JP2648453B2 - 円偏波セルフダイプレクシングアンテナ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、円偏波セルフダイプレ
クシングアンテナに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体衛星通信においては、移動
機の携帯化に伴いアンテナ及びアンテナを含む送受信回
路の小型化が強く望まれている。そのような情況のも
と、アンテナ自身に送信波と受信波を分離するダイプレ
クシング機能を持たせたセルフダイプレクシングアンテ
ナが、アンテナ及びアンテナを含む送受信回路の小型化
を可能にする有力なアンテナとして注目されている。

【０００３】図９は、従来例の円偏波セルフダイプレク
シングアンテナの分解斜視図である。図９に示すよう
に、裏面に接地導体１３を備えた誘電体基板１２上に、
円環状の放射導体２が形成され、上記放射導体２の内周
縁端部と接地導体１３とは誘電体基板１２を厚さ方向に
貫通するスルーホールに形成されるスルーホール導体２
４によって導通するように接続されている。さらに放射
導体２と誘電体基板１２の上面に円形状の放射導体１を
備えた誘電体基板１１が、放射導体１と放射導体２とが
同軸になるように形成される。以上のようにして、上記
放射導体１と、誘電体基板１１と、接地導体として動作
する放射導体２とによって円形パッチアンテナが構成さ
れ、放射導体２と誘電体基板１２と接地導体１３とによ
って円環パッチアンテナが構成される。ここで、公知の
ように円形パッチアンテナの共振周波数（以下、第一の
共振周波数という。）は、放射導体１の径と誘電体基板
１１の誘電率と厚さとによって決まり、円環パッチアン
テナの共振周波数（以下、第二の共振周波数という。）
は、上記放射導体２の内径と外径及び誘電体基板１２の
誘電率と厚さとによって決まる。ここで、第一の共振周
波数は第二の共振周波数と近接するが異なるように設定
される。

【０００４】また、導体からなる給電ピン５ａ，５ｂ
は、放射導体２から電気的に絶縁されて放射導体２の内
周の内側を通るように、誘電体基板１２と誘電体基板１
１とを厚さ方向に貫通して設けられ、その各一端がそれ
ぞれ放射導体１上の給電点３ａ，３ｂに電気的に接続さ
れる。ここで、給電点３ａ，３ｂは、互いに９０度の位
相差を有する２つの送信信号が給電点３ａ，３ｂに給電
されたときに円形パッチアンテナが円偏波を放射するよ
うに、放射導体１の中心点Ｏを中心として互いに９０度
隔てて、かつ中心点Ｏからの距離が互いに等しい所定の
距離になるように設定される。さらに、導体からなる給
電ピン６ａ，６ｂは、誘電体基板１２を厚さ方向に貫通
して設けられ、その各一端がそれぞれ放射導体２上の給
電点４ａ，４ｂに電気的に接続される。ここで、給電点
４ａ，４ｂは、円偏波の電磁波である受信波が円環パッ
チアンテナによって受信されたときに給電点４ａ，４ｂ
に受信波に対応した２つの電流が互いに９０度の位相差
を有して発生するように、放射導体２の中心点を中心と
して互いに９０度隔てて、かつ放射導体２の中心点から
の距離が互いに等しい所定の距離になるように設定され
る。また、上記給電ピン５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂの各他
端は、それぞれ接地導体１３に設けられた円形の開口部
７ａ，７ｂ，８ａ，８ｂを介して接地導体１３に電気的
に接触しないように貫通して、それぞれ接地導体１３の
裏面に設けられたコネクタ２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２
３ｂの中心導体に電気的に接続される。また上記コネク
タ２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂの接地導体である外
導体は、接地導体１３に電気的に接続される。以上のよ
うにして１つのアンテナ素子が構成される。

【０００５】また、上記コネクタ２２ａ，２２ｂはそれ
ぞれ、９０度ハイブリッド回路１４の出力端子９１，９
２に接続され、９０度ハイブリッド回路１４の一方の入
力端子９４は終端抵抗１６を介して接地され、９０度ハ
イブリッド回路１４の他方の入力端子９３には送信信号
が入力される端子Ｔ１が接続される。さらに上記コネク
タ２３ａ，２３ｂはそれぞれ、９０度ハイブリッド回路
１５の入力端子９５，９６に接続され、９０度ハイブリ
ッド回路１５の一方の出力端子９７は終端抵抗１７を介
して接地され、９０度ハイブリッド回路１５の他方の出
力端子９８は受信信号が出力される端子Ｔ２に接続され
る。以上のようにして、図９の従来例のセルフダイプレ
クシングアンテナは構成される。

【０００６】以上のように構成されたセルフダイプレク
シングアンテナにおいて、端子Ｔ１を介して、第一の共
振周波数と同じ周波数である送信周波数ｆｔを有する送
信信号を入力すると、上記送信信号は、上記９０度ハイ
ブリッド回路１４によって互いに送信周波数において９
０度の位相差を有する送信信号に分配された後、それぞ
れコネクタ２２ａ，２２ｂと給電ピン５ａ，５ｂを介し
て給電点３ａ，３ｂに給電されて、上記円形パッチアン
テナを励振する。これによって、上記円形パッチアンテ
ナは、放射導体１上に上記送信信号に対応し送信周波数
ｆｔを有し、かつ互いに９０度の位相差を有する２つの
電磁波を発生することにより、上記送信信号に対応し送
信周波数ｆｔを有する左旋円偏波の電磁波である送信波
を、放射導体１の上方の自由空間に放射する一方、放射
導体１から放射導体２の方向に向けて、上記送信信号に
対応し送信周波数ｆｔを有する右旋円偏波の電磁波を漏
洩放射する。また、第二の共振周波数と同じ周波数であ
る受信周波数ｆｒを有する左旋円偏波の電磁波である受
信波が上記円環パッチアンテナに入射されると、給電点
４ａ，４ｂを介して給電ピン６ａ，６ｂに、互いに９０
度の位相差を有し受信周波数ｆｒを有する受信波に対応
した受信信号を発生する。ここで、上記受信波は、左旋
円偏波の電磁波であるので、給電ピン４ａに発生する受
信信号は、給電ピン４ｂに発生する受信信号より位相が
９０度進んでいる。上記給電ピン４ａに発生する受信信
号と上記給電ピン４ｂに発生する受信信号は、それぞれ
コネクタ２３ａ，２３ｂを介して９０度ハイブリッド回
路１５の入力端子９５，９６に入力される。

【０００７】また、放射導体１から放射導体２の方向に
向けて漏洩放射された上記右旋円偏波の電磁波も、上記
円環パッチアンテナによって受信されて、給電点４ａ，
４ｂを介して給電ピン６ａ，６ｂに、互いに９０度の位
相差を有し送信周波数ｆｔを有する送信波に対応した漏
洩送信信号を発生する。ここで、当該漏洩送信波は右旋
円偏波であるので、給電ピン４ａに発生する漏洩送信信
号は、給電ピン４ｂに発生する送信信号より位相が９０
度遅れている。上記給電ピン４ａに発生する送信信号と
上記給電ピン４ｂに発生する送信信号は、それぞれ上記
受信信号と共に、それぞれコネクタ２３ａ，２３ｂを介
して、それぞれ９０度ハイブリッド回路１５の入力端子
９５，９６に入力される。９０度ハイブリッド回路１５
は、公知のように入力端子９６から入力される信号を自
ら受信周波数において９０度だけ移相した信号と入力端
子９５から入力される信号とを、出力端子９７から合成
して出力し、入力端子９５から入力される信号を自ら受
信周波数において９０度だけ移相した信号と入力端子９
６から入力される信号とを合成して出力端子９８から出
力する。従って、９０度ハイブリッド回路１５に入力さ
れる受信信号は同相合成されて出力端子９８から出力さ
れ、漏洩送信信号は、出力端子９７から出力されて終端
抵抗１７を介して接地されることによってキャンセルさ
れる。以上のようにして、送信アンテナである円形パッ
チアンテナから放射される送信信号が受信アンテナであ
る円環パッチアンテナを介して受信機側に回り込むのを
防いでいた。

【０００８】図１０は、従来例のアンテナ素子を１９個
用いて後述する本発明に係る実施例と同様の図６に示す
配列になるようにアレーアンテナを構成したときの、そ
れぞれのアンテナ素子における送受信間相互結合量の周
波数特性を示す図である。図中の２つの特性のうち上側
に位置する特性は、１９個のアンテナ素子中の最大値の
特性であり、下側に位置する特性は、１９個のアンテナ
素子中の最小値の特性である。図１０から明らかなよう
に、例えば送信周波数１．６４ＧＨｚにおけるアンテナ
素子の送受信間相互結合量の最大値は−３６ｄＢであ
り、最小値は−５６ｄＢである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図９の
従来例のセルフダイプレクシングアンテナにおいては、
以下の（１），（２）に示す理由等によって、上記送信
信号の放射に対応して放射導体１上に発生する２つの電
磁波の位相差は、送信周波数ｆｔにおいて９０度からず
れた値になる。 （１）給電ピン５ａと給電ピン５ｂを介して給電される
ときに、互いに９０度の位相差を有する上記２つの送信
信号が相互に結合して位相差が９０度からずれる。 （２）アンテナ素子の製作時における給電点３ａ，３ｂ
の位置ずれや、放射導体１の真円からのずれなどの加工
バラツキによって位相差が９０度からずれる。また、受
信用円環パッチアンテナによって受信される漏洩送信波
に対応して、給電ピン６ａ，６ｂ及びコネクタ２３ａ，
２３ｂを介して９０度ハイブリッド回路１５の入力端子
９５，９６に入力される２つの漏洩送信信号の位相差
は、以下の（３），（４）に示す理由等によって、９０
度からさらにずれたものになる。 （３）上記受信用円環パッチアンテナは、受信周波数ｆ
ｒを有する円偏波の電磁波が入力されたときに上記放射
導体２上の給電点４ａ，４ｂにそれぞれ発生する２つの
電磁波の位相が９０度になるように構成されているため
に、送信周波数ｆｔを有する漏洩送信波に対応して上記
放射導体２上に発生する２つの電磁波の位相差はちょう
ど９０度にはならない。 （４）給電ピン６ａと給電ピン６ｂを介して給電される
ときに、上記２つの漏洩送信信号が相互に結合して位相
差がずれる。またさらに、９０度ハイブリッド回路１５
は、入力端子９５から入力される信号を受信周波数ｆｒ
において９０度だけ移相して入力端子９６から入力され
る信号とを合成して出力端子９８から出力するように構
成されているので、入力端子９５から入力される送信周
波数ｆｔを有する漏洩送信信号に対する移相量は、受信
周波数ｆｒと送信周波数ｆｔの差に応じた移相量だけ９
０度からずれる。以上の理由によって、上記２つの漏洩
送信信号は、逆相で合成されずに、出力端子９８から一
部の漏洩送信信号が出力される。これによって送受信ア
ンテナ間のアイソレーションが悪化するという問題があ
った。

【００１０】また、図９の従来例のセルフダイプレクシ
ングアンテナを複数個用いたアレーアンテナにおいて
は、上記（１），（２），（３），（４）の他に各アン
テナ素子から放射される電磁波間に相互結合が生じるた
めに、放射導体１上に発生する２つの電磁波の位相差の
９０度からのずれ量及び給電ピン６ａ，６ｂ及びコネク
タ２３ａ，２３ｂを介して９０度ハイブリッド回路１５
の入力端子９５，９６に入力される２つの漏洩送信信号
の位相差の９０度からのずれ量はさらに大きな値にな
る。このため、上記従来例のセルフダイプレクシングア
ンテナを用いてアレーアンテナを構成したときの送受信
アンテナ間のアイソレーションは、上記セルフダイプレ
クシングアンテナを単独で用いたときに比べてさらに悪
化するという問題があった。

【００１１】またさらに、上記従来例のセルフダイプレ
クシングアンテナを複数個用いて構成したアレーアンテ
ナのビーム走査を行うと、ビーム走査角によって各アン
テナ素子の間の相互結合が強くなったり、ビーム走査角
によって相互結合の度合が変化したりして、送受信アン
テナ間のアイソレーションがさらに悪化したり、ビーム
走査角によって送受信アンテナ間のアイソレーションが
変化するという問題もあった。送受信アンテナ間のアイ
ソレーションの悪化は、受信信号に対する雑音を増加さ
せるという問題だけではなく、受信機に備えられた微少
の受信信号を増幅するための低雑音増幅器が飽和して受
信信号を正しく増幅しなかったり、低雑音増幅器を破壊
するなどの問題を起こす原因にもなっていた。また、こ
れらを防ぐために、受信器に受信信号のみを通過させる
帯域通過フィルタや送信信号の通過を阻止する帯域阻止
フィルタを備える必要が生じ、受信回路の構成が複雑に
なり、受信機が大きくなるという問題もあった。

【００１２】本発明の第一の目的は、以上の問題点を解
決して、送信端子と受信端子の間のアイソレーションを
従来例に比較して大きくでき、しかも受信器を小型に構
成することができる１つのアンテナ素子からなる円偏波
セルフダイプレクシングアンテナを提供することにあ
る。

【００１３】本発明の第二の目的は、以上の問題点を解
決して、送信端子と受信端子の間のアイソレーションを
従来例に比較して大きくでき、しかもビーム走査をする
場合においても、送受信アンテナ間のアイソレーション
が悪化しない小型・軽量のアレー状の円偏波セルフダイ
プレクシングアンテナを提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の円偏波セルフダイプレクシングアンテナは、第一の
共振周波数を有しかつ円偏波の電磁波を放射する円偏波
送信アンテナと、上記第一の共振周波数と異なる第二の
共振周波数を有しかつ上記送信アンテナが放射する円偏
波の電磁波と同一の旋回方向を有する円偏波の電磁波を
上記第二の共振周波数において互いに９０度の位相差で
２つの給電点において受信する２点給電型円偏波受信ア
ンテナと、上記受信アンテナの２つの給電点から出力さ
れる２つの受信信号のうちの一方の受信信号を上記第二
の共振周波数において９０度だけ移相した後、当該移相
した受信信号と、上記２つの受信信号のうちの他方の受
信信号とを合成して受信信号として出力する合成手段と
を備えた円偏波セルフダイプレクシングアンテナにおい
て、上記受信アンテナの２つの給電点と上記合成手段と
の間に設けられ、上記受信アンテナから出力される２つ
の受信信号のうち少なくとも一方の受信信号を、上記合
成手段から出力される上記第一の共振周波数を有する信
号の電力が最小になるような位相補正量だけ移相して上
記合成手段に出力する位相補正手段を備えたことを特徴
とする。

【００１５】本発明に係る請求項２記載の円偏波セルフ
ダイプレクシングアンテナは、２つの給電点を備え、第
一の共振周波数を有し、かつ互いに９０度の位相差を有
する上記第一の共振周波数の２つの送信信号が上記２つ
の給電点に給電されたときに円偏波の電磁波を放射する
２点給電型円偏波送信アンテナと、上記第一の共振周波
数と異なる第二の共振周波数を有しかつ上記送信アンテ
ナが放射する円偏波の電磁波と同一の旋回方向を有する
円偏波の電磁波を上記第二の共振周波数において互いに
９０度の位相差で２つの給電点において受信する２点給
電型円偏波受信アンテナと、上記受信アンテナの２つの
給電点から出力される２つの受信信号のうちの一方の受
信信号を上記第二の共振周波数において９０度だけ移相
した後、当該移相した受信信号と、上記２つの受信信号
のうちの他方の受信信号とを合成して受信信号として出
力する合成手段とを備えた円偏波セルフダイプレクシン
グアンテナにおいて、上記送信アンテナの２つの給電点
に給電される２つの送信信号のうち少なくとも一方の送
信信号を、上記合成手段から出力される上記第一の共振
周波数を有する信号の電力が最小になるような位相補正
量だけ移相して上記送信アンテナに出力する位相補正手
段を備えたことを特徴とする。

【００１６】本発明に係る請求項３記載の円偏波セルフ
ダイプレクシングアンテナは、複数の請求項１又は２記
載の円偏波セルフダイプレクシングアンテナを、所定の
配列になるように近接して備えたことを特徴とする。

【００１７】本発明に係る請求項４記載の円偏波セルフ
ダイプレクシングアンテナは、請求項３記載の上記円偏
波セルフダイプレクシングアンテナと、上記円偏波セル
フダイプレクシングアンテナのビームを所定のビーム方
向に向けるように制御するとともに当該ビーム方向のデ
ータを出力するビーム形成手段と、上記円偏波セルフダ
イプレクシングアンテナのビーム方向に対応した上記位
相補正量を記憶するための記憶手段と、上記ビーム形成
手段から出力されるビーム方向のデータに基づいて、当
該ビーム方向のデータに対応した位相補正量を上記記憶
手段から読み出して、上記読み出した位相補正量だけ移
相するように上記位相補正手段を制御するための位相制
御手段とを備えたことを特徴とする。

【００１８】

【作用】請求項１記載の円偏波セルフダイプレクシング
アンテナを、第一の共振周波数と同一の周波数を有する
送信波と第二の共振周波数と同一の周波数を有する受信
波を同時に送受信するように動作させると、上記送信ア
ンテナは、送信波を自由空間中に放射すると同時に上記
受信アンテナの方向に漏洩送信波を放射する一方、上記
受信アンテナは、上記受信波とともに上記漏洩送信波も
受信する。上記送信アンテナは、上記受信アンテナと上
記合成手段によって受信することができる所定の旋回方
向を有する円偏波の電磁波と同じ旋回方向を有する円偏
波の電磁波を放射するように構成されており、また、上
記送信アンテナが漏洩放射する漏洩送信波は、上記送信
アンテナが自由空間中に放射する送信波の放射方向とは
逆の放射方向で放射される。従って、上記漏洩送信波
は、上記受信波と互いに同一の放射方向を有しかつ互い
に旋回方向が逆となる状態で上記受信波とともに上記受
信アンテナによって受信される。

【００１９】上記受信アンテナに受信された上記受信波
は、互いに９０度の位相差を有する２つの受信信号とし
て上記受信アンテナから出力される一方、上記漏洩送信
波は、「発明が解決しようとする課題」の項において上
述したように９０度から所定量だけずれた所定の位相差
を有する２つの漏洩送信信号として上記受信アンテナか
ら出力される。上記２つの受信信号と上記２つの漏洩送
信信号は、上記位相補正手段によって、上記合成手段が
出力する第一の共振周波数と同じ周波数を有する漏洩送
信信号の電力が最小になるような位相補正量だけ移相さ
れて上記合成手段に出力される。従って、上記２つの受
信信号は上記合成手段によって同相で合成されて出力さ
れる一方、上記２つの漏洩送信信号は上記合成手段によ
って逆相で合成されることにより上記合成手段から出力
されない。以上のようにして、本発明に係るセルフダイ
プレクシングアンテナは、上記受信アンテナが受信する
受信信号と漏洩送信信号とを分離する。

【００２０】請求項２記載の円偏波セルフダイプレクシ
ングアンテナにおいて、上記位相補正手段は、送信アン
テナに入力される２つの送信信号のうち少なくとも一方
を上記合成手段が出力する第一の共振周波数と同じ周波
数を有する漏洩送信信号の電力が最小になるような位相
補正量だけ移相して上記送信アンテナに出力する。上記
送信アンテナは、互いに所定の位相差を有する２つの送
信信号が給電された円偏波の送信波を自由空間中に放射
すると同時に上記送信アンテナから上記受信アンテナの
方向に円偏波の漏洩送信波を放射する。一方、上記受信
アンテナは、上記受信波とともに上記漏洩送信波も受信
する。上記受信アンテナに受信された上記受信波は、互
いに９０度の位相差を有する２つの受信信号として上記
受信アンテナから上記合成手段に出力される一方、上記
漏洩送信波は、所定の位相差を有する２つの漏洩送信信
号として上記受信アンテナから上記合成手段に出力され
る。ここで、上記位相補正手段によって、送信アンテナ
に入力される２つの送信信号のうち少なくとも一方の送
信信号は上記合成手段が出力する第一の共振周波数と同
じ周波数を有する合成後の漏洩送信信号の電力が最小に
なるような位相補正量だけ移相されて上記送信アンテナ
に給電されているので、上記合成手段に入力される上記
２つの漏洩送信信号は上記合成手段から出力される合成
後の漏洩送信信号の電力が最小になるような位相差を有
する。これによって、上記２つの受信信号は上記合成手
段によって同相で合成されて出力される一方、上記２つ
の漏洩送信信号は上記合成手段によって逆相で合成され
ることにより上記合成手段から出力されない。

【００２１】請求項３記載の円偏波セルフダイプレクシ
ングアンテナは、請求項１又は２記載の円偏波セルフダ
イプレクシングアンテナを複数個備えて構成され、請求
項３記載の円偏波セルフダイプレクシングアンテナにお
いて、上記各受信アンテナから出力される上記２つの漏
洩送信信号の位相差の９０度からのずれ量は、「発明が
解決しようとする課題」の項で上述したように各送信ア
ンテナから放射される送信波間の相互結合等によってさ
らに大きな値になる。しかし、各円偏波セルフダイプレ
クシングアンテナの位相補正手段は、隣接する送信アン
テナが放射する送信波間の相互結合等の影響による位相
のずれ量も含めて上記各合成手段から出力される漏洩送
信信号の電力が最小になるような位相補正量だけ、上記
送信アンテナに入力される２つの送信信号又は上記受信
アンテナから出力される２つの送信信号のうちの少なく
とも１つの信号を移相するので、上記２つの受信信号は
それぞれの合成手段から同相で合成されて出力される一
方、上記２つの漏洩送信信号はそれぞれの合成手段によ
って逆相で合成されることにより上記合成手段から出力
されない。

【００２２】請求項４記載の円偏波セルフダイプレクシ
ングアンテナにおいて、ビーム形成手段は、上記円偏波
セルフダイプレクシングアンテナのビームを所定のビー
ム方向に向けるように制御するとともに当該ビーム方向
のデータを出力する。また上記位相制御手段は、上記ビ
ーム形成手段から出力されるビーム方向のデータに基づ
いて、当該ビーム方向のデータに対応して上記合成手段
が出力する第一の共振周波数と同じ周波数を有する漏洩
送信信号の電力が最小になるような位相補正量を上記記
憶手段から読み出して、上記読み出した位相補正量だけ
移相するように上記位相補正手段を制御する。これによ
って、上記位相補正手段は、上記送信アンテナに給電さ
れる２つの送信信号又は上記受信アンテナから出力され
る２つの漏洩送信信号のうちの少なくとも１つの信号を
上記位相補正量だけ移相して出力する。これによって、
当該円偏波セルフダイプレクシングアンテナにおいて
は、ビーム方向を変化させても、上記合成手段に入力さ
れる上記２つの漏洩送信信号は、常に上記合成手段から
出力される漏洩送信信号の電力が最小になるような位相
差を有する。従って、ビーム方向を変化させても常に上
記受信信号は上記合成手段によって同相合成されて上記
合成手段から出力される一方、上記漏洩送信信号は上記
合成手段によって常に逆相で合成されることにより上記
合成手段から出力されない。

【００２３】

【実施例】図１は、本発明に係る実施例の円偏波セルフ
ダイプレクシングアンテナである。本実施例の円偏波セ
ルフダイプレクシングアンテナは、図６に示すように、
所定の配置形状で近接して並置された１９個のアンテナ
素子５０−１及至５０−１９（以下、代表して符号５０
を付す。）からなるアレーアンテナ１００と、送受信モ
ジュールＲＭ−１及至ＲＭ−１９（以下、代表して符号
ＲＭ−ｍを付す。）と、アレーアンテナ１００が所定の
方向にビームを形成するためのビーム形成部とを備えて
構成される。本発明に係る実施例の円偏波セルフダイプ
レクシングアンテナは、その送受信モジュールＲＭ−ｍ
内に、詳細後述するように９０度ハイブリッド回路１５
の出力端子９８から出力される漏洩送信信号の電力が最
小になるように、ビーム方向のデータに基づいて当該ビ
ーム方向のデータに対応した位相補正量だけ移相する移
相器１０を備えたことを特徴としている。以下、図面を
参照して本発明に係る実施例について説明する。

【００２４】最初に、図１のアンテナ素子５０の構成
を、図２を用いて詳細に説明する。図２に示すように、
裏面に接地導体１３を備えた誘電体基板１２上に、円環
状の放射導体２が形成され、上記放射導体２の内周縁端
部と接地導体１３とは誘電体基板１２を厚さ方向に貫通
するスルーホールに形成されるスルーホール導体２４に
よって導通するように接続される。さらに放射導体２と
誘電体基板１２の上面に放射導体２の外径よりも短い直
径を有する円形状の放射導体１を備えた誘電体基板１１
が、放射導体１と放射導体２とが同軸になるように形成
される。以上のようにして、上記放射導体１と、誘電体
基板１１と、接地導体として動作する放射導体２とによ
って円形パッチアンテナが構成され、放射導体２と誘電
体基板１２と接地導体１３とによって円環パッチアンテ
ナが構成される。本実施例では、上記円形パッチアンテ
ナを送信用アンテナとして用い、上記円環パッチアンテ
ナを受信用アンテナとして用いている。

【００２５】また、公知のように円形パッチアンテナの
共振周波数である送信周波数ｆｔは、放射導体１の径と
誘電体基板１１の誘電率と厚さとによって決まり、本実
施例においては送信周波数ｆｔは１．６４ＧＨzに設定
される。また、円環パッチアンテナの共振周波数である
受信周波数ｆｒは、上記放射導体２の内径と外径及び誘
電体基板１２の誘電率と厚さとによって決まり、本実施
例においては、受信周波数ｆｒは、１．５４ＧＨzに設
定される。ここで、送信周波数ｆｔは受信周波数ｆｒと
近接するが異なるように設定される。また、本実施例に
おいては、上記スルーホールは、各スルーホールの間隔
が上記送信周波数ｆｔと上記受信周波数ｆｒの波長に比
べて十分短くなるように、例えば、上記放射導体２の中
心を中心として互いに４５度の角度だけ離れた放射導体
２の内周縁端部上の８か所の位置に形成される。

【００２６】また、図４及び図５に示すように、導体か
らなる給電ピン５a,５bは、放射導体２と電気的に接続
され放射導体２の内周円の内側を通るように、誘電体基
板１２と誘電体基板１１とを厚さ方向に貫通して形成さ
れ、その各一端がそれぞれ放射導体１上の給電点３a,３
bに電気的に接続される。ここで、給電点３a,３bは、互
いに９０度の位相差を有する２つの送信信号が給電点３
ａ，３ｂに給電されたときに上記円形パッチアンテナが
円偏波の送信波を放射するように、放射導体１の中心点
Ｏを中心として互いに９０度隔てて、かつ中心点Ｏから
の距離が互いに等しい所定の距離になるように設定され
る。またさらに、導体からなる給電ピン６a,６bは、誘
電体基板１２を厚さ方向に貫通して形成され、その各一
端がそれぞれ放射導体２上の給電点４a,４bに電気的に
接続される。ここで、給電点４a,４bは、円偏波の電磁
波である受信波が円環パッチアンテナによって受信され
たときに給電点４ａ，４ｂに上記受信波に対応しかつ互
いに９０度の位相差を有する電流が発生するように、放
射導体２の中心点を中心として互いに９０度隔てて、か
つ放射導体２の中心点からの距離が互いに等しい所定の
距離になるように設定される。また、上記給電ピン５a,
５b,６a,６bの各他端は、それぞれ接地導体１３に設け
られた円形の開口部７a,７b,８a,８bを介して接地導体
１３と電気的に接触しないように接地導体１３を貫通し
て、接地導体１３の裏面に設けられたコネクタ２２a,２
２b,２３a,２３bの中心導体に電気的に接続される。ま
た上記コネクタ２２a,２２b,２３a,２３bの接地導体で
ある外導体は、接地導体１３に電気的に接続される。以
上のようにしてアンテナ素子５０が構成される。

【００２７】次に、アレーアンテナ１００の構成を説明
する。図６は、図１のセルフダイプレクシングアンテナ
のアレーアンテナ１００を示す平面図である。図６に示
すように、アレーアンテナ１００は１９個のアンテナ素
子を備え、かつ互いに隣接するアンテナ素子５０間の距
離がすべてλ／２になるように互いに近接して構成され
る。ここで、λは受信周波数ｆｒにおける波長である。
以上のようにしてアレーアンテナ１００が構成される。

【００２８】次に、送受信モジュールＲＭ−ｍの構成を
説明する。送受信モジュールＲＭ−ｍは、移相器１０
と、位相制御器２０と、ＲＯＭ３０と、９０度ハイブリ
ッド回路１５と、終端抵抗１７と、低雑音増幅器４７
と、ダウンコンバータ４１と、Ａ／Ｄ変換器４２と、９
０度ハイブリッド回路１４と、終端抵抗１６と、電力増
幅器４８と、移相器４５と、アップコンバータ４３と、
Ｄ／Ａ変換器４４とを備えて構成される。上記送受信モ
ジュールＲＭ−ｍにおいて、移相器１０はその入力端子
がアンテナ素子５０のコネクタ２３ｂに接続され、その
出力端子が９０度ハイブリッド回路１５の一方の入力端
子９６に接続されて構成される。また上記移相器１０の
制御端子には、入力される方向データＤＢに応じた位相
補正量ＣＰｍ（ｓ）を出力する位相制御器２０が接続さ
れ、位相制御器２０には方向データＤＢに対応した位相
補正量ＣＰｍ（ｓ）が記憶されたＲＯＭ３０が接続され
る。以上のようにして送受信モジュールＲＭ−ｍが構成
され、ここで、各送受信モジュールＲＭ−１及至ＲＭ−
１９は同一の回路構成で構成される。尚、方向データＤ
Ｂと位相補正量ＣＰｍ（ｓ）についての詳細は後述す
る。

【００２９】上述のように構成されたアンテナ素子５０
は、上述のように構成された送受信モジュールＲＭ−ｍ
と組み合わせることによって、アンテナ素子５０の円形
パッチアンテナは、左旋円偏波の電磁波である送信波を
放射するように構成され、アンテナ素子５０の円環パッ
チアンテナは、左旋円偏波の電磁波である受信波を受信
するように構成される。

【００３０】また、ビーム形成部は、図１に示すよう
に、（ａ）各送受信モジュールＲＭ−ｍのＡ／Ｄ変換器
４２から出力される受信デジタル信号Ｒ₁乃至Ｒ_M（以
下、代表して符号Ｒ_mを付す。）と、希望波を所定の放
射角度の範囲で受信できるように予め決められた形成す
べき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向を表す
方向ベクトルｄ_nと、受信信号の受信周波数ｆｒとに基
づいて複数Ｎ個のビーム電界値Ｅ_n（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）を演算して出力するマルチビーム形成回路１１０
と、（ｂ）マルチビーム形成回路１１０から出力される
複数Ｎ個のビーム電界値Ｅ_nを、アレーアンテナ１００
のサイドローブのレベルと適応制御プロセッサ１１３の
処置速度などから予め決定されるしきい値と比較して、
当該しきい値以上のビーム電界値ＳＥ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ；ただし、しきい値未満のビーム電界値について
はデータとして出力されない。）のみを選択して出力す
るビーム選択回路１１１と、（ｃ）ビーム選択回路１１
１から出力されるビーム電界値ＳＥ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）をそれぞれ同相で分配して一方のビーム電界値
ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）と他方のビーム電界値
ＳＥＢ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を出力する同相分配回
路１１２と、（ｄ）例えば従来のコンスタント・モジュ
ラス・アルゴリズム（以下、ＣＭアルゴリズムとい
う。）を用いて、同相分配回路１１２から出力される一
方のビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に基
づいて、アレーアンテナ１００の主ビームを希望波の所
望の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向
の受信信号のレベルを零にするような各ビームに対応す
る受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）を演算して位相演算プロセッサ１１４と可
変利得増幅器１２０−１乃至１２０−Ｎ（以下、代表し
て符号１２０−ｎを付す。）とに出力する適応制御プロ
セッサ１１３と、（ｅ）適応制御プロセッサ１１３から
出力される複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）と、送信信号の送信周波数ｆｔとに基づいて、アレ
ーアンテナ１００の主ビームを希望波の所望の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向の送信レベル
を零にするような各アンテナ素子１００に対応する送信
信号に対する移相量ＤＰ１乃至ＤＰ１９（以下、代表し
て符号ＤＰｍを付す。）を演算して各送受信モジュール
ＲＭ−ｍの移相器４５に出力し、かつ受信波の主ビーム
の到来方向に対応する方向データＤＢを演算して位相制
御器２０に出力する位相演算プロセッサ１１４とを備え
て構成される。

【００３１】さらに、同相分配回路１１２から出力され
る他方のビーム電界値ＳＥＢ_nを上記位相演算プロセッ
サ１１４から出力されるウェィトＷｎに従って増幅する
可変利得増幅器１２０−ｎと、上記可変利得増幅器１２
０−ｎから出力される信号を同相で合成する同相合成器
１２１と、入力される送信ベースバンド信号をＮ個の送
信ベースバンド信号Ｆ１乃至ＦＮに同相分配して送受信
モジュールＲＭ−ｍに出力する同相分配器１３０とを備
えて、図１の実施例の円偏波セルフダイプレクシングア
ンテナは構成される。

【００３２】また、本実施例では、各送受信モジュール
ＲＭ−ｍにおける移相器１０の移相量である位相補正量
は、図１の実施例のセルフダイプレクシングアンテナを
利用して実験的に以下のように求めた。ここで、送受信
モジュールＲＭ−１の移相器１０は移相器１０−１と
し、送受信モジュールＲＭ−２の移相器１０は移相器１
０−２として、以下同様に各送受信モジュールＲＭ−ｍ
に対応して移相器１０のハイフンの後にｍに等しい番号
を付して識別する。また、移相器４５についても同様に
各送受信モジュールＲＭ−ｍに対応して移相器４５のハ
イフンの後にｍに等しい番号を付して識別する。

【００３３】送信ベースバンド信号を同相分配器１３０
を介して各送受信モジュールＲＭ−ｍに入力し、かつア
レーアンテナ１００が所定の方向に送信波を放射するよ
うに各送受信モジュールＲＭ−ｍにおける移相器４５の
移相量を演算して移相器４５に入力する。以上のよう
に、アレーアンテナ１００の主ビームが所定の方向に向
くように各円形パッチアンテナを励振して、各送受信モ
ジュールＲＭ−ｍの端子Ｔ２における漏洩送信信号の電
力が最小になるように、各送受信モジュールＲＭ−ｍの
移相器１０の移相量を設定して、当該移相量を位相補正
量ＣＰ１（ｓ）乃至ＣＰ１９（ｓ）（以下、代表してＣ
Ｐｍ（ｓ）を付す。）として求める。ここで、ｓは以下
に示す方向データＤＢに対応する数である。また、本実
施例においては、図１３に示すようにビーム方向は角度
φと放射角度θを用いて表され、角度φと放射角度θを
それぞれ１度間隔ごとに組み合わせて表されるビーム方
向の全てに、方向を識別するための自然数である方向デ
ータＤＢを付す。方向データＤＢは、表１に示すよう
に、放射角度θが０度のときのビーム方向に対応する１
から、角度φが＋１７９度，放射角度θが＋９０度の組
み合わせによって表されるビーム方向に対応する３２４
０１までの連続番号からなる。ここで、角度φは、ビー
ム方向ＯＰのＰ点からＸＹ平面上への垂線がＸＹ平面と
交わる点を点Ｒとしたときの線ＯＲと正方向のＸ軸のな
す角であって、点ＲがＸＹ平面上で第一象限と第二象限
にあるとき正の値になり、点ＲがＸＹ平面上で第三象限
と第四象限にあるとき負の値になるように定義し、放射
角度θは、上述のようにＺ軸とビーム方向とのなす角度
である。本実施例においては、表１に示すように、上記
方向データ１乃至３２４０１に対応する全ての位相補正
量ＣＰｍ（ｓ）を求めた。以上のように求めた位相補正
量ＣＰｍ（ｓ）を、送受信モジュールＲＭ−１のＲＯＭ
３０には、方向データ１から３２４０１に対応するよう
に位相補正量ＣＰ１（１）からＣＰ１（３２４０１）を
公知の方法によって記録し、送受信モジュールＲＭ−２
のＲＯＭ３０には、方向データ１から３２４０１に対応
するように位相補正量ＣＰ２（１）からＣＰ２（３２４
０１）を記録する。以下同様に送受信モジュールＲＭ−
３からＲＭ−１９までのすべてのＲＯＭ３０に送受信モ
ジュールＲＭ−ｍにおける位相補正量ＣＰｍ（ｓ）を記
録する。

【００３４】

【表１】

【００３５】次に、以上のように構成された図１の実施
例の円偏波セルフダイプレクシングアンテナの動作を説
明する。

【００３６】受信信号の受信周波数ｆｒを有しかつ左旋
円偏波の電磁波である受信波が、アレーアンテナ１００
に入射されると、各アンテナ素子５０の円環パッチアン
テナによって受信され、上記受信波に対応しかつ互いに
９０度の位相差を有する２つの電流信号が給電点４ａ，
４ｂに発生する。当該２つの電流信号はそれぞれ、給電
点４a，４bから給電ピン６a,６bを介して互いに９０度
の位相差を保ったままコネクタ２３a,２３bから２つの
受信信号として出力される。

【００３７】送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、アン
テナ素子５０のコネクタ２３aから出力された受信信号
は９０度ハイブリッド回路１５の一方の入力端子９５に
入力され、アンテナ素子５０のコネクタ２３bから出力
された受信信号は移相器１０を介して９０度ハイブリッ
ド回路１５の他方の入力端子９６に入力される。ここ
で、円環パッチアンテナに入力される受信波は、左旋円
偏波の電磁波であるので、コネクタ２３ａから出力され
る受信信号は、コネクタ２３ｂから出力される受信信号
に比べて９０度だけ位相が進んでいる。また、９０度ハ
イブリッド回路１５は公知のように、入力端子９６から
入力される信号を自ら受信周波数において９０度だけ移
相した信号と入力端子９５から入力される信号とを合成
して出力端子９７から出力し、入力端子９５から入力さ
れる信号を自ら受信周波数において９０度だけ移相した
信号と入力端子９６から入力される信号とを合成して出
力端子９８から出力する。従って、９０度ハイブリッド
回路１５の入力端子９５に入力される受信信号は、９０
度だけ移相されると９０度ハイブリッド回路１５の入力
端子９６に入力される受信信号と同相になるので、９０
度ハイブリッド回路１５は上記入力される２つの受信信
号を同相で合成して出力端子９８から端子Ｔ２を介して
低雑音増幅器４７に出力する。低雑音増幅器４７は入力
された受信信号を増幅した後、ダウンコンバータ４１に
出力する。ダウンコンバータ４１は、入力された受信信
号を所定の周波数を有する中間周波数信号に周波数変換
して、さらに当該中間周波数信号をアナログの受信ベー
スバンド信号に復調処理した後、Ａ／Ｄ変換器４２に出
力する。Ａ／Ｄ変換器はアナログの受信ベースバンド信
号を受信デジタル信号Ｒｍに変換して、マルチビーム形
成回路１１０に出力する。

【００３８】マルチビーム形成回路１１０には各送受信
モジュールＲＭ−ｍのＡ／Ｄ変換器４２からの受信デジ
タル信号Ｒｍが入力され、以下のようにして、複数Ｎ個
のビームからなるマルチビームの各ビーム電界値Ｅ_nを
演算してビーム選択回路１１１に出力する。希望波の到
来方向に対応し、形成すべきマルチビームの各ビームの
複数Ｎ個の方向が予め決められ、これらの方向は所定の
原点から見たときの方向ベクトルｄ₁，ｄ₂，…，ｄ
_N（以下、代表して符号ｄ_nを付す。）で表される。ここ
で、Ｎは、アレーアンテナ１００を用いて希望波を受信
することができるように設定される方向ベクトルｄ_nの
数であって、好ましくは４以上であってかつアンテナ素
子５０の個数である１９以下の数である。アレーアンテ
ナ１００のアンテナ素子５０が図６に示すようにＸ−Ｙ
平面上で互いに半波長だけ離れて上述のように構成され
ているときの、放射方向の中心はＺ軸であって、本実施
例において、放射角度とは、ビーム方向のＺ軸からの角
度をいう。また、アレーアンテナ１００の各アンテナ素
子５０の位置ベクトルｒ₁，ｒ₂，…，ｒ₁₉（以下、代表
して符号ｒ_mを付す。）が上記所定の原点から見たとき
の方向ベクトルとして予め決められる。そして、マルチ
ビーム形成回路１１０は次の数１を用いて、それぞれ合
成電界で表された上記各方向ベクトルｄ_nに対応する複
数Ｎ個のビーム電界値Ｅ_nを演算してビーム選択回路１
１１に出力する。

【００３９】

【数１】

【数２】ａ_nm＝−（２π・ｆｒ／ｃ）・（ｄ_n・ｒ_m） ここで、ｃは光速であり、（ｄ_n・ｒ_m）は方向ベクトル
ｄ_nと位置ベクトルｒ_mとの内積である。従って、位相ａ
_nmはスカラー量である。

【００４０】次いで、ビーム選択回路１１１は、マルチ
ビーム形成回路１１０から出力される複数Ｎ個のビーム
電界値Ｅ_nを、アレーアンテナ１００のサイドローブの
レベルと適応制御プロセッサ１１３の処置速度などから
決定されるしきい値と比較して、当該しきい値以上のビ
ーム電界値ＳＥ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ただし、しき
い値未満のビーム電界値についてはデータとして出力さ
れない。）のみを同相分配回路１１２に出力する。な
お、ビーム選択回路１１１は、受信信号のレベルが極め
て低くＳ／Ｎの劣悪な受信信号を除去するために設けら
れる。

【００４１】さらに、同相分配回路１１２は、ビーム選
択回路１１１から出力されるビーム電界値ＳＥ_n（ｎ＝
１，２，…，Ｎ）をそれぞれ同相で分配して、一方のビ
ーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を適応制御
プロセッサ１１３に出力するとともに、他方のビーム電
界値ＳＥＢ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）をそれぞれ、適応
制御プロセッサ１１３によって演算される受信信号のウ
エイトｗ_nに対応した利得で入力される受信信号を増幅
する可変増幅増幅器１２０−１乃至１２０−Ｎ（以下、
代表して符号１２０を付す。）を介して同相合成器１２
１に出力する。次いで、同相合成器１２１は入力される
複数Ｎ個の受信信号を同相で合成して、合成した受信信
号を受信ベースバンド信号として出力する。

【００４２】次いで、適応制御プロセッサ１１３は、例
えば従来のＣＭアルゴリズム（例えば、詳しくは、大鐘
武雄ほか「陸上移動通信におけるＣＭＡアダプティブア
レーの選択性フェージング補償特性」電子情報通信学会
論文誌，Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｂ−II，Ｎｏ．１０，ｐｐ４
８９−４９７参照。）を用いて、同相分配回路１１２か
ら出力される一方のビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）に基づいてアレーアンテナ１００の主ビー
ムを希望波の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波
の到来方向の受信レベルを零にするような各ビームに対
応する受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝
１，２，…，Ｎ）を以下のようにして演算する。すなわ
ち、このＣＭアルゴリズムは、以下に述べるように、包
絡線が既知である希望波の信号波を用いた通信方式にお
いて、干渉波などの不要波の影響によって変化した包絡
線の波形を所望の形に変換することによって不要波の到
来方向の当該アレーアンテナ１００の放射パターンにお
ける受信レベルを零にするものである。

【００４３】いま、ｎ番目のビームの時刻ｔにおける受
信信号をＸ_n ^t（ｎ＝１，２，…，Ｎ）とすると、受信信
号Ｘ_n ^tに印加すべき複素ウエイトｗ_n ^tとする。ここで、
アレーアンテナ１００を用いて合成した合成電界Ｙは、
次の数３で表すことができる。

【数３】

【００４４】ここで、簡単のために信号波の所望の包絡
線の形状を予め決められた一定値Ｐ₀であるとすると、
合成電界の信号の包絡線を一定値Ｐ₀とするための複素
ウエイトｗ_n ^tを求めることは、公知の通り、次の数４と
数５とに示す評価関数Ｆを最小にする複素ウエイトｗ_n ^t
を求めることと等価である。

【数４】Ｆ＝（｜Ｙ｜²−Ｐ₀）² ここで、数４に数３で表された合成電界Ｙを代入する
と、次の数５を得る。

【数５】

【００４５】従って、複素ウエイトｗ_n ^tを次の数６に従
って、次の時刻の複素ウエイトｗ_n ^(t+1)に更新して次の
時刻の受信信号Ｘ_n ^(t+1)を演算することによって、信号
波の包絡線を所望の形にして不要波の到来方向の放射パ
ターンにおける受信レベルを零にすることができる。

【数６】 ｗ_n ^(t+1)＝ｗ_n ^t−μＸ_n＊・（｜Ｙ｜²−Ｐ₀）・Ｙ ここで、μはシステムによって決定される定数であり、
Ｘ_n＊は複素数で表された受信信号Ｘ_nの共役複素数であ
る。

【００４６】なお、ＣＭアルゴリズムを用いた場合、公
知の通り、マルチビームのビーム数から１を引いた数の
零点を放射パターンにおいて形成することができる。

【００４７】以上述べたように、適応制御プロセッサ１
１３は、ＣＭアルゴリズムを用いて、同相分配回路１１
２から出力されるビーム電界値ＳＥＡ_n（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）に基づいてアレーアンテナ１００の主ビームを
希望波の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到
来方向の受信レベルを零にするような各ビームに対応す
る受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトｗ_n（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）を演算して、位相演算プロセッサ１１４と
各可変利得増幅器１２０とに出力する。

【００４８】さらに、位相演算プロセッサ１１４は、適
応制御プロセッサ１１３から出力される複数Ｎ個のウエ
イトｗ_n（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に基づいてアレーアン
テナ１００の主ビームを希望波の所望の方向に向けかつ
干渉波などの不要波の到来方向の送信レベルを零にする
ような各アンテナ素子５０に対応する送信信号に対する
移相量ＤＰｍを以下のようにして演算して各送受信モジ
ュールＲＭ−ｍの移相器５に出力する一方、主ビームの
到来方向に対応する方向データＤＢを演算して各送受信
モジュールＲＭ−ｍに出力する。すなわち、次の数７を
用いて、受信信号に対するウエイトに対して、マルチビ
ームを形成するための各方向ベクトルｄ_nに対応するウ
エイトを乗算してすべての方向ベクトルについての和を
計算することによって、アレーアンテナ１００の各アン
テナ素子５０で受信した受信信号に与えるべきウエイト
ｗｂ_mを演算することができる。

【数７】

【００４９】数７において、受信周波数ｆｒを送信周波
数ｆｔに置き換えれば、送信時においても希望波の放射
方向に主ビームを向けることができかつ不要波の到来方
向に零点が形成された放射パターンを得ることができ
る。この原理についてさらに詳細に以下に説明する。

【００５０】図１２の（ａ）は受信時において希望波の
放射方向に主ビームが向けられたときの適応制御前の初
期の放射パターンであり、この初期の放射パターンは、
図１２の（ｂ）に示す複数のビームＥ₁，Ｅ₂，…，Ｅ_N
に対してそれぞれ受信信号に対するウエイトｗ₁，ｗ₂，
…，ｗ_Nを掛けてそれらの和を演算することによって重
ね合わせして得ることができる。さらに、図１２の
（ａ）の初期の放射パターンに対して適応制御プロセッ
サ１１３によって演算された受信信号に対するウエイト
ｗ_nを各ビーム電界値Ｅ_n毎に掛けることによって、すな
わち可変利得増幅器１２０によってウエイトｗ_nに比例
する利得で増幅することによって主ビームを希望波の到
来方向に向けかつ干渉波などの不要波を抑圧したときの
所望の受信信号を得ることができる。

【００５１】また、本実施例のセルフダイプレクシング
アンテナにおいて、送信ベースバンド信号は同相分配器
１３０に入力され、同相分配器１３０は入力された送信
ベースバンド信号を１９個の送信信号Ｆ₁乃至Ｆ₁₉(以
下、代表して符号Ｆｍを付す。)に同相で分配してそれ
ぞれ各送受信モジュールＲＭ−ｍのＤ／Ａ変換器４４に
出力する。Ｄ／Ａ変換器４４は、送信信号Ｆｍをアナロ
グの送信ベースバンド信号に変換した後アップコンバー
タ４３に出力する。アップコンバータ４３は、所定の中
間周波数を有する中間周波数信号を当該送信ベースバン
ド信号によって変調処理をした後、当該中間周波数信号
を送信周波数ｆｔを有する送信信号に周波数変換して、
移相器４５に出力する。移相器４５は、詳細後述する位
相演算プロセッサ１１４によって演算された移相量ＤＰ
ｍだけ移相した後、電力増幅器４８の入力端子に出力す
る。電力増幅器４８は入力された送信信号を電力増幅し
た後、端子Ｔ１を介して９０度ハイブリッド回路１４の
一方の入力端子９３に出力する。９０度ハイブリッド回
路１４は、互いに９０度の位相差を有する２つの送信信
号をそれぞれ出力端子９１,９２からアレーアンテナ１
００のアンテナ素子５０のコネクタ２２a,２２bに出力
する。

【００５２】アンテナ素子５０において、コネクタ２２
a,２２bに入力された上記２つの送信信号は、それぞれ
給電ピン５a,５bを介して給電点３a,３bに給電される。
これによって、円形パッチアンテナが励振されて、上記
放射導体１上に上記２つの送信信号に対応する２つの直
交する電磁波を発生することにより、円形パッチアンテ
ナは、上記２つの送信信号に対応し上記２つの電磁波が
合成された円偏波の電磁波である送信波を受信波の到来
方向に放射する一方、放射導体１から放射導体２への方
向にも円偏波の電磁波である送信波が漏洩放射される。
このとき上述のように、上記放射導体１上に発生する２
つの電磁波の位相差は、給電ピン５ａと給電ピン５ｂの
相互結合やアンテナ素子５０の加工時のバラツキまたさ
らに他のアンテナ素子５０との相互結合等によって９０
度からずれた値になっている。ここでコネクタ２２aに
入力される送信信号はコネクタ２２bに入力される送信
信号に比べて位相が９０度だけ進んでいるので、自由空
間中に放射される送信波は、左旋円偏波の電磁波にな
り、放射導体１から放射導体２の方向に漏洩放射される
送信波は、自由空間中に放射される送信波とは放射方向
が反対になるので、右旋円偏波の電磁波になる。この漏
洩放射される右旋円偏波の送信波は、左旋円偏波の電磁
波である受信波と互いに同一の放射方向を有しかつ互い
に旋回方向が逆となる状態で上記受信波とともに円環パ
ッチアンテナによって受信される。

【００５３】ところで、希望波の到来方向である相手方
の無線局の方向は送信信号の放射方向であり、干渉波な
どの不要波の到来方向に対して送信信号を送信しないよ
うに制御する必要があるので、送信信号の放射パターン
は受信信号の放射パターンの相似形状となる。受信周波
数ｆｒと送信周波数ｆｔとが互いに異なる場合であって
も、受信信号と同一の方向に主ビームを有するビームを
受信信号に対するウエイトｗ_nを掛けて重ね合わせする
ことによって、送信信号の主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の
放射パターンの零点を形成するような、送信信号のため
の放射パターンを得ることができる。従って、数７にお
ける受信周波数ｆｒを送信周波数ｆｔを置き換えた後、
その位相を計算することによって次の数８を得ることが
でき、本実施例においては、特に、詳細後述する理由
で、送信信号に対して位相のみを制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得るように構成してい
る。

【００５４】

【数８】ＤＰｍ＝ｔａｎ^-1［Ｉｍ（Ｚ_m）／Ｒｅ
（Ｚ_m）］，ｍ＝１，２，…，Ｍ ここで、複素数Ｚ_mは、

【数９】 であり、Ｒｅ（Ｚ_m）は複素数Ｚ_mの実数成分であり、Ｉ
ｍ（Ｚ_m）は複素数Ｚ_mの純虚数成分である。

【００５５】上記位相演算プロセッサ１１４は、適応制
御プロセッサ１１３によって演算された受信信号に対す
るウエイトｗｂ_mに基づいて、上記数８を用いて送信信
号の移相量ＤＰｍを演算して各送受信モジュールＲＭ−
ｍの移相器４５に出力する一方、受信波の主ビームの到
来方向に対応する方向データＤＢを演算して位相制御器
２０に出力する。これに応答して、移相器４５は、位相
演算プロセッサ１１４によって演算された移相量ＤＰｍ
だけ移相した後、電力増幅器４８と９０度ハイブリッド
１４を介してアレーアンテナ１００内のアンテナ素子５
０に出力して当該送信信号を放射する。このとき放射さ
れる送信信号の放射パターンは、送信信号の主ビームを
希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来
方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するような
放射パターンである。

【００５６】さらに、送信信号に対して位相のみを制御
することによって、送信信号の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信
号の放射パターンの零点を形成するような送信信号の放
射パターンを得ることができる理由について以下に説明
する。

【００５７】まず、送信信号Ｆ_mの放射パターンにおけ
る適応制御前の初期の合成電界Ｅ₀を次の数１０で表す
ことができる。

【数１０】

【００５８】次いで、送信信号Ｆ_mの放射パターンにお
いて零点を形成するための複素励振値Ａ_mを、複素励振
値Ａ_mの振幅変位（実数値）をΔａ_0mとしかつその位相
変位（実数値）をΔφ_mとして次の数１１で表すと、

【数１１】Ａ_m＝（１＋Δａ_0m）ｅｘｐ（ｊΔφ_m）・Ｆ
_m，ｍ＝１，２，…，Ｍ 送信信号の放射パターンにおいて零点を形成したときの
合成電界は次の数１２で表される。

【数１２】

【００５９】上記数１２から送信信号の励振位相のみを
Δφ_mに設定したときの初期合成電界からの誤差合成電
界Ｅｅｐは次の数１３で表される。

【数１３】

【００６０】ここで、送信信号の放射パターンにおける
サイドローブ領域に零点を形成するためには、次の数１
４と数１５が成立する。

【数１４】ｅｘｐ（ｊΔφ_m）＝１＋ｊΔφ_m

【数１５】Δａ_0m・Δφ_m＜＜１

【００６１】上記数１４と数１５の条件を数１３に代入
すると、次の数１６を得る。

【数１６】

【００６２】さらに、一般に、複素励振値の振幅変位Δ
ａ_0m＜＜１であるので、数１６に適用すると、誤差合成
電界Ｅｅｐ＜＜１となる。このことは、送信信号に対し
て位相のみを制御することによって、送信信号の主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するよ
うな送信信号の放射パターンを得ることができることを
意味する。以上のようにして、アレーアンテナ１００
は、希望波の到来方向である所定の送信方向に送信波を
放射する。

【００６３】一方、アンテナ素子５０の円形パッチアン
テナから放射導体２の方向に漏洩放射される右旋円偏波
の電磁波である漏洩送信波は、円環パッチアンテナによ
って受信され、上記漏洩送信波に対応しかつ互いに上述
のように９０度からずれた位相差を有する２つの漏洩送
信信号として、給電点４ａ，４ｂと給電ピン６a,６bを
介してコネクタ２３a,２３bから出力される。アンテナ
素子５０のコネクタ２３aから出力された一方の漏洩送
信信号は、送受信モジュールＲＭ−ｍの９０度ハイブリ
ッド回路１５の一方の入力端子９５に入力され、アンテ
ナ素子５０のコネクタ２３bから出力された他方の漏洩
送信信号は、送受信モジュールＲＭ−ｍの移相器１０に
入力される。

【００６４】このとき、送受信モジュールＲＭ−ｍにお
いて、位相制御器２０は、入力される方向データＤＢに
対応する位相補正量ＣＰｍ（ｓ）をＲＯＭ３０から読み
出して、移相器１０に送信周波数において位相補正量Ｃ
Ｐｍ（ｓ）だけ位相補正するように制御信号を出力す
る。これによって、移相器１０は、入力された漏洩送信
信号を位相補正量ＣＰｍ（ｓ）だけ移相して９０度ハイ
ブリッド回路１５の入力端子９６に出力する。９０度ハ
イブリッド回路１５は、移相器１０から入力端子９６に
入力される漏洩送信信号を自ら送信周波数ｆｔと受信周
波数ｆｒの差に応じた移相量だけ９０度からずれた送信
周波数ｆｔにおける移相量を移相した漏洩送信信号と入
力端子９５に入力される漏洩送信信号と合成して出力端
子９７から出力する。ここで、「発明が解決しようとす
る課題」の項において上述したようにアンテナ素子５０
のコネクタ２３ａ，２３ｂから出力される２つの漏洩送
信信号の位相差は、９０度からずれた値になっている。
一方上記９０度ハイブリッド回路１５は、入力端子９５
から入力される信号を受信周波数ｆｒにおいて９０度だ
け移相するように構成されていて送信周波数ｆｔにおけ
る移相量は９０度にはならない。しかしながら、位相補
正器１０が９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９８
から出力される漏洩送信信号の電力が最小になるような
位相補正量ＣＰｍ（ｓ）だけ移相しているので、漏洩送
信信号は逆相で合成されて出力端子９８からほとんど出
力されない。以上のようにして、本実施例の円偏波セル
フダイプレクシングアンテナは、９０度ハイブリッド回
路１５の出力端子９８から漏洩送信信号をほとんど出力
することなく受信信号を取り出すことができる。尚ここ
で、上記位相補正器１０は、受信信号の位相も位相補正
量ＣＰｍ（ｓ）に対応した受信周波数での移相量だけ移
相するので、９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９
８から出力される合成受信信号の電力も若干下がるが、
低雑音増幅器４７の増幅度を上げる等によって簡単に所
定の電力を得ることができる。

【００６５】図７は、本実施例のセルフダイプレクシン
グアンテナの各アンテナ素子５０における、送受信アン
テナ間の相互結合量の周波数特性を示すグラフである。
上記送受信アンテナ間の相互結合量は、１．０４ＧＨz
から２．０４ＧＨzにおける各送受信モジュールＲＭ−
ｍの端子Ｔ１から端子Ｔ２への伝送係数（透過係数）を
測定することにより求めた。またこのとき、移相器１０
は、被測定アンテナ素子５０の伝送係数すなわち送受信
モジュールＲＭ−ｍの端子Ｔ１から端子Ｔ２への伝送係
数が最も小さくなるように設定した。又このとき、被測
定アンテナ素子５０以外のアンテナ素子５０のコネクタ
２２a,２２b,２３a,２３bは全て公知の無反射終端回路
によって終端した。図７において、２本の特性のうち上
側の特性は、１９個のアンテナ素子中の送受信間相互結
合量の最大値を示すものであり、下側の特性は１９個の
アンテナ素子中の送受間相互結合量の最小値を示すもの
である。図７から明らかなように、送信周波数である
１．６４ＧＨzの周波数における送受信間相互結合量の
最小値は−７５dＢであり、送受信間相互結合量の最大
値は−４０dＢである。これは、図１０の従来例のセル
フダイプレクシングアンテナの１．６４ＧＨzにおけ
る、最大値である−３５dＢと最小値である−５５dＢに
比べると最大値及び最小値とも小さくなっている。すな
わち、受信アンテナである円環パッチアンテナのコネク
タ２３bと９０度ハイブリッド回路１５の入力端子９６
の間に移相器１０を備えて、所定の位相補正を行うこと
によって、送受信間相互結合量を小さくすることができ
る。

【００６６】図８は、図７の測定値のうち、１．６４Ｇ
Ｈzの周波数における各アンテナ素子５０の送受信間相
互結合量を示すグラフである。図８において、実線で示
した折れ線は、実施例における１９個のアンテナ素子の
送受信間相互結合量を示す点を結んだものであり、点線
で示した折れ線は従来例における１９個のアンテナ素子
の送受間相互結合量を示す点を結んだものである。図８
から明らかなように、１９アンテナ素子中１８個のアン
テナ素子において、従来例のアンテナ素子に比べて実施
例のアンテナ素子の方が送受信間相互結合量が小さくな
っていることが解る。すなわち、受信アンテナである円
環パッチアンテナのコネクタ２３bと９０度ハイブリッ
ド回路１５の入力端子９６の間に移相器１０を備えて、
所定の位相補正を行うことによって、送受信間相互結合
量を小さくすることができる。

【００６７】以上のように、本発明に係る実施例のセル
フダイプレクシングアンテナは、送受信モジュールＲＭ
−ｍに９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９８から
出力される漏洩送信信号が最小になるように移相する移
相器１０を備えているので、従来例のセルフダイプレク
シングアンテナに比較して送受信アンテナ間のアイソレ
ーションが良くなる。また本発明に係る実施例のセルフ
ダイプレクシングアンテナは、上記移相器１０とともに
ビーム方向に対応する位相補正量ＣＰｍ（ｓ）を記録し
たＲＯＭ３０と、上記ＲＯＭ３０からビーム方向に対応
した位相補正量ＣＰｍ（ｓ）を読み出して上記移相器１
０を制御する位相制御器２０を備えているので、ビーム
方向に対応した位相補正をすることができ、ビーム走査
をしたときにおいても、従来例のセルフダイプレクシン
グアンテナに比較して送受信アンテナ間のアイソレーシ
ョンを良くすることができる。

【００６８】＜変形例＞図１１は、本発明に係る第一の
変形例のセルフダイプレクシングアンテナである。図１
１において図１と同一のものについては同一の符号を付
している。この第一の変形例のセルフダイプレクシング
アンテナのビーム形成部は、図１１に示すように、図１
の実施例に比較して、以下の点が異なる。 （ａ）位相演算プロセッサ１１４に代えて振幅及び位相
演算プロセッサ１１４ａを設ける。 （ｂ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、電力増幅
器４８に代えて、振幅変更可能型電力増幅器４８ａを用
いる。以下、上記相違点について詳細に説明する。

【００６９】この第３の実施例においては、送信信号の
主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不
要波の到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成
するような、送信信号のための放射パターンを得るため
に、数９の右辺の振幅量ＤＡｍ（次の数１７参照。）及
び数８の位相量ＤＰｍを用いて送信信号に対して振幅及
び位相を制御することによって、送信信号の放射パター
ンを得るように構成している。

【数１７】ＤＡｍ＝｜Ｚｍ｜，ｍ＝１，２，…，Ｍ

【００７０】さらに、送信信号に対して振幅を制御する
ことによって、送信信号の主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の
放射パターンの零点を形成するような送信信号の放射パ
ターンを得ることができる理由について以下に説明す
る。

【００７１】まず、送信信号Ｆ_mの放射パターンにおけ
る適応制御前の初期の合成電界Ｅ₀を上記数１０で表す
ことができる。次いで、送信信号Ｆ_mの放射パターンに
おいて零点を形成するための複素励振値Ａ_mを、複素励
振値Ａ_mの振幅変位（実数値）をΔａ_0mとしかつその位
相変位（実数値）をΔφ_mとして上記数１１で表すと、
送信信号の放射パターンにおいて零点を形成したときの
合成電界は上記数１２で表される。そして、上記数１２
から送信信号の励振振幅のみを（１＋Δａ_0m）に設定し
たときの初期合成電界からの誤差合成電界Ｅｅａは次の
数１８で表される。

【数１８】

【００７２】ここで、上記数１５が成立すると仮定し、
上記数１５の条件（Δａ_0m・Δφ_m＜＜１）を数１８に
代入すると、次の数１９を得る。

【数１９】

【００７３】さらに、一般に、複素励振値の位相変位Δ
φ_m＜＜１であるので、数１９に適用すると、誤差合成
電界Ｅｅａ＜＜１となる。このことは、送信信号に対し
て振幅のみを制御することによって、送信信号の主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するよ
うな送信信号の放射パターンを得ることができることを
意味する。

【００７４】上記振幅及び位相演算プロセッサ１１４ａ
は、適応制御プロセッサ１１３によって演算された受信
信号に対するウエイトｗｂ_mに基づいて、上記数１７を
用いて送信信号の振幅量ＤＡｍを演算して各送受信モジ
ュールＲＭ−ｍの振幅変更可能型電力増幅器４８ａに出
力するとともに、上記数８を用いて送信信号の位相量Ｄ
Ｐｍを演算して各送受信モジュールＲＭ−ｍの移相器４
５に出力する一方、受信波の主ビームの到来方向に対応
する方向データＤＢを演算して位相制御器２０に出力す
る。これに応答して、電力増幅器４８ａは、各送信信号
Ｆ１至Ｆ１９の振幅量が上記振幅量ＤＡｍとなるように
変更して電力増幅した後、９０度ハイブリッド回路１４
の入力端子９３に出力する。また移相器４５は第１の実
施例と同様に動作する。従って、各送信信号Ｆ₁乃至Ｆ_M
は、移相器４５と電力増幅器４８ａと９０度ハイブリッ
ド回路１４を介してアレーアンテナ１００内のアンテナ
素子５０に入力されて、アレーアンテナ１００は、当該
送信信号を放射する。このとき放射される送信信号の放
射パターンは、送信信号の主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の
放射パターンの零点を形成するような放射パターンであ
る。また、誤差合成電界Ｅｅｐ，Ｅｅａに対応する第３
の実施例における誤差合成電界Ｅｅはゼロとなる。

【００７５】以上説明したように、第一の変形例におい
ては、送信信号に対して振幅及び位相をともに制御する
ので、実施例と比較して構成は若干複雑となるが、実施
例と同様の９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９８
から出力される漏洩送信信号の電力を最小にする効果を
有する一方、上述のように、誤差合成電界Ｅｅはゼロと
なり、完全に干渉波の影響を除去することができる。

【００７６】以上の第一の変形例において、振幅変更可
能型電力増幅器４８ａを用いているが、本発明は、これ
に限らず、少なくとも送信信号の振幅量を各アンテナ素
子１００に対応して変更する振幅変更手段を備えればよ
い。当該振幅変更手段は、例えば、減衰器、又は減衰器
と増幅器の組み合わせ回路などである。

【００７７】また、本発明に係るセルフダイプレクシン
グアンテナは、１つのアンテナ素子５０と１つの送受信
モジュールＲＭ−ｍによって構成しても良い。この場合
送受信モジュールＲＭ−ｍは位相制御器２０とＲＯＭ３
０を除いて構成され、移相器１０の位相補正量はアンテ
ナ素子５０の円形パッチアンテナに送信信号を与えて励
振したときに、円環パッチアンテナを介してＴ２から出
力される漏洩送信信号が最小になるように初期設定され
る。以上のように構成した第二の変形例の円偏波セルフ
ダイプレクシングアンテナにおいても、送受信アンテナ
間のアイソレーションが従来例のセルフダイプレクシン
グアンテナに比較して良くなる。

【００７８】以上の実施例と変形例のセルフダイプレク
シングアンテナにおいては、移相器１０は、受信用円環
パッチアンテナのコネクタ２３ｂと９０度ハイブリッド
回路１５の入力端子９６の間に接続したが、本発明はこ
れに限らずコネクタ２３ａと９０度ハイブリッド回路１
５の入力端子９５の間に接続しても良い。また、送信用
円形パッチアンテナのコネクタ２２ａ，２２ｂと９０度
ハイブリッド回路１４の出力端子９１，９２の間に接続
しても良い。この場合、上記移相器１０は、送信用円形
パッチアンテナのコネクタ２２ａ，２２ｂに入力される
２つの送信信号のうち少なくとも一方を上記９０度ハイ
ブリッド回路１５がその出力端子９８から出力される漏
洩送信信号の電力が最小になるような位相補正量だけ移
相して上記コネクタ２２ａ又はコネクタ２２ｂに出力す
る。上記送信用円形パッチアンテナは、互いに所定の位
相差を有する２つの送信信号が給電されて円偏波の送信
波を自由空間中に放射すると同時に上記送信用円形パッ
チアンテナから上記受信用円環パッチアンテナの方向に
円偏波の漏洩送信波を放射する。一方、上記受信用円環
パッチアンテナは、上記受信波とともに上記漏洩送信波
も受信する。上記受信用円環パッチアンテナに受信され
た上記受信波は、互いに９０度の位相差を有する２つの
受信信号として上記受信用円環パッチアンテナから上記
９０度ハイブリッド回路１５の入力端子９５，９６に出
力される一方、上記漏洩送信波は、所定の位相差を有す
る２つの漏洩送信信号として上記受信用円環パッチアン
テナから上記９０度ハイブリッド回路１５の入力端子９
５，９６に出力される。ここで、上記移相器１０によっ
て、上記送信用円形パッチアンテナに給電される２つの
送信信号のうち少なくとも一方の送信信号は上記９０度
ハイブリッド回路１５の出力端子９８から出力される漏
洩送信信号の電力が最小になるような位相補正量だけ移
相されて上記送信用円形パッチアンテナに入力されてい
るので、上記９０度ハイブリッド回路１５の入力端子９
５，９６に入力される上記２つの漏洩送信信号は、上記
９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９８から出力さ
れる合成後の漏洩送信信号の電力が最小になるような位
相差を有する。これによって、上記２つの受信信号は上
記９０度ハイブリッド回路１５によって同相で合成され
て上記９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９８から
出力される一方、上記２つの漏洩送信信号は上記９０度
ハイブリッド回路１５によって逆相で合成されることに
より上記９０度ハイブリッド回路１５の出力端子９８か
らは出力されない。

【００７９】またさらに、コネクタ２２ａ，２２ｂと９
０度ハイブリッド回路１４の出力端子９１，９２の間
と、コネクタ２３ａ，２３ｂと９０度ハイブリッド回路
１５の入力端子９５，９６の間の４カ所のうちの２カ所
以上の場所に移相器１０を接続しても良い。以上のよう
に構成されたセルフダイプレクシングアンテナにおい
て、移相器１０は入力される信号を、９０度ハイブリッ
ド回路１５の出力端子９８から出力される漏洩送信信号
の電力が最小になるような位相補正量だけ移相して出力
する。以上のようにして、上記９０度ハイブリッド回路
１５の出力端子９８から出力される漏洩送信信号の電力
を最小にすることができ、本実施例のセルフダイプレク
シングアンテナと同様の効果を有する。

【００８０】以上の実施例と変形例のセルフダイプレク
シングアンテナにおいては、送信用円形パッチアンテナ
と受信用円環パッチアンテナともそれぞれ２本の給電ピ
ン４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂを用いて放射導体１と放射導
体２に直接給電する方法を用いたが、本発明はこれに限
らずそれぞれ２つの給電線路を備え、それぞれ接地導体
１３に形成される２つのスロットを用いて給電するスロ
ット給電方法を用いてもよい。また送信用円形パッチア
ンテナと受信用円形パッチアンテナのどちらか一方に給
電ピンによる直接給電を用いて、他方を２つの給電線路
と２つのスロットによるスロット給電を用いて構成して
も良い。以上のように構成しても、本実施例のセルフダ
イプレクシングアンテナと同様の効果を有する。

【００８１】以上の実施例と変形例のセルフダイプレク
シングアンテナにおいては、送信用円形パッチアンテナ
と受信用円環パッチアンテナは共に、放射導体１と放射
導体２の所定の２点に給電することによって円偏波を励
振するように構成したが、本発明はこれに限らず、送信
用円形パッチアンテナを、１つの給電線路を用いてかつ
例えば放射導体１に設けた切り欠き等の公知の縮退分離
手段を用いて円偏波を励振するように構成しても良い。
この場合、移相器１０は受信用円環パッチアンテナのコ
ネクタ２３ｂと９０度ハイブリッド回路１５の入力端子
９６の間と、コネクタ２３ａと９０度ハイブリッド回路
１５の入力端子９５の間のどちらか一方又は双方に構成
される。以上のように構成しても、本実施例のセルフダ
イプレクシングアンテナと同様の効果を有する。

【００８２】以上の実施例と変形例のセルフダイプレク
シングアンテナにおいては、送信用円形パッチアンテナ
は左旋円偏波の電磁波を放射するように構成し、受信用
円環パッチアンテナは左旋円偏波の電磁波を受信するよ
うに構成したが、本発明はこれに限らず、送信用円形パ
ッチアンテナを右旋円偏波の電磁波を放射するように構
成し、受信用円環パッチアンテナを右旋円偏波の電磁波
を受信するように構成してもよい。以上のように構成し
ても、本実施例のセルフダイプレクシングアンテナと同
様の効果を有する。

【００８３】

【発明の効果】以上のように、本発明に係る円偏波セル
フダイプレクシングアンテナにおいては、上記位相補正
手段によって、上記受信アンテナから出力される２つの
受信信号と上記送信アンテナに給電される２つの送信信
号のうち少なくとも１つの信号が、上記合成手段から出
力される第一の共振周波数を有する信号の電力が最小に
なるような位相補正量だけ移相されるので、上記第一の
共振周波数を有する信号は上記合成手段からはほとんど
出力されない。これによって、上記送信アンテナと上記
受信アンテナ間のアイソレーションを従来例に比較して
大きくでき、しかも帯域通過フィルタや帯域阻止フィル
タを備えることのない小型・軽量の円偏波セルフダイプ
レクシングアンテナを提供することができる。

【００８４】また、本発明に係るアレー状の円偏波セル
フダイプレクシングアンテナは、上記送信アンテナと上
記受信アンテナ間のアイソレーションが従来例のアレー
状の円偏波セルフダイプレクシングアンテナに比較して
良く、しかもビーム走査を行った場合においても、上記
送信アンテナと上記受信アンテナ間のアイソレーション
悪化しない小型・軽量のアレー状の円偏波セルフダイプ
レクシングアンテナを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る実施例の円偏波セルフダイプレ
クシングアンテナの全体の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】 図１の円偏波セルフダイプレクシングアンテ
ナのアンテナ素子５０の分解斜視図である。

【図３】 図１のアンテナ素子５０を図２の放射導体１
の上から見た平面図である。

【図４】 図１のアンテナ素子５０の図２及び図３にお
けるＡ−Ａ′面の断面図である。

【図５】 図１のアンテナ素子５０の図２及び図３にお
けるＢ−Ｂ′面の断面図である。

【図６】 図１のアレーアンテナ１００における各アン
テナ素子５０の配置を示す平面図である。

【図７】 図１のアレーアンテナ１００の各アンテナ素
子５０における送受信間相互結合量の周波数特性を示す
グラフである。

【図８】 図７の測定値のうち、１．６４ＧＨｚの周波
数における各アンテナ素子５０の送受信間相互結合量を
示すグラフである。

【図９】 従来例のセルフダイプレクシングアンテナの
構成を示す分解斜視図である。

【図１０】 図９の従来例のセルフダイプレクシングア
ンテナを図６の実施例と同様の配列にしてアレーアンテ
ナを構成したときの各アンテナ素子における送受信結合
量の周波数特性を示すグラフである。

【図１１】 本発明に係る第一の変形例のセルフダイプ
レクシングアンテナの全体の構成を示すブロック図であ
る。

【図１２】 図１のセルフダイプレクシングアンテナに
おけるビームの重ね合わせの原理を説明するための
（ａ）初期パターンと（ｂ）重畳パターンと（ｃ）零点
形成パターンとを示す放射パターン図である。

【図１３】 図１のセルフダイプレクシングアンテナの
主ビームの方向を定義するための座標を示す斜視図であ
る。

【符号の説明】

１…放射導体、 ２…放射導体、 ３ａ，３ｂ，４ａ，４ｂ…給電点、 ５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ…給電ピン、 １０…移相器、 １１，１２…誘電体基板、 １３…接地導体、 １４，１５…９０度ハイブリッド回路、 ２０…位相制御器、 ２２ａ，２２ｂ，２３ａ，２３ｂ…コネクタ、 ３０…ＲＯＭ、 ４１…ダウンコンバータ、 ４２…Ａ／Ｄ変換器、 ４３…アップコンバータ、 ４４…Ｄ／Ａ変換器、 ４５…移相器、 ４７…低雑音増幅器、 ４８…電力増幅器、 ５０，５０−１及至５０−１９…アンテナ素子、 １００…アレーアンテナ、 ＲＭ−１及至ＲＭ−１９…送受信モジュール、 １１０…マルチビーム形成回路、 １１１…ビーム選択回路、 １１２…同相分配回路、 １１３…適応制御プロセッサ、 １１４…位相演算プロセッサ、 １１４ａ…振幅及び位相演算プロセッサ、 １２０−１及至１２０−Ｎ…可変利得増幅器、 １２１…同相合成器、 １３０…同相分配器。

フロントページの続き (72)発明者 唐沢 好男 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷 ５番地 株式会社エイ・ティ・アール光 電波通信研究所内 (56)参考文献 1991年電子情報通信学会秋季大会講演 論文集［分冊２］Ｐ．２−64

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第一の共振周波数を有しかつ円偏波の電
   磁波を放射する円偏波送信アンテナと、 上記第一の共振周波数と異なる第二の共振周波数を有し
   かつ上記送信アンテナが放射する円偏波の電磁波と同一
   の旋回方向を有する円偏波の電磁波を上記第二の共振周
   波数において互いに９０度の位相差で２つの給電点にお
   いて受信する２点給電型円偏波受信アンテナと、 上記受信アンテナの２つの給電点から出力される２つの
   受信信号のうちの一方の受信信号を上記第二の共振周波
   数において９０度だけ移相した後、当該移相した受信信
   号と、上記２つの受信信号のうちの他方の受信信号とを
   合成して受信信号として出力する合成手段とを備えた円
   偏波セルフダイプレクシングアンテナにおいて、 上記受信アンテナの２つの給電点と上記合成手段との間
   に設けられ、上記受信アンテナから出力される２つの受
   信信号のうち少なくとも一方の受信信号を、上記合成手
   段から出力される上記第一の共振周波数を有する信号の
   電力が最小になるような位相補正量だけ移相して上記合
   成手段に出力する位相補正手段を備えたことを特徴とす
   る円偏波セルフダイプレクシングアンテナ。
2. 【請求項２】 ２つの給電点を備え、第一の共振周波数
   を有し、かつ互いに９０度の位相差を有する上記第一の
   共振周波数の２つの送信信号が上記２つの給電点に給電
   されたときに円偏波の電磁波を放射する２点給電型円偏
   波送信アンテナと、 上記第一の共振周波数と異なる第二の共振周波数を有し
   かつ上記送信アンテナが放射する円偏波の電磁波と同一
   の旋回方向を有する円偏波の電磁波を上記第二の共振周
   波数において互いに９０度の位相差で２つの給電点にお
   いて受信する２点給電型円偏波受信アンテナと、 上記受信アンテナの２つの給電点から出力される２つの
   受信信号のうちの一方の受信信号を上記第二の共振周波
   数において９０度だけ移相した後、当該移相した受信信
   号と、上記２つの受信信号のうちの他方の受信信号とを
   合成して受信信号として出力する合成手段とを備えた円
   偏波セルフダイプレクシングアンテナにおいて、 上記送信アンテナの２つの給電点に給電される２つの送
   信信号のうち少なくとも一方の送信信号を、上記合成手
   段から出力される上記第一の共振周波数を有する信号の
   電力が最小になるような位相補正量だけ移相して上記送
   信アンテナに出力する位相補正手段を備えたことを特徴
   とする円偏波セルフダイプレクシングアンテナ。
3. 【請求項３】 複数の請求項１又は２記載の円偏波セル
   フダイプレクシングアンテナを、所定の配列になるよう
   にかつ近接して設けたことを特徴とする円偏波セルフダ
   イプレクシングアンテナ。
4. 【請求項４】 請求項３記載の上記円偏波セルフダイプ
   レクシングアンテナと、 上記円偏波セルフダイプレクシングアンテナのビームを
   所定のビーム方向に向けるように制御するとともに当該
   ビーム方向のデータを出力するビーム形成手段と、 上記円偏波セルフダイプレクシングアンテナのビーム方
   向に対応した上記位相補正量を記憶するための記憶手段
   と、 上記ビーム形成手段から出力されるビーム方向のデータ
   に基づいて、当該ビーム方向のデータに対応した位相補
   正量を上記記憶手段から読み出して、上記読み出した位
   相補正量だけ移相するように上記位相補正手段を制御す
   るための位相制御手段とを備えたことを特徴とする円偏
   波セルフダイプレクシングアンテナ。