すると共に、それぞれのプリアンプの入力抵抗をR₁＝1/
（C₁ ω_０），R₂＝1/（C₂ ω_０）にすると共に、音叉
の自励発振系のプリアンプの後段に45°移相器（37）を
設けることにより、自励発振系としての動作を確保する
と同時に、検出系のデモジュレータへの基準出力にも90
°移相器（50）を設けることにより、電圧素子の温度特
性に依存しない高精度のジャイロ装置を得ている。In FIG. 5, (43) is a bias correction circuit.
This is for correcting a fixed bias output due to imbalance of the tuning fork (1) or the like. In this conventional example, the output transfer functions of the detecting piezoelectric elements (6) and (6A) of the vibration system of the tuning fork (1) and the piezoelectric elements (81-1) and (81-2) of the detecting system are compared with the gyro output. Focusing on the point that the output transfer function becomes a denominator-numerator relationship, these are composed of the same type of elements, and the input resistance of each preamplifier is R ₁ = 1 /
(C ₁ ω ₀ ), R ₂ = 1 / (C ₂ ω ₀ ), and a 45 ° phase shifter (37) is provided after the preamplifier of the self-excited oscillation system of the tuning fork. At the same time as the reference output to the demodulator of the detection system.
° By providing the phase shifter (50), a highly accurate gyro device that does not depend on the temperature characteristics of the voltage element is obtained.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be solved by the invention]

上述の如き従来のジャイロ装置においては、音叉系及
び検出系のプリアンプを含めた圧電素子の温度特性を夫
々最小にすることにより、温度の影響を受けないように
し、それでも残るわずかなバイアスの温度感度を検出装
置（７）内のゲイン調整器（41）を用いて、温度に関す
る一次補正を行っていたが、実際には検出装置（７）の
バイアス出力Ｙは、外気温度に対して二次的に変化する
ため、従来のゲイン調整器（41）による補正だけは、バ
イアス出力Ｙの温度感度を完全に無くすことができなか
った。上記の問題点の一つの原因として、音叉（１）の
振動系の検出圧電素子（６），（6A）の静電容量温度係
数とヒンジ（80）の角振動検出用圧電素子（81−１），
（81−２）の静電容量温度係数とが、完全に一致しない
ために生ずることがあげられる。In the conventional gyro apparatus as described above, the temperature characteristics of the piezoelectric elements including the preamplifiers of the tuning fork system and the detection system are minimized so that the piezoelectric elements are not affected by the temperature, and the temperature sensitivity of the slight bias which remains there is still small. Was primarily corrected with respect to temperature using the gain adjuster (41) in the detection device (7). However, in practice, the bias output Y of the detection device (7) is secondary to the outside air temperature. Therefore, the temperature sensitivity of the bias output Y could not be completely eliminated only by the correction by the conventional gain adjuster (41). One of the causes of the above problems is that the temperature coefficient of capacitance of the detecting piezoelectric elements (6) and (6A) of the tuning fork (1) and the piezoelectric element (81-1) for detecting angular vibration of the hinge (80) are used. ),
This may occur because the capacitance temperature coefficient of (81-2) does not completely match.

以下、この問題点についてもう少し詳しく説明する。 Hereinafter, this problem will be described in more detail.

ヒンジ（80）の角振動検出用圧電素子（81−１），
（81−２）の静電容量温度係数α_１を次式（20）とし、 音叉（１）の検出圧電素子（６），（6A）の静電容量温
度係数α_２を次式（21） とし、（18）式を温度に対して一回微分すれば となる。ここで、圧電素子（81−１），（81−２）及び
（６），（6A）の静電容量C₁及びC₂が温度に対して直線
的に変化するとすれば となり、（23）式及び静電容量変化によるスケールファ
クタの温度感度なしの条件である（７），（16）式を
（22）式に代入し、整理すれば となる。Piezoelectric element (81-1) for detecting angular vibration of hinge (80),
The temperature coefficient of capacitance alpha ₁ of (81-2) and the following equation (20), The capacitance temperature coefficient α ₂ of the detecting piezoelectric elements (6) and (6A) of the tuning fork (1) is calculated by the following equation (21). And once differentiating equation (18) with respect to temperature, Becomes Here, the piezoelectric element (81-1), (81-2) and (6), if the capacitance C ₁ and C ₂ are linearly changes with respect to temperature (6A) Substituting Equation (23) and Equations (7) and (16), which are the conditions without temperature sensitivity of the scale factor due to capacitance change, into Equation (22), and rearranging Becomes

さらに（24）式の分母・分子のΔT²の項は無視でき、 １＋α_１ΔＴ≒１ １＋α_２ΔＴ≒１ が成り立つ場合には となり、これを図示すれば第７図のようになる。Further, the term of ΔT ² of the denominator and numerator of the equation (24) can be ignored, and when 1 + α ₁ ΔT ≒ 1 1 + α ₂ ΔT ≒ 1 holds, This is illustrated in FIG.

第７図に示すように、音叉（１）の検出圧電素子
（６），（6A）とヒンジ（80）の角振動検出用圧電素子
（81−１），（81−２）に静電容量温度係数の差がある
場合は、検出装置（７）のバイアス出力Ｙの温度傾斜 は、正又は負の勾配を持つことになり、その結果、検出
装置（７）のバイアス出力Ｙは、温度に対して二次的な
分布となる。このため、ジャイロ装置を例えば車載ナビ
ゲーション用として用いようとする場合等、ジャイロ装
置の使用温度範囲が広くなると、その低温側と高温側で
大きなバイアス変動が生じてしまう問題があった。As shown in FIG. 7, the detecting piezoelectric elements (6) and (6A) of the tuning fork (1) and the piezoelectric elements (81-1) and (81-2) for detecting angular vibration of the hinge (80) are provided with capacitance. If there is a difference between the temperature coefficients, the temperature gradient of the bias output Y of the detection device (7) Has a positive or negative slope, so that the bias output Y of the detection device (7) has a quadratic distribution with respect to temperature. For this reason, when the gyro device is used for, for example, in-vehicle navigation and the operating temperature range of the gyro device is widened, there is a problem that a large bias fluctuation occurs on the low temperature side and the high temperature side.

本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたもので、そ
の目的は上記従来の課題を一掃した新規なジャイロ装置
を提供せんとするものである。The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a novel gyro device that eliminates the above-described conventional problems.

〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]

本発明によれば、音叉（１）と、該音叉に生ずるコリ
オリ力（F_c）によるモーメントを検出する検出部（8
0），（81−1,81−２）と、上記音叉を自励発振させる
ための制御装置（35）と、上記検出部から生ずる信号を
処理するための検出装置（７）とを有するジャイロ装置
において、二乗補正回路（47）を用いて温度センサから
得られた温度と基準温度との差の二乗の出力を上記検出
装置のデモジュレータ出力に加えるようになしたジャイ
ロ装置が得られる。According to the present invention, the tuning fork (1) and the detecting unit (8) for detecting a moment due to the Coriolis force (F _c ) generated in the tuning fork.
Gyro having a control device (35) for causing the tuning fork to self-oscillate, and a detection device (7) for processing a signal generated from the detection unit. In the device, a gyro device is obtained in which the output of the square of the difference between the temperature obtained from the temperature sensor and the reference temperature is added to the demodulator output of the detection device using the square correction circuit (47).

〔作用〕[Action]

本発明による検出装置（７）によれば、二乗補正回路
（47）中の乗算器（46）により、基準温度と温度センサ
（40）より得られる外部温度との差を二乗した信号を作
り出し、その信号を二乗補正回路（47）中のゲイン調整
器（45）にて、大きさ及び極性を調整することにより、
例えば音叉（１）の検出圧電素子（６），（6A）の静電
容量温度係数とヒンジ（80）の角振動検出用圧電素子
（81−１），（81−２）の静電容量温度係数との差に起
因する温度に関して、二次的てバイアス変動を補償する
ことができる。According to the detector (7) of the present invention, the multiplier (46) in the square correction circuit (47) generates a signal obtained by squaring the difference between the reference temperature and the external temperature obtained from the temperature sensor (40), By adjusting the magnitude and polarity of the signal with a gain adjuster (45) in the square correction circuit (47),
For example, the capacitance temperature coefficient of the detection piezoelectric elements (6) and (6A) of the tuning fork (1) and the capacitance temperature of the angular vibration detection piezoelectric elements (81-1) and (81-2) of the hinge (80). Secondary bias variations can be compensated for temperature due to the difference from the coefficient.

〔実施例〕〔Example〕

第１図は、本発明によるジャイロ装置の一実施例を示
すブロック図である。同図において、第５図に示す従来
例と同じ部分は同じ符号で示し、それ等の詳細説明は省
略する。またジャイロ装置としての基本的な動作も、従
来例と同様であるので、その説明を省略する。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a gyro device according to the present invention. In this figure, the same parts as those in the conventional example shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. Further, the basic operation of the gyro device is the same as that of the conventional example, and the description thereof is omitted.

第１図の本発明の一実施例と、第５図の従来例との違
いは、第１図の本発明の例においては、新たに乗算器
（46）とゲイン調整器（45）から成る二乗補正回路（4
7）を、ゲイン調整器（41）と並列に設けたことにあ
る。以下この乗算器（46）とゲイン調整器（45）に就い
て述べる。The difference between the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 and the conventional example shown in FIG. 5 is that in the example of the present invention shown in FIG. 1, a multiplier (46) and a gain adjuster (45) are newly provided. Square correction circuit (4
7) is provided in parallel with the gain adjuster (41). Hereinafter, the multiplier (46) and the gain adjuster (45) will be described.

まず、音叉（１）の近傍に設けた温度センサ（40）に
より、音叉（１）の近傍の温度Tiを検出し、さらにこの
温度Tiと基準温度T_Rとを減算器（40A）で比較し、その
差ΔＴ＝Ti−T_Rを乗算器（46）に入力し、これにより出
力ΔT²を得る。First, the temperature sensor (40) provided in the vicinity of the tuning fork (1), and detects the temperature Ti in the vicinity of the tuning fork (1), compared at the temperature Ti and a reference temperature T _R and a subtractor (40A) , enter the difference ΔT = Ti-T _R to a multiplier (46), thereby obtaining the output [Delta] T ^2.

さらに、乗算器（46）の出力ΔT²を、ゲイン調整器
（45）に入力するが、このゲイン調整器（45）は比例ゲ
イン及び極性を調整することができ、そのゲインをK₃と
すれば、出力としてV₄＝K₃ΔT²を得ることができる。Further, the output [Delta] T ² of the multiplier (46), but input to the gain controller (45), the gain adjuster (45) can adjust the proportional gain and polarity, by the gain and K ₃ For example, V ₄ = K ₃ ΔT ² can be obtained as an output.

従来のジャイロ装置としては、第８図の温度と検出装
置（７）のバイアス出力との関係に示すように、温度に
対して二次的な分布を示すが、これを補償するようにゲ
イン調整器（45）のゲインK₃及び一次補正回路であるゲ
イン調整器（41）のゲインK₂を調整すれば、温度に対し
て影響を受けないジャイロ装置を得ることができる。A conventional gyro device has a quadratic distribution with respect to temperature as shown in the relationship between the temperature and the bias output of the detection device (7) in FIG. 8, but the gain is adjusted so as to compensate for this. by adjusting the gain K ₂ of the gain K ₃ and primary correction circuit vessels (45) gain adjuster (41), it is possible to obtain a gyro device is not sensitive to temperature.

ゲイン調整器（41）及びゲイン調整器（45）から出力
された電圧V₃及びV₄を加算器（48）で加算し、この加算
出力をデモジュレータ（33）の出力に、加算器（42）で
加算入力することにより、バイアス値の温度に対する一
次的な変化と二次的な変化を補償することができる。Adds the gain adjuster (41) and a gain adjuster (45) voltage V ₃ and V ₄ output from the adder (48), the output of the demodulator the addition output (33), an adder (42 ), The primary change and the secondary change of the bias value with respect to the temperature can be compensated.

第２図は、ゲイン調整器（41）、二乗補正回路（47）
及び加算器（48）を含むバイアス温度補正回路の一具体
例の結線図である。FIG. 2 shows a gain adjuster (41) and a square correction circuit (47)
FIG. 14 is a connection diagram of a specific example of a bias temperature correction circuit including an adder and an adder (48).

第１図に示す温度センサ（40）からの温度Tiと基準温
度T_Rとの差であるΔＴ＝Ti−T_Rに比例した電圧信号V₁が
減算器（40A）より入力端子（60）に印加される。説明
の簡素化のため、温度−電圧の変換定数を１として、V₁
＝ΔＴと記す。この信号V₁は、二乗補正回路（47）の乗
算器（46）に供給され、その出力電圧V₂はV₂＝kV₁ ²とな
り、簡単のためゲインｋ＝１として、V₂＝（ΔT)²とな
る。この出力電圧V₂は、二乗補正回路（47）のゲイン調
整器（45）に供給される。Temperature Ti and a reference temperature T _R and the difference in a [Delta] T = Ti-T voltage signal V ₁ proportional to _R are subtractor from the temperature sensor (40) shown in Figure 1 to (40A) from an input terminal (60) Applied. For the sake of simplicity, V ₁
= ΔT. The signal V ₁ was supplied to a multiplier (46) for squaring the correction circuit (47), the output voltage V ^₂ V ₂ = kV _{1 2} next, as a gain k = 1 for simplicity, V ₂ = ([Delta] T ) ² . The output voltage V ₂ is supplied to the gain adjuster (45) for squaring the correction circuit (47).

ゲイン調整器（45）は、第２図に示す如く、乗算器
（46）の出力電圧V₂を入力信号として、この電圧を分圧
比βで分圧するトリマー（45−１）、演算増幅器（45−
４）、トリマー（45−１）の摺動端子と演算増幅器（45
−４）の正入力端子との間に接続される抵抗器（45−
５）、トリマー（45−１）の一端と演算増幅器（45−
４）の負入力端子との間に接続される抵抗器（45−２）
及び演算増幅器（45−４）の出力端子と負入力端子との
間に接続される抵抗器（45−３）より構成される。上記
ゲイン調整器（45）の出力電圧V₄は、V₄＝K₃（ΔＴ）^２
となる。Gain adjuster (45), as shown in FIG. 2, as an input signal the output voltage V ₂ of the multiplier (46), trimer (45-1) for dividing the voltage at the voltage dividing ratio beta, operational amplifier (45 −
4) Sliding terminal of trimmer (45-1) and operational amplifier (45
-4) connected to the positive input terminal (45-
5) One end of the trimmer (45-1) and the operational amplifier (45-
The resistor (45-2) connected between the negative input terminal of 4).
And a resistor (45-3) connected between the output terminal and the negative input terminal of the operational amplifier (45-4). The output voltage V ₄ of the gain adjuster (45) is V ₄ = K ₃ (ΔT) ²
Becomes

ここで、抵抗器（45−２），（45−３）の抵抗値をそ
れぞれR₄₅₂，R₄₅₃とすると、ゲイン調整器（45）のゲイ
ン定数K₃は、K₃＝（１＋R₄₅₃／R₄₅₂）β−R₄₅₃／R₄₅₂）
となり、簡単のためR₄₅₃＝R₄₅₂とすると、K₃＝２β−１
で表され、トリマー（45−１）の設定分圧値βにより、
ゲイン定数K₃は−１〜＋１の値をとる。即ち、ゲイン調
整器（45）は、そのトリマー（45−１）を摺動設定する
ことにより、そのゲインの大きさ及び極性を調整でき
る。Here, assuming that the resistance values of the resistors (45-2) and (45-3) are R ₄₅₂ and R ₄₅₃ , respectively, the gain constant K ₃ of the gain adjuster (45) is K ₃ = (1 + R ₄₅₃ / R ₄₅₂ ) β- _R453 / _R452 )
Assuming that R ₄₅₃ = R ₄₅₂ for simplicity, K ₃ = 2β−1
And the partial pressure value β of the trimmer (45-1)
Gain constant K ₃ has a value of -1 to +1. That is, the gain adjuster (45) can adjust the magnitude and polarity of the gain by slidingly setting the trimmer (45-1).

上述のように、二乗補正回路（47）は、乗算器（46）
及びゲイン調整器（45）よりなり、温度差ΔＴを入力信
号とし、ΔＴの二乗（ΔＴ）^２に比例した出力K₃（Δ
Ｔ）^２を出力し、ゲイン調整器（45）中のトリマー（45
−１）により、そのゲインK₃の大きさ及び極性を設定て
きるものである。As described above, the square correction circuit (47) includes the multiplier (46)
And gain adjuster consists (45), the temperature difference [Delta] T as an input signal, an output K which is proportional to the square of the [Delta] T ([Delta] T) ² ₃ (delta
T) ² and output the trimmer (45) in the gain adjuster (45).
The -1), in which as possible Te setting the magnitude and polarity of the gain K _3.

また、第２図に示すゲイン調整器（41）の実施例は、
ゲイン調整器（45）と同様に、トリマー（41−１）、抵
抗器（41−２），（41−３），（41−５）及び演算増幅
器（41−４）からなる回路で、温度差信号ΔＴを入力と
し、それに比例した信号V₃＝K₂ΔＴを出力するものであ
る。The embodiment of the gain adjuster (41) shown in FIG.
As with the gain adjuster (45), a circuit consisting of a trimmer (41-1), resistors (41-2), (41-3), (41-5) and an operational amplifier (41-4) It receives the difference signal ΔT and outputs a signal V ₃ = K ₂ ΔT proportional to the difference signal ΔT.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上説明したように、本発明によれば、以下に列挙す
る効果が得られる。As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.

従来例においては、例えば音叉（１）の検出圧電素子
（６），（6A）の圧電素子容量温度係数α_２とヒンジ
（80）の角振動検出用圧電素子（81−１），（81−２）
の圧電素子容量温度係数α_１の違いがある場合、第８図
の温度と検出装置（７）のバイアス出力との関係に示す
ように、バイアス出力は温度に対して二次的な分布とな
り、低温側や高温側では、バイアス出力の誤差も大きく
なる問題があったが、本発明によれば、第１図の二乗補
正回路（47）により、バイアス出力の温度に対する二次
的な分布を補償することができ、広い温度範囲にわたっ
て、バイアス出力の温度感度をなくすことができるとい
う効果があり、本発明のジャイロ装置は、例えば車載ナ
ビゲーション等への利用が可能となる。In the conventional example, for example, detecting piezoelectric elements of the tuning fork (1) (6), the piezoelectric element capacitance temperature coefficient alpha ₂ and the angular vibration detection piezoelectric element of the hinge (80) of (6A) (81-1), (81- 2)
If there a difference piezoelectric element capacitance temperature coefficient alpha ₁ of, as shown in the relationship between the bias output of the temperature and the detector of FIG. 8 (7), bias the output becomes secondary distribution with respect to temperature, On the low-temperature side and the high-temperature side, there was a problem that the error of the bias output also became large. However, according to the present invention, the quadratic distribution of the bias output with respect to the temperature is compensated by the square correction circuit (47) in FIG. Therefore, there is an effect that the temperature sensitivity of the bias output can be eliminated over a wide temperature range, and the gyro device of the present invention can be used for, for example, in-vehicle navigation.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は第１
図の二乗補正回路（47）の一実施例の接続図、第３図は
従来のジャイロ装置の一部を除いた斜視図、第４図は第
３図の要部の軸（Ｚ−Ｚ）方向より見た側面図、第５図
は従来例の一実施例のブロック図、第６図Ａ及びＢは夫
々第５図の第１のプリアンプ及び圧電素子と第２のプリ
アンプ及び圧電素子の結線図、第７図は温度と検出装置
（７）のバイアス出力Ｙの温度一回微分の関係を示す
図、第８図は温度と検出装置（７）のバイアス出力Ｙと
の関係を示す図である。 図に於いて、（１）は音叉、（４），（4A）は駆動装
置、（６），（6A）は変位検出器、（80）はヒンジ、
（81−１），（81−２）は角振動検出用圧電素子、
（７）は検出装置、（40）は温度センサ、（41）はゲイ
ン調整器、（45）はゲイン調整器、（46）は乗算器、
（47）は二乗補正回路を夫々示す。FIG. 1 is a block diagram of one embodiment of the present invention, and FIG.
FIG. 3 is a connection diagram of one embodiment of the square correction circuit (47) shown in FIG. 3, FIG. 3 is a perspective view excluding a part of the conventional gyro device, and FIG. 4 is an axis (ZZ) of a main part in FIG. FIG. 5 is a block diagram of one embodiment of the prior art, and FIGS. 6A and 6B are connection diagrams of the first preamplifier and the piezoelectric element and the second preamplifier and the piezoelectric element of FIG. 5, respectively. FIG. 7 is a diagram showing a relationship between temperature and one-time temperature differentiation of a bias output Y of the detection device (7). FIG. 8 is a diagram showing a relationship between temperature and the bias output Y of the detection device (7). is there. In the figure, (1) is a tuning fork, (4) and (4A) are driving devices, (6) and (6A) are displacement detectors, (80) is a hinge,
(81-1) and (81-2) are piezoelectric elements for detecting angular vibration,
(7) is a detection device, (40) is a temperature sensor, (41) is a gain adjuster, (45) is a gain adjuster, (46) is a multiplier,
(47) shows square correction circuits, respectively.

フロントページの続き (72)発明者 益沢 功 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株 式会社東京計器内 (72)発明者 長 亮弘 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株 式会社東京計器内 (56)参考文献 特開 昭63−38110（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−192206（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−102519（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−102514（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−20810（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−162616（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−194469（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−93981（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−48714（ＪＰ，Ａ)Continued on the front page (72) Inventor Isao Masawa 2-16-46 Minami Kamata, Ota-ku, Tokyo Tokyo Keiki Co., Ltd. (72) Inventor Ryohiro Cho 2-16-46 Minami Kamata, Ota-ku, Tokyo (56) References JP-A-63-38110 (JP, A) JP-A-60-192206 (JP, A) JP-A-61-102519 (JP, A) JP-A-61-102514 JP-A-61-20810 (JP, A) JP-A-3-162616 (JP, A) JP-A-3-194469 (JP, A) JP-A-61-93981 (JP, A) Kaihei 3-48714 (JP, A)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】音叉と、該音叉に生ずるコリオリ力による
モーメントを検出する検出部と、上記音叉を自励発振さ
せるための制御装置と、上記検出部から生ずる信号を処
理するための検出装置とを有するジャイロ装置におい
て、 二乗補正回路を用いて温度センサから得られた温度と基
準温度との差の二乗の出力を上記検出装置のデモジュレ
ータ出力に加えるようになしたことを特徴とするジャイ
ロ装置。1. A tuning fork, a detecting unit for detecting a moment due to a Coriolis force generated in the tuning fork, a control unit for causing the tuning fork to self-oscillate, and a detecting unit for processing a signal generated from the detecting unit. A gyro apparatus comprising: a gyro apparatus, wherein a square output of a difference between a temperature obtained from a temperature sensor and a reference temperature using a square correction circuit is added to a demodulator output of the detection apparatus. . 【請求項２】上記二乗補正回路は乗算器とゲイン調整器
とより成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のジャイロ装置。2. The gyro apparatus according to claim 1, wherein said square correction circuit comprises a multiplier and a gain adjuster.