JP2672731B2 - 電力増幅回路 - Google Patents
電力増幅回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/72—Gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は特に給電方法を可変に
する高周波用の電力増幅回路に関する。
する高周波用の電力増幅回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、ディジタル送信や振幅変調(A
M)方式を用いた送信機等に使用される電力増幅回路の
出力段増幅には、A級増幅もしくはAB級増幅が用いら
れてきた。この種の方式においては、増幅器には直線性
が要求され、変調ひずみを極力抑える必要があるからで
ある。
M)方式を用いた送信機等に使用される電力増幅回路の
出力段増幅には、A級増幅もしくはAB級増幅が用いら
れてきた。この種の方式においては、増幅器には直線性
が要求され、変調ひずみを極力抑える必要があるからで
ある。
【0003】図8、図9は従来のAB級増幅を行う構成
の回路図である。図8において、NPNトランジスタ31
のベースはインダクタンス成分を有するベース側給電ラ
イン32を介し、ダイオード33のアノードに接続されてい
る。ダイオード33のカソードは接地電圧GNDに接続さ
れている。トランジスタ31のエミッタは接地電圧GND
に接続され、コレクタはインダクタンス成分を有するコ
レクタ側給電ライン34を介して電源電圧VCCに接続され
る。電源電圧VCCとダイオード33のアノードは抵抗15を
介して接続されている。
の回路図である。図8において、NPNトランジスタ31
のベースはインダクタンス成分を有するベース側給電ラ
イン32を介し、ダイオード33のアノードに接続されてい
る。ダイオード33のカソードは接地電圧GNDに接続さ
れている。トランジスタ31のエミッタは接地電圧GND
に接続され、コレクタはインダクタンス成分を有するコ
レクタ側給電ライン34を介して電源電圧VCCに接続され
る。電源電圧VCCとダイオード33のアノードは抵抗15を
介して接続されている。
【0004】上記図8の構成の回路はトランジスタ31の
ベースに印加される電圧がダイオード33のしきい値に設
定されるような構成になっており、ダイオード33による
バイアスでトランジスタ31はAB級増幅動作する。ま
た、図9は多段接続する便宜上VCCの供給点を2つに分
けたものであり、上記図8の構成と同様である。
ベースに印加される電圧がダイオード33のしきい値に設
定されるような構成になっており、ダイオード33による
バイアスでトランジスタ31はAB級増幅動作する。ま
た、図9は多段接続する便宜上VCCの供給点を2つに分
けたものであり、上記図8の構成と同様である。
【0005】一方、自動車電話等に代表されるアナログ
送信の場合、周波数変調(FM)方式が採用されてお
り、主にC級増幅が用いられる。図10は従来のC級増
幅を行う構成の回路図である。
送信の場合、周波数変調(FM)方式が採用されてお
り、主にC級増幅が用いられる。図10は従来のC級増
幅を行う構成の回路図である。
【0006】図10において、NPNトランジスタ51の
ベース端子はインダクタンス成分を有するベース側給電
ライン52を介して接地電圧GNDに接続されている。ト
ランジスタ51のコレクタ端子はインダクタンス成分を有
するコレクタ側給電ライン53を介して電源電圧VCCに接
続されている。
ベース端子はインダクタンス成分を有するベース側給電
ライン52を介して接地電圧GNDに接続されている。ト
ランジスタ51のコレクタ端子はインダクタンス成分を有
するコレクタ側給電ライン53を介して電源電圧VCCに接
続されている。
【0007】上記図9の構成はFM方式が採用されるた
め、AM方式等で用いられるA級やAB級増幅のように
信号の忠実な増幅は必要ない。むしろ、電力効率が重視
される。ベース側給電ライン52のインダクタンス成分に
より、トランジスタ51のベース端子は0V以下でバイア
スされる。このように送信方式により、バイアス方式を
変えた増幅回路が用いられるのが一般的である。
め、AM方式等で用いられるA級やAB級増幅のように
信号の忠実な増幅は必要ない。むしろ、電力効率が重視
される。ベース側給電ライン52のインダクタンス成分に
より、トランジスタ51のベース端子は0V以下でバイア
スされる。このように送信方式により、バイアス方式を
変えた増幅回路が用いられるのが一般的である。
【0008】ところで、自動車電話等の移動通信におい
ては、近年、加入者の増加、無線の機密保持に対処する
ため、ディジタル変調方式による送受信が行われようと
している。
ては、近年、加入者の増加、無線の機密保持に対処する
ため、ディジタル変調方式による送受信が行われようと
している。
【0009】ディジタル通信方式は、将来的にアナログ
通信方式に入れ代わって多用される通信方式であり、ア
ナログ通信方式からディジタル通信方式への新旧の移行
期にはそれぞれのシステム機器が混在する。そこで、両
方の通信方式に対応できるようなシステム機器が構成で
きれば扱い易いものとなる。
通信方式に入れ代わって多用される通信方式であり、ア
ナログ通信方式からディジタル通信方式への新旧の移行
期にはそれぞれのシステム機器が混在する。そこで、両
方の通信方式に対応できるようなシステム機器が構成で
きれば扱い易いものとなる。
【0010】ところが、上述したようにディジタル通信
方式とアナログ通信方式とでは増幅の方法にそれぞれ特
徴がある。このため、両通信方式に対応するためには、
例えばAB級増幅用、C級増幅用と2種類の電力増幅回
路が必要となる。
方式とアナログ通信方式とでは増幅の方法にそれぞれ特
徴がある。このため、両通信方式に対応するためには、
例えばAB級増幅用、C級増幅用と2種類の電力増幅回
路が必要となる。
【0011】自動車電話の電力増幅回路には主に混成集
積回路、いわゆるハイブリッドICが用いられるが、上
記ディジタル通信方式とアナログ通信方式の2種類の電
力増幅回路を組み込むとなると容積も大きく、経済的に
不利である。
積回路、いわゆるハイブリッドICが用いられるが、上
記ディジタル通信方式とアナログ通信方式の2種類の電
力増幅回路を組み込むとなると容積も大きく、経済的に
不利である。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来では
ディジタル通信方式とアナログ通信方式の両方に対応で
きる電力増幅回路を構成するには、それぞれの通信方式
に合う増幅ができるようバイアス方式の違う増幅回路を
それぞれ設けることになり、サイズも大きく、コスト高
になるという欠点がある。
ディジタル通信方式とアナログ通信方式の両方に対応で
きる電力増幅回路を構成するには、それぞれの通信方式
に合う増幅ができるようバイアス方式の違う増幅回路を
それぞれ設けることになり、サイズも大きく、コスト高
になるという欠点がある。
【0013】この発明は上記のような事情を考慮してな
されたものであり、その目的は、ディジタル通信方式と
アナログ通信方式の両方に対応できる電力増幅回路を1
ユニットの回路で構成し、サイズの小型化、コスト低減
が図れる電力増幅回路を提供することにある。
されたものであり、その目的は、ディジタル通信方式と
アナログ通信方式の両方に対応できる電力増幅回路を1
ユニットの回路で構成し、サイズの小型化、コスト低減
が図れる電力増幅回路を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】この発明の電力増幅回路
は、電力増幅用のトランジスタと、前記トランジスタの
ベース側に設けられたベース側給電ラインと、前記ベー
ス側給電ラインに接続される抵抗素子と、前記抵抗素子
に所定電位が印加されるべくこの抵抗素子に直列した電
流路が形成されるように設けられた第1のスイッチング
素子と、前記ベース側給電ラインと接地電位との間に挿
入されたオン後の順方向抵抗が1Ω以下となる第2のス
イッチング素子と、前記第1、第2のスイッチング素子
を動作級設定に応じた論理信号により相補的に導通制御
することにより前記トランジスタのベース側の電位状態
を可変にする制御手段とを具備したことを特徴とする。
は、電力増幅用のトランジスタと、前記トランジスタの
ベース側に設けられたベース側給電ラインと、前記ベー
ス側給電ラインに接続される抵抗素子と、前記抵抗素子
に所定電位が印加されるべくこの抵抗素子に直列した電
流路が形成されるように設けられた第1のスイッチング
素子と、前記ベース側給電ラインと接地電位との間に挿
入されたオン後の順方向抵抗が1Ω以下となる第2のス
イッチング素子と、前記第1、第2のスイッチング素子
を動作級設定に応じた論理信号により相補的に導通制御
することにより前記トランジスタのベース側の電位状態
を可変にする制御手段とを具備したことを特徴とする。
【0015】
【作用】この発明では、電力増幅回路のバイアス状態を
可変する回路を構成することにより、2種類以上の増幅
動作を1ユニットの回路構成で実現する。
可変する回路を構成することにより、2種類以上の増幅
動作を1ユニットの回路構成で実現する。
【0016】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明を実施例によ
り説明する。図1はこの発明の一実施例に係る電力増幅
回路の終段の構成を示す回路図である。
り説明する。図1はこの発明の一実施例に係る電力増幅
回路の終段の構成を示す回路図である。
【0017】電力増幅用のNPNトランジスタ1 のベー
スには高周波信号RFINが入力される。このトランジスタ
1 のベースはインダクタンス成分を有するベース側給電
ライン2 を介し、ダイオード3 のアノードに接続されて
いる。ダイオード3 のカソードは接地電圧GNDに接続
されている。このダイオード3 は温度補償用のダイオー
ドであり、AB級増幅動作に必要なバイアス機能を果た
す。
スには高周波信号RFINが入力される。このトランジスタ
1 のベースはインダクタンス成分を有するベース側給電
ライン2 を介し、ダイオード3 のアノードに接続されて
いる。ダイオード3 のカソードは接地電圧GNDに接続
されている。このダイオード3 は温度補償用のダイオー
ドであり、AB級増幅動作に必要なバイアス機能を果た
す。
【0018】上記トランジスタ1 のエミッタは接地電圧
GNDに接続されている。このトランジスタ1 のコレク
タはインダクタンス成分を有するコレクタ側給電ライン
4 を介して電源電圧VCCに接続されている。このトラン
ジスタ1 のコレクタから高周波信号RFOUT が出力され
る。
GNDに接続されている。このトランジスタ1 のコレク
タはインダクタンス成分を有するコレクタ側給電ライン
4 を介して電源電圧VCCに接続されている。このトラン
ジスタ1 のコレクタから高周波信号RFOUT が出力され
る。
【0019】上記ダイオード3 のアノードはNチャネル
MOS FET6 のドレインに接続されると共にバイアス用の
抵抗5 の一端に接続されている。MOS FET 6 のソースは
接地電圧GNDに接続されている。抵抗5 の他端はNチ
ャネルMOS FET 7 のソースに接続されている。MOS FET
7 のドレインは電源電圧VCCに接続されている。
MOS FET6 のドレインに接続されると共にバイアス用の
抵抗5 の一端に接続されている。MOS FET 6 のソースは
接地電圧GNDに接続されている。抵抗5 の他端はNチ
ャネルMOS FET 7 のソースに接続されている。MOS FET
7 のドレインは電源電圧VCCに接続されている。
【0020】
【課題を解決するための手段】制御ノード8 はMOS FET
6 のゲートに直接接続されると共に、インバータ9 を介
してMOS FET 7 のゲートに接続される。すなわち、MOS
FET 6 ,7 はそれぞれトランスファトランジスタであ
り、制御ノード8 から与えられる制御信号により、MOS
FET 6 ,7 の各ゲートには相反する信号が供給され、MO
S FET 6 ,7 それぞれの動作がオン,オフ制御される。
上記図1の構成の回路動作について説明する。
6 のゲートに直接接続されると共に、インバータ9 を介
してMOS FET 7 のゲートに接続される。すなわち、MOS
FET 6 ,7 はそれぞれトランスファトランジスタであ
り、制御ノード8 から与えられる制御信号により、MOS
FET 6 ,7 の各ゲートには相反する信号が供給され、MO
S FET 6 ,7 それぞれの動作がオン,オフ制御される。
上記図1の構成の回路動作について説明する。
【0021】制御ノード8 に“H”レベルの制御信号が
与えられると、MOS FET 6 はオンし、トランジスタ1 の
ベース側給電ライン2 は接地される。また、MOS FET 7
はインバータ9 を通じてバイアスがかかるためオフ状態
である。従って、トランジスタ1 のベース側給電ライン
2 とコレクタ側給電ライン4 は電気的に分離される。こ
れにより、トランジスタ1 はC級増幅のバイアス状態と
なる。
与えられると、MOS FET 6 はオンし、トランジスタ1 の
ベース側給電ライン2 は接地される。また、MOS FET 7
はインバータ9 を通じてバイアスがかかるためオフ状態
である。従って、トランジスタ1 のベース側給電ライン
2 とコレクタ側給電ライン4 は電気的に分離される。こ
れにより、トランジスタ1 はC級増幅のバイアス状態と
なる。
【0022】一方、制御ノード8 に“L”レベルの制御
信号が与えられると、MOS FET 6 はオフしてスイッチ開
放状態、MOS FET7 はオン状態になる。従って、トラン
ジスタ1 のベース側はダイオード3 により設定される電
圧(0.7V)でわずかにバイアスされることになり、
AB級増幅動作が可能となる。
信号が与えられると、MOS FET 6 はオフしてスイッチ開
放状態、MOS FET7 はオン状態になる。従って、トラン
ジスタ1 のベース側はダイオード3 により設定される電
圧(0.7V)でわずかにバイアスされることになり、
AB級増幅動作が可能となる。
【0023】このような構成によれば、1ユニットの回
路構成でAB級増幅、C級増幅の両動作が可能になり、
アナログ、ディジタル両通信方式が混在して使用される
時、非常に有効である。しかも、構造がコンパクトであ
り、自動車電話等に使われるハイブリッドIC等へ組込
み易い。
路構成でAB級増幅、C級増幅の両動作が可能になり、
アナログ、ディジタル両通信方式が混在して使用される
時、非常に有効である。しかも、構造がコンパクトであ
り、自動車電話等に使われるハイブリッドIC等へ組込
み易い。
【0024】図2はこの発明の第1の他の実施例の構成
を示す回路図である。図1と同一の機能を有する部分に
は同一符号を付し、その部分については説明を省略す
る。この図2では、図1に比べてベースバイアス用電源
が供給されるVBBノード11が設けられている。そして、
MOS FET 7 のドレインがこのVBBノード11に接続されて
いる。さらに、演算増幅器(コンパレータ)12が設けら
れる。コンパレータ12の一方の入力端はVBBノード11に
接続され、コンパレータ12の他方の入力端は基準電圧V
ref が供給される。コンパレータ12の出力端はMOS FET
6 のゲート及びインバータ9 の入力端が接続されるよう
に構成されている。
を示す回路図である。図1と同一の機能を有する部分に
は同一符号を付し、その部分については説明を省略す
る。この図2では、図1に比べてベースバイアス用電源
が供給されるVBBノード11が設けられている。そして、
MOS FET 7 のドレインがこのVBBノード11に接続されて
いる。さらに、演算増幅器(コンパレータ)12が設けら
れる。コンパレータ12の一方の入力端はVBBノード11に
接続され、コンパレータ12の他方の入力端は基準電圧V
ref が供給される。コンパレータ12の出力端はMOS FET
6 のゲート及びインバータ9 の入力端が接続されるよう
に構成されている。
【0025】上記図2の構成の回路動作について説明す
る。VBBノード11にはベースバイアス用電源としてVBB
電圧、例えば5Vが供給され、基準電圧Vref としては
10V程度が印加されているものとする。
る。VBBノード11にはベースバイアス用電源としてVBB
電圧、例えば5Vが供給され、基準電圧Vref としては
10V程度が印加されているものとする。
【0026】ここで、コンパレータ12は基準電圧Vref
より低いVBB電圧に対して“L”レベルを出力する。従
って、インバータ9は“H”レベルを出力し、MOS FET 7
がオンする。一方、MOS FET 6 はオフする。よって、
ダイオード3 によるバイアスにより、トランジスタ1 の
ベース側はわずかにバイアスがかかり、トランジスタ1
はAB級増幅動作が行える。
より低いVBB電圧に対して“L”レベルを出力する。従
って、インバータ9は“H”レベルを出力し、MOS FET 7
がオンする。一方、MOS FET 6 はオフする。よって、
ダイオード3 によるバイアスにより、トランジスタ1 の
ベース側はわずかにバイアスがかかり、トランジスタ1
はAB級増幅動作が行える。
【0027】VBBノード11に12Vが供給される場合を
考える。コンパレータ12は基準電圧Vref より高いVBB
電圧に対して“H”レベルを出力する。従って、インバ
ータ9 は“L”レベルを出力し、MOS FET 7 がオフす
る。一方、MOS FET 6はオンする。よって、トランジス
タ1 のベース側は接地される。また、MOS FET 7 はオフ
しているのでスイッチ開放状態である。このため、VBB
ノード11とベース側給電ライン2 は電気的に分離され、
トランジスタ1 はC級増幅の動作を行うこととなる。こ
のようにすれば、上記したようにVBBノード11は電気的
に分離されるため、他のトランジスタのコレクタ給電ラ
インとしても使用できる利点がある。
考える。コンパレータ12は基準電圧Vref より高いVBB
電圧に対して“H”レベルを出力する。従って、インバ
ータ9 は“L”レベルを出力し、MOS FET 7 がオフす
る。一方、MOS FET 6はオンする。よって、トランジス
タ1 のベース側は接地される。また、MOS FET 7 はオフ
しているのでスイッチ開放状態である。このため、VBB
ノード11とベース側給電ライン2 は電気的に分離され、
トランジスタ1 はC級増幅の動作を行うこととなる。こ
のようにすれば、上記したようにVBBノード11は電気的
に分離されるため、他のトランジスタのコレクタ給電ラ
インとしても使用できる利点がある。
【0028】図2のコンパレータ12を用いた回路では、
VBBノード11に印加される電圧の切換えのみによってト
ランジスタ1 の増幅動作を変えることができる。これに
より、図1のように増幅方式を選択する専用の信号や制
御ノード8 を設ける必要がなくなる。従って、増幅方式
を選択する切換え用制御回路等を外部に設ける必要もな
い。
VBBノード11に印加される電圧の切換えのみによってト
ランジスタ1 の増幅動作を変えることができる。これに
より、図1のように増幅方式を選択する専用の信号や制
御ノード8 を設ける必要がなくなる。従って、増幅方式
を選択する切換え用制御回路等を外部に設ける必要もな
い。
【0029】図3はこの発明の第2の他の実施例の構成
を示す回路図である。図1と同一の機能を有する部分に
は同一符号を付し、その部分については説明を省略す
る。この図3では、図2と同様にベースバイアス用電源
が供給されるVBBノード11が設けられる。MOS FET 6 の
ドレインとこのVBBノード11との間にバイアス用の抵抗
5 が挿入されている。さらに、演算増幅器(積分器)15
が設けられる。積分器15の入力端はVBBノード11に接続
され、積分器15の出力端はMOS FET 6 のゲートにインバ
ータ9 を介して接続されると共にMOS FET 7 のゲートに
直接接続される。
を示す回路図である。図1と同一の機能を有する部分に
は同一符号を付し、その部分については説明を省略す
る。この図3では、図2と同様にベースバイアス用電源
が供給されるVBBノード11が設けられる。MOS FET 6 の
ドレインとこのVBBノード11との間にバイアス用の抵抗
5 が挿入されている。さらに、演算増幅器(積分器)15
が設けられる。積分器15の入力端はVBBノード11に接続
され、積分器15の出力端はMOS FET 6 のゲートにインバ
ータ9 を介して接続されると共にMOS FET 7 のゲートに
直接接続される。
【0030】上記図3の構成の回路動作について説明す
る。VBBノード11にある一定電圧、例えば5Vが印加さ
れた場合を考える。積分器15の入力には一定電圧が与え
られるので、積分器15の出力は0Vとなる。これによ
り、MOS FET 6 はインバータ9の反転出力によりオン、M
OS FET 7 はオフする。従って、トランジスタ1 のベー
スはインダクタンス成分を有するベース側給電ライン2
からMOSFET 6 のソース、ドレインを介して接地され
る。これにより、トランジスタ1 はC級増幅動作する。
る。VBBノード11にある一定電圧、例えば5Vが印加さ
れた場合を考える。積分器15の入力には一定電圧が与え
られるので、積分器15の出力は0Vとなる。これによ
り、MOS FET 6 はインバータ9の反転出力によりオン、M
OS FET 7 はオフする。従って、トランジスタ1 のベー
スはインダクタンス成分を有するベース側給電ライン2
からMOSFET 6 のソース、ドレインを介して接地され
る。これにより、トランジスタ1 はC級増幅動作する。
【0031】一方、VBBノード11にあるデューティサイ
クルの論理信号が与えられた場合を考える。この場合、
積分器15は一定電圧、例えば5Vを出力する。これによ
り、MOS FET 6 はオフ、MOSFET 7 はオンする。従っ
て、トランジスタ1 のベースはVBBノード11、バイアス
用の抵抗5 、MOS FET 7 のソース,ドレインを通じてバ
イアスが供給され、ダイオード3 が導通状態になる。こ
れにより、トランジスタ1 はAB級増幅動作する。
クルの論理信号が与えられた場合を考える。この場合、
積分器15は一定電圧、例えば5Vを出力する。これによ
り、MOS FET 6 はオフ、MOSFET 7 はオンする。従っ
て、トランジスタ1 のベースはVBBノード11、バイアス
用の抵抗5 、MOS FET 7 のソース,ドレインを通じてバ
イアスが供給され、ダイオード3 が導通状態になる。こ
れにより、トランジスタ1 はAB級増幅動作する。
【0032】上記回路構成ではAB級増幅動作時に上記
論理信号のデューティサイクルに従ったバイアスが供給
されることになる。しかし、例えばディジタル通信のよ
うに、時分割処理によってある一定時間しか送信を行わ
ないような通信方式の場合には十分対応可能である。
論理信号のデューティサイクルに従ったバイアスが供給
されることになる。しかし、例えばディジタル通信のよ
うに、時分割処理によってある一定時間しか送信を行わ
ないような通信方式の場合には十分対応可能である。
【0033】さらに、上記図3の回路構成では、MOS FE
T 6 ,7 を制御する信号は通常一般に使用されている論
理信号(5V/0V)でよい。すなわち、この構成の回
路がある通信器のシステム内で使われる場合、増幅方式
を切換える制御信号が容易に得られる利点を有してい
る。
T 6 ,7 を制御する信号は通常一般に使用されている論
理信号(5V/0V)でよい。すなわち、この構成の回
路がある通信器のシステム内で使われる場合、増幅方式
を切換える制御信号が容易に得られる利点を有してい
る。
【0034】第3の他の実施例として図4のように、上
記図3の演算増幅器(積分器)15をコンパレータ18に置
き換えてもよい。基準電圧を接地電圧とすれば、通常一
般に使用されている論理信号(5V/0V)を増幅方式
を切換える制御信号として使用できる。図5はこの発明
の第4の他の実施例の構成を示す回路図である。図1と
同一の機能を有する部分には同一符号を付し、その部分
については説明を省略する。
記図3の演算増幅器(積分器)15をコンパレータ18に置
き換えてもよい。基準電圧を接地電圧とすれば、通常一
般に使用されている論理信号(5V/0V)を増幅方式
を切換える制御信号として使用できる。図5はこの発明
の第4の他の実施例の構成を示す回路図である。図1と
同一の機能を有する部分には同一符号を付し、その部分
については説明を省略する。
【0035】トランジスタ1 のベースは側給電ライン2
を介してMOS FET 6 のドレインに接続されている。MOS
FET 6 のソースは接地電圧GNDに接続されている。図
1における温度補償用のダイオード3 のアノードがMOS
FET 7 のソースに接続されている。MOS FET 7 のドレイ
ンはバイアス用の抵抗5 を介して電源電圧VCCに接続さ
れている。ダイオード3 のアノードとMOS FET 6 のドレ
インとの間には数〜数十Ωの抵抗21が挿入されている。
抵抗21はこの回路のAB級増幅動作時におけるトランジ
スタ1 の熱暴走防止用の安定化抵抗である。
を介してMOS FET 6 のドレインに接続されている。MOS
FET 6 のソースは接地電圧GNDに接続されている。図
1における温度補償用のダイオード3 のアノードがMOS
FET 7 のソースに接続されている。MOS FET 7 のドレイ
ンはバイアス用の抵抗5 を介して電源電圧VCCに接続さ
れている。ダイオード3 のアノードとMOS FET 6 のドレ
インとの間には数〜数十Ωの抵抗21が挿入されている。
抵抗21はこの回路のAB級増幅動作時におけるトランジ
スタ1 の熱暴走防止用の安定化抵抗である。
【0036】図6はこの発明の第5の他の実施例の構成
を示す回路図であり、図5に比べて、ベースバイアス用
電源が供給されるVBBノード11が設けられている。図6
ではバイアス用の抵抗5 の接続端がこのVBBノード11に
接続されている。
を示す回路図であり、図5に比べて、ベースバイアス用
電源が供給されるVBBノード11が設けられている。図6
ではバイアス用の抵抗5 の接続端がこのVBBノード11に
接続されている。
【0037】図5,図6の回路動作を図6の構成の回路
に従って説明する。制御ノード8 から与えられる制御信
号により、MOS FET 6 ,7 の各ゲートには相反する信号
が供給され、MOS FET 6 ,7 それぞれの動作が制御され
る。
に従って説明する。制御ノード8 から与えられる制御信
号により、MOS FET 6 ,7 の各ゲートには相反する信号
が供給され、MOS FET 6 ,7 それぞれの動作が制御され
る。
【0038】MOS FET 6 ,7 のスイッチングにより、A
B級増幅動作の状態に設定されたときについて考える。
MOS FET 6 はオフ、MOS FET 7 はオンする。従って、ト
ランジスタ1 のベースには、ベース側給電ライン2 、熱
暴走防止用の抵抗21、温度補償用のダイオード3 を通し
てAB級増幅動作のためのバイアスが与えられることと
なる。
B級増幅動作の状態に設定されたときについて考える。
MOS FET 6 はオフ、MOS FET 7 はオンする。従って、ト
ランジスタ1 のベースには、ベース側給電ライン2 、熱
暴走防止用の抵抗21、温度補償用のダイオード3 を通し
てAB級増幅動作のためのバイアスが与えられることと
なる。
【0039】一方、MOS FET 6 ,7 のスイッチングによ
り、C級増幅動作の状態に設定されたときについて考え
る。MOS FET 6はオン、MOS FET 7 はオフする。従っ
て、トランジスタ1 のベースは、ベース側給電ライン2
、MOS FET 6 を通じて接地される。これにより、この
トランジスタ1 のベースにはC級増幅動作のためのバイ
アスが与えられることとなる。
り、C級増幅動作の状態に設定されたときについて考え
る。MOS FET 6はオン、MOS FET 7 はオフする。従っ
て、トランジスタ1 のベースは、ベース側給電ライン2
、MOS FET 6 を通じて接地される。これにより、この
トランジスタ1 のベースにはC級増幅動作のためのバイ
アスが与えられることとなる。
【0040】図7はこの発明の第6の他の実施例の構成
を示す回路図である。図7では図6に比べてさらに演算
増幅器(コンパレータ)22が設けられる。コンパレータ
22の一方の入力端はVBBノード11に接続され、コンパレ
ータ12の他方の入力端は基準電圧Vref が供給される。
コンパレータ12の出力端は図6におけるMOS FET 6 のゲ
ート及びインバータ9 の入力端が繋がるように構成され
ている。
を示す回路図である。図7では図6に比べてさらに演算
増幅器(コンパレータ)22が設けられる。コンパレータ
22の一方の入力端はVBBノード11に接続され、コンパレ
ータ12の他方の入力端は基準電圧Vref が供給される。
コンパレータ12の出力端は図6におけるMOS FET 6 のゲ
ート及びインバータ9 の入力端が繋がるように構成され
ている。
【0041】このようにすれば、VBBノード11に印加さ
れる電圧の切換えのみによってトランジスタ11の増幅動
作を変えることができる。これにより、図6のように増
幅方式を選択する専用の信号や制御ノード8 を設ける必
要がなくなる。従って、増幅方式を選択する切換え用制
御回路等を外部に設ける必要もない。
れる電圧の切換えのみによってトランジスタ11の増幅動
作を変えることができる。これにより、図6のように増
幅方式を選択する専用の信号や制御ノード8 を設ける必
要がなくなる。従って、増幅方式を選択する切換え用制
御回路等を外部に設ける必要もない。
【0042】図5、6、7に示した構成の回路において
は、AB級増幅動作では抵抗21が作用することになる
が、C級増幅動作ではこのような抵抗が回路内に含まれ
ない。従って、バイアス状態により回路内の抵抗値が可
変となり、AB級増幅、C級増幅どちらのバイアス方式
においても安定でかつ有効に動作させることが可能にな
る。
は、AB級増幅動作では抵抗21が作用することになる
が、C級増幅動作ではこのような抵抗が回路内に含まれ
ない。従って、バイアス状態により回路内の抵抗値が可
変となり、AB級増幅、C級増幅どちらのバイアス方式
においても安定でかつ有効に動作させることが可能にな
る。
【0043】さらに、バイアス切換えを行うNチャネル
MOS FET 6 ,7 については極力オン抵抗が小さいものを
用いる必要がある。電力増幅用のトランジスタ1 はその
サイズ、電流増幅率等により数十から数百mAものバイ
アス電流が流れる可能性がある。この場合、MOS FET 6
や7 のオン抵抗が例えば10Ωであったとしても、この
抵抗による電圧降下は1Vを越える場合もある。従っ
て、トランジスタ1 のバイアス切換えを行うNチャネル
MOS FET 6 ,7 のオン抵抗は1Ω以下にし、電圧降下を
0.1V程度に抑えられるようにする必要がある。上記
各実施例においてはAB級増幅、C級増幅の切換えが可
能な構成であったが、MOSFET の数を増やせばA級増幅
への動作切換えも容易に可能である。
MOS FET 6 ,7 については極力オン抵抗が小さいものを
用いる必要がある。電力増幅用のトランジスタ1 はその
サイズ、電流増幅率等により数十から数百mAものバイ
アス電流が流れる可能性がある。この場合、MOS FET 6
や7 のオン抵抗が例えば10Ωであったとしても、この
抵抗による電圧降下は1Vを越える場合もある。従っ
て、トランジスタ1 のバイアス切換えを行うNチャネル
MOS FET 6 ,7 のオン抵抗は1Ω以下にし、電圧降下を
0.1V程度に抑えられるようにする必要がある。上記
各実施例においてはAB級増幅、C級増幅の切換えが可
能な構成であったが、MOSFET の数を増やせばA級増幅
への動作切換えも容易に可能である。
【0044】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
ディジタル通信方式とアナログ通信方式の両通信方式そ
れぞれに最適な増幅方式を1ユニットの回路構成で切換
え制御できるので、サイズの小型化、コスト低減が達成
されたアナログ、デジタル両通信方式に対応できる電力
増幅回路が提供できる。
ディジタル通信方式とアナログ通信方式の両通信方式そ
れぞれに最適な増幅方式を1ユニットの回路構成で切換
え制御できるので、サイズの小型化、コスト低減が達成
されたアナログ、デジタル両通信方式に対応できる電力
増幅回路が提供できる。
【図1】この発明の一実施例による構成を示す回路図。
【図2】この発明の第1の他の実施例による構成を示す
回路図。
回路図。
【図3】この発明の第2の他の実施例による構成を示す
回路図。
回路図。
【図4】この発明の第3の他の実施例による構成を示す
回路図。
回路図。
【図5】この発明の第4の他の実施例による構成を示す
回路図。
回路図。
【図6】この発明の第5の他の実施例による構成を示す
回路図。
回路図。
【図7】この発明の第6の他の実施例による構成を示す
回路図。
回路図。
【図8】AB級増幅動作する従来の電力増幅回路の構成
を示す第1の回路図。
を示す第1の回路図。
【図9】AB級増幅動作する従来の電力増幅回路の構成
を示す第2の回路図。
を示す第2の回路図。
【図10】C級増幅動作する従来の電力増幅回路の構成
を示す回路図。
を示す回路図。
1…NPNトランジスタ、 2…ベース側給電ライン、 3
…ダイオード、 4…コレクタ側給電ライン、 5…抵抗、
6,7 …NチャネルMOS FET 、 8…制御ノード、 9…イ
ンバータ。
…ダイオード、 4…コレクタ側給電ライン、 5…抵抗、
6,7 …NチャネルMOS FET 、 8…制御ノード、 9…イ
ンバータ。
Claims (7)
- 【請求項1】 電力増幅用のトランジスタと、 前記トランジスタのベース側に設けられたベース側給電
ラインと、 前記ベース側給電ラインに接続される抵抗素子と、 前記抵抗素子に所定電位が印加されるべくこの抵抗素子
に直列した電流路が形成されるように設けられた第1の
スイッチング素子と、 前記ベース側給電ラインと接地電位との間に挿入された
オン後の順方向抵抗が1Ω以下となる第2のスイッチン
グ素子と、 前記第1、第2のスイッチング素子を動作級設定に応じ
た論理信号により相補的に導通制御することにより前記
トランジスタのベース側の電位状態を可変にする制御手
段とを具備したことを特徴とする電力増幅回路。 - 【請求項2】 電力増幅用のトランジスタと、 前記トランジスタのベース側に設けられたベース側給電
ラインと、 前記ベース側給電ラインに接続される抵抗素子と、 前記抵抗素子に所定電位が印加されるべくこの抵抗素子
に直列した電流路が形成されるように設けられた第1の
スイッチング素子と、 前記ベース側給電ラインと接地電位との間に挿入された
オン後の順方向抵抗が1Ω以下となる第2のスイッチン
グ素子と、 前記ベース側給電ラインにアノードが接続され、カソー
ドが前記接地電位に接続された温度補償用のダイオード
素子と、 前記第1、第2のスイッチング素子を動作級設定に応じ
た論理信号により相補的に導通制御することにより前記
トランジスタのベース側の電位状態を可変にする制御手
段とを具備したことを特徴とする電力増幅回路。 - 【請求項3】 電力増幅用のトランジスタと、 前記トランジスタのベース側に設けられたベース側給電
ラインと、 前記ベース側給電ラインに一端が接続される第1の抵抗
素子と、 所定電位に一端が接続される第2の抵抗素子と、 前記第1、第2の抵抗素子に直列した電流路が形成され
るように設けられた第1のスイッチング素子と、 前記ベース側給電ラインと接地電位との間に挿入された
オン後の順方向抵抗が1Ω以下となる第2のスイッチン
グ素子と、 前記ベース側給電ラインに前記第1の抵抗を介してアノ
ードが接続されカソードが接地電位に接続された温度補
償用のダイオード素子と、 前記第1、第2のスイッチング素子を動作級設定に応じ
た論理信号により相補的に導通制御することにより前記
トランジスタのベース側の電位状態を可変にする制御手
段とを具備したことを特徴とする電力増幅回路。 - 【請求項4】 前記第1、第2のスイッチング素子はそ
れぞれ前記論理信号によってオン/オフ制御されるトラ
ンスファトランジスタで構成されることを特徴とする請
求項1ないし3いずれかに記載の電力増幅回路。 - 【請求項5】 前記第1、第2のスイッチング素子はそ
れぞれトランスファトランジスタで構成されており、前
記制御手段は基準電圧に対し前記電力増幅用のトランジ
スタのベース側のバイアス用電圧を比較する演算増幅器
を設け、この演算増幅器の出力信号により前記第1、第
2のスイッチング素子を制御することを特徴とする請求
項1ないし3いずれかに記載の電力増幅回路。 - 【請求項6】 前記第1、第2のスイッチング素子はそ
れぞれトランスファトランジスタで構成されており、前
記制御手段は基準電圧に対し前記電力増幅用のトランジ
スタのベース側のバイアス用電圧を入力とし積分演算す
る演算増幅器を設け、この演算増幅器の出力信号により
前記第1、第2のスイッチング素子を制御することを特
徴とする請求項1ないし3いずれかに記載の電力増幅回
路。 - 【請求項7】 電力増幅用のトランジスタと、 前記トランジスタのベース側に設けられたベース側給電
ラインと、 前記ベース側給電ラインに一端が接続される第1の抵抗
素子と、 所定電位に一端が接続される第2の抵抗素子と、 前記第1、第2の抵抗素子に直列した電流路が形成され
るように設けられた第1のMOSトランジスタと、 前記ベース側給電ラインと接地電位との間に挿入された
オン抵抗が1Ω以下の第2のMOSトランジスタと、 前記ベース側給電ラインに前記第1の抵抗を介してアノ
ードが接続されカソードが第2の電位に接続された温度
補償用のダイオード素子と、 前記第1のMOSトランジスタ、第2のMOSトランジ
スタに対し動作級設定に応じた論理信号をゲートに与え
相補的に導通制御させることにより前記トランジスタの
ベース側の電位状態を可変にする制御手段とを具備した
ことを特徴とする電力増幅回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3184760A JP2672731B2 (ja) | 1990-08-15 | 1991-07-24 | 電力増幅回路 |
US07/744,716 US5229731A (en) | 1990-08-15 | 1991-08-14 | Power amplifying circuit capable of switching amplification mode |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21549290 | 1990-08-15 | ||
JP2-215492 | 1990-08-15 | ||
JP3184760A JP2672731B2 (ja) | 1990-08-15 | 1991-07-24 | 電力増幅回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0548348A JPH0548348A (ja) | 1993-02-26 |
JP2672731B2 true JP2672731B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=26502698
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3184760A Expired - Fee Related JP2672731B2 (ja) | 1990-08-15 | 1991-07-24 | 電力増幅回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5229731A (ja) |
JP (1) | JP2672731B2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05110348A (ja) * | 1991-10-14 | 1993-04-30 | Nec Corp | 高周波増幅器 |
JP2770905B2 (ja) * | 1994-12-20 | 1998-07-02 | 財団法人 韓国電子通信研究所 | アナログおよびディジタル携帯用の電話機兼用の電力増幅器 |
US7095284B2 (en) * | 2001-07-11 | 2006-08-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amplifier device |
JP2004146403A (ja) * | 2002-10-21 | 2004-05-20 | Advantest Corp | 伝送回路、cmos半導体デバイス、及び設計方法 |
JP2004274433A (ja) * | 2003-03-10 | 2004-09-30 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波集積回路装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58114608A (ja) * | 1981-12-28 | 1983-07-08 | Nec Home Electronics Ltd | 可変バイアス回路 |
JPS63253730A (ja) * | 1987-04-09 | 1988-10-20 | Nec Corp | 電力増幅器 |
JPH02142209A (ja) * | 1988-11-22 | 1990-05-31 | Nec Corp | 高周波電力増幅器 |
US5060294A (en) * | 1990-07-05 | 1991-10-22 | Motorola, Inc. | Dual mode power amplifier for radiotelephone |
-
1991
- 1991-07-24 JP JP3184760A patent/JP2672731B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-08-14 US US07/744,716 patent/US5229731A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0548348A (ja) | 1993-02-26 |
US5229731A (en) | 1993-07-20 |
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Legal Events
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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