JP2615991B2 - 線形予測型音声分析合成装置 - Google Patents
線形予測型音声分析合成装置Info
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- JP2615991B2 JP2615991B2 JP1077242A JP7724289A JP2615991B2 JP 2615991 B2 JP2615991 B2 JP 2615991B2 JP 1077242 A JP1077242 A JP 1077242A JP 7724289 A JP7724289 A JP 7724289A JP 2615991 B2 JP2615991 B2 JP 2615991B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は線形予測型音声分析合成装置に関する。
従来の線形予測型音声分析合成装置は、入力音声信号
が有声音である場合、入力音声信号の基本周波数を繰返
し周波数とするインパルス列を合成側の音声信号とする
のが一般的であった。また、インパルス列の代りに、包
絡線波形が基本周波数で繰返す“形状”を有するパルス
列を用いることも行われていた。
が有声音である場合、入力音声信号の基本周波数を繰返
し周波数とするインパルス列を合成側の音声信号とする
のが一般的であった。また、インパルス列の代りに、包
絡線波形が基本周波数で繰返す“形状”を有するパルス
列を用いることも行われていた。
上述した従来の線形予測型音声分析合成装置は、音源
信号にインパルス列を用いるとエネルギーが時間軸上に
ピッチ励振点に集中するので出力音声信号が不自然にな
る欠点があり、また、“形状”を有するパルス列を用い
るとエネルギーの集中は避けられるが音源信号が有色化
されるので入力音声信号と出力音声信号とでスペクトル
構造が異ってしまい不自然になる欠点がある。
信号にインパルス列を用いるとエネルギーが時間軸上に
ピッチ励振点に集中するので出力音声信号が不自然にな
る欠点があり、また、“形状”を有するパルス列を用い
るとエネルギーの集中は避けられるが音源信号が有色化
されるので入力音声信号と出力音声信号とでスペクトル
構造が異ってしまい不自然になる欠点がある。
本発明の目的は、エネルギーが集中しない音源信号を
用い、しかも入力音声信号と出力音声信号とでスペクト
ル構造が一致して音質の良い線形予測型音声分析合成装
置を提供することにある。
用い、しかも入力音声信号と出力音声信号とでスペクト
ル構造が一致して音質の良い線形予測型音声分析合成装
置を提供することにある。
本発明の線形予測型音声分析合成装置は、音源情報が
有するスペクトル包絡特性と音声合成フィルタが有する
スペクトル包絡周波数特性との縦続周波数特性が入力音
声信号のスペクトル包絡周波数特性と一致する合成手段
を合成側に具備しているものであり、具体的な手段の一
例としては分析側であらかじめ定めた時間間隔ごとに入
力音声信号の有声音・無声音の区別情報、有声音である
ときの基本周波数の情報および電力の情報を含む音源情
報とスペクトル包絡を示す線形予測係数またはこの線形
側係数と等価な係数とを計測し、合成側で前記音源情報
と前記線形予測係数またはこの線形予測係数と等価な係
数とに基づき出力音声信号を合成する線形予測型音声分
析合成装置において、前記合成側には、パルス発生器か
らのパルスと前記線形予測係数またはこの線形予測係数
と等価な係数とが入力されるディジタルフィルタと、前
記有声音・無声音の区別情報に基づき前記基本周波数の
周期と等しい周期のパルス列または雑音信号を出力する
励起信号発生手段と、前記ディジタルフィルタの出力と
前記励起信号発生手段の出力がそれぞれ入力され前記デ
ィジタルフィルタのインパルス応答を時間的に反転した
インパルス応答をもつトランスバーサルフィルタと、前
記電力の情報に基づき前記トランスバーサルフィルタの
出力を制御し音源信号を出力する音源信号生成手段と、
前記音源信号が入力され前記線形予測係数またはこの線
形予測係数の等価な係数で定まるフィルタ特性に予め定
めたロスを付加した特性をもつロス付き合成フィルタと
を具備し、前記線形予測係数またはこの線形予測係数と
等価な係数で定まる合成フィルタの伝達関数を前記ロス
付き合成フィルタの伝達完成で割った商を前記ディジタ
ルフィルタの伝達関数とする。
有するスペクトル包絡特性と音声合成フィルタが有する
スペクトル包絡周波数特性との縦続周波数特性が入力音
声信号のスペクトル包絡周波数特性と一致する合成手段
を合成側に具備しているものであり、具体的な手段の一
例としては分析側であらかじめ定めた時間間隔ごとに入
力音声信号の有声音・無声音の区別情報、有声音である
ときの基本周波数の情報および電力の情報を含む音源情
報とスペクトル包絡を示す線形予測係数またはこの線形
側係数と等価な係数とを計測し、合成側で前記音源情報
と前記線形予測係数またはこの線形予測係数と等価な係
数とに基づき出力音声信号を合成する線形予測型音声分
析合成装置において、前記合成側には、パルス発生器か
らのパルスと前記線形予測係数またはこの線形予測係数
と等価な係数とが入力されるディジタルフィルタと、前
記有声音・無声音の区別情報に基づき前記基本周波数の
周期と等しい周期のパルス列または雑音信号を出力する
励起信号発生手段と、前記ディジタルフィルタの出力と
前記励起信号発生手段の出力がそれぞれ入力され前記デ
ィジタルフィルタのインパルス応答を時間的に反転した
インパルス応答をもつトランスバーサルフィルタと、前
記電力の情報に基づき前記トランスバーサルフィルタの
出力を制御し音源信号を出力する音源信号生成手段と、
前記音源信号が入力され前記線形予測係数またはこの線
形予測係数の等価な係数で定まるフィルタ特性に予め定
めたロスを付加した特性をもつロス付き合成フィルタと
を具備し、前記線形予測係数またはこの線形予測係数と
等価な係数で定まる合成フィルタの伝達関数を前記ロス
付き合成フィルタの伝達完成で割った商を前記ディジタ
ルフィルタの伝達関数とする。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
第１図に示す実施例は、入力音声信号を入力する窓切
出処理器1,2と、窓切出処理器１の出力信号を入力して
Ｋパラメータk1〜kpおよび電力パラメータpwを出力する
LPC分析器３と、Ｋパラメータk1〜kpを入力するＫ量子
化器４と、電力パラメータpwを入力する電力量子化器５
と、窓切出処理器２の出力信号を入力しピッチパラメー
タptを出力するピッチ抽出器６と、ピッチパラメータpt
を入力するピッチ量子化器７と、Ｋ量子化器4,電力量子
化器5,ピッチ量子化器７の出力信号を入力する多量化回
路８と、伝送路（図示せず）を介して多重化回路８の出
力信号を入力する分離回路９と、それぞれ入力端が分離
回路９に接続されたＫ複号器10,電力複号器11,ピッチ複
号器12と、Ｋ複号器10が出力したＫパラメータk1〜kpを
入力しαパラメータα１〜αｐを出力するK/α変換器13
と、電力複号器11が出力した電力パラメータpwとピッチ
複号器12が出力したピッチパラメータptとαパラメータ
α１〜αｐとを入力する音源信号生成部14と、音源信号
生成部14の出力信号とαパラメータα１〜αｐとを入力
音声信号を出力するロス付合成フィルタ15とを具備して
構成されている。多重化回路８までの部分が分析側であ
り、分離回路９以降の部分が合成側である。
出処理器1,2と、窓切出処理器１の出力信号を入力して
Ｋパラメータk1〜kpおよび電力パラメータpwを出力する
LPC分析器３と、Ｋパラメータk1〜kpを入力するＫ量子
化器４と、電力パラメータpwを入力する電力量子化器５
と、窓切出処理器２の出力信号を入力しピッチパラメー
タptを出力するピッチ抽出器６と、ピッチパラメータpt
を入力するピッチ量子化器７と、Ｋ量子化器4,電力量子
化器5,ピッチ量子化器７の出力信号を入力する多量化回
路８と、伝送路（図示せず）を介して多重化回路８の出
力信号を入力する分離回路９と、それぞれ入力端が分離
回路９に接続されたＫ複号器10,電力複号器11,ピッチ複
号器12と、Ｋ複号器10が出力したＫパラメータk1〜kpを
入力しαパラメータα１〜αｐを出力するK/α変換器13
と、電力複号器11が出力した電力パラメータpwとピッチ
複号器12が出力したピッチパラメータptとαパラメータ
α１〜αｐとを入力する音源信号生成部14と、音源信号
生成部14の出力信号とαパラメータα１〜αｐとを入力
音声信号を出力するロス付合成フィルタ15とを具備して
構成されている。多重化回路８までの部分が分析側であ
り、分離回路９以降の部分が合成側である。
窓切出処理器１は、出力音声信号を遮断周波数3.4kHz
の低域フイルタで帯域制限し、そのあと8kHzのサンプリ
ング周波数で標本化し、各サンプルを所定のビット数に
量子化し、30ms分の量子化サンプルにハミング窓関数を
乗算する窓切出を分析フレーム周期である20msごとに行
う。窓切出処理器２も窓関数として矩形窓関数を用いる
ことを除き窓切出処理器１が行うのと同様に、入力音声
信号を処理する。
の低域フイルタで帯域制限し、そのあと8kHzのサンプリ
ング周波数で標本化し、各サンプルを所定のビット数に
量子化し、30ms分の量子化サンプルにハミング窓関数を
乗算する窓切出を分析フレーム周期である20msごとに行
う。窓切出処理器２も窓関数として矩形窓関数を用いる
ことを除き窓切出処理器１が行うのと同様に、入力音声
信号を処理する。
LPC分析器３は、窓切出処理器１から入力した信号を
分析フレームごとに線形予測分析（Iinear predictive
coding:LPC）してｐ次の部分自己相関係数であるＫパラ
メータk1〜kpを抽出し、また、入力音声信号の分析フレ
ームごとの電力（の1/2乗）を表す電力パラメータpwを
出力する。ピッチ抽出器６は、窓切出処理器２から入力
した信号を分析フレームごとに有声音であるか無声音で
あるか判定し、有声音である場合ピッチ周期を抽出し、
判定結果とピッチ周期とを一括してピッチパラメータpt
として出力する。
分析フレームごとに線形予測分析（Iinear predictive
coding:LPC）してｐ次の部分自己相関係数であるＫパラ
メータk1〜kpを抽出し、また、入力音声信号の分析フレ
ームごとの電力（の1/2乗）を表す電力パラメータpwを
出力する。ピッチ抽出器６は、窓切出処理器２から入力
した信号を分析フレームごとに有声音であるか無声音で
あるか判定し、有声音である場合ピッチ周期を抽出し、
判定結果とピッチ周期とを一括してピッチパラメータpt
として出力する。
LPC分析器３およびピッチ抽出器６で得たＫパラメー
タk1〜kp,電力パラメータpw,ピッチパラメータptは、Ｋ
量子化器4,電力量子化器5,ピッチ量子化器７でそれぞれ
所定のビット数に量子化され、多重化回路８で多重化さ
れて伝送路で伝送され、分離回路９で分離されたあとＫ
複号器10,電力複号器11,ピッチ複号器12でそれぞれ複号
され、再びＫパラメータk1〜kp,電力パラメータpw,ピッ
チパラメータptとなる。
タk1〜kp,電力パラメータpw,ピッチパラメータptは、Ｋ
量子化器4,電力量子化器5,ピッチ量子化器７でそれぞれ
所定のビット数に量子化され、多重化回路８で多重化さ
れて伝送路で伝送され、分離回路９で分離されたあとＫ
複号器10,電力複号器11,ピッチ複号器12でそれぞれ複号
され、再びＫパラメータk1〜kp,電力パラメータpw,ピッ
チパラメータptとなる。
K/α変換器13は、複号されたＫパラメータk1〜kpから
線形予測係数であるαパラメータα１〜αｐを公知の方
法で算出し、出力する。
線形予測係数であるαパラメータα１〜αｐを公知の方
法で算出し、出力する。
以上詳述するように、音源信号生成部14は再生された
αパラメータα１〜αp,ピッチパラメータpt,電力パラ
メータpwに基づいて音源信号を生成し、ロス付合成フィ
ルタ15はこの音源信号を入力しαパラメータα１〜αｐ
に基づき出力音声信号を合成する。
αパラメータα１〜αp,ピッチパラメータpt,電力パラ
メータpwに基づいて音源信号を生成し、ロス付合成フィ
ルタ15はこの音源信号を入力しαパラメータα１〜αｐ
に基づき出力音声信号を合成する。
まず、ロス付合成フィルタ15について説明する。
第２図はロス付合成フィルタ15のブロック図である。
ロス付合成フィルタ15は、減算器31と、一方の入力端
から０＜γ＜１である定数γを入力するｐ個の掛算器32
と、窓切出処理器1,2におけるサンプリング周期に等し
い遅延をそれぞれ与えるｐ個の遅延回路33と、一方の入
力端からαパラメータαｉ（ｉは１〜ｐの整数）を入力
するｐ個の掛算器34と、加算器35とを備えて構成されて
いる。１個の掛算器32の出力端が１個の遅延回路33の入
力端に接続され、このように接続された各１個の掛算器
32,遅延回路33からそれぞれなるｐ組の縦続接続回路が
減算器31の出力端に縦続に接続される。先頭からｉ番目
の遅延回路33の出力端はαパラメータαｉを入力する掛
算器34の他方の入力端にも接続される。加算器35はすべ
て掛算器34の掛算出力を加算する。減算器31は入力する
音源信号から加算器35の加算出力を減算する。減算器31
の減算出力は分岐され出力音声信号として取出される。
から０＜γ＜１である定数γを入力するｐ個の掛算器32
と、窓切出処理器1,2におけるサンプリング周期に等し
い遅延をそれぞれ与えるｐ個の遅延回路33と、一方の入
力端からαパラメータαｉ（ｉは１〜ｐの整数）を入力
するｐ個の掛算器34と、加算器35とを備えて構成されて
いる。１個の掛算器32の出力端が１個の遅延回路33の入
力端に接続され、このように接続された各１個の掛算器
32,遅延回路33からそれぞれなるｐ組の縦続接続回路が
減算器31の出力端に縦続に接続される。先頭からｉ番目
の遅延回路33の出力端はαパラメータαｉを入力する掛
算器34の他方の入力端にも接続される。加算器35はすべ
て掛算器34の掛算出力を加算する。減算器31は入力する
音源信号から加算器35の加算出力を減算する。減算器31
の減算出力は分岐され出力音声信号として取出される。
定数γを１としたロス付合成フィルタ15、いいかえれ
ば、ロス付合成フィルタ15から掛算器32をすべて取除い
た回路は公知のLPC合成フィルタである。ロス付合成フ
ィルタ15はLPC合成フイルタの各段に定数γで定まる損
失を与えた構成になっており、その波形応答はLPC合成
フィルタの波形応答をダンピングした波形応答になる。
ば、ロス付合成フィルタ15から掛算器32をすべて取除い
た回路は公知のLPC合成フィルタである。ロス付合成フ
ィルタ15はLPC合成フイルタの各段に定数γで定まる損
失を与えた構成になっており、その波形応答はLPC合成
フィルタの波形応答をダンピングした波形応答になる。
ロス付合成フィルタ15の伝達関数H1（Ｚ）は で表現される。又、通常、線形予測型音声分析合成装置
に使用されるLPC合成フィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）は で表現される。Ｈ（Ｚ）とH1（Ｚ）との周波数伝送特性
（スペクトル包絡特性）例を第４図に、インパルス応答
例を第５図に示す。尚、第４図、第５図に於てH1（Ｚ）
はγ＝0.8の場合を図示している。この係数γを1.0とし
た場合、H1（Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）に、γ＝0.0とした場合、H
1（Ｚ）の周波数伝送特性は完全に平坦に、インパルス
応答は単位パルスになる。
に使用されるLPC合成フィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）は で表現される。Ｈ（Ｚ）とH1（Ｚ）との周波数伝送特性
（スペクトル包絡特性）例を第４図に、インパルス応答
例を第５図に示す。尚、第４図、第５図に於てH1（Ｚ）
はγ＝0.8の場合を図示している。この係数γを1.0とし
た場合、H1（Ｚ）＝Ｈ（Ｚ）に、γ＝0.0とした場合、H
1（Ｚ）の周波数伝送特性は完全に平坦に、インパルス
応答は単位パルスになる。
なお、ロス付合成フィルタ15から掛算器32をすべて取
除き、掛算器34にαパラメータα１の代りに値αｉγｉ
を入力するようにしても、ロス付合成フィルタ15と同一
の伝達関数をもつロス付合成フィルタを構成することが
できる。
除き、掛算器34にαパラメータα１の代りに値αｉγｉ
を入力するようにしても、ロス付合成フィルタ15と同一
の伝達関数をもつロス付合成フィルタを構成することが
できる。
次に、音源信号生成部14について説明する。
第３図は音源信号生成部14のブロック図である。
音源信号生成部14は、クロック発生器20と、パルス発
生器21と、クロック発生器20,パルス発生器21の出力信
号とαパラメータα１〜αｐとを入力する標準型デジタ
ルフィルタ22と、標準型ディジタルフィルタ22の出力端
に縦続に接続されそれぞれクロック発生器20の出力信号
を入力する複数個（この個数については後述する）の遅
延回路23と、ピッチパラメータptを入力するパルス列発
生器24と、雑音発生器25と、ピッチパラメータptに制御
されてパルス列発生器24または雑音発生器25のいずれか
一方の出力信号を選択出力する切替器26と、窓切出処理
器1,2におけるサンプリング周期に等しい遅延をそれぞ
れ与え切替器26の出力端に縦続に接続され遅延回路23の
個数より１個少い個数の遅延回路27と、再後尾から互に
同じ順番に配置された遅延回路23および27の出力信号を
それぞれ２入力とする掛算器28と、先頭に配置された遅
延回路23の出力信号と先頭に配置された遅延回路27の入
力信号を２入力とする掛算器28と、すべての掛算器28の
掛算出力を加算する加算器29と、電力パラメータpwと加
算器29の加算出力とを入力し掛算出力を音源信号として
出力する掛算器30とを備えて構成されている。
生器21と、クロック発生器20,パルス発生器21の出力信
号とαパラメータα１〜αｐとを入力する標準型デジタ
ルフィルタ22と、標準型ディジタルフィルタ22の出力端
に縦続に接続されそれぞれクロック発生器20の出力信号
を入力する複数個（この個数については後述する）の遅
延回路23と、ピッチパラメータptを入力するパルス列発
生器24と、雑音発生器25と、ピッチパラメータptに制御
されてパルス列発生器24または雑音発生器25のいずれか
一方の出力信号を選択出力する切替器26と、窓切出処理
器1,2におけるサンプリング周期に等しい遅延をそれぞ
れ与え切替器26の出力端に縦続に接続され遅延回路23の
個数より１個少い個数の遅延回路27と、再後尾から互に
同じ順番に配置された遅延回路23および27の出力信号を
それぞれ２入力とする掛算器28と、先頭に配置された遅
延回路23の出力信号と先頭に配置された遅延回路27の入
力信号を２入力とする掛算器28と、すべての掛算器28の
掛算出力を加算する加算器29と、電力パラメータpwと加
算器29の加算出力とを入力し掛算出力を音源信号として
出力する掛算器30とを備えて構成されている。
パルス列発生器24は、ピッチパラメータpt中のピッチ
周期に等しい繰返し同期で、パルス列を発生する。雑音
発生器25はＭ系列等の白色雑音を出力する。切替器26
は、ピッチパラメータpt中の判定結果に対応して、有音
声の場合パルス発生器24の出力パルス列を、無声音の場
合雑音発生器25の出力雑音を選択し、励振信号として出
力する。
周期に等しい繰返し同期で、パルス列を発生する。雑音
発生器25はＭ系列等の白色雑音を出力する。切替器26
は、ピッチパラメータpt中の判定結果に対応して、有音
声の場合パルス発生器24の出力パルス列を、無声音の場
合雑音発生器25の出力雑音を選択し、励振信号として出
力する。
音源信号生成部14のうちパルス列発生器24,雑音発生
器25,切替器26を除く部分は、切替器26の出力した励振
信号で励振され、以下説明するようにして音源信号をつ
くりだす。
器25,切替器26を除く部分は、切替器26の出力した励振
信号で励振され、以下説明するようにして音源信号をつ
くりだす。
先に述べたLPC合成フィルタの（αパラメータα１〜
αｐで定まる）伝達関数Ｈ（Ｚ）おおびロス付合成フィ
ルタ15の（αパラメータα１〜αｐで定まる）伝達関数
H1（Ｚ）に対し、伝達関数が になるように標準型ディジタルフィルタ22を構成する。
クロック発生器20は、標準型ディジタルフィルタ22の所
要のインパルス応答長分だけの個数のクロックパルス
を、分析フレームごとに出力する。このクロックパルス
の繰返し周期は、窓切出処理器1,2におけるサンプリン
グ周期より十分短く設定する。パルス発生器21は、分析
フレームごとにインパルスを１個出力する。各遅延回路
23は、例えば、クロック発生器20が出力するクロックパ
ルスを動作するクロックとするＤ型フリップフロップを
所要のビット数分並列に組合せて構成され、遅延回路23
の個数はクロック発生器20のクロックパルス発生個数に
等しくする。
αｐで定まる）伝達関数Ｈ（Ｚ）おおびロス付合成フィ
ルタ15の（αパラメータα１〜αｐで定まる）伝達関数
H1（Ｚ）に対し、伝達関数が になるように標準型ディジタルフィルタ22を構成する。
クロック発生器20は、標準型ディジタルフィルタ22の所
要のインパルス応答長分だけの個数のクロックパルス
を、分析フレームごとに出力する。このクロックパルス
の繰返し周期は、窓切出処理器1,2におけるサンプリン
グ周期より十分短く設定する。パルス発生器21は、分析
フレームごとにインパルスを１個出力する。各遅延回路
23は、例えば、クロック発生器20が出力するクロックパ
ルスを動作するクロックとするＤ型フリップフロップを
所要のビット数分並列に組合せて構成され、遅延回路23
の個数はクロック発生器20のクロックパルス発生個数に
等しくする。
分析フレームごとにαパラメータα１〜αｐが入力さ
れ標準型ディジタルフィルタ22の伝達関数H2（Ｚ）が設
定され、続いてパルス発生器21からインパルスが入力し
クロック発生器20からのクロックパルスで標準形ディジ
タルフィルタ22が動作し、クロックパルスが出力され尽
すと、各遅延回路23の出力端に標準型ディジタルフィル
タ22のインパルス応答を表す信号が得られ、次の分析フ
レームまで保持される。
れ標準型ディジタルフィルタ22の伝達関数H2（Ｚ）が設
定され、続いてパルス発生器21からインパルスが入力し
クロック発生器20からのクロックパルスで標準形ディジ
タルフィルタ22が動作し、クロックパルスが出力され尽
すと、各遅延回路23の出力端に標準型ディジタルフィル
タ22のインパルス応答を表す信号が得られ、次の分析フ
レームまで保持される。
ところで、遅延回路27,掛算器28,加算器29からなるト
ランスバーサルフィルタは、各タップ係数を各遅延回路
23から得ていることおよび各遅延回路23と各掛算器28と
の接続対応関係から、標準型ディジタルフィルタ22のイ
ンパルス応答を時間的に反転したインパルス応答をも
つ。切替器26が出力した励振信号がこのトランスバーサ
ルフィルタに入力し、その出力信号が掛算器30で入力音
声信号の電力と対応付けられ、音源信号としてロス付合
成フィルタ15へ出力される。なお、掛算器30を切替器26
の直後に接続することもできる。
ランスバーサルフィルタは、各タップ係数を各遅延回路
23から得ていることおよび各遅延回路23と各掛算器28と
の接続対応関係から、標準型ディジタルフィルタ22のイ
ンパルス応答を時間的に反転したインパルス応答をも
つ。切替器26が出力した励振信号がこのトランスバーサ
ルフィルタに入力し、その出力信号が掛算器30で入力音
声信号の電力と対応付けられ、音源信号としてロス付合
成フィルタ15へ出力される。なお、掛算器30を切替器26
の直後に接続することもできる。
さて、音源信号生成部14が出力する音源信号のスペク
トル構造は切替器26が出力した励振信号で伝達関数H
2（Ｚ）のディジタルフィルタを励振した場合の出力信
号のスペクトル構造と等しい。この音源信号が伝達関数
H1（Ｚ）のロス付合成フィルタ15を通って出力音声信号
になるので、出力音声信号のスペクトル構造は励振信号
が伝達関数Ｈ（Ｚ）（＝H1（Ｚ）・H2（Ｚ））のLPC合
成フィルタを通った出力信号のスペクトル構造と一致
し、したがって、入力音声信号のスペクトル構造と一致
する。しかも、励振信号から音源信号をつくるトランス
バーサルフィルタのインパルス応答を伝達関数がH
2（Ｚ）であるディジタルフィルタのインパルス応答を
反転したインパルス応答にすることにより、励振信号か
ら出力音声信号がつくられる過程の位相関係は伝達関数
Ｈ（Ｚ）のLPC合成フィルタによる処理過程の位相関係
とは異なり、励振信号がパルス列である場合も出力音声
信号のエネルギーがピッチ励振点に集中することはな
い。
トル構造は切替器26が出力した励振信号で伝達関数H
2（Ｚ）のディジタルフィルタを励振した場合の出力信
号のスペクトル構造と等しい。この音源信号が伝達関数
H1（Ｚ）のロス付合成フィルタ15を通って出力音声信号
になるので、出力音声信号のスペクトル構造は励振信号
が伝達関数Ｈ（Ｚ）（＝H1（Ｚ）・H2（Ｚ））のLPC合
成フィルタを通った出力信号のスペクトル構造と一致
し、したがって、入力音声信号のスペクトル構造と一致
する。しかも、励振信号から音源信号をつくるトランス
バーサルフィルタのインパルス応答を伝達関数がH
2（Ｚ）であるディジタルフィルタのインパルス応答を
反転したインパルス応答にすることにより、励振信号か
ら出力音声信号がつくられる過程の位相関係は伝達関数
Ｈ（Ｚ）のLPC合成フィルタによる処理過程の位相関係
とは異なり、励振信号がパルス列である場合も出力音声
信号のエネルギーがピッチ励振点に集中することはな
い。
以上説明したように本発明は、ロス付合成フィルタ
と、パルス列または雑音信号である励振信号からロス付
合成フィルタと合せて入力音声信号のスペクトル構造と
一致する出力音声信号を合成するディジタルフィルタの
インパルス応答を反転したインパルス応答をもつ音源波
形生成手段によって励振信号から音源信号をつくる音源
信号生成手段とを具備することにより、エネルギーがピ
ッチ励振点に集中せず、しかも入力音声信号と出力音声
信号とでスペクトル構造が一致して音質のよい線形予測
型音声分析合成装置を提供できる効果がある。
と、パルス列または雑音信号である励振信号からロス付
合成フィルタと合せて入力音声信号のスペクトル構造と
一致する出力音声信号を合成するディジタルフィルタの
インパルス応答を反転したインパルス応答をもつ音源波
形生成手段によって励振信号から音源信号をつくる音源
信号生成手段とを具備することにより、エネルギーがピ
ッチ励振点に集中せず、しかも入力音声信号と出力音声
信号とでスペクトル構造が一致して音質のよい線形予測
型音声分析合成装置を提供できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図に示す実施例におけるロス付合成フィルタ15のブ
ロック図、第３図は同じく音源信号生成部14のブロック
図、第４図はロス付合成フィルタ15のスペクトル包絡特
性を説明するための波形図、第５図はロス付合成フィル
タ15のインパルス応答特性を説明するための波形図であ
る。 1,2……窓切出処理器、３……LPC分析器、６……ピッチ
抽出器、13……K/α変換器、14……音源信号生成部、15
……ロス付合成フィルタ、20……クロック発生器、21…
…パルス発生器、22……標準型ディジタルフィルタ、2
3,27……遅延回路、24……パルス列発生器、25……雑音
発生器、26……切替器、28,30……掛算器、29……加算
器、31……減算器、32,34……掛算器、33……遅延回
路、35……加算器。
第１図に示す実施例におけるロス付合成フィルタ15のブ
ロック図、第３図は同じく音源信号生成部14のブロック
図、第４図はロス付合成フィルタ15のスペクトル包絡特
性を説明するための波形図、第５図はロス付合成フィル
タ15のインパルス応答特性を説明するための波形図であ
る。 1,2……窓切出処理器、３……LPC分析器、６……ピッチ
抽出器、13……K/α変換器、14……音源信号生成部、15
……ロス付合成フィルタ、20……クロック発生器、21…
…パルス発生器、22……標準型ディジタルフィルタ、2
3,27……遅延回路、24……パルス列発生器、25……雑音
発生器、26……切替器、28,30……掛算器、29……加算
器、31……減算器、32,34……掛算器、33……遅延回
路、35……加算器。
Claims (2)
- 【請求項１】入力音声信号を分析して有声音・無声音の
区別情報、有声音であるときの基本周波数の情報を含む
音源情報とスペクトル包絡を示す線形予測係数またはこ
れに等価な係数を抽出してこれを合成側へ送り、合成側
で音声信号を合成する線形予測型音声分析合成器であっ
て、合成側に、前記音源情報に基づいて作られる励振信
号を受けこの励振信号に前記線形予測係数またはこれに
等価な係数で定まるインパルス応答を関与させて音源信
号を形成する音源波形成形手段と、前記音源信号が入力
され前記線形予測係数またはこの線形予測係数と等価な
係数で定まるフィルタ特性に予め定めたロスを付加した
特性をもつロス付き合成フィルタとを具備し、前記音源
波信号のもつスペクトル包絡周波数特性と前記ロス付き
合成フィルタのスペクトル包絡周波数特性との縦続周波
数特性を入力音声信号のスペクトル包絡周波数特性に一
致させたことを特徴とする線形予測型音声分析合成器。 - 【請求項２】分析側であらかじめ定めた時間間隔ごとに
入力音声信号の有声音・無声音の区別情報、有声音であ
るときの基本周波数の情報および電力の情報を含む音源
情報とスペクトル包絡を示す線形予測係数またはこの線
形予測係数と等価な係数とを計測し、合成側で前記音源
情報と前記線形予測係数またはこの線形予測係数と等価
な係数とに基づき出力音声信号を合成する線形予測型音
声分析合成装置において、前記合成側には、パルス発生
器からのパルスと前記線形予測係数またはこの線形予測
係数と等価な係数とが入力されるディジタルフィルタ
と、前記有声音・無声音の区別情報に基づき前記基本周
波数の周期と等しい周期のパルス列または雑音信号を出
力する励起信号発生手段と、前記ディジタルフィルタの
出力と前記励起信号発生手段の出力がそれぞれ入力され
前記ディジタルフィルタのインパルス応答を時間的に反
転したインパルス応答をもつトランスバーサルフィルタ
と、前記電力の情報に基づき前記トランスバーサルフィ
ルタの出力を制御し音源信号を出力する音源信号生成手
段と、前記音源信号が入力され前記線形予測係数または
この線形予測係数と等価な係数で定まるフィルタ特性に
予め定めたロスを付加した特性をもつロス付き合成フィ
ルタとを具備し、前記線形予測係数またはこの線形予測
係数と等価な係数で定まる合成フィルタの伝達関数を前
記ロス付き合成フィルタの伝達関数で割った商を前記デ
ィジタルフィルタの伝達関数とし、前記合成フィルタか
ら出力音声信号を得ることを特徴とする線形予測型音声
分析合成装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1077242A JP2615991B2 (ja) | 1988-03-28 | 1989-03-28 | 線形予測型音声分析合成装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63-75024 | 1988-03-28 | ||
| JP7502488 | 1988-03-28 | ||
| JP1077242A JP2615991B2 (ja) | 1988-03-28 | 1989-03-28 | 線形予測型音声分析合成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01315800A JPH01315800A (ja) | 1989-12-20 |
| JP2615991B2 true JP2615991B2 (ja) | 1997-06-04 |
Family
ID=26416185
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1077242A Expired - Lifetime JP2615991B2 (ja) | 1988-03-28 | 1989-03-28 | 線形予測型音声分析合成装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2615991B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009503984A (ja) * | 2005-07-29 | 2009-01-29 | エヌエックスピー ビー ヴィ | デジタルフィルタ |
| CN113091795B (zh) * | 2021-03-29 | 2023-02-28 | 上海橙科微电子科技有限公司 | 光电器件与信道的测量方法及***、装置、介质 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5855519A (ja) * | 1981-09-29 | 1983-04-01 | Nippon Yakin Kogyo Co Ltd | コンピユ−タ−・シミユレ−シヨンによるａｏｄ炉操業の制御方法 |
-
1989
- 1989-03-28 JP JP1077242A patent/JP2615991B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01315800A (ja) | 1989-12-20 |
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