JP2615765B2 - Control method for inverse piezoelectric effect type ceramic actuator - Google Patents
Control method for inverse piezoelectric effect type ceramic actuatorInfo
- Publication number
- JP2615765B2 JP2615765B2 JP63046446A JP4644688A JP2615765B2 JP 2615765 B2 JP2615765 B2 JP 2615765B2 JP 63046446 A JP63046446 A JP 63046446A JP 4644688 A JP4644688 A JP 4644688A JP 2615765 B2 JP2615765 B2 JP 2615765B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- ceramic actuator
- capacitor
- voltage
- terminal
- charge
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 title claims description 103
- 230000000694 effects Effects 0.000 title claims description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 56
- 230000008602 contraction Effects 0.000 claims description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 22
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 15
- 238000003475 lamination Methods 0.000 description 15
- 230000004044 response Effects 0.000 description 10
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 7
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 7
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000010030 laminating Methods 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
- H10N30/80—Constructional details
- H10N30/802—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits
Landscapes
- General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は逆圧電効果型セラミックアクチュエータに採
用するに適した制御方法に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a control method suitable for adopting an inverse piezoelectric effect type ceramic actuator.
（従来技術） 従来、この種の逆圧電効果型セラミックアクチュエー
タのための制御方法は、圧電素子の圧電効果（即ち、圧
電素子が圧力を受けて電圧を発生する効果）ではなく、
圧電素子の逆圧電効果（即ち、圧電素子が電圧を印加さ
れて伸縮する効果）に着目し、このような逆圧電効果を
有する圧電素子（即ち、逆圧電効果型圧電素子）を利用
するものである。(Prior Art) Conventionally, the control method for this type of inverse piezoelectric effect type ceramic actuator is not the piezoelectric effect of the piezoelectric element (that is, the effect that the piezoelectric element generates a voltage under pressure),
Focusing on the inverse piezoelectric effect of a piezoelectric element (that is, the effect of expanding and contracting a piezoelectric element by applying a voltage), a piezoelectric element having such an inverse piezoelectric effect (ie, an inverse piezoelectric effect type piezoelectric element) is used. is there.
しかして、上記セラミックアクチュエータは、多数枚
の電極板と、多数枚の逆圧電効果型圧電素子とを、交互
に積層して構成されている。ここで、各圧電素子を挟む
各一対の電極板毎にコンデンサが形成されると共にこれ
ら各コンデンサが互いに並列接続されている。Thus, the ceramic actuator is configured by alternately stacking a large number of electrode plates and a large number of inverse piezoelectric effect type piezoelectric elements. Here, a capacitor is formed for each pair of electrode plates sandwiching each piezoelectric element, and these capacitors are connected in parallel with each other.
このような構成のもと、上記制御方法では、セラミッ
クアクチュエータの充放電電圧をフィードバックするこ
とにより、当該セラミックアクチュエータの伸縮量の変
化を制御する。With such a configuration, in the above control method, a change in the amount of expansion and contraction of the ceramic actuator is controlled by feeding back the charge and discharge voltage of the ceramic actuator.
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、このような構成においては、セラミッ
クアクチュエータの充放電電圧の変化に伴う同セラミッ
クアクチュエータの伸縮の変化にヒステリシスが生じる
ため、このヒステリシスを適正に補正しなければ、セラ
ミックアクチュエータとしての制御精度を高く維持し得
ない。また、上述したヒステリシスに対する補正が実現
したときても、セラミックアクチュエータの伸縮が周囲
温度等の影響により変動するため、この変動をも適正に
補正しなければセラミックアクチュエータとしての制御
精度を高く維持し得ない。これに対しては、適宜な補正
回路を採用することも考えられるが、セラミックアクチ
ュエータの高精度制御確保のためには、高精度、高速応
答可能な位置センサを必要とする等の高コスト化或いは
補正回路の回路構成の複雑化を招き現実的でない。(Problems to be Solved by the Invention) However, in such a configuration, hysteresis occurs in a change in expansion and contraction of the ceramic actuator due to a change in charge / discharge voltage of the ceramic actuator. Therefore, unless this hysteresis is properly corrected. However, the control accuracy of the ceramic actuator cannot be maintained high. Even when the correction for the hysteresis described above is realized, the expansion and contraction of the ceramic actuator fluctuates due to the influence of the ambient temperature and the like. Therefore, if this fluctuation is not properly corrected, the control accuracy of the ceramic actuator can be maintained high. Absent. To deal with this, it is conceivable to employ an appropriate correction circuit. However, in order to ensure high-precision control of the ceramic actuator, it is necessary to increase the cost or to require a high-accuracy, high-speed response position sensor. The circuit configuration of the correction circuit is complicated, which is not practical.
そこで、本発明は、以上述べたことに対処するため、
逆圧電効果型セラミックアクチュエータの伸縮量を、そ
のヒステリシス特性及び温度特性を考慮して適正に制御
するように制御方法を提供することを目的とする。Therefore, the present invention has been made to address the
An object of the present invention is to provide a control method for appropriately controlling the amount of expansion and contraction of an inverse piezoelectric effect type ceramic actuator in consideration of its hysteresis characteristics and temperature characteristics.
（課題を解決するための手段） 上記課題の解決にあたり、本発明によれば、 逆圧電効果型セラミックアクチュエータの伸縮量を制
御する方法において、 前記セラミックアクチュエータにコンデンサを直列接
続して、 前記セラミックアクチュエータの誘電率及び前記コン
デンサの静電容量が温度の変化に応じ変化したとき、前
記誘電率の前記温度の変化前後における各値の双方及び
前記静電容量の前記温度の変化後の値に応じて、前記誘
電率の前記温度の変化前の値に対応する前記セラミック
アクチュエータの伸縮量を維持するように前記セラミッ
クアクチュエータの電荷量を制御することを特徴とする
逆圧電効果型セラミックアクチュエータのための制御方
法が提供される。(Means for Solving the Problems) In order to solve the above problems, according to the present invention, in a method for controlling the amount of expansion and contraction of an inverse piezoelectric effect type ceramic actuator, a capacitor is connected in series to the ceramic actuator; When the dielectric constant of the capacitor and the capacitance of the capacitor change according to a change in temperature, the dielectric constant depends on both the values before and after the change in the temperature and the value of the capacitance after the change in the temperature. Controlling the amount of electric charge of the ceramic actuator so as to maintain the amount of expansion and contraction of the ceramic actuator corresponding to the value of the dielectric constant before the change in the temperature, for the inverse piezoelectric effect type ceramic actuator. A method is provided.
（作用効果） このように、セラミックアクチュエータに直列接続し
たコンデンサの静電容量を有効に活用して、セラミック
アクチュエータの誘電率が温度の変化に伴い変化して
も、当該誘電率の温度の変化前のセラミックアクチュエ
ータの伸縮量を維持するようにセラミックアクチュエー
タの電荷量を制御する。(Effects) As described above, even if the dielectric constant of the ceramic actuator changes with a change in temperature, the capacitance of the capacitor connected in series with the ceramic actuator is effectively used. The amount of charge of the ceramic actuator is controlled so as to maintain the amount of expansion and contraction of the ceramic actuator.
このため、温度補正回路を別途設けなくても、セラミ
ックアクチュエータの伸縮量を、温度の変化に影響され
ることなく、常に精度よく所望の値に維持できる。Therefore, the amount of expansion and contraction of the ceramic actuator can always be maintained at a desired value with high accuracy without being affected by a change in temperature, without separately providing a temperature correction circuit.
この場合、上述のごとく、セラミックアクチュエータ
の電荷量が、誘電率の温度の変化前の値に対応するセラ
ミックアクチュエータの伸縮量を維持するように制御さ
れるので、セラミックアクチュエータの伸縮量の変化に
ヒステリシスが生ずることもない。In this case, as described above, the amount of charge of the ceramic actuator is controlled so as to maintain the amount of expansion and contraction of the ceramic actuator corresponding to the value of the dielectric constant before the change in temperature. Does not occur.
（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面により説明すると、第
１図は、逆圧電効果型セラミックアクチュエータ10に本
発明が適用された例を示しており、セラミックアクチュ
エータ10は、第２図に示すごとく、多数枚の電極坂11,
・・・,11と、セラミックからなる多数枚の逆圧電効果
型圧電素子12,・・・,12とを、互いに一枚ずつ交互に重
合積層して構成されている。かかる場合、各圧電素子12
をそれぞれ挾む各一対の電極坂11,11毎にコンデンサが
形成されるとともにこれら各コンデンサが互いに並列接
続されている。しかして、セラミックアクチュエータ10
は、その各コンデンサへの印加電圧の増減に応じて積層
方向に伸縮するようになっている。但し、本実施例にお
いて、セラミックアクチュエータ10の各圧電素子12の誘
電率εは、周囲温度Ｔの変化に応じ、第３図に示す特性
曲線ε−Ｔに従い変化する。(Embodiment) An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an example in which the present invention is applied to a reverse piezoelectric effect type ceramic actuator 10. As shown in the figure, a large number of electrode slopes 11,
, 11 and a large number of inverse piezoelectric effect type piezoelectric elements 12,..., 12 made of ceramics are alternately laminated one by one. In such a case, each piezoelectric element 12
A capacitor is formed for each pair of electrode hills 11 and 11 which sandwich each, and these capacitors are connected in parallel with each other. Thus, the ceramic actuator 10
Are adapted to expand and contract in the laminating direction according to the increase and decrease of the voltage applied to each capacitor. However, in this embodiment, the dielectric constant ε of each piezoelectric element 12 of the ceramic actuator 10 changes according to the change of the ambient temperature T according to the characteristic curve ε-T shown in FIG.
コンデンサ20は、第１図に示すごとく、セラミックア
クチュエータ10に直列接続されており、このコンデンサ
20は、その負側端子にて接地され、一方、その正側端子
にてセラミックアクチュエータ10の各コンデンサの各負
側電極板（以下、セラミックアクチュエータ10の負側端
子という）に接続されている。しかして、セラミックア
クチュエータ10への充電電流或いは同セラミックアクチ
ュエータ10からの放電電流がコンデンサ20を流れると、
コンデンサ20は、その正側端子にて、その流入電流に応
じた端子電圧Vcを生じる。但し、コンデンサ20の静電容
量Ｃは、セラミックアクチュエータ10の各コンデンサの
合成静電容量に比べてかなり大きく選定されている。ま
た、本実施例においては、コンデンサ20の静電容量Ｃ
は、周囲温度Ｔの変化に応じ、第４図に示す特性曲線Ｃ
−Ｔに従い変化する。The capacitor 20 is connected in series to the ceramic actuator 10 as shown in FIG.
Numeral 20 is grounded at its negative terminal, and is connected at its positive terminal to each negative electrode plate of each capacitor of the ceramic actuator 10 (hereinafter referred to as the negative terminal of the ceramic actuator 10). Thus, when a charging current to the ceramic actuator 10 or a discharging current from the ceramic actuator 10 flows through the capacitor 20,
The capacitor 20 generates a terminal voltage Vc at its positive terminal in accordance with the inflow current. However, the capacitance C of the capacitor 20 is selected to be considerably larger than the combined capacitance of each capacitor of the ceramic actuator 10. In the present embodiment, the capacitance C of the capacitor 20 is
Is a characteristic curve C shown in FIG.
It changes according to -T.
また、温度センサＳはセラミックアクチュエータ10及
びコンデンサ20の双方の周囲温度Ｔを検出し温度検出信
号として発生する。但し、本実施例においては、セラミ
ックアクチュエータ10及びコンデンサ20の双方の周囲温
度Ｔを同一条件下で検出するために、温度センサＳは、
セラミックアクチュエータ10及びコンデンサ20と共に、
第１図にて二点鎖線ｌにより示すごとく、適宜なケーシ
ングに内蔵されている。The temperature sensor S detects the ambient temperature T of both the ceramic actuator 10 and the capacitor 20, and generates a temperature detection signal. However, in this embodiment, in order to detect the ambient temperature T of both the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 under the same condition, the temperature sensor S
Along with ceramic actuator 10 and capacitor 20,
As shown by a two-dot chain line 1 in FIG.
制御回路Ｅは、コンデンサ20及び温度センサＳに接続
したＡ−Ｄ変換器30aと、このＡ−Ｄ変換器30aに接続し
たマイクロコンピュータ30を有しており、Ａ−Ｄ変換器
30aはコンデンサ20からの端子電圧Vc及び温度センサＳ
からの温度検出信号をそれぞれディジタル電圧及びディ
ジタル温度信号にディジタル変換する。マイクロコンピ
ュータ30は、第５図に示すフローチャートに従いコンピ
ュータプログラムの実行をＡ−Ｄ変換器30aとの協働に
より行い、この実行中において、Ｄ−Ａ変換器30b及び
両トランジスタ30c,30dの制御のための演算処理をす
る。なお、上述のコンピュータプログラムはマイクロコ
ンピュータ30のROMに予め記憶されている。The control circuit E has an A / D converter 30a connected to the capacitor 20 and the temperature sensor S, and a microcomputer 30 connected to the A / D converter 30a.
30a is the terminal voltage Vc from the capacitor 20 and the temperature sensor S
Are digitally converted into a digital voltage and a digital temperature signal, respectively. The microcomputer 30 executes the computer program in cooperation with the AD converter 30a according to the flowchart shown in FIG. 5, and during this execution, controls the DA converter 30b and the control of both transistors 30c, 30d. Calculation processing. The above-described computer program is stored in the ROM of the microcomputer 30 in advance.
Ｄ−Ａ変換器30bは、マイクロコンピュータ30の制御
のもとに、アナログ変換作用を行い、後述のように充放
電制御信号を発生する。各トランジスタ30c,30dは、マ
イクロコンピュータ30の制御のもとにそれぞれ選択的に
導通する。コンパレータ40は、コンデンサ20からの端子
電圧VcがＤ−Ａ変換器30bからの充放電制御信号のレベ
ルより低いとき、ハイレベルにて比較信号を発生する。
また、コンパレータ20からの端子電圧VcがＤ−Ａ変換器
30bからの充放電制御信号のレベルより高いとき、コン
パレータ40はローレベルにて比較信号を発生する。但
し、コンパレータ40の出力端子は、トランジスタ30cの
導通により接地され、同トランジスタ30cの非導通によ
り非接地となる。インバータ40aはコンパレータ40から
の比較信号のレベルを反転し反転信号として発生する。
また、このインバータ40aはコンパレータ40の出力端子
の接地に応答してハイレベルにて反転信号を発生する。
インバータ40bはコンパレータ40からの比較信号のレベ
ルを反転し反転信号を発生する。インバータ40cはイン
バータ40bからの反転信号のレベルを反転し反転信号と
して発生する。また、このインバータ40cはトランジス
タ30dの導通に応答してハイレベルにて反転信号を発生
する。The DA converter 30b performs an analog conversion operation under the control of the microcomputer 30, and generates a charge / discharge control signal as described later. Each of the transistors 30c and 30d selectively conducts under the control of the microcomputer 30. The comparator 40 generates a comparison signal at a high level when the terminal voltage Vc from the capacitor 20 is lower than the level of the charge / discharge control signal from the DA converter 30b.
The terminal voltage Vc from the comparator 20 is a DA converter.
When the level is higher than the level of the charge / discharge control signal from 30b, the comparator 40 generates a comparison signal at a low level. However, the output terminal of the comparator 40 is grounded by the conduction of the transistor 30c, and is not grounded by the non-conduction of the transistor 30c. The inverter 40a inverts the level of the comparison signal from the comparator 40 and generates an inverted signal.
The inverter 40a generates an inverted signal at a high level in response to the ground of the output terminal of the comparator 40.
Inverter 40b inverts the level of the comparison signal from comparator 40 to generate an inverted signal. The inverter 40c inverts the level of the inverted signal from the inverter 40b and generates the inverted signal as an inverted signal. The inverter 40c generates an inverted signal at a high level in response to the conduction of the transistor 30d.
ホトカプラ50は、発光ダイオード51と、ホトトランジ
スタ52とにより構成されており、発光ダイオード51は、
インバータ40aからのハイレベルの反転信号に応答して
導通し発光する。また、インバータ40aからの反転信号
がローレベルのとき発光ダイオード51は非導通となり発
光を停止する。ホトトランジスタ52は発光ダイオード51
からの光を受けて導通する。また、このホトトランジス
タ52は、発光ダイオード51の非発光時に非導通となる。
一方、ホトカプラ60は、発光ダイオード61と、ホトトラ
ンジスタ62により構成されており、発光ダイオード61
は、インバータ40cからのハイレベルの反転信号に応答
して導通し発光する。また、インバータ40cからの反転
信号がローレベルのとき発光ダイオード61は非導通とな
り発光を停止する。ホトトランジスタ62は発光ダイオー
ド61からの光を受けて導通する。また、このホトトラン
ジスタ62は、発光ダイオード61の非発光時に非導通とな
る。The photocoupler 50 includes a light emitting diode 51 and a phototransistor 52.
In response to the high-level inverted signal from the inverter 40a, it conducts and emits light. When the inverted signal from the inverter 40a is at a low level, the light emitting diode 51 becomes non-conductive and stops emitting light. The phototransistor 52 is a light emitting diode 51
Conducted by receiving light from The phototransistor 52 is non-conductive when the light emitting diode 51 does not emit light.
On the other hand, the photocoupler 60 includes a light emitting diode 61 and a phototransistor 62.
Is turned on and emits light in response to the high-level inverted signal from the inverter 40c. When the inverted signal from the inverter 40c is at a low level, the light emitting diode 61 is turned off and stops emitting light. The phototransistor 62 receives light from the light emitting diode 61 and becomes conductive. The phototransistor 62 is non-conductive when the light emitting diode 61 does not emit light.
電界効果型トランジスタ70（以下、FET70という）
は、そのゲート端子71にて、ホトトランジスタ52のコレ
クタ、エミッタ、セラミックアクチュエータ10及びコン
デンサ20を介し接地されており、FET70のドレン端子72
は直流電源Ｂの正側端子に接続され、一方、FET70のソ
ース端子73は検出抵抗80、セラミックアクチュエータ10
及びコンデンサ20を通し接地されている。しかして、FE
T70は、ゲート端子71への印加電圧に応じて導通し直流
電源Ｂからの直流電流を充電電流として検出抵抗80、セ
ラミックアクチュエータ10及びコンデンサ20に順次流入
させる。かかる場合、上述した充電電流は、FET70にお
けるゲート・ソース間電圧−ドレン電流特性に基きFET7
0のゲート端子71への印加電圧の増大（又は減少）に応
じ増大（又は減少）する。検出抵抗80は、その流入充電
電流に比例する端子電圧Vaを、FET70のソース端子73と
の共通端子（以下、検出端子81という）から発生する。Field-effect transistor 70 (hereinafter referred to as FET70)
Is grounded at its gate terminal 71 via the collector and emitter of the phototransistor 52, the ceramic actuator 10 and the capacitor 20, and the drain terminal 72 of the FET 70
Is connected to the positive terminal of the DC power source B, while the source terminal 73 of the FET 70 is connected to the detection resistor 80 and the ceramic actuator 10.
And ground through a capacitor 20. And FE
T70 conducts in response to the voltage applied to the gate terminal 71, and causes the DC current from the DC power supply B to flow into the detection resistor 80, the ceramic actuator 10, and the capacitor 20 sequentially as a charging current. In such a case, the charging current described above is based on the gate-source voltage-drain current characteristics of the FET 70,
It increases (or decreases) according to the increase (or decrease) of the voltage applied to the zero gate terminal 71. The detection resistor 80 generates a terminal voltage Va proportional to the inflow charging current from a common terminal with the source terminal 73 of the FET 70 (hereinafter, referred to as a detection terminal 81).
電界効果型トランジスタ90（以下、FET90という）
は、そのゲート端子91にて、ホトトランジスタ60のコレ
クタ及びエミッタを介し接地されており、FET90のドレ
ン端子92はセラミックアクチュエータ10及びコンデンサ
20を通し接地され、一方、FET90のソース端子93は検出
抵抗100を通し接地されている。しかして、FET90は、ゲ
ート端子91への印加電圧に応じて導通しセラミックアク
チュエータ10からの放電電流を検出抵抗100に流入させ
る。かかる場合、上述した放電電流は、FET90における
ゲート・ソース間電圧−ドレン電流特性に基きFET90の
ゲート端子91への印加電圧の増大（又は減少）に応じて
増大（又は減少）する。検出抵抗100は、その流入放電
電流に比例する電差電圧Vbを、FET90のソース端子93と
の共通端子（以下、検出端子101という）から発生す
る。Field effect transistor 90 (hereinafter referred to as FET90)
Is grounded at its gate terminal 91 via the collector and emitter of the phototransistor 60, and the drain terminal 92 of the FET 90 is connected to the ceramic actuator 10 and the capacitor.
The source terminal 93 of the FET 90 is grounded through the detection resistor 100. Thus, the FET 90 conducts according to the voltage applied to the gate terminal 91, and causes the discharge current from the ceramic actuator 10 to flow into the detection resistor 100. In such a case, the above-described discharge current increases (or decreases) according to the increase (or decrease) of the voltage applied to the gate terminal 91 of the FET 90 based on the gate-source voltage-drain current characteristics of the FET 90. The detection resistor 100 generates a voltage difference Vb proportional to the inflow discharge current from a common terminal with the source terminal 93 of the FET 90 (hereinafter, referred to as a detection terminal 101).
充電増幅回路110は、演算増幅器111を有しており、こ
の演算増幅器111は、その反転入力端子111aにて入力抵
抗112を介し検出抵抗80の検出端子81に接続され、また
非反転入力端子111bにて入力抵抗113を介し定電圧回路1
10aの出力端子に接続されている。また、演算増幅器111
の出力端子111cは、帰還抵抗114を介し同演算増幅器111
の反転入力端子111aに接続されるとともに、出力抵抗11
5を介しFET70のゲート端子71に接続されている。The charging amplifier circuit 110 has an operational amplifier 111, which is connected at its inverting input terminal 111a to the detecting terminal 81 of the detecting resistor 80 via an input resistor 112, and is connected to a non-inverting input terminal 111b. At constant voltage circuit 1 via input resistor 113
It is connected to the output terminal of 10a. Also, the operational amplifier 111
Output terminal 111c of the operational amplifier 111 via a feedback resistor 114.
Connected to the inverting input terminal 111a of the
5 is connected to the gate terminal 71 of the FET 70.
しかして、検出抵抗80の検出端子81からの端子電圧Va
が入力抵抗112に印加されるとともに、定電圧回路110a
の出力端子から生じる定電圧Vraが入力抵抗113に印加さ
れると、演算増幅器111が端子電圧Vaと定電圧Vraとの差
を増幅し増幅電圧Vdifaとして出力抵抗115から発生しFE
T70のゲート端子71に印加する。かかる場合、演算増幅
器111の差動増幅特性との関連において、Va＞Vraのと
き、Vdifaが（Va−Vra）に反比例し、また、Vra＞Vaの
とき、Vdifaが（Vra−Va）に比例するようになってい
る。また、定電圧回路110aからの定電圧Vraは、セラミ
ックアクチュエータ10への流入充電電流の基準値に対応
する。Thus, the terminal voltage Va from the detection terminal 81 of the detection resistor 80
Is applied to the input resistor 112 and the constant voltage circuit 110a
Is applied to the input resistor 113, the operational amplifier 111 amplifies the difference between the terminal voltage Va and the constant voltage Vra to generate the amplified voltage Vdifa from the output resistor 115 as FE.
Apply to the gate terminal 71 of T70. In such a case, in relation to the differential amplification characteristics of the operational amplifier 111, when Va> Vra, Vdifa is inversely proportional to (Va−Vra), and when Vra> Va, Vdifa is proportional to (Vra−Va). It is supposed to. Further, the constant voltage Vra from the constant voltage circuit 110a corresponds to the reference value of the charging current flowing into the ceramic actuator 10.
放電増幅回路120は、演算増幅器121を有しており、こ
の演算増幅器121はその反転入力端子121aにて入力抵抗1
22を介し検出抵抗100の検出端子101に接続され、またそ
の非反転入力端子121bにて入力抵抗123を介し定電圧回
路120aの出力端子に接続されている。また、演算増幅器
121を出力端子121cは、帰還抵抗124を介し同演算増幅器
121の反転入力端子121aに接続されるとともに、出力抵
抗125を介しFET90のゲート端子91に接続されている。The discharge amplifier circuit 120 has an operational amplifier 121, and the operational amplifier 121 has an inverting input terminal 121a and an input resistor 1a.
It is connected to the detection terminal 101 of the detection resistor 100 via 22 and to the output terminal of the constant voltage circuit 120a via the input resistor 123 at its non-inverting input terminal 121b. Also, an operational amplifier
The output terminal 121c is connected to the operational amplifier 121 via a feedback resistor 124.
It is connected to the inverting input terminal 121 a of the FET 121 and to the gate terminal 91 of the FET 90 via the output resistor 125.
しかして、検出抵抗100の検出端子101から端子電圧Vb
が入力抵抗122に印加されるとともに、定電圧回路120a
の出力端子から生じる定電圧Vraが入力抵抗123に印加さ
れると、演算増幅器121が端子電圧Vbと定電圧Vrbとの差
を増幅し増幅電圧Vdifbとして出力抵抗125から発生しFE
T90のゲート端子91に印加する。かかる場合、演算増幅
器121の差動増幅特性との関連において、Vb＞Vrbのと
き、Vdifbが（Vb−Vrb）に反比例し、また、Vrb＞Vbの
とき、Vdifbが（Vrb−Vb）に比例するようになってい
る。また、定電圧回路120aからの定電圧Vrbは、セラミ
ックアクチュエータ10からの放電電流の基準値に対応す
る。Thus, the terminal voltage Vb
Is applied to the input resistor 122, and the constant voltage circuit 120a
Is applied to the input resistor 123, the operational amplifier 121 amplifies the difference between the terminal voltage Vb and the constant voltage Vrb to generate the amplified voltage Vdifb from the output resistor 125 as FE.
It is applied to the gate terminal 91 of T90. In such a case, with respect to the differential amplification characteristics of the operational amplifier 121, when Vb> Vrb, Vdifb is inversely proportional to (Vb−Vrb), and when Vrb> Vb, Vdifb is proportional to (Vrb−Vb). It is supposed to. Further, the constant voltage Vrb from the constant voltage circuit 120a corresponds to the reference value of the discharge current from the ceramic actuator 10.
以上のように構成した本実施例において、セラミック
アクチュエータ10及びコンデンサ20に電荷が蓄えられて
いない状態にあるとき、コンデンサ20の端子電圧Vcが零
の状態にある。かかる段階において、本発明における各
素子を作動させれば、マイクロコンピュータ30が第５図
のフローチャートに従いステップ200にてコンピュータ
プログラムの実行を開始し、ステップ210において初期
化する。ついで、マイクロコンピュータ30が、ステップ
220にて、所定周囲温度Taにおけるセラミックアクチュ
エータ10の所定積層厚さLaに対応する所定電荷量Qa、及
びセラミックアクチュエータ10の現実の積層厚さＬの所
定積層厚さLaへの一致状態を保持するためのホールドデ
ータＨを読出す。但し、セラミックアクチュエータ10の
現実の積層厚さＬは、セラミックアクチュエータ10の積
層方向両端にそれぞれ位置する各電極間の現実の間隔を
いう。また、所定積層厚さLaは、セラミックアクチュエ
ータ10の積層厚さの所定値をいう。なお、所定電荷量Qa
及びホールドデータＨはマイクロコンピュータ30のROM
に予め記憶されている。In this embodiment configured as described above, when no electric charge is stored in the ceramic actuator 10 and the capacitor 20, the terminal voltage Vc of the capacitor 20 is in a state of zero. At this stage, if each element in the present invention is operated, the microcomputer 30 starts executing the computer program in step 200 according to the flowchart of FIG. 5, and initializes in step 210. Then, the microcomputer 30
At 220, the predetermined charge amount Qa corresponding to the predetermined lamination thickness La of the ceramic actuator 10 at the predetermined ambient temperature Ta, and the matching state of the actual lamination thickness L of the ceramic actuator 10 to the predetermined lamination thickness La are maintained. Hold data H for reading. However, the actual lamination thickness L of the ceramic actuator 10 refers to the actual distance between the electrodes located at both ends of the ceramic actuator 10 in the lamination direction. The predetermined lamination thickness La refers to a predetermined value of the lamination thickness of the ceramic actuator 10. The predetermined charge amount Qa
And the hold data H are stored in the ROM of the microcomputer 30.
Is stored in advance.
ステップ220における演算処理後、マイクロコンピュ
ータ30が、ステップ230にて、Ａ−Ｄ変換器30aからのデ
ィジタル電圧及びディジタル温度信号を入力され、ステ
ップ240にて、特性直線ε−Ｔ（第３図参照）を表わす
データ（以下、εＴという）に基きステップ230におけ
るディジタル温度信号の値（以下、ディジタル温度Ｔ＝
T1という）に応じセラミックアクチュエータ10の各圧電
素子12の誘電率εをε１として決定する。但し、ε−Ｔ
データは、マイクロコンピュータ30のROMに予め記憶さ
れている。ついで、マイクロコンピュータ30が、ステッ
プ250にて、特性曲線Ｃ−Ｔ（第４図参照）を表わすデ
ータ（以下、Ｃ−Ｔデータという）に基きステップ230
におけるディジタル温度T1に応じコンデンサ20の静電容
量ＣをC1として決定する。但し、Ｃ−Ｔデータは、マイ
クロコンピュータ30のROMに予め記憶されている。After the arithmetic processing in step 220, the microcomputer 30 receives the digital voltage and the digital temperature signal from the A / D converter 30a in step 230, and in step 240, the characteristic line ε-T (see FIG. 3). ) (Hereinafter referred to as εT), the value of the digital temperature signal in step 230 (hereinafter referred to as digital temperature T =
T1), the dielectric constant ε of each piezoelectric element 12 of the ceramic actuator 10 is determined as ε1. Where ε-T
The data is stored in the ROM of the microcomputer 30 in advance. Then, the microcomputer 30 determines in step 250 the data representing the characteristic curve CT (see FIG. 4) (hereinafter referred to as CT data) in step 230.
The capacitance C of the capacitor 20 is determined as C1 in accordance with the digital temperature T1 at. However, the CT data is stored in the ROM of the microcomputer 30 in advance.
しかして、コンピュータプログラムがステップ260に
進むと、マイクロコンピュータ30が、次の関係式（１）
に基き、ステップ220における所定電荷量Qa＝Qx,各ステ
ップ240,250における誘電率ε＝ε１及び静電容量Ｃ＝C
1並びに所定周囲温度Taにおける各圧電素子12の誘電率
（以下、所定誘電率εａという）＝εｘに応じ、充放電
レベルＶをV1として決定し出力信号として発生する。When the computer program proceeds to step 260, the microcomputer 30 calculates the following relational expression (1).
Based on the above, the predetermined charge amount Qa = Qx in step 220, the dielectric constant ε = ε1 and the capacitance C = C in each of steps 240 and 250
The charge / discharge level V is determined as V1 according to the dielectric constant (hereinafter, referred to as a predetermined dielectric constant εa) = εx of each piezoelectric element 12 at 1 and a predetermined ambient temperature Ta, and is generated as an output signal.
かかる場合、関係式において、 は次の内容を表わす。即ち、上述のように、例えば周囲
温度がTaからT1に変化したとき誘電率がεｘからε１に
変化したとすれば、TaのときQx＝Qaをセラミックアクチ
ュエータ10に供給したときの同セラミックアクチュエー
タ10の所定積層厚さLaを、T1及びε１のときにも得るた
めには、 なる電荷量をセラミックアクチュエータ10に供給すれば
よい。但し、 は、第６図及び第７図に示すように、各圧電素子12の分
極値の周囲温度Ｔとの関係を示す関数ｆ（Ｔ）、及び誘
電率の周囲温度Ｔとの関係を示す関数ｇ（Ｔ）に基き、
周囲温度Ｔの変化を考慮して得られる。 In such a case, in the relational expression, Represents the following contents. That is, as described above, for example, if the dielectric constant changes from εx to ε1 when the ambient temperature changes from Ta to T1, the same ceramic actuator 10 when Qx = Qa is supplied to the ceramic actuator 10 when Ta is used In order to obtain the predetermined lamination thickness La also at T1 and ε1, What is necessary is just to supply a certain amount of electric charge to the ceramic actuator 10. However, Are a function f (T) indicating the relationship between the polarization value of each piezoelectric element 12 and the ambient temperature T, and a function g indicating the relationship between the permittivity and the ambient temperature T, as shown in FIGS. Based on (T)
It is obtained in consideration of a change in the ambient temperature T.
上述のようにマイクロコンピュータ30から出力信号が
生じると、Ｄ−Ａ変換器30bが、同出力信号をアナログ
変換し、これを、 に相当するレベルにて充放電制御信号として発生する。
すると、コンパレータ40が、制御回路30からの充放電制
御信号のレベルがコンデンサ20からの端子電圧Vcよりも
高いため、ハイレベルにて比較信号を発生し、インバー
タ40aがローレベルにて反転信号を発生し、インバータ4
0cがインバータ40bの反転作用のもとにハイレベルにて
反転信号を生じる。When an output signal is generated from the microcomputer 30 as described above, the DA converter 30b converts the output signal into an analog signal, Is generated as a charge / discharge control signal at a level corresponding to.
Then, since the level of the charge / discharge control signal from the control circuit 30 is higher than the terminal voltage Vc from the capacitor 20, the comparator 40 generates a comparison signal at a high level, and the inverter 40a outputs an inverted signal at a low level. Generated inverter 4
0c generates an inverted signal at a high level under the inverting action of the inverter 40b.
すると、ホトカプラ50のホトトランジスタ52がインバ
ータ40aからの反転信号に応答する発光ダイオード51の
非反抗作用に基き非導通となる一方、ホロカプラ60のホ
トトランジスタ62が、インバータ40cからの反転信号に
応答して生じる発光ダイオード61からの光を受けて導通
する。しかして、FET90が、ゲート端子91のホトトラン
ジスタ62の導通に伴う接地により非導通となり、充電増
幅回路110の演算増幅器111が定電圧回路110aからの定電
圧Vraと検出抵抗80からの端子電圧Va（現段階ではVa≒
０）との差を増幅電圧Vdifaとして出力抵抗115を通して
発生しホトトランジスタ52の非導通下にてFET70のゲー
ト端子71に付与する。Then, the phototransistor 52 of the photocoupler 50 becomes non-conductive based on the non-rebellion of the light emitting diode 51 responding to the inverted signal from the inverter 40a, while the phototransistor 62 of the photocoupler 60 responds to the inverted signal from the inverter 40c. The light generated from the light emitting diode 61 is then turned on. Thus, the FET 90 becomes non-conductive due to grounding due to the conduction of the phototransistor 62 at the gate terminal 91, and the operational amplifier 111 of the charge amplifier circuit 110 receives the constant voltage Vra from the constant voltage circuit 110a and the terminal voltage Va from the detection resistor 80. (Va ≒ at this stage
0) is generated as an amplified voltage Vdifa through the output resistor 115 and applied to the gate terminal 71 of the FET 70 while the phototransistor 52 is non-conductive.
このように充電増幅回路110からの増幅電圧VdifaがFE
T70に付与されると、FET70が導通し直流電源Ｂからの直
流電流を充電電流として検出抵抗80を通しセラミックア
クチュエータ10及びコンデンサ20に流入させる。する
と、セラミックアクチュエータ10がその流入充電電流に
応じた電荷量でもって充電されて積層厚さを増大させる
とともに、コンデンサ20がその流入充電電流に応じた電
荷量でもって充電されて端子電圧Vcを増大させる。この
とき、検出抵抗80からの端子電圧Vaも同検出抵抗80への
流入充電電流に応じて増大する。Thus, the amplified voltage Vdifa from the charging amplifier circuit 110 is FE
When applied to T70, the FET 70 conducts, and the DC current from the DC power supply B flows into the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 through the detection resistor 80 as a charging current. Then, the ceramic actuator 10 is charged with the charge amount according to the inflow charging current to increase the stack thickness, and the capacitor 20 is charged with the charge amount according to the inflow charging current to increase the terminal voltage Vc. Let it. At this time, the terminal voltage Va from the detection resistor 80 also increases according to the charging current flowing into the detection resistor 80.
しかして、上述のような状態において、コンパレータ
40からの比較信号がハイレベルに維持され続ければ、ホ
トカプラ50のホトトランジスタ52の非導通状態、ホトカ
プラ60のホトトランジスタ62の導通状態及びFET90の非
導通状態がそのまま維持される。従って、かかる状態に
あっては、Vra＞Vaのもとに（Vra−Va）に応じてVdifa
が増大し、FET70による直流電源Ｂからセラミックアク
チュエータ10及びコンデンサ20への充電電流が増大す
る。このような状態において、Va＞Vraになると、Vdifa
が（Va−Vra）に応じて減少し、FET70による直流電源Ｂ
からセラミックアクチュエータ10及びコンデンサ20への
充電電流が減少する。Thus, in the state described above, the comparator
If the comparison signal from 40 is kept at a high level, the non-conductive state of the phototransistor 52 of the photocoupler 50, the conductive state of the phototransistor 62 of the photocoupler 60, and the non-conductive state of the FET 90 are maintained as they are. Therefore, in such a state, Vdifa is determined according to (Vra−Va) under the condition of Vra> Va.
And the charging current from the DC power supply B to the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 by the FET 70 increases. In this state, if Va> Vra, Vdifa
Decreases according to (Va−Vra), and DC power supply B
, The charging current to the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 decreases.
換言すれば、セラミックアクチュエータ10の積層厚さ
をＤ−Ａ変換器30bからの充放電制御信号のレベルに対
応する値まで増大させるにあたり、セラミックアクチュ
エータ10への充電電流がVra＞Vaでは増大しVa＞Vraでは
減少して常に一定となるように充電増幅回路110により
制御される。かかる場合、上述のようにセラミックアク
チュエータ10への充電電流に対する電荷量がTaからT1へ
の変化に応じ となるようにQaから修正されているので、セラミックア
クチュエータ10の現実の積層厚さは、ヒステリシスを伴
うことなく、周囲温度変化にもかかわらず、第８図に示
すように、所定積層厚さLaに向け、同セラミックアクチ
ュエータ10の充電電荷量に応じ応答性よく高精度にて直
線的に増大する。In other words, in increasing the lamination thickness of the ceramic actuator 10 to a value corresponding to the level of the charge / discharge control signal from the DA converter 30b, the charging current to the ceramic actuator 10 increases when Vra> Va and Va In the case of> Vra, it is controlled by the charge amplification circuit 110 so as to decrease and always remain constant. In such a case, as described above, the charge amount with respect to the charging current to the ceramic actuator 10 changes in accordance with the change from Ta to T1. As a result, the actual lamination thickness of the ceramic actuator 10 can be changed without hysteresis and regardless of the ambient temperature change, as shown in FIG. In accordance with the amount of charge of the ceramic actuator 10, the value increases linearly with high responsiveness and high accuracy.
ステップ260における演算処理後、マイクロコンピュ
ータ30が、ステップ270にて、ステップ220におけるホー
ルドデータＨに基き「YES」と判別する。現段階におい
て、コンデンサ20からの端子電圧Vcがステップ260にお
ける出力信号の値V1に一致しておれば、マイクロコンピ
ュータ30がステップ280にて「YES」と判別し、かつステ
ップ280aにて、ハイレベルのホールド信号を発生し、こ
れに応答して両トランジスタ30c,30dが共に導通する。
すると、両インバータ40a,40cが共にハイレベルにて反
転信号を発生し、両ホトカプラ50,60の各ホトトランジ
スタ52,62が共に導通して各FET70,90をそれぞれ非導通
にする。このため、セラミックアクチュエータ10がその
充電の停止により積層厚さをLaに精度よく保持する。な
お、両ステップ270,280の一方で「NO」との判別がなさ
れたときは、マイクロコンピュータ30がステップ280bに
てホールド信号を消滅させる。After the arithmetic processing in step 260, the microcomputer 30 determines “YES” in step 270 based on the hold data H in step 220. At this stage, if the terminal voltage Vc from the capacitor 20 matches the value V1 of the output signal in step 260, the microcomputer 30 determines “YES” in step 280, and in step 280a, , And in response to this, both transistors 30c and 30d conduct.
Then, both the inverters 40a and 40c generate an inverted signal at a high level, and the phototransistors 52 and 62 of the photocouplers 50 and 60 are both turned on to turn off the FETs 70 and 90, respectively. Therefore, the ceramic actuator 10 accurately holds the lamination thickness at La by stopping the charging. If the determination of “NO” is made in one of the steps 270 and 280, the microcomputer 30 eliminates the hold signal in step 280b.
一方、セラミックアクチュエータ10の積層厚さを減少
させるべくコンピュータプログラムがステップ220に進
めば、マイクロコンピュータ30が、所定周囲温度Taにお
けるセラミックアクチュエータ10の所定積層厚さLb（＜
La）に対応する所定電荷量Qb（＜Qa）及びホールドデー
タＨを読出す。但し、所定電荷量Qbはマイクロコンピュ
ータ30のROMに予め記憶されている。ついで、マイクロ
コンピュータ30が、ステップ230にて、上述と同様にデ
ィジタル電圧及びディジタル温度Ｔ＝T2をＡ−Ｄ変換器
30aから入力され、ステップ240にて、ε−Ｔデータに基
き同ディジタル温度T2に応じ各圧電素子12の誘電率εを
ε２として決定する。ついで、マイクロコンピュータ30
が、ステップ250にて、Ｃ−Ｔデータに基きステップ230
におけるディジタル温度T2に応じコンデンサ20の静電容
量ＣをC2として決定する。On the other hand, if the computer program proceeds to step 220 in order to reduce the lamination thickness of the ceramic actuator 10, the microcomputer 30 transmits the predetermined lamination thickness Lb (<<
A predetermined charge amount Qb (<Qa) and hold data H corresponding to La) are read out. However, the predetermined charge amount Qb is stored in the ROM of the microcomputer 30 in advance. Then, in step 230, the microcomputer 30 converts the digital voltage and digital temperature T = T2 into an analog-to-digital
In step 240, the dielectric constant ε of each piezoelectric element 12 is determined as ε2 in accordance with the digital temperature T2 based on the ε-T data. Next, the microcomputer 30
However, in step 250, based on the CT data, step 230
The capacitance C of the capacitor 20 is determined as C2 in accordance with the digital temperature T2 at.
しかして、コンピュータプログラムがステップ260に
進むと、マイクロコンピュータ30が関係式（１）に基
き、ステップ220における所定電荷量Qb＝Qx,各ステップ
240,250における誘電率ε＝ε２及び静電容量Ｃ＝C2、
並びに所定誘電率εａ＝εｘに応じ、充放電レベルＶを
V2として決定し出力信号として発生する。すると、Ｄ−
Ａ変換器30bが同出力信号をアナログ変換し、これを に相当するレベルにて充放電制御信号として発生する。
すると、コンパレータ40が、V2＜Vcに基き、ローレベル
の比較信号を発生し、インバータ40aからの反転信号を
ハイレベルにする一方、インバータ40cからの反転信号
をローレベルにする。すると、ホトカプラ50のホトトラ
ンジスタ52が、インバータ40aからのハイレベルの反転
信号に応答して生じる発光ダイオード51からの光を受け
て導通し、一方、ホトカプラ60のホトトランジスタ62
が、インバータ40cからのローレベルの反転信号に応答
する発光ダイオード61の発光停止に基き非導通となる。
しかして、FET70が、ゲート端子71のホトトランジスタ5
2の導通に伴う接地により非導通となりセラミックアク
チュエータ10への放電電流の付与を停止し、放電増幅回
路120の演算増幅器121が定電圧回路120aの定電圧Vrbと
検出抵抗100からの端子電圧Vb（現段階ではVb≒０）と
の差を増幅電圧Vdifbとして出力抵抗125を通して発生し
ホトトランジスタ62の非導通下にてFET90のゲート端子9
1に付与する。When the computer program proceeds to step 260, the microcomputer 30 determines the predetermined charge amount Qb = Qx in step 220 based on the relational expression (1).
Dielectric constant ε = ε2 and capacitance C = C2 at 240,250,
And charge / discharge level V according to predetermined dielectric constant εa = εx.
Determined as V2 and generated as an output signal. Then D-
A converter 30b converts the output signal into an analog signal, Is generated as a charge / discharge control signal at a level corresponding to.
Then, the comparator 40 generates a low-level comparison signal based on V2 <Vc, and sets the inverted signal from the inverter 40a to high level, while setting the inverted signal from the inverter 40c to low level. Then, the phototransistor 52 of the photocoupler 50 conducts by receiving light from the light emitting diode 51 generated in response to the high-level inverted signal from the inverter 40a.
Becomes non-conductive when the light emitting diode 61 stops emitting light in response to the low-level inverted signal from the inverter 40c.
Thus, the FET 70 is connected to the phototransistor 5 at the gate terminal 71.
When the discharge current is not applied to the ceramic actuator 10 due to the grounding caused by the conduction of 2 and the application of the discharge current to the ceramic actuator 10 is stopped, the operational amplifier 121 of the discharge amplification circuit 120 At this stage, a difference from Vb ≒ 0) is generated as an amplified voltage Vdifb through the output resistor 125, and the gate terminal 9 of the FET 90 under non-conduction of the phototransistor 62.
Assign to 1.
このように放電増幅回路120からの増幅電圧VdifbがFE
T90に付与されると、FET90が導通しセラミックアクチュ
エータ10及びコンデンサ20からの放電電流を検出抵抗10
0に流入させる。すると、セラミックアクチュエータ10
が、その放電電流に応じた電荷量の減少に伴い積層厚さ
を減少させるとともに、コンデンサ20がその放電電流に
応じた電荷量の減少に伴い端子電圧Vcを減少させる。こ
のとき、検出抵抗100からの端子電圧Vbは同検出抵抗100
への流入放電電流に応じて増大する。Thus, the amplified voltage Vdifb from the discharge amplifier circuit 120 becomes FE
When applied to T90, the FET 90 conducts and the discharge current from the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 is detected by the detection resistor 10
Flow into 0. Then, the ceramic actuator 10
However, the capacitor 20 reduces the stack thickness as the charge amount corresponding to the discharge current decreases, and the capacitor 20 decreases the terminal voltage Vc as the charge amount decreases according to the discharge current. At this time, the terminal voltage Vb from the detection resistor 100 is
It increases according to the discharge current flowing into the circuit.
しかして、上述のような状態において、コンパレータ
40からの比較信号のレベルがハイレベルに維持され続け
れば、ホトカプラ60のホトトランジスタ62の非導通状
態、ホトカプラ50のホトトランジスタ52の導通状態及び
FET70の非導通状態がそのまま維持される。従って、か
かる状態においては、Vrb＞Vbのもとに（Vrb−Vb）に応
じてVdifbが増大し、FET90によるセラミックアクチュエ
ータ10及びコンデンサ20からの検出抵抗100への放電電
流が増大する。このような状態において、Vb＞Vrbにな
ると、Vdifbが（Vb−Vrb）に応じて減少し、FET90によ
るセラミックアクチュエータ10及びコンデンサ20からの
放電電流が減少する。Thus, in the state described above, the comparator
If the level of the comparison signal from 40 continues to be maintained at the high level, the non-conductive state of the phototransistor 62 of the photocoupler 60, the conductive state of the phototransistor 52 of the photocoupler 50, and
The non-conductive state of the FET 70 is maintained as it is. Accordingly, in such a state, Vdifb increases according to (Vrb−Vb) under the condition of Vrb> Vb, and the discharge current from the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 by the FET 90 to the detection resistor 100 increases. In this state, when Vb> Vrb, Vdifb decreases according to (Vb−Vrb), and the discharge current from the ceramic actuator 10 and the capacitor 20 by the FET 90 decreases.
換言すれば、セラミックアクチュエータ10の積層厚さ
をＤ−Ａ変換器30bからの充放電制御信号のレベルに対
応する値まで減少させるにあたり、セラミックアクチュ
エータ10への放電電流がVrb＞Vbでは増大しVb＞Vrbでは
減少して常に一定となるように放電増幅回路120により
制御される。かかる場合、上述したようにセラミックア
クチュエータ10からの放電電流に対する残存電荷量がTa
からT2への変化に応じ となるようにQaから修正されているので、セラミックア
クチュエータ10の現実の積層厚さは、ヒステリシスを伴
うことなく、周囲温度化にもかかわらず、第８図に示す
ように、所定積層厚さLbに向け、同セラミックアクチュ
エータ10の放電電荷量に応じ応答性よく高精度にて直線
的に減少する。なお、ステップ280にてVc＝V2に基き「Y
ES」との判別がなされれば、上述と同様にして、セラミ
ックアクチュエータ10が、その放電の停止により積層厚
さをLbに精度よく保持する。In other words, in reducing the stack thickness of the ceramic actuator 10 to a value corresponding to the level of the charge / discharge control signal from the DA converter 30b, the discharge current to the ceramic actuator 10 increases when Vrb> Vb and Vb At> Vrb, it is controlled by the discharge amplifier circuit 120 so as to decrease and always remain constant. In such a case, as described above, the residual charge amount with respect to the discharge current from the ceramic actuator 10 is Ta.
From T2 to T2 Therefore, the actual lamination thickness of the ceramic actuator 10 does not involve hysteresis, and despite the increase in the ambient temperature, as shown in FIG. , And linearly decreases with high responsiveness and high accuracy according to the amount of discharge charge of the ceramic actuator 10. In step 280, based on Vc = V2, “Y
If the determination is "ES", the ceramic actuator 10 holds the lamination thickness to Lb accurately by stopping the discharge in the same manner as described above.
なお、本発明の実施にあたっては、第４図のＣ−Ｔ特
性に代えて、第９図に示すような 特性を採用して実施してもよい。かかる場合には、ステ
ップ260における演算は、 特性で決まる を乗ずるようにすればよい。In practicing the present invention, the CT characteristics shown in FIG. You may implement using characteristic. In such a case, the calculation in step 260 is: Determined by characteristics Should be multiplied.
次に、前記実施例の変形例を第10図を参照して説明す
ると、この変形例においては、前記実施例にて述べた温
度センサＳに代えて、互いに直列接続したセラミックア
クチュエータ10A、定電圧電源10B及びコンデンサ20Aを
採用したことにその構成上の特徴がある。セラミックア
クチュエータ10Aは、前記実施例におけるセラミックア
クチュエータ10と同等の構成及び機能を有するもので、
このセラミックアクチュエータ10Aは、定電圧電源10Bか
ら生じる定電圧を付与されている。コンデンサ20Aは、
セラミックアクチュエータ10Aからの定電圧を受けて、
このセラミックアクチュエータ10Aとの接続端子から端
子電圧VTを生じる。Next, a modification of the above embodiment will be described with reference to FIG. 10. In this modification, a ceramic actuator 10A connected in series to each other, The employment of the power supply 10B and the capacitor 20A has a structural feature. The ceramic actuator 10A has the same configuration and function as the ceramic actuator 10 in the above embodiment,
The ceramic actuator 10A is provided with a constant voltage generated from a constant voltage power supply 10B. Capacitor 20A is
Receiving a constant voltage from ceramic actuator 10A,
A terminal voltage VT is generated from the connection terminal with the ceramic actuator 10A.
かかる場合、コンデンサ20Aはコンデンサ20と同様の
構成及び機能を有する。また、定電圧電源10Bは周囲温
度の変動を殆ど受けないようになっている。従って、セ
ラミックアクチュエータ10Aの誘電率εとコンデンサ20A
からの端子電圧VTとの間には、第11図に示すようなε−
VT特性が成立する。また、コンデンサ20Aの静電容量Ｃ
とセラミックアクチュエータ10Aの誘電率εとの間には
第12図に示すようなＣ−ε特性が成立する。なお、Ａ−
Ｄ変換器30aは、コンデンサ20からの端子電圧Vcをディ
ジタル電圧（以下、第１ディジタル電圧という）に変換
するとともに、コンデンサ20Aからの端子電圧VTを第２
ディジタル電圧に変換する。また、セラミックアクチュ
エータ10Aは、温度センサＳに代えて前記実施例にいう
ケーシング内に内蔵されている。In such a case, the capacitor 20A has the same configuration and function as the capacitor 20. Further, the constant voltage power supply 10B is hardly affected by the fluctuation of the ambient temperature. Therefore, the dielectric constant ε of the ceramic actuator 10A and the capacitor 20A
Between the terminal voltage V T from, such as shown in FIG. 11 ε-
The VT characteristic is established. Also, the capacitance C of the capacitor 20A
A C-.epsilon. Characteristic as shown in FIG. 12 is established between this and the dielectric constant .epsilon. Of the ceramic actuator 10A. A-
D converter 30a is a digital voltage terminal voltage Vc of the capacitor 20 (hereinafter referred to as the first digital voltage) converts into the terminal voltage V T of the capacitor 20A second
Convert to digital voltage. Further, the ceramic actuator 10A is incorporated in the casing described in the above embodiment in place of the temperature sensor S.
以上のように構成した本変形例において、マイクロコ
ンピュータ30が第５図のフローチャートに従い、コンピ
ュータプログラムを実行するにあたっては、同マイクロ
コンピュータ30が、ステップ230にて、Ａ−Ｄ変換器30a
からの第１及び第２のディジタル電圧を入力され、ステ
ップ240にて、ε−VT特性を表すデータ（以下、ε−VT
データという）に基きステップ230における第２ディジ
タル電圧（以下、ディジタル電圧VTという）に応じセラ
ミックアクチュエータ10Aの誘電率εをε１或いはε２
として決定し、ステップ250にて、Ｃ−ε特性を表すデ
ータ（以下、Ｃ−εデータという）に基き、ステップ25
0における誘電率ε１或いはε２に応じコンデンサ20Aの
静電容量ＣをC1或いはC2として決定する。但し、ε−VT
データ及びＣ−εデータは前記実施例におけるε−Ｔデ
ータ及びＣ−Ｔデータに代えてそれぞれマイクロコンピ
ュータ30のROMに予め記憶されている。In the present modified example configured as described above, when the microcomputer 30 executes the computer program according to the flowchart of FIG. 5, the microcomputer 30 executes the A / D converter 30a in step 230.
, The first and second digital voltages are input from step S240, and at step 240, data representing the ε- VT characteristic (hereinafter referred to as ε- VT
Second digital voltage in step 230 based on) that the data (hereinafter, .epsilon.1 or the dielectric constant of the ceramic actuator 10A epsilon response to digital of the voltage V T) .epsilon.2
Is determined in step 250 based on data representing C-ε characteristics (hereinafter referred to as C-ε data) in step 250.
The capacitance C of the capacitor 20A is determined as C1 or C2 according to the dielectric constant ε1 or ε2 at 0. Where ε−V T
The data and C-.epsilon. Data are stored in advance in the ROM of the microcomputer 30 in place of the .epsilon.-T data and CT data in the above embodiment.
しかして、上述のようにε,Cが決定されれば、マイク
ロコンピュータ30がこれらε,Cに基き、Ｖ＝V1或いはV2
を前記実施例と同様にステップ260にて決定し、前記実
施例と同様の作用効果を達成する。なお、その他の構成
及び作用効果は前記実施例と同様である。When ε, C is determined as described above, the microcomputer 30 determines whether V = V1 or V2 based on these ε, C.
Is determined in step 260 in the same manner as in the above embodiment, and the same operation and effect as in the above embodiment are achieved. The other configuration, operation and effect are the same as those of the above embodiment.
なお、本発明の実施にあたっては、前記実施例におけ
る （第９図参照）に代えて、第13図に示す 特性を表わすデータを採用して実施してよい。In implementing the present invention, in the above-described embodiment, Instead of (see FIG. 9) shown in FIG. The present invention may be implemented using data representing characteristics.
また、前記実施例及び変形例においては、ステップ22
0における入力電荷量をQa或いはQbとして固定したが、
これに限らず、Qa或いはQbを可変とした場合にも前記実
施例及び変形例と実質的に同様の作用効果を達成し得
る。Further, in the above-described embodiment and the modification, step 22
The input charge at 0 was fixed as Qa or Qb,
The present invention is not limited to this, and even when Qa or Qb is made variable, it is possible to achieve substantially the same operation and effect as those of the above-described embodiment and modified examples.
また、本発明の実施にあたっては、各FET70,90に限る
ことなく各種のトランジスタを採用して実施してもよ
い。また、各ホトカプラ50,60に限ることなく通常の半
導体スイッチング素子をフローティングして採用して実
施してもよい。In practicing the present invention, various transistors may be employed without being limited to the FETs 70 and 90. Further, the present invention is not limited to the photocouplers 50 and 60, and may be implemented by adopting a floating normal semiconductor switching element.
また、前記実施例及び変形例においては、セラミック
アクチュエータ10への充電電流及び同セラミックアクチ
ュエータ10からの放電電流を充電増幅回路110及び放電
増幅回路120によりそれぞれ制御するようにしたが、こ
れに代えて、例えば一対のコンパレータを採用し、一方
のコンパレータにより検出抵抗80からの端子電圧Vaと定
電圧回路110aからの定電圧Vraとを比較してFET70の導通
・非導通を制御し、かつ他方のコンパレータにより検出
抵抗100からの端子電圧Vbと定電圧120aからの定電圧Vrb
とを比較してFET90の導通・非導通を制御するようにし
て、セラミックアクチュエータ10への充放電電流を一定
するようにしてもよい。Further, in the above-described embodiment and the modified example, the charge current to the ceramic actuator 10 and the discharge current from the ceramic actuator 10 are controlled by the charge amplification circuit 110 and the discharge amplification circuit 120, respectively. For example, adopting a pair of comparators, one of the comparators compares the terminal voltage Va from the detection resistor 80 with the constant voltage Vra from the constant voltage circuit 110a to control conduction / non-conduction of the FET 70, and the other comparator The terminal voltage Vb from the detection resistor 100 and the constant voltage Vrb from the constant voltage 120a
The charge / discharge current to the ceramic actuator 10 may be made constant by controlling the conduction / non-conduction of the FET 90 by comparing the above.
第１図は本発明の一実施例を示す電子回路図、第２図は
第１図におけるセラミックアクチュエータの部分分解
図、第３図はセラミックアクチュエータの誘電率の周囲
温度との関係を示すグラフ、第４図はコンデンサの静電
容量の周囲温度との関係を示すグラフ、第５図は第１図
のマイクロコンピュータの作用を示すフローチャート、
第６図及び第７図はセラミックアクチュエータの圧電素
子の特性図、第８図は本発明の特性説明グラフ、第９図
は第４図の変形例を示すグラフ、第10図は前記実施例の
変形例を示す電子回路図、第11図は、前記変形例で採用
したセラミックアクチュエータの誘電率とコンデンサの
端子電圧との関係を示すグラフ、第12図は同コンデンサ
の静電容量と同セラミックアクチュエータの誘電率との
関係を示すグラフ、並びに第13図は第11図のグラフの変
形例を示すグラフである。 符号の説明 10,10A……セラミックアクチュエータ、10B……定電圧
電源、20,20A……コンデンサ、30……マイクロコンピュ
ータ、40……コンパレータ、40a,40b,40c……インバー
タ、50,60……ホトカプラ、70,90……FET、80,100……
検抵抗、110……充電増幅回路、120……放電増幅回路、
Ｓ……温度センサ。FIG. 1 is an electronic circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a partial exploded view of the ceramic actuator in FIG. 1, FIG. 3 is a graph showing the relationship between the dielectric constant of the ceramic actuator and the ambient temperature, FIG. 4 is a graph showing the relationship between the capacitance of the capacitor and the ambient temperature, FIG. 5 is a flowchart showing the operation of the microcomputer of FIG. 1,
6 and 7 are characteristic diagrams of the piezoelectric element of the ceramic actuator, FIG. 8 is a graph illustrating the characteristics of the present invention, FIG. 9 is a graph showing a modification of FIG. 4, and FIG. FIG. 11 is an electronic circuit diagram showing a modification, FIG. 11 is a graph showing the relationship between the dielectric constant of the ceramic actuator employed in the modification and the terminal voltage of the capacitor, and FIG. 12 is the capacitance of the capacitor and the ceramic actuator. 13 is a graph showing a relationship with the dielectric constant, and FIG. 13 is a graph showing a modification of the graph of FIG. Description of reference numerals 10, 10A ... ceramic actuator, 10B ... constant voltage power supply, 20, 20A ... capacitor, 30 ... microcomputer, 40 ... comparator, 40a, 40b, 40c ... inverter, 50, 60 ... Photocoupler, 70,90 …… FET, 80,100 ……
Sensing resistor, 110: charge amplifier circuit, 120: discharge amplifier circuit
S: Temperature sensor.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松永 栄樹 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本 電装株式会社内 (56)参考文献 特開 昭62−248851（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−272625（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−187728（ＪＰ，Ｕ) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of front page (72) Inventor Eiki Matsunaga 1-1-1, Showa-cho, Kariya-shi, Aichi Japan Inside Denso Co., Ltd. (56) References JP-A-62-248851 (JP, A) JP-A-61- 272625 (JP, A) Actually open sho 59-187728 (JP, U)
Claims (1)
伸縮量を制御する方法において、 前記セラミックアクチュエータにコンデンサを直列接続
して、 前記セラミックアクチュエータの誘電率及び前記コンデ
ンサの静電容量が温度の変化に応じ変化したとき、前記
誘電率の前記温度の変化前後における各値の双方及び前
記静電容量の前記温度の変化後の値に応じて、前記誘電
率の前記温度の変化前の値に対応する前記セラミックア
クチュエータの伸縮量を維持するように前記セラミック
アクチュエータの電荷量を制御することを特徴とする逆
圧電効果型セラミックアクチュエータのための制御方
法。1. A method of controlling the amount of expansion and contraction of an inverse piezoelectric effect type ceramic actuator, wherein a capacitor is connected in series to the ceramic actuator, and a dielectric constant of the ceramic actuator and a capacitance of the capacitor are changed according to a change in temperature. When changed, the dielectric constant corresponds to the value of the dielectric constant before the temperature change, depending on both of the values before and after the temperature change of the dielectric constant and the value of the capacitance after the temperature change. A control method for an inverse piezoelectric effect type ceramic actuator, comprising: controlling a charge amount of the ceramic actuator so as to maintain an expansion / contraction amount of the ceramic actuator.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63046446A JP2615765B2 (en) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Control method for inverse piezoelectric effect type ceramic actuator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63046446A JP2615765B2 (en) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Control method for inverse piezoelectric effect type ceramic actuator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01222673A JPH01222673A (en) | 1989-09-05 |
| JP2615765B2 true JP2615765B2 (en) | 1997-06-04 |
Family
ID=12747386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63046446A Expired - Lifetime JP2615765B2 (en) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | Control method for inverse piezoelectric effect type ceramic actuator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2615765B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4955059A (en) * | 1989-03-29 | 1990-09-04 | Motorola, Inc. | Speaker power matching method and apparatus |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59187728U (en) * | 1983-05-30 | 1984-12-13 | 松下電器産業株式会社 | Knocking detector for internal combustion engine |
| JPS61272625A (en) * | 1985-05-29 | 1986-12-02 | Ngk Spark Plug Co Ltd | Method and instrument for measuring combustion pressure of internal-combustion engine |
| JPH0621598B2 (en) * | 1986-04-23 | 1994-03-23 | トヨタ自動車株式会社 | Drive circuit of electrostrictive actuator for fuel injection valve |
-
1988
- 1988-02-29 JP JP63046446A patent/JP2615765B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01222673A (en) | 1989-09-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6532436B2 (en) | Sensor | |
| JP3498318B2 (en) | Capacitance detection system and method | |
| EP0718631A3 (en) | Capacitance-type electrostatic servo acceleration sensor | |
| US6664761B2 (en) | Battery voltage detection device | |
| US20150115942A1 (en) | Magnetic sensor circuit | |
| US6727693B2 (en) | Circuit configuration and sensor device | |
| JP2615765B2 (en) | Control method for inverse piezoelectric effect type ceramic actuator | |
| JPH04136721A (en) | Optical and x-ray sensor reader | |
| US5585559A (en) | Environment measuring apparatus | |
| JP2004340782A (en) | Magnetic field sensor | |
| US4512083A (en) | Measuring apparatus | |
| JPS6139330Y2 (en) | ||
| JP2526930B2 (en) | Controller for an inverse piezoelectric effect ceramic actuator | |
| JP2618822B2 (en) | Capacitance sensor | |
| JPH0122085Y2 (en) | ||
| JPH05111266A (en) | Controller for piezoelectric actuator | |
| JPH0338077A (en) | Control device for piezoelectric actuator | |
| JPH0387641A (en) | Signal processing circuit for humidity sensor | |
| JPH01280905A (en) | Sensor amplifier | |
| JP3119386B2 (en) | measuring device | |
| JP2598040B2 (en) | Voltage comparison circuit | |
| JP2598161Y2 (en) | Linearization circuit for proximity sensor | |
| JPH089618Y2 (en) | Thermistor temperature conversion circuit | |
| JPH0726712Y2 (en) | Current detector | |
| JPH0259935B2 (en) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |