JP2689575B2 - PWM control method of three-phase voltage source inverter - Google Patents
PWM control method of three-phase voltage source inverterInfo
- Publication number
- JP2689575B2 JP2689575B2 JP1048043A JP4804389A JP2689575B2 JP 2689575 B2 JP2689575 B2 JP 2689575B2 JP 1048043 A JP1048043 A JP 1048043A JP 4804389 A JP4804389 A JP 4804389A JP 2689575 B2 JP2689575 B2 JP 2689575B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- vector
- target output
- voltage vector
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は三相電圧形インバータのPWM（パルス幅変
調）制御方式にかかり、詳しくは、いわゆる空間ベクト
ルPWM制御方式において、インバータの出力電流リプル
を低減させるようにしたPWM制御方式に関する。The present invention relates to a PWM (pulse width modulation) control method for a three-phase voltage source inverter, and more specifically, in a so-called space vector PWM control method, an output current ripple of the inverter is used. The present invention relates to a PWM control method for reducing the noise.
（従来の技術） 従来、三相電圧形インバータのPWM制御方式として、
空間ベクトルの考えに基づいたいわゆる空間ベクトルPW
M制御方式が知られており、この制御方式は、例えば“D
esign And Experiment Results Of A Brushless AC Ser
vo−Drive"（G.Pfaff,et al.IAS82:28D）等に紹介され
ている。(Prior Art) Conventionally, as a PWM control method for a three-phase voltage source inverter,
So-called space vector PW based on the idea of space vector
The M control method is known, and this control method is, for example, "D
esign And Experiment Results Of A Brushless AC Ser
vo-Drive "(G.Pfaff, et al. IAS82: 28D).
その内容を第３図及び第４図を参照して略述する。ま
ず、第３図は三相電圧形インバータの主回路を示すもの
で、同図においてINVはインバータであり、u,v,w各相の
上下アームを構成するスイッチング素子としてのトラン
ジスタTr1〜Tr6及び還流ダイオードD1〜D6を備えてい
る。また、Edは直流電源、IMは負荷としての誘導電動機
をそれぞれ示している。The contents will be briefly described with reference to FIGS. 3 and 4. First, FIG. 3 shows a main circuit of a three-phase voltage source inverter, in which INV is an inverter, and transistors Tr 1 to Tr as switching elements forming upper and lower arms of u, v, and w phases. 6 and freewheeling diodes D 1 to D 6 . Further, Ed indicates a DC power source, and IM indicates an induction motor as a load.
このようなインバータの各相上下アームを構成するト
ランジスタTr1〜Tr6のスイッチングパターンは全部で８
（＝23）種類あり、各スイッチングパターンに応じて第
４図に示すような離散的な８種類の電圧ベクトルV0〜V7
（π/3〔rad〕ずつ位相が異なる電圧ベクトルV1〜V6及
び零電圧ベクトルV0,V7）が考えられる。いま、第４図
においてインバータが任意の電圧ベクトル（例えば電圧
ベクトルＶ＊）を出力する場合には、前記８種類の電圧
ベクトルV0〜V7のうち目標出力電圧ベクトルＶ＊に隣合
う２つの電圧ベクトルV1,V3と零電圧ベクトルV0,V7とを
一定期間内で時分割して選択する。すなわち、これらの
選択された電圧ベクトルV1,V3,V0,V7を時分割で出力す
るようにスイッチングパターンを決めることにより、目
標出力電圧ベクトルＶ＊に相当する電圧をインバータか
ら出力させるものである。なお、第４図において、Ｉ〜
VIは目標出力電圧ベクトルＶ＊が属する領域を示してい
る。The switching patterns of the transistors Tr 1 to Tr 6 forming the upper and lower arms of each phase of such an inverter are 8 in total.
(= 2 3 ) types, and 8 types of discrete voltage vectors V 0 to V 7 as shown in FIG. 4 according to each switching pattern.
(Voltage vectors V 1 to V 6 and zero voltage vectors V 0 and V 7 having different phases by π / 3 [rad]) are considered. Now, in FIG. 4, when the inverter outputs an arbitrary voltage vector (for example, voltage vector V * ), two of the eight types of voltage vectors V 0 to V 7 adjacent to the target output voltage vector V * are selected. The voltage vectors V 1 and V 3 and the zero voltage vectors V 0 and V 7 are selected by time division within a fixed period. That is, by deciding the switching pattern so as to output these selected voltage vectors V 1 , V 3 , V 0 , V 7 in a time division manner, a voltage corresponding to the target output voltage vector V * is output from the inverter. It is a thing. In addition, in FIG.
VI indicates a region to which the target output voltage vector V * belongs.
このような空間ベクトルPWM制御方式において、第５
図に示す如く目標出力電圧ベクトルＶ＊に隣合う２つの
電圧ベクトルV1,V3のうち一方（例えばV3）からの目標
出力電圧ベクトルＶ＊の相対角度をとすると、１サン
プリング期間TS内の前記電圧ベクトルV3,V1の出力時間T
a,Tb及び零電圧ベクトルV0,V7の合計出力時間T0は、次
式によって一義的に求めることができる。In such space vector PWM control method,
When the relative angle of the target output voltage vector V * from the other hand of the two voltage vectors adjacent to the target output voltage vector V * V 1, V 3 (e.g., V 3) to as shown in FIG, 1 sampling period T S Output time T of the voltage vector V 3 , V 1 in
The total output time T 0 of a , T b and the zero voltage vectors V 0 , V 7 can be uniquely obtained by the following equation.
T0＝TS−（Ta＋Tb） ……（３） ここで、Edは直流電源電圧を示す。 T 0 = T S − (T a + T b ) ... (3) Here, Ed represents the DC power supply voltage.
従来においては、第６図に示すように上記Ta,Tbに従
って電圧ベクトルV3,V1を出力すると共に、零電圧ベク
トルV0,V7の各出力時間T01,T02に関しては、目標出力電
圧のベクトルＶ＊の大きさや位相に拘りなく合計出力時
間T0を単に二等分したT01＝T02＝T0/2として制御を行う
のが一般的であった。Conventionally, as shown in FIG. 6, the voltage vectors V 3 and V 1 are output according to the above T a and T b , and the output times T 01 and T 02 of the zero voltage vectors V 0 and V 7 are as follows. perform control the total output time T 0 regardless of the vector V * of the size and phase of the target output voltage as merely bisected T 01 = T 02 = T 0 /2 were common.
（発明が解決しようとする課題） 上述した制御方式によると、目標出力電圧ベクトルＶ
＊に応じて各電圧ベクトルの出力時間が一義的に定ま
る。しかるに、スイッチングパターンの時間配分によっ
ては、同一の目標出力電圧ベクトルＶ＊を出力するとき
でも電流リプルをより小さくできる場合が存在するにも
拘らず、従来ではスイッチングパターンの時間配分が一
定であるために電流リプルをある値以下にすることがで
きなかった。このため、電流リプルに起因するトルクリ
プルや電磁騒音等が大きな問題となっていた。(Problems to be Solved by the Invention) According to the control method described above, the target output voltage vector V
The output time of each voltage vector is uniquely determined according to * . However, depending on the time distribution of the switching pattern, the current ripple may be made smaller even when the same target output voltage vector V * is output, but the time distribution of the switching pattern is constant in the past. The current ripple could not be reduced below a certain value. For this reason, torque ripple, electromagnetic noise, and the like caused by current ripple have become a serious problem.
本発明は上記問題点を解決するために提案されたもの
で、その目的とするところは、１サンプリング期間内の
２つの零電圧ベクトルの出力時間の配分比を変えること
により、電流リプルを低減し、トルクリプルや電磁騒音
等を解消するようにした三相電圧形インバータのPWM制
御方式を提供することにある。The present invention has been proposed in order to solve the above problems, and its object is to reduce the current ripple by changing the distribution ratio of the output times of the two zero voltage vectors within one sampling period. , To provide a PWM control method for a three-phase voltage source inverter that eliminates torque ripple and electromagnetic noise.
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、三相電圧形イン
バータの空間ベクトルPWM制御方式において、目標出力
電圧ベクトルの大きさと、この目標出力電圧ベクトルに
隣合う２つの電圧ベクトルの一方を基準とした目標出力
電圧ベクトルの相対角度とに応じて、１サンプリング期
間における２つの零電圧ベクトルの出力時間の配分比を
可変としたことを特徴とする。(Means for Solving the Problem) In order to achieve the above object, the present invention is a space vector PWM control system of a three-phase voltage source inverter, and a size of a target output voltage vector and a value adjacent to the target output voltage vector It is characterized in that the distribution ratio of the output times of the two zero voltage vectors in one sampling period is variable according to the relative angle of the target output voltage vector with one of the two voltage vectors as a reference.
（作用） 本発明によれば、目標出力電圧ベクトルに応じて２つ
の零電圧ベクトルの出力期間の配分比を変えることによ
り、その配分比の選び方によっては電流リプルを最小に
することができる。(Operation) According to the present invention, by changing the distribution ratio of the output periods of the two zero voltage vectors according to the target output voltage vector, the current ripple can be minimized depending on how to select the distribution ratio.
（実施例） 以下、図に沿って本発明の実施例を説明する。(Example) Hereinafter, an example of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は、本発明の第１実施例を説明するためのもの
で、第４図に示した電圧ベクトル図の領域Ｉに対応して
いる。この第１図は、目標出力電圧ベクトルＶ＊の大き
さ|V＊｜と、この電圧ベクトルＶ＊に隣合う２つの電圧
ベクトルV1,V3のうち一方を基準とした目標出力電圧ベ
クトルＶ＊の相対角度とにより、１サンプリング期間
TSにおける２つの零電圧ベクトルV0,V7の合計出力時間T
0内で、各零電圧ベクトルV0,V7の出力時間をどのように
配分するかを示している。FIG. 1 is for explaining the first embodiment of the present invention, and corresponds to the region I of the voltage vector diagram shown in FIG. This FIG. 1 shows that the magnitude | V * | of the target output voltage vector V * and the target output voltage vector V based on one of the two voltage vectors V 1 and V 3 adjacent to this voltage vector V *. 1 sampling period depending on the relative angle of *
Total output time T of two zero voltage vectors V 0 and V 7 at T S
It shows how to distribute the output time of each zero voltage vector V 0 , V 7 within 0 .
すなわち、第１図は、領域Ｉに含まれる多数の目標出
力電圧ベクトルＶ＊に対して、電流リプルを最小にする
ような零電圧ベクトルV0,V7の出力時間の配分比ｋをｋ
＝T01/T0（T01は零電圧ベクトルV0の出力時間）として
求め、これらの配分比ｋが等しい目標出力電圧ベクトル
Ｖ＊の先端を等配分比線図として結んだものである。例
えば、目標出力電圧ベクトルが第１図に示すようにVA ＊
である場合、ｋ＝0.525すなわちT01＝0.525T0,T02＝0.4
75T0（T02は零電圧ベクトルV7の出力時間）の時間比で
各零電圧ベクトルV0,V7を出力することにより、出力電
流リプルを最小にすることができる。この時、目標出力
電圧ベクトルVA ＊に隣合う電圧ベクトルV1,V3の出力時
間は、従来と同様に前記（１），（２）式によって求め
られる。That is, FIG. 1 shows that for many target output voltage vectors V * included in the region I, the distribution ratio k of the output times of the zero voltage vectors V 0 and V 7 that minimizes the current ripple is k.
= T 01 / T 0 (T 01 is the output time of the zero voltage vector V 0 ), and the tips of the target output voltage vector V * having the same distribution ratio k are connected as a uniform distribution ratio diagram. For example, if the target output voltage vector is V A *
, K = 0.525, that is, T 01 = 0.525 T 0 , T 02 = 0.4
The output current ripple can be minimized by outputting the zero voltage vectors V 0 and V 7 at the time ratio of 75T 0 (T 02 is the output time of the zero voltage vector V 7 ). At this time, the output times of the voltage vectors V 1 and V 3 adjacent to the target output voltage vector V A * are obtained by the equations (1) and (2) as in the conventional case.
次に、第２図は本発明の第２実施例を説明するための
ものであり、この実施例は、目標出力電圧ベクトルＶ＊
の相対角度が、領域Ｉ内で＝π/6〔rad〕を境とし
た二領域のどちら側にあるかによって２つの零電圧ベク
トルV0,V7のうち何れか一方の零電圧ベクトルのみを用
いるように配分比ｋを決めたものである。この実施例で
は、例えば目標出力電圧ベクトルがVB ＊である場合には
ｋ＝０、すなわち零電圧ベクトルV7のみを使用し、目標
出力電圧ベクトルがVC ＊である場合にはｋ＝１、すなわ
ち零電圧ベクトルV0のみを使用することとしている。Next, FIG. 2 is for explaining a second embodiment of the present invention, which is a target output voltage vector V *.
Of the two zero voltage vectors V 0 and V 7 depending on which side of the two regions with the boundary of = π / 6 [rad] as a boundary in the region I, The distribution ratio k is determined to be used. In this embodiment, for example, when the target output voltage vector is V B * , k = 0, that is, only the zero voltage vector V 7 is used, and when the target output voltage vector is V C * , k = 1. , That is, only the zero voltage vector V 0 is used.
これによると、第１実施例のように２つの零電圧ベク
トルV0,V7を使用する場合に比べて、１サンプリング期
間TS内に時分割で選択される電圧ベクトルがV1,V3及び
１つの零電圧ベクトルV7またはV0の３つとなり、その結
果、第１実施例に比べてインバータのスイッチング回数
が2/3となる。これは、インバータを構成するスイッチ
ング素子のスイッチング損失が2/3になることを意味し
ており、かかるスイッチング損失を２つの零電圧ベクト
ルV0,V7を使用する場合と同程度まで許容するならば、
各スイッチングパターンを決めるサンプリング期間TSを
2/3にすることができる。According to this, compared with the case of using the two zero voltage vectors V 0 and V 7 as in the first embodiment, the voltage vectors selected in time division within one sampling period T S are V 1 and V 3 And one zero voltage vector V 7 or V 0 , and as a result, the number of switching times of the inverter is 2/3 as compared with the first embodiment. This means that the switching loss of the switching elements that make up the inverter becomes 2/3, and if such switching loss is tolerated to the same extent as when using two zero voltage vectors V 0 and V 7. If
Sampling period T S that determines each switching pattern
It can be 2/3.
ここで上記サンプリング期間TSは、いわゆる三角波比
較方式によるPWM制御のキャリア周波数Tcの1/2に相当し
ており、上述の如くサンプリング期間TSを2/3にできる
ことは、キャリア周波数Tcを1.5倍にできることと等価
であって出力電流リプルの一層の低減が可能となる。Here, the sampling period T S corresponds to 1/2 of the carrier frequency T c of PWM control by the so-called triangular wave comparison method, and as described above, the sampling period T S can be set to 2/3 means that the carrier frequency T c Is equivalent to being able to be 1.5 times, and the output current ripple can be further reduced.
なお、上記各実施例では、目標出力電圧ベクトルＶ＊
が領域Ｉに存在する場合を説明したが、他の領域II〜VI
についても同様に考えることができる。In each of the above embodiments, the target output voltage vector V *
Has been described in the region I, the other regions II to VI have been described.
Can be similarly considered.
（発明の効果） 以上のように本発明によれば、インバータの目標出力
電圧ベクトルの大きさ及び相対角度に応じて１サンプリ
ング期間内における零電圧ベクトルの出力時間の分配比
を変えるようにしたので、出力電流リプルを大幅に低減
することができ、併せてトルクリプルや電磁騒音も解消
することができるという効果がある。As described above, according to the present invention, the distribution ratio of the output time of the zero voltage vector within one sampling period is changed according to the magnitude and the relative angle of the target output voltage vector of the inverter. The effect is that the output current ripple can be significantly reduced, and at the same time, torque ripple and electromagnetic noise can be eliminated.
第１図は本発明の第１実施例を説明するための電圧ベク
トル領域Ｉにおける等配分比線図、第２図は本発明の第
２実施例を説明するための電圧ベクトル領域Ｉにおける
電圧ベクトル図、第３図は三相電圧形インバータの主回
路構成図、第４図は出力電圧ベクトル図、第５図は電圧
ベクトル領域Ｉにおける電圧ベクトル図、第６図は従来
の技術を説明するための電圧ベクトルの出力時間の説明
図である。 Tr1〜Tr6……トランジスタ Ｖ＊……目標出力電圧ベクトル V0〜V7……電圧ベクトルFIG. 1 is an even distribution ratio diagram in the voltage vector region I for explaining the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a voltage vector in the voltage vector region I for explaining the second embodiment of the present invention. FIG. 3, FIG. 3 is a main circuit configuration diagram of a three-phase voltage source inverter, FIG. 4 is an output voltage vector diagram, FIG. 5 is a voltage vector diagram in a voltage vector region I, and FIG. 6 is for explaining a conventional technique. FIG. 5 is an explanatory diagram of the output time of the voltage vector of FIG. Tr 1 to Tr 6 …… Transistor V * …… Target output voltage vector V 0 to V 7 …… Voltage vector
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−111290（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−166799（ＪＰ，Ａ) ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-2-111290 (JP, A) JP-A-62-166799 (JP, A)
Claims (3)
スイッチングパターンに応じて出力されるπ/3〔rad〕
ずつ角度が異なる６つの電圧ベクトルと２つの零電圧ベ
クトルのうち、目標出力電圧ベクトルに隣合う２つの電
圧ベクトルと前記２つの零電圧ベクトルとを、１サンプ
リング期間内の所定の配分比で時分割により順次選択し
て出力させるべく、前記各相上下アームのスイッチング
を行って前記目標出力電圧ベクトルに相当する電圧を出
力させる空間ベクトルPWM制御方式において、 前記１サンプリング期間における前記２つの零電圧ベク
トルの出力時間の合計値に対する各零電圧ベクトルの出
力時間の配分比を、前記目標出力電圧ベクトルの大きさ
と、この目標出力電圧ベクトルに隣合う前記２つの電圧
ベクトルの一方を基準とした前記目標出力電圧ベクトル
の相対角度とに応じて可変としたことを特徴とする三相
電圧形インバータのPWM制御方式。1. A π / 3 [rad] output according to the switching pattern of the upper and lower arms of each phase of a three-phase voltage source inverter.
Of the six voltage vectors and the two zero voltage vectors having different angles, the two voltage vectors adjacent to the target output voltage vector and the two zero voltage vectors are time-divided at a predetermined distribution ratio within one sampling period. In the space vector PWM control method in which the upper and lower arms of each phase are switched to output a voltage corresponding to the target output voltage vector, the two zero voltage vectors in the one sampling period The distribution ratio of the output time of each zero voltage vector to the total value of the output time is the size of the target output voltage vector and the target output voltage based on one of the two voltage vectors adjacent to the target output voltage vector. PWM control method for three-phase voltage source inverter characterized by being variable according to relative angle of vector formula.
目標出力電圧ベクトルに隣合う２つの電圧ベクトルによ
って挾まれる領域内でπ/6〔rad〕を境とした二領域の
うちどちらに属するかに応じて、２つの零電圧ベクトル
のうち何れか一方の出力時間の配分比をゼロとした請求
項（１）記載の三相電圧形インバータのPWM制御方式。2. The relative angle of the target output voltage vector belongs to which of the two regions bounded by π / 6 [rad] within the region sandwiched by the two voltage vectors adjacent to the target output voltage vector. The PWM control system for a three-phase voltage source inverter according to claim 1, wherein the distribution ratio of the output time of one of the two zero voltage vectors is set to zero according to
の零電圧ベクトルのうち何れか一方のみが使われる時
は、前記サンプリング期間を2/3とする請求項（１）ま
たは（２）記載の三相電圧形インバータのPWM制御方
式。3. The output period of a zero voltage vector according to claim 1, wherein when only one of the two zero voltage vectors is used, the sampling period is set to 2/3. PWM control method for three-phase voltage source inverter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1048043A JP2689575B2 (en) | 1989-02-28 | 1989-02-28 | PWM control method of three-phase voltage source inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1048043A JP2689575B2 (en) | 1989-02-28 | 1989-02-28 | PWM control method of three-phase voltage source inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02228262A JPH02228262A (en) | 1990-09-11 |
| JP2689575B2 true JP2689575B2 (en) | 1997-12-10 |
Family
ID=12792296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1048043A Expired - Lifetime JP2689575B2 (en) | 1989-02-28 | 1989-02-28 | PWM control method of three-phase voltage source inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2689575B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002136152A (en) * | 2000-10-18 | 2002-05-10 | Yaskawa Electric Corp | Pwm-control inverter and control method therefor |
| US7518335B2 (en) * | 2006-08-04 | 2009-04-14 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Method and apparatus for PWM control of voltage source inverter to minimize current sampling errors in electric drives |
-
1989
- 1989-02-28 JP JP1048043A patent/JP2689575B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02228262A (en) | 1990-09-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11394290B2 (en) | Harmonic regulator for current source rectification and inversion | |
| KR910001047B1 (en) | Pwm inverter system | |
| EP0567082B1 (en) | Control apparatus of power converter and control apparatus of electric motor vehicle | |
| DE102011001171B4 (en) | Power converter | |
| US7250740B2 (en) | Method and apparatus for generating pulse-width modulated waveform | |
| Xue et al. | A stator flux-oriented voltage source variable-speed drive based on dc link measurement | |
| EP4092900A1 (en) | Rotating electrical machine control device | |
| EP4020791A1 (en) | High switching frequency pwm inverter | |
| JP2689575B2 (en) | PWM control method of three-phase voltage source inverter | |
| JPS63224698A (en) | Speed controller for motor | |
| US7049777B2 (en) | Motor control device and motor control method | |
| US5990655A (en) | Method of operating an inverter for powering an induction motor | |
| JPH0744834B2 (en) | Pulse width control power converter | |
| JP3182322B2 (en) | PWM control device for NPC inverter | |
| EP0293844B1 (en) | A control apparatus for pwm-controlled, variable voltage/variable frequency inverters | |
| US20020121875A1 (en) | Method and apparatus for pulse width modulation | |
| JPH0824426B2 (en) | Pulse width modulation type inverter device | |
| JP2644255B2 (en) | Inverter control method | |
| KR19980072428A (en) | Voltage Distortion Compensation Method in 3-phase PWM Inverter | |
| JPH08228489A (en) | Controller of power converter | |
| JPH09201099A (en) | Inverter to drive induction motor | |
| JPH0389867A (en) | Controlling method for inverter | |
| JPS6159062B2 (en) | ||
| JP2852083B2 (en) | Inverter PWM control method and PWM inverter | |
| JPH0687677B2 (en) | PWM signal generator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070829 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080829 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080829 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090829 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090829 Year of fee payment: 12 |