JP2703891B2 - 表面弾性波フィルタ - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、表面弾性波装置（SAW装置:surface acoust
ic wave device）に関し、さらに詳細には、SAW装置を
用いたフィルタに関するものである。 ［従来の技術及び解決しようとする問題点］ 表面弾性波の１波長が電極周期（２つの電極及び２つ
の電極間幅からなる）に等しくなるように設定された従
来型のSAW変換器をインピーダンス素子として用いた場
合、SAW装置内で弾性波反射が生じるため、該インピー
ダンス素子の設計周波数からオフセットされた周波数に
おいて、コンダクタンスが最大になる。したがって、SA
W装置の設計周波数におけるコンダクタンスは、素子内
での電気的反射によって低下してしまう。このように、
最大コンダクタンスとなる周波数が、設計周波数からず
れてしまうことになる。 米国特許第4144507号及び第4454488号には、SAW変換
素子を用いた２端子共振器が開示されており、該SAW変
換素子は、異なる振幅の複数のスプリアスピークを有し
ており、共振器の目標とする共振周波数またはその近傍
に最も大きなスプリアスピークを有している。このよう
なスプリアス特性を有しているので、SAW装置が、目標
とする設計周波数ではなくそれに近接する最大ピークの
周波数にロックされてしまう可能性がある。これは、共
振器が不安定な動作をしてしまうことになる。さらに、
近接する最大ピークの周波数にロックされた場合は、SA
W装置のＱが低下してしまうことになる。 SAW装置は共振フィルタとして用いられるが、該SAW共
振フィルタは、汎用されているLCフィルタに比べてサイ
ズが小さく低コストで実現できるという利点がある。SA
W共振フィルタは、圧電基板と、該基板の上に形成され
た入力及び出力インターデジタル変換器（IDT）とを含
んでいる。SAW共振フィルタの減衰特性すなわち減衰量
−周波数特性は、目標とする動作周波数、すなわち設計
周波数で最大ピークが生じるものの、動作周波数に近接
する複数の周波数において、ピークが存在する。これら
のピークの振幅は、動作周波数での最大ピークよりは小
さいが、これにより、不所望の周波数がフィルタを通過
してしまうことになる。 このような不所望の周波数の通過を抑圧するために、
上記の米国特許第4325037号に開示されているように、
グルーブを電極間に形成するか、または、共振フィルタ
の構造及び動作の両方に関連する変換器の周波数を変更
すること等の手段をとらなければならない。 第６図は、典型的な従来例の変換器素子を示してお
り、該変換器素子は、必要な反射器を追加すれば１端子
共振装置において使用することができる、SAWインピー
ダンス素子10である。該インピーダンス素子10は、弾性
波が伝搬することができる圧電材料からなる表面層を有
する基板12を備え、該圧電基板上に周知の方法で、変換
器の一対の導電性のパッド14、16が対向して形成されて
いる。導電性のパッド14、16からは、複数の互いに入り
込んだくし形の電極18、20が延伸しており、また、該パ
ッド14、16には、一対の導線24、26が接続されている。
導電性のパッドの一方、例えばパッド16を、第６図の符
号28で示すようにアースしてもよい。電極18、20の数は
任意に変更できるが、通常の場合には多数の電極が用い
られる。電極18、20は、幅及び間隔ともに弾性波の波長
λの1/4であり、したがって、１波長当たり２つの電極
を含んでいる。 第７図は、第６図のインピーダンス素子10における導
線24、26から見たときの典型的な入力コンダクタンス特
性（コンダクタンス−周波数特性）を示している。第７
図に示すように、コンダクタンス特性は、設計周波数を
中心としたときに必ずしも左右対称ではなく、設計周波
数よりも低い周波数でコンダクタンスが最大ピーク31と
なる。これは、弾性波が素子内で反射するからである。
なお、第７図においては、設計周波数は100MHz（符号33
を参照）であり、該設計周波数100MHzにおけるコンダク
タンスは、最大ピーク31のコンダクタンスよりもかなり
低く、したがって、設計周波数での動作効率が低下（す
なわち、挿入損失が増大）してしまうことになる。最大
ピーク31は、基板の材料や電極金属の選択により、設計
周波数よりも高い周波数において現れることもある。 第８図は、共振器またはフィルタを構成する、従来例
のSAW装置102を示している。このSAW装置102において
は、入力変換器106及び出力変換器108の間の周期性を変
化させれば、不連続部の格子118があってもなくても、
１つの主ピークを有する減衰特性を呈する２端子共振器
として動作する。一方、SAW装置102が共振フィルタであ
る場合には、不連続部の格子118が必要であり、該格子1
18と入力及び出力変換器106、108との間には、スペース
すなわちキャビティ111、109が設けられている。不連続
部の格子118によって隔てられているキャビティ109、11
1はそれぞれ、弾性波の周期性に第１及び第２の変化を
生じさせる。 第８図に示されるように、入力変換器106及び出力変
換器108は、圧電基板104の上に間隔を置いて一列に並べ
られている。入力変換器106には信号源110が接続され、
一方出力変換器108には負荷112が接続される。信号源11
0から入力された電気信号は入力変換器106によって表面
弾性波に変換され、表面弾性波が圧電基板104上を進行
し、そして出力変換器108によって再び電気信号に戻さ
れて出力される。第８図においては、分かりやすくする
ために電極の一部だけが示されているが、通常、多数の
電極が変換器を構成するために用いられることはいうま
でもない。 第８図のSAW装置はまた、第１及び第２の反射格子構
造114、116を圧電基板104上に設けており、これらの反
射格子構造114、116はそれぞれ、不連続な複数の電極12
0、122で構成されており、表面弾性波の少なくとも一部
を反射させる。周知のように、第１及び第２の反射格子
構造114、116はそれぞれ、圧電基板104上に狭い間隔で
配置された複数の細長いフィルムフィンガーで形成され
ている。反射器構造を基板の表面をエッチングすること
によって形成してもよいことは勿論である。 第１及び第２の反射格子構造114、116は、圧電基板10
4上に一列に並ぶように配置され、そしてこれらの間
に、入力変換器106及び出力変換器108が配置されてい
る。第１及び第２の反射格子構造114、116の存在によ
り、これら２つの反射格子構造の間で定在波共振が生じ
る。該定在波共振のバンド幅は、残留損失によって変動
する。定在波共振を適切に実現するためには、第１及び
第２の反射格子構造の114、116が、ほぼλ/2の整数倍離
間していることが必要である。 第８図のSAW装置が共振器である場合は、上記したよ
うに必ずしも不連続部の格子構造を必要としないが、該
格子構造118を具備させれば速度の均一化が図られる。 第８図のSAW装置を共振フィルタとして構成した場合
の減衰特性（減衰量−周波数特性）が第９図に示されて
いる。主ピーク125及び126は、ほぼ共振周波数において
生じ、第９図の例では共振周波数は565MHzである。さら
に、減衰量がさほど大きくない幾つかのピーク130、12
8、132が主ピークの周波数すなわち共振周波数よりも低
い周波数で生じており、これにより、SAW共振フィルタ
が共振周波数よりも低い不所望の周波数を通過させてし
まうことになる。すなわち、従来例においては、主ピー
ク125及び126によって示される通過帯域の周波数のみな
らず、ピーク130、128、132に対応する不所望の周波数
も通過させてしまう。 ピーク130、128、132を抑圧して不所望の周波数の通
過を阻止するためには、第９図のSAW共振フィルタに種
々の工夫を施さなければならない。その１つとして、上
記したように、第１及び第２の反射器構造に細い溝を形
成する方法がある。しかしながら、この方法は、非常に
正確な構造を必要とし、したがって非常に高価なものと
なる。別の方法として、第１及び第２の反射器構造11
4、116に関して入力及び出力変換器106、108の周波数を
変更することが考えられる。しかしながら、この方法
も、互いに対立しあってひずみを生じてしまう２つの周
波数に装置が応答しなければならないことになり、した
がって設計が複雑で非常に高価なものとなってしまう。 ［発明が解決しようとする課題］ 上記説明したように、従来のSAW装置においては、SAW
装置をフィルタとして構成した場合は、設計周波数すな
わち動作周波数に近い不所望の周波数がフィルタを通過
してしまい、これを阻止するためには特別な方法を取ら
ざるを得ず、これにより構造が複雑になるとともに高価
になってしまうという問題点がある。 したがって、本発明の目的は、以上のような従来例の
問題点を解消することができる新規なSAW装置を提供す
ることである。 ［課題を解決するための手段］ 上記した目的を達成するために、本発明の表面弾性波
フィルタは、 （ａ）弾性波が伝搬しうる圧電材料の表面層を有する基
板と、 （ｂ）前記基板の前記圧電材料の表面に間隔をあけて並
置した第１及び第２の反射格子構造と、 （ｃ）前記第１及び第２の反射格子構造の間の前記基板
上に、離間して整列された入力及び出力変換器であっ
て、 前記入力変換器が、 信号入力端子として用いられ、導電性でかつ対向して
前記基板上に配置された所定の長さの一対のパッドと、 前記一対のパッドからそれぞれ延伸され、互いに入り
込むように配置された所定の長さを有する複数の電極か
らなり、それぞれの電極の幅及び隣接する電極間の間隔
が弾性波の波長の1/4に設定され、ただし、前記一対の
パッドの長さ方向のほぼ中央部に、前記一対のパッドの
いずれか一方から延伸された電極が弾性波の波長の1/2
の整数倍の間隔で隣接してキャビティが構成されてい
る、くし形電極構造と からなり、 前記出力変換器が、 信号出力端子として用いられ、導電性でかつ対向して
前記基板上に配置された所定の長さの一対のパッドと、 前記一対のパッドからそれぞれ延伸され、互いに入り
込むように配置された所定の長さを有する複数の電極か
らなり、それぞれの電極の幅及び隣接する電極間の間隔
が弾性波の波長の1/4に設定されたくし形電極構造と からなる。 入力及び出力変換器と 前記入力及び出力変換器の間に配置され、該入力及び
出力変換器の共振周波数と同一周波数に共振する第３の
格子構造と を備えていることを特徴としている。 このような構成を有している本発明は、特に、入力変
換器の対向する一対のパッドのいずれか一方から延伸さ
れた電極が弾性波の1/2の整数倍の間隔で隣接するよう
にしてキャビティを形成し、そして、該キャビティを入
力変換器にのみ設けて出力変換器に設けていないことを
特徴としている。本発明においては、このように異なる
構成の２つの変換器を入力変換器及び出力変換器として
用いており、２つの変換器のコンダクタンス特性の相互
作用により、設計周波数以外のサイドローブを大幅に低
減することができるものである。 なお、上記した米国特許第4144507号の第３図に示さ
れた共振器の変換器においてはキャビティが設けられて
いるが、該キャビティは、一対のパッドの両方から延伸
された電極の間に形成されており、しかも、共振器の入
力変換器及び出力変換器の両方に設けられているので、
本発明のような作用効果を奏することができないもので
ある。 本発明の好適な実施例においては、キャビティの両側
または片側に、入力変換器のコンダクタンスを調整する
ためのダミー電極を備えている。入力変換器のキャビテ
ィは、一対のパッドの長さ方向の中央から該長さの±20
％の範囲に形成されることが好ましい。また、キャビテ
ィを構成する隣接する電極間の間隔が、弾性波の波長の
1/2であることが好ましい。 ［実施例］ 第１図は、本発明の表面弾性波フィルタにおいて入力
変換器として用いられるSAW変換器素子を構成するイン
ピーダンス素子32を示しており、また第２図は、第１図
のインピーダンス素子の変形例を示している。図におい
て、34は圧電基板、36、38は基板34上に対向して配置さ
れた導電性のパッド、40、42は互いに入り込んだくし形
電極、51はダミー電極、53はキャビティ、56は導線であ
る。44、46は電極の幅及び電極間幅を表しており、それ
ぞれ弾性波の波長λの1/4に設定されている。48、50
は、キャビティ53の両側に位置する電極である。 導電性のパッド36、38は周知の方法で基板34上に形成
されており、パッド36から延伸している複数の電極40
は、パッド38から伸びている複数の電極42と互いに入り
組んで配置されている。キャビティ53の両側に配置され
た一対の電極48、50は、パッド36（第１図）またはパッ
ド38（第２図）のいずれか一方から伸びており、インピ
ーダンス素子32のほぼ中央に位置している。好適には、
キャビティ52は、パッドの長さ方向の中央の±20％に配
置され、キャビティの幅すなわち電極48、50の間の幅52
は、λ/2に設定されている。なお、キャビティの幅52
は、Ｎλ/2［Ｎは正の整数］であることも可能である
が、Ｎが大きくなるに連れてインピーダンス素子の効率
が低下するため、理想的にはλ/2である。電極48、50は
両方とも同一のパッド36または38から伸びているので、
同じ極姓を有している。これにより、本発明の重要な特
徴である、変換器の中央の同じ側の電極の間で周期性を
変化させることができる。 第３図には、第１図のインピーダンス素子32のコンダ
クタンス特性が実線曲線54で示されている。なお、第３
図の点線曲線30は、第７図に示した従来例のインピーダ
ンス素子10のコンダクタンス特性（第８図参照）を示し
ており、対比のために記載されている。第３図から明ら
かなように、キャビティ53を設けたことにより、曲線54
が曲線30よりも右方向、すなわち周波数が高い方向に全
体的にシフトしており、したがって、第１図のインピー
ダンス素子32によれば、設計周波数100MHzにおいて、従
来例と比べて大きなコンダクタンスが得られている。 この理由は、インピーダンス素子32にキャビティ53を
設けたことにより、設計周波数100MHzに近接した低い周
波数においてヌル点（コンダクタンス零の周波数）55が
生じ、設計周波数近傍の低い周波数範囲でのインピーダ
ンス素子32のコンダクタンスが低下するため、曲線54が
右よりになり、それにより、コンダクタンスの最大ピー
クが従来例と比べて設計周波数により近くなるからであ
る。なお、第１図に示すように、キャビティ53の両側に
偶数個のダミー電極51を加えることによって、ヌル点55
の位置を設計周波数よりも低い周波数範囲内で変更する
ことができ、ダミー電極の数を調整することによって、
ヌル点55の位置を調整することができる。 第２図に示したインピーダンス素子32においては、上
記したように、キャビティ53の両側の電極48、50がパッ
ド38から伸びており、第１図に示したインピーダンス素
子32のコンダクタンス特性と同様な特性が得られる。た
だし、第２図のインピーダンス素子32の場合、コンダク
タンス特性のピークが設計周波数よりも低く、そしてヌ
ル点が設計周波数よりも高い周波数範囲に存在すること
になる。また、第２図のインピーダンス素子において
は、キャビティ53の片側に奇数個のダミー電極51が設け
られており、その数を変更することによって、ヌル点の
位置を設計周波数より高い周波数範囲内で変更すること
ができる。 第４図は、第１図に示されたインピーダンス素子を入
力変換器138として用いた本発明の表面弾性波フィルタ1
34を示している。図中、136は圧電基板、140は出力変換
器、142、144及び146は第１、第２、及び第３反射格子
構造、148及び150はスペース（キャビティ）、151はダ
ミー電極、156は信号源、158は負荷である。 第４図の表面弾性波フィルタ134は、共振器または共
振フィルタのいずれとしても構成することができる。基
板136上に入力変換器138と出力変換器140とが弾性波の
進行方向に配置されており、これら変換器の外側の基板
上には、第１及び第２の反射格子構造142、144が配列さ
れている。入力変換器138は、第１図に関連して説明し
たように、幅Ｎλ/2のキャビティ150を備え、入力及び
出力変換器138、140は、その電極がλ/4の電極幅を有
し、電極間幅がλ/4である。 第４図の表面弾性波フィルタ134において、出力変換
器140とキャビティ148との間に第３反射格子構造146が
存在する場合には、共振フィルタとして機能する。な
お、キャビティ148を出力変換器140とは反対の側に設け
ることもできる。なお、第４図に示した構成を共振器に
適用することが可能であり、共振器として構成する場合
には、必ずしも第３反射格子構造146を必要としない
が、該第３反射格子構造を備えることにより速度一定化
が図られる。ダミー電極151により、ヌル点を所望の周
波数位置に設定することができることは、上記した通り
である。 第５図には、第４図の表面弾性波フィルタ134を共振
フィルタとして構成した場合の周波数応答特性すなわち
減衰特性を表すグラフが示されている。図に示されるよ
うに、減衰量が小さい主ピーク160の両側に、減衰量が
大きいピーク162、164、166、168が存在するが、これら
のピークは、極めて大きく抑圧されているので、これら
の影響はほとんど無視できる程度であり、共振フィルタ
は意図した通りに機能することができる。 第５図のグラフを従来例の減衰特性を表している第９
図のグラフと比較すると明らかであるが、本発明による
SAW共振フィルタによれば、主ピーク160よりも低い周波
数側のピーク162、164が極めて大きく抑圧されている。
その理由は、キャビティ150を備えた新規な入力変換器1
38と、汎用されている出力変換器140との組み合わせに
よるものであるが、第３図のグラフに基づいて詳細に説
明する。 先の説明から明らかなように、第３図の実線曲線54は
入力変換器138のコンダクタンス特性を示し、点線曲線3
0が出力変換器140のコンダクタンス特性を示しており、
入力変換器138は、設計周波数より低いヌル点55の近傍
でコンダクタンスが小さいため変換効率が低く、逆に、
出力変換器140は、設計周波数よりも低い周波数に変換
効率が最大のピークがある。 そこで、ダミー電極の数を調整することにより、入力
変換器138におけるヌル点55の周波数を、出力変換器140
におけるピーク170の周波数にほぼ一致させると、表面
弾性波フィルタ全体としてみれば、ピーク170の周波数
における変換効率を減少させることができることにな
る。このように、入力変換器138及び出力変換器140は、
設計周波数からオフセットされた周波数で反対の作用効
果を作り出すことができるので、互いに打ち消しあって
設計周波数の近傍の低い周波数のピークを抑圧すること
ができる。なお、ピーク170の周波数とヌル点55の周波
数とが少々ずれていたとしても、従来例に比べればピー
クが抑圧されることは明らかである。 また、上記説明は、設計周波数100MHzに最も近い、出
力変換器140におけるピーク170が入力変換器138におけ
るヌル点55により抑圧される点について述べたが、設計
周波数からより遠くに存在するピークすなわちサイドロ
ーブについても、入力変換器138と出力変換器140とのサ
イドローブが一致せずにオフセットされた周波数とな
り、これらのサイドローブも抑圧される。したがって、
入力変換器と出力変換器とを同一に設定した従来例と比
べて、全体的にサイドローブを抑圧することができる。
第４図のSAW装置を共振器とした場合も、同様である。 なお、第６図及び第７図に関連して説明したように、
第３図のピーク170（第８図）の最大ピーク31は、基板
の材料や電極金属の選択により、設計周波数よりも高い
周波数において現れることもある。この場合は、第４図
の表面弾性波フィルタの入力変換器138として第２図に
示されたインピーダンス素子を用いればよい。すなわ
ち、第２図のインピーダンス素子によれば、ヌル点を設
計周波数よりも高くできるので、反対の作用を生じさせ
て打ち消しあうことができ、設計周波数よりも高い範囲
のピークを抑圧することができる。ダミー電極の数を変
更することにより、ヌル点の位置を調整できることも同
様である。 ［発明の効果］ 以上のように、本発明によれば、以下のような特徴を
有する表面弾性波フィルタを構成することができる。 a.同じ長さの従来例の変換器と比べて、優れたインピー
ダンス特性を有している。 b.従来例よりも小型である。 c.従来例に比べて、単位長さ当たり高い入力コンダクタ
ンスを有している。 d.従来例よりも対称的なコンダクタンス特性を有してお
り、入力信号の歪みを少なくすることができる。 e.従来例と比べて、入力変換器と出力変換器との間に良
好な結合関係を有している。 e.動作周波数すなわち設計周波数以外のサイドローブを
大幅に抑圧することができる。 f.設計周波数での減衰すなわち挿入損失を大幅に小さく
することができる。なお、上記したように、第４図の構
造は共振器としても用いることができるものであるが、
その場合、共振周波数が従来例のように変動してしまう
可能性が極めて低くなる。
ic wave device）に関し、さらに詳細には、SAW装置を
用いたフィルタに関するものである。 ［従来の技術及び解決しようとする問題点］ 表面弾性波の１波長が電極周期（２つの電極及び２つ
の電極間幅からなる）に等しくなるように設定された従
来型のSAW変換器をインピーダンス素子として用いた場
合、SAW装置内で弾性波反射が生じるため、該インピー
ダンス素子の設計周波数からオフセットされた周波数に
おいて、コンダクタンスが最大になる。したがって、SA
W装置の設計周波数におけるコンダクタンスは、素子内
での電気的反射によって低下してしまう。このように、
最大コンダクタンスとなる周波数が、設計周波数からず
れてしまうことになる。 米国特許第4144507号及び第4454488号には、SAW変換
素子を用いた２端子共振器が開示されており、該SAW変
換素子は、異なる振幅の複数のスプリアスピークを有し
ており、共振器の目標とする共振周波数またはその近傍
に最も大きなスプリアスピークを有している。このよう
なスプリアス特性を有しているので、SAW装置が、目標
とする設計周波数ではなくそれに近接する最大ピークの
周波数にロックされてしまう可能性がある。これは、共
振器が不安定な動作をしてしまうことになる。さらに、
近接する最大ピークの周波数にロックされた場合は、SA
W装置のＱが低下してしまうことになる。 SAW装置は共振フィルタとして用いられるが、該SAW共
振フィルタは、汎用されているLCフィルタに比べてサイ
ズが小さく低コストで実現できるという利点がある。SA
W共振フィルタは、圧電基板と、該基板の上に形成され
た入力及び出力インターデジタル変換器（IDT）とを含
んでいる。SAW共振フィルタの減衰特性すなわち減衰量
−周波数特性は、目標とする動作周波数、すなわち設計
周波数で最大ピークが生じるものの、動作周波数に近接
する複数の周波数において、ピークが存在する。これら
のピークの振幅は、動作周波数での最大ピークよりは小
さいが、これにより、不所望の周波数がフィルタを通過
してしまうことになる。 このような不所望の周波数の通過を抑圧するために、
上記の米国特許第4325037号に開示されているように、
グルーブを電極間に形成するか、または、共振フィルタ
の構造及び動作の両方に関連する変換器の周波数を変更
すること等の手段をとらなければならない。 第６図は、典型的な従来例の変換器素子を示してお
り、該変換器素子は、必要な反射器を追加すれば１端子
共振装置において使用することができる、SAWインピー
ダンス素子10である。該インピーダンス素子10は、弾性
波が伝搬することができる圧電材料からなる表面層を有
する基板12を備え、該圧電基板上に周知の方法で、変換
器の一対の導電性のパッド14、16が対向して形成されて
いる。導電性のパッド14、16からは、複数の互いに入り
込んだくし形の電極18、20が延伸しており、また、該パ
ッド14、16には、一対の導線24、26が接続されている。
導電性のパッドの一方、例えばパッド16を、第６図の符
号28で示すようにアースしてもよい。電極18、20の数は
任意に変更できるが、通常の場合には多数の電極が用い
られる。電極18、20は、幅及び間隔ともに弾性波の波長
λの1/4であり、したがって、１波長当たり２つの電極
を含んでいる。 第７図は、第６図のインピーダンス素子10における導
線24、26から見たときの典型的な入力コンダクタンス特
性（コンダクタンス−周波数特性）を示している。第７
図に示すように、コンダクタンス特性は、設計周波数を
中心としたときに必ずしも左右対称ではなく、設計周波
数よりも低い周波数でコンダクタンスが最大ピーク31と
なる。これは、弾性波が素子内で反射するからである。
なお、第７図においては、設計周波数は100MHz（符号33
を参照）であり、該設計周波数100MHzにおけるコンダク
タンスは、最大ピーク31のコンダクタンスよりもかなり
低く、したがって、設計周波数での動作効率が低下（す
なわち、挿入損失が増大）してしまうことになる。最大
ピーク31は、基板の材料や電極金属の選択により、設計
周波数よりも高い周波数において現れることもある。 第８図は、共振器またはフィルタを構成する、従来例
のSAW装置102を示している。このSAW装置102において
は、入力変換器106及び出力変換器108の間の周期性を変
化させれば、不連続部の格子118があってもなくても、
１つの主ピークを有する減衰特性を呈する２端子共振器
として動作する。一方、SAW装置102が共振フィルタであ
る場合には、不連続部の格子118が必要であり、該格子1
18と入力及び出力変換器106、108との間には、スペース
すなわちキャビティ111、109が設けられている。不連続
部の格子118によって隔てられているキャビティ109、11
1はそれぞれ、弾性波の周期性に第１及び第２の変化を
生じさせる。 第８図に示されるように、入力変換器106及び出力変
換器108は、圧電基板104の上に間隔を置いて一列に並べ
られている。入力変換器106には信号源110が接続され、
一方出力変換器108には負荷112が接続される。信号源11
0から入力された電気信号は入力変換器106によって表面
弾性波に変換され、表面弾性波が圧電基板104上を進行
し、そして出力変換器108によって再び電気信号に戻さ
れて出力される。第８図においては、分かりやすくする
ために電極の一部だけが示されているが、通常、多数の
電極が変換器を構成するために用いられることはいうま
でもない。 第８図のSAW装置はまた、第１及び第２の反射格子構
造114、116を圧電基板104上に設けており、これらの反
射格子構造114、116はそれぞれ、不連続な複数の電極12
0、122で構成されており、表面弾性波の少なくとも一部
を反射させる。周知のように、第１及び第２の反射格子
構造114、116はそれぞれ、圧電基板104上に狭い間隔で
配置された複数の細長いフィルムフィンガーで形成され
ている。反射器構造を基板の表面をエッチングすること
によって形成してもよいことは勿論である。 第１及び第２の反射格子構造114、116は、圧電基板10
4上に一列に並ぶように配置され、そしてこれらの間
に、入力変換器106及び出力変換器108が配置されてい
る。第１及び第２の反射格子構造114、116の存在によ
り、これら２つの反射格子構造の間で定在波共振が生じ
る。該定在波共振のバンド幅は、残留損失によって変動
する。定在波共振を適切に実現するためには、第１及び
第２の反射格子構造の114、116が、ほぼλ/2の整数倍離
間していることが必要である。 第８図のSAW装置が共振器である場合は、上記したよ
うに必ずしも不連続部の格子構造を必要としないが、該
格子構造118を具備させれば速度の均一化が図られる。 第８図のSAW装置を共振フィルタとして構成した場合
の減衰特性（減衰量−周波数特性）が第９図に示されて
いる。主ピーク125及び126は、ほぼ共振周波数において
生じ、第９図の例では共振周波数は565MHzである。さら
に、減衰量がさほど大きくない幾つかのピーク130、12
8、132が主ピークの周波数すなわち共振周波数よりも低
い周波数で生じており、これにより、SAW共振フィルタ
が共振周波数よりも低い不所望の周波数を通過させてし
まうことになる。すなわち、従来例においては、主ピー
ク125及び126によって示される通過帯域の周波数のみな
らず、ピーク130、128、132に対応する不所望の周波数
も通過させてしまう。 ピーク130、128、132を抑圧して不所望の周波数の通
過を阻止するためには、第９図のSAW共振フィルタに種
々の工夫を施さなければならない。その１つとして、上
記したように、第１及び第２の反射器構造に細い溝を形
成する方法がある。しかしながら、この方法は、非常に
正確な構造を必要とし、したがって非常に高価なものと
なる。別の方法として、第１及び第２の反射器構造11
4、116に関して入力及び出力変換器106、108の周波数を
変更することが考えられる。しかしながら、この方法
も、互いに対立しあってひずみを生じてしまう２つの周
波数に装置が応答しなければならないことになり、した
がって設計が複雑で非常に高価なものとなってしまう。 ［発明が解決しようとする課題］ 上記説明したように、従来のSAW装置においては、SAW
装置をフィルタとして構成した場合は、設計周波数すな
わち動作周波数に近い不所望の周波数がフィルタを通過
してしまい、これを阻止するためには特別な方法を取ら
ざるを得ず、これにより構造が複雑になるとともに高価
になってしまうという問題点がある。 したがって、本発明の目的は、以上のような従来例の
問題点を解消することができる新規なSAW装置を提供す
ることである。 ［課題を解決するための手段］ 上記した目的を達成するために、本発明の表面弾性波
フィルタは、 （ａ）弾性波が伝搬しうる圧電材料の表面層を有する基
板と、 （ｂ）前記基板の前記圧電材料の表面に間隔をあけて並
置した第１及び第２の反射格子構造と、 （ｃ）前記第１及び第２の反射格子構造の間の前記基板
上に、離間して整列された入力及び出力変換器であっ
て、 前記入力変換器が、 信号入力端子として用いられ、導電性でかつ対向して
前記基板上に配置された所定の長さの一対のパッドと、 前記一対のパッドからそれぞれ延伸され、互いに入り
込むように配置された所定の長さを有する複数の電極か
らなり、それぞれの電極の幅及び隣接する電極間の間隔
が弾性波の波長の1/4に設定され、ただし、前記一対の
パッドの長さ方向のほぼ中央部に、前記一対のパッドの
いずれか一方から延伸された電極が弾性波の波長の1/2
の整数倍の間隔で隣接してキャビティが構成されてい
る、くし形電極構造と からなり、 前記出力変換器が、 信号出力端子として用いられ、導電性でかつ対向して
前記基板上に配置された所定の長さの一対のパッドと、 前記一対のパッドからそれぞれ延伸され、互いに入り
込むように配置された所定の長さを有する複数の電極か
らなり、それぞれの電極の幅及び隣接する電極間の間隔
が弾性波の波長の1/4に設定されたくし形電極構造と からなる。 入力及び出力変換器と 前記入力及び出力変換器の間に配置され、該入力及び
出力変換器の共振周波数と同一周波数に共振する第３の
格子構造と を備えていることを特徴としている。 このような構成を有している本発明は、特に、入力変
換器の対向する一対のパッドのいずれか一方から延伸さ
れた電極が弾性波の1/2の整数倍の間隔で隣接するよう
にしてキャビティを形成し、そして、該キャビティを入
力変換器にのみ設けて出力変換器に設けていないことを
特徴としている。本発明においては、このように異なる
構成の２つの変換器を入力変換器及び出力変換器として
用いており、２つの変換器のコンダクタンス特性の相互
作用により、設計周波数以外のサイドローブを大幅に低
減することができるものである。 なお、上記した米国特許第4144507号の第３図に示さ
れた共振器の変換器においてはキャビティが設けられて
いるが、該キャビティは、一対のパッドの両方から延伸
された電極の間に形成されており、しかも、共振器の入
力変換器及び出力変換器の両方に設けられているので、
本発明のような作用効果を奏することができないもので
ある。 本発明の好適な実施例においては、キャビティの両側
または片側に、入力変換器のコンダクタンスを調整する
ためのダミー電極を備えている。入力変換器のキャビテ
ィは、一対のパッドの長さ方向の中央から該長さの±20
％の範囲に形成されることが好ましい。また、キャビテ
ィを構成する隣接する電極間の間隔が、弾性波の波長の
1/2であることが好ましい。 ［実施例］ 第１図は、本発明の表面弾性波フィルタにおいて入力
変換器として用いられるSAW変換器素子を構成するイン
ピーダンス素子32を示しており、また第２図は、第１図
のインピーダンス素子の変形例を示している。図におい
て、34は圧電基板、36、38は基板34上に対向して配置さ
れた導電性のパッド、40、42は互いに入り込んだくし形
電極、51はダミー電極、53はキャビティ、56は導線であ
る。44、46は電極の幅及び電極間幅を表しており、それ
ぞれ弾性波の波長λの1/4に設定されている。48、50
は、キャビティ53の両側に位置する電極である。 導電性のパッド36、38は周知の方法で基板34上に形成
されており、パッド36から延伸している複数の電極40
は、パッド38から伸びている複数の電極42と互いに入り
組んで配置されている。キャビティ53の両側に配置され
た一対の電極48、50は、パッド36（第１図）またはパッ
ド38（第２図）のいずれか一方から伸びており、インピ
ーダンス素子32のほぼ中央に位置している。好適には、
キャビティ52は、パッドの長さ方向の中央の±20％に配
置され、キャビティの幅すなわち電極48、50の間の幅52
は、λ/2に設定されている。なお、キャビティの幅52
は、Ｎλ/2［Ｎは正の整数］であることも可能である
が、Ｎが大きくなるに連れてインピーダンス素子の効率
が低下するため、理想的にはλ/2である。電極48、50は
両方とも同一のパッド36または38から伸びているので、
同じ極姓を有している。これにより、本発明の重要な特
徴である、変換器の中央の同じ側の電極の間で周期性を
変化させることができる。 第３図には、第１図のインピーダンス素子32のコンダ
クタンス特性が実線曲線54で示されている。なお、第３
図の点線曲線30は、第７図に示した従来例のインピーダ
ンス素子10のコンダクタンス特性（第８図参照）を示し
ており、対比のために記載されている。第３図から明ら
かなように、キャビティ53を設けたことにより、曲線54
が曲線30よりも右方向、すなわち周波数が高い方向に全
体的にシフトしており、したがって、第１図のインピー
ダンス素子32によれば、設計周波数100MHzにおいて、従
来例と比べて大きなコンダクタンスが得られている。 この理由は、インピーダンス素子32にキャビティ53を
設けたことにより、設計周波数100MHzに近接した低い周
波数においてヌル点（コンダクタンス零の周波数）55が
生じ、設計周波数近傍の低い周波数範囲でのインピーダ
ンス素子32のコンダクタンスが低下するため、曲線54が
右よりになり、それにより、コンダクタンスの最大ピー
クが従来例と比べて設計周波数により近くなるからであ
る。なお、第１図に示すように、キャビティ53の両側に
偶数個のダミー電極51を加えることによって、ヌル点55
の位置を設計周波数よりも低い周波数範囲内で変更する
ことができ、ダミー電極の数を調整することによって、
ヌル点55の位置を調整することができる。 第２図に示したインピーダンス素子32においては、上
記したように、キャビティ53の両側の電極48、50がパッ
ド38から伸びており、第１図に示したインピーダンス素
子32のコンダクタンス特性と同様な特性が得られる。た
だし、第２図のインピーダンス素子32の場合、コンダク
タンス特性のピークが設計周波数よりも低く、そしてヌ
ル点が設計周波数よりも高い周波数範囲に存在すること
になる。また、第２図のインピーダンス素子において
は、キャビティ53の片側に奇数個のダミー電極51が設け
られており、その数を変更することによって、ヌル点の
位置を設計周波数より高い周波数範囲内で変更すること
ができる。 第４図は、第１図に示されたインピーダンス素子を入
力変換器138として用いた本発明の表面弾性波フィルタ1
34を示している。図中、136は圧電基板、140は出力変換
器、142、144及び146は第１、第２、及び第３反射格子
構造、148及び150はスペース（キャビティ）、151はダ
ミー電極、156は信号源、158は負荷である。 第４図の表面弾性波フィルタ134は、共振器または共
振フィルタのいずれとしても構成することができる。基
板136上に入力変換器138と出力変換器140とが弾性波の
進行方向に配置されており、これら変換器の外側の基板
上には、第１及び第２の反射格子構造142、144が配列さ
れている。入力変換器138は、第１図に関連して説明し
たように、幅Ｎλ/2のキャビティ150を備え、入力及び
出力変換器138、140は、その電極がλ/4の電極幅を有
し、電極間幅がλ/4である。 第４図の表面弾性波フィルタ134において、出力変換
器140とキャビティ148との間に第３反射格子構造146が
存在する場合には、共振フィルタとして機能する。な
お、キャビティ148を出力変換器140とは反対の側に設け
ることもできる。なお、第４図に示した構成を共振器に
適用することが可能であり、共振器として構成する場合
には、必ずしも第３反射格子構造146を必要としない
が、該第３反射格子構造を備えることにより速度一定化
が図られる。ダミー電極151により、ヌル点を所望の周
波数位置に設定することができることは、上記した通り
である。 第５図には、第４図の表面弾性波フィルタ134を共振
フィルタとして構成した場合の周波数応答特性すなわち
減衰特性を表すグラフが示されている。図に示されるよ
うに、減衰量が小さい主ピーク160の両側に、減衰量が
大きいピーク162、164、166、168が存在するが、これら
のピークは、極めて大きく抑圧されているので、これら
の影響はほとんど無視できる程度であり、共振フィルタ
は意図した通りに機能することができる。 第５図のグラフを従来例の減衰特性を表している第９
図のグラフと比較すると明らかであるが、本発明による
SAW共振フィルタによれば、主ピーク160よりも低い周波
数側のピーク162、164が極めて大きく抑圧されている。
その理由は、キャビティ150を備えた新規な入力変換器1
38と、汎用されている出力変換器140との組み合わせに
よるものであるが、第３図のグラフに基づいて詳細に説
明する。 先の説明から明らかなように、第３図の実線曲線54は
入力変換器138のコンダクタンス特性を示し、点線曲線3
0が出力変換器140のコンダクタンス特性を示しており、
入力変換器138は、設計周波数より低いヌル点55の近傍
でコンダクタンスが小さいため変換効率が低く、逆に、
出力変換器140は、設計周波数よりも低い周波数に変換
効率が最大のピークがある。 そこで、ダミー電極の数を調整することにより、入力
変換器138におけるヌル点55の周波数を、出力変換器140
におけるピーク170の周波数にほぼ一致させると、表面
弾性波フィルタ全体としてみれば、ピーク170の周波数
における変換効率を減少させることができることにな
る。このように、入力変換器138及び出力変換器140は、
設計周波数からオフセットされた周波数で反対の作用効
果を作り出すことができるので、互いに打ち消しあって
設計周波数の近傍の低い周波数のピークを抑圧すること
ができる。なお、ピーク170の周波数とヌル点55の周波
数とが少々ずれていたとしても、従来例に比べればピー
クが抑圧されることは明らかである。 また、上記説明は、設計周波数100MHzに最も近い、出
力変換器140におけるピーク170が入力変換器138におけ
るヌル点55により抑圧される点について述べたが、設計
周波数からより遠くに存在するピークすなわちサイドロ
ーブについても、入力変換器138と出力変換器140とのサ
イドローブが一致せずにオフセットされた周波数とな
り、これらのサイドローブも抑圧される。したがって、
入力変換器と出力変換器とを同一に設定した従来例と比
べて、全体的にサイドローブを抑圧することができる。
第４図のSAW装置を共振器とした場合も、同様である。 なお、第６図及び第７図に関連して説明したように、
第３図のピーク170（第８図）の最大ピーク31は、基板
の材料や電極金属の選択により、設計周波数よりも高い
周波数において現れることもある。この場合は、第４図
の表面弾性波フィルタの入力変換器138として第２図に
示されたインピーダンス素子を用いればよい。すなわ
ち、第２図のインピーダンス素子によれば、ヌル点を設
計周波数よりも高くできるので、反対の作用を生じさせ
て打ち消しあうことができ、設計周波数よりも高い範囲
のピークを抑圧することができる。ダミー電極の数を変
更することにより、ヌル点の位置を調整できることも同
様である。 ［発明の効果］ 以上のように、本発明によれば、以下のような特徴を
有する表面弾性波フィルタを構成することができる。 a.同じ長さの従来例の変換器と比べて、優れたインピー
ダンス特性を有している。 b.従来例よりも小型である。 c.従来例に比べて、単位長さ当たり高い入力コンダクタ
ンスを有している。 d.従来例よりも対称的なコンダクタンス特性を有してお
り、入力信号の歪みを少なくすることができる。 e.従来例と比べて、入力変換器と出力変換器との間に良
好な結合関係を有している。 e.動作周波数すなわち設計周波数以外のサイドローブを
大幅に抑圧することができる。 f.設計周波数での減衰すなわち挿入損失を大幅に小さく
することができる。なお、上記したように、第４図の構
造は共振器としても用いることができるものであるが、
その場合、共振周波数が従来例のように変動してしまう
可能性が極めて低くなる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明のSAW共振フィルタ（表面弾性波フィ
ルタ）の入力変換器として用いられるインピーダンス素
子を示す平面図、 第２図は、第１図のインピーダンス素子の変形例を示す
平面図、 第３図は、第１図のインピーダンス素子のコンダクタン
ス特性を、従来例のコンダクタンス特性と比較して示す
グラフ、 第４図は、第１図のインピーダンス素子を入力変換器と
して用いた、本発明による表面弾性波フィルタの平面
図、 第５図は、第４図の表面弾性波フィルタの減衰特性を示
すグラフ、 第６図は、従来例のSAW装置に用いられているインピー
ダンス素子の平面図、 第７図は、第６図のインピーダンス素子のコンダクタン
ス特性を示すグラフ、 第８図は、従来例のSAW装置を示す平面図、 第９図は、第８図のSAW装置を共振フィルタとした場合
の減衰特性を示すグラフ である。
ルタ）の入力変換器として用いられるインピーダンス素
子を示す平面図、 第２図は、第１図のインピーダンス素子の変形例を示す
平面図、 第３図は、第１図のインピーダンス素子のコンダクタン
ス特性を、従来例のコンダクタンス特性と比較して示す
グラフ、 第４図は、第１図のインピーダンス素子を入力変換器と
して用いた、本発明による表面弾性波フィルタの平面
図、 第５図は、第４図の表面弾性波フィルタの減衰特性を示
すグラフ、 第６図は、従来例のSAW装置に用いられているインピー
ダンス素子の平面図、 第７図は、第６図のインピーダンス素子のコンダクタン
ス特性を示すグラフ、 第８図は、従来例のSAW装置を示す平面図、 第９図は、第８図のSAW装置を共振フィルタとした場合
の減衰特性を示すグラフ である。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．表面弾性波フィルタにおいて、 （ａ）弾性波が伝搬しうる圧電材料の表面層を有する基
板と、 （ｂ）前記基板の前記圧電材料の表面に間隔をあけて並
置した第１及び第２の反射格子構造と、 （ｃ）前記第１及び第２の反射格子構造の間の前記基板
上に、離間して整列された入力及び出力変換器であっ
て、 前記入力変換器が、 信号端子として用いられ、導電性でかつ対向して前記基
板上に配置された所定の長さの一対のパッドと、 前記一対のパッドからそれぞれ延伸され、互いに入り込
むように配置された所定の長さを有する複数の電極から
なり、それぞれの電極の幅及び隣接する電極間の間隔が
弾性波の波長の1/4に設定され、ただし、前記一対のパ
ッドの長さ方向のほぼ中央部に、前記一対のパッドのい
ずれか一方から延伸された電極が弾性波の1/2の整数倍
の間隔で隣接してキャビティが構成されている、くし形
電極構造と からなり、 前記出力変換器が、 信号端子として用いられ、導電性でかつ対向して前記基
板上に配置された所定の長さの一対のパッドと、 前記一対のパッドからそれぞれ延伸され、互いに入り込
むように配置された所定の長さを有する複数の電極から
なり、それぞれの電極の幅及び隣接する電極間の間隔が
弾性波の波長の1/4に設定されたくし形電極構造と からなる 入力及び出力変換器と、 前記入力及び出力変換器の間に配置され、該入力及び出
力変換器の共振周波数と同一周波数に共振する第３の格
子構造とを備えていることを特徴とする表面弾性波フィ
ルタ。 ２．請求項１記載の表面弾性波フィルタにおいて、前記
入力変換器の前記キャビティが、前記一対のパッドの長
さ方向の中央から該長さの±20％の範囲に形成されてい
ることを特徴とする表面弾性波フィルタ。 ３．請求項１または２いずれかに記載の表面弾性波フィ
ルタにおいて、該フィルタはさらに、前記キャビティの
両側または片側に、前記入力変換器のコンダクタンスを
調整するためのダミー電極を備えていることを特徴とす
る表面弾性波フィルタ。 ４．請求項３記載の表面弾性波フィルタにおいて、前記
キャビティを構成する隣接する電極間の間隔が、弾性波
の波長の1/2であることを特徴とする表面弾性波フィル
タ。
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