JP2665925B2 - Electromagnetic contactor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電磁接触器、特に電磁接触器を制御する装置
に係わる。The present invention relates to an electromagnetic contactor, and more particularly to an apparatus for controlling an electromagnetic contactor.

電磁接触器は米国特許第３、339、161号明細書から公
知である。電磁接触器はモータ始動、照明、スイッチン
グなどに特に有用なスイッチ装置である。過負荷継電シ
ステムを具えたモータ始動接触器はモータ制御器と呼ば
れる。接触器は通常、接触器が開状態となった時に間に
エア・ギャップを画定する固定マグネットと可動マグネ
ットまたはアーマチュアとを含む磁気回路を有する。電
磁コイルを命令に応答して制御することにより、接触器
の主接点を接続可能な電源との相互作用によりアーマチ
ュアを固定マグネットにむかって電磁的に加速し、エア
・ギャップを縮小させることができる。アーマチュアに
は１組のブリッジ接点を設けてあり、その補完素子は接
触器箱筐体内に固設されており、磁気回路が給電され、
アーマチュアが移動すると両者が係合する。負荷及びそ
の電源は固定接点と接続しており、ブリッジ接点が固定
接点と係合すると前記負荷及びその電源が互いに接続す
る。一般にアーマチュアがマグネットにむかって加速さ
れる際、２つのばね力を克服しなければならない。第１
のばね力はキックアウトばねから発生し、このキックア
ウトばねはあとで、コイルが脱勢されるとアーマチュア
を反対方向に駆動することによって接点を分離させるの
に利用される。これは接点開放時に起こる。他のばねは
ブリッジ接点が固定接点と当接すると圧縮し始めるが、
アーマチュアはエア・ギャップがゼロに縮小する過程で
固定接点にむかって移動し続ける。接点ばねの力は閉成
接点によって搬送可能な電流量を決定し、さらに、接触
器の反復動作に伴ないどの程度までの接点摩擦が許容さ
れるかを決定する。接点ばねが可能な限り強力で、接触
器の電流搬送能力を増大することが望まれるのが普通で
ある。しかし、閉成動作中電磁石に供給されるエネルギ
ーによってこの力を克服しなければならないから、接点
ばねが強力なら閉成エネルギーも大きくする必要があ
る。接触器の電磁石は多くの場合AC電流を供給され、詳
しくは後述するように、電磁アーマチュア加速システム
のマグネット引力曲線は利用される磁気システムに応じ
てその形状はほぼ一定である。公知の接触器では、電磁
石に供給されるエネルギー量は加速中のアーマチュアの
動作に抵抗するばね力を克服するのに必要な量よりも大
きい。その理由の１つは接点が係合する時、比較的強力
な接点ばねの作用を克服しなければならないことにあ
る。しかし、余剰のエネルギーが浪費され、好ましくな
い。ところが、もっと重大な問題と考えられるのは、ア
ーマチュアかその閉成行程を完了する際に余剰エネルギ
ーが機械的システムによって吸収されることである。こ
のような余剰運動エネルギーは熱、振動、接点バウンド
及び衝撃の形を取るのが普通である。従って、閉成行程
におけるアーマチュアの運動に抵抗する力を克服するの
に必要なエネルギー量だけを供給する電磁閉成システム
用の電気的制御系の開発が望まれる。An electromagnetic contactor is known from U.S. Pat. No. 3,339,161. Electromagnetic contactors are particularly useful switching devices for motor starting, lighting, switching, and the like. Motor starting contactors with an overload relay system are called motor controllers. Contactors typically have a magnetic circuit that includes a fixed magnet and a movable magnet or armature that define an air gap when the contactor is open. By controlling the electromagnetic coil in response to the command, the armature can be electromagnetically accelerated towards the fixed magnet by interaction with the power supply to which the main contact of the contactor can be connected, and the air gap can be reduced. . The armature is provided with a set of bridge contacts, the complement of which is fixed in the contactor box housing, the magnetic circuit is powered,
When the armature moves, both engage. The load and its power supply are connected to a fixed contact, and when the bridge contact engages the fixed contact, the load and its power supply are connected to each other. Generally, when the armature is accelerated toward the magnet, two spring forces must be overcome. First
Spring force is generated from a kick-out spring, which is later used to separate the contacts by driving the armature in the opposite direction when the coil is de-energized. This occurs when the contacts open. Other springs begin to compress when the bridge contacts the fixed contacts,
The armature continues to move towards fixed contacts as the air gap shrinks to zero. The force of the contact spring determines the amount of current that can be carried by the closed contact, and also determines how much contact friction is allowed with repeated operation of the contactor. It is usually desired that the contact spring be as strong as possible and increase the current carrying capacity of the contactor. However, since this force must be overcome by the energy supplied to the electromagnet during the closing operation, the closing energy needs to be increased if the contact spring is strong. The electromagnet of the contactor is often supplied with an AC current, and as will be described in more detail below, the magnet attraction curve of the electromagnetic armature acceleration system is substantially constant in shape depending on the magnetic system used. In known contactors, the amount of energy supplied to the electromagnet is greater than necessary to overcome the spring force that resists movement of the armature during acceleration. One of the reasons is that the action of the relatively strong contact spring must be overcome when the contacts are engaged. However, excess energy is wasted, which is not preferable. However, a more serious problem is that the excess energy is absorbed by the mechanical system when completing the armature or its closing stroke. Such excess kinetic energy typically takes the form of heat, vibration, contact bounce, and shock. Therefore, it is desirable to develop an electrical control system for an electromagnetic closing system that provides only the amount of energy necessary to overcome the force resisting the movement of the armature during the closing stroke.

また、アーマチュアの速度を、これが固定マグネット
と当接する時点で比較的低い値、例えばゼロまで低下さ
せることが望ましい。固定マグネットと当接する時、速
度が低ければ低いほど可動接点のバウンドが軽減され
る。It is also desirable to reduce the speed of the armature to a relatively low value, for example, zero, when it contacts the fixed magnet. When abutting on the fixed magnet, the lower the speed, the less the bounce of the movable contact.

本発明は、第１接点と；前記第１接点との電気的接触
位置へ駆動される第２接点と；前記第２接点と機械的に
連結され、巻線を流れる電流に応答して前記第２接点を
前記第１接点との電気的接触位置へ駆動する可動アーマ
チュアを備えた電磁石と;;前記電磁石の前記巻線に供給
する電流を制御するための制御素子と；前記可動アーマ
チュアの運動に抵抗するように配置された機械的抵抗装
置とを有する電磁接触器であって、前記可動アーマチュ
アが前記機械的抵抗装置の抵抗を克服して前記第１接点
と第２接点とを当接させるに必要な運動エネルギーの総
量をＫとすると、前記制御素子は、前記可動アーマチュ
アの運動中、前記可動アーマチュアに供給される前記運
動エネルギーの総量がほぼＫに等しくなるように前記巻
線を流れる電流を制御し、前記制御素子による前記電流
の制御は前記可動アーマチュアが第１速度まで加速され
た後、前記巻線への電流の供給を停止することにより前
記第１接点と第２接点との当接時前記可動アーマチュア
の速度がほぼゼロに等しくなるようにすることを特徴と
する電磁接触器を提案する。The present invention further comprises a first contact; a second contact driven to an electrical contact position with the first contact; a second contact mechanically connected to the second contact, the second contact being responsive to a current flowing through a winding. An electromagnet having a movable armature for driving two contacts to an electrical contact position with the first contact; a control element for controlling a current supplied to the winding of the electromagnet; and a movement of the movable armature. An electromagnetic contactor having a mechanical resistance device arranged to resist, wherein said movable armature overcomes the resistance of said mechanical resistance device to abut said first and second contacts. Assuming that the total amount of required kinetic energy is K, the control element controls the current flowing through the winding such that the total amount of the kinetic energy supplied to the movable armature during the movement of the movable armature is substantially equal to K. System The control of the current by the control element is performed by stopping the supply of current to the winding after the movable armature is accelerated to the first speed, so that the first contact and the second contact are brought into contact with each other. An electromagnetic contactor is proposed wherein the speed of the movable armature is made substantially equal to zero.

本発明の内容をさらに明らかにするため、添付図面に
示す好ましい実施例について以下に説明する。In order to further clarify the contents of the present invention, preferred embodiments shown in the accompanying drawings will be described below.

第１及び２図は３相接触器または制御器10を示す。便
宜上３極のうち１極だけについてその構成を説明する
が、他の２極も全く同じである。接触器10はガラス／ナ
イロン組成物のような適当な電気絶縁材から成る筐体12
を含み、接触器10によって制御される電気的装置、回路
またはシステムと接触するための電気的負荷端子14,16
が前記筐体12に配置されている。このようなシステムの
１例を第11図に略示した。端子14,16はそれぞれ上記３
相端子の一部を形成するように構成してもよい。端子1
4,16は互いに間隔を保ち、筐体12の中心部に延びる導体
20,24と内部で接続する。筐体の内部で導体20,24の末端
はそれぞれ適当に固定された接点22,26を形成してい
る。接点22,26が互いに接続すると、端子14,16間が閉路
し、接触器10が導通状態となる。（第8,9及び10図に示
すような）別個に製造されたコイル制御盤28を後述する
ような態様で筐体12内に固定する。このコイル制御盤28
にはコイルまたはソレノイド31を一部として含むコイル
またはソレノイド集合体30を取付ける。コイル制御盤28
から間隔を保ち、かつコイル集合体30の一端を形成する
ようにばね座32を設け、これにキックアウトばね34の一
端を固定する。キックアウトばね34の他端は支持部材42
が後述するように移動してその下部42Aがばね34をピッ
クアップしてこれを座32に圧接させるまでは筐体12の部
分12Aと当接している。前記圧接は第２図平面より外側
の平面内で起こる。ばね34はアーマチュア40を囲み、支
持部材下部42Aと交差する位置で該下部42Aによってピッ
クアップされる。第２図平面より手前における部材42の
寸法はばね34の直径よりも大きい。コイル集合体30のソ
レノイドまたはコイル31と半径方向に整列させて通路38
内に適当な態様で固定マグネットまたは磁性材スラグ36
を配置し、固定マグネット36から軸方向に位置をずらし
て同じ通路38に、前記固定マグネット36に対して通路38
内を長手方向（軸方向）に移動可能な磁気アーマチュア
または磁束伝導部材40を設ける。アーマチュア40の、固
定マグネット36とは反対側の端部に長手方向に突出する
電気絶縁性の接点支持部材42を設け、これに導電性の接
点ブリッジ44を取付ける。接点ブリッジ44の一方の半径
方向アームには接点46を、他方の半径方向アームには接
点48をそれぞれ取付ける。これらの接点対が３極接触器
において３組とも同じ構成であることはいうまでもな
い。接触器10の閉成に伴なって端子14と端子16の間に内
部回路が完成する時、接点46は接点22と当接し（22−4
6）、接点48は接点26と当接する（26−48）。逆に、接
点22が接点46から離れ、接点26が接点48から離れると、
端子14,16間の内部回路が開く。このような開路状態を
第２図に示した。接点ブリッジ44及び端子22,26,46,48
を囲むアーク・ボックス50を設けることにより、筐体内
部において端子14,16間を流れる電流を安全に遮断でき
る部分的に囲まれた空間を形成している。アーク・ボッ
クス50の中心部の凹部52を設け、この凹部内に、接点支
持部材42のクロスバー54を挿入し、第２図に示すように
横方向（半径方向）に動かないように固定しながら上記
通路38の中心線38Aの長手方向（軸方向）に移動または
摺動できるようにする。接点ブリッジ44は接点ばね56に
よって支持部材42に保持される。接点22−46,26−48が
当接または“閉”状態となったのちでも接点支持部材42
が引続きスラグ36にむかって移動できるように接点ばね
56が圧縮する。接点ばね56がさらに圧縮すると、閉接点
22−46,26−48に対する圧力が著しく増大して端子14,16
間の内部回路の電流搬送能力を増大させ、接点が著しく
摩耗したのちでも接点が当接または“閉”位置に達する
ことを可能にする自動調節機能を提供する。マグネット
36と可動アーマチュア40との間の長手方向領域はコイル
31が付勢されると磁束が発生するエア・ギャップ58を画
定する。1 and 2 show a three-phase contactor or controller 10. The configuration of only one of the three poles will be described for convenience, but the other two poles are exactly the same. Contactor 10 is a housing 12 made of a suitable electrical insulator such as a glass / nylon composition.
And electrical load terminals 14, 16 for contacting electrical devices, circuits or systems controlled by the contactor 10.
Are arranged in the housing 12. One example of such a system is schematically illustrated in FIG. Terminals 14 and 16 are 3
You may comprise so that a part of phase terminal may be formed. Terminal 1
The conductors 4 and 16 are spaced apart from each other and extend to the center of the housing 12.
Internally connected to 20,24. Within the housing, the ends of the conductors 20, 24 form appropriately fixed contacts 22, 26, respectively. When the contacts 22, 26 are connected to each other, the circuit between the terminals 14, 16 is closed, and the contactor 10 becomes conductive. A separately manufactured coil control panel 28 (as shown in FIGS. 8, 9 and 10) is secured within housing 12 in the manner described below. This coil control panel 28
Is mounted with a coil or solenoid assembly 30 including a coil or solenoid 31 as a part. Coil control panel 28
A spring seat 32 is provided so as to keep an interval from the coil assembly 30 and to form one end of the coil assembly 30, and one end of a kickout spring 34 is fixed to this. The other end of the kickout spring 34 is a support member 42
Move until the lower portion 42A picks up the spring 34 and presses the spring 34 against the seat 32, and contacts the portion 12A of the housing 12. The pressure welding takes place in a plane outside the plane of FIG. The spring 34 surrounds the armature 40 and is picked up by the lower part 42A at a position crossing the lower part 42A of the support member. The dimension of the member 42 before the plane of FIG. 2 is larger than the diameter of the spring 34. Passage 38 aligned radially with solenoid or coil 31 of coil assembly 30
In a suitable manner fixed magnet or magnetic material slug 36
Is disposed in the same passage 38 by displacing the position in the axial direction from the fixed magnet 36, and the passage 38
A magnetic armature or a magnetic flux conducting member 40 movable in the longitudinal direction (axial direction) is provided. At the end of the armature 40 opposite to the fixed magnet 36, there is provided an electrically insulating contact support member 42 protruding in the longitudinal direction, and a conductive contact bridge 44 is attached thereto. A contact 46 is attached to one radial arm of the contact bridge 44, and a contact 48 is attached to the other radial arm. It goes without saying that these three pairs of contacts have the same configuration in the three-pole contactor. When the internal circuit is completed between the terminals 14 and 16 with the closing of the contactor 10, the contact 46 comes into contact with the contact 22 (22-4).
6), the contact 48 contacts the contact 26 (26-48). Conversely, when contact 22 separates from contact 46 and contact 26 separates from contact 48,
The internal circuit between terminals 14 and 16 opens. Such an open state is shown in FIG. Contact bridge 44 and terminals 22, 26, 46, 48
Is provided, a partially enclosed space is formed in the housing in which current flowing between the terminals 14 and 16 can be safely shut off. A recess 52 at the center of the arc box 50 is provided, into which a crossbar 54 of the contact support member 42 is inserted and fixed so as not to move laterally (radially) as shown in FIG. It is possible to move or slide in the longitudinal direction (axial direction) of the center line 38A of the passage 38. The contact bridge 44 is held on the support member 42 by a contact spring 56. Even after the contacts 22-46 and 26-48 are in contact or in the "closed" state, the contact support member 42
Contact spring so that it can continue to move toward slug 36
56 compress. When the contact spring 56 is further compressed, the closed contact
The pressure on terminals 22-46 and 26-48 increases significantly,
It provides an automatic adjustment function that increases the current carrying capacity of the internal circuitry during and allows the contacts to reach the abutting or "closed" position even after significant wear of the contacts. magnet
The longitudinal area between 36 and movable armature 40 is a coil
When 31 is energized, it defines an air gap 58 where magnetic flux is generated.

端子ブロックJ1における外部から接近可能な端子は特
にコイル制御盤28上のプリント回路パスまたはその他の
導体を介してコイルまたはソレノイド31と接続できるよ
うに前記コイル制御盤28上に配置する。プリント回路盤
28上に別の目的を有する（第32図に示す）別の端子ブロ
クJXをも設けることができる。端子ブロックJ1における
外部から接近可能な端子を介してコイルまたはソレノイ
ド31が付勢されると、例えば前記外部から接近可能な端
子ブロックJ1における接点閉成信号の発生に応答して固
定マグネットまたはスラグ36、エア・ギャップ58及びア
ーマチュア40を通る磁束パスが形成される。良く知られ
ているように、この状態でアーマチュア40は通路38内を
長手方向に移動してエア・ギャップ58を短縮し、最終的
にはマグネットまたはスラグ36と当接する。この運動は
その初期段階でキックアウトばね34の圧縮力による抵抗
を受け、アーマチュア40の運動行程の後段で接点22−4
6,26−48が当接したのち、接点ばね56の圧縮力によって
さらに新たな抵抗を受ける。Externally accessible terminals of the terminal block J1 are arranged on the coil control panel 28 so that they can be connected to the coil or solenoid 31 via a printed circuit path or other conductor on the coil control panel 28, in particular. Printed circuit board
Another terminal block JX having another purpose (shown in FIG. 32) can also be provided on 28. When the coil or solenoid 31 is energized via an externally accessible terminal in the terminal block J1, for example, in response to the generation of a contact closing signal in the externally accessible terminal block J1, a fixed magnet or a slug 36 is activated. , A magnetic flux path through the air gap 58 and the armature 40 is formed. As is well known, in this situation, the armature 40 moves longitudinally in the passage 38 to shorten the air gap 58 and ultimately abut the magnet or slug 36. This movement is affected by the compression force of the kick-out spring 34 in the initial stage, and the contact 22-4 is provided later in the movement of the armature 40.
After the abutment of 6, 26-48, the contact spring 56 receives a new resistance due to the compressive force.

接触器10の筐体12内には（第8,9及び10図にも示す）
過負荷継電プリント回路盤またはカード60をも設け、こ
れに（第２図にその１つ62Bだけを示した）電流−電圧
トランスデューサ62を設ける実施態様も可能である。過
負荷継電盤60を利用する本発明の実施例では、導体24を
流れる電流を電流−電圧トランスデューサ62Bが検知で
きるように前記導体24が電流−電圧トランスデューサ62
Bの環状開口部62Tを通るように構成すればよい。検知さ
れた情報を後述する態様で利用することにより、接触器
10に必要な回路情報を得ることができる。In the housing 12 of the contactor 10 (also shown in FIGS. 8, 9 and 10)
An embodiment is also possible in which an overload relay printed circuit board or card 60 is also provided, which is provided with a current-voltage transducer 62 (only one of which is shown 62B in FIG. 2). In an embodiment of the present invention utilizing an overload relay panel 60, the current-voltage transducer 62B is connected to the conductor 24 so that the current flowing through the conductor 24 can be detected by the current-voltage transducer 62B.
What is necessary is just to comprise so that it may pass through B annular opening 62T. By utilizing the detected information in the manner described below, the contactor
The necessary circuit information for 10 can be obtained.

過負荷継電盤60の一端に、筐体12の外部から接近可能
なセレクタ・スイッチ64をも設ける構成も可能である。
本発明の他の実施例を第30及び31図に示したが、その構
成及び動作については後述する。A configuration is also possible in which an end of the overload relay panel 60 is provided with a selector switch 64 that can be accessed from outside the housing 12.
Another embodiment of the present invention is shown in FIGS. 30 and 31, the configuration and operation of which will be described later.

第３図には、現在の技術を説明するため４本の互いに
交錯する曲線、即ち、それぞれを第２図に参照番31で示
したような磁気ソレノイド、34で示したようなキックア
ウトばね、56で示したような接点ばねについて力と距離
の関係を示すと共に、40で示したようなアーマチュアに
ついて瞬間速度と距離の関係を示した（曲線92）。いず
れの曲線においても独立変数は距離であるが、第３図の
曲線において距離と密接な関係にある時間も独立変数と
なり得る。なお、説明の便宜上、第２図に示した接触器
10の構成部分を例に取って述べるが、第２図に示した構
成要素が全体として公知技術に含まれるという意味では
ない。第１の曲線70は点72から圧縮され始めた場合にキ
ックアウトばね（例えば34）についての距離（または時
間）との力の関係を示す。74はばね34の初期力であり、
距離軸上の点78に達するまでばね34は次第に増大する力
で圧縮に抵抗する。点72,点74,曲線70,点76,点78及び点
72を結ぶ線で囲まれた領域はアーマチュア40が加速され
るに従ってこのアーマチュア40の移動によりキックアウ
トばねを圧縮し、アーマチュア40と固定マグネット36と
の間のエア・ギャップ58を閉じるのに必要な総エネルギ
ー量を表わす。この力はアーマチュア40の運動に抵抗す
る。距離軸上の点80において、例えば第２図の接点22−
42,26−48が当接し、アーマチュア40が引続き移動する
と、接点ばね56が圧縮されて、先に述べたような理由
で、既に当接状態にある接点にさらに大きい力を作用さ
せる。曲線79はエア・ギャップ58を閉じる方向に加速さ
れる可動アーマチュア40に作用する力の総量を表わす。
接点22−42,26−48が接触すると、点81と点82の間にお
いて力がステップ関数的に増大する。この力は点78にお
いて移動中のアーマチュア40に対してキックアウトばね
34及び接点バネ56の組合わせが最大の力を作用させるま
で次第に増大する。接点ばね56の抵抗を克服するため移
動中のアーマチュアが供給しなければならない捕足的エ
ネルギー量を、点81,82,曲線79,点84,76,曲線76A及び点
81を結ぶ線で囲まれた領域で表わした。従って、アーマ
チュア40が非作動位置72からマグネット36との当接位置
78まで加速される過程で、少なくともコイルまたはソレ
ノイド31は点72,74,81,82,84,78及び72を線で表わされ
るエネルギー量を供給しなければならない。曲線70の正
の勾配はコイル・エネルギーが除かれるとアーマチュア
40が逆方向に駆動されて接触器が再び開状態となるよう
に極力小さくしなければならない。アーマチュア40がそ
の運動の第１段階において克服しなければならない初期
力は点72,74間の差で表わされる力の閾値である。従っ
て、アーマチュアはこの時点において少なくともこの力
に対応する力を供給しなければならない。そこで、説明
の便宜上電磁コイル31が点72においてアーマチュア40が
必要とする力88（第３図）を提供するものと想定する。
また、接点22−46,26−48が接触し、接点ばね56が係合
する（80）時点でコイルまたはソレノイド31によって提
供される力は第３図に点80,82間の距離で表わす力より
も大きくなければならず、さもないと加速中のアーマチ
ュア40が途中で失速し、接点22−46,26−48の当接が極
めて弱くなる。これは接点が溶着分路し易くなる状態で
あり、好ましくない。従って、アーマチュア40を加速す
る際にコイル31によって供給される力は点80において点
82に示す力よりも大きくなければならない。ソレノイド
及びこれと連携する可動アーマチュアに関する磁気引力
曲線はアーマチュアの重さ、磁場の強さ、エア・ギャッ
プのサイズなど種々の要因に応じた、比較的予想に近い
形状を呈するこのような曲線を第３図に86で示した。曲
線86の相対形状と、点80に至るまでの制約条件、即ち、
第３図距離軸上の点72及び80においてコイル31が必要と
した力の値とで、第２図に示したアーマチュア40及びコ
イル31の磁気引力曲線の全貌が決定される。この曲線は
力90で終る。なお、移動中のアーマチュア40が固定マグ
ネット36に接近してエア・ギャップ58が狭くなるに従っ
て磁力が著しく増大するのが磁気引力曲線の特徴である
とする。従って、点78において力90が表われる。アーマ
チュア40が固定マグネット36と最初に当接または接触す
るのがこの点78においてである。ところが、その結果と
して２つの不都合な事態が発生する。第１に、図面から
明らかなように、点72,88,曲線86,点90,78及び点72を結
ぶ線で表わされるコイル31からマグネット系に供給され
る総エネルギーは種々のばね抵抗を克服するのに必要な
エネルギー量よりもはるかに大きい。このエネルギー差
は点74,88,曲線86,点90,84,82,81及び再び点74と結ぶ線
で囲まれた領域によって表わされる。このエネルギーは
無駄な、または不要なエネルギーであり、このエネルギ
ーを発生させなくて済むなら極めて好都合である。第２
の不都合な特性または事態はマグネット36と当接する直
前にアーマチュア40の加速度が最大となり、その運動エ
ネルギーの大部分を発生させることである。第３図に示
すように点72に始まり点94に終る速度曲線92は軸方向運
動パスに沿って加速するアーマチュア40の速度を表わ
す。接点ばね56と係合する点80における形状の変化に注
目されたい。アーマチュア40がマグネット36と接触する
直前に、速度V1は最大値に達する。このことはアーマチ
ュア40とマグネット36とが衝突または衝合する瞬間にお
ける速度が高いため、高い運動エネルギーが伝達され、
極めて不都合である。このエネルギーをシステムの他の
素子によって瞬間的に消散させるかまたは吸収しなけれ
ばならない。典型的には、点78においてアーマチュア速
度を瞬時にゼロまで落とすにはエネルギーを瞬時に低下
させねばならない。この運動エネルギーは衝突音、熱、
“バウンド”、振動、機械的摩耗などに変換される。ア
ーマチュア40が、接点ブリッジ44上の接点46−48と接点
ばね56によってゆるく連結されているためにもしバウン
ドすれば、これらの素子から成る機械的系が振動し、そ
の結果、接点構造22−42,26−48が迅速かつ反復的に開
閉する可能性が高い。これは電気回路における極めて不
都合な特性である。従って、キックアウトばね34及び接
点ばね56の抵抗を克服するのに必要な正確なエネルギー
量（またはこれに近いエネルギー値）だけが得られるよ
うにコイル31に供給されるエネルギーが注意深くモニタ
ーされ、選択される態様で第２図の接触器10を利用する
ことが望ましい。また、アーマチュアがマグネット36と
当接する時のアーマチュア40の速度を著しく低下させて
“バウンド”の可能性を効果的に軽減することが望まし
い。以上に述べた問題の解決は例えば第4,5及び６図に
グラフで示すように本発明によって達成される。FIG. 3 shows four intersecting curves to illustrate the current technology, namely a magnetic solenoid as shown at 31 in FIG. 2, a kick-out spring as shown at 34, The relationship between force and distance was shown for a contact spring as shown at 56, and the relationship between instantaneous speed and distance for an armature as shown at 40 (curve 92). The independent variable is distance in any of the curves, but the time closely related to the distance in the curve of FIG. 3 can also be the independent variable. For convenience of explanation, the contactor shown in FIG.
The ten components will be described by way of example, but this does not mean that the components shown in FIG. 2 are entirely included in the known art. The first curve 70 shows the force relationship with distance (or time) for the kick-out spring (eg, 34) when starting to compress from point 72. 74 is the initial force of the spring 34,
The spring 34 resists compression with increasing force until a point 78 on the distance axis is reached. Point 72, point 74, curve 70, point 76, point 78 and point
The area enclosed by the line connecting 72 is necessary to compress the kick-out spring by the movement of the armature 40 as the armature 40 is accelerated, closing the air gap 58 between the armature 40 and the fixed magnet 36. Indicates total energy. This force resists armature 40 movement. At the point 80 on the distance axis, for example, the contact point 22− in FIG.
As the arms 42, 26-48 abut and the armature 40 continues to move, the contact spring 56 is compressed, forcing a greater force on the already abutted contacts for the reasons discussed above. Curve 79 represents the total amount of force acting on the movable armature 40 which is accelerated in the direction of closing the air gap 58.
When the contacts 22-42 and 26-48 make contact, the force between the points 81 and 82 increases stepwise. This force causes a kick-out spring at point 78 against the moving armature 40.
The combination of 34 and contact spring 56 gradually increases until maximum force is exerted. The amount of trapping energy that the moving armature must supply to overcome the resistance of the contact spring 56 is determined by the points 81, 82, 79, 84, 76, 76A and 76A.
It is represented by the area enclosed by the line connecting 81. Therefore, the armature 40 is moved from the non-operation position 72 to the contact position with the magnet 36.
In the course of being accelerated to 78, at least the coil or solenoid 31 must supply the energy amounts represented by the lines 72, 74, 81, 82, 84, 78 and 72. The positive slope of curve 70 is armature when coil energy is removed
40 must be minimized so that it is driven in the opposite direction and the contactor is opened again. The initial force that the armature 40 must overcome in the first phase of its movement is a force threshold represented by the difference between points 72,74. The armature must therefore supply at least a force corresponding to this force at this point. Thus, for convenience of explanation, it is assumed that the electromagnetic coil 31 provides the force 88 (FIG. 3) required by the armature 40 at point 72.
Also, the force provided by the coil or solenoid 31 at the point in time when the contacts 22-46, 26-48 are in contact and the contact spring 56 is engaged (80) is the force represented by the distance between points 80, 82 in FIG. Or the armature 40 during acceleration will stall prematurely and the abutment of the contacts 22-46, 26-48 will be very weak. This is a state in which the contacts are easily shunted by welding, which is not preferable. Thus, when accelerating the armature 40, the force provided by the coil 31
Must be greater than the force shown in 82. The magnetic attraction curve for the solenoid and its associated movable armature is a curve that has a relatively near-expected shape, depending on various factors, such as the armature weight, the strength of the magnetic field, and the size of the air gap. In FIG. 3, reference numeral 86 is used. The relative shape of curve 86 and the constraints up to point 80,
The values of the force required by the coil 31 at points 72 and 80 on the distance axis in FIG. 3 determine the full profile of the magnetic attraction curve of the armature 40 and coil 31 shown in FIG. This curve ends with a force of 90. It is assumed that the characteristic of the magnetic attraction curve is that the magnetic force significantly increases as the moving armature 40 approaches the fixed magnet 36 and the air gap 58 becomes narrower. Thus, at point 78 a force 90 appears. It is at this point 78 that the armature 40 first abuts or contacts the fixed magnet 36. However, as a result, two inconveniences occur. First, as is apparent from the drawing, the total energy supplied to the magnet system from the coil 31 represented by the lines connecting points 72, 88, curve 86, points 90, 78 and point 72 overcomes various spring resistances. Much more than the amount of energy needed to do so. This energy difference is represented by points 74,88, curve 86, points 90,84,82,81 and the area bounded by the line connecting point 74 again. This energy is wasted or unnecessary energy, and it would be very advantageous if this energy could not be generated. Second
The disadvantageous characteristic or event is that the acceleration of the armature 40 is maximized shortly before contact with the magnet 36, generating most of its kinetic energy. As shown in FIG. 3, a velocity curve 92 beginning at point 72 and ending at point 94 represents the velocity of the armature 40 accelerating along the axial motion path. Note the change in shape at point 80 engaging the contact spring 56. Just before the armature 40 comes into contact with the magnet 36, the speed V1 reaches the maximum value. This means that the velocity at the moment when the armature 40 and the magnet 36 collide or collide is high, so that high kinetic energy is transmitted,
It is extremely inconvenient. This energy must be instantaneously dissipated or absorbed by other elements of the system. Typically, the energy must be reduced instantaneously to reduce the armature speed to zero at point 78 instantaneously. This kinetic energy is impact sound, heat,
Converted to "bounce", vibration, mechanical wear, etc. If the armature 40 is loosely connected by the contact springs 56 to the contacts 46-48 on the contact bridge 44, and if so, the mechanical system of these elements will vibrate, resulting in a contact structure 22-42. , 26-48 are likely to open and close quickly and repeatedly. This is a very disadvantageous characteristic in electrical circuits. Therefore, the energy delivered to coil 31 is carefully monitored and selected so that only the exact amount of energy (or an energy value close to it) necessary to overcome the resistance of kickout spring 34 and contact spring 56 is obtained. It is desirable to utilize the contactor 10 of FIG. It is also desirable to significantly reduce the speed of the armature 40 when the armature contacts the magnet 36 to effectively reduce the possibility of "bounce". The solution to the above-mentioned problem is achieved by the present invention, as shown graphically in, for example, FIGS.

次に第2,3及び４図に沿って説明する。公知技術に関
する第３図の曲線と同様な、本発明に関する曲線群を第
４図に示した。この場合、キックアウトばね34及び接点
ばね56にそれぞれ関連するばね力曲線70,79は第３図の
場合と同じであるが、接点ばね及びキックアウトばねに
よるエネルギーはそれぞれ参照符号Ｘ及びＹで表わして
ある。本発明のこの実施例では、コイル31によって供給
される力を表わす磁気引力曲線86′は上記キックアウト
ばねの限界力を克服するため点または力レベル95を起点
とし、距離96に現われる点または力レベル97まで続く。
コイル31によってアーマチュア40に供給される電気エネ
ルギーは力レベル97に対応する距離96において消滅す
る。即ち、アーマチュア40が固定マグネット36との当接
位置に到達する前に消滅する。この時点においてアーマ
チュア40が達する最大速度Vmを速度曲線92′上の点98に
示してある。これはマグネット36との当接位置へ移動す
る過程でアーマチュアが達する最大速度である。換言す
れば、コイル31から電気エネルギーの供給を断たれると
アーマチュアの加速が止み、減速し始める。第４図の10
0がその減速曲線であり、点98から点78までの範囲にま
たがり、キックアウトばねと係合する位置で勾配が変化
する。これは距離96に達する時点で早めにコイル31への
電気エネルギー流を断つことによって達成される。アー
マチュア40が固定マグネット36との当接位置への移動を
完了する前にばね力を克服するのに必要なエネルギー量
だけが供給されるようにしてエネルギー効率のすぐれた
システムを実現する。ソレノイド31が電気エネルギーの
供給を断たれる時点で、マグネット36との当接位置への
アーマチュアの移動を完了させるのに必要なエネルギー
を表わすのが点96,99,曲線70,点81,82,曲線79,点84,78
及び再び点96を結ぶ線で囲まれた領域である。このエネ
ルギーはアーマチュア・コイル31に電気エネルギーが供
給される時間のうち、点74,95,曲線86′，点97,99及び
再び点74を結ぶ線で囲まれた（必ずしもスケール通りで
はないが）領域Ｚで表わされる部分に亘って供給され
る。このようなエネルギー収支はエネルギー・レベルを
実験によって求める経験的分析などのような適当な方法
で選択する。領域Ｚ′で表わされるエネルギーはアーマ
チュアの初期運動段階でキックアウトばね34を圧縮する
ために利用されるが、それ以後の移動行程では利用され
ない。後述するように、供給すべきエネルギー量を決定
するにはマイクロプロセッサを利用すればよい。曲線10
0で表わされる減速段階でのアーマチュア40の継続移動
量はコイル31への電気エネルギーが断たれる点96におい
てアーマチュア40が到達する運動エネルギー・レベルＥ
によって決定される。このエネルギーＥはアーマチュア
の質量（Ｍ）の1/2に点98における速度（Vm）の二乗を
掛けた値に等しい。エネルギー収支が完全なシステムに
あっては、減速中のアーマチュア40が点78においてゼロ
速度で固定マグネット36と当接するからバウンドは起こ
らず、騒音、摩耗、熱などの形を取る余剰エネルギーを
吸収する必要もない。なお、第４図に示すような理想を
実現することが困難であり、事実、それほど効率の高い
系を製造する必要がないことはいうまでもない。従っ
て、第４図に本発明の原理を説明するための理想の系を
示したものであり、点78においてアーマチュア40を正確
にゼロ速度でマグネット36と当接させるのは至難の業で
ある。特に第３図に示すような公知の系における速度94
と比較した場合、小さい残留速度は許容される。Next, a description will be given with reference to FIGS. FIG. 4 shows a group of curves according to the present invention, which are similar to the curves in FIG. In this case, the spring force curves 70 and 79 associated with the kick-out spring 34 and the contact spring 56, respectively, are the same as in FIG. 3, but the energies of the contact spring and the kick-out spring are represented by reference numerals X and Y, respectively. It is. In this embodiment of the invention, the magnetic attraction curve 86 ', representing the force provided by the coil 31, originates at a point or force level 95 to overcome the limit force of the kickout spring, and appears at a point or force level appearing at a distance 96. Continues to level 97.
The electrical energy supplied to the armature 40 by the coil 31 disappears at a distance 96 corresponding to a force level 97. That is, the armature 40 disappears before reaching the contact position with the fixed magnet 36. The maximum speed Vm reached by the armature 40 at this point is shown at point 98 on the speed curve 92 '. This is the maximum speed reached by the armature in the process of moving to the contact position with the magnet 36. In other words, when the supply of the electric energy from the coil 31 is cut off, the acceleration of the armature stops and starts to decelerate. 4 in Fig. 4
0 is the deceleration curve, which extends from the point 98 to the point 78, and the gradient changes at a position where the kick-out spring is engaged. This is accomplished by interrupting the flow of electrical energy to coil 31 as soon as distance 96 is reached. Before the armature 40 completes its movement to the abutment position with the fixed magnet 36, only an amount of energy necessary to overcome the spring force is supplied, thereby realizing an energy efficient system. Points 96 and 99, curves 70 and points 81 and 82 represent the energy required to complete the movement of the armature to the position of contact with the magnet 36 when the supply of electrical energy is cut off by the solenoid 31. , Curve 79, point 84, 78
And an area surrounded by a line connecting the points 96 again. This energy is surrounded by a line connecting points 74,95, curve 86 ', points 97,99 and again point 74 during the time the electric energy is supplied to the armature coil 31 (although not necessarily to scale). The supply is performed over the portion represented by the area Z. Such an energy balance is selected by a suitable method, such as an empirical analysis for determining the energy level experimentally. The energy represented by zone Z 'is used to compress the kick-out spring 34 during the initial stage of the armature's movement, but is not used during subsequent travel. As described later, a microprocessor may be used to determine the amount of energy to be supplied. Curve 10
The amount of continuous movement of the armature 40 during the deceleration phase represented by 0 is the kinetic energy level E reached by the armature 40 at the point 96 where the electrical energy to the coil 31 is cut off.
Is determined by This energy E is equal to one half of the armature mass (M) multiplied by the square of the velocity (Vm) at point 98. In a complete energy balance system, the decelerating armature 40 abuts the fixed magnet 36 at point 78 at zero speed at point 78 so that no bouncing occurs and absorbs excess energy in the form of noise, wear, heat, etc. No need. It is difficult to realize the ideal as shown in FIG. 4, and it goes without saying that it is not necessary to manufacture a system with such high efficiency. Therefore, FIG. 4 shows an ideal system for explaining the principle of the present invention, and it is extremely difficult to bring the armature 40 into contact with the magnet 36 at the point 78 at exactly zero speed. In particular, the speed 94 in a known system as shown in FIG.
Smaller residual velocities are acceptable when compared to.

次に第2,4及び５図を参照しながら説明する。第５図
には接点ばね56が比較的強力であり、従って、アーマチ
ュア40が克服しなければならない力も大きくなるような
系に関連して、第４図に示したのと同様の曲線群を示し
た。上記実施例の特徴に加えて、第５図にはその他の特
徴も呈示されている。例えば、コイルへの給電時間は上
記実施例の場合よりも長いから、可動アーマチュア40の
速度はより高い値に達することができる。第４図に示し
た実施例に比較して接点ばね56のばね力が大きく、これ
を克服するには運動エネルギーを増大させる必要がある
から、より高い速度値が要求されるのである。第４及び
５図において同じ参照記号は両図の曲線上における対応
点を表わしている。第５図に示す本発明の実施例では、
キックアウトばね34及び接点ばね56を圧縮するのに必要
な総エネルギーは点82,102,曲線79′，点104,84,曲線79
及び再び点82を結ぶ曲線または線で囲まれた領域によっ
て表わされる量Ｕだけ増大する。残りの領域、即ち、点
72,74,曲線70,点81,82,曲線79,点84,78及び再び72を結
ぶ線で囲まれた領域は第４図の対応領域と同じである。
より大きいエネルギーＵが得られるように、第４図の場
合とは異なる磁気引力曲線86″が形成される。この磁気
引力曲線はその平均勾配がやや大きく、点96と点100と
の間の距離差で表わされる時間に亘って接続し、増分的
なエネルギーＵの増大をもたらす、新しい磁気引力曲線
86″は第４図の場合と同じく点95を起点とし、距離100
で表わされる点97′で終る。この引力曲線は可動アーマ
チュア40に関して第４図の場合よりも勾配が大きくかつ
長い速度曲線92″を発生させる。速度曲線92″の点98′
においてピーク速度V2に達する。この時点で、アーマチ
ュア40の運動エネルギー（E2）はMV2の二乗の1/2に等し
い。次いで瞬間速度が低下し、速度V1に明確なブレーク
ポイントがある曲線100′を画く。このブレークポイン
トはアーマチュアと接点ばね56との最初の当接を表わ
す。増大した速度V2の、従って、増大したエネルギーE2
の一部は先に述べた強力な、即ち、抵抗の大きい接点ば
ねによる上記エネルギー増大によって急速に吸収される
から、理論上曲線100′は可動アーマチュア40が固定マ
グネット36と当接する時点78においてゼロに達する。こ
こで第2,4及び６図を参照して説明する。第６図にはコ
イル31に関する電圧及び電流曲線、及びこれらの曲線と
第４図の力曲線との関係を示してある。本発明の好まし
い実施例においては、コイルの電流及び電圧は第７図の
実施例に関連して述べるような態様で下記４段階を追っ
て制御される：（１）アーマチュア40を加速するための
ACCELERATION段階、（２）固定マグネット36との当接す
る前のアーマチュア移動後段におけるアーマチュア速度
を調節するためのCOAST段階、（３）当接直後に振動や
バウンドを減衰させるためにアーマチュア40を固定マグ
ネット36に密着させるGRAB段階、及び（４）アーマチュ
アを保持するためのHOLD段階。以上の、及び後述する説
明を補足する意味で表１を参照されたい。表１からの情
報は後述するようにメニューとしてマイクロプロセッサ
のメモリに記憶される。ACCELERATION段階では、第４図
の距離軸上の点72と関連する時点72′においてコイルま
たはソレノイド31に電気エネルギーが供給され、第４図
の距離軸上の点96と関連する時点96′において供給が断
たれる。第４図に領域Ｚ及びＺ′で表わされているエネ
ルギーはコイル31の端子間電圧及びコイルを流れる電流
を適切に選択することによって得られる。Next, a description will be given with reference to FIGS. FIG. 5 shows a group of curves similar to that shown in FIG. 4 in connection with a system in which the contact spring 56 is relatively strong and therefore the force that the armature 40 must overcome. Was. In addition to the features of the above embodiment, other features are also shown in FIG. For example, since the power supply time to the coil is longer than in the above embodiment, the speed of the movable armature 40 can reach a higher value. Since the spring force of the contact spring 56 is larger than that of the embodiment shown in FIG. 4 and it is necessary to increase the kinetic energy to overcome this, a higher speed value is required. 4 and 5, the same reference symbols represent corresponding points on the curves in both figures. In the embodiment of the present invention shown in FIG.
The total energy required to compress the kickout spring 34 and the contact spring 56 are points 82, 102, curve 79 ', points 104, 84, curve 79
And again by the amount U represented by the area bounded by the curve or line connecting the points 82. The remaining area, ie, the point
The area surrounded by the lines connecting 72, 74, curve 70, points 81, 82, curve 79, points 84, 78 and 72 again is the same as the corresponding area in FIG.
In order to obtain a larger energy U, a magnetic gravitation curve 86 "different from that of Fig. 4 is formed. This magnetic gravitation curve has a slightly larger average gradient and the distance between points 96 and 100 is larger. A new magnetic attraction curve that connects over a time represented by the difference, resulting in an incremental increase in energy U
86 "starts at point 95 as in FIG.
Ends at the point 97 'represented by This gravitational curve produces a steeper and longer speed curve 92 "for the movable armature 40 than in the case of Fig. 4. The point 98 'of the speed curve 92".
At the peak speed V2. At this point, the kinetic energy (E2) of the armature 40 is equal to one half of the square of MV2. The instantaneous speed then decreases, drawing a curve 100 'with a clear breakpoint at speed V1. This breakpoint represents the first contact between the armature and the contact spring 56. Increased speed V2 and thus increased energy E2
Theoretically, the curve 100 'is zero at the point 78 when the movable armature 40 abuts the fixed magnet 36, because a portion of the armature is rapidly absorbed by the above-mentioned energy increase by the strong, i.e., high resistance, contact spring. Reach A description will now be given with reference to FIGS. FIG. 6 shows the voltage and current curves for the coil 31 and the relationship between these curves and the force curves in FIG. In the preferred embodiment of the present invention, the coil current and voltage are controlled in four steps in a manner as described in connection with the embodiment of FIG. 7: (1) for accelerating the armature 40;
ACCELERATION stage, (2) COAST stage for adjusting the armature speed after the armature movement before contact with the fixed magnet 36, (3) Armature 40 is fixed to the fixed magnet 36 immediately after the contact to attenuate vibration and bounce. (4) HOLD step for holding the armature. Please refer to Table 1 in a meaning supplementing the above description and the following description. The information from Table 1 is stored in the memory of the microprocessor as a menu, as described below. In the ACCELERATION phase, electrical energy is supplied to the coil or solenoid 31 at a time 72 'associated with point 72 on the distance axis in FIG. 4 and supplied at a time 96' associated with point 96 on the distance axis in FIG. Is cut off. The energy represented by zones Z and Z 'in FIG. 4 is obtained by appropriate selection of the voltage across the coil 31 and the current flowing through the coil.

前記電圧及び電流を制御する装置及び方法は第７図に
関連して詳細に後述する。第６図には便宜上適当な波形
を図示したが、これらの波形を提供する装置については
後述する。本発明の好ましい実施例においてコイル31の
端子間に印加される電圧はピーク振幅110を有する波形1
06で表わされる未濾過全波整流AC電圧でよい。コイル31
を流れる電流は全波整流された、未濾過の、導通角制御
によるAC電流パルス108であり、この電流は表１に従っ
てコイル31を流れる。電圧は第６図の106A,106B,106C及
び106Dに示すようにコイル31に印加すればよい。本発明
の１実施例では、時点72′から時点96′までの時間に亘
ってコイル31に供給される総電力はこれを構成する電流
を電圧の組合わせが前記時間（72′−96′）に亘って、
上述のように接点を閉じるのに必要な機械的エネルギー
に等しくなるように完全導通電流波形の振幅を電圧波10
6のピーク振幅110との関連で調節することによって得ら
れる。ただし、本発明の他の実施例では、表１に示すよ
うに、トライアックのようなゲート制御される装置をコ
イル31と第７図に関連して詳細に後述するように直列接
続すれば、半波電流パルス108の所定部分α1,α２など
に亘ってコイルを概ね非導通状態に、即ち、部分β１、
β２などに亘ってコイルを概ね導通状態にして時間（7
2′−96′）に亘ってコイル31に供給される総電力量を
調節することができる。先行の導通インターバル中に磁
気的に蓄積されたエネルギーが放出されるため導通イン
ターバルの間にある程度のコイル電流が流れる。本発明
の好ましい実施例では、電流の導通角制御パルス数は既
に述べたような態様でコイル31が磁気エネルギーを供給
しなければならない時間の長さによって決定される。本
発明の実施態様として、時点96′よりも前にパルス108
を適切に調節し、しかも上述した態様でアーマチュア40
を加速するためコイル31への適切な電気エネルギー供給
を行うように構成することも可能である。本発明の他の
実施例では、電流導通サイクルを適切な時点に調節する
だけでは充分なエネルギーが得られず、後述するように
あらためて必要な調節を行う。なお、例えば、円滑な曲
線または波106,108はあくまでも理想の波形であり、実
際には図示の通りではない。第６図に示す理想の状態で
は、時点96′においてアーマチュア40はキックアウトば
ね34及び接点ばね56を圧縮し続けるに充分なエネルギー
・レベルＥまで加速され、以後アーマチュアが減速し、
時点78′において曲線100に従ってアーマチュア40が第
４図に示すようにゼロ速度でゆるやかにマグネット36と
当接する。しかし、実際にはこのような条件を達成する
のは困難である。例えば、適切な時間（72′−96′）以
内に電圧波形106及び導通制御電流波形108の組合わせに
よって供給される電気エネルギー量は接点閉成サイクル
を完了するのに必要な運動エネルギーをアーマチュア40
に供給するには不充分である。この状態は例えば第４図
の速度曲線100Aで表わされる。即ち、アーマチュア40は
固定マグネット36と接触する前に停止する。即ち、ゼロ
速度に達する。この場合、接点ばね56とキックアウトば
ね34の組合わせはばね34−56が弛緩するまでアーマチュ
ア40の逆方向に加速してアーマチュア40と機械的に連結
している接点の閉成を妨げ、接触器10の閉成動作を不能
にするように作用する。このような状態も不都合である
が、アーマチュア40が固定マグネット36と接触しそうに
なる状態はもっと不都合である。接点間にアークが発生
して接点溶着が著しく増大するおそれがあるからであ
る。適切な時間枠内ではアーマチュアを加速するのに充
分なエネルギーが得られない以上、アーマチュア40の速
度曲線を“微調整”するため、新しい情報に基づく“途
中”修正が必要になる。この修正は第６図のCOAST部分
において行われる。本発明の好ましい実施例では、ゼロ
速度ではないまでも比較的低い速度でアーマチュア40が
固定マグネット36と確実に当接するように、アーマチュ
ア減速曲線を第４図の曲線100から曲線100Bへ偏倚させ
る時点118′において調節電流パルス116を供給すること
によってアーマチュア40を再加速する。この調節パルス
116は例えば角度α１及びα２よりもはるかに大きいト
ライアック点弧制御角α３を設定する。本発明の好まし
い実施例では角度α１＝α２と想定するが、必ずしもこ
の条件に制約されるものではなく、コイル31に対する電
流導通パスに利用される制御系に応じて選択される。ア
ーマチュア40が比較的低い速度で固定マグネット36と当
接すると、接触器10は“閉”状態となる。振動などの要
因が極めて不都合なバウンドを誘発するおそれがあるか
ら、コイル31の電流に対する制御回路を後述すような公
知の態様で操作することにより、当接するアーマチュア
40及び固定マグネット36に作用する多数の“密着（seal
in）”またはGRABパルスを発生させる。少なくとも理
論的にはアーマチュア40の前進はマグネット36との当接
によって既に停止させられているか、または停止直前の
状態にあるから、密着パルスの導入がアーマチュアの加
速を惹起することはない。即ち、アーマチュアのパスは
固定マグネット36の存在によって物理的に塞がれている
からである。加速をひき起すのではなく、すべての振動
が減衰させられ、接点が確実に密着する。本発明の好ま
しい実施例では、例えば導通角β４、β５及びβ６で表
わされる電流半波の一部に亘ってコイル電流を流すこと
によって密着またはGRABパルス120を発生させ、密着ま
たはGRAB段階制御が行われるようにする。ACCELERATIO
N,COASTびGRAB制御動作はフィードフォワード電圧制御
の原理に基づいて行われる。最終制御段階HOLDにおい
て、機械系はほとんど静止状態となるが、アーマチュア
40を固定マグネット36と当接した状態に維持して接点を
閉状態に保持するのにある程度の磁気が必要である。そ
こで、キックアウトばね34がアーマチュア40を逆方向に
加速して接点を開放するのを防止するため、接点が閉状
態のままでなければならない時間に亘って各電流半サイ
クルに一度づつ比較的小さい、可変の保持パルス124を
反復させる。アーマチュア40をマグネット36と当接状態
に保持するのに必要な電気エネルギー量は閉成動作中キ
ックアウトばね34及び接点ばね56の力を克服するためア
ーマチュア40をマグネット36にむかって加速するのに必
要な量よりもはるかに小さい。パルス124はフェーズバ
ック、遅相または点弧角を著しく増大し、例えば、α７
とすることによって得られる。角度α７は電流パルスに
より変化することができる。即ち、次の遅相角α８は角
度α７よりも大きくなることもあれば小さくなることも
ある。これは閉ループ電流制御によって達成される。即
ち、コイル31を流れる電流を検知し、第21図に関連して
後述するように必要に応じて再調整する。 An apparatus and method for controlling the voltage and current will be described later in detail with reference to FIG. Although appropriate waveforms are shown in FIG. 6 for convenience, an apparatus for providing these waveforms will be described later. In the preferred embodiment of the present invention, the voltage applied across the terminals of coil 31 is a waveform 1 having a peak amplitude 110.
An unfiltered full-wave rectified AC voltage represented by 06 may be used. Coil 31
Is a full-wave rectified, unfiltered, conduction-angle controlled AC current pulse 108 that flows through coil 31 according to Table 1. The voltage may be applied to the coil 31 as shown by 106A, 106B, 106C and 106D in FIG. In one embodiment of the present invention, the total power supplied to the coil 31 over the time from time 72 'to time 96' is the current comprising it, the voltage combination being the said time (72'-96 '). Over
As described above, the amplitude of the fully conducting current waveform is set equal to the mechanical energy required to close the contacts.
6 obtained by adjusting in relation to the peak amplitude 110. However, in another embodiment of the present invention, as shown in Table 1, if a gate controlled device such as a triac is connected in series with the coil 31 as described in detail below with reference to FIG. The coil is substantially in a non-conductive state over predetermined portions α1, α2, etc. of the wave current pulse 108, that is, the portions β1,
When the coil is in a substantially conductive state over β2 etc., the time (7
It is possible to adjust the total amount of power supplied to the coil 31 over 2′-96 ′). Due to the release of magnetically stored energy during the preceding conduction interval, some coil current flows during the conduction interval. In a preferred embodiment of the invention, the number of conduction angle control pulses of the current is determined by the length of time that coil 31 must supply magnetic energy in the manner described above. In an embodiment of the present invention, pulse 108 before time 96 '.
Is properly adjusted, and in the manner described above, the armature 40
It is also possible to provide an appropriate supply of electric energy to the coil 31 in order to accelerate the energy. In other embodiments of the present invention, adjusting the current conduction cycle to the appropriate point in time does not provide sufficient energy, and will again make necessary adjustments as described below. Note that, for example, the smooth curves or waves 106 and 108 are ideal waveforms to the last, and are not actually illustrated. In the ideal situation shown in FIG. 6, at time 96 'the armature 40 is accelerated to an energy level E sufficient to continue compressing the kickout spring 34 and the contact spring 56, after which the armature decelerates,
At time 78 ', the armature 40 abuts the magnet 36 slowly at zero speed according to the curve 100 as shown in FIG. However, in practice, it is difficult to achieve such conditions. For example, within a suitable time (72'-96 '), the amount of electrical energy provided by the combination of the voltage waveform 106 and the conduction control current waveform 108 will provide the kinetic energy required to complete the contact closure cycle to the armature 40.
Is not enough to supply This state is represented, for example, by a speed curve 100A in FIG. That is, the armature 40 stops before coming into contact with the fixed magnet 36. That is, zero speed is reached. In this case, the combination of the contact spring 56 and the kickout spring 34 accelerates in the opposite direction of the armature 40 until the springs 34-56 relax, preventing the closing of the contacts mechanically connected to the armature 40, Acts to disable the closing operation of the container 10. Such a state is disadvantageous, but a state where the armature 40 is likely to come into contact with the fixed magnet 36 is more disadvantageous. This is because an arc may be generated between the contacts and contact welding may increase significantly. Since there is not enough energy available to accelerate the armature within the appropriate time frame, an "intermediate" correction based on new information is needed to "fine tune" the velocity curve of the armature 40. This correction is made in the COAST part of FIG. In a preferred embodiment of the present invention, the time at which the armature deceleration curve is deviated from curve 100 of FIG. 4 to curve 100B to ensure that armature 40 abuts fixed magnet 36 at a relatively low, if not zero, speed. The armature 40 is reaccelerated by providing an adjustment current pulse 116 at 118 '. This adjustment pulse
116 sets a triac firing control angle α3 which is much larger than the angles α1 and α2, for example. In the preferred embodiment of the present invention, it is assumed that the angle α1 is equal to α2, but the angle is not necessarily limited to this condition and is selected according to the control system used for the current conduction path for the coil 31. When the armature 40 abuts the fixed magnet 36 at a relatively low speed, the contactor 10 will be in a "closed" state. Since a factor such as vibration may induce an extremely undesired bounce, the control circuit for the current of the coil 31 is operated in a known manner as described later, so that the contacting armature can be obtained.
40 and a number of "seales" acting on the fixed magnet 36.
in) "or a GRAB pulse. At least in theory, the advancement of the armature 40 has already been stopped by the contact with the magnet 36 or is in the state immediately before the stop, so that the introduction of the close contact pulse will It does not cause acceleration, because the armature path is physically blocked by the presence of the fixed magnet 36. Rather than causing acceleration, all vibrations are damped and the contacts become In a preferred embodiment of the present invention, a contact or GRAB pulse 120 is generated by passing a coil current over a portion of the current half-waves represented by conduction angles β4, β5 and β6, for example. ACCELERATIO GRAB step control is performed.
The N, COAST and GRAB control operations are performed based on the principle of feedforward voltage control. In the final control stage HOLD, the mechanical system is almost stationary, but the armature
A certain amount of magnetism is needed to keep the 40 in contact with the fixed magnet 36 and keep the contacts closed. Thus, to prevent the kick-out spring 34 from accelerating the armature 40 in the reverse direction and opening the contacts, the relatively small once every half cycle of the current over the time that the contacts must remain closed. , The variable holding pulse 124 is repeated. The amount of electrical energy required to hold the armature 40 in contact with the magnet 36 is such that the armature 40 accelerates toward the magnet 36 to overcome the forces of the kickout spring 34 and the contact spring 56 during the closing operation. Much smaller than required. Pulse 124 significantly increases phase back, lag or firing angle, for example, α7
Is obtained. The angle α7 can be changed by the current pulse. That is, the next delay angle α8 may be larger or smaller than the angle α7. This is achieved by closed loop current control. That is, the current flowing through the coil 31 is detected and readjusted as necessary as described later with reference to FIG.

第7A乃至7D図には本発明の制御回路をブロックダイヤ
グラムで示した。第2,8,9及び10図のコイル制御カード2
8には、例えば、第11図に示すような外部制御素子と接
続するための端子ボードまたはストリップJ1を設ける。
端子ボードJ1は参照記号をそれぞれ付した端子１乃至５
を有し、端子“2"には抵抗素子R1の一端、抵抗素子R2の
一端、及び全波ブリッジ整流器BR1の第1AC入力端子を接
続する。抵抗素子R1の他端は容量性素子C1の一端、及び
抵抗素子R16の一端に接続する。抵抗素子R16の一端を
“120 VAC"で示した。抵抗素子R2の他端はバイポーラ
・リニア・カスタム・アナログ集積回路モジュールU1の
“LINE"入力端子であり、その機能については後述す
る。前記“LINE"入力端子はまた、マイクロプロセッサU
2のB40端子及び容量性素子CXの一方の側とも接続し、容
量性素子CXの他方の側は接地されている。マイクロプロ
セッサU2としては、“日本電気”の製造にかかるμPD75
CG33EまたはμPD7533を採用することができる。ブリッ
ジ整流器BR1の第2AC入力端子には抵抗素子R6の一方の側
及びTRIACなどのようなゲート制御装置Q1のアノードが
接続し、抵抗素子R6の他方の側は接地している。容量性
素子C1の他端はダイオードCR1のアノード、ダイオードC
R2のカソード及びツェナー・ダイオードZN1の調整端子
と接続する。ダイオードCR1はカソードは容量性素子C2
の一方の側及び集積回路U1の“＋V"端子と接続し、前記
容量性素子C2の他方の側は接地している。集積回路U1の
“＋V"端子は電源電圧VYを表わし、本発明の好ましい実
施例では＋10VDCである。ダイオードCR2のアノードは容
量性素子C7の一方の側と接続し、素子C7の他方の側は接
地されている。ツェナー・ダイオードZN1の他方の端子
は他のツェナー・ダイオードZN2の非調整端子と接続す
る。ツェナー・ダイオードZN2の他方の側または調整端
子は接地されている。装置CR2及び容量性素子C7のアノ
ード間接続部には電源電圧VXが現われ、この電圧は本発
明の好ましい実施例の場合、−7VDCである。7A to 7D show block diagrams of the control circuit of the present invention. Coil control card 2 in Figs. 2, 8, 9 and 10
8 is provided with, for example, a terminal board or strip J1 for connecting to an external control element as shown in FIG.
Terminal board J1 has terminals 1 to 5 with reference symbols respectively.
The terminal “2” is connected to one end of the resistance element R1, one end of the resistance element R2, and the first AC input terminal of the full-wave bridge rectifier BR1. The other end of the resistance element R1 is connected to one end of the capacitive element C1 and one end of the resistance element R16. One end of the resistance element R16 is indicated by “120 VAC”. The other end of the resistance element R2 is a “LINE” input terminal of the bipolar linear custom analog integrated circuit module U1, and its function will be described later. The "LINE" input terminal is also connected to the microprocessor U
The second B40 terminal is also connected to one side of the capacitive element CX, and the other side of the capacitive element CX is grounded. As a microprocessor U2, μPD75 for the manufacture of NEC
CG33E or μPD7533 can be employed. One side of the resistor R6 and the anode of a gate control device Q1 such as TRIAC are connected to the second AC input terminal of the bridge rectifier BR1, and the other side of the resistor R6 is grounded. The other end of the capacitive element C1 is the anode of the diode CR1 and the diode C
Connect to the cathode of R2 and the adjustment terminal of Zener diode ZN1. The cathode of the diode CR1 is a capacitive element C2.
Is connected to the "+ V" terminal of the integrated circuit U1, and the other side of the capacitive element C2 is grounded. The "+ V" terminal of integrated circuit U1 represents the supply voltage VY, which is +10 VDC in the preferred embodiment of the present invention. The anode of the diode CR2 is connected to one side of the capacitive element C7, and the other side of the element C7 is grounded. The other terminal of the Zener diode ZN1 is connected to the non-adjustment terminal of another Zener diode ZN2. The other side or the adjustment terminal of the Zener diode ZN2 is grounded. A power supply voltage VX appears at the junction between the device CR2 and the anode of the capacitive element C7, which is -7 VDC in the preferred embodiment of the present invention.

端子ボードJ1上の入力端子“1"は接地されている。端
子ボードJ1上の入力端子“3"は抵抗素子R3の一方の側と
接続し、素子R3の他方の側は容量性素子C4の一方の側、
リニア集積回路U1の“RUN"入力端子及びマイクロプロセ
ッサU2のB41端子と接続する。容量性素子C4の他方の側
は接地している。端子ボードJ1の端子“4"は抵抗素子R4
の一方の側と接続し、素子R4の他方の側は容量性素子C5
の一方の側、リニア回路U1の“START"入力端子及びマイ
クロプロセッサU2のB42端子と接続する。容量性素子C5
の他方の側は接地している。端子ボードJ1の入力端子
“5"は抵抗素子R5の一方の側と接続し、素子R5の他方の
側は容量性素子C6の一方の側、リニア集積回路U1の“RE
SET"入力端子及びマイクロプロセッサU2のB43端子と接
続する。容量性素子C6の他方の側は接地している。抵抗
素子／容量性素子組合わせR3−C4,R4−C5,及びR5−C6は
端子ボードJ1の入力端子“3",“4"及び“5"とそれぞれ
連携するフィルタ回路を表わす。これらのフィルタはリ
ニア集積回路U1の入力“RUN"、“START"及び“RESET"で
それぞれ表わされる高インピーダンス回路に給電する。The input terminal “1” on the terminal board J1 is grounded. The input terminal “3” on the terminal board J1 is connected to one side of the resistance element R3, and the other side of the element R3 is connected to one side of the capacitive element C4.
Connect to the "RUN" input terminal of the linear integrated circuit U1 and the B41 terminal of the microprocessor U2. The other side of the capacitive element C4 is grounded. Terminal “4” of terminal board J1 is resistor element R4
The other side of the element R4 is connected to the capacitive element C5.
, The "START" input terminal of the linear circuit U1 and the B42 terminal of the microprocessor U2. Capacitive element C5
Is grounded on the other side. The input terminal “5” of the terminal board J1 is connected to one side of the resistance element R5, and the other side of the element R5 is connected to one side of the capacitive element C6 and “RE” of the linear integrated circuit U1.
Connect the SET "input terminal and the B43 terminal of the microprocessor U2. The other side of the capacitive element C6 is grounded. The resistance element / capacitive element combination R3-C4, R4-C5, and R5-C6 are Represents filter circuits associated with input terminals “3”, “4” and “5” of terminal board J1, respectively, which are represented by inputs “RUN”, “START” and “RESET” of linear integrated circuit U1, respectively. Power to the high impedance circuit.

全波ブリッジ整流器BR1のDCまたは出力端子間に、既
に述べた、また、さらに詳しく後述する態様で使用され
る上記ソレノイド・コイル31を接続する。シリコン制御
整流器などのようなゲート制御装置Q1の他方の主導電端
子またはカソードは抵抗素子R7の一方の側及び装置U1の
“CCI"端子と接続する。抵抗素子R7の他方の側は接地し
ている。シリコン制御整流器などのようなゲート制御装
置Q1のゲートはリニア集積回路U1の“GATE"出力端子と
接続する。Between the DC or output terminals of the full-wave bridge rectifier BR1, the above-described solenoid coil 31 used in the manner already described and used in more detail below is connected. The other main conductive terminal or cathode of gate control device Q1, such as a silicon controlled rectifier, connects to one side of resistor R7 and the "CCI" terminal of device U1. The other side of the resistance element R7 is grounded. The gate of gate control device Q1, such as a silicon controlled rectifier, connects to the "GATE" output terminal of linear integrated circuit U1.

リニア集積回路U1は参照記号VZで表わされかつマイク
ロプロセッサU2のREF入力端子と接続する“＋5V"電源端
子、及び調節のための抵抗性ポテンショメータ素子R8を
具備する。集積回路モジュールU1はマイクロプロセッサ
U2のVDD入力端子、容量性素子C16の一方の側及び抵抗素
子R15の一方の側と接続する出力端子“VDD"を有し、素
子R15の他方の側は容量性素子C9の一方の側及びリニア
・アナログ・モジュールU1の“VDDS"入力端子と接続す
る。容量性素子C9及びC16の他方の側は接地している。
リニア集積回路モジュールU1は共通系またはアースと接
続する接地端子“GND"をも具備する。集積回路U1はマイ
クロプロセッサU2のRES入力端子に“RES"信号を供給す
る端子“RS"を有する。リニア集積回路モジュールまた
はチップU1は容量性素子C8の一方の側及び抵抗素子R14
の一方の側と接続する端子“DM"（DEADMAN）を有する。
抵抗素子R14の他方の側はマイクロプロセッサU2の022端
子と接続する。容量性素子C8の他方の側は接地してい
る。チップまたは回路U1はマイクロプロセッサU2のB52
端子から信号“TRIG"を供給される“TRIG"入力端子を有
する。集積回路U1はマイクロプロセッサU2のINTO端子に
信号“VDDOK"を供給する“VOK"出力端子を有する。最後
に、集積回路U1はマイクロプロセッサU2のAN2入力端子
に信号“COILCUR"を供給する“CCO"出力端子を有する。
信号“COILCUR"はコイル31を流れるコイル電流量を指示
する。パイポラー・リニア集積回路U1の内部動作を及び
各種入出力の動作についてはあらためて後述する。Linear integrated circuit U1 comprises a "+ 5V" power supply terminal, designated by the reference symbol VZ and connected to the REF input terminal of microprocessor U2, and a resistive potentiometer element R8 for adjustment. Integrated circuit module U1 is a microprocessor
U2 has a VDD input terminal, an output terminal “VDD” connected to one side of the capacitive element C16 and one side of the resistive element R15, and the other side of the element R15 has one side of the capacitive element C9 and Connect to the "VDDS" input terminal of linear analog module U1. The other sides of the capacitive elements C9 and C16 are grounded.
The linear integrated circuit module U1 also has a ground terminal “GND” connected to a common system or ground. The integrated circuit U1 has a terminal "RS" for supplying a "RES" signal to a RES input terminal of the microprocessor U2. The linear integrated circuit module or chip U1 is connected to one side of the capacitive element C8 and the resistive element R14.
Has a terminal "DM" (DEADMAN) connected to one side of the
The other side of the resistance element R14 is connected to the 022 terminal of the microprocessor U2. The other side of the capacitive element C8 is grounded. Chip or circuit U1 is a microprocessor U2 B52
It has a “TRIG” input terminal that receives a signal “TRIG” from the terminal. Integrated circuit U1 has a "VOK" output terminal for supplying signal "VDDOK" to the INTO terminal of microprocessor U2. Finally, the integrated circuit U1 has a "CCO" output which supplies the signal "COILCUR" to the AN2 input of the microprocessor U2.
The signal "COILCUR" indicates the amount of coil current flowing through the coil 31. The internal operation of the bipolar linear integrated circuit U1 and various input / output operations will be described later.

抵抗素子R16の他方の側はダイオードCR4のアノードと
接続し、ダイオードCR4のカソードは容量性素子C13の一
方の側、抵抗素子R17の一方の側及びマイクロプロセッ
サU2のAN3入力端子と接続する。AN3入力端子は制御下に
ある系の線電圧を示す信号“LVOLT"を受信する。容量性
素子C13の他方の側及び抵抗素子R17の他方の側は接地し
ている。The other side of the resistance element R16 is connected to the anode of the diode CR4, and the cathode of the diode CR4 is connected to one side of the capacitive element C13, one side of the resistance element R17, and the AN3 input terminal of the microprocessor U2. The AN3 input terminal receives a signal "LVOLT" indicating the line voltage of the system under control. The other side of the capacitive element C13 and the other side of the resistance element R17 are grounded.

コイル制御盤28には、信号または機能“GND"（接
地）、“MCUR"（入力）、“DELAY"（入力）、“＋5V"
（電源）、“＋10V"（電源）及び“−7V"（電源）を供
給される端子を有するコネクタまたは端子ブロックJ2を
別設する。制御信号Z,A,B,C及びSWもここで形成され
る。The coil control panel 28 has a signal or function “GND” (ground), “MCUR” (input), “DELAY” (input), “+ 5V”
A connector or terminal block J2 having terminals to which (power), "+ 10V" (power) and "-7V" (power) are supplied separately. The control signals Z, A, B, C and SW are also formed here.

マイクロプロセッサU2の端子GND及びAGNDは接地して
いる。マイクロプロセッサU2の端子AN2は端子ボードJ2
の“MCUR"端子と接続し、マイクロプロセッサU2の端子C
L2はクリスタルY1の一方の側と接続し、クリスタルY1の
他方の側はマイクロプロセッサU2の端子CL1と接続す
る。端子CL2は容量性素子C14の一方の側とも接続する。
また、端子CL1は容量性素子C15の一方の側とも接続す
る。容量性素子C14及びC15の他方の側は系のアースと接
続している。マイクロプロセッサU2の端子DVLは端子ボ
ードJ2の“＋5V"端子と接続する。The terminals GND and AGND of the microprocessor U2 are grounded. Microprocessor U2 terminal AN2 is terminal board J2
To the “MCUR” terminal of the
L2 connects to one side of crystal Y1, and the other side of crystal Y1 connects to terminal CL1 of microprocessor U2. The terminal CL2 is also connected to one side of the capacitive element C14.
The terminal CL1 is also connected to one side of the capacitive element C15. The other sides of the capacitive elements C14 and C15 are connected to the system ground. The terminal DVL of the microprocessor U2 is connected to the "+ 5V" terminal of the terminal board J2.

リニア・アナログ回路U1は調整電源RP5を内蔵し、そ
の入力は“＋V"入力端子と、その出力は“＋5V"出力端
子とそれぞれ接続する。本発明の好ましい実施例では、
未調整10ボルト値VYが調整電源RPS内で高度に調整され
た５ボルト信号VZまたは＋5Vに変換される。また、本発
明の好ましい実施例では3.2ボルトに設定される調整電
源RPSの内部出力源COMPOがコンパレータCOMPの基準
（−）と接続する。コンパレータCOMPの一方の入力
（＋）にはVDDS信号が供給される。コンパレータCOMPの
出力をVOKで表わしてある。入力端子“LINE"、“RUN"、
“START"及び“RESET"はリニア集積回路U1中のクリップ
／クランプ回路CLAと接続し、本発明の好ましい実施例
の場合、関連の信号がDC電圧信号かAC電圧信号かに関係
なく、マイクロプロセッサU2に供給される信号の範囲を
＋4.6ボルトから−0.4ボルトの間に制限する。リニア回
路U1は“TRIG"入力を受信し、GATE出力を供給するゲー
ト増幅回路GAを内蔵する。また、DEADMAN信号“DM"を受
信し、“RS"においてリセット信号RESを供給するDEADMA
N/リセット回路DMCはもしDEADMAN機能が行われるとゲー
ト増幅器GAがゲート信号GATEを出力しないように“I"に
おいてゲート増幅器GAに対する禁止信号をも供給する。
さらに、端子“CCI"からコイル電流信号を受信し、後述
するような態様でマイクロプロセッサU2が利用する出力
信号COILCURを端子CCOから出力するコイル電流増幅器CC
Aをも設ける。種々の入出力端子においてマイクロプロ
セッサU2によって提供される機能については後述する。The linear / analog circuit U1 has a built-in adjustment power supply RP5, and its input is connected to a “+ V” input terminal and its output is connected to a “+ 5V” output terminal. In a preferred embodiment of the present invention,
The unregulated 10 volt value VY is converted to a highly regulated 5 volt signal VZ or + 5V in the regulated power supply RPS. Also, in the preferred embodiment of the present invention, the internal output source COMPO of the regulated power supply RPS set to 3.2 volts is connected to the reference (-) of the comparator COMP. The VDDS signal is supplied to one input (+) of the comparator COMP. The output of the comparator COMP is represented by VOK. Input terminals “LINE”, “RUN”,
"START" and "RESET" connect to the clip / clamp circuit CLA in the linear integrated circuit U1, and in the preferred embodiment of the present invention, whether the associated signal is a DC voltage signal or an AC voltage signal, the microprocessor Limit the range of the signal provided to U2 to between +4.6 volts and -0.4 volts. The linear circuit U1 includes a gate amplifier circuit GA that receives a “TRIG” input and supplies a GATE output. Also, the DEADMA receives the DEADMAN signal “DM” and supplies a reset signal RES at “RS”.
The N / reset circuit DMC also supplies an inhibit signal to the gate amplifier GA at "I" so that the gate amplifier GA does not output the gate signal GATE if the DEADMAN function is performed.
Further, a coil current amplifier CC that receives a coil current signal from a terminal “CCI” and outputs an output signal COILCUR used by the microprocessor U2 from a terminal CCO in a manner described later.
A is also provided. The functions provided by the microprocessor U2 at the various input / output terminals will be described later.

ケーブル64を介してコイル電流制御盤28と接続してこ
れと補完関係にあるコネクタJ101及びコネクタJ102を含
む過負荷継電盤60をも設ける。上記電流−電圧トランス
デューサまたはトランスフォーマー62は過負荷継電盤60
によって制御される３相電気システムのための３つのト
ランス62A,62B,62Cで表わすことができる。これらの電
流−電圧トランスデューサ62A,62B,62Cの各２次巻線の
一方の側は接地しており、他方の側はそれぞれ抵抗素子
R101,R102,R103の一方の側と接続する。抵抗素子R101,R
102,R103の他方の側とそれぞれ接続する端子aOR,bOR,cO
Rを有する三重２チャンネル・アナログ・マルチプレク
サ／デマルチプレクサまたは伝送ゲートU101をも設け
る。ゲートU101のay,by及びcy端子は接地している。ゲ
ートU101の端子ax,bx及びcxは電気的に一括され、積分
コンデンサC101の一方の側及び整流器CR101のアノード
と接続する。コンデンサC101の他方の側は整流器CR102
のカソードと接続し、CR102のアノードは前記整流器CR1
01のカソード、差動増幅器U103の出力及び第２の三重２
チャンネル・アナログ・マルチプレクサ／デマルチプレ
クサU102のbOR端子と接続する。積分コンデンサC101の
他方の側はゲインU105を含む緩衝増幅器の正入力端子及
び上記第２アナログ・マルチプレクサ／デマルチプレク
サまたは伝送ゲートU102のcOR出力端子とも接続する。
伝送ゲートU101の前記一括端子ax,bx,cxは伝送ゲートU1
02のay及びcx端子とも接続する。伝送ゲートまたはアナ
ログ・マルチプレクサ／デマルチプレクサU102のax端子
は接地している。装置U102のaOR端子は容量性素子C102
の一方の側と接続し、素子C102の他方の側はマルチプレ
クサ／デマルチプレクサU102のbx端子及び上記差動増幅
器U103の負入力端子と接続する。上記差動増幅器U103の
正入力端子は接地している。差動増幅器U105の負入力端
子はポテンショメータP101のワイパーと接続し、ポテン
ショメータP101の一方の主端子は接地し、他方の主端子
は端子ボードJ102に“MCUR"出力信号は抵抗素子R103の
一方の側から供給され、抵抗素子R103の他方の側は差動
増幅着U105の出力、ダイオードCR104のアノード及びダ
イオードCR105のカソードと接続している。ダイオードC
R105のアノードは設置し、ダイオードCR104のカソード
は＋5V電源端子VZと接続する。設置U101,U102,U103は−
７電源から給電される。＋10V電源電圧が上記利得増幅
器U105及び抵抗素子104の一方の側に供給され、抵抗素
子104の他方の側は電源、上記伝送ゲートU101,U102及び
ダイオードCR106のアノードと接続し、ダイオードCR106
のカソードは＋5V電源電圧と接続する。端子ボードJ102
の＋5V電源レベルVZは他方の側が接地しているフィルタ
容量性素子C103の一方の側、及びポテンショメータP102
の一方の主端子にも供給され、ポテンショメータP102の
他方の主端子は設置している。ポテンショメータP102の
ワイパーは端子ボードJ101を介してマイクロプロセッサ
U2の端子ANOに“DELAY"出力信号を供給する。上記アナ
ログ・マルチプレクサ／デマルチプレクサ装置U101の制
御端子A,B,Cは並一直列８ビット静止シフトレジスタU10
4のA,B,C信号端子とそれぞれ接続する。信号A,B,Cはマ
イクロプロセッサ42の端子032,031,030からそれぞれ供
給される。An overload relay panel 60 including a connector J101 and a connector J102 which are connected to the coil current control panel 28 via a cable 64 and are complementary to the coil current control panel 28 is also provided. The current-voltage transducer or transformer 62 is an overload relay panel 60.
Can be represented by three transformers 62A, 62B, 62C for a three-phase electrical system controlled by One side of each of the secondary windings of these current-voltage transducers 62A, 62B, 62C is grounded, and the other side is a resistive element.
Connect to one side of R101, R102, R103. Resistance element R101, R
Terminals aOR, bOR, cO connected to the other side of 102, R103 respectively
Also provided is a triple two-channel analog multiplexer / demultiplexer with R or transmission gate U101. The ay, by and cy terminals of the gate U101 are grounded. The terminals ax, bx and cx of the gate U101 are electrically combined and connected to one side of the integrating capacitor C101 and the anode of the rectifier CR101. The other side of capacitor C101 is a rectifier CR102
The anode of CR102 is connected to the rectifier CR1.
01, the output of the differential amplifier U103 and the second triple 2
Connect to bOR terminal of channel analog multiplexer / demultiplexer U102. The other side of the integrating capacitor C101 is also connected to the positive input terminal of a buffer amplifier including a gain U105 and the cOR output terminal of the second analog multiplexer / demultiplexer or transmission gate U102.
The collective terminal ax, bx, cx of the transmission gate U101 is the transmission gate U1
Also connect to 02 ay and cx terminals. The ax terminal of the transmission gate or analog multiplexer / demultiplexer U102 is grounded. The aOR terminal of device U102 is a capacitive element C102
The other side of the element C102 is connected to the bx terminal of the multiplexer / demultiplexer U102 and the negative input terminal of the differential amplifier U103. The positive input terminal of the differential amplifier U103 is grounded. The negative input terminal of differential amplifier U105 is connected to the wiper of potentiometer P101, one main terminal of potentiometer P101 is grounded, the other main terminal is on terminal board J102, and the "MCUR" output signal is on one side of resistor R103. And the other side of the resistance element R103 is connected to the output of the differential amplification connection U105, the anode of the diode CR104 and the cathode of the diode CR105. Diode C
The anode of R105 is installed, and the cathode of diode CR104 is connected to + 5V power supply terminal VZ. Installation U101, U102, U103-
Power is supplied from seven power sources. The + 10V power supply voltage is supplied to one side of the gain amplifier U105 and the resistance element 104, and the other side of the resistance element 104 is connected to the power supply, the transmission gates U101 and U102, and the anode of the diode CR106, and the diode CR106
Is connected to + 5V power supply voltage. Terminal board J102
+ V power supply level VZ is equal to one side of the filter capacitive element C103, the other side of which is grounded, and the potentiometer P102.
And the other main terminal of potentiometer P102 is installed. The wiper of potentiometer P102 is connected to microprocessor via terminal board J101
Supply "DELAY" output signal to terminal ANO of U2. The control terminals A, B, and C of the analog multiplexer / demultiplexer device U101 are parallel and serial 8-bit static shift registers U10.
4 Connect to A, B, C signal terminals respectively. The signals A, B, and C are supplied from terminals 032, 031, and 030 of the microprocessor 42, respectively.

極AM,C0,C1,SP,H0,H1,H2,H3を有する８極スイッチSW1
01を設ける。各スイッチ極の一方の側は並一直列８ビッ
ト静止シフトレジスタU104のP0乃至P7入力端子を介して
５ボルト電源VZと接続し、前記レジスタU104の“COM"出
力端子は端子ボードJ101及びマイクロプロセッサU2の端
子I10から“SW"信号を受信する。上記参照記号“H0"乃
至“H3"は過負荷継電盤60によって制御されるような装
置が“ヒーター”クラスであることを表わす。スイッチ
SW101における前記４極H0乃至H3のいくつかまたは全部
を適当に操作することにより、過負荷継電盤60によって
保護されるヒーター・クラスの装置を表わすことができ
る。8-pole switch SW1 with poles AM, C0, C1, SP, H0, H1, H2, H3
01 is provided. One side of each switch pole is connected to a 5 volt power supply VZ via the P0 to P7 input terminals of a parallel serial 8-bit static shift register U104, and the "COM" output terminal of the register U104 is connected to a terminal board J101 and a microprocessor. "SW" signal is received from terminal I10 of U2. The reference symbols "H0" to "H3" indicate that the device as controlled by the overload relay panel 60 is of the "heater" class. switch
By properly operating some or all of the four poles H0 through H3 in SW101, a heater class device protected by an overload relay 60 can be represented.

第2,8,9及び10図を参照してコイル制御盤28及び過負
荷継電盤60の製作に利用されるプリント回路盤の構成を
説明する。具体的には、コイル制御盤28には端子ブロッ
クJ1のほかにコイル集合体30が配置されており、図面で
はコイル集合体30のコイルを省いて示してある。コイル
集合体30はばね座32及びコイル座31Aを含む。コイル制
御盤28にはコネクタJ2をも設け、平形ケーブル64の一端
をはんだ付けなどによって前記コネクタJ2に挿着する。
平形ケーブル64の他端は過負荷継電盤60のコネクタJ10
2,J102に達している。３相電流用として第８図に３相電
流器62を過負荷継電盤60上に62A,62B,62Cで示した。ス
イッチSW101として８極ディップ・スイッチを設ける。
また、工場校正及び遅延調節用としてそれぞれ利用され
るポテンショメータP101,P102をも図示した。The configuration of the printed circuit board used for manufacturing the coil control panel 28 and the overload relay panel 60 will be described with reference to FIGS. Specifically, a coil assembly 30 is arranged on the coil control panel 28 in addition to the terminal block J1, and the coil of the coil assembly 30 is omitted in the drawing. The coil assembly 30 includes a spring seat 32 and a coil seat 31A. The coil control panel 28 is also provided with a connector J2, and one end of the flat cable 64 is inserted into the connector J2 by soldering or the like.
The other end of the flat cable 64 is the connector J10 of the overload relay panel 60.
2, it has reached J102. In FIG. 8, a three-phase current generator 62 for the three-phase current is shown on the overload relay panel 60 by 62A, 62B and 62C. An 8-pole dip switch is provided as the switch SW101.
Also shown are potentiometers P101 and P102 used for factory calibration and delay adjustment, respectively.

本発明の好ましい実施例では、あらかじめ成形し、は
んだ付けし、接続した単一片のプリント回路盤材料上に
コイル制御盤28及び過負荷継電盤60を形成する。次い
で、例えば、首細部102を折ることにより、単一片プリ
ント回路盤材料を領域100において分離して、特に第２
及び10図から明らかなように互いに直角にヒンジ結合さ
れた過負荷継電盤60及びコイル制御盤28を形成する。In the preferred embodiment of the present invention, coil control board 28 and overload relay board 60 are formed on a single piece of preformed, soldered, and connected printed circuit board material. The single piece printed circuit board material is then separated at region 100, for example, by folding neck
10 and 10, an overload relay panel 60 and a coil control panel 28 hinged to each other at right angles are formed.

次に第２及び11図に沿ってコイル制御盤28及び過負荷
継電盤60の装置及び電気的素子を利用する制御回路構成
の実施例を説明する。具体的には、３本の主給電線L1,L
2,L3を設け、これにより適当な３相電源から３相AC電力
を供給する。これらの給電線はそれぞれ接触器MA,MB,MC
を介して給電する。端子ブロックJ1は端子“C",“E",
“P",“3",“R"を含み、これらの参照記号はそれぞれ機
能または接続“COMMON",“AC POWER",“RUN PERMIT/S
TOP",“START−REQUEST",及び“RESET"を表わす。例え
ば、第8,9,10図から既に明らかなように、コイル制御盤
28は多目的ケーブル64を介して過負荷継電盤60と交信す
る。過負荷継電盤60は上述した機能を果すスイッチSW10
1を含み、変流器62A乃至62Cの２次巻線が過負荷継電盤6
0と接続している。また、変流器62A乃至62Cの２次巻線
が過負荷継電盤60と接続している。変流器62A乃至62Cは
端子T1,T2,T3を介して線L1,L2,L3と接続しているモータ
に供給される線L1,L2,L3を流れる瞬間線電流iL1,iL2,iL
3をモニターする。電力は例えば、線L1,L2間に１次巻線
が接続されている変流器CPTを介してコイル制御盤28及
び過負荷継電盤60に供給される。変流器CPTの２次巻線
は端子ブロックJ1の“C"及び“E"端子と接続する。変流
器CPT2次巻線の一方の側は常閉STOP押ボタンの一方の側
及び常開RESET押ボタンの一方の側に接続することがで
きる。STOP押ボタンの他方の側は端子ブロックJ1の“P"
入力端子及び常開START押ボタンの一方の側と接続す
る。常開START押ボタンの他方の側は端子ブロックJ1の
“3"入力端子と接続し、RESET押ボタンの他方の側は端
子ブロックJ1のリセット端子Ｒと接続する。上記押ボタ
ンを公知の態様で操作することによりコイル制御盤28及
び過負荷継電盤60に制御情報を供給することができる。Next, an embodiment of a control circuit configuration using the devices of the coil control panel 28 and the overload relay panel 60 and electric elements will be described with reference to FIGS. Specifically, three main power supply lines L1, L
2, L3 is provided to supply three-phase AC power from a suitable three-phase power supply. These feeders are contactors MA, MB, MC, respectively.
Powered via. Terminal block J1 has terminals “C”, “E”,
Includes “P”, “3”, “R”, and these reference symbols indicate the function or connection “COMMON”, “AC POWER”, “RUN PERMIT / S
"TOP", "START-REQUEST", and "RESET" For example, as already clear from FIGS.
28 communicates with the overload relay panel 60 via a multipurpose cable 64. The overload relay panel 60 is a switch SW10 that performs the functions described above.
1 and the secondary windings of the current transformers 62A to 62C are
Connected to 0. The secondary windings of the current transformers 62A to 62C are connected to the overload relay panel 60. Current transformers 62A to 62C are instantaneous line currents iL1, iL2, iL flowing through lines L1, L2, L3 supplied to motors connected to lines L1, L2, L3 via terminals T1, T2, T3.
Monitor 3 Power is supplied to the coil control panel 28 and the overload relay panel 60 via a current transformer CPT having a primary winding connected between the lines L1 and L2, for example. The secondary winding of the current transformer CPT is connected to the “C” and “E” terminals of the terminal block J1. One side of the current transformer CPT secondary winding can be connected to one side of a normally closed STOP pushbutton and one side of a normally open RESET pushbutton. The other side of the STOP push button is "P" of terminal block J1
Connect to input terminal and one side of normally open START push button. The other side of the normally open START push button is connected to the "3" input terminal of the terminal block J1, and the other side of the RESET push button is connected to the reset terminal R of the terminal block J1. By operating the push button in a known manner, control information can be supplied to the coil control panel 28 and the overload relay panel 60.

第2,7C及び12乃至18図を参照しながら、本発明の各種
変流器62の構成及び動作を考察する。従来型の電流検知
用トランスは１次巻線電流に比例する２次巻線電流を形
成する。この種の変流器からの出力電流信号が抵抗性電
流分路に供給され、分路電圧が過負荷継電盤60に組込ま
れるような電圧検知電子回路に供給される時、入出力間
に比例関係が存在する。１次巻線を流れる電流の導関数
に比例する２次巻線電圧を供給することにより、リニア
・カプラーとも呼ばれる空心変成器を電流検知用に使用
することができる。従来型の鉄心変流器及びリニア・カ
プラーにはいくつかの欠点がある。欠点の１つとして、
所与の変流器設計条件に応じて出力電圧を変えるために
従来型変流器の“巻数比”を変えねばならない。本発明
の変流器では、変流器の磁心に現われる磁束の経時変化
率は磁心に磁束飽和が存在しない状態において１次巻線
を流れる電流に比例する。１次巻線を流れる電流の導関
数に比例する出力電圧が発生し、出力電圧と電流の比が
容易に変化するから、種々の電流検知に応用できる。鉄
心変流器は比較的大型になり易いが、本発明の変流器は
小型化が可能である。The configuration and operation of the various current transformers 62 of the present invention will be considered with reference to FIGS. Conventional current sensing transformers produce a secondary winding current that is proportional to the primary winding current. When the output current signal from this type of current transformer is provided to a resistive current shunt and the shunt voltage is provided to a voltage sensing electronic circuit such as that incorporated in an overload relay 60, the There is a proportional relationship. By providing a secondary winding voltage proportional to the derivative of the current flowing through the primary winding, an air core transformer, also called a linear coupler, can be used for current sensing. Conventional core current transformers and linear couplers have several disadvantages. One of the drawbacks is
The "turns ratio" of a conventional current transformer must be changed to vary the output voltage for a given current transformer design condition. In the current transformer of the present invention, the temporal change rate of the magnetic flux appearing in the magnetic core of the current transformer is proportional to the current flowing through the primary winding in a state where no magnetic flux saturation exists in the magnetic core. Since an output voltage proportional to the derivative of the current flowing through the primary winding is generated, and the ratio of the output voltage to the current easily changes, the present invention can be applied to various types of current detection. Although the iron core current transformer tends to be relatively large, the current transformer of the present invention can be downsized.

特に第12図から明らかなように、本発明の変流器62X
は実質的に不連続なエア・ギャップ111を有する環状磁
心110を含む。１次電流iL1、即ち、検知すべき電流は磁
心110の中心を通るから、線L1に対応する単巻入力１次
巻線を形成する。変流器62Xの２次巻線112は説明の便宜
上N2の巻数を有する多重の巻回部分を含む。２次巻線11
2は変流器をモニターする電子回路を駆動するに充分な
電圧レベルを出力できるだけの巻数を有する。磁心110
の円周方向長さは説明の便宜上l1と設定し、エア・ギャ
ップ111の長さをl2と設定する。In particular, as is apparent from FIG. 12, the current transformer 62X of the present invention
Includes an annular core 110 having a substantially discontinuous air gap 111. Since the primary current iL1, that is, the current to be detected, passes through the center of the magnetic core 110, a single-turn input primary winding corresponding to the line L1 is formed. Secondary winding 112 of current transformer 62X includes multiple turns having N2 turns for convenience of description. Secondary winding 11
2 has enough turns to output a voltage level sufficient to drive the electronics monitoring the current transformer. Magnetic core 110
Is set to l1 for convenience of explanation, and the length of the air gap 111 is set to l2.

磁心の断面積をA1、エア・ギャップの断面積をA2とす
る。変流器の出力電圧はエア・ギャップl2の有効長を変
えることによって変化させる。そのためには、第15及び
16図に示すようにエア・ギャップ111に金属シムを挿入
するか、または第17図に示すように変流器磁心構造の別
々の部分を移動させてエア・ギャップ111を小さくした
り大きくしたりすればよい。エア・ギャップ111の長さ
が設定されると、変流器の入力巻線を流れる入力電流iL
1の導関数にほぼ比例する出力電圧e0（ｔ）を出力する
比較的小型の電流検知変流器が形成される。この構成の
長所の１つとして、必ずしも正弦波または周期的入力電
流を使用しなくてもよい。例えば第12図に示す変流器62
Xの２次巻線からの出力電圧e0（ｔ）は方程式（１）に
よって与えられる。The sectional area of the magnetic core is A1, and the sectional area of the air gap is A2. The output voltage of the current transformer is changed by changing the effective length of the air gap l2. To do so, the fifteenth and
Insert a metal shim into the air gap 111 as shown in FIG. 16 or move different parts of the current transformer core structure to make the air gap 111 smaller or larger as shown in FIG. do it. When the length of the air gap 111 is set, the input current iL flowing through the input winding of the current transformer
A relatively small current sensing current transformer is formed that outputs an output voltage e0 (t) that is approximately proportional to the derivative of one. One of the advantages of this configuration is that it is not necessary to use a sine wave or a periodic input current. For example, the current transformer 62 shown in FIG.
The output voltage e0 (t) from the secondary winding of X is given by equation (1).

μ１及びμ２はそれぞれ磁心110及びエア・ギャップ1
11の透磁率である。ω（オメガ）は瞬間電流iL1の周波
数であり、IL1は瞬間電流iL1のピーク振幅に等しい。エ
ア・ギャップl2の流さ及び周波数ω以外のすべてのパラ
メータが不変である場合、方程式（１）は簡略化して方
程式（２）となる。 μ1 and μ2 are the magnetic core 110 and air gap 1 respectively.
11 is the magnetic permeability. ω (omega) is the frequency of the instantaneous current iL1, and IL1 is equal to the peak amplitude of the instantaneous current iL1. If all parameters are constant except for the air gap l2 flow and frequency ω, equation (1) simplifies to equation (2).

ただし、括弧内の項は方程式（１）の導関数部分と等
価である。 Where the terms in parentheses are equivalent to the derivative part of equation (1).

方程式（２）の電圧e0（ｔ）が第13図に示す113のよ
うな積分回路の、本発明の好ましい実施例として第７図
に示すような端子に供給されると、積分回路113の出力
は次の方程式（３）で表わされる。When the voltage e0 (t) of equation (2) is supplied to a terminal as shown in FIG. 7 as a preferred embodiment of the present invention, the output of the integrating circuit 113 is shown in FIG. Is represented by the following equation (3).

エア・ギャップ111の長さl2が変化すると、入力電流i
L1に正比例する出力電圧ｅ′０（ｔ）はエア・ギャップ
111の長さl2に反比例して変化する。第14図はエア・ギ
ャップ111の長さl2の変化と、出力電圧ｅ′０（ｔ）を
入力電流（例えばiL1）で割算した値との関係を示すグ
ラフである。１次周波数ωが一定であるか、または一定
であると仮定される特殊な場合には、第13図の積分回路
113を使用する必要はなく、この場合、方程式（２）を
方程式（４）に書き直すことができる。 When the length l2 of the air gap 111 changes, the input current i
The output voltage e'0 (t) that is directly proportional to L1 is the air gap
It changes in inverse proportion to the length l2 of 111. FIG. 14 is a graph showing the relationship between the change in the length l2 of the air gap 111 and the value obtained by dividing the output voltage e'0 (t) by the input current (for example, iL1). In the special case where the primary frequency ω is constant or assumed to be constant, the integration circuit of FIG.
It is not necessary to use 113, in which case equation (2) can be rewritten into equation (4).

定周波数項ωがk4の一部を形成する。この場合、変流
器２次巻線112からの出力e0（ｔ）は入力電流IL1に比例
し、エア・ギャップ111の長さl2に反比例して変化す
る。 The constant frequency term ω forms part of k4. In this case, the output e0 (t) from the current transformer secondary winding 112 changes in proportion to the input current IL1 and in inverse proportion to the length l2 of the air gap 111.

特に第15,16,17図に関連して説明すると、いくつかの
電流範囲を同一の変流器を利用して検知したい場合、エ
ア・ギャップ111の長さl2を効果的に変えることによっ
て出力電圧e0（ｔ）を変えることができる。そのために
は、所要の出力電圧e0（ｔ）の範囲に応じて変流器62Y
のエア・ギャップに所定幅のシムを挿入すればよい。あ
るいは、変流器62Zのエア・ギャップ111に楔形にセミコ
ア119を挿入してもよい。さらにまた、第17図の変流器6
2Uでは、その磁心を２つの部分116A,116Bに分割し、２
つの補完的なエア・ギャップ111A,111Bを形成すること
で同様の成果が得られる。第12−17図は１次巻線を流れ
る電流量にほぼ比例する磁束が磁心に発生するように磁
心に１次巻線を配した電流−電圧トランスデューサを示
す。磁心は非連続的な、ただし可変的なエア・ギャップ
を有し、このエア・ギャップは値I1に等しいかまたはこ
れよりも小さい電流値において磁心中に磁気飽和が起こ
るのを防止する第１の磁気抵抗を有する。また、磁心中
の磁束にほぼ比例する電圧Ｖが出力端子に現れるように
磁心に２次巻線を配設する。電圧Ｖは第１磁気抵抗及び
I1に等しいかまたはこれよりも小さい電流Ｉの値に対し
ては電圧V2に等しいか、またはこれよりも小さい。可変
の、ただし非連続的なエア・ギャップはI1よりも大きい
I2に等しいかまたはこれよりも小さい電流Ｉの値に対し
て磁心に磁気飽和が起こるのを防止する第２の、前記第
１磁気抵抗よりも高い磁気抵抗値が得られるように変化
させることができる。第２のエア・ギャップ磁気抵抗値
及びI2以下またはこれに等しい電流値に対して電圧Ｖは
V1またはそれ以下の値を維持する。With particular reference to FIGS. 15, 16, and 17, if it is desired to sense several current ranges using the same current transformer, the output can be effectively changed by changing the length l2 of the air gap 111. The voltage e0 (t) can be changed. For this purpose, the current transformer 62Y is changed according to the range of the required output voltage e0 (t).
A shim having a predetermined width may be inserted into the air gap. Alternatively, the semi-core 119 may be inserted in the air gap 111 of the current transformer 62Z in a wedge shape. Furthermore, the current transformer 6 in FIG.
In 2U, the core is divided into two parts 116A and 116B,
Similar results can be achieved by forming two complementary air gaps 111A, 111B. FIG. 12-17 shows a current-voltage transducer in which a primary winding is arranged on a magnetic core so that a magnetic flux almost proportional to the amount of current flowing through the primary winding is generated on the magnetic core. The core has a discontinuous, but variable air gap that prevents a magnetic saturation from occurring in the core at current values equal to or less than the value I1. Has magnetic resistance. Also, a secondary winding is provided on the magnetic core so that a voltage V substantially proportional to the magnetic flux in the magnetic core appears at the output terminal. Voltage V is the first magnetoresistance and
For values of current I equal to or less than I1, it is equal to or less than voltage V2. Variable but discontinuous air gap is greater than I1
The value of the current I equal to or less than I2 may be varied to obtain a second, higher reluctance than the first reluctance that prevents magnetic saturation in the core. it can. For a second air gap magnetoresistance value and a current value less than or equal to I2, the voltage V is
Maintain a value of V1 or less.

特に第18図から明らかなように、一見したところ幅の
広い非連続エア・ギャップ111は具えていないが、微粒
状の磁心材料122の間にエア・ギャップ124が均一に配分
されている例えばフェライトのような焼結または圧縮粉
末金属から成る均質磁心120を変流器62Sに利用すること
もできる。前記エア・ギャップ124は第12図に示す111の
ような非連続エア・ギャップと同じ効果を有するが、漂
遊磁界の影響を軽減し、極めて信頼度の高い小型変流器
の実現を可能にする。このような変流器は粉末金属に圧
縮加工などを施して粉末金属122の部分及び金属粒の周
りに微視的かつ均一に配分されたエア・ギャップ124を
有する磁心に成形することによって形成することができ
る。このように構成された磁心は飽和の必要がなく、励
磁電流の導関数に比例する出力電圧を発生させる。本発
明の１実施例では上記エア・ギャップ中に非磁性絶縁材
を配置する。In particular, as apparent from FIG. 18, it is apparently not provided with the wide discontinuous air gap 111, but the air gap 124 is uniformly distributed between the fine core materials 122. A homogeneous magnetic core 120 made of a sintered or compacted powder metal such as described above may be used for the current transformer 62S. The air gap 124 has the same effect as a non-continuous air gap, such as 111 shown in FIG. 12, but reduces the effects of stray magnetic fields and allows the realization of extremely reliable small current transformers. . Such a current transformer is formed by subjecting powdered metal to compression or the like and forming it into a magnetic core having microscopic and uniformly distributed air gaps 124 around portions of the powdered metal 122 and metal grains. be able to. The core thus configured does not need to be saturated and produces an output voltage proportional to the derivative of the excitation current. In one embodiment of the present invention, a non-magnetic insulating material is disposed in the air gap.

次に第7A乃至7D図、第11,19,20及び21図に沿ってシス
テムの動作態様を説明する。システム線電圧（例えば第
11図のVAB）はマイクロプロセッサU2をAC線電圧と同期
させるのに利用されるLINE信号によって表わされる。こ
れは種々の給電電圧、例えば、VX,VY,VZを発生させる。
同じくパワー・オン・リセット回路として利用されるデ
ッドマン回路DMCは先ず５ボルトの10ミリセコンド・リ
セット信号RESをマイクロプロセッサU2に供給する。こ
の信号はマイクロプロセッサU2の出力を高インピーダン
ス・レベルに設定し、内部プログラムをメモリ場所Ｏに
設定することによってマイクロプロセッサU2を初期設定
する。スイッチ入力は入力B41−B43を介して読取られ
る。アルゴリズムは第19図に示した通りである。常態で
は端子B41,B42,B43はマイクロプロセッサU2の入力端子
であるが、放電のための上記コンデンサの放電バスとな
る出力端子としても構成されている。その理由は次の通
りである。即ち、入力押ボタンが開くと、上述したよう
にまたはマイクロプロセッサからの漏れ電流によってC
4,C5,C6が充電された状態になる可能性がある。漏れ電
流は誤ってロジック１と解釈されかねない電圧レベルに
までコンデンサを充電する。従って、容量性素子C4,C5,
C6を周期的に放電させる必要がある。第19図におけるロ
ジック・ブロック152の“READSWITCHES"アルゴリズムは
次のように質問する。“マイクロプロセッサU2のB40入
力端子において線信号LINEから読取られる線電圧は正の
半サイクルであるか?"この質問に対する回答が“イエ
ス”なら、それぞれ入力端子B41,B42,B43における“STA
RT"、“RUN"及び“RESET"信号がデジタル１かデジタル
０かをチェックするロジック・ブロック154が利用され
る。回答に関係なく、上記質問がなされると、機能ブロ
ック156に示すアルゴリズムの次のステップにおいて命
令“DISCHARGE CAPACITORS"が発せられる。この時点に
おいてマイクロプロセッサU2の端子B41乃至B43は零に内
部設定され、上述したようにコンデンサを放電させる。
これは線電圧の正の半サイクル中に起こる。機能ブロッ
ク152において提起された質問に対する回答が“ノー”
ならば、線電圧は負の半サイクルにあり、入力端子B41
乃至B43がコンデンサ放電モードから解放されるのはこ
の半サイクルにおいてである。以上、モータ制御装置に
関して説明したが、本発明はAC電圧信号の存在を検知す
る装置にも応用できる。Next, an operation mode of the system will be described with reference to FIGS. 7A to 7D and FIGS. 11, 19, 20, and 21. System line voltage (eg
VAB in FIG. 11 is represented by the LINE signal used to synchronize the microprocessor U2 with the AC line voltage. This generates various supply voltages, for example, VX, VY, VZ.
The deadman circuit DMC, also used as a power-on reset circuit, first provides a 5 volt 10 millisecond reset signal RES to the microprocessor U2. This signal sets the output of microprocessor U2 to a high impedance level and initializes microprocessor U2 by setting the internal program to memory location O. The switch input is read via inputs B41-B43. The algorithm is as shown in FIG. Normally, the terminals B41, B42, and B43 are input terminals of the microprocessor U2, but are also configured as output terminals serving as discharge buses of the capacitor for discharging. The reason is as follows. That is, when the input pushbutton is opened, C is applied as described above or due to leakage current from the microprocessor.
4, C5 and C6 may be charged. The leakage current charges the capacitor to a voltage level that could be mistakenly interpreted as a logic one. Therefore, the capacitive elements C4, C5,
It is necessary to discharge C6 periodically. The "READSWITCHES" algorithm in logic block 152 in FIG. 19 queries as follows. "Is the line voltage read from the line signal LINE at the B40 input terminal of the microprocessor U2 a positive half cycle?" If the answer to this question is "yes", the "STA" at the input terminals B41, B42, B43 respectively.
A logic block 154 is used to check whether the "RT", "RUN" and "RESET" signals are digital 1 or digital 0. Regardless of the answer, if the above question is asked, the algorithm shown in function block 156 follows. At this point, the command "DISCHARGE CAPACITORS" is issued, at which point the terminals B41 to B43 of the microprocessor U2 are internally set to zero, discharging the capacitor as described above.
This occurs during the positive half cycle of the line voltage. The answer to the question raised in function block 152 is “No”
If the line voltage is in the negative half cycle and the input terminal B41
It is during this half cycle that B43 is released from the capacitor discharge mode. Although the motor control device has been described above, the present invention can also be applied to a device that detects the presence of an AC voltage signal.

初期設定が行われたのち、マイクロプロセッサU2はリ
ニア集積回路U1からのVOK出力信号の状態をモニターす
るため入力端子INTOをチェックする。もしマイクロプロ
セッサU2に内蔵されているランダム・アクセス・メモリ
RAMの電圧がすでに記憶されているデータの信頼性を保
証するに充分な高さなら、前記信号はデジタル０とな
る。容量性素子C9はランダム・アクセス・メモリへの給
電電圧VDDをモニターし、蓄積する。例えば、停電中，
系全体への給電が断たれることによって電圧VDDが除か
れても、容量性素子C9はしばらくは電圧VDDを維持する
が、結局は放電する。容量性素子C9の電圧はVDDSであ
り、上述した態様で再びリニア集積回路U1に供給され
る。出力信号VOKを電圧VDDが低過ぎることを示すデジタ
ル１とするか、電圧VDDが安全値であることを示すデジ
タル０とするかはこの電圧VDDS次第である。After initialization, the microprocessor U2 checks the input terminal INTO to monitor the state of the VOK output signal from the linear integrated circuit U1. If random access memory built into microprocessor U2
If the voltage of the RAM is high enough to guarantee the reliability of the data already stored, the signal will be a digital zero. The capacitive element C9 monitors and stores the power supply voltage VDD to the random access memory. For example, during a power outage,
Even if the voltage VDD is removed by cutting off the power supply to the entire system, the capacitive element C9 maintains the voltage VDD for a while, but eventually discharges. The voltage of the capacitive element C9 is VDDS, and is supplied to the linear integrated circuit U1 again in the manner described above. Whether the output signal VOK is digital 1 indicating that the voltage VDD is too low or digital 0 indicating that the voltage VDD is a safe value depends on the voltage VDDS.

マイクロプロセッサU2はまた、その入力端子AN3にお
いて入力信号LVOLTを受信する。０乃至ボルトのこの電
圧は制御線LINEの電圧に比例する。マイクロプロセッサ
U2はこの情報を３通りに利用する。即ち、（１）第６図
に関連して既に述べたように接触器10の接点閉成プロフ
ィルを選択するのに利用する。適切な閉成プロフィルは
線電圧に応じて異なる。信号LVOLTはマイクロプロセッ
サU2に電圧情報を提供し、マイクロプロセッサU2は線電
圧の変化に対応してトライアックなどのようなゲート制
御装置Q1の点弧位相または遅延角α1,α２などを変化さ
せる。（２）LVOLT信号は線電圧が接触器10を閉成させ
るほど高いかどうかを判定するためにも利用される（表
１参照）。確実な閉成動作が起こるための線電圧または
制御電圧の下限値があり、多くの場合、この下限値は公
称線電圧の65％である。本発明の好ましい実施例では、
これを78VACとなるように選択する。（３）最後に、マ
イクロプロセッサがLVOLT信号を利用して、適当な時点
に論理的に接点を開放する電圧下限値が存在するかどう
かを判定する。この電圧は多くの場合最大電圧の40％で
ある。線電圧信号LVOLTによって線電圧が最大値の50％
以下であることが示唆されると、マイクロプロセッサU2
が接点を自動的に開放させてフェールセーフ動作を行
う。本発明の好ましい実施例では、これを48VACとなる
ように選択する。マイクロプロセッサU2は第20図の“RE
AD VOLTS"アルゴリズムに従ってLVOLT信号を読取る。Microprocessor U2 also receives input signal LVOLT at its input terminal AN3. This voltage from 0 to volts is proportional to the voltage on the control line LINE. Microprocessor
U2 uses this information in three ways. That is, (1) it is used to select the contact closing profile of the contactor 10 as described above with reference to FIG. The appropriate closing profile depends on the line voltage. The signal LVOLT provides voltage information to the microprocessor U2, which changes the firing phase or the delay angles α1, α2 of the gate control device Q1, such as a triac, in response to the line voltage change. (2) The LVOLT signal is also used to determine if the line voltage is high enough to close contactor 10 (see Table 1). There is a lower limit of line voltage or control voltage for a reliable closing operation to occur, and often this lower limit is 65% of the nominal line voltage. In a preferred embodiment of the present invention,
Select this to be 78VAC. (3) Finally, the microprocessor uses the LVOLT signal to determine whether or not there is a voltage lower limit value that logically opens the contact at an appropriate time. This voltage is often 40% of the maximum voltage. Line voltage signal 50% of maximum value by line voltage signal LVOLT
If it is suggested that the microprocessor U2
Automatically open the contacts to perform a fail-safe operation. In the preferred embodiment of the present invention, this is chosen to be 48 VAC. Microprocessor U2 is the “RE” in FIG.
Read the LVOLT signal according to the "AD VOLTS" algorithm.

LVOLT信号は第20図の“READ VOLTS"アルゴリズムに
おいて利用される。判断ブロック162は“これは正の電
圧半サイクルか?"と問う。この質問とその回答は第19図
における判断ブロック152の場合と同様に行われる。判
断ブロック162における質問に対する回答が“ノー”な
ら、アルゴリズムは起点に戻る。もし回答が“イエス”
なら、命令ブロック164がマイクロプロセッサに対し
て、判断ブロック162の判断に基づいて存在する信号を
アナログ／デジタル変換するためマイクロプロセッサU2
のAN3入力を選択するように命令する。この情報は上述
の態様で利用するため、命令ブロック168の命令に基づ
くマイクロプロセッサU2のメモリ場所に記憶され、アル
ゴリズムが起点に戻る。The LVOLT signal is used in the "READ VOLTS" algorithm of FIG. Decision block 162 asks, "Is this a positive voltage half cycle?" This question and its answer are made in the same manner as in the case of the decision block 152 in FIG. If the answer to the question at decision block 162 is "no", the algorithm returns to the origin. If the answer is “yes”
If so, an instruction block 164 provides the microprocessor with a microprocessor U2 to perform an analog-to-digital conversion of the existing signal based on the determination of decision block 162.
To select the AN3 input. This information is stored in a memory location of microprocessor U2 based on the instructions in instruction block 168 for use in the manner described above, and the algorithm returns to its origin.

再び表１において、マイクロプロセッサへの次の入力
はCOLCURで示されている。これは閉ループコイル電流制
御系の一部である。リニア回路U1への入力CCIは抵抗素
子R7における電圧降下に応じた、コイル31を流れる電流
を測定する。この情報は上述のように適当にスケーリン
グされ、COILCUR信号によってマイクロプロセッサU2に
伝送される。LVOLT信号によって与えられる線電圧を知
らねばならないように、COILCUR信号によって与えられ
るコイル電流も知らねばならない。Again in Table 1, the next input to the microprocessor is designated COLCUR. This is part of the closed loop coil current control system. The input CCI to the linear circuit U1 measures the current flowing through the coil 31 according to the voltage drop in the resistance element R7. This information is appropriately scaled as described above and transmitted to the microprocessor U2 via the COILCUR signal. Just as the line voltage provided by the LVOLT signal must be known, the coil current provided by the COILCUR signal must be known.

COILCUR信号は第21図に示す“CHOLD"アルゴリズムに
従って利用される。先ず、命令ブロック172に記入して
あるように、マイクロプロセッサは捕捉的な導通遅延を
フェッチするように命令される。角度α７は一定の導通
遅延角、例えば、５ミリセカンドとこの捕捉分との和で
ある。次いでマイクロプロセッサU2は適当な時点、即
ち、角度α７が経過するまで待機し、命令ブロック174
の命令に従ってトライアックまたはシリコン制御装置Q1
を点弧させる。マイクロプロセッサは端子B52から“TRI
G"信号を発することによってこの点弧を行ない、第7A及
び7B図に関連して述べた態様で増幅器GA及びそのGATE出
力端子を介して集積回路U1のTRIG入力端子に供給してシ
リコン制御整流トライアックまたは同様のゲート制御装
置Q1のゲートを作動させる。次いで命令ブロック176の
命令に従って、抵抗素子R7を流れかつセミカスタム集積
回路U1のCCI入力において測定される電流が増幅器CCAを
介してCCO出力へマイクロプロセッサU2の端子AN2に対す
るCOILCURシリコン制御装置Q1を点弧させる。マイクロ
プロセッサは端子B52から“TRIG"信号を発することによ
ってこの点弧を達成し、第7A及び7B図に関連して述べた
態様で増幅器GA及びそのGATE出力端子を介して集積回路
U1のTRIG入力端子に供給してシリコン制御整流トライア
ックまたは同様のゲート制御装置Q1のゲートを作動させ
る。次いで命令ブロック176の命令に従って、抵抗素子R
7を流れかつセミカスタム集積回路U1のCCI入力において
測定される電流が増幅器CCAを介してCCO出力へマイクロ
プロセッサU2の端子AN2に対するCOILCUR信号として供給
される。マイクロプロセッサはこのCOILCUR信号を繰換
えしA/D変換することによりその最大値を求める。次い
で判断ブロック178の判断に従ってこの最大電流がマイ
クロプロセッサU2においてマイクロプロセッサU2に供給
される調整点と比較され、最大電流が調整点によって決
定される電流よりも大きいか否かが判定される。本発明
の好ましい実施例では200ミリアンペアのDC成分となる
ように調整点ピーク電流が設定される。必要に応じて角
度α７を変化させることによりこの励起レベルを維持す
る。判断ブロック178の質問に対する回答が“イエス”
なら、マイクロプロセッサ内で導通遅延が次に高い値ま
で上向きにデジタル増分される。これは一度に少なくと
も１有効ビットだけカウンタを増分することによって行
われる。その結果、例えば第６図の遅延角α７がより大
きく、従って電流パルス124がより小さくなり、トライ
アックなどのようなゲート制御装置Q1を流れる半サイク
ルごとの平均電流が小さくなる。逆に判断ブロック178
における質問に対する回答が“ノー”なら、マイクロプ
ロセッサ内のカウントが少なくとも１有効ビット減分さ
れることによって遅延角α７が縮小し、電流パルス124
が増大する。機能ブロック178における質問に対する回
答に関係なく、命令ブロック180及び182が要求する増減
分が完了すると、アルゴリズムは以後周期的に利用され
るため起点に戻る。必要に応じて半サイクルごとのα７
を変化させることにより、駆動電圧またはコイル抵抗の
変化に関係なくコイル電流がHOLD段階を通して調整値に
維持されることになる。The COILCUR signal is used according to the "CHOLD" algorithm shown in FIG. First, as noted in instruction block 172, the microprocessor is instructed to fetch the capture conduction delay. The angle α7 is a constant conduction delay angle, for example, the sum of 5 milliseconds and this capture. Microprocessor U2 then waits at the appropriate time, i.e., until angle .alpha.7 has elapsed, and returns to instruction block 174.
Triac or silicon controller Q1 according to the order of
Is fired. Microprocessor is connected to terminal "TRI"
This firing is accomplished by issuing a G "signal, which is supplied to the TRIG input terminal of integrated circuit U1 via amplifier GA and its GATE output terminal in the manner described in connection with FIGS. 7A and 7B to provide silicon controlled rectification. Activate the gate of the triac or similar gate controller Q1.The current flowing through the resistive element R7 and measured at the CCI input of the semi-custom integrated circuit U1 is then directed to the CCO output via the amplifier CCA according to the instructions in the instruction block 176. Fire the COILCUR silicon controller Q1 to the terminal AN2 of the microprocessor U2, which achieves this by issuing a "TRIG" signal from the terminal B52, in the manner described in connection with FIGS. 7A and 7B. And the integrated circuit through the amplifier GA and its GATE output terminal
Supply to the TRIG input terminal of U1 to activate the gate of a silicon controlled rectifying triac or similar gate controller Q1. Then, according to the instruction in the instruction block 176, the resistance element R
The current flowing through 7 and measured at the CCI input of the semi-custom integrated circuit U1 is supplied via an amplifier CCA to the CCO output as a COILCUR signal for the terminal AN2 of the microprocessor U2. The microprocessor repeats the COILCUR signal and performs A / D conversion to obtain the maximum value. This maximum current is then compared in microprocessor U2 to the adjustment point provided to microprocessor U2, as determined by decision block 178, to determine whether the maximum current is greater than the current determined by the adjustment point. In the preferred embodiment of the present invention, the trim point peak current is set to have a DC component of 200 mA. This excitation level is maintained by changing the angle α7 as necessary. The answer to the question at decision block 178 is "yes"
If so, the conduction delay is digitally incremented upward in the microprocessor to the next higher value. This is done by incrementing the counter by at least one significant bit at a time. As a result, for example, the delay angle α7 in FIG. 6 is larger, and thus the current pulse 124 is smaller, and the average current per half cycle through the gate control device Q1 such as a triac is smaller. Conversely, decision block 178
If the answer to the question at is no, the delay angle α7 is reduced by decrementing the count in the microprocessor by at least one significant bit and the current pulse 124
Increase. Regardless of the answer to the question in function block 178, once the increment or decrement required by instruction blocks 180 and 182 has been completed, the algorithm returns to its starting point for subsequent periodic use. Α7 every half cycle as needed
, The coil current will be maintained at the adjusted value throughout the HOLD phase regardless of the change in drive voltage or coil resistance.

入力LVOLT及びCOILCURはマイクロプロセッサU2の出力
B52からリニア回路U1のトリガー入力TRIGへトリガー信
号TRIGが供給される時点を決定する重要な値である。リ
ニア回路U1は上述した態様でトリガー信号TRIGを利用す
ることにより、サイリスタQ1のゲート端子に上述した態
様でゲート出力信号GATEを供給する。Inputs LVOLT and COILCUR are outputs of microprocessor U2
This is an important value that determines the point at which the trigger signal TRIG is supplied from B52 to the trigger input TRIG of the linear circuit U1. The linear circuit U1 supplies the gate output signal GATE to the gate terminal of the thyristor Q1 in the above-described manner by using the trigger signal TRIG in the above-described manner.

線電流iL1,iL2,iL3を検出し、測定する装置及び方法
を第22,23,24,25図及び第7A乃至7D図に沿って説明す
る。伝送ゲートU101については、そのax,bx及びcx出力
端子が一括して積分コンデンサC101の一方の側と接続し
ている。マイクロプロセッサU2は表２に示すデジタル配
列に従って伝送ゲートU1の関連入力に信号A,B,Cを供給
することによりゲートU101におけるパラメータ選択を制
御する。この動作により、変流器62A,62B,62Cの２次巻
線電圧を32半サイクル増分で逐次サンプリングすること
ができる。積分コンデンサC101は後述するような態様で
充電される。既に述べたように、変流器62A,62B,62Cの
２次巻線出力電圧は主給電線A,B,Cをそれぞれ流れる線
電流iL1,iL2,iL3の数学的な差と関連する。この電圧は
抵抗素子R101,R102またはR103にそれぞれ印加すること
で充電電流に変換されるから、積分コンデンサC101の電
圧VC101も線サイクルごとに変化する。後述する態様で3
2線サイクルの積分が行われたのち初めてコンデンサが
放電される。An apparatus and a method for detecting and measuring the line currents iL1, iL2, iL3 will be described with reference to FIGS. 22, 23, 24, 25 and FIGS. 7A to 7D. Regarding the transmission gate U101, its ax, bx and cx output terminals are collectively connected to one side of the integrating capacitor C101. Microprocessor U2 controls the parameter selection at gate U101 by providing signals A, B, C to the relevant inputs of transmission gate U1 according to the digital arrangement shown in Table 2. With this operation, the secondary winding voltages of the current transformers 62A, 62B, and 62C can be sequentially sampled in increments of 32 half cycles. The integration capacitor C101 is charged in a manner described later. As already mentioned, the secondary winding output voltage of the current transformers 62A, 62B, 62C is related to the mathematical difference of the line currents iL1, iL2, iL3 flowing through the main feeders A, B, C respectively. Since this voltage is converted into a charging current by applying it to each of the resistance elements R101, R102 or R103, the voltage VC101 of the integrating capacitor C101 also changes every line cycle. 3 in the manner described below
Only after the integration of the two-wire cycle has the capacitor been discharged.

Ｚ入力信号と相俟って動作する伝送ゲートU102は積分
回路の接続関係を変え、積分コンデンサC101は周期的に
回路動作を起動させる。これはＺ＝０の時に起こる。積
分コンデンサC101の出力電圧VC101はゲインを含む緩衝
増幅器U105に供給されて信号MCURを形成し、これがマイ
クロプロセッサU2のANI入力に供給される。マイクロプ
ロセッサU2は第22図に示した“RANGE"アルゴリズムの態
様で信号MCURによって与えられるデータをデジタル化す
る。電圧信号MCURはマイクロプロセッサU2に内蔵されて
いる８ビット、５ボルトのA/Dコンバータ200へ単一アナ
ログ入力として供給される。A/Dコンバータ200を第23図
に示した。用途に応じた広い範囲に亘って変化する線電
流を測定できるためには本発明のシステムを利用するこ
とが望ましい。例えば、段階によっては1,200アンペア
にも及び高い線電流を測定しなければならないことがあ
り、また、10アンペア以下の線電流を測定したい場合も
ある。システムのダイナミックレンジを広げるため、マ
イクロプロセッサU2は内蔵するA/Dコンバータ200の所定
ビットである８ビット出力を12ビットに拡張する。 The transmission gate U102 operating in conjunction with the Z input signal changes the connection relationship of the integrating circuit, and the integrating capacitor C101 periodically starts the circuit operation. This occurs when Z = 0. The output voltage VC101 of the integrating capacitor C101 is supplied to a buffer amplifier U105 including a gain to form a signal MCUR, which is supplied to the ANI input of the microprocessor U2. Microprocessor U2 digitizes the data provided by signal MCUR in the manner of the "RANGE" algorithm shown in FIG. The voltage signal MCUR is provided as a single analog input to an 8-bit, 5 volt A / D converter 200 contained in microprocessor U2. A / D converter 200 is shown in FIG. It is desirable to use the system of the present invention in order to be able to measure line currents that vary over a wide range depending on the application. For example, some stages may require measuring line currents as high as 1,200 amps, while others may want to measure line currents of 10 amps or less. In order to widen the dynamic range of the system, the microprocessor U2 extends the 8-bit output, which is a predetermined bit of the built-in A / D converter 200, to 12 bits.

説明の便宜上、以上に述べた動作を検知変流器62A及
び抵抗器R101に関連する図示例で詳述する。なお、変流
器62Bと抵抗器R102,及び変流器62Cと抵抗器103もそれぞ
れ同様に利用できる。また、すべての電流関数に対応し
て が成立する。変流器62Aにおけるエア・ギャップ111の長
さ12が特定用途に対して一定である（あるいは第18図の
変流器62Sが使用される）と仮定し、ｉ（ｔ）が正弦
波、即ち、 I L1 sin ωｔであると仮定すれば、方程式（１）によ
って定義された変流器の出力電圧は下記方程式（５）に
示すような形に書き直すことができる。For convenience of explanation, the above-described operation will be described in detail with reference to the illustrated example relating to the detection current transformer 62A and the resistor R101. Note that the current transformer 62B and the resistor R102, and the current transformer 62C and the resistor 103 can be similarly used. Also, for all current functions Holds. Assuming that the length 12 of the air gap 111 in the current transformer 62A is constant for a particular application (or that the current transformer 62S of FIG. 18 is used), i (t) is a sine wave, ie, , I L1 sin ωt, the output voltage of the current transformer defined by equation (1) can be rewritten as shown in equation (5) below.

出力電圧e0（ｔ）は抵抗R101に印加されて、方程式
（６）に従って積分コンデンサC101の充電電流iCHに変
換される。これを単位振幅（P.U.）で表わしたものをグ
ラフで示したが第25B図である。 The output voltage e0 (t) is applied to the resistor R101, and is converted into the charging current iCH of the integrating capacitor C101 according to equation (6). FIG. 25B shows this as a unit amplitude (PU) in a graph.

積分コンデンサC101の充電電流iCHは線電流そのもの
ではなく線電流iL1の導関数に比例する。その結果、方
程式（７）から明らかなように、負の半サイクル中に流
れる充電電流iCH（ｔ）の結果存在する容量性素子C101
の電圧VC101は次のように表わすことができる。 The charging current iCH of the integrating capacitor C101 is proportional to the derivative of the line current iL1, not the line current itself. As a result, as is apparent from equation (7), the capacitive element C101 present as a result of the charging current iCH (t) flowing during the negative half cycle
Can be expressed as follows.

VC101＝−K7 I L1 sin ωｔ （８） 方程式（８）は方程式（７）をより簡単な形で表わし
たものである。I L1 sin ωｔをパー・ユニット（P.
U.）で表わしたものをグラフで示すのが第25A図であ
る。コンデンサC101によって積分されたのちのi L1 si
n ωｔの導関数、即ち、単位振幅（P.U.）で表わした −K7 I L1 sin ωｔを組込んだのが第25C図である。容
量性素子C101の充電電流iCHは伝送ゲートU101の出力端
子axから来る。この電流はaOR入力端子から伝送ゲートU
101に供給され、伝送ゲートU101のA,B,C制御端子におけ
る該当信号に従って選択される（表２参照）。同様に、
変流器62Bから電流はbOR−bX端子を選択することによっ
て利用でき、変流器62Cからの電流はcOR−cx端子を選択
することに利用できる。端子ax,bx,cxは一括されて単一
リードを形成し、積分コンデンサC101に充電電流を供給
する。前記単一リードは伝送ゲートU102のay及びcx端子
と接続する。伝送ゲートU102のax端子は接地しており、
aOR共通端子はコンデンサC101の一方の側と接続する。c
OR端子はコンデンサC101の他方の側と接続する。伝送ゲ
ートU102のbx端子は演算増幅器U103の負の入力端子と接
続し、連携のbOR共通端子は演算増幅器U103の出力と接
続する。常態では、ダイオード回路CR101−CR103は積分
動作中、積分電流ICHの正の半サイクルがダイオードCR1
01,CR102及び演算増幅器U103の出力を含むブリッジ回路
を介して積分コンデンサC101をバイパスし、負の半サイ
クルが容量性素子C101を該当の半サイクルのピーク値ま
で充電するように構成されている。容量性素子C101は次
第に高い電圧値まで繰返し充電され、毎回の充電電圧値
は充電電流負半サイクルのピーク値に相当する。 VC101 = −K7 I L1 sin ωt (8) Equation (8) is a simpler representation of equation (7). I L1 sin ωt is converted to par unit (P.
FIG. 25A shows what is represented by U.) in a graph. I L1 si after integration by capacitor C101
FIG. 25C incorporates the derivative of nωt, ie, −K7 I L1 sin ωt expressed in unit amplitude (PU). The charging current iCH of the capacitive element C101 comes from the output terminal ax of the transmission gate U101. This current flows from the aOR input terminal to the transmission gate U
The signal is supplied to the transmission gate U101, and is selected according to the corresponding signal at the A, B, and C control terminals of the transmission gate U101 (see Table 2). Similarly,
Current from current transformer 62B is available by selecting the bOR-bX terminal, and current from current transformer 62C is available to select the cOR-cx terminal. The terminals ax, bx, cx are collectively formed as a single lead, and supply a charging current to the integrating capacitor C101. The single lead connects to the ay and cx terminals of transmission gate U102. The ax terminal of transmission gate U102 is grounded,
The aOR common terminal is connected to one side of the capacitor C101. c
The OR terminal is connected to the other side of the capacitor C101. The bx terminal of the transmission gate U102 is connected to the negative input terminal of the operational amplifier U103, and the associated bOR common terminal is connected to the output of the operational amplifier U103. Under normal conditions, the diode circuits CR101 to CR103 operate during the integration operation, and the positive half cycle of the integration current ICH is set to the diode CR1.
The integration capacitor C101 is bypassed via a bridge circuit including the outputs of 01, CR102 and the operational amplifier U103, so that the negative half cycle charges the capacitive element C101 to the peak value of the corresponding half cycle. The capacitive element C101 is repeatedly charged up to a gradually higher voltage value, and each time the charging voltage value corresponds to the peak value of the negative half cycle of the charging current.

演算増幅器U103の負及び正入力端子間に0.25ミリボル
ト程度の小さい電圧が存在することは珍しくない。増幅
器U103に対するゼロの正味入力オフセット電圧、即ち、
充電電流iCHを形成するため容量性素子C102を周期的に
前記電圧値の負に充電する。It is not uncommon for a voltage as low as 0.25 millivolts to exist between the negative and positive input terminals of operational amplifier U103. Zero net input offset voltage to amplifier U103, i.e.,
To form the charging current iCH, the capacitive element C102 is periodically charged to the negative value of the voltage value.

容量性素子C101及びマイクロプロセッサU2を含む上記
積分回路と連携して行われる“RANGE"アルゴリズムを第
22,23及び25図に示す例に沿って説明する。線電流を検
知するダイナミック・レンジが重要であることはいうま
でもない。ただし、第23図から明らかなように、マイク
ロプロセッサU2に内蔵されるA/Dコンバータ200には信頼
すべきデジタル出力数が保証される入力電圧上限があ
る。本発明の好ましい実施例の場合、A/Dコンバータ200
はマイクロプロセッサU2のメモリに配置されたアキュム
レータまたは記憶装置202の最初の８つの場所204に供給
される８ビット信号を形成するために＋５ボルトまでの
入力電圧を許容することができる。この場合、５ボルト
の上限入力はアキュムレータ202の部分204の８つの場所
すべてのデジタル数に対応する10進数256によって表わ
される。The “RANGE” algorithm performed in cooperation with the integration circuit including the capacitive element C101 and the microprocessor U2
The description will be made with reference to the examples shown in FIGS. It goes without saying that the dynamic range for detecting the line current is important. However, as is clear from FIG. 23, the A / D converter 200 built in the microprocessor U2 has an input voltage upper limit at which a reliable number of digital outputs is guaranteed. In the preferred embodiment of the present invention, the A / D converter 200
Can allow input voltages up to +5 volts to form an 8-bit signal that is provided to the first eight locations 204 of an accumulator or storage device 202 located in the memory of microprocessor U2. In this case, the 5 volt upper limit input is represented by a decimal number 256 corresponding to a digital number in all eight locations of portion 204 of accumulator 202.

第25B図は電流i L1 sin ωｔの経時的振幅変化を示
す典型的なグラフである。第25A図のグラフは第25B図の
線電流の導関数である充電電流iCHを示す。また、第25A
図は電流の負半サイクルだけが積分されることを示す。
第25B図では３通りの例として適当な振幅基準220,230,2
40を取り、それぞれの１単位振幅、1/2単位振幅及び２
単位振幅の差を図示した。第25A図のグラフにおける振
幅220A,230A及び240Aは第25B図に示した曲線における単
位振幅とそれぞれ対応する。同様に、例１及び例２とし
て２つの曲線230B及び220Bを図示した。第25C図の246は
５ボルトの最大入力電圧である。連続する32の半サイク
ルに亘って各半サイクルごとに第22図のアルゴリズムが
行われる。この時間インターバル中の各半サイクルはHC
YCLEとして記憶されている数で識別される。半サイクル
2,4,8,16及び32はそれぞれ先行の半サイクルの２倍の積
分インターバルを表わす。アルゴリズムが電圧VC101を
再評価するのはこれらの規定インターバルが終った時点
である。FIG. 25B is a typical graph showing a change in current i L1 sin ωt with time. The graph in FIG. 25A shows the charging current iCH which is the derivative of the line current in FIG. 25B. Also, 25A
The figure shows that only the negative half cycle of the current is integrated.
FIG. 25B shows three examples of suitable amplitude references 220, 230, 2
Take 40, each 1 unit amplitude, 1/2 unit amplitude and 2
The difference in unit amplitude is illustrated. The amplitudes 220A, 230A and 240A in the graph of FIG. 25A correspond to the unit amplitudes in the curve shown in FIG. 25B, respectively. Similarly, two curves 230B and 220B are shown as Examples 1 and 2. Reference numeral 246 in FIG. 25C is the maximum input voltage of 5 volts. The algorithm of FIG. 22 is performed every half cycle over 32 consecutive half cycles. Each half cycle during this time interval is HC
Identified by the number stored as YCLE. Half cycle
2,4,8,16 and 32 each represent twice the integration interval of the preceding half cycle. It is at the end of these specified intervals that the algorithm reevaluates the voltage VC101.

32インターバル中のサイクルごとに入力信号が反復す
るものと仮定する。その場合、HCYCLE＝2,4,8,16または
32で表わされるインターバルの終りにおける電圧VC101
は先行インターバルの終りにおけるサイズの２倍とな
る。従って、もし先行インターバルにおけるA/D変換の
結果が2.5ボルト以上のVC101値に対応する80H以上なら
ば、現インターバルにおけるVC101は５ボルト以上とな
り、A/D変換の結果は無効となる。A/Dコンバータは５ボ
ルト以上の値をデジタル化できないからである。従っ
て、先行の結果が80H以上なら、アルゴリズムはこの結
果を実行可能な最良のA/D変換として保持する。Assume that the input signal repeats every cycle during 32 intervals. In that case, HCYCLE = 2,4,8,16 or
Voltage VC101 at the end of the interval represented by 32
Is twice the size at the end of the preceding interval. Therefore, if the result of the A / D conversion in the preceding interval is 80H or more corresponding to the VC101 value of 2.5 volts or more, the VC101 in the current interval becomes 5 volts or more and the result of the A / D conversion becomes invalid. This is because A / D converters cannot digitize values greater than 5 volts. Therefore, if the previous result is 80H or more, the algorithm keeps this result as the best feasible A / D conversion.

逆に先行A/D変換が80H以下なら、有効なA/D変換を行
うことができると考えてもよい。現時点における信号が
先行値の２倍以上ではあり得ず、未だ５ボルト以下だか
らである。先行のA/D変換よりも現在実行中のA/D変換は
変換される信号の大きさが２倍であり、ビット数の大き
い分解能が得られるという点で有利である。Conversely, if the preceding A / D conversion is 80H or less, it may be considered that effective A / D conversion can be performed. This is because the signal at the present time cannot be more than twice the preceding value and is still less than 5 volts. The A / D conversion that is currently being performed is more advantageous than the preceding A / D conversion in that the size of the signal to be converted is twice as large and a resolution with a large number of bits can be obtained.

A/D変換の結果が80H以上であることが判明したら、A/
D変換が行われたインターバルを考慮して調整しなけれ
ばならない。左シフト動作188がこの機能を行う。例え
ば、インターバル４の終りに得られる結果80Hはインタ
ーバル８の終りに結果80Hを生む入力信号の２倍の大き
さを有する入力信号の結果である。従って、インターバ
ル４の結果を左シフトすることでこの結果がインターバ
ル８の終りまでに２倍になる。32半サイクルの終りに第
23図のアキュムレータ202に含まれている12ビット回答
は測定中の線を流れる電流の値の少なくとも近似値を表
わす。接触器10を制御するためにマイクロプロセッサU2
が既に述べた、また、さらに詳しく後述する態様で利用
するのがこの値である。HCYCLE33において、次に変流器
62BBに関して、さらに62Cに関して利用されるように全
プロセスがあらためて初期設定される。この初期設定が
マイクロプロセッサU2によって公知の態様で周期的に繰
返されることはいうまでもない。If the result of A / D conversion is found to be 80H or more,
It must be adjusted to take into account the interval at which the D conversion took place. A left shift operation 188 performs this function. For example, the result 80H obtained at the end of interval 4 is the result of an input signal having twice the magnitude of the input signal that produced the result 80H at the end of interval 8. Thus, by shifting the result of interval 4 to the left, this result is doubled by the end of interval 8. At the end of the 32 half cycle
The 12-bit answer contained in accumulator 202 of FIG. 23 represents at least an approximation of the value of the current flowing through the line being measured. Microprocessor U2 to control contactor 10
It is this value that is used in the manner already described and described in more detail below. In HCYCLE33, next
For 62BB, the entire process is reinitialized to be utilized for 62C. It goes without saying that this initialization is periodically repeated in a known manner by the microprocessor U2.

第25C図の直線220Bは第25A図の電流iCHの積分と共に
電圧VC101が増大することを示す。充電電流iCHの正半サ
イクルでは積分が行われず、負半サイクルごとに負のCO
S曲線を画く積分が行われる。これらの積分値が累算さ
れて電圧VC101を形成する。従って、33半サイクルに亘
って容量性素子C101がゼロに放電されるまでは、32半サ
イクルで表わされる時間に亘ってサンプリングされる線
電流の値と共に増大する。The straight line 220B in FIG. 25C indicates that the voltage VC101 increases with the integration of the current iCH in FIG. 25A. No integration is performed in the positive half cycle of the charging current iCH, and a negative CO
An integration is performed to draw an S-curve. These integrals are accumulated to form voltage VC101. Thus, until the capacitive element C101 is discharged to zero for 33 half cycles, it increases with the value of the line current sampled for a time represented by 32 half cycles.

次に第22,24,25及び26図に沿って例１に関するアキュ
ムレータの態様を説明する。例C101を充電させてコンデ
１ではコンデンサンサ電圧VC101を発生させるために1/2
単位振幅の充電電流iCH230aを利用する。この電圧のプ
ロフィルを略示したのが第5C図の230bである。この電圧
は“RANGE"アルゴリズムにより第22図の機能ブロック18
4に従ってサンプリングされる。“2",“4",“8",“16"
及び“32"HCYCLEベンチマークにおいて、“RANGE"アル
ゴリズムは第22図の機能ブロック186に記入されている
ように、先行A/D変換結果が80ヘックス以上であるかど
うかを判定する。80ヘックスはデジタル数128に等し
い。この質問に対する回答が“ノー”なら、A/Dコンバ
ータ200の入力AN1に存在するアナログ電圧VC101は第22
図の機能ブロック192に示すように、また、第26図にグ
ラフで示すようにデジタル化され、記憶される。HCYCLE
が１だけ増分され、ルーチンが再開される。先行A/D変
換結果が80ヘックス以下である限り、本発明の“左シフ
ト”技術を利用する必要はない。従って、第26図の例１
はレフト・シフト技術の利用を必要としないサンプリン
グ・ルーチンを示す。即ち、第26図の例１においては、
HCYCLE＝２においてA/Dコンバータ200の入力端子AN1に
0.2ボルトが得られ、これが10進数10に相当する２進数
にデジタル化される。この２進数はメモリ部分204の
“2"及び“8"位置にデジタル１を、他のすべてのビット
位置にデジタル０を有する。“HCYCLE 4"はアナログ電
圧0.4ボルトをデジタル化して、メモリ部分204の“16"
及び“4"ビット位置にデジタル１を、他のすべての位置
にデジタル０を有する10進数20を形成する。“HCYCLE8"
において0.8ボルトをデジタル化して、メモリ部分204の
“32"及び“8"位置にデジタル１を有する10進数40に相
当する２進数を形成する。“HCYCLE16"において1.6ボル
トをデジタル化して、10進数81を表わすデジタル数を形
成する。このデジタル数はメモリ部分204の“64"及び
“8"位置にデジタル１を有する。成する。最後に“HCYC
LE＝32"において、3.2ボルトをデジタル化して、10進数
163に相当するデジタル数を形成する。デジタル数がア
キュムレータ204の“128",“32",“2"及び“1"ビット位
置にデジタル１を有する場合、この時点で例１に関する
“RANGE"アルゴリズムは完了したことになる。既に述べ
たように、“RANGE"アルゴリズムは左シフトを必要とす
る機能ブロック188へは進まない。ただし、例２及び例
３に関連して後述するように、左シフトを利用しなけれ
ばならない場合がある。Next, an embodiment of the accumulator according to Example 1 will be described with reference to FIGS. 22, 24, 25 and 26. Example In order to charge capacitor C101 and generate capacitor voltage VC101 in capacitor 1,
The charging current iCH230a having a unit amplitude is used. An outline of this voltage profile is shown at 230b in FIG. 5C. This voltage is obtained by the "RANGE" algorithm using the function block 18 in FIG.
Sampled according to 4. “2”, “4”, “8”, “16”
In the "32" HCYCLE benchmark, the "RANGE" algorithm determines whether the preceding A / D conversion result is greater than or equal to 80 hexes, as noted in function block 186 of FIG. 80 hexes is equal to 128 digital numbers. If the answer to this question is "No", the analog voltage VC101 present at the input AN1 of the A / D converter 200
It is digitized and stored as shown in functional block 192 of the figure and as shown graphically in FIG. HCYCLE
Is incremented by one and the routine is restarted. As long as the preceding A / D conversion result is less than 80 hexes, there is no need to use the "left shift" technique of the present invention. Therefore, Example 1 in FIG.
Indicates a sampling routine that does not require the use of the left shift technique. That is, in Example 1 of FIG. 26,
When HCYCLE = 2, input terminal AN1 of A / D converter 200
0.2 volts is obtained, which is digitized to a binary number equivalent to the decimal number 10. This binary number has a digital one in the "2" and "8" positions of the memory portion 204 and a digital zero in all other bit positions. “HCYCLE 4” digitizes the analog voltage 0.4 volts and “16”
And a decimal 20 with a digital one in the "4" bit position and a digital zero in all other positions. “HCYCLE8”
Digitizes 0.8 volts to form a binary number equivalent to a decimal number 40 with a digital one at the "32" and "8" locations of the memory portion 204. Digitize 1.6 volts in "HCYCLE16" to form a digital number representing 81 decimal. This digital number has a digital one in the "64" and "8" locations of the memory portion 204. To achieve. Finally, “HCYC
At LE = 32 ", digitize 3.2 volts, decimal number
Form a digital number equivalent to 163. If the digital number has a digital one in the "128", "32", "2" and "1" bit positions of accumulator 204, the "RANGE" algorithm for Example 1 has now been completed. As already mentioned, the "RANGE" algorithm does not proceed to function block 188, which requires a left shift. However, a left shift may need to be used, as described below in connection with Examples 2 and 3.

次に第22,24,25及び27図を参照して、容量性素子C101
中に電圧VC101を発生させるのに１単位振幅の充電電流i
CH220aが利用される例２を説明する。発生する電圧をHC
YCLEと対比して描いたのが第25C図における220bであ
る。ここでも第22図の“RANGE"アルゴリズムが利用され
る。例１の場合と同様に、“2",“4",“8",“16"及び
“32"HCYCLEサンプルにおいてメモリ場所202が更新され
るように“RANGE"アルゴリズムが利用される。“2"HCYC
LEサンプルにおいて0.4ボルトをデジタル化して10進数2
0に相当するデジタル数をアキュムレータ202の部分204
に形成する。このデジタル数は部分204の“16"及び“4"
ビット位置にデジタル１を、他のすべてのビット位置に
デジタル０を有する。HCYCLE＝４において0.8ボルトを
デジタル化して10進数40に担当するデジタル数を形成す
る。このデジタル数はアキュムレータ202の部分204の
“32"及び“8"ビット位置にデジタルを有する。HCYCLE
＝８において、1.6ボルトをデジタル化して、10進数81
に相当するデジタル数をアキュムレータ202の部分204に
形成する。このデジタル数はビット位置“64",“16"及
び“1"にデジタルまたは論理１を有する。HCYCLE＝16に
おいて、3.2ボルトをデジタル化して10進数163に相当す
るデジタル数をアキュムレータ202の部分204に形成す
る。このデジタル数はビット位置“128",“32",“2"及
び“1"にデジタル１を有する。HCLYCLE＝32において“R
ANGE"アルゴリズムは機能ブロック186を利用することに
より、先行のA/D変換結果として80ヘックスよりも大き
いデジタル数が形成されたことを判断する。従って、こ
こで初めて機能ブロック188が利用され、“左シフト”
が行われる。その結果、A/Dコンバータ200の入力にデジ
タル化すべき電圧として6.4ボルトが存在するにもかか
わらず、入力におけるアナログ数がこのように大きけれ
ばA/Dコンバータの出力に信頼を置けないというだけの
理由からデジタル化は行われず、先行の3.2ボルト・ア
ナログ信号のデジタル化中アキュムレータ200の部分204
に記憶されたデジタル数を、デジタル数の各ビットごと
に１桁左へシフトするだけで、10進数326に相当する新
しいデジタル数を形成する。この新しいデジタル数は第
27図に示すようにアキュムレータ202のスピル・オバー
部分206の一部を利用する。新しいデジタル数は拡張さ
れたアキュムレータ202の“256",“64",“4"及び“2"ビ
ット位置にデジタル１を有する。第27図の“32"HCYCLE
位置におけるデジタル数がHCYCLE場所“16"に示すデジ
タル数と同じであるが１ビット位置だけ左へシフトして
いる。この例は左シフト技術の態様を示している。第32
番目のHCYCLEの終りにアキュムレータ202に記憶される
数は接触器10の過負荷継電部60′において測定された線
電流1L1（ｔ）を示す。Next, referring to FIGS. 22, 24, 25 and 27, the capacitive element C101
1 unit amplitude charging current i to generate voltage VC101 during
Example 2 in which CH220a is used will be described. Generated voltage is HC
220b in FIG. 25C is drawn in comparison with YCLE. Here, too, the "RANGE" algorithm of FIG. 22 is used. As in Example 1, the "RANGE" algorithm is used to update memory location 202 at "2", "4", "8", "16" and "32" HCYCLE samples. “2” HCYC
Digitize 0.4 volts in LE sample to decimal 2
The digital number corresponding to 0 is stored in the part 204 of the accumulator 202.
Formed. This digital number is the "16" and "4" of part 204
It has digital ones in bit positions and digital zeros in all other bit positions. At HCYCLE = 4, digitize 0.8 volts to form a digital number assigned to decimal number 40. This digital number has a digit in the "32" and "8" bit positions of portion 204 of accumulator 202. HCYCLE
= 8, digitized 1.6 volts, decimal 81
Is formed in the portion 204 of the accumulator 202. This digital number has a digital or logic one in bit positions "64", "16" and "1". At HCYCLE = 16, 3.2 volts is digitized to form a digital number corresponding to the decimal number 163 in the portion 204 of the accumulator 202. This digital number has a digital one at bit positions "128", "32", "2" and "1". When HCLYCLE = 32, "R
The "ANGE" algorithm uses function block 186 to determine that the preceding A / D conversion resulted in a digital number greater than 80 hexes. Thus, for the first time, function block 188 was used, Shift left
Is performed. As a result, despite the presence of 6.4 volts as a voltage to be digitized at the input of A / D converter 200, this large number of analogs at the input simply makes the output of the A / D converter unreliable. Digitization is not performed for reasons and during the digitization of the preceding 3.2 volt analog signal, part 204 of accumulator 200
Is simply shifted left by one digit for each bit of the digital number to form a new digital number corresponding to decimal number 326. This new digital number is
As shown in FIG. 27, a part of the spillover portion 206 of the accumulator 202 is used. The new digital number has a digital one in the "256", "64", "4" and "2" bit positions of the expanded accumulator 202. “32” HCYCLE in Fig. 27
The digital number at the position is the same as the digital number shown at HCYCLE location "16", but shifted left by one bit position. This example illustrates aspects of the left shift technique. No. 32
The number stored in accumulator 202 at the end of the HCYCLE indicates the line current 1L1 (t) measured at overload relay 60 'of contactor 10.

第22,24,25及び28図に沿って左シフト技術の第３例を
説明する。例３では、電圧VC101を得るために第25B図に
240aで示す２単位振幅充電電流iCHをコンデンサC101に
よって積分する。この電圧は例１及び２に関連して第25
C図に示したのと同様の出力プロフィルを呈するが、第2
5C図に例３として略示するような勾配を示す。混乱を避
けるため、電圧間のステップ状の関係を無視する。しか
し、例１及び例２の場合とほとんど同様に例３でもステ
ップ状の電圧が存在する。例３の場合、“RANGE"アルゴ
リズムはHCYCLE＝“2",“4"及び“8"においてサンプリ
ングし、適切なA/D変換を行うことによりアキュムレー
タ202の部分204を更新する。ただし、HCYCLEサンプル
“16"及び“32"においてアキュムレータ202の部分はA/D
変換によってではなく、場所204に記憶されている先行
情報の連続する２回の逐次的な左シフトによって更新さ
れる。A/D変換しても“16"及び“32"におけるサンプリ
ングについて信頼し得る結果が得られないことは明白で
ある。具体的には、HCYCLE＝“2"において、0.8ボルト
をデジタル化して10進数40に相当するデジタル数を形成
する。このデジタル数はアキュムレータ202の部分204の
“32"及び“8"ビット位置にデジタル数１を有する。
“4"HCYCLEサンプルにおいては、1.6ボルトをデジタル
化して10進数81に相当するデジタル数を形成する。この
デジタル数はアキュムレータ202の部分204の“64",“1
6"及び“1"ビット位置にデジタル数１を有する。HCYCLE
＝８においては、3.2ボルトをデジタル化して10進数163
に相当するデジタル数を形成する。このデジタル数はア
キュムレータ202の部分204の“128",“32",“2"及び
“1"ビット位置にデジタル１を有する。HCYCLE＝16にお
いて、“RANGE"アルゴリズムは（デジタル数163に相当
する）先行A/D変換結果が80ヘックスよりも大きく、従
って、アキュムレータ202がA/Dコンバータ200の入力に
おける電圧をA/D変換することによってではなく、HCYCL
E＝“8"サンプル完了の結果としてアキュムレータ202に
既に記憶されているデジタル情報を１ビットだけ左シフ
トすることによって更新されることを認識する。その結
果、“16"HCYCLEサンプルで10進数326に相当するデジタ
ル数が形成される。これは既にアキュムレータに記憶さ
れている情報を１ビットだけ左方へシフトすることによ
って達成される。これにより、上記デジタル数はアキュ
ムレータ202のスピルオバー部分206の１ビット位置へあ
ふれる。この新しいデジタル数はアキュムレータ202の
“256",“64",“4"及び“2"ビット位置にデジタル１を
有する。HCYCLE＝“3"サンプルにおいて、既にアキュム
レータ202に記憶されている数をアキュムレータ202内で
もう一度左シフトすることにより、スピルオバー部分20
6に２つの場所を占めると共に部分204の８つの場所すべ
てを占めるようにする。この新しいデジタル数は10進数
652に相当し、“512"位置、“128"位置、“8"ビット位
置及び“4"ビット位置にデジタル１を有する。この数を
利用することにより、過負荷継電盤60を介して測定され
る線電流を表わすと共に、アキュムレータ202に記憶さ
れている値を上記態様で利用することにより接触器また
は制御器10による諸機能を行わせる。A third example of the left shift technique will be described with reference to FIGS. 22, 24, 25 and 28. In Example 3, in order to obtain the voltage VC101, FIG.
The two-unit amplitude charging current iCH indicated by 240a is integrated by the capacitor C101. This voltage is the 25th voltage in connection with Examples 1 and 2.
It has an output profile similar to that shown in FIG.
FIG. 5C shows a gradient schematically shown as Example 3. To avoid confusion, ignore the step-like relationship between voltages. However, almost the same as in Examples 1 and 2, Example 3 has a step-like voltage. In the case of Example 3, the "RANGE" algorithm updates the portion 204 of the accumulator 202 by sampling at HCYCLE = "2", "4" and "8" and performing the appropriate A / D conversion. However, in the HCYCLE samples “16” and “32”, the accumulator 202 part is A / D
It is updated by two consecutive successive left shifts of the preceding information stored at location 204, rather than by a transformation. It is clear that A / D conversion does not give reliable results for sampling at "16" and "32". Specifically, at HCYCLE = "2", 0.8 volts is digitized to form a digital number equivalent to a decimal number 40. This digital number has a digital number 1 in the "32" and "8" bit positions of portion 204 of accumulator 202.
In the "4" HCYCLE sample, 1.6 volts is digitized to form a digital number equivalent to 81 decimal. This digital number is represented by “64”, “1” in the part 204 of the accumulator 202.
HCYCLE has a digital number 1 in the 6 "and" 1 "bit positions.
At = 8, 3.2 volts is digitized to 163 decimal
To form a digital number corresponding to This digital number has a digital one in the "128", "32", "2" and "1" bit positions of portion 204 of accumulator 202. At HCYCLE = 16, the “RANGE” algorithm has a leading A / D conversion result (corresponding to 163 digital numbers) greater than 80 hexes, so that the accumulator 202 converts the voltage at the input of the A / D converter 200 to A / D conversion. Not by HCYCL
E = “8” It is recognized that the digital information already stored in the accumulator 202 is updated by left shifting by one bit as a result of the sample completion. As a result, a digital number corresponding to the decimal number 326 is formed by “16” HCYCLE samples. This is achieved by shifting the information already stored in the accumulator one bit to the left. This causes the digital number to overflow to the 1-bit position of the spillover portion 206 of the accumulator 202. This new digital number has a digital one in the "256", "64", "4" and "2" bit positions of the accumulator 202. In HCYCLE = “3” samples, the number already stored in accumulator 202 is left-shifted again in accumulator 202 so that spillover portion 20
6 occupies two locations and occupies all eight locations in portion 204. This new digital number is a decimal number
It corresponds to 652, and has a digital 1 at “512” position, “128” position, “8” bit position and “4” bit position. Utilizing this number represents the line current measured through the overload relay panel 60, while utilizing the values stored in the accumulator 202 in the manner described above to provide various values by the contactor or controller 10. Perform a function.

再び第7A乃至7D図を参照してスイッチSW101及び８ビ
ット静止シフトレジスタU104に関連する装置及び方法を
説明する。スイッチSW101の入力H0乃至H4は上記システ
ムによって検出される全負荷電流の究極値に関して判断
しかつ演算するためマイクロプロセッサU2が読取ること
のできるデジタル数をプログラムするスイッチ構成を表
わしている。これらのスイッチ値及び“AM",“CO",“C
1"と連携するスイッチ値はA,B,C入力信号によって与え
られる入力情報に対応して線SWに現われる信号の一部と
してマイクロプロセッサU2によって逐次的に読取られ
る。ヒーター・スイッチ構成を利用することにより、２
進方式にプログラムされている４つのヒーター・スイッ
チH0乃至H3で16通りの究極的な引はずし値を選択するこ
とができる。これらのスイッチは公知の機械的ヒーター
に代わってモータ過負荷範囲を調整する。また、モータ
・クラスを入力するのに利用される２つの入力C0及びC1
をも設ける。クラス10のモータならば10秒間のロータ・
ロック状態に耐えて損傷せず、クラス20のモータならば
20秒間の、クラス30のモータならば30秒間のロータ・ロ
ック状態に耐え得る。ロータ・ロック状態における電流
は正常電流の６倍と想定する。Referring again to FIGS. 7A through 7D, the apparatus and method associated with switch SW101 and 8-bit static shift register U104 will be described. Inputs H0 through H4 of switch SW101 represent a switch configuration that programs a digital number readable by microprocessor U2 to determine and operate on the ultimate value of the total load current detected by the system. These switch values and “AM”, “CO”, “C
The switch value associated with 1 "is read sequentially by microprocessor U2 as part of the signal appearing on line SW corresponding to the input information provided by the A, B, C input signals. Utilizing a heater switch configuration By the way, 2
With four heater switches H0 to H3 programmed in hexadecimal, 16 ultimate trip values can be selected. These switches adjust the motor overload range instead of the known mechanical heater. Also, two inputs C0 and C1 used to input the motor class
Is also provided. 10 second rotor for class 10 motor
If the motor is a class 20 motor that can withstand the lock state and is not damaged
A 20 second Class 30 motor can withstand a 30 second rotor lock condition. The current in the rotor locked state is assumed to be six times the normal current.

再び第7A及び7B図，第11及び29図を参照して、“RU
N",“START"及び“RESET"入力に現われる真入力信号を
偽入力信号とを弁別する装置及び方法を説明する。第11
図には継電盤28の端子ブロックJ1における“E"及び“P"
端子と接続する入力線間に分布寄生キャパシタンスCLL
を示した。このキャパシタンスは押ボタン“STOP",“ST
ART"及び“RESET"と端子ブロックJ1との間に極めて長い
入力線が存在するために生ずると考えられる。同様のキ
ャパシタンスは第11図に示すその他の線の間にも存在す
る可能性がある。寄生キャパシタンスは入力線間で信号
を結合するという好ましくない作用を有し、その結果、
押ボタン“STOP",“START"及び“RESET"が実際には開い
ている時にあたかも閉状態にあるかの如く指示する真信
号としてマイクロプロセッサU2が誤認する偽信号が発生
する。従って、下記装置の目的は上記入力線に現われる
真信号と偽信号とを区別することにある。分布寄生キャ
パシタンスCLLを通って流れる容量性電流iCLLは前記キ
ャパシタンス中の、即ち、端子“E"及び“P"間の電圧に
先行する。第29図（ａ）はマイクロプロセッサU2によっ
て受信される切頭形のVLINEを示す。第29図（ｃ）は疑
似電流iCLLが抵抗素子R3、容量性素子C4及び回路U1のRU
N入力端子における内部インピーダンスを流れた結果、
マイクロプロセッサU2の例えば端子B41に現われる電圧
を示す。電圧の偽指示であるこの電圧VRUN（Ｆ）は電圧
VLINEに値γだけ先行する。もし容量性素子CX,C4が互い
に異なると、具体的には容量性素子CXが容量性素子C4よ
りも大きければ、真VRUN信号VRUN（Ｔ）、即ち、第11図
に示すようにSTOPスイッチを閉じることによって発生す
る信号は電圧VLINEとほぼ同相となる。両者の差は容量
性素子CX及びC4のキャパシタンス差に起因する差でけで
ある。もし容量性素子CXが容量性素子C4よりも小さけれ
ば、この差により真電圧VRUN（Ｔ）は第29図（ｂ）に示
すように量ΔだけVLINEより遅れる。従って、マイクロ
プロセッサU2は電圧VLINEが状態を変える、即ち、第29
図（ａ）の変化点“UP"及び“DOWN"を通過したのちΔま
たはそれ以下の短い時間内に電圧VLINEを入力端子B41の
電圧と比較しなければならない。端子B41に現われる電
圧のデジタル値がこの時点における電圧VLINEと連携す
るデジタル値とは反対極性のデジタル信号ならば、この
信号は第29図（ｂ）に示すような真信号である。もし極
性が同じなら、第29図（ｃ）に示すような偽信号であ
る。即ち、例えば、電圧VLINEを時点“UP"に続く時間Δ
以内に測定し、端子B41に現われる電圧と比較し、端子B
41の電圧がデジタル０なら、端子B41の電圧信号は真信
号である。しかし、電圧信号がデジタル１なら、端子B4
1に現われる電圧信号は偽信号である。容量性素子CX及
びC4の値を適当に設定することにより、真信号が線電圧
に先行する量、即ち、遅延量Δを変化させることができ
る。Δの値は値γよりも小さいから、サンプリングまた
は比較インターバル中に偽信号の符号が基準電圧の符号
と異なることもあり得ない。Referring again to FIGS. 7A and 7B and FIGS. 11 and 29, the "RU
An apparatus and method for discriminating true input signals appearing at the N "," START "and" RESET "inputs from false input signals is described.
In the figure, “E” and “P” in the terminal block J1 of the relay board 28 are shown.
Distributed parasitic capacitance CLL between input terminal and input line
showed that. This capacitance is determined by the pushbutton “STOP”, “ST
It is likely that there is a very long input line between "ART" and "RESET" and terminal block J1. A similar capacitance may exist between the other lines shown in FIG. Parasitic capacitance has the undesirable effect of coupling signals between input lines,
When the push-buttons "STOP", "START" and "RESET" are actually open, a false signal is generated which is misidentified by the microprocessor U2 as a true signal indicating as if it were in the closed state. Accordingly, the purpose of the following device is to distinguish between a true signal and a false signal appearing on the input line. The capacitive current iCLL flowing through the distributed parasitic capacitance CLL precedes the voltage in said capacitance, ie between the terminals "E" and "P". FIG. 29 (a) shows a truncated VLINE received by microprocessor U2. FIG. 29 (c) shows that the pseudo current iCLL is equal to the resistance of the resistor R3, the capacitor C4 and the RU of the circuit U1.
As a result of flowing through the internal impedance at the N input terminal,
Indicates the voltage appearing at, for example, terminal B41 of microprocessor U2. This voltage VRUN (F), which is a false indication of voltage, is the voltage
Leads VLINE by the value γ. If the capacitive elements CX and C4 are different from each other, specifically, if the capacitive element CX is larger than the capacitive element C4, the true VRUN signal VRUN (T), that is, the STOP switch as shown in FIG. The signal generated by closing is approximately in phase with voltage VLINE. The difference between the two is the difference due to the difference in capacitance between the capacitive elements CX and C4. If the capacitive element CX is smaller than the capacitive element C4, this difference causes the true voltage VRUN (T) to lag VLINE by an amount Δ as shown in FIG. 29 (b). Therefore, the microprocessor U2 determines that the voltage VLINE changes state, i.e.
After passing the transition points "UP" and "DOWN" in FIG. 7A, the voltage VLINE must be compared with the voltage of the input terminal B41 within a short time Δ or less. If the digital value of the voltage appearing at terminal B41 is a digital signal of the opposite polarity to the digital value associated with voltage VLINE at this point, this signal is a true signal as shown in FIG. 29 (b). If the polarities are the same, it is a false signal as shown in FIG. 29 (c). That is, for example, the voltage VLINE is changed to the time Δ
Within the measured voltage and compared with the voltage appearing at terminal B41.
If the voltage at 41 is digital 0, the voltage signal at terminal B41 is a true signal. However, if the voltage signal is digital 1, the terminal B4
The voltage signal appearing at 1 is a false signal. By appropriately setting the values of the capacitive elements CX and C4, the amount of the true signal preceding the line voltage, that is, the delay amount Δ can be changed. Since the value of Δ is smaller than the value γ, the sign of the false signal cannot differ from the sign of the reference voltage during the sampling or comparison interval.

第30図には第8,9及び10図にも示したプリント回路カ
ードの他の実施例を示す。第30図の実施例では、第8,9
及び10図に示した装置の素子と同じ素子にはダッシ
ュ（′）を添えた同じ参照記号を付してある。第8,9及
び10図の装置でははんだコネクタJ2をJ101及びJ102と接
続するのに平形コネクタ64を利用するが、第30図に示す
実施例では平形コネクタ64を使用せず、電気絶縁ベース
300を設け、これに雄プラグ・コネクタ303を配置する。
コネクタ303は過負荷継電盤60′上に図示されている。
プリント回路盤28′上には継電盤60′の雄コネクタ300
と対応する雌コネクタ302を設ける。雌コネクタ302はコ
ネクタ300の雄プラグ303と補完関係にある凹部または孔
304を有する。第31及び32図に関連して後述するよう
に、回路盤28′の支持をより確実にするため回路盤28′
に形成した適当な孔にはんだ付け挿着したピン318を介
してボビン32′が回路盤28′と接続する。第8,9及び10
図に示した実施例の場合と同様に、組立後、回路盤全体
を100′に治って折り、第31及び32図に図示し、かつこ
れらの図に関連して述べるような態様でコネクタ302を
コネクタ303と対応させる。また、別々に接触器と遠隔
制御通信素子との間の通信を可能にする別設の内部通信
回路（IUCOM）と接続するため端子ブロックJXを別設す
る。FIG. 30 shows another embodiment of the printed circuit card also shown in FIGS. In the embodiment shown in FIG.
And elements which are the same as those of the device shown in FIG. 10 are given the same reference symbols followed by a dash ('). 8, 9 and 10, the flat connector 64 is used to connect the solder connector J2 to J101 and J102, but the flat connector 64 is not used in the embodiment shown in FIG.
300 is provided, on which the male plug connector 303 is arranged.
Connector 303 is shown on overload relay panel 60 '.
Male connector 300 of relay board 60 'on printed circuit board 28'
And a corresponding female connector 302 is provided. Female connector 302 has a recess or hole complementary to male plug 303 of connector 300
Has 304. As will be described later in connection with FIGS. 31 and 32, the circuit board 28 '
The bobbin 32 'is connected to the circuit board 28' through a pin 318 soldered and inserted into a suitable hole formed in the circuit board 28 '. Nos. 8, 9, and 10
As in the embodiment shown in the figures, after assembly, the entire circuit board is healed to 100 'and folded, and the connector 302 is mounted in the manner shown in FIGS. Correspond to the connector 303. In addition, a terminal block JX is separately provided for connection to a separate internal communication circuit (IUCOM) that enables communication between the contactor and the remote control communication element.

第31及び32図には第１及び２図に示したのと同様の本
発明実施例を示す。この実施例では第１及び２図に示し
た装置の素子と全く同じかまたは同様の素子に、ダッシ
ュ（′）を添えた同じ参照符号を付してある。第１及び
２図の装置を構成する素子と全く同じかまたは同様の第
31及び32図の素子の協働、機能及び動作については第１
及び２図に関連の説明を参照されたい。継電盤60′及び
プリント回路盤28′はプラグ303が上述した態様で雌コ
ネクタ302と接続している組立完了状態で示してある。
即ち、雄コネクタ303が雌コネクタ302に挿入されてこれ
と電気的に接触することにより、継電盤60′の素子をプ
リント回路盤28′の素子と接続している。また、例えば
第31及び32図に示す継電盤60′は補足的な端子ブロック
JXが配設されているオフセット部を残して回路盤28′と
接続する。第31及び32図に示す実施例の場合、接触器は
端子ストラップ20′,24′，端子ラグ14′,16′，及び固
定接点22′,26′を保持するワンピース熱可塑絶縁ベー
ス12′を含む。適当なねじ400によって固定接点及び端
子ストラップをベースに固定する。ベース12′はまた、
詳しくは後述する可動接点46′,48′，クロスバー4
4′，スペーサまたはキャリア42′及びアーマチュア4
0′の位置ぎめ／案内システムとして作用する。過負荷
継電盤60′及びコイル制御盤28′は独特な態様でベース
12′内に支持される。具体的には、（特に第32図から明
らかなように）アーマチュア40′と全く同じかまたはこ
れと極めて類似した永久磁石またはスラグ36′はリップ
329を有し、これが保持ばねまたは保持部材316の作用下
にベース12′に設けた対応のリップ330に圧接させられ
る。この保持ばねはスラグまたは永久磁石36′をベース
12′に結合させる。スラグまたは永久磁石36′は（特に
第31図から明らかなように）第２リップ314を有し、該
リップはコイル集合体30′のボビン317を設けた対応の
リップ315に圧接する。ボビン317には保持ピン318が設
けられ、コイル制御盤28′にはんだ付けなどで固定され
ており、可撓電気絶縁材を含むコイル制御盤28′をその
中心部のいて固定的に支持する。コイル制御盤28′の隅
部は例えば320においてベース12′上に直接支持され
る。過負荷継電盤60′はピン及びコネクタ300,302,303
及び304の相互作用によりコイル制御盤28′上に垂直に
支持される。コイル集合体30′はその他端をキックアウ
トばね34′によって支持され、従って、ボビン317はば
ね34′の圧縮力により前記マグネット36′のリップ314
とベース12′の間に固定される。特に第32図から明らか
なように、ばね34′の頂部はキャリアまたはスペーサ4
2′の底部のリップ340に係留され、可動接点46′,48′
スペーサ42′及びアーマチュア40′を含む可動システム
の運動中、前記キャリアまたはスペーサと一体に移動す
る。FIGS. 31 and 32 show an embodiment of the invention similar to that shown in FIGS. In this embodiment, elements which are identical or similar to the elements of the device shown in FIGS. 1 and 2 are given the same reference numbers with a dash ('). The same or similar elements as those constituting the apparatus of FIGS.
The cooperation, function and operation of the elements of FIGS.
And FIG. 2 for the relevant description. The relay board 60 'and the printed circuit board 28' are shown in an assembled state where the plug 303 is connected to the female connector 302 in the manner described above.
That is, the male connector 303 is inserted into the female connector 302 and makes electrical contact therewith, thereby connecting the elements of the relay board 60 'to the elements of the printed circuit board 28'. Also, for example, the relay panel 60 'shown in FIGS. 31 and 32 is a supplementary terminal block.
It is connected to the circuit board 28 'except for the offset portion where JX is provided. In the embodiment shown in FIGS. 31 and 32, the contactor comprises a one-piece thermoplastic insulating base 12 'holding terminal straps 20', 24 ', terminal lugs 14', 16 'and fixed contacts 22', 26 '. Including. The fixed contacts and terminal straps are secured to the base by suitable screws 400. The base 12 'also
Movable contacts 46 ', 48', crossbar 4
4 ', spacer or carrier 42' and armature 4
Acts as a 0 'location / guide system. Overload relay panel 60 'and coil control panel 28' are based in a unique manner
Supported within 12 '. Specifically, a permanent magnet or slug 36 'which is identical or very similar to the armature 40' (particularly as evident from FIG.
329, which are pressed under the action of a retaining spring or retaining member 316 against a corresponding lip 330 provided on the base 12 '. This retaining spring is based on slag or permanent magnet 36 '
Connect to 12 '. The slug or permanent magnet 36 'has a second lip 314 (particularly apparent from FIG. 31) which presses against a corresponding lip 315 provided with a bobbin 317 of the coil assembly 30'. The bobbin 317 is provided with a holding pin 318, which is fixed to the coil control panel 28 'by soldering or the like. The corners of the coil control board 28 'are supported, for example, at 320 directly on the base 12'. Overload relay panel 60 'has pins and connectors 300, 302, 303
And 304 are supported vertically on the coil control board 28 '. The coil assembly 30 'is supported at its other end by a kickout spring 34', so that the bobbin 317 is compressed by the spring 34 '
And the base 12 '. In particular, as can be seen from FIG. 32, the top of the spring 34 'is
Moored to the lip 340 at the bottom of the 2 ', the movable contacts 46', 48 '
During movement of the mobile system, including the spacer 42 'and the armature 40', it moves integrally with the carrier or spacer.

第32図にはほぼＥ字形を呈する磁性部材36′及び40′
の構成及び相互作用を図示した。可動アーマチュア40′
は中央脚322及び２つの盤外脚330,331を含む。マグネッ
ト40′に対する締付け機能を得るためには脚330,331が
互いにやや異なる断面積を具えるようにすればよい。繰
返し使用するうちに磁性盤外脚330,331の前面に、これ
と補完関係にある磁性スラグまたは永久磁石36′の前面
と繰返し衝突するために摩耗パターンが発生するからで
ある。従って、保守などの目的で磁性部材40′,36′を
周期的に取外す場合、既に現われている摩耗パターンが
そのまま維持されるように正確に元通りの配向に再組立
することが望ましい。両部材40′,36′を互いに元の配
向とは逆の配向に組立てると新しい摩耗パターンが発生
して好ましくない。脚330,331の断面積の和が脚332の断
面積とほぼ等しくなるように設定すれば有効な磁束の伝
導が達成される。本発明の好ましい実施例では、突起ま
たはニップル326及び２つの有効なエア・ギャップ領域3
27,328を形成するため、中央脚332の面の大部分を切削
する。アーマチュア40′がスラグまたは永久磁石36′と
当接すると、補完関係の盤外脚331,330が面当接し、中
央脚322のニップルまたは突起326の前面部分が両マグネ
ットの領域327,328に広いエア・ギャップを残して面当
接する。エア・ギャップの存在は当接するアーマチュア
40′及び永久磁石36′によって形成される磁気回路の残
留磁気を低下させるように作用する。このことは接点開
放動作中にキックアウトばね34′が磁性部材を分離さ
せ、上記接点を開放させる上で望ましい。交番または周
期HOLDパルスの作用を受ける磁性構造において、磁気ノ
イズが導入される可能性のあることは公知である。ニッ
プル326が存在しなければ、HOLDパルスの作用下に可動
アーマチュア40′の中央脚322が駆動信号の存在におい
てラジオスピーカの磁心が振動するのと同じように振動
する。さらにまた、周期HOLDパルスの作用下に、アーマ
チュア40′の背面突出部333が中央にむかって歪み、可
動アーマチュア40′の脚330,331が、永久磁石36′の補
完脚330,331の前面をこするように移動する。その結
果、好ましくない表面摩耗が増大する。前記歪み及び摩
耗を防止し、しかもエア・ギャップを確保するため、ニ
ップルまたは突起326を形成する。これはHOLDパルスの
作用下に脚322が移動するのを阻止し、しかも残留磁気
を、キックアウトばね34′の動作を妨げないレベルまで
低下させる。FIG. 32 shows magnetic members 36 'and 40' having a substantially E-shape.
The structure and interaction of are illustrated. Movable armature 40 '
Includes a central leg 322 and two outboard legs 330,331. In order to obtain the function of tightening the magnet 40 ', the legs 330 and 331 may have slightly different cross-sectional areas. This is because, during repeated use, a wear pattern is generated on the front surfaces of the outer legs 330 and 331 of the magnetic plate due to repeated collision with the magnetic slugs or the front surfaces of the permanent magnets 36 'which are complementary thereto. Therefore, when the magnetic members 40 'and 36' are periodically removed for maintenance or the like, it is desirable to reassemble the magnetic members 40 'and 36' exactly in the original orientation so that the already appearing wear pattern is maintained. It is not preferable to assemble the two members 40 ′ and 36 ′ in an orientation opposite to the original orientation because a new wear pattern is generated. If the sum of the cross-sectional areas of the legs 330 and 331 is set to be substantially equal to the cross-sectional area of the leg 332, effective magnetic flux transmission is achieved. In a preferred embodiment of the present invention, a protrusion or nipple 326 and two effective air gap regions 3
Most of the face of the center leg 332 is cut to form 27,328. When the armature 40 'comes into contact with the slag or permanent magnet 36', the complementary outer legs 331, 330 abut, and the front portion of the nipple or projection 326 of the central leg 322 creates a wide air gap in the area 327, 328 of both magnets. Leave face to face. The existence of an air gap abuts the armature
It acts to reduce the remanence of the magnetic circuit formed by 40 'and permanent magnet 36'. This is desirable so that the kick-out spring 34 'separates the magnetic members during the contact opening operation and opens the contacts. It is known that magnetic noise can be introduced in magnetic structures subject to alternating or periodic HOLD pulses. If the nipple 326 is not present, the center leg 322 of the movable armature 40 'will vibrate under the action of the HOLD pulse in the same manner as the radio speaker core vibrates in the presence of the drive signal. Furthermore, under the action of the periodic HOLD pulse, the rear projection 333 of the armature 40 'is distorted toward the center, so that the legs 330, 331 of the movable armature 40' rub against the front surfaces of the complementary legs 330, 331 of the permanent magnet 36 '. Moving. As a result, undesirable surface wear increases. A nipple or protrusion 326 is formed to prevent the distortion and wear and to secure an air gap. This prevents the leg 322 from moving under the action of the HOLD pulse, and reduces the remanence to a level that does not interfere with the operation of the kickout spring 34 '.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は電磁接触器の斜視図；第２図は第１図II−II線
における接触器の垂直断面図；第３図は電磁アーマチュ
ア加速コイル、キックアウトばね及び接点ばねを有する
公知接触器の力及びアーマチュア速度曲線を示すグラ
フ；第４図は第３図の曲線と同様の、ただし本発明の１
実施例に関する曲線群を示すグラフ；第５図は第３図及
び４図の曲線と同様の、ただし本発明の他の実施例に関
する曲線群を示すグラフ；第６図は第４図及び５図に対
応する装置実施例における電圧及び電流の波形にそれぞ
れ相当する曲線群を示すグラフ；第7A乃至7D図は第１及
び２図に示した接触器における電気的制御系を一部ブロ
ックダイヤグラムで示す回路図；第８図は第７図の回路
素子及び第２図の接触器コイル、変流器及び変圧器を含
むプリント回路盤の平面図；第９図は第８図に示した回
路板の立面図；第10図は第８及び９図の回路盤を第２図
の接触器に取付けた状態で示す斜視図；第11図は第２及
び７図の接触器がこれによって制御されるモータと併用
される状態を一部ブロックダイヤグラムで示す回路／配
線図；第12図は本発明の実施例に利用される電流・電圧
トランスデューサの構成図；第13図は第12図のトランス
デューサを積分回路と共に略示する構成図；第14図は第
12及び13図のトランスデューサにおけるエア・ギャップ
長と電圧／電流比との関係を示すグラフ；第15図は磁性
シムを利用する電流−電圧トランスデューサの実施例を
示す構成図；第16図は可調突出部材を使用する電流−電
圧トランスデューサの実施例を示す構成図；第17図は可
動磁心部を利用する電流−電圧トランスデューサの実施
例を示す構成図；第18図は粉末金属磁心を利用する電流
−電圧トランスデューサの実施例を示す構成図；第19図
は第７図に示したコイル制御盤における入力回路のスイ
ッチを読みかつコンデンサを放電させるためマイクロプ
ロセッサが利用するアルゴリズム“READSWITCHES"を示
すブロックダイヤグラム；第20図は第７図に示したコイ
ル制御盤における線間電圧を読取るためのアルゴリズム
“READVOLTS"を示すブロックダイヤグラム；第21図は第
７図に示したコイル制御盤におけるコイル電流を読取る
ためのアルゴリズム“CHOLD"を示すブロックダイヤグラ
ム；第22図は第７図に示した過負荷継電盤によって決定
される線電流を読取るためのアルゴリズム“RANGE"を示
すブロックダイヤグラム；第23図は本発明のコイル制御
盤におけるマイクロプロセッサによる線電流読取と連携
するA/Dコンバータ及び記憶場所を示す簡略図；第24図
は第７図に示したコイル制御盤におけるコイル制御トラ
イアックを起動させるためマイクロプロセッサが利用す
るアルゴリズム“FIRE TRIAC"を示すブロックタイヤグ
ラム；第25A図は第25B図に示す線電流の導関数を示すグ
ラフ；第25B図は本発明によって制御される装置の線電
流を1/2,1及び２単位振幅正弦波で示すグラフ；第25C図
は第25A図に示した３つの線電流振幅に対応するA/Dコン
バータ入力電圧と半サイクル・サンプリング・インター
バル（時間）の関係を示すグラフ；第26図は1/2単位ラ
イン・サイクル第22図のRANGEサンプリング・ルーチン
に従って行われた６回のサンプリングにより、第23図に
示したマイクロプロセッサの記憶場所に記憶されるA/D
変換第１例に対応する２進数の配列図；第27図は１単位
ライン・サイクルで第22図のRANGEサンプリング・ルー
チンに従って行われた６回のサンプリングにより第23図
に示したマイクロプロセッサの記憶場所に記憶されるA/
D変換第２例に対応する２進数の配列図；第28図は２単
位ライン・サイクルで第22図のRANGEサンプリング・ル
ーチンに従って行われた６回のサンプリングにより第23
図に示したマイクロプロセッサの記憶場所に記憶される
A/D変換第３例に対応する２進数の配列図；第29図はマ
イクロプロセッサの入力におけるVLINE,VRUN（Ｔ）及び
VRUN（Ｆ）の経過を示す図；第30図は本発明の他の実施
例に利用される第８及び９図に示したのと同様のプリン
ト回路盤の平面図；第31図は本発明の他の実施例におけ
る、第１及び２図に示したのと同様の接触器の垂直断面
図；第32図は第31図の接触器をXXXII−XXXII線において
示す断面図；である。1 is a perspective view of an electromagnetic contactor; FIG. 2 is a vertical sectional view of the contactor taken along the line II-II in FIG. 1; FIG. 3 is a known contactor having an electromagnetic armature accelerating coil, a kickout spring and a contact spring. FIG. 4 is a graph showing the force and armature velocity curves of FIG.
FIG. 5 is a graph showing a group of curves according to the embodiment; FIG. 5 is a graph similar to the curves of FIGS. 3 and 4, but showing a group of curves according to another embodiment of the present invention; FIG. 7A to 7D are partial block diagrams showing the electric control system in the contactor shown in FIGS. 1 and 2; FIG. FIG. 8 is a plan view of a printed circuit board including the circuit elements of FIG. 7 and the contactor coil, current transformer and transformer of FIG. 2; FIG. 9 is a plan view of the circuit board shown in FIG. FIG. 10 is a perspective view showing the circuit board of FIGS. 8 and 9 mounted on the contactor of FIG. 2; FIG. 11 is the contactor of FIG. 2 and FIG. Circuit / wiring diagram partially shown in block diagram with motor used; FIG. 12 shows the present invention FIG. 13 is a block diagram schematically showing the transducer of FIG. 12 together with an integrating circuit; FIG. 14 is a block diagram of the current / voltage transducer used in the embodiment of FIG.
12 and 13 are graphs showing the relationship between the air gap length and the voltage / current ratio in the transducer of FIGS. 12 and 13; FIG. 15 is a block diagram showing an embodiment of a current-voltage transducer using a magnetic shim; FIG. 17 is a block diagram showing an embodiment of a current-voltage transducer using a projecting member; FIG. 17 is a block diagram showing an embodiment of a current-voltage transducer using a movable core; FIG. 18 is a current diagram using a powder metal core; FIG. 19 is a block diagram showing an algorithm "READSWITCHES" used by a microprocessor to read a switch of an input circuit and discharge a capacitor in the coil control panel shown in FIG. 7; FIG. 20 is a block diagram showing an algorithm “READVOLTS” for reading a line voltage in the coil control panel shown in FIG. 7; FIG. 21 is a block diagram showing an algorithm "CHOLD" for reading the coil current in the coil control board shown in FIG. 7; FIG. 22 is determined by the overload relay board shown in FIG. FIG. 23 is a block diagram showing an algorithm “RANGE” for reading a line current; FIG. 23 is a simplified diagram showing an A / D converter and a storage location associated with a line current reading by a microprocessor in a coil control board of the present invention; Is a block diagram showing the algorithm "FIRE TRIAC" used by the microprocessor to activate the coil control triac in the coil control panel shown in FIG. 7; FIG. 25A shows the derivative of the line current shown in FIG. 25B. Graph; FIG. 25B is a graph showing the line current of the device controlled by the present invention in 1/2, 1 and 2 unit amplitude sine waves; FIG. 25C is shown in FIG. 25A. FIG. 26 is a graph showing the relationship between the A / D converter input voltage and the half cycle sampling interval (time) corresponding to two line current amplitudes; FIG. 26 shows a half unit line cycle according to the RANGE sampling routine of FIG. 22; The A / D stored in the memory location of the microprocessor shown in FIG.
FIG. 27 is an array diagram of binary numbers corresponding to the first example of conversion; FIG. 27 shows the storage of the microprocessor shown in FIG. 23 with six samplings performed in accordance with the RANGE sampling routine of FIG. 22 in one unit line cycle. A / remembered in place
FIG. 28 is an array diagram of binary numbers corresponding to the second example of the D-conversion; FIG. 28 is a two-unit line cycle and FIG. 23 is obtained by performing six samplings according to the RANGE sampling routine of FIG.
Stored in the microprocessor location shown
Array diagram of binary numbers corresponding to the third example of A / D conversion; FIG. 29 shows VLINE, VRUN (T) and
FIG. 30 shows the course of VRUN (F); FIG. 30 is a plan view of a printed circuit board similar to that shown in FIGS. 8 and 9 used in another embodiment of the present invention; FIG. 31 is the present invention. FIG. 32 is a vertical sectional view of a contactor similar to that shown in FIGS. 1 and 2 in another embodiment; FIG. 32 is a sectional view of the contactor of FIG. 31 taken along line XXXII-XXXII.

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】第１接点と；前記第１接点との電気的接触
位置へ駆動される第２接点と；前記第２接点と機械的に
連結され、巻線を流れる電流に応答して前記第２接点を
前記第１接点との電気的接触位置へ駆動する可動アーマ
チュアを備えた電磁石と;;前記電磁石の前記巻線に供給
する電流を制御するための制御素子と；前記可動アーマ
チュアの運動に抵抗するように配置された機械的抵抗装
置とを有する電磁接触器であって、前記可動アーマチュ
アが前記機械的抵抗装置の抵抗を克服して前記第１接点
と第２接点とを当接させるに必要な運動エネルギーの総
量をＫとすると、前記制御素子は、前記可動アーマチュ
アの運動中、前記可動アーマチュアに供給される前記運
動エネルギーの総量がほぼＫに等しくなるように前記巻
線を流れる電流を制御し、前記制御素子による前記電流
の制御は前記可動アーマチュアが第１速度まで加速され
た後、前記巻線への電流の供給を停止することにより前
記第１接点と第２接点との当接時前記可動アーマチュア
の速度がほぼゼロに等しくなるようにすることを特徴と
する電磁接触器。A first contact; a second contact driven to an electrical contact position with the first contact; a second contact mechanically coupled to the second contact and responsive to a current flowing through a winding. An electromagnet with a movable armature for driving a second contact to an electrical contact position with the first contact; a control element for controlling a current supplied to the winding of the electromagnet; a movement of the movable armature An electromagnetic contactor having a mechanical resistance device arranged to resist the resistance of the mechanical contact device, wherein the movable armature overcomes the resistance of the mechanical resistance device and abuts the first contact and the second contact. Assuming that the total amount of kinetic energy required for the movable armature is K, the control element controls the current flowing through the winding such that the total amount of the kinetic energy supplied to the movable armature is substantially equal to K during the movement of the movable armature. To The control of the current by the control element is such that after the movable armature is accelerated to a first speed, the supply of the current to the winding is stopped, thereby causing the contact between the first contact and the second contact. Wherein the speed of the movable armature is substantially equal to zero. 【請求項２】前記機械的抵抗装置はキックアウトばねと
接点ばねの組合わせであることを特徴とする請求項１に
記載の電磁接触器。2. The electromagnetic contactor according to claim 1, wherein said mechanical resistance device is a combination of a kick-out spring and a contact spring.