JP2625831B2 - 復号装置 - Google Patents
復号装置Info
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- JP2625831B2 JP2625831B2 JP4890288A JP4890288A JP2625831B2 JP 2625831 B2 JP2625831 B2 JP 2625831B2 JP 4890288 A JP4890288 A JP 4890288A JP 4890288 A JP4890288 A JP 4890288A JP 2625831 B2 JP2625831 B2 JP 2625831B2
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- sequence
- output
- likelihood
- circuit
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタル記録または伝送された信号を効
果的に復号する復号装置に関する。
果的に復号する復号装置に関する。
従来の技術 ビタビ復号法は畳み込み符号の一復号法としてビタビ
により提案されて以来、種々の分野において研究されて
いる。例えば、ディジタル磁気記録の分野においても、
従来のビット枚の復号法に比べて、ビタビ復号法の方が
優れた誤り率特性を示すことが論理的に知られている。
以下、ビタビ復号法について説明する。
により提案されて以来、種々の分野において研究されて
いる。例えば、ディジタル磁気記録の分野においても、
従来のビット枚の復号法に比べて、ビタビ復号法の方が
優れた誤り率特性を示すことが論理的に知られている。
以下、ビタビ復号法について説明する。
記録する2進データ系列を{ak}とするとき、記録波
形の振幅レベルをbk、ビット長をTとすると、記録波形
R(t)は次式により表される。
形の振幅レベルをbk、ビット長をTとすると、記録波形
R(t)は次式により表される。
ここに、u(t)は なる方形波で、U(t)は単位ステップ関数である。但
し、bkは±1に正規化されているものとし、また、k<
0ではbk=−1であるものとする。
し、bkは±1に正規化されているものとし、また、k<
0ではbk=−1であるものとする。
ピーク値が1の孤立再生波形をh(t)とすると、式
(1)で与えられる記録波形R(t)に対する再生出力
e(t)は となる。ここに、 である。但し、*は畳み込み積分を意味し、Aは再正出
力のピーク値である。式(1)から分かるように、xkは
A,0,−Aの3値を取る。波形干渉の影響を無視すると、
ビットセルの境界でのサンプル値ykは yk=xk−nk ……(5) となる。ここに、nkはビットセルの境界での雑音のサン
プル値である。式(5)で与えられるサンプル値が復号
器入力となる。
(1)で与えられる記録波形R(t)に対する再生出力
e(t)は となる。ここに、 である。但し、*は畳み込み積分を意味し、Aは再正出
力のピーク値である。式(1)から分かるように、xkは
A,0,−Aの3値を取る。波形干渉の影響を無視すると、
ビットセルの境界でのサンプル値ykは yk=xk−nk ……(5) となる。ここに、nkはビットセルの境界での雑音のサン
プル値である。式(5)で与えられるサンプル値が復号
器入力となる。
NRZ記録の状態遷移図を第2図に示す。第2図におい
て、矢印に付した記号はak/xkを表している。また、第
3図にNRZ記録に対するトレリス線図を示し、矢印に付
した記号はak/xkを表す。また、初期状態としてS1を選
んでいる。
て、矢印に付した記号はak/xkを表している。また、第
3図にNRZ記録に対するトレリス線図を示し、矢印に付
した記号はak/xkを表す。また、初期状態としてS1を選
んでいる。
初期状態をS(0)とする長さLのデータ系列[a1,a
2,…,aL]に対応するトレリス線図上のパス[S(0);
a1,a2,…,aL]が与えられたときの復号器入力系列[y1,
y2,…,yL]の負の対数尤度関数は、ビットセル毎の雑音
のサンプル値が互いに独立であると仮定すると、次式と
なる。
2,…,aL]に対応するトレリス線図上のパス[S(0);
a1,a2,…,aL]が与えられたときの復号器入力系列[y1,
y2,…,yL]の負の対数尤度関数は、ビットセル毎の雑音
のサンプル値が互いに独立であると仮定すると、次式と
なる。
ここに、S(k−1)は時刻t=(k−1)Tにおけ
る状態を表す。
る状態を表す。
式(6)より、与えられたパスの負の対数尤度関数
は、パスを構成する個々の枝の負の対数尤度関数の和と
して表されることが分かる。従って、枝の長さを負の対
数尤度関数で表せば、長さが最小となるパスを選択し、
それに対応するデータ系列を出力するような復号法は最
尤復号法である。
は、パスを構成する個々の枝の負の対数尤度関数の和と
して表されることが分かる。従って、枝の長さを負の対
数尤度関数で表せば、長さが最小となるパスを選択し、
それに対応するデータ系列を出力するような復号法は最
尤復号法である。
ビタビ復号法では、長さが最小のパスを選択し復号す
るのに次のような方法を取る。ある時刻で、各状態に至
るパスの長さの最小値はメトリックと呼ばれるが、NRZ
記録に対しては、t=kTにおける状態S0と状態S1に対す
るメトリックをそれぞれmk(S0),mk(S1)で表すと、
第3図より次のような関数を得る。
るのに次のような方法を取る。ある時刻で、各状態に至
るパスの長さの最小値はメトリックと呼ばれるが、NRZ
記録に対しては、t=kTにおける状態S0と状態S1に対す
るメトリックをそれぞれmk(S0),mk(S1)で表すと、
第3図より次のような関数を得る。
mk(S0)=min{mk-1(S0)−lnp[yk|S(k−1) =S0;ak=0], mk-1(S1)−lnp[yk|S(k−1)=S1;ak=0]} mk(S1)=min{mk-1(S0)−lnp[yk|S(k−1) =S0;ak=1], mk-1(S1)−lnp[yk|S(k−1)=S1;ak=1]} ……(7) ここで、雑音のサンプル値nkを平均値零、分散σ2の
ガウス雑音と仮定すると、式(5)より復号器入力ykは
平均値xk、分散σ2のガウス変数となる。従って、例え
ば状態S(k−1)=S0からak=1が入力ることによ
り、状態S(k)=S1に遷移する場合には、第3図より
xk=Aであるから、 −lnp[yk|S(k−1)=S0;ak=1] ={ln(2πσ2)+yk 2/2σ2} +A(A/2−yk)/σ2 ……(8) となる。同様にして式(7)における他の負の対数尤度
関数も計算でき、これらすべてに式(8)の右辺第1項
が共通項として現れる。そこで、この共通項を除き、更
にA/σ2で割ることにより正規化しても一般性を失わな
い。このようにして次式のように正規化されたメトリッ
クが得られる。
ガウス雑音と仮定すると、式(5)より復号器入力ykは
平均値xk、分散σ2のガウス変数となる。従って、例え
ば状態S(k−1)=S0からak=1が入力ることによ
り、状態S(k)=S1に遷移する場合には、第3図より
xk=Aであるから、 −lnp[yk|S(k−1)=S0;ak=1] ={ln(2πσ2)+yk 2/2σ2} +A(A/2−yk)/σ2 ……(8) となる。同様にして式(7)における他の負の対数尤度
関数も計算でき、これらすべてに式(8)の右辺第1項
が共通項として現れる。そこで、この共通項を除き、更
にA/σ2で割ることにより正規化しても一般性を失わな
い。このようにして次式のように正規化されたメトリッ
クが得られる。
ここに、lk ijは状態S(k−1)=Si(i=0,1)か
ら状態S(k)=Sj(j=0,1)に遷移する正規化され
た枝の長さを表し、次式により与えられる。
ら状態S(k)=Sj(j=0,1)に遷移する正規化され
た枝の長さを表し、次式により与えられる。
但し、第3図のように初期状態としてS1を選ぶものと
すると、k (S0)=∞,k(S1)=0 ……(12) である。時刻t=kTにおいて、状態Sj(j=0,1)に至
るパスの内で、式(9),(10)で与えられるメトリッ
クmk(Sj)(j=0,1)を持つパスのみが最尤パスとな
る可能性を有するパスとして残され、他は捨てられる。
このようなパスが生き残りパスと呼ばれ、時刻kTの生き
残りパスが時刻(k−1)Tにおいて一本化している確
率は1とともに大となる。この一本化したパスを最尤パ
スとして復号するのがビタビ復号法である。
すると、k (S0)=∞,k(S1)=0 ……(12) である。時刻t=kTにおいて、状態Sj(j=0,1)に至
るパスの内で、式(9),(10)で与えられるメトリッ
クmk(Sj)(j=0,1)を持つパスのみが最尤パスとな
る可能性を有するパスとして残され、他は捨てられる。
このようなパスが生き残りパスと呼ばれ、時刻kTの生き
残りパスが時刻(k−1)Tにおいて一本化している確
率は1とともに大となる。この一本化したパスを最尤パ
スとして復号するのがビタビ復号法である。
発明が解決しようとする課題 先に示したように、ビタビ復号法は互いに独立な雑音
に対しては、比較的簡単な構成で最適な系列を復号でき
る。しかしながら、雑音に相関がある場合には次式
(6)は無い立たず、従って式(6)に基づいて構成し
たビタビ復号器では、最尤系列の復号は不可能である。
に対しては、比較的簡単な構成で最適な系列を復号でき
る。しかしながら、雑音に相関がある場合には次式
(6)は無い立たず、従って式(6)に基づいて構成し
たビタビ復号器では、最尤系列の復号は不可能である。
ところで、一般的に記録レートまたは伝送レートが高
いときには、信号帯域を十分通過させ得る通信路を実現
することは困難であり、従って信号の高周波成分が減衰
し波形干渉が生じる。波形干渉は減衰した高周波成分を
補正する等化器によって除去できるが、逆に、等化によ
って雑音の高周波成分も強調され、雑音電力が増大する
と共に雑音に相関が生じる。
いときには、信号帯域を十分通過させ得る通信路を実現
することは困難であり、従って信号の高周波成分が減衰
し波形干渉が生じる。波形干渉は減衰した高周波成分を
補正する等化器によって除去できるが、逆に、等化によ
って雑音の高周波成分も強調され、雑音電力が増大する
と共に雑音に相関が生じる。
つまり、等化を必要とするような現実的な系において
は、前記ビタビ復号法はもはや再尤系列を復号できず、
ビット毎の復号法に対する優位性は小さくなる。信号レ
ートが高くなればなる程この傾向は顕著になり、等化信
号を単純に復号する前記ビタビ復号法では、高レートの
信号に対して復号誤り率の改善効果は小さい。
は、前記ビタビ復号法はもはや再尤系列を復号できず、
ビット毎の復号法に対する優位性は小さくなる。信号レ
ートが高くなればなる程この傾向は顕著になり、等化信
号を単純に復号する前記ビタビ復号法では、高レートの
信号に対して復号誤り率の改善効果は小さい。
以上述べたように、信号レートを向上させるには、雑
音の相関性と共に、等化により増大した雑音に影響され
ない復号技術が必要である。
音の相関性と共に、等化により増大した雑音に影響され
ない復号技術が必要である。
課題を解決するための手段 本発明の目的は、前記従来の課題を解決し、波形等化
に起因する雑音の増大を効果的に防止すると共に、雑音
の相関性を除去することにより、信号レートを一層高め
ることが可能な復号装置を提供することである。この目
的を達成するために、本発明は次に示す新たな手段を備
える。
に起因する雑音の増大を効果的に防止すると共に、雑音
の相関性を除去することにより、信号レートを一層高め
ることが可能な復号装置を提供することである。この目
的を達成するために、本発明は次に示す新たな手段を備
える。
信号成分の劣化を補正する等化手段と、前記等化手段
の出力である等化信号から複数の予測雑音を減じる第1
の減算手段と、前記減算手段の出力と以前の入力系列に
対する尤度とから新たな尤度を算出する尤度算出手段
と、前記尤度算出手段の出力を大小比較し、小さい方ま
たは大きい方のいずれか一方のみを出力する複数の比較
選択手段と、前記複数の比較選択手段の内の一つの比較
選択手段の出力を他の比較選択手段の出力から減じ、こ
の結果を前記以前の入力系列に対する尤度とする第2の
減算手段と、前記等化手段の出力系列を保持する第1の
保持手段と、複数の生き残りパスに対する各々のデータ
系列を保持する第2の保持手段と、前記第1の保持手段
と前記第2の保持手段とから複数の雑音系列を抽出する
雑音抽出手段と、前記雑音抽出手段の各雑音系列を用い
て前記複数の予測雑音を算出する雑音予測手段。
の出力である等化信号から複数の予測雑音を減じる第1
の減算手段と、前記減算手段の出力と以前の入力系列に
対する尤度とから新たな尤度を算出する尤度算出手段
と、前記尤度算出手段の出力を大小比較し、小さい方ま
たは大きい方のいずれか一方のみを出力する複数の比較
選択手段と、前記複数の比較選択手段の内の一つの比較
選択手段の出力を他の比較選択手段の出力から減じ、こ
の結果を前記以前の入力系列に対する尤度とする第2の
減算手段と、前記等化手段の出力系列を保持する第1の
保持手段と、複数の生き残りパスに対する各々のデータ
系列を保持する第2の保持手段と、前記第1の保持手段
と前記第2の保持手段とから複数の雑音系列を抽出する
雑音抽出手段と、前記雑音抽出手段の各雑音系列を用い
て前記複数の予測雑音を算出する雑音予測手段。
作 用 雑音の相関性を利用して、過去の雑音から将来の雑音
を予測し、この予測雑音を実際の等化信号から除去す
る。この結果得られる等化信号に含まれる雑音は、理想
的には無相関になる。雑音の相関性は雑音電力の無用な
増大を意味するから、相関性を除去された雑音は逆に最
適な雑音であると言える。
を予測し、この予測雑音を実際の等化信号から除去す
る。この結果得られる等化信号に含まれる雑音は、理想
的には無相関になる。雑音の相関性は雑音電力の無用な
増大を意味するから、相関性を除去された雑音は逆に最
適な雑音であると言える。
本発明では、前記ビタビ復号法の各生き残りパスに対
して雑音系列を求め、各雑音系列からそれぞれ次の雑音
を予測し、尤度の計算時にこれらの予測雑音を減じる。
この結果、但しい生き残りパスに対する予測雑音のみが
雑音電力の低減、及び雑音の相関性除去に効果があり、
他の生き残りパスからの予測雑音は、雑音電力を増大さ
せる働きをする。従って、正しい生き残りパスに対する
尤度は、誤った生き残りパスに対する尤度よりも大きく
なり、正しい生き残りパスが選ばれて新たな生き残りパ
スとなる。
して雑音系列を求め、各雑音系列からそれぞれ次の雑音
を予測し、尤度の計算時にこれらの予測雑音を減じる。
この結果、但しい生き残りパスに対する予測雑音のみが
雑音電力の低減、及び雑音の相関性除去に効果があり、
他の生き残りパスからの予測雑音は、雑音電力を増大さ
せる働きをする。従って、正しい生き残りパスに対する
尤度は、誤った生き残りパスに対する尤度よりも大きく
なり、正しい生き残りパスが選ばれて新たな生き残りパ
スとなる。
このように、本発明では正しいパスが生き残って行く
確率は従来のビタビ復号法よりもはるかに高く、従っ
て、本発明により従来のビタビ復号法よりも復号誤り率
を小さくできる。この結果、従来よりも信号レートを向
上できる。
確率は従来のビタビ復号法よりもはるかに高く、従っ
て、本発明により従来のビタビ復号法よりも復号誤り率
を小さくできる。この結果、従来よりも信号レートを向
上できる。
実施例 以下、先ず本発明の概要を示し、次いで本発明の実現
化手段の一例を、ブロック図を用いて説明する。
化手段の一例を、ブロック図を用いて説明する。
先に示したように、ビタビ復号法では符号に関するN
個の状態Si(i=0,1,…,N−1)の各々に至る生き残り
パスを保持している。従って、等化器出力系列とこの生
き残りパスにより、各生き残りパスに対する雑音系列が
得られるが、この内真の雑音系列は唯一つである。
個の状態Si(i=0,1,…,N−1)の各々に至る生き残り
パスを保持している。従って、等化器出力系列とこの生
き残りパスにより、各生き残りパスに対する雑音系列が
得られるが、この内真の雑音系列は唯一つである。
真の雑音系列の統計的性質に関しては、本来の雑音の
統計的性質と一致する。この場合、真の雑音系列から予
測した予測雑音系列と、真の雑音系列との差の残留雑音
はランダム雑音になる。
統計的性質と一致する。この場合、真の雑音系列から予
測した予測雑音系列と、真の雑音系列との差の残留雑音
はランダム雑音になる。
逆に、誤った仮復号系列に対する雑音系列の統計的性
質は、本来の雑音の統計的性質とは異なる。このような
誤った雑音系列に関しては、本来の雑音の統計的性質を
用いて予測した雑音を入力信号から引くことは、全体と
して雑音を増幅させる働きをし、また当然雑音の相関性
も取り除かれない。
質は、本来の雑音の統計的性質とは異なる。このような
誤った雑音系列に関しては、本来の雑音の統計的性質を
用いて予測した雑音を入力信号から引くことは、全体と
して雑音を増幅させる働きをし、また当然雑音の相関性
も取り除かれない。
従って、本発明により、真の雑音系列からの予測雑音
を除去した信号系列に対する負の尤度関数の値は、誤っ
た雑音からの予測雑音を除去した信号系列の負の尤度関
数の値よりも小さくなり、従来よりも高い確率で正しい
復号が可能となる。
を除去した信号系列に対する負の尤度関数の値は、誤っ
た雑音からの予測雑音を除去した信号系列の負の尤度関
数の値よりも小さくなり、従来よりも高い確率で正しい
復号が可能となる。
以上示した本発明は、例えば前記NRZ記録に関して
は、次(13)を具体化することにより実現できる。
は、次(13)を具体化することにより実現できる。
mk(S0)=min{mk-1(S0)−lnp[yk 0|S(k−1) =S0;ak=0], mk-1(S1)−lnp[yk 1|S(k−1)=S1;ak=0]} mk(S1)=min{mk-1(S0)−lnp[yk 0|S(k−1)= S0;ak=1], mk-1(S1)−lnp[yk 1|S(k−1)=S1;ak=1]} ……(13) ここに、式(13)におけるyk i(i=0,1)は等化器出
力ykから、状態Si(i=0,1)に至る行き残りパスに対
応する雑音系列{nk i}を用いて予測された雑音k iを
引いた値であり、式(14)で与えられる。
力ykから、状態Si(i=0,1)に至る行き残りパスに対
応する雑音系列{nk i}を用いて予測された雑音k iを
引いた値であり、式(14)で与えられる。
yk i=yk−k i ……(14) また、予測雑音k iは、式(15)で与えられる。
ここに、{cm}は予測係数である。
残留雑音は平均値零、分散σ2の無相関のガウス雑音
と見なせるから、式(13)における尤度関数は式(16)
で表される。
と見なせるから、式(13)における尤度関数は式(16)
で表される。
−lnp[yk 0|S(k−1)=S0;ak=0] ={ln(2πσ2)+(yk 0)/2σ2} −lnp[yk 1|S(k−1)=S1;ak=0] ={ln(2πσ2)+(yk 1+A)2/2σ2} −lnp[yk 0|S(k−1)=S0;ak=1] ={ln(2πσ2)+(yk 0−A)2/2σ2} −lnp[yk 1|S(k−1)=S1;ak=1] ={ln(2πσ2)+(yk 1)2/2σ2} ……(16) 従来例の場合と同様に、式(15)の右辺第1項は共通
であり、また、右辺第2項の2/2σ2も共通因子である
から削除できる。このようにして次式のように正規化さ
れたメトリックが得られる。
であり、また、右辺第2項の2/2σ2も共通因子である
から削除できる。このようにして次式のように正規化さ
れたメトリックが得られる。
ここに、lk ijは状態S(k−1)=Si(i=0,1)か
ら状態S(k)=Sj(j=0,1)に遷移する正規化され
た枝の長さを表し、次式により与えられる。
ら状態S(k)=Sj(j=0,1)に遷移する正規化され
た枝の長さを表し、次式により与えられる。
なお、本実施例では、メトリックのオーバーフローを
防ぐために、式(20)(21)の関係を用いてメトリック
を順次更新している。
防ぐために、式(20)(21)の関係を用いてメトリック
を順次更新している。
式(17),(18)から分かるように、メトリックはそ
の絶対的な大きさが重要ではなく、尤度差を保つことが
できれば正しい復号が可能である。従って、例えば
k-1(S1)のゼロに対する相対値としてk-1(S0)を表
しても尤度値の大小関係は不変に保たれる。式(20),
(21)の関係によってメトリックを順次更新するには、
k(S0),k(S1)から各々k(S1)を引き、そ
の結果を新たにk(S0),k(S1)とすればよい。
当然、新たなk(S1)はゼロであるからメトリック計
算に関して省略できる。
の絶対的な大きさが重要ではなく、尤度差を保つことが
できれば正しい復号が可能である。従って、例えば
k-1(S1)のゼロに対する相対値としてk-1(S0)を表
しても尤度値の大小関係は不変に保たれる。式(20),
(21)の関係によってメトリックを順次更新するには、
k(S0),k(S1)から各々k(S1)を引き、そ
の結果を新たにk(S0),k(S1)とすればよい。
当然、新たなk(S1)はゼロであるからメトリック計
算に関して省略できる。
次に、式(19)〜(21)を用いた本発明の一実現化手
段について、第1図のブロック図を用いて説明する。な
お、状態数が2つの前記NRZ記録の場合を例示する。第
1図において、等化回路1は伝送路で損なわれた信号の
成分を補正する回路であり、信号成分間の波形干渉を除
去した等化信号を生成する。
段について、第1図のブロック図を用いて説明する。な
お、状態数が2つの前記NRZ記録の場合を例示する。第
1図において、等化回路1は伝送路で損なわれた信号の
成分を補正する回路であり、信号成分間の波形干渉を除
去した等化信号を生成する。
減算回路2は、前記状態S0に至る生き残りパスに対応
する雑音系列からの予測雑音k 0を入力信号ykから減じ
る回路である。従って、減算回路2の出力は前記yk 0と
なる。同じく減算回路3は、前記状態S1に至る生き残り
パスに対応する雑音系列からの予測雑音k 1を入力信号
ykから減じる回路である。従って、減算回路3の出力は
前記yk 1となる。
する雑音系列からの予測雑音k 0を入力信号ykから減じ
る回路である。従って、減算回路2の出力は前記yk 0と
なる。同じく減算回路3は、前記状態S1に至る生き残り
パスに対応する雑音系列からの予測雑音k 1を入力信号
ykから減じる回路である。従って、減算回路3の出力は
前記yk 1となる。
2乗回路Z4は式(19)のlk 00を求める回路であり、2
乗回路P5は式(19)のlk 10を求める回路であり、2乗回
路M6は式(19)のlk 01を求める回路であり、2乗回路Z7
は式(19)のlk 11を求める回路である。なお、2乗回路
Z4と2乗回路Z7は同一構成でよい。これら4つの2乗回
路は、例えばROM(Read Only Memory)を用いれば簡単
に実現できる。
乗回路P5は式(19)のlk 10を求める回路であり、2乗回
路M6は式(19)のlk 01を求める回路であり、2乗回路Z7
は式(19)のlk 11を求める回路である。なお、2乗回路
Z4と2乗回路Z7は同一構成でよい。これら4つの2乗回
路は、例えばROM(Read Only Memory)を用いれば簡単
に実現できる。
加算回路8は式(20)のk-1(S0)+lk 00を求める
回路、加算回路9は式(21)のk-1(S0)+lk 01を求
める回路である。また、比較選択回路10は式(20)を実
現し、比較選択回路11は式(21)を実現する回路であ
る。
回路、加算回路9は式(21)のk-1(S0)+lk 01を求
める回路である。また、比較選択回路10は式(20)を実
現し、比較選択回路11は式(21)を実現する回路であ
る。
減算回路12は比較選択回路10の出力に現われるメトリ
ックk(S0)と、比較選択回路11の出力に現われるメ
トリックk(S1)の差を求め、新たにk(S0)とす
る回路である。以上示した回路により、式(19)〜(2
1)で与えられるメトリックの順次更新を実現できる。
ックk(S0)と、比較選択回路11の出力に現われるメ
トリックk(S1)の差を求め、新たにk(S0)とす
る回路である。以上示した回路により、式(19)〜(2
1)で与えられるメトリックの順次更新を実現できる。
次に、メトリックの順次更新にともなって行なわれ
る、生き残りパスの保持手段と、予測雑音の生成手段に
ついて説明する。第1図において、シフトレジスタ13は
状態S0に至る行き残りパスを保持し、シフトレジスタ1
は状態S1に至る生き残りパスを保持する。バッファ15は
シフトレジスタ13の内容をバックアップするためのもの
であり、バッファ16はシフトレジスタ14の内容をバック
アップするためのものである。
る、生き残りパスの保持手段と、予測雑音の生成手段に
ついて説明する。第1図において、シフトレジスタ13は
状態S0に至る行き残りパスを保持し、シフトレジスタ1
は状態S1に至る生き残りパスを保持する。バッファ15は
シフトレジスタ13の内容をバックアップするためのもの
であり、バッファ16はシフトレジスタ14の内容をバック
アップするためのものである。
式(20)においてmin(・)関数の左項が選ばれる場
合は、時刻t=kTで状態S0に至るパスは時刻t=(k−
1)Tでの状態S0からの遷移を意味する。従って、状態
S0に至る生き残りパスを保持するシフトレジスタ13は1
ビットシフトし、状態S0に対応する2進値0をフィード
する。逆に、式(20)においてmin(・)関数の右項が
選ばれる場合は、時刻t=kTで状態S0に至るパスは時刻
t=(k−1)Tでの状態S1からの遷移を意味する。従
って、状態S0に至る生き残りパスを保持するシフトレジ
スタ13には、時刻t=(k−1)Tでの状態S1に至る生
き残りパスを保持しているシフトレジスタ14の内容をコ
ピーし、状態S0に対応する2進値0をフィードする。
合は、時刻t=kTで状態S0に至るパスは時刻t=(k−
1)Tでの状態S0からの遷移を意味する。従って、状態
S0に至る生き残りパスを保持するシフトレジスタ13は1
ビットシフトし、状態S0に対応する2進値0をフィード
する。逆に、式(20)においてmin(・)関数の右項が
選ばれる場合は、時刻t=kTで状態S0に至るパスは時刻
t=(k−1)Tでの状態S1からの遷移を意味する。従
って、状態S0に至る生き残りパスを保持するシフトレジ
スタ13には、時刻t=(k−1)Tでの状態S1に至る生
き残りパスを保持しているシフトレジスタ14の内容をコ
ピーし、状態S0に対応する2進値0をフィードする。
式(21)の場合も同様であり、式(21)の左項が選ば
れる場合は、シフトレジスタ14にはシフトレジスタ13の
内容をコピーし、状態S1に対応する2進値1をフィード
する。式(21)の右項が選ばれる場合は、シフトレジス
タ14を1ビットシフトし、1をフィードする。
れる場合は、シフトレジスタ14にはシフトレジスタ13の
内容をコピーし、状態S1に対応する2進値1をフィード
する。式(21)の右項が選ばれる場合は、シフトレジス
タ14を1ビットシフトし、1をフィードする。
シフトレジスタ14の内容のシフトレジスタ13へのコピ
ーはバッファ15を通して行い、シフトレジスタ13の内容
のシフトレジスタ14へのコピーはバッファ16を通して行
う。これらのバッファ15,16は、シフトレジスタ13の内
容のシフトレジスタ14へのコピーと、シフトレジスタ14
の内容のシフトレジスタ13へのコピーが同時に起こる場
合に備えるためのものであり、このような事象が存在し
ない場合には無用である。
ーはバッファ15を通して行い、シフトレジスタ13の内容
のシフトレジスタ14へのコピーはバッファ16を通して行
う。これらのバッファ15,16は、シフトレジスタ13の内
容のシフトレジスタ14へのコピーと、シフトレジスタ14
の内容のシフトレジスタ13へのコピーが同時に起こる場
合に備えるためのものであり、このような事象が存在し
ない場合には無用である。
保持回路17は等化回路1の出力を順次保持して行くた
めの回路である。雑音抽出回路18はシフトレジスタ13の
出力と保持回路17の出力とから、状態S0に至る生き残り
パスに対応する雑音系列を生成し、雑音抽出回路19はシ
フトレジスタ14の出力と保持回路17の出力とから、状態
S1に至り生き残りパスに対応する雑音系列を生成する。
即ち、シフトレジスタ13、14に保持されている、状態
S0,S1に至る生き残りパスに対応するビット列から、式
(4)に従って各々に対する理想的な再生出力系列
{xk}を求め、実際の等化器出力系列{yk}からこれら
の理想的な再生出力系列{xk}を引くことにより、状態
S0,S1に至る生き残りパスに対する雑音系列{nk i}(i
=0,1)が求められる。
めの回路である。雑音抽出回路18はシフトレジスタ13の
出力と保持回路17の出力とから、状態S0に至る生き残り
パスに対応する雑音系列を生成し、雑音抽出回路19はシ
フトレジスタ14の出力と保持回路17の出力とから、状態
S1に至り生き残りパスに対応する雑音系列を生成する。
即ち、シフトレジスタ13、14に保持されている、状態
S0,S1に至る生き残りパスに対応するビット列から、式
(4)に従って各々に対する理想的な再生出力系列
{xk}を求め、実際の等化器出力系列{yk}からこれら
の理想的な再生出力系列{xk}を引くことにより、状態
S0,S1に至る生き残りパスに対する雑音系列{nk i}(i
=0,1)が求められる。
雑音予測回路20は雑音抽出回路18からの雑音系列{nk
0}と、等化器1の出力における雑音の例えば自己相関
関数から導出した予測係数を用いて、式(15)に従っ
て、次の雑音k 0を予測する。雑音予測回路21も同様
に、雑音抽出回路19からの雑音系列{nk 1}を用いて、
式(15)に従って次の雑音k 1を予測する。これらの予
測雑音k i(i=0,1)はそれぞれ減算回路2、3で等
化器出力から減じられる。
0}と、等化器1の出力における雑音の例えば自己相関
関数から導出した予測係数を用いて、式(15)に従っ
て、次の雑音k 0を予測する。雑音予測回路21も同様
に、雑音抽出回路19からの雑音系列{nk 1}を用いて、
式(15)に従って次の雑音k 1を予測する。これらの予
測雑音k i(i=0,1)はそれぞれ減算回路2、3で等
化器出力から減じられる。
以上述べた動作を繰り返すことにより、ビタビ復号器
の最高性能が得られ、従来よりも復号誤り率を改善で
き、例えば一層の高密度記録が可能となる。なお、第1
図では復号出力はシフトレジスタ13から取り出すように
している。シフトレジスタの長さが十分長い場合には、
生き残りパスは一本化しているためにシフトレジスタ1
3、14の出力は等しい。従って、このような場合には出
力はどちらのシフトレジスタから取り出しても問題はな
い。しかし、シフトレジスタの長さが短い場合には、行
き残りパスが一本化していない場合があり得る。このよ
うな場合には、式(20),(21)で与えられる正規化メ
トリックのうち、小さい値が得られる状態の方のシフト
レジスタから出力を取り出すようにする。具体的には、
k(S0)の方がk(S1)よりも小ならば、シフトレ
ジスタ13から取り出し、逆の場合はシフトレジスタ14か
ら取り出す。こうすることにより、より確かな復号出力
が得られる。
の最高性能が得られ、従来よりも復号誤り率を改善で
き、例えば一層の高密度記録が可能となる。なお、第1
図では復号出力はシフトレジスタ13から取り出すように
している。シフトレジスタの長さが十分長い場合には、
生き残りパスは一本化しているためにシフトレジスタ1
3、14の出力は等しい。従って、このような場合には出
力はどちらのシフトレジスタから取り出しても問題はな
い。しかし、シフトレジスタの長さが短い場合には、行
き残りパスが一本化していない場合があり得る。このよ
うな場合には、式(20),(21)で与えられる正規化メ
トリックのうち、小さい値が得られる状態の方のシフト
レジスタから出力を取り出すようにする。具体的には、
k(S0)の方がk(S1)よりも小ならば、シフトレ
ジスタ13から取り出し、逆の場合はシフトレジスタ14か
ら取り出す。こうすることにより、より確かな復号出力
が得られる。
発明の効果 本発明は、雑音の相関性を効果的に除去し、かつ雑音
電力を低減する手段を実現したことにより、信号成分間
の波形干渉を除去しつつ、雑音電力を最小にできる。従
って、復号器入力点での信号対雑音比が向上し、復号誤
り率を従来よりも大きく改善できる。
電力を低減する手段を実現したことにより、信号成分間
の波形干渉を除去しつつ、雑音電力を最小にできる。従
って、復号器入力点での信号対雑音比が向上し、復号誤
り率を従来よりも大きく改善できる。
この結果、信号レートの向上にともなう等化雑音の増
大を小さく抑えることが出来、一層の高信号レートを実
現できる。このように、本発明は高密度記録が必要不可
欠であるディジタルVTRや光ディスク、または高速ディ
ジタル伝送装置などに用いて、非常に大きな効果を発揮
する。
大を小さく抑えることが出来、一層の高信号レートを実
現できる。このように、本発明は高密度記録が必要不可
欠であるディジタルVTRや光ディスク、または高速ディ
ジタル伝送装置などに用いて、非常に大きな効果を発揮
する。
第1図は本発明の一構成例の復号装置のブロック構成
図、第2図は同装置におけるNRZ記録の状態遷移図、第
3図は同NRZ記録のトレリス線図である。 1……等化回路、2,3,12……減算回路、4〜7……2乗
回路、8,9……加算回路、10,11……比較選択回路、13,1
4……シフトレジスタ、15,16……バッファ、17……保持
回路、18,19……雑音抽出回路、20,21……雑音予測回
路。
図、第2図は同装置におけるNRZ記録の状態遷移図、第
3図は同NRZ記録のトレリス線図である。 1……等化回路、2,3,12……減算回路、4〜7……2乗
回路、8,9……加算回路、10,11……比較選択回路、13,1
4……シフトレジスタ、15,16……バッファ、17……保持
回路、18,19……雑音抽出回路、20,21……雑音予測回
路。
Claims (1)
- 【請求項1】信号成分の劣化を補正する等化手段と、前
記等化手段の出力である等化信号から複数の予測雑音を
減じる第1の減算手段と、前記減算手段の出力と以前の
入力系列に対する尤度とから新たな尤度を算出する尤度
算出手段と、前記尤度算出手段の出力を大小比較し、小
さい方または大きい方のいずれか一方のみを出力する複
数の比較選択手段と、前記複数の比較選択手段の内の一
つの比較選択手段の出力を他の比較選択手段の出力から
減じ、この結果を前記以前の入力系列に対する尤度とす
る第2の減算手段と、前記等化手段の出力系列を保持す
る第1の保持手段と、複数の生き残りパスに対する各々
のデータ系列を保持する第2の保持手段と、前記第1の
保持手段と前記第2の保持手段とから複数の雑音系列を
抽出する雑音抽出手段と、前記雑音抽出手段の各雑音系
列を用いて前記複数の予測雑音を算出する雑音予測手段
を備えることを特徴とする復号装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4890288A JP2625831B2 (ja) | 1988-03-02 | 1988-03-02 | 復号装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4890288A JP2625831B2 (ja) | 1988-03-02 | 1988-03-02 | 復号装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01222542A JPH01222542A (ja) | 1989-09-05 |
JP2625831B2 true JP2625831B2 (ja) | 1997-07-02 |
Family
ID=12816197
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4890288A Expired - Lifetime JP2625831B2 (ja) | 1988-03-02 | 1988-03-02 | 復号装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2625831B2 (ja) |
-
1988
- 1988-03-02 JP JP4890288A patent/JP2625831B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH01222542A (ja) | 1989-09-05 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |