JP2668152B2 - 水中探知装置 - Google Patents
水中探知装置Info
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- JP2668152B2 JP2668152B2 JP2139090A JP13909090A JP2668152B2 JP 2668152 B2 JP2668152 B2 JP 2668152B2 JP 2139090 A JP2139090 A JP 2139090A JP 13909090 A JP13909090 A JP 13909090A JP 2668152 B2 JP2668152 B2 JP 2668152B2
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- Japan
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- tilt angle
- frequency
- ultrasonic
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- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、広範囲方向に超音波を送受波するスキャン
ニングソナーなどの水中探知装置に関する。
ニングソナーなどの水中探知装置に関する。
＜従来の技術＞ 広範囲方向に超音波を送受波する水中探知装置、たと
えば全周旋回型のスキャンニングソナーでは、超音波振
動子を機械的あるいは電気的に旋回走査することにより
全周方向から到来する超音波エコーを受波する。この場
合、水平面に沿った二次元情報だけでは、魚群の三次元
分布を十分に探知することができない。そのため、従来
技術では、超音波を送受波するためのティルト角を変化
させることにより、深さ方向の情報も得られるようにし
ている。
えば全周旋回型のスキャンニングソナーでは、超音波振
動子を機械的あるいは電気的に旋回走査することにより
全周方向から到来する超音波エコーを受波する。この場
合、水平面に沿った二次元情報だけでは、魚群の三次元
分布を十分に探知することができない。そのため、従来
技術では、超音波を送受波するためのティルト角を変化
させることにより、深さ方向の情報も得られるようにし
ている。
一方、従来技術では、円環状に配列された超音波振動
子を個別的に連続して切り換えることにより、仮想的に
一つの超音波振動子が等速で連続回転するようにして、
この仮想的な超音波振動子で超音波エコーを受波する。
この受波の際に、第１図に示すように、ドップラー効果
により周波数が偏移する受信信号（リニアFM信号）が得
られるので（同図（ａ））、この受信信号をこれとは逆
の周波数変調度のインパルス応答を有するマッチドフィ
ルタ（同図（ｂ））を通すことによりパルス圧縮し（同
図（ｃ））、これによって、指向特性を高めた一つの受
波ビームを形成する装置が提供されている（たとえば特
公昭63−7350号参照）。
子を個別的に連続して切り換えることにより、仮想的に
一つの超音波振動子が等速で連続回転するようにして、
この仮想的な超音波振動子で超音波エコーを受波する。
この受波の際に、第１図に示すように、ドップラー効果
により周波数が偏移する受信信号（リニアFM信号）が得
られるので（同図（ａ））、この受信信号をこれとは逆
の周波数変調度のインパルス応答を有するマッチドフィ
ルタ（同図（ｂ））を通すことによりパルス圧縮し（同
図（ｃ））、これによって、指向特性を高めた一つの受
波ビームを形成する装置が提供されている（たとえば特
公昭63−7350号参照）。
＜発明が解決しようとする課題＞ ところで、従来のマッチドフィルタは、アナログ方式
であり、たとえば受信信号を遅延する多段タップ付きの
遅延回路と、この遅延回路の各出力を重み付けする抵抗
素子と、各抵抗素子の出力を加算合成する差動増幅器と
を組み合わせて構成される。したがって、従来は、ティ
ルト角が変化した場合におけるマッチドフィルタでのパ
ルス圧縮の影響については全く考慮されておらず、ティ
ルト角が変化してもマッチドフィルタのインパルス応答
を決めるマスクパターンは固定されたままであった。す
なわち、従来はティルト角が０度の場合におけるインパ
ルス応答のマスクパターンを設定し、これによって畳み
込み演算を行っていた。
であり、たとえば受信信号を遅延する多段タップ付きの
遅延回路と、この遅延回路の各出力を重み付けする抵抗
素子と、各抵抗素子の出力を加算合成する差動増幅器と
を組み合わせて構成される。したがって、従来は、ティ
ルト角が変化した場合におけるマッチドフィルタでのパ
ルス圧縮の影響については全く考慮されておらず、ティ
ルト角が変化してもマッチドフィルタのインパルス応答
を決めるマスクパターンは固定されたままであった。す
なわち、従来はティルト角が０度の場合におけるインパ
ルス応答のマスクパターンを設定し、これによって畳み
込み演算を行っていた。
そのため、超音波の送受を行なう際のティルト角が大
きくなると、受信感度が低下する、パルス圧縮が不十分
となり十分な指向特性が得られない、サイドローブの発
生が顕著になる等の不具合を生じていた。
きくなると、受信感度が低下する、パルス圧縮が不十分
となり十分な指向特性が得られない、サイドローブの発
生が顕著になる等の不具合を生じていた。
＜課題を解決するための手段＞ 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであ
って、ティルト角の変化に適応したパルス圧縮が行える
ようにして、従来の上述した不具合を解消するものであ
る。
って、ティルト角の変化に適応したパルス圧縮が行える
ようにして、従来の上述した不具合を解消するものであ
る。
本発明では、超音波を全周囲方向に向けて同時に発射
するとともに、異なるティルト角において超音波振動子
を旋回走査することにより広範囲方向から到来する超音
波エコーを受波し、かつ、ドップラー効果により周波数
が偏移する受信信号を出力する超音波受波器と、この超
音波受波器から出力された受信信号をパルス圧縮するマ
ッチドフィルターとを備える水中探知装置において、上
記超音波受波器が所定のティルト角方向から到来する超
音波エコーを受信するように制御するティルト角制御手
段と、上記ティルト角に対応して前記マッチドフィルタ
ーの周波数−時間特性を設定する周波数−時間特性設定
手段と、を備えてなる構成とした。
するとともに、異なるティルト角において超音波振動子
を旋回走査することにより広範囲方向から到来する超音
波エコーを受波し、かつ、ドップラー効果により周波数
が偏移する受信信号を出力する超音波受波器と、この超
音波受波器から出力された受信信号をパルス圧縮するマ
ッチドフィルターとを備える水中探知装置において、上
記超音波受波器が所定のティルト角方向から到来する超
音波エコーを受信するように制御するティルト角制御手
段と、上記ティルト角に対応して前記マッチドフィルタ
ーの周波数−時間特性を設定する周波数−時間特性設定
手段と、を備えてなる構成とした。
また、ティルト角を設定するティルト角設定手段と、
上記受波手段が該ティルト角設定手段により設定される
ティルト角方向から到来する超音波エコーを受信するよ
うに制御するティルト角制御手段と、上記ティルト角に
対応して前記マッチドフィルターの周波数−時間特性を
設定する周波数−時間特性設定手段と、を備えてなる構
成とした。
上記受波手段が該ティルト角設定手段により設定される
ティルト角方向から到来する超音波エコーを受信するよ
うに制御するティルト角制御手段と、上記ティルト角に
対応して前記マッチドフィルターの周波数−時間特性を
設定する周波数−時間特性設定手段と、を備えてなる構
成とした。
さらに、上記それぞれの発明において、前記周波数−
時間特性設定手段は、 前記複数のティルト角それぞれに対応する前記マッチ
ドフィルターの周波数−時間特性パターンそれぞれが記
憶されたメモリと、前記一つのティルト角に対応して前
記メモリから読み出された一つの周波数−時間特性パタ
ーンのデータをラッチするラッチ回路とからなり、前記
マッチドフィルターは、前記受信信号を格納するシフト
レジスタと前記ラッチ回路でラッチされた周波数−時間
特性パターンのデータとを各ビットごとに個別に掛け算
する各乗算器と、各乗算器の出力を加算する加算器とか
ら構成されるようにした。
時間特性設定手段は、 前記複数のティルト角それぞれに対応する前記マッチ
ドフィルターの周波数−時間特性パターンそれぞれが記
憶されたメモリと、前記一つのティルト角に対応して前
記メモリから読み出された一つの周波数−時間特性パタ
ーンのデータをラッチするラッチ回路とからなり、前記
マッチドフィルターは、前記受信信号を格納するシフト
レジスタと前記ラッチ回路でラッチされた周波数−時間
特性パターンのデータとを各ビットごとに個別に掛け算
する各乗算器と、各乗算器の出力を加算する加算器とか
ら構成されるようにした。
＜作用＞ 上記構成によれば、異なるティルト角それぞれに対応
して、受信信号におけるティルト角に基づく周波数偏移
の影響を相殺するインパルス応答により受信信号のパル
ス圧縮が行われる。すなわち、受信時のドップラー効果
の影響を排除するためのパルス圧縮を行う際に、その際
のティルト角の影響を同時に排除する。
して、受信信号におけるティルト角に基づく周波数偏移
の影響を相殺するインパルス応答により受信信号のパル
ス圧縮が行われる。すなわち、受信時のドップラー効果
の影響を排除するためのパルス圧縮を行う際に、その際
のティルト角の影響を同時に排除する。
＜実施例＞ 本発明の実現のための原理について説明する。
第２図に示すように、一つの超音波振動子Ｔが水平面
Ｕの円周上を一定の角速度ωｓ（周速Ｖ）で回転すると
ともに、所定のティルト角αでもって超音波の送受波が
行われるものとする。その際、目標物から到来する超音
波エコー（中心周波数f0）を超音波振動子Ｔで受波して
得られる受信信号は、ドップラー効果のために周波数ｆ
が時間偏移するリニアFM信号となる。
Ｕの円周上を一定の角速度ωｓ（周速Ｖ）で回転すると
ともに、所定のティルト角αでもって超音波の送受波が
行われるものとする。その際、目標物から到来する超音
波エコー（中心周波数f0）を超音波振動子Ｔで受波して
得られる受信信号は、ドップラー効果のために周波数ｆ
が時間偏移するリニアFM信号となる。
ここで、超音波振動子Ｔが円周上を回転する水平面Ｕ
の円周中心Ｏを交点として上記の水平面Ｕ上に位置する
ｘ軸、ｙ軸の直交座標系を設定し、ｙ軸を超音波エコー
の到来方向の水平方向ベクトル成分に一致させる。そし
て、周速Ｖのｙ軸方向のベクトル成分をVy、ティルト角
αの方向のベクトル成分をＶαとすると、ドップラー効
果を受けたことによる受信信号の周波数ｆは、次式で与
えられる。
の円周中心Ｏを交点として上記の水平面Ｕ上に位置する
ｘ軸、ｙ軸の直交座標系を設定し、ｙ軸を超音波エコー
の到来方向の水平方向ベクトル成分に一致させる。そし
て、周速Ｖのｙ軸方向のベクトル成分をVy、ティルト角
αの方向のベクトル成分をＶαとすると、ドップラー効
果を受けたことによる受信信号の周波数ｆは、次式で与
えられる。
ｆ＝f0−（Ｖα/c）・f0 （１） ここに、ｃは音速である。
一方、前記のベクトル成分Ｖαは仮想直方体のＢ点か
ら直線AEに対して垂線を降ろしたときの交点位置Ｐと超
音波振動子Ｔの現在位置Ａとを結ぶスカラー量をもち、
かつ、Ｐ点とＤ点とを結ぶ直線▲▼は直線▲▼
に直交する。したがって、 Ｖα＝Vy・cosα （２） よって、（１）、（２）式から、 ｆ＝f0−（Vy・cosα/c）・f0 （３） となる。
ら直線AEに対して垂線を降ろしたときの交点位置Ｐと超
音波振動子Ｔの現在位置Ａとを結ぶスカラー量をもち、
かつ、Ｐ点とＤ点とを結ぶ直線▲▼は直線▲▼
に直交する。したがって、 Ｖα＝Vy・cosα （２） よって、（１）、（２）式から、 ｆ＝f0−（Vy・cosα/c）・f0 （３） となる。
また、ｙ軸と超音波振動子Ｔの現在位置との間のなす
角度をθｔとすると、 θｔ＝ωｓ・ｔ Ｖ＝ｒ・ωｓ であるから、前記のベクトル成分Vyは、 Vy＝Ｖ・sinθｔ＝ｒ・ωｓ・sin（ωｓ・ｔ） ≒ｒ・ωｓ（ωｓ・ｔ）＝ｒωs2t （４） なお、ここでのｒは、交点となる円周中心Ｏから円周
に至る半径である。そこで、 周波数偏移量をΔｆとすれば、（３）、（４）式か
ら、 Δｆ＝ｆ−f0 ＝−ｒωs2tf0cosα/c （５） となるから、位相は、 ∫２πΔfdt＝−πｒωs2t2f0cosα/c＋ψ （６） ここに、ψは定数である。
角度をθｔとすると、 θｔ＝ωｓ・ｔ Ｖ＝ｒ・ωｓ であるから、前記のベクトル成分Vyは、 Vy＝Ｖ・sinθｔ＝ｒ・ωｓ・sin（ωｓ・ｔ） ≒ｒ・ωｓ（ωｓ・ｔ）＝ｒωs2t （４） なお、ここでのｒは、交点となる円周中心Ｏから円周
に至る半径である。そこで、 周波数偏移量をΔｆとすれば、（３）、（４）式か
ら、 Δｆ＝ｆ−f0 ＝−ｒωs2tf0cosα/c （５） となるから、位相は、 ∫２πΔfdt＝−πｒωs2t2f0cosα/c＋ψ （６） ここに、ψは定数である。
よって、回転する超音波振動子により得られる受信信
号Ｓ（ｔ）は、 Ｓ(t)＝Ａ・cos｛２πf0t−πｒωs2t2f0cosα/c＋ψ｝ （７） ここに、Ａは超音波振動子の指向特性により決まる振
幅項である。
号Ｓ（ｔ）は、 Ｓ(t)＝Ａ・cos｛２πf0t−πｒωs2t2f0cosα/c＋ψ｝ （７） ここに、Ａは超音波振動子の指向特性により決まる振
幅項である。
（７）式により、受信信号Ｓ（ｔ）の周波数変調度が
ティルト角αによって変化することが分かる。
ティルト角αによって変化することが分かる。
ティルト角αは予め別個に設定されるものであって既
知であるから、マッチドフィルタにおいて畳み込み演算
により受信信号をパルス圧縮する際に、ティルト角αに
応じてマッチドフィルタの有するインパルス応答特性を
変化させれば、適正な受波ビームを形成することができ
る。すなわち、マッチドフィルタのインパルス応答は、
上記（７）式に基づく受信信号Ｓ（ｔ）を時間軸反転さ
せたさせたものであればよく、予め設定されたティルト
角に対応したうえでマッチドフィルタのインパルス応答
を決めるマスクパターンを予めメモリに記憶させておけ
ばよい。
知であるから、マッチドフィルタにおいて畳み込み演算
により受信信号をパルス圧縮する際に、ティルト角αに
応じてマッチドフィルタの有するインパルス応答特性を
変化させれば、適正な受波ビームを形成することができ
る。すなわち、マッチドフィルタのインパルス応答は、
上記（７）式に基づく受信信号Ｓ（ｔ）を時間軸反転さ
せたさせたものであればよく、予め設定されたティルト
角に対応したうえでマッチドフィルタのインパルス応答
を決めるマスクパターンを予めメモリに記憶させておけ
ばよい。
第３図は本発明の実施例に係る水中探知装置のブロッ
ク図である。同図において、符号１は水中探知装置の全
体を示し、２は超音波送受波器であって、たとえば、円
環状に配列された多数の超音波振動子と、この超音波振
動子を個別的に連続して切り換える切換回路（いずれも
図示省略）とを含み、所定のティルト角に従って超音波
振動子を旋回走査することにより広範囲方向から到来す
る超音波エコーを受波してドップラー効果により周波数
が偏移する受信信号が出力される。
ク図である。同図において、符号１は水中探知装置の全
体を示し、２は超音波送受波器であって、たとえば、円
環状に配列された多数の超音波振動子と、この超音波振
動子を個別的に連続して切り換える切換回路（いずれも
図示省略）とを含み、所定のティルト角に従って超音波
振動子を旋回走査することにより広範囲方向から到来す
る超音波エコーを受波してドップラー効果により周波数
が偏移する受信信号が出力される。
４は超音波送受波器２からの受信信号をデジタル化す
るA/D変換器、６はデジタル化された受信信号をパルス
圧縮するマッチドフィルタである。このマッチドフィル
タ６は、本例では、デジタル化された所定時間幅の受信
信号のデータを格納する直列入力並列出力形のラッチ付
きのシフトレジスタ８と、このシフトレジスタ８から並
列出力される各データと後述のラッチ回路20でラッチさ
れたマスクパターンのデータとを各ビットごとに個別に
掛け算する各乗算器10a〜10nと、各乗算器10a〜10nの出
力を加算する加算器12とから構成されている。
るA/D変換器、６はデジタル化された受信信号をパルス
圧縮するマッチドフィルタである。このマッチドフィル
タ６は、本例では、デジタル化された所定時間幅の受信
信号のデータを格納する直列入力並列出力形のラッチ付
きのシフトレジスタ８と、このシフトレジスタ８から並
列出力される各データと後述のラッチ回路20でラッチさ
れたマスクパターンのデータとを各ビットごとに個別に
掛け算する各乗算器10a〜10nと、各乗算器10a〜10nの出
力を加算する加算器12とから構成されている。
14は超音波を送受波するティルト角を設定するティル
ト角設定手段、16は設定されたティルト角に対応してマ
ッチドフィルタ６のインパルス応答を決めるマスクパタ
ーンを選定する周波数変調度可変手段である。この周波
数変調度可変手段16は、設定されるべきティルト角のそ
れぞれに対応したマスクパターン、すなわち、マッチド
フィルタのインパルス応答を前記の（７）式に基づく受
信信号Ｓ（ｔ）を時間軸反転させるためのマスクパター
ンが予め記憶されたメモリ18と、このメモリ18から読み
出された一つのマスクパターンのデータをラッチするラ
ッチ回路20とからなる。
ト角設定手段、16は設定されたティルト角に対応してマ
ッチドフィルタ６のインパルス応答を決めるマスクパタ
ーンを選定する周波数変調度可変手段である。この周波
数変調度可変手段16は、設定されるべきティルト角のそ
れぞれに対応したマスクパターン、すなわち、マッチド
フィルタのインパルス応答を前記の（７）式に基づく受
信信号Ｓ（ｔ）を時間軸反転させるためのマスクパター
ンが予め記憶されたメモリ18と、このメモリ18から読み
出された一つのマスクパターンのデータをラッチするラ
ッチ回路20とからなる。
次に、上記構成の水中探知装置において、受信信号を
ティルト角に応じてパルス圧縮する場合の動作について
説明する。
ティルト角に応じてパルス圧縮する場合の動作について
説明する。
この水中探知装置１では、 ティルト角設定手段14でティルト角αが設定される
と、（７）式に基づく受信信号Ｓ（ｔ）を時間軸反転さ
せたマッチドフィルタのインパルス応答をティルト角に
対応させるためのマスクパターンがメモリ18から読み出
されることになり、このマスクパターンのデータがラッ
チ回路20でラッチされる。
と、（７）式に基づく受信信号Ｓ（ｔ）を時間軸反転さ
せたマッチドフィルタのインパルス応答をティルト角に
対応させるためのマスクパターンがメモリ18から読み出
されることになり、このマスクパターンのデータがラッ
チ回路20でラッチされる。
一方、超音波送受波器２を構成する超音波振動子を切
換回路によって個別的に連続して切り換えることによ
り、仮想的に一つの超音波振動子が等速で連続回転され
る。その際、所定のティルト角αでもって超音波の送受
波が行われるので、これにより、超音波エコーを受波す
る際には、ドップラー効果により周波数が前記の（３）
式に従って偏移する受信信号（リニアFM信号）が得られ
る。そして、この受信信号がA/D変換器４でデジタル化
された後、マッチドフィルタ６に送出され、所定時間幅
の受信信号のデータがシフトレジスタ８に格納される。
そして、シフトレジスタ８からは受信信号のデータが各
ビットごとに並列的に読み出されて各乗算器10a〜10nに
与えられる。
換回路によって個別的に連続して切り換えることによ
り、仮想的に一つの超音波振動子が等速で連続回転され
る。その際、所定のティルト角αでもって超音波の送受
波が行われるので、これにより、超音波エコーを受波す
る際には、ドップラー効果により周波数が前記の（３）
式に従って偏移する受信信号（リニアFM信号）が得られ
る。そして、この受信信号がA/D変換器４でデジタル化
された後、マッチドフィルタ６に送出され、所定時間幅
の受信信号のデータがシフトレジスタ８に格納される。
そして、シフトレジスタ８からは受信信号のデータが各
ビットごとに並列的に読み出されて各乗算器10a〜10nに
与えられる。
各乗算器10a〜10nは、シフトレジスタ８からの出力デ
ータとラッチ回路20でラッチされたマスクパターンのデ
ータとを各ビットごとに個別に掛け算する。そして、各
乗算器10a〜10nの出力が加算器12で加算される。これに
より、ティルト角αを考慮した畳み込み演算が行われて
パルス圧縮が実行される。しかも、デジタル処理である
から、アナログフィルタの場合に比べて高精度の結果が
得られる。
ータとラッチ回路20でラッチされたマスクパターンのデ
ータとを各ビットごとに個別に掛け算する。そして、各
乗算器10a〜10nの出力が加算器12で加算される。これに
より、ティルト角αを考慮した畳み込み演算が行われて
パルス圧縮が実行される。しかも、デジタル処理である
から、アナログフィルタの場合に比べて高精度の結果が
得られる。
なお、上記の実施例では、ティルト角に応じてメモリ
18から適応する一つのマスクパターンを読み出すように
しているが、従来のアナログ式のマッチドフィルタを並
列に複数設け、各マッチドフィルタにはティルト角に応
じたマスクパターンを個別に設定しておき、ティルト角
の設定に応じて各マッチドフィルタを切り換えて使用す
るようにすることも可能である。
18から適応する一つのマスクパターンを読み出すように
しているが、従来のアナログ式のマッチドフィルタを並
列に複数設け、各マッチドフィルタにはティルト角に応
じたマスクパターンを個別に設定しておき、ティルト角
の設定に応じて各マッチドフィルタを切り換えて使用す
るようにすることも可能である。
＜発明の効果＞ 本発明によれば、ティルト角の変化に適応したパルス
圧縮を行うことが可能となる。その結果、ティルト角が
大きくなっても良好な受信感度を維持することができ、
また、十分な指向特性が得られ、さらに、サイドローブ
の発生も抑えられる等の優れた効果が発揮される。
圧縮を行うことが可能となる。その結果、ティルト角が
大きくなっても良好な受信感度を維持することができ、
また、十分な指向特性が得られ、さらに、サイドローブ
の発生も抑えられる等の優れた効果が発揮される。
第１図はマッチドフィルタによるパルス圧縮の作用説明
図、第２図は本発明の原理説明図、第３図は本発明の実
施例に係る水中探知装置のブロック図である。 １……水中探知装置、２……超音波送受波器、６……マ
ッチドフィルタ、８……シフトレジスタ、10a〜10n……
乗算器、12……加算器、16……周波数変調度可変手段、
18……メモリ、20……ラッチ回路。
図、第２図は本発明の原理説明図、第３図は本発明の実
施例に係る水中探知装置のブロック図である。 １……水中探知装置、２……超音波送受波器、６……マ
ッチドフィルタ、８……シフトレジスタ、10a〜10n……
乗算器、12……加算器、16……周波数変調度可変手段、
18……メモリ、20……ラッチ回路。
Claims (3)
- 【請求項１】超音波を全周囲方向に向けて同時に発射す
るとともに、異なるティルト角において超音波振動子を
旋回走査することにより広範囲方向から到来する超音波
エコーを受波し、かつ、ドップラー効果により周波数が
偏移する受信信号を出力する超音波受波器と、 この超音波受波器から出力された受信信号をパルス圧縮
するマッチドフィルターとを備える水中探知装置におい
て、 上記超音波受波器が所定のティルト角方向から到来する
超音波エコーを受信するように制御するティルト角制御
手段と、 上記ティルト角に対応して前記マッチドフィルターの周
波数−時間特性を設定する周波数−時間特性設定手段
と、 を備えてなることを特徴とする水中探知装置。 - 【請求項２】超音波を全周囲方向に向けて同時に発射す
るとともに、異なるティルト角において超音波振動子を
旋回走査することにより広範囲方向から到来する超音波
エコーを受波し、かつ、ドップラー効果により周波数が
偏移する受信信号を出力する超音波受波器と、 この超音波受波器から出力された受信信号をパルス圧縮
するマッチドフィルターとを備える水中探知装置におい
て、 ティルト角を設定するティルト角設定手段と、 上記超音波受波器が該ティルト角設定手段により設定さ
れるティルト角方向から到来する超音波エコーを受信す
るように制御するティルト角制御手段と、 上記ティルト角に対応して前記マッチドフィルターの周
波数−時間特性を設定する周波数−時間特性設定手段
と、 を備えてなることを特徴とする水中探知装置。 - 【請求項３】前記周波数−時間特性設定手段は、 前記複数のティルト角それぞれに対応する前記マッチド
フィルターの周波数−時間特性パターンそれぞれが記憶
されたメモリと、 前記一つのティルト角に対応して前記メモリから読み出
された一つの周波数−時間特性パターンのデータをラッ
チするラッチ回路とからなり、 前記マッチドフィルターは、 前記受信信号を格納するシフトレジスタと前記ラッチ回
路でラッチされた周波数−時間特性パターンのデータと
を各ビットごとに個別に掛け算する各乗算器と、 各乗算器の出力を加算する加算器と、 から構成されていることを特徴とする請求項第１項また
は第２項記載の水中探知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2139090A JP2668152B2 (ja) | 1990-05-28 | 1990-05-28 | 水中探知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2139090A JP2668152B2 (ja) | 1990-05-28 | 1990-05-28 | 水中探知装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0431783A JPH0431783A (ja) | 1992-02-03 |
| JP2668152B2 true JP2668152B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=15237257
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2139090A Expired - Fee Related JP2668152B2 (ja) | 1990-05-28 | 1990-05-28 | 水中探知装置 |
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| JP (1) | JP2668152B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5685567A (en) * | 1994-03-16 | 1997-11-11 | Nippondenso Co., Ltd. | Seat belt tightening device |
-
1990
- 1990-05-28 JP JP2139090A patent/JP2668152B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0431783A (ja) | 1992-02-03 |
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