JP2671205B2 - Electric car - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電池電源からの電力により電動機を駆動
し、この電動機を駆動源として走行する小型車輌、いわ
ゆる電気自動車に関するものである。 〔従来の技術〕 電気自動車の駆動源には、従来から直流電動機がよく
用いられていた。これは、速度制御が容易であること、
大きな瞬時トルクが得られること等の特長を直流電動機
が有し、かかる特長は自動車のように加減速が頻繁に行
われる運転に適するからである。 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、直流電動機の構成要素であるブラシおよび整
流子は、摺動部品であることから摩耗に対してある程度
定期的な部品交換が必要であり、しかも塵埃に対して弱
い。このことは、屋外を走行し塵埃の多い環境のなかに
置かれることが多い電気自動車にとっては特に大きな欠
点となる。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明の電気自動車は上記問題点に鑑みてなされたも
のであり、電動機として誘導電動機を用いると共に電池
電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回
路を備え、アクセル指令装置の出力に基づいて前記誘導
電動機のトルク指令を決定し、そのトルク指令の信号値
を予め定められた定数で除してすべり周波数を決定し、
前記すべり周波数と前記誘導電動機の実際の回転周波数
とを加算して同期回転周波数とし、前記同期回転周波
数，前記トルク指令および予め定められた固定値である
励磁電流指令に基づいて１次電流指令を作り、前記誘導
電動機の１次電流が前記１次電流指令に追従するように
前記インバータ回路を制御すると共に、前記誘導電動機
の実際の回転周波数が定格周波数を越えたときには前記
誘導電動機の実際の回転周波数を定格周波数で除した値
を前記トルク指令に掛けて該トルク指令を補正しこの補
正トルク指令の信号値を前記の予め定められた定数で除
して前記すべり周波数を決定するものである。 〔作用〕 アクセル指令装置を操作することにより、周波数と振
幅の制御された１次電流指令が作り出されるので、瞬時
トルクの制御が可能となる。また、誘導電動機の実際の
回転周波数が定格周波数を越えたときには、その誘導電
動機の実際の回転周波数を定格周波数で除した値をトル
ク指令に掛けてトルク指令を補正するので、トルクの低
下がある程度抑えられる。 〔実施例〕 以下、実施例と共に本発明を詳細に説明する。 第１図は本発明に係る電気自動車の駆動制御装置の一
実施例を示すブロック図であり、第２図はその電気自動
車の外観構造を示す一部切欠側面図である。 本実施例の電気自動車はゴルフカートとして利用され
る小型４輪車であり、第２図に示すように車体１の前後
に前輪３および後輪４を有し、中央上部に運転席２が配
置されている。運転席２の前部にステアリングホイール
５、アクセル指令装置としてのアクセルペダル６および
不図示のブレーキペダル等が配置されており、運転席２
の下部から後部にかけては誘導電動機７およびその駆動
制御装置が配置されている。 一方、第１図において、ポテンショメータ21はアクセ
ルペダル６の踏み込み角度に応じて出力電圧が変化する
ようになっており、アクセルペダル６を大きく踏み込む
と電圧値が高くなるように動作する。この電圧値は後述
する加減算器72、乗算回路74および加算器70を介してV/
F変換器22に入力される。V/F変換器22は入力電圧に応じ
た周波数のパルス信号を出力するものであり、最大120
×256Hzの周波数となる。カウンタ23はV/F変換器22の出
力パルスをカウントする８ビットカウンタであり、０〜
255までのカウントを繰り返す。 ROM24は、 sinωｔ （１） cosωｔ （２） sin（ωｔ−120゜） （３） cos（ωｔ−120゜） （４） という位相の異なる４種類の正弦波が書き込まれてお
り、カウンタ23の出力によりアドレス指定が行われる。
ここでは、カウンタ23が一回りカウントする間に、すな
わち256カウントされる間に、（１）〜（４）の各正弦
波形の一周期分のアドレス指定が行われる。したがっ
て、各正弦波はV/F変換器22の出力周波数によって０〜1
20Hzの値をとる。 D/A変換器25は、発振器26が出力する62.5K Hzの定周
期パルスによりROM24から読み出された４種類の正弦波
をアナログ信号に変換する手段であると同時に、後述す
る２次電流指令信号（トルク指令信号）i₂ ^＊とcosωｔ
およびcos（ωｔ−120゜）との乗算を行い、さらに、励
磁電流信号i₀とsinωｔおよびsin（ωｔ−120゜）との
乗算を行う。したがって、D/A変換器25からは、 i₂ ^＊cosωｔ （５） i₂ ^＊cos（ωｔ−120゜） （６） i₀sinωｔ （７） i₀sin（ωｔ−120゜） （８） の４種類のアナログ信号が出力される。なお、励磁電流
信号i₀は誘導電動機７により定まる固定値であり、予め
測定して得られた励磁電流に対応する電圧値を調整によ
り設定しておく。 加算器27はi₂ ^＊cosωｔとi₀sinωｔとを加算して、誘
導電動機７のＵ相の１次電流指令〔i₂ ^＊cosωｔ＋i₀sin
ωｔ〕を出力する。加算器28はi₂ ^＊cos（ωｔ−120゜）
とi₀sin（ωｔ−120゜）とを加算して、Ｖ相の１次電流
指令〔i₂ ^＊cos（ωｔ−120゜）＋i₀sin（ωｔ−120
゜）〕を出力する。２相/3相変換器29は、Ｕ相の１次電
流指令とＶ相の１次電流指令とを加算した後、極性を反
転させることによりＷ相の１次電流指令を作る手段であ
る。 インバータ回路30は、直流電源31の直流電流を三相の
交流電流に変換する手段であり、トランジスタ32〜37と
フリーホイーリングダイオード38〜43とで構成されてお
り、その出力端子は誘導電動機７の１次側の各巻線にそ
れぞれ接続されている。 CT（カレントトランス）44および45はそれぞれ誘導電
動機７のＵ相およびＶ相の１次電流を検出するための手
段であり、検出した電流値を電圧値に変換するものであ
る。２相/3相変換器46は、CT44および45の出力信号を加
算して極性を反転することによりＷ相の１次電流に対応
する信号を作る手段である。このCT44および45の出力信
号並びに２相/3相変換器46の出力信号は、加減算器47〜
49に対して減算要素として入力される。 加減算器47〜49では、各相の１次電流指令と実際の１
次電流を示すフィードバック信号とを比較する。この比
較結果を示す信号はバッファ50を介して、あるいはイン
バータ53〜55により反転されてベースドライブ回路56に
入力される。 ベースドライブ回路56は、入力信号に基づいてインバ
ータ回路30の各トランジスタ32〜37のベースにドライブ
信号を供給する。 誘導電動機７の回転速度は回転速度検出手段68により
検出され、回転速度に応じた周波数のもつパルス信号が
出力される。この信号は、F/V変換器69によって電圧値
に変換され、加算器70の一方の入力端子に供給される。 アナログスイッチ71はポテンショメータ21の出力電圧
がアクセルペダル開放時の電圧に近い所定の電圧Vo以下
になると導通して、F/V変換器69の出力電圧を加減算器7
2に減算要素として供給する手段である。加減算器72は
ポテンショメータ21の出力電圧を加算要素として入力し
ており、演算結果を上述した２次電流指令信号i₂ ^＊とし
て出力する。 乗算回路73は補正係数発生回路74の出力する補正係数
を加減算器72の出力電圧に乗じ、その演算結果を加算器
70に供給する。ただし、補正係数発生回路74の出力する
補正係数は、誘導電動機７が定格回転速度以下で回転し
ているときには値が「１」であるので、乗算回路73の出
力は加減算器72の出力そのものすなわち２次電流指令信
号i₂ ^＊となる。定格回転速度を越えた場合の補正係数に
ついては後述する。 加算器70は乗算回路73の出力とF/V変換器69の出力信
号とをそのまま加算するのではなく、一定の比率をもっ
て加算する。すなわち、乗算回路73の出力のみを予め定
められた定数で除してから加算を行っている。予め定め
られた定数で除した乗算回路73の出力は、すべり周波数
ωｓに相当し、F/V変換器69の出力信号は誘導電動機７
の回転子速度に対応する回転周波数ωｒに相当する。し
たがって、加算器70における演算結果は、同期回転周波
数ω_１に相当する。 ここで、乗算回路73および補正係数発生回路74の機能
について説明する。乗算回路73および補正係数発生回路
74は誘導電動機の回転速度が定格回転速度以上となった
ときのトルク低下を抑えるために設けられている。 誘導電動機のトルクＴは、一般に次式に示すように磁
束φと２次電流i₂の積に比例する。 Ｔ＝Ｋφi₂ …（９） また、（９）式は、φ＝Mi₀,i₀＝V/jω,i₂＝φωs/r₂
から、 Ｔ＝Ｋ（V/jω）^２×（ωs/r₂） …（10） と書け、この（10）式より、トルクＴは周波数の２乗に
反比例することが判る。本発明では定格回転速度以下に
おいてはV/F一定で運転されるため、すべり周波数ωｓ
を一定とした場合に、トルクＴが一定となる。しかし、
定格回転速度以上になると、電圧Ｖが一定となり周波数
だけが上昇するため、トルクＴが低下する。例えば定格
60Hzの誘導電動機を定格の２倍の周波数すなわち120Hz
で回転させると、（10）式からトルクＴは定格回転時の
1/4にまで低下してしまう。そこで、本発明では補正係
数発生回路74および乗算回路73を用いて、誘導電動機の
回転速度が定格回転速度を越えたときには、回転速度に
比例してすべり周波数ωｓを増大させている。 第３図は乗算回路73および補正係数発生回路74の具体
例を示す回路図であり、R1〜R10は抵抗、D1,D2はダイオ
ード、75,76はオペアンプ、77は乗算器、78は加減算器7
2の出力端子に接続する入力端子、79はF/V変換器69の出
力端子に接続する入力端子である。補正係数発生回路74
において、端子79から入力されたF/V変換器69の出力電
圧は抵抗R1およびR2による分圧され、周波数がほぼ60Hz
のとき1V、ほぼ120Hzのとき2Vの電圧となってダイオー
ドD1のカソードに供給される。一方、抵抗R3およびR4に
よって1Vの電圧がダイオードD2のカソードに基準電圧と
して供給されている。そして、ダイオードD1およびD2か
らなるダイオードオア回路により、基準電圧とF/V変換
器69の出力電圧のうち大きい値の電圧がオペアンプ75を
介して出力され、すべり周波数ωｓの補正係数として乗
算回路73に供給される。 第４図はこの補正係数発生回路74の出力電圧と同期周
波数との関係を示した特性図であり、０〜60Hzまでは1V
の電圧が出力され、60Hzを越えるとリニアに単調増加し
て120Hzで2Vとなる。乗算回路73では、端子78からの電
圧値に補正係数発生回路74の出力する補正係数を乗じて
加算器70に供給する。なお、乗算回路73では乗算器77が
２入力を掛けて1/10となるものを用いているので、その
出力をオペアンプ76で10倍している。 このように、60Hzまでは１倍、60Hz以上ではf/60倍さ
れた電圧がすべり周波数ωｓとされるので、トルクＴは
第５図のトルク特性図において実線で示すように120Hz
でも定格回転時（60Hz）の1/2に抑えることができる。
破線で示したものは、補正係数発生回路74および乗算回
路73を用いない場合の特性であり、120Hzでは定格回転
時の1/4となっている。 つぎに、このように構成された本実施例の動作を説明
する。 いま、誘導電動機７は停止しており、F/V変換器69の
出力は零である。この状態から運転者がアクセルペダル
６を踏み込むと、ポテンショメータ21の出力電圧が上昇
する。この電圧はアナログスイッチ71の基準電圧Voより
も大となりアナログスイッチ71はオープンとなるため、
加減算器72からはポテンショメータ21の出力電圧がその
まま出力される。この信号は乗算回路73に入力されて、
補正係数発生回路74からの補正係数が掛けられる。しか
し、誘導電動機７の回転が未だ定格回転以下であるので
補正係数発生回路74からは値「１」が出力され、乗算回
路73では入力信号をそのまま２次電流指令信号i₂ ^＊とし
て出力する。この信号は加算器70に入力され、予め定め
られた定数で除されてすべり周波数ωｓとなり、F/V変
換器69の出力と加算されるが、F/V変換器69の出力がい
まは零であるのでこのすべり周波数ωｓがそのまま同期
回転周波数ω_１として出力される。この同期回転周波数
ω_１はV/F変換器22、カウンタ23およびROM24を経由する
ことによりω_１の値に対応する周波数をもつ量子化され
た４種類の正弦波（１）〜（４）に変換される。そし
て、これらの正弦波（１）〜（４）はD/A変換器25、加
算器27,28および２相/3相変換器29を経ることにより、
２次電流指令信号i₂ ^＊および励磁電流信号i₀に基づいて
振幅制御されたアナログの３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の１次電
流指令に変換される。 この１次電流指令は加減算器47〜49において各相毎に
実際の１次電流と比較されることになる。いま、誘導電
動機７は停止しており１次電流は各相とも零であるの
で、最初は１次電流指令がバッファ50〜52およびインバ
ータ53〜55を介してそのままベースドライブ回路56に入
力され、ベースドライブ回路56からのドライブ信号にし
たがってインバータ回路30の各トランジスタ32〜37がス
イッチング制御される。誘導電動機７の一次巻線に電流
が流れだすと、この電流値がすぐに加減算器47〜49にフ
ィードバックされて１次電流指令と比較される。このフ
ィードバック動作により１次電流が１次電流指令に追従
するようにインバータ回路30のトランジスタ32〜37のス
イッチング状態が適宜切り換えられる。 第６図は、安定回転時におけるＵ相の１次電流指令と
１次電流との関係を示す波形図であり、波形Ａが１次電
流指令を、波形Ｂが１次電流（CT44の出力）をそれぞれ
示している。なお、同図では、見易さを考慮して１次電
流指令を反転して表示してある。この図から、１次電流
がインバータ回路30において切り換えられながら１次電
流指令に追従している様子を読み取ることができる。 誘導電動機７が回転を始めると回転速度検出手段68が
これを検出し、F/V変換切69を介して検出回転速度に対
応する電圧を加算器70に回転周波数ωｒとして供給す
る。加算器70ではすべり周波数ωｓに回転周波数ωｒを
加算して新たな同期回転周波数ω_１として出力する。 このようなフィードバック動作が連続的に続行される
ことにより、誘導電動機７の回転がしだいに上昇してゆ
く。誘導電動機７の周波数が定格周波数60Hzを越える
と、それまで定電圧（1V）を出力していた補正係数発生
回路74の出力がf/60ボルトになり、加減算器72の出力す
る２次電流指令信号i₂ ^＊に〔f/60〕が掛けられて乗算回
路73から〔i₂ ^＊×f/60〕の値が２次電流指令信号i₂ ^＊′
（補正トルク指令信号）として、加算器70に供給され
る。これによってトルクＴの減少率が低く抑えられる。 なお、アクセルペダル６の踏み込み角を大きくすれ
ば、すべり周波数ωｓの値および２次電流指令信号（ト
ルク指令信号）i₂ ^＊の値が共に大きくなるため回転速度
は急峻に上昇し、逆に踏み込み角が小さければその立ち
上がりは緩やかとなる。 アクセルペダル６を開放すると、ポテンショメータ21
から加減算器72への出力が零となると共に、アナログス
イッチ71が閉成されてF/V変換器69の出力が減算要素と
して加減算器72に供給される。したがって、加減算器72
の出力はマイナスの値をとることになる。すなわち、す
べり周波数ωｓが負の値となることになり、誘導電動機
７は誘導発電機として機能し始める。これによって制動
が効き出すと共に、電源31に向けての回生動作が行われ
る。この動作は内燃機関を搭載した一般自動車における
エンジンブレーキの動作に非常に近似した感覚を運転車
に与えることができる。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明の電気自動車によれば、駆
動源として誘導電動機を用いているので保守がほとんど
不要であり、しかも、埃を多く含む環境の中での走行に
も十分に耐えることができる。また、アクセル指令装置
を操作することにより周波数と振幅が制御された１次電
流指令が作り出されるので瞬時トルクの制御が可能であ
り、過渡応答性がよい。そのため、自動車としての良好
な運転感覚を得ることができる。さらに、誘導電動機の
実際の回転周波数が定格周波数を越えたときには、その
誘導電動機の実際の回転周波数を定格周波数で除した値
をトルク指令に掛けてトルク指令を補正するので、トル
クの低下がある程度抑えられる。そのため、誘導電動機
が定格以上の回転をしている高速走行時においても、充
分な加速の延びを得ることができる。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a small vehicle that drives an electric motor with electric power from a battery power source and runs using the electric motor as a drive source, that is, an electric vehicle. [Prior Art] A DC motor has been often used as a drive source of an electric vehicle. This means that speed control is easy,
This is because the DC motor has a feature that a large instantaneous torque can be obtained, and such a feature is suitable for driving in which acceleration and deceleration are frequently performed like an automobile. [Problems to be Solved by the Invention] However, the brush and the commutator, which are components of the DC motor, are sliding parts, so that it is necessary to replace parts to some extent for wear, and to reduce dust. Weak against. This is a major drawback, especially for electric vehicles that travel outdoors and are often placed in dusty environments. [Means for Solving the Problems] The electric vehicle of the present invention has been made in view of the above problems, and uses an induction motor as an electric motor and an inverter circuit that converts DC power from a battery power supply into AC power. Provided, determine the torque command of the induction motor based on the output of the accelerator command device, determine the slip frequency by dividing the signal value of the torque command by a predetermined constant,
The slip frequency and the actual rotation frequency of the induction motor are added to obtain a synchronous rotation frequency, and a primary current command is generated based on the synchronous rotation frequency, the torque command, and an exciting current command that is a predetermined fixed value. And controlling the inverter circuit so that the primary current of the induction motor follows the primary current command, and when the actual rotation frequency of the induction motor exceeds the rated frequency, the actual rotation of the induction motor. A value obtained by dividing the frequency by the rated frequency is multiplied by the torque command to correct the torque command, and the signal value of the corrected torque command is divided by the predetermined constant to determine the slip frequency. [Operation] By operating the accelerator command device, a primary current command whose frequency and amplitude are controlled is created, so that instantaneous torque can be controlled. Also, when the actual rotation frequency of the induction motor exceeds the rated frequency, the torque command is corrected by multiplying the torque command by the value obtained by dividing the actual rotation frequency of the induction motor by the rated frequency. It can be suppressed. EXAMPLES Hereinafter, the present invention will be described in detail with examples. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a drive control device for an electric vehicle according to the present invention, and FIG. 2 is a partially cutaway side view showing an external structure of the electric vehicle. The electric vehicle of this embodiment is a small four-wheeled vehicle used as a golf cart, and has front and rear wheels 3 and 4 in front and rear of a vehicle body 1 as shown in FIG. Have been. A steering wheel 5, an accelerator pedal 6 as an accelerator command device, a brake pedal (not shown), and the like are disposed in front of the driver's seat 2.
An induction motor 7 and its drive control device are arranged from the lower part to the rear part of the motor. On the other hand, in FIG. 1, the potentiometer 21 changes its output voltage in accordance with the depression angle of the accelerator pedal 6, and operates so that the voltage value increases when the accelerator pedal 6 is depressed greatly. This voltage value is applied to V /
It is input to the F converter 22. The V / F converter 22 outputs a pulse signal with a frequency that corresponds to the input voltage.
It becomes a frequency of × 256Hz. The counter 23 is an 8-bit counter that counts the output pulses of the V / F converter 22,
Repeat counting up to 255. The ROM 24 stores four types of sine waves having different phases of sinωt (1) cosωt (2) sin (ωt−120 °) (3) cos (ωt−120 °) (4). Specifies the address.
Here, while the counter 23 is counting once, that is, while the counter 23 is counting 256 times, addressing of one cycle of each of the sine waveforms (1) to (4) is performed. Therefore, each sine wave is 0 to 1 depending on the output frequency of the V / F converter 22.
Take a value of 20Hz. The D / A converter 25 is a means for converting the four types of sine waves read from the ROM 24 into analog signals by the 62.5 KHz fixed period pulse output from the oscillator 26, and at the same time, the secondary current command described later. Signal (torque command signal) i ₂ ^* and cosωt
And cos (ωt-120 °) are multiplied, and the excitation current signal i ₀ is further multiplied by sinωt and sin (ωt-120 °). Therefore, from the D / A converter 25, i ₂ ^* cosωt (5) i ₂ ^* cos (ωt-120 °) (6) i ₀ sinωt (7) i ₀ sin (ωt-120 °) (8) Four types of analog signals are output. The exciting current signal i ₀ is a fixed value determined by the induction motor 7, and a voltage value corresponding to the exciting current measured and obtained in advance is set by adjustment. The adder 27 adds i ₂ ^* cos ωt and i ₀ sin ωt and adds the primary current command [i ₂ ^* cos ωt + i ₀ sin of the U phase of the induction motor 7].
ωt] is output. The adder 28 is i ₂ ^* cos (ωt-120 °)
And i ₀ sin (ωt-120 °) are added, the V-phase primary current command [i ₂ ^* cos (ωt-120 °) + i ₀ sin (ωt-120 °)
))] Is output. The 2-phase / 3-phase converter 29 is a means for creating a W-phase primary current command by reversing the polarity after adding the U-phase primary current command and the V-phase primary current command. The inverter circuit 30 is a means for converting the DC current of the DC power supply 31 into a three-phase AC current, and includes transistors 32 to 37 and freewheeling diodes 38 to 43. Are connected to the respective primary windings. CT (current transformers) 44 and 45 are means for detecting U-phase and V-phase primary currents of the induction motor 7, respectively, and convert the detected current values into voltage values. The two-phase / three-phase converter 46 is means for generating a signal corresponding to the W-phase primary current by adding the output signals of the CTs 44 and 45 and inverting the polarity. The output signals of the CTs 44 and 45 and the output signal of the 2-phase / 3-phase converter 46 are
It is input to 49 as a subtraction element. The adders / subtractors 47 to 49 respectively determine the primary current command of each phase and the actual 1
Compare with a feedback signal indicating the next current. The signal indicating the comparison result is input to the base drive circuit 56 via the buffer 50 or after being inverted by the inverters 53 to 55. The base drive circuit 56 supplies a drive signal to the base of each of the transistors 32 to 37 of the inverter circuit 30 based on the input signal. The rotation speed of the induction motor 7 is detected by the rotation speed detecting means 68, and a pulse signal having a frequency corresponding to the rotation speed is output. This signal is converted into a voltage value by the F / V converter 69 and supplied to one input terminal of the adder 70. The analog switch 71 becomes conductive when the output voltage of the potentiometer 21 becomes equal to or lower than a predetermined voltage Vo close to the voltage when the accelerator pedal is released, and the output voltage of the F / V converter 69 is added / subtracted by the adder / subtractor 7
It is a means to supply to 2 as a subtraction element. The adder / subtractor 72 receives the output voltage of the potentiometer 21 as an addition element, and outputs the calculation result as the above-described secondary current command signal i ₂ ^* . The multiplication circuit 73 multiplies the output voltage of the adder / subtractor 72 by the correction coefficient output from the correction coefficient generation circuit 74, and the calculation result is added by the adder.
Supply to 70. However, since the correction coefficient output from the correction coefficient generation circuit 74 has a value of "1" when the induction motor 7 is rotating at the rated rotation speed or less, the output of the multiplication circuit 73 is the output of the adder-subtractor 72 itself. It becomes the secondary current command signal i ₂ ^* . The correction coefficient when the rotation speed exceeds the rated speed will be described later. The adder 70 does not add the output of the multiplication circuit 73 and the output signal of the F / V converter 69 as they are, but adds them at a constant ratio. That is, only the output of the multiplication circuit 73 is divided by a predetermined constant and then the addition is performed. The output of the multiplication circuit 73 divided by a predetermined constant corresponds to the slip frequency ωs, and the output signal of the F / V converter 69 is the induction motor 7
Corresponds to the rotation frequency ωr corresponding to the rotor speed of. Therefore, the operation result in adder 70 corresponds to the synchronized rotation frequency omega _1. Here, the functions of the multiplication circuit 73 and the correction coefficient generation circuit 74 will be described. Multiplier circuit 73 and correction coefficient generator circuit
74 is provided in order to suppress the torque decrease when the rotation speed of the induction motor exceeds the rated rotation speed. The torque T of the induction motor is generally proportional to the product of the magnetic flux φ and the secondary current i ₂ as shown in the following equation. T = Kφi ₂ (9) Further, in the equation (9), φ = Mi ₀ , i ₀ = V / jω, i ₂ = φωs / r ₂
Therefore, it can be written that T = K (V / jω) ² × (ωs / r ₂ ) ... (10), and from this equation (10), it is understood that the torque T is inversely proportional to the square of the frequency. In the present invention, since the V / F is operated at a constant speed or lower, the slip frequency ωs
When T is constant, the torque T is constant. But,
When the rotational speed exceeds the rated speed, the voltage V becomes constant and only the frequency increases, so that the torque T decreases. For example, rating
60Hz induction motor is twice the rated frequency, ie 120Hz
When rotated at, the torque T from the formula (10) is
It will be reduced to 1/4. Therefore, in the present invention, the correction coefficient generation circuit 74 and the multiplication circuit 73 are used to increase the slip frequency ωs in proportion to the rotation speed when the rotation speed of the induction motor exceeds the rated rotation speed. FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the multiplication circuit 73 and the correction coefficient generation circuit 74. R1 to R10 are resistors, D1 and D2 are diodes, 75 and 76 are operational amplifiers, 77 is a multiplier, and 78 is an adder / subtractor. 7
An input terminal connected to the output terminal of 2 and 79 is an input terminal connected to the output terminal of the F / V converter 69. Correction coefficient generation circuit 74
, The output voltage of F / V converter 69 input from terminal 79 is divided by resistors R1 and R2, and the frequency is about 60Hz.
At 1 V, and at approximately 120 Hz, it becomes 2 V and is supplied to the cathode of the diode D1. On the other hand, a voltage of 1V is supplied to the cathode of the diode D2 as a reference voltage by the resistors R3 and R4. Then, the diode OR circuit including the diodes D1 and D2 outputs a voltage having a larger value out of the reference voltage and the output voltage of the F / V converter 69 via the operational amplifier 75, and the multiplication circuit 73 is used as a correction coefficient of the slip frequency ωs. Is supplied to. FIG. 4 is a characteristic diagram showing the relationship between the output voltage of the correction coefficient generating circuit 74 and the synchronizing frequency, which is 1 V from 0 to 60 Hz.
Is output, and when it exceeds 60Hz, it linearly increases monotonically and reaches 2V at 120Hz. In the multiplying circuit 73, the voltage value from the terminal 78 is multiplied by the correction coefficient output from the correction coefficient generating circuit 74 and supplied to the adder 70. In the multiplication circuit 73, since the multiplier 77 multiplies two inputs and becomes 1/10, the output is multiplied by 10 by the operational amplifier 76. In this way, the voltage multiplied by 1 up to 60 Hz and f / 60 times over 60 Hz is the slip frequency ωs, so the torque T is 120 Hz as shown by the solid line in the torque characteristic diagram of FIG.
However, it can be reduced to half of the rated speed (60Hz).
The broken line shows the characteristics when the correction coefficient generating circuit 74 and the multiplying circuit 73 are not used, which is 1/4 of the rated speed at 120 Hz. Next, the operation of the present embodiment configured as described above will be described. Now, the induction motor 7 is stopped, and the output of the F / V converter 69 is zero. When the driver depresses the accelerator pedal 6 from this state, the output voltage of the potentiometer 21 increases. Since this voltage is higher than the reference voltage Vo of the analog switch 71 and the analog switch 71 is open,
The output voltage of the potentiometer 21 is directly output from the adder / subtractor 72. This signal is input to the multiplication circuit 73,
The correction coefficient from the correction coefficient generating circuit 74 is multiplied. However, since the rotation of the induction motor 7 is still less than the rated rotation, the value "1" is output from the correction coefficient generation circuit 74, and the multiplication circuit 73 outputs the input signal as it is as the secondary current command signal i ₂ ^* . This signal is input to the adder 70, is divided by a predetermined constant to become the slip frequency ωs, and is added to the output of the F / V converter 69, but the output of the F / V converter 69 is now zero. since it is the slip frequency ωs is output as the synchronized rotation frequency omega _1. This synchronous rotation frequency ω ₁ is quantized into four kinds of sine waves (1) to (4) with a frequency corresponding to the value of ω ₁ by passing through the V / F converter 22, the counter 23 and the ROM 24. To be converted. Then, these sine waves (1) to (4) are passed through the D / A converter 25, the adders 27 and 28, and the 2-phase / 3-phase converter 29,
It is converted into an analog three-phase (U, V, W) primary current command whose amplitude is controlled based on the secondary current command signal i ₂ ^* and the exciting current signal i ₀ . This primary current command is compared with the actual primary current in each of the adders / subtractors 47 to 49 for each phase. Now, since the induction motor 7 is stopped and the primary current is zero in each phase, the primary current command is initially input to the base drive circuit 56 as it is via the buffers 50 to 52 and the inverters 53 to 55, Switching of each of the transistors 32 to 37 of the inverter circuit 30 is controlled according to the drive signal from the base drive circuit 56. When a current starts to flow through the primary winding of the induction motor 7, this current value is immediately fed back to the adders / subtractors 47 to 49 and compared with the primary current command. By this feedback operation, the switching states of the transistors 32 to 37 of the inverter circuit 30 are appropriately switched so that the primary current follows the primary current command. FIG. 6 is a waveform diagram showing the relationship between the U-phase primary current command and the primary current during stable rotation. Waveform A is the primary current command and waveform B is the primary current (output of CT44). Are shown respectively. Note that, in the figure, the primary current command is inverted and displayed in consideration of the visibility. From this figure, it is possible to read how the primary current follows the primary current command while being switched in the inverter circuit 30. When the induction motor 7 starts rotating, the rotation speed detection means 68 detects this and supplies a voltage corresponding to the detected rotation speed to the adder 70 as the rotation frequency ωr via the F / V conversion switch 69. By adding the rotational frequency ωr to the adder 70 in the slip frequency ωs to output as a new synchronous rotation frequency omega _1. By continuing such a feedback operation continuously, the rotation of the induction motor 7 gradually rises. When the frequency of the induction motor 7 exceeds the rated frequency of 60 Hz, the output of the correction coefficient generation circuit 74, which has been outputting the constant voltage (1 V) until then, becomes f / 60 V, and the secondary current command output by the adder / subtractor 72. The signal i ₂ ^* is multiplied by [f / 60] and the value of [i ₂ ^* × f / 60] is multiplied by the multiplication circuit 73 to obtain the secondary current command signal i ₂ ^* '.
It is supplied to the adder 70 as (correction torque command signal). As a result, the reduction rate of the torque T can be suppressed low. If the depression angle of the accelerator pedal 6 is increased, both the value of the slip frequency ωs and the value of the secondary current command signal (torque command signal) i ₂ ^* increase, so that the rotation speed sharply rises, and conversely The smaller the angle, the slower the rise. When the accelerator pedal 6 is released, the potentiometer 21
, The output to the adder / subtractor 72 becomes zero, the analog switch 71 is closed, and the output of the F / V converter 69 is supplied to the adder / subtractor 72 as a subtraction element. Therefore, the adder / subtractor 72
Will take a negative value. That is, the slip frequency ωs becomes a negative value, and the induction motor 7 starts functioning as an induction generator. As a result, braking is effective and a regenerative operation toward the power supply 31 is performed. This operation can give the driver a feeling very similar to the operation of the engine brake in a general automobile equipped with an internal combustion engine. [Effects of the Invention] As described above, according to the electric vehicle of the present invention, since the induction motor is used as a drive source, maintenance is almost unnecessary, and even when traveling in an environment containing a lot of dust. Can withstand enough. In addition, by operating the accelerator command device, a primary current command whose frequency and amplitude are controlled is generated, so that instantaneous torque can be controlled and transient response is good. Therefore, a good driving feeling as an automobile can be obtained. Further, when the actual rotation frequency of the induction motor exceeds the rated frequency, the torque command is corrected by multiplying the torque command by a value obtained by dividing the actual rotation frequency of the induction motor by the rated frequency, so that the torque is reduced to some extent. It can be suppressed. Therefore, even during high-speed traveling in which the induction motor is rotating at a speed higher than the rated value, sufficient extension of acceleration can be obtained.

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明に係る電気自動車の駆動制御装置の一実
施例を示すブロック図、第２図はその電気自動車の外観
構造を示す一部切欠側面図、第３図は乗算回路73および
補正係数発生回路74の具体例を示す回路図、第４図は補
正係数発生回路74の出力特性を示す特性図、第５図は誘
導電動機のトルク特性を示す特性図、第６図は１次電流
指令と１次電流との関係を示す波形図である。 ６……アクセルペダル、７……誘導電動機、21……ポテ
ンショメータ、22……V/F変換器、23……カウンタ、24
……ROM、25……D/A変換器、27,28,70……加算器、30…
…インバータ回路、68……回転速度検出手段、69……F/
V変換器。73……乗算回路、74……補正係数発生回路。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a drive control device for an electric vehicle according to the present invention, FIG. 2 is a partially cutaway side view showing the external structure of the electric vehicle, and FIG. FIG. 4 is a circuit diagram showing a concrete example of the multiplication circuit 73 and the correction coefficient generating circuit 74, FIG. 4 is a characteristic diagram showing the output characteristic of the correction coefficient generating circuit 74, and FIG. 5 is a characteristic diagram showing the torque characteristic of the induction motor. FIG. 6 is a waveform diagram showing the relationship between the primary current command and the primary current. 6 ... Accelerator pedal, 7 ... Induction motor, 21 ... Potentiometer, 22 ... V / F converter, 23 ... Counter, 24
…… ROM, 25 …… D / A converter, 27,28,70 …… Adder, 30…
… Inverter circuit, 68 …… Rotation speed detection means, 69 …… F /
V converter. 73 ... Multiplier circuit, 74 ... Correction coefficient generation circuit.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 １．電池電源からの電力により電動機を駆動しこの電動
機を駆動源として走行する電気自動車において、 電動機として誘導電動機を用いると共に電池電源からの
直流電力を交流電力に変換するインバータ回路を備え、 アクセル指令装置の出力に基づいて前記誘導電動機のト
ルク指令を決定し、そのトルク指令の信号値を予め定め
られた定数で除してすべり周波数を決定し、前記すべり
周波数と前記誘導電動機の実際の回転周波数とを加算し
て同期回転周波数とし、 前記同期回転周波数，前記トルク指令および予め定めら
れた固定値である励磁電流指令に基づいて１次電流指令
を作り、前記誘導電動機の１次電流が前記１次電流指令
に追従するように前記インバータ回路を制御すると共
に、 前記誘導電動機の実際の回転周波数が定格周波数を越え
たときには前記誘導電動機の実際の回転周波数を定格周
波数で除した値を前記トルク指令に掛けて該トルク指令
を補正しこの補正トルク指令の信号値を前記の予め定め
られた定数で除して前記すべり周波数を決定する ことを特徴とする電気自動車。(57) [Claims] In an electric vehicle that drives an electric motor with electric power from a battery power source and travels using this electric motor as a drive source, an induction motor is used as the electric motor, and an inverter circuit for converting DC power from the battery power source into AC power is provided. The torque command of the induction motor is determined based on the output, the slip frequency is determined by dividing the signal value of the torque command by a predetermined constant, and the slip frequency and the actual rotation frequency of the induction motor are determined. A synchronous rotation frequency is added to make a primary current command based on the synchronous rotation frequency, the torque command, and an exciting current command that is a predetermined fixed value, and the primary current of the induction motor is the primary current. While controlling the inverter circuit so as to follow the command, the actual rotation frequency of the induction motor exceeds the rated frequency. Then, the torque command is corrected by multiplying the torque command by a value obtained by dividing the actual rotation frequency of the induction motor by the rated frequency, and the signal value of the corrected torque command is divided by the predetermined constant to obtain the above-mentioned value. An electric vehicle characterized by determining a slip frequency.