JP2590881B2 - 波形歪検出方式及び受信装置 - Google Patents
波形歪検出方式及び受信装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用の分野） 本発明はテレビジョン映像信号を取扱う分野に利用さ
れ、具体的にはゴーストキャンセラー、波形等化器、ゴ
ースト測定器等に利用できる波形歪検出方式に関する。
れ、具体的にはゴーストキャンセラー、波形等化器、ゴ
ースト測定器等に利用できる波形歪検出方式に関する。
（従来の技術） 本発明は波形歪除去装置等に使用される基準信号に係
るものであり、波形歪で最も代表的なものはテレビジョ
ン信号の伝送系で発生するゴーストであるから、以下の
説明はゴーストキャンセラーに関連づけて説明する。波
形等化器についても同様の考え方ができるので波形歪除
去方式の一般的な説明をしていることになる。
るものであり、波形歪で最も代表的なものはテレビジョ
ン信号の伝送系で発生するゴーストであるから、以下の
説明はゴーストキャンセラーに関連づけて説明する。波
形等化器についても同様の考え方ができるので波形歪除
去方式の一般的な説明をしていることになる。
第３図は一般に用いられているゴーストキャンセラー
の構成図である。同図に基づき従来の波形歪検出方式に
ついて説明する。ゴーストキャンセラーは機能別に大き
く分けると、フィルタ部１、基準信号抽出回路２、重み
付け制御回路３の３つに分けられる。
の構成図である。同図に基づき従来の波形歪検出方式に
ついて説明する。ゴーストキャンセラーは機能別に大き
く分けると、フィルタ部１、基準信号抽出回路２、重み
付け制御回路３の３つに分けられる。
フィルタ部１は縦続接続されたタップ付遅延回路とそ
れぞれのタップに重み付けをして合成するトランスバー
サルフィルタを非巡回型又は巡回型で構成するが、一般
的にはその混合型で構成される。その特性を入力ライン
l1に対する出力ラインl2の伝達関数Ｈ（）で表わす
と、 但し、 Ｔ＝タップ遅延回路の単位遅延時間、 an,bm＝重み付け値、 ＝周波数、 のようになる。このＨ（）によって、波形歪によって
発生する周波数特性の歪を修正することができる。この
時の重み付け値an,bmの値を制御するのが重み付け制御
回路３であり、映像信号の中から重み付けのための情報
を抽出するのが基準信号抽出回路２である。
れぞれのタップに重み付けをして合成するトランスバー
サルフィルタを非巡回型又は巡回型で構成するが、一般
的にはその混合型で構成される。その特性を入力ライン
l1に対する出力ラインl2の伝達関数Ｈ（）で表わす
と、 但し、 Ｔ＝タップ遅延回路の単位遅延時間、 an,bm＝重み付け値、 ＝周波数、 のようになる。このＨ（）によって、波形歪によって
発生する周波数特性の歪を修正することができる。この
時の重み付け値an,bmの値を制御するのが重み付け制御
回路３であり、映像信号の中から重み付けのための情報
を抽出するのが基準信号抽出回路２である。
ゴーストの検出にはできるだけ幅の狭いパルスが適し
ており、従来は垂直同期信号の前縁部を微分したものが
用いられていたが、近年ゴースト障害対策の重要性が叫
ばれるようになり、幾くつかの波形が用いられるように
なってきている。その中の１つで第４図（ａ）に示す信
号ａは、ランダム・パルス列と呼ばれる信号であり、振
幅が一定でパルス幅がランダムになっている信号が一水
平走査期間に重畳されている例である。因みに（擬似）
ランダムパルス（信号）例とは振幅一定でパルス幅，パ
ルス周期がランダムになっている波形である。
ており、従来は垂直同期信号の前縁部を微分したものが
用いられていたが、近年ゴースト障害対策の重要性が叫
ばれるようになり、幾くつかの波形が用いられるように
なってきている。その中の１つで第４図（ａ）に示す信
号ａは、ランダム・パルス列と呼ばれる信号であり、振
幅が一定でパルス幅がランダムになっている信号が一水
平走査期間に重畳されている例である。因みに（擬似）
ランダムパルス（信号）例とは振幅一定でパルス幅，パ
ルス周期がランダムになっている波形である。
第３図のラインl1に第４図（ａ）に示す信号ａが加え
られると、ゴースト等の波形歪が存在しない場合は、出
力ラインのl2に信号ａがそのまま取り出される。次にラ
インl2の信号は基準信号抽出回路２に加えられる。ここ
ではまず、信号ａの水平周期信号の平坦部をクランプ
し、次にランダム・パルス列の部分を加算平均してその
直流分を抽出し、この直流分を基準電位としてコンパレ
ータ等によりランダム・パルス列から理想的な矩形パル
ス列S0を作り出す。一方、直流分を取り除きランダム・
パルス列の部分を抜き取り（第４図（ｂ）に示す信号
ｂ）、矩形パルス列S0との間の相互相関演算を行う。こ
の相互相関演算によって、信号ｂの波形は第４図（ｃ）
に示す信号ｃのようなパルス信号に変換される。第５図
はこのパルス信号の特性の１例を表わした図であり、こ
のパルス信号は4.2MHzまでの映像信号の周波数帯域成分
を含んでいる。このパルス信号を基準信号とし、これを
含む時間幅T0の区間内における波形歪を検出する。第４
図（ｄ）に示す信号ｄはその１例であり、時間τ０だけ
おくれた位置にピーク値がａ（＜１）（但し、基準信号
のピーク値を1.0とした時）のゴーストが検出される例
である。この情報は重み付け制御回路３に転送され、重
み付け位置、重み付けの量が計算されて、上記（１）式
における重み付け定数an,bmの値が修正され設定され
る。
られると、ゴースト等の波形歪が存在しない場合は、出
力ラインのl2に信号ａがそのまま取り出される。次にラ
インl2の信号は基準信号抽出回路２に加えられる。ここ
ではまず、信号ａの水平周期信号の平坦部をクランプ
し、次にランダム・パルス列の部分を加算平均してその
直流分を抽出し、この直流分を基準電位としてコンパレ
ータ等によりランダム・パルス列から理想的な矩形パル
ス列S0を作り出す。一方、直流分を取り除きランダム・
パルス列の部分を抜き取り（第４図（ｂ）に示す信号
ｂ）、矩形パルス列S0との間の相互相関演算を行う。こ
の相互相関演算によって、信号ｂの波形は第４図（ｃ）
に示す信号ｃのようなパルス信号に変換される。第５図
はこのパルス信号の特性の１例を表わした図であり、こ
のパルス信号は4.2MHzまでの映像信号の周波数帯域成分
を含んでいる。このパルス信号を基準信号とし、これを
含む時間幅T0の区間内における波形歪を検出する。第４
図（ｄ）に示す信号ｄはその１例であり、時間τ０だけ
おくれた位置にピーク値がａ（＜１）（但し、基準信号
のピーク値を1.0とした時）のゴーストが検出される例
である。この情報は重み付け制御回路３に転送され、重
み付け位置、重み付けの量が計算されて、上記（１）式
における重み付け定数an,bmの値が修正され設定され
る。
このように、基準信号抽出回路２における波形変換、
歪検出、そして重み付け制御回路３の重み付け値の演算
修正、上記（１）式等で代表されるフィルタリング処理
は周期的に存在する信号ａの波形を検出する毎に繰返え
され、徐々にゴースト等の波形歪を軽減するような動作
をしている。
歪検出、そして重み付け制御回路３の重み付け値の演算
修正、上記（１）式等で代表されるフィルタリング処理
は周期的に存在する信号ａの波形を検出する毎に繰返え
され、徐々にゴースト等の波形歪を軽減するような動作
をしている。
重み付け制御回路３は相関演算等を行うため、一般に
は基準信号抽出回路２の機能を一部取込みCPU等を中心
に構成され、ソフトウェアで処理されることが多いが、
処理時間等で問題がある場合は、更に数値演算プロセッ
サー、又はハードウェアを併用することもある。
は基準信号抽出回路２の機能を一部取込みCPU等を中心
に構成され、ソフトウェアで処理されることが多いが、
処理時間等で問題がある場合は、更に数値演算プロセッ
サー、又はハードウェアを併用することもある。
なお、第４図（ａ）におけるランダム・パルス列は一
定周期、例えば１フレーム毎に配置され、かつそのたび
毎にランダム・パルス列の配列が変わるようになされて
いる。
定周期、例えば１フレーム毎に配置され、かつそのたび
毎にランダム・パルス列の配列が変わるようになされて
いる。
（発明が解決しようとする問題点） 上述した第３図〜第５図を用いて説明してきた従来の
波形歪検出方式における問題点は、ランダム・パルス列
のDC（直流）分の処理及びその使い方にある。即ち、一
般に映像信号処理系ではサグ等の低域歪はさけられない
問題であり、その対策のために設けられるクランプ回路
もゴースト等が水平同期信号に影響を与えるような数μ
ｓの遅延時間のものであると、サグ等を完全には吸収で
きなくなることがある。波形にキズを残さないようにソ
フトにクランプさせるのが普通であるため条件が更に悪
くなる。又ゴーストが混入するとAGC動作もかなり悪化
するためサグを助長するように働く。従って第４図
（ａ）に示すようなランダム・パルス列のDC成分の電位
は一般にある傾斜をもっていると判断するのが普通であ
り、従来例の説明で述べたような加算平均によるDC電位
の検出及びコンパレーターへの比較基準電位の設定によ
る第４図（ｂ）に示すようなランダム・パルス列の抽出
及びその理想的な矩形パルス列S0への変換は不完全にな
らざるをえなかった。
波形歪検出方式における問題点は、ランダム・パルス列
のDC（直流）分の処理及びその使い方にある。即ち、一
般に映像信号処理系ではサグ等の低域歪はさけられない
問題であり、その対策のために設けられるクランプ回路
もゴースト等が水平同期信号に影響を与えるような数μ
ｓの遅延時間のものであると、サグ等を完全には吸収で
きなくなることがある。波形にキズを残さないようにソ
フトにクランプさせるのが普通であるため条件が更に悪
くなる。又ゴーストが混入するとAGC動作もかなり悪化
するためサグを助長するように働く。従って第４図
（ａ）に示すようなランダム・パルス列のDC成分の電位
は一般にある傾斜をもっていると判断するのが普通であ
り、従来例の説明で述べたような加算平均によるDC電位
の検出及びコンパレーターへの比較基準電位の設定によ
る第４図（ｂ）に示すようなランダム・パルス列の抽出
及びその理想的な矩形パルス列S0への変換は不完全にな
らざるをえなかった。
従って、第４図（ｃ）及び（ｄ）に示すような基準信
号ｃ及びゴースト等の波形歪を含む基準信号部ｄは、本
来必要な情報以外の不要な情報も含まれてしまい、当然
ながら波形歪の軽減、除去の動作も不完全にならざるを
えず、最悪の場合はフィルター部１の動作が発散してし
まうというようなことも起っていた。
号ｃ及びゴースト等の波形歪を含む基準信号部ｄは、本
来必要な情報以外の不要な情報も含まれてしまい、当然
ながら波形歪の軽減、除去の動作も不完全にならざるを
えず、最悪の場合はフィルター部１の動作が発散してし
まうというようなことも起っていた。
（問題点を解決するための手段） 上述した問題点を解決するために、本発明は、波形歪
検出方式を、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号
周波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の擬似ラ
ンダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１
の水平走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の
水平走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と
極性が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映
像信号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段と、
この信号形成手段から供給される映像信号中の前記第１
及び前記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期
信号及びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得
た抽出擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手
段とを備えた構成とした。
検出方式を、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号
周波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の擬似ラ
ンダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１
の水平走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の
水平走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と
極性が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映
像信号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段と、
この信号形成手段から供給される映像信号中の前記第１
及び前記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期
信号及びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得
た抽出擬似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手
段とを備えた構成とした。
（実施例） 本発明になる波形歪検出方式は、例えば下記する構成
である。即ち、映像信号の第１の水平走査期間に映像信
号周波数帯域の全ての周波数を包含する第１の擬似ラン
ダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の
水平走査期間間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の
水平走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と
極性が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映
像信号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段（例
えば、第１図に示す構成のものであり、加算器４、低域
濾波器5,6、スイッチ回路７）と、この信号形成手段か
ら供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水平
走査期間の信号を演算して水平同期信号及びバースト信
号を除去し、直流成分を相殺して得た抽出擬似ランダム
パルス信号列を抽出する信号抽出手段（2mH遅延回路
８、減算器９、スイッチ回路10）と、前記信号形成手段
から供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水
平走査期間の信号を比較，演算及び低域濾波して得た前
記信号形成手段における前記抽出擬似ランダムパルス信
号列と略同等の再生擬似ランダムパルス信号列を再生す
る信号再生手段（加算器12、比較器13、低域濾波器14）
と、前記信号抽出手段で抽出された前記抽出擬似ランダ
ムパルス信号列及び前記信号再生手段で再生された前記
再生擬似ランダムパルス信号列の相関演算，加算平均化
処理により映像信号周波数帯域の全ての周波数帯域を包
含する基準信号を抽出する基準信号抽出手段（相関器1
1、加算平均回路15）と、この基準信号抽出手段におい
て同時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信号の
波形を基準にして検出する波形歪検出手段（重み付け検
出回路３）とを備えたことを特徴とする波形歪検出方式
である。
である。即ち、映像信号の第１の水平走査期間に映像信
号周波数帯域の全ての周波数を包含する第１の擬似ラン
ダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１の
水平走査期間間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の
水平走査期間に前記第１の擬似ランダムパルス信号列と
極性が反対の第２の擬似ランダムパルス信号列を前記映
像信号に重畳する映像信号を送出する信号形成手段（例
えば、第１図に示す構成のものであり、加算器４、低域
濾波器5,6、スイッチ回路７）と、この信号形成手段か
ら供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水平
走査期間の信号を演算して水平同期信号及びバースト信
号を除去し、直流成分を相殺して得た抽出擬似ランダム
パルス信号列を抽出する信号抽出手段（2mH遅延回路
８、減算器９、スイッチ回路10）と、前記信号形成手段
から供給される映像信号中の前記第１及び前記第２の水
平走査期間の信号を比較，演算及び低域濾波して得た前
記信号形成手段における前記抽出擬似ランダムパルス信
号列と略同等の再生擬似ランダムパルス信号列を再生す
る信号再生手段（加算器12、比較器13、低域濾波器14）
と、前記信号抽出手段で抽出された前記抽出擬似ランダ
ムパルス信号列及び前記信号再生手段で再生された前記
再生擬似ランダムパルス信号列の相関演算，加算平均化
処理により映像信号周波数帯域の全ての周波数帯域を包
含する基準信号を抽出する基準信号抽出手段（相関器1
1、加算平均回路15）と、この基準信号抽出手段におい
て同時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信号の
波形を基準にして検出する波形歪検出手段（重み付け検
出回路３）とを備えたことを特徴とする波形歪検出方式
である。
第１図は本発明になる波形歪検出方式の映像信号送出
側の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施
例構成図、第６図（ａ）〜（ｉ）は第１図、第２図に示
す構成の動作説明用の波形図である。前述したものと同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
まず第１図と第６図を用いて、波形送出側の説明をす
る。
側の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施
例構成図、第６図（ａ）〜（ｉ）は第１図、第２図に示
す構成の動作説明用の波形図である。前述したものと同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
まず第１図と第６図を用いて、波形送出側の説明をす
る。
第６図（ａ）は第４図（ａ）に示す信号ａと全く同じ
波形を示しており、映像信号中の一水平走査期間に振幅
一定でパルス幅がランダムな第一のランダム・パルス列
が挿入されている例を模式的に示した図である。同図に
おいて、バースト信号の上の及びの記号は相対的な
色副搬送波の位相極性を表わしたものであり、に対し
ては180゜の位相、即ち極性が反転していることを表
わしている。
波形を示しており、映像信号中の一水平走査期間に振幅
一定でパルス幅がランダムな第一のランダム・パルス列
が挿入されている例を模式的に示した図である。同図に
おいて、バースト信号の上の及びの記号は相対的な
色副搬送波の位相極性を表わしたものであり、に対し
ては180゜の位相、即ち極性が反転していることを表
わしている。
第６図（ｂ）は同図（ａ）に示す波形の位置から2mH
（但し、ｍは０以外の整数、Ｈは水平走査期間）の時
間、即ち偶数Ｈ離れた水平走査期間に同図（ａ）の第１
のランダム・パルス列の極性を反転した第２のランダム
・パルス列が挿入されていることを示した図である。ラ
ンダム・パルス列の上側に付記してある の記号は同図（ａ）における に対してランダム・パルス列の極性が反転していること
を表わしている。なお、振幅及び挿入位置等他の条件は
全く同じである。第６図（ｂ）に示す波形のもう１つの
特徴は同図（ａ）との相対的な位置関係からバースト信
号の振幅及び極性が同図（ａ）と全く同じになるという
点である。勿論水平同期信号の波形も同じ形をしてい
る。
（但し、ｍは０以外の整数、Ｈは水平走査期間）の時
間、即ち偶数Ｈ離れた水平走査期間に同図（ａ）の第１
のランダム・パルス列の極性を反転した第２のランダム
・パルス列が挿入されていることを示した図である。ラ
ンダム・パルス列の上側に付記してある の記号は同図（ａ）における に対してランダム・パルス列の極性が反転していること
を表わしている。なお、振幅及び挿入位置等他の条件は
全く同じである。第６図（ｂ）に示す波形のもう１つの
特徴は同図（ａ）との相対的な位置関係からバースト信
号の振幅及び極性が同図（ａ）と全く同じになるという
点である。勿論水平同期信号の波形も同じ形をしてい
る。
第６図（ａ）に示す信号波形をＳ（ｔ）、同図（ｂ）
に示す信号波形をＳ（ｔ−2mH）とする。
に示す信号波形をＳ（ｔ−2mH）とする。
これら２信号の具体的な形成法の１例を第１図に示
す。同図でラインl3にはブランキングレベル、即ち無信
号の走査期間をもつ映像信号が加えられる。ラインl4に
は第１のランダム・パルス列（直流分を含む、極性 のもの）が加えられる。ラインl5には第２のランダム・
パルス列（直流分を含む、極性 のもの）が加えられる。ラインl4及びl5の信号はそれぞ
れ第５図に示すような適当なロールオフ特性をもつ低域
濾波器（LPF）5,6に加えられ、それぞれラインl6及びl7
から取り出されスイッチ回路７に加えられる。スイッチ
回路７はラインl8に対して第６図（ａ）の波形を作り出
す時にはラインl6を、そして第６図（ｂ）の波形を作り
出す時にはラインl7を接続し、他の水平走査期間の場合
は信号を送らないように動作される。
す。同図でラインl3にはブランキングレベル、即ち無信
号の走査期間をもつ映像信号が加えられる。ラインl4に
は第１のランダム・パルス列（直流分を含む、極性 のもの）が加えられる。ラインl5には第２のランダム・
パルス列（直流分を含む、極性 のもの）が加えられる。ラインl4及びl5の信号はそれぞ
れ第５図に示すような適当なロールオフ特性をもつ低域
濾波器（LPF）5,6に加えられ、それぞれラインl6及びl7
から取り出されスイッチ回路７に加えられる。スイッチ
回路７はラインl8に対して第６図（ａ）の波形を作り出
す時にはラインl6を、そして第６図（ｂ）の波形を作り
出す時にはラインl7を接続し、他の水平走査期間の場合
は信号を送らないように動作される。
加算器４はラインl3とラインl8の信号を加算合成す
る。かくてラインl9には第６図（ａ）及び（ｂ）に示す
波形から得られる。又、ゴースト等の波形歪の検出及び
除去動作は一回の波形検出では完了できないので、第６
図（ａ）及び（ｂ）に示す波形の発生は映像信号の性質
を利用し、垂直ブランキング期間等に挿入されることが
多いため、一定周期、例えば１フレーム周期毎に繰返し
伝送されることになる。勿論、ランダム・パルスのパル
ス配列即ちランダムさはこの周期毎に変わることにな
る。
る。かくてラインl9には第６図（ａ）及び（ｂ）に示す
波形から得られる。又、ゴースト等の波形歪の検出及び
除去動作は一回の波形検出では完了できないので、第６
図（ａ）及び（ｂ）に示す波形の発生は映像信号の性質
を利用し、垂直ブランキング期間等に挿入されることが
多いため、一定周期、例えば１フレーム周期毎に繰返し
伝送されることになる。勿論、ランダム・パルスのパル
ス配列即ちランダムさはこの周期毎に変わることにな
る。
以上説明したのが映像信号の送出側、例えば放送局側
の処理である。
の処理である。
次に、第２図と第６図を用いて波形受信側の説明をす
る。受信側における波形歪除去装置（ゴーストキャンセ
ラー）の例としては従来例の説明で使用した第３図と同
様のシステム構成とするが、基準信号抽出回路２の構成
内容が従来例と異なっている。第２図は本発明を具体化
する基準信号抽出回路２の一実施例構成図である。
る。受信側における波形歪除去装置（ゴーストキャンセ
ラー）の例としては従来例の説明で使用した第３図と同
様のシステム構成とするが、基準信号抽出回路２の構成
内容が従来例と異なっている。第２図は本発明を具体化
する基準信号抽出回路２の一実施例構成図である。
同図において、ラインl2の入力ラインには第６図
（ａ）（又は同図（ｂ）に示す映像信号が加えられる。
この信号は偶数Ｈ（2mH、ｍは０を含まない整数、Ｈは
水平走査期間）の遅延を与える2mH遅延回路８と減算器
９及び加算器12に加えられる。遅延回路８の出力信号を
Ｓ（ｔ）、そしてラインl2上の信号をＳ（ｔ−2mH）と
した時、それぞれの映像信号の波形は第６図（ａ）及び
（ｂ）に対応する。
（ａ）（又は同図（ｂ）に示す映像信号が加えられる。
この信号は偶数Ｈ（2mH、ｍは０を含まない整数、Ｈは
水平走査期間）の遅延を与える2mH遅延回路８と減算器
９及び加算器12に加えられる。遅延回路８の出力信号を
Ｓ（ｔ）、そしてラインl2上の信号をＳ（ｔ−2mH）と
した時、それぞれの映像信号の波形は第６図（ａ）及び
（ｂ）に対応する。
減算器９は、第６図（ａ）のＳ（ｔ）の波形から第６
図（ｂ）のＳ（ｔ−2mH）の波形を減算処理する。得ら
れる波形Ｒ（ｔ）は、 Ｒ（ｔ）＝［Ｓ（ｔ）−Ｓ（ｔ−2mH）］/2 …（２） で表わされるが、第６図（ｃ）に示す波形のように、同
図（ａ）のランダム・パルス列の直流成分が取り除かれ
た波形となる。水平同期信号及びバースト信号は同図
（ａ）と同図（ｂ）とでは同一の極性、振幅であるため
に相殺され消えてしまう。水平周期毎に存在するサグの
ような低域歪も相殺されて消えてしまい、重畳されてい
るランダム・パルス列だけがそのまま抽出されることに
なる。
図（ｂ）のＳ（ｔ−2mH）の波形を減算処理する。得ら
れる波形Ｒ（ｔ）は、 Ｒ（ｔ）＝［Ｓ（ｔ）−Ｓ（ｔ−2mH）］/2 …（２） で表わされるが、第６図（ｃ）に示す波形のように、同
図（ａ）のランダム・パルス列の直流成分が取り除かれ
た波形となる。水平同期信号及びバースト信号は同図
（ａ）と同図（ｂ）とでは同一の極性、振幅であるため
に相殺され消えてしまう。水平周期毎に存在するサグの
ような低域歪も相殺されて消えてしまい、重畳されてい
るランダム・パルス列だけがそのまま抽出されることに
なる。
このように、水平同期信号及びバースト信号が相殺さ
れた分だけゴースト、即ち波形歪の検出範囲が拡がった
こと、及びサグ等の低域歪分を含めて直流成分を除去し
たランダム・パルス列が得られることが本発明の特徴に
なっている。
れた分だけゴースト、即ち波形歪の検出範囲が拡がった
こと、及びサグ等の低域歪分を含めて直流成分を除去し
たランダム・パルス列が得られることが本発明の特徴に
なっている。
スイッチ回路10は減算器９からの信号、即ち第６図
（ｃ）に示す波形から波形歪検出のために必要な時間幅
の信号を抜き取る働きをしている。抜き取れる時間幅T1
は従来のもの（第４図（ａ）〜（ｄ）に示す時間幅）よ
りもかなり広い時間幅になっているが、これが本発明の
効果である。
（ｃ）に示す波形から波形歪検出のために必要な時間幅
の信号を抜き取る働きをしている。抜き取れる時間幅T1
は従来のもの（第４図（ａ）〜（ｄ）に示す時間幅）よ
りもかなり広い時間幅になっているが、これが本発明の
効果である。
加算器12は、遅延回路８の出力Ｓ（ｔ）（第６図
（ａ））とラインl2の信号（Ｓ（ｔ−2mH）（第６図
（ｂ））とを加算平均化する働きをしている。式の上で
は、その出力Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝［Ｓ（ｔ）＋Ｓ（ｔ−2mH）］/2 …（３） で表わされるが、第６図（ｄ）のように、水平同期信号
及びバースト信号は元のままで、ランダム・パルス列の
あった区間がその直流分を表わすセットアップパルスに
なる。この出力Ｃ（ｔ）は次段の比較器13で基準電位源
として使用される。
（ａ））とラインl2の信号（Ｓ（ｔ−2mH）（第６図
（ｂ））とを加算平均化する働きをしている。式の上で
は、その出力Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝［Ｓ（ｔ）＋Ｓ（ｔ−2mH）］/2 …（３） で表わされるが、第６図（ｄ）のように、水平同期信号
及びバースト信号は元のままで、ランダム・パルス列の
あった区間がその直流分を表わすセットアップパルスに
なる。この出力Ｃ（ｔ）は次段の比較器13で基準電位源
として使用される。
比較器（コンパレータ）13は、第６図（ｄ）に示す信
号Ｃ（ｔ）のセットアップパルスが存在する期間T2にお
いて、そのセットアップレベルと比較して、遅延回路８
からの信号Ｓ（ｔ）のランダム・パルスの電位が大きい
か、小さいかを判別して送出側と同等の矩形波状のラン
ダム・パルス列を再生する働きをしている。この比較器
13の出力は次の低域濾波器（LPF）14に加えられる。こ
の低域濾波器14は第１図の低域濾波器（LPF）5,6とほぼ
同等の特性（第５図）を持ち、送出側とほぼ同等のラン
ダム・パルス列を再生する働きをしている。第６図
（ｅ）はその出力波形R0（ｔ）である。
号Ｃ（ｔ）のセットアップパルスが存在する期間T2にお
いて、そのセットアップレベルと比較して、遅延回路８
からの信号Ｓ（ｔ）のランダム・パルスの電位が大きい
か、小さいかを判別して送出側と同等の矩形波状のラン
ダム・パルス列を再生する働きをしている。この比較器
13の出力は次の低域濾波器（LPF）14に加えられる。こ
の低域濾波器14は第１図の低域濾波器（LPF）5,6とほぼ
同等の特性（第５図）を持ち、送出側とほぼ同等のラン
ダム・パルス列を再生する働きをしている。第６図
（ｅ）はその出力波形R0（ｔ）である。
スイッチ回路10及び低域濾波器14の出力信号をＲ
（ｔ）及びR0（ｔ）とする時、相関器11ではＲ（ｔ）と
R0（ｔ）の相互相関関数ｘ（ｔ）が計算処理される。こ
れを式で書くと、 但し、ｔはラグタイム、T1はランダム・パルス列抽出
時間幅、 のように表わされるが、実際には遅延回路と乗算器と加
算器と若干の付加回路で構成でき、又ディジタルICで相
関器として市販されているものもあり、その実現は容易
である。なお処理上で生ずる時間遅れ等を補正するため
の時間合せのための遅延時間補正については説明の便宜
上省略してある。他の説明についても同様である。
（ｔ）及びR0（ｔ）とする時、相関器11ではＲ（ｔ）と
R0（ｔ）の相互相関関数ｘ（ｔ）が計算処理される。こ
れを式で書くと、 但し、ｔはラグタイム、T1はランダム・パルス列抽出
時間幅、 のように表わされるが、実際には遅延回路と乗算器と加
算器と若干の付加回路で構成でき、又ディジタルICで相
関器として市販されているものもあり、その実現は容易
である。なお処理上で生ずる時間遅れ等を補正するため
の時間合せのための遅延時間補正については説明の便宜
上省略してある。他の説明についても同様である。
上記（４）式で与えられる相互相関関数ｘ（ｔ）はラ
ンダム・パルス列のビットレートと付加される低域濾波
器の特性で決まる幅の狭いパルスｄ（ｔ）（基準信号）
と、Ｒ（ｔ）及びR0（ｔ）が限られた期間のランダム・
パルス列しか含まないことが原因の残留雑音成分ｎ
（ｔ）とから成っており、次式 ｘ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ） …（５） 但し、ｄ（ｔ）は基準信号、ｎ（ｔ）は残留雑音、 で表わされる。この相関器11の出力は次の加算平均回路
15に加えられる。
ンダム・パルス列のビットレートと付加される低域濾波
器の特性で決まる幅の狭いパルスｄ（ｔ）（基準信号）
と、Ｒ（ｔ）及びR0（ｔ）が限られた期間のランダム・
パルス列しか含まないことが原因の残留雑音成分ｎ
（ｔ）とから成っており、次式 ｘ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ） …（５） 但し、ｄ（ｔ）は基準信号、ｎ（ｔ）は残留雑音、 で表わされる。この相関器11の出力は次の加算平均回路
15に加えられる。
加算平均回路15は、上記（５）式における雑音成分ｎ
（ｔ）を周期的に到来するｘ（ｔ）の性質を利用して、
加算平均することによって、軽減抑圧する働きをしてい
る。回路的には加算器とメモリーと若干の付加回路で実
現できる。
（ｔ）を周期的に到来するｘ（ｔ）の性質を利用して、
加算平均することによって、軽減抑圧する働きをしてい
る。回路的には加算器とメモリーと若干の付加回路で実
現できる。
かくして得られる加算平均回路15の出力は上記（５）
式においてｎ（ｔ）を省略した次式 ｙ（ｔ）＝ｄ（ｔ） …（６） で表わされる。第６図（ｆ）はこれを模式的に表わした
ものである。同図において、基準信号ｄ（ｔ）を中心に
広がる時間幅T1の区間が波形歪、即ちゴーストの検出可
能範囲として使用できることになる。このｄ（ｔ）は映
像信号の周波数帯域（4.2MHzまで）の周波数成分を十分
に含むような幅の狭いパルスに設定されているため、波
形歪、ゴーストの検出には有効に活用することができ
る。第６図（ｆ）にはゴースト（波形歪）は含まれてい
ないが、次にゴーストが存在する場合について説明す
る。
式においてｎ（ｔ）を省略した次式 ｙ（ｔ）＝ｄ（ｔ） …（６） で表わされる。第６図（ｆ）はこれを模式的に表わした
ものである。同図において、基準信号ｄ（ｔ）を中心に
広がる時間幅T1の区間が波形歪、即ちゴーストの検出可
能範囲として使用できることになる。このｄ（ｔ）は映
像信号の周波数帯域（4.2MHzまで）の周波数成分を十分
に含むような幅の狭いパルスに設定されているため、波
形歪、ゴーストの検出には有効に活用することができ
る。第６図（ｆ）にはゴースト（波形歪）は含まれてい
ないが、次にゴーストが存在する場合について説明す
る。
１例として映像信号中に遅延時間がτ０で振幅比率
（基準信号に対するゴーストの振幅比率）ａ（＜１）の
同相ゴーストが加わった例について考えると、Ｒ（ｔ）
は第６図（ｇ）のように元のランダム・パルス列とゴー
ストのランダム・パルス列が重畳された波形であるが、
R0（ｔ）は第６図（ｈ）のようにゴーストのない第６図
（ｅ）と同様の波形がえられる。R0（ｔ）にゴーストが
ないのは第６図（ｄ）におけるセットアップパルスと比
較器13の効果であり、本発明の特徴の１つである。かく
して得られる出力信号ｙ（ｔ）は次式、 ｙ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｕ（ｔ） …（７） 但し、ｕ（ｔ）はｄ（ｔ）のゴースト、 で与えられるように、ゴースト成分ｄ（ｔ）を含んでお
り、第６図（ｉ）のように表わされる。この波形ｙ
（ｔ）から時間幅T1の基準信号部を抜き取り、基準信号
ｄ（ｔ）に対するゴーストｕ（ｔ）の遅延時間τ０、振
幅比率ａ（＜１）等を検出することができる。一般的に
ゴーストｕ（ｔ）の波形の中には遅延時間、振幅位相等
ゴーストキャンセラーに必要な情報が全て含まれてい
る。このように、従来の時間幅T0に比較して広い時間帯
（T1）についてゴースト情報が検出できるということ
は、それぞれゴーストキャンセラーの処理能力が向上す
ることにもつながるため、工業上有効、有益な特徴を本
発明をもっているということになる。
（基準信号に対するゴーストの振幅比率）ａ（＜１）の
同相ゴーストが加わった例について考えると、Ｒ（ｔ）
は第６図（ｇ）のように元のランダム・パルス列とゴー
ストのランダム・パルス列が重畳された波形であるが、
R0（ｔ）は第６図（ｈ）のようにゴーストのない第６図
（ｅ）と同様の波形がえられる。R0（ｔ）にゴーストが
ないのは第６図（ｄ）におけるセットアップパルスと比
較器13の効果であり、本発明の特徴の１つである。かく
して得られる出力信号ｙ（ｔ）は次式、 ｙ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｕ（ｔ） …（７） 但し、ｕ（ｔ）はｄ（ｔ）のゴースト、 で与えられるように、ゴースト成分ｄ（ｔ）を含んでお
り、第６図（ｉ）のように表わされる。この波形ｙ
（ｔ）から時間幅T1の基準信号部を抜き取り、基準信号
ｄ（ｔ）に対するゴーストｕ（ｔ）の遅延時間τ０、振
幅比率ａ（＜１）等を検出することができる。一般的に
ゴーストｕ（ｔ）の波形の中には遅延時間、振幅位相等
ゴーストキャンセラーに必要な情報が全て含まれてい
る。このように、従来の時間幅T0に比較して広い時間帯
（T1）についてゴースト情報が検出できるということ
は、それぞれゴーストキャンセラーの処理能力が向上す
ることにもつながるため、工業上有効、有益な特徴を本
発明をもっているということになる。
かくして、精度よく抽出された基準信号及びゴースト
等の波形歪の情報は第３図における重み付け制御回路３
に伝送され、必要な重み付けの値が計算され、フィルタ
部１の重み付けの値（上記（１）式のan,bm）が修正さ
れて設定される。
等の波形歪の情報は第３図における重み付け制御回路３
に伝送され、必要な重み付けの値が計算され、フィルタ
部１の重み付けの値（上記（１）式のan,bm）が修正さ
れて設定される。
一定周期、例えば、１フレーム毎に検出される上記
（７）式のｙ（ｔ）を用いて逐次ゴースト軽減処理を行
うことができる。除去性能は従来例に較べて一段と向上
する。
（７）式のｙ（ｔ）を用いて逐次ゴースト軽減処理を行
うことができる。除去性能は従来例に較べて一段と向上
する。
なお、第２図における相関器11及び加算平均回路15の
機能は必ずしもリアルタイムで処理をする必要性はない
ので、CPU、数値演算プロセッサー等で構成できる第３
図の重み付け制御回路３の方にその機能を移植し、ソフ
トウェアがらみで処理をすることも可能である。
機能は必ずしもリアルタイムで処理をする必要性はない
ので、CPU、数値演算プロセッサー等で構成できる第３
図の重み付け制御回路３の方にその機能を移植し、ソフ
トウェアがらみで処理をすることも可能である。
また、上記実施例においては、第１の擬似ランダムパ
ルス信号列と、それとは反対極性の第２の擬似ランダム
パルス信号列との２つの信号列を重畳したが、第１の信
号と、この第１の信号と振幅が同一で極性が反対の第２
の信号とを重畳するようにしてもよい。
ルス信号列と、それとは反対極性の第２の擬似ランダム
パルス信号列との２つの信号列を重畳したが、第１の信
号と、この第１の信号と振幅が同一で極性が反対の第２
の信号とを重畳するようにしてもよい。
（発明の効果） 上述したように本発明になる波形歪検出方式及び受信
装置は、次の効果を有する。
装置は、次の効果を有する。
（１） 本発明になる波形歪検出方式及び受信装置は、
映像信号の送出側において、第１の信号（第１の擬似ラ
ンダムパルス信号列）とこの第１の信号と振幅が同一で
極性が反対の第２の信号（第２の擬似ランダムパルス信
号列）とを互いに偶数Ｈ離れた映像信号中に重畳してあ
るので、受信側の処理系が、比較的容易な手段で安定し
た確実な処理動作を行なうことができる。
映像信号の送出側において、第１の信号（第１の擬似ラ
ンダムパルス信号列）とこの第１の信号と振幅が同一で
極性が反対の第２の信号（第２の擬似ランダムパルス信
号列）とを互いに偶数Ｈ離れた映像信号中に重畳してあ
るので、受信側の処理系が、比較的容易な手段で安定し
た確実な処理動作を行なうことができる。
（２） 特許請求の範囲１記載の波形歪検出方法及び特
許請求の範囲５記載の受信装置は、水平同期信号及びカ
ラーバースト信号を相殺して基準信号が求められるの
で、ゴーストなどの波形歪検出のための時間幅が従来よ
り大幅に（20μｓ以上）拡がり、波形歪検出能力を向上
させることができる。
許請求の範囲５記載の受信装置は、水平同期信号及びカ
ラーバースト信号を相殺して基準信号が求められるの
で、ゴーストなどの波形歪検出のための時間幅が従来よ
り大幅に（20μｓ以上）拡がり、波形歪検出能力を向上
させることができる。
（３） 特許請求の範囲２記載の波形歪検出方法及び特
許請求の範囲６記載の受信装置は、互いに極性反転のラ
ンダム・パルス列が重畳されている映像信号間の演算処
理によって、サグ等の低域歪成分を除去したランダム・
パルス列（波形歪情報を含むパルス列）が抽出でき、水
平同期信号及びカラーバースト信号が相殺されて消える
ため、ゴーストなどの波形歪検出のための時間幅が従来
より大幅に（20μｓ以上）拡がり、そのため波形歪検出
能力を向上させることができる。
許請求の範囲６記載の受信装置は、互いに極性反転のラ
ンダム・パルス列が重畳されている映像信号間の演算処
理によって、サグ等の低域歪成分を除去したランダム・
パルス列（波形歪情報を含むパルス列）が抽出でき、水
平同期信号及びカラーバースト信号が相殺されて消える
ため、ゴーストなどの波形歪検出のための時間幅が従来
より大幅に（20μｓ以上）拡がり、そのため波形歪検出
能力を向上させることができる。
（４） 特許請求の範囲３記載の波形歪検出方法及び特
許請求の範囲７記載の受信装置は、送信側における擬似
ランダムパルス信号列と略同等の再生擬似ランダムパル
ス信号列を再生する信号再生手段を加えたことにより、
上記（３）の効果に加え、波形歪成分を取り除いた本来
のランダム・パルス列を抽出できる。
許請求の範囲７記載の受信装置は、送信側における擬似
ランダムパルス信号列と略同等の再生擬似ランダムパル
ス信号列を再生する信号再生手段を加えたことにより、
上記（３）の効果に加え、波形歪成分を取り除いた本来
のランダム・パルス列を抽出できる。
（５） 特許請求の範囲４記載の波形歪検出方法及び特
許請求の範囲８記載の受信装置は、さらに、基準信号を
抽出する基準信号抽出手段と、この基準信号抽出手段に
おいて同時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信
号の波形を基準にして検出する波形歪検出手段を加えた
ことにより、上記（４）で述べた波形歪成分を取り除い
た本来のランダム・パルス列と上記（３）で述べた波形
歪情報を含むランダム・パルス列との相互相関演算処理
及びその加算平均化処理により、映像信号の周波数帯域
成分を十分に含んだ幅の狭いパルス（即ち基準信号）、
及びその波形歪（例えばゴースト）を精度良く検出で
き、さらに、ランダム・パルス列から相関演算によって
基準信号部を抽出するため、映像信号中に含まれる雑音
等に対するSN（信号対雑音比）を向上できる。
許請求の範囲８記載の受信装置は、さらに、基準信号を
抽出する基準信号抽出手段と、この基準信号抽出手段に
おいて同時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信
号の波形を基準にして検出する波形歪検出手段を加えた
ことにより、上記（４）で述べた波形歪成分を取り除い
た本来のランダム・パルス列と上記（３）で述べた波形
歪情報を含むランダム・パルス列との相互相関演算処理
及びその加算平均化処理により、映像信号の周波数帯域
成分を十分に含んだ幅の狭いパルス（即ち基準信号）、
及びその波形歪（例えばゴースト）を精度良く検出で
き、さらに、ランダム・パルス列から相関演算によって
基準信号部を抽出するため、映像信号中に含まれる雑音
等に対するSN（信号対雑音比）を向上できる。
（６） 上記（５）で述べたSNが良好なことに関連し、
映像信号を標本化して処理する場合に起こりやすいクロ
ック信号（標本化パルス）のジッター変動等の影響及び
それによって発生するおそれのある水平同期信号及びバ
ースト信号の相殺不完全さによる多少の消え残り、APL
の多少の変動等も上記（５）で述べた一連の相関演算の
中でまるめられほとんど無視できるオーダまで軽減でき
るなどゴーストキャンセラー、波形歪除去装置等におけ
る波形歪検出能力を大幅に向上させることができる。勿
論ゴースト測定等にも応用することも可能である。
映像信号を標本化して処理する場合に起こりやすいクロ
ック信号（標本化パルス）のジッター変動等の影響及び
それによって発生するおそれのある水平同期信号及びバ
ースト信号の相殺不完全さによる多少の消え残り、APL
の多少の変動等も上記（５）で述べた一連の相関演算の
中でまるめられほとんど無視できるオーダまで軽減でき
るなどゴーストキャンセラー、波形歪除去装置等におけ
る波形歪検出能力を大幅に向上させることができる。勿
論ゴースト測定等にも応用することも可能である。
第１図は本発明になる波形歪検出方式の映像信号送出側
の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施例
部分構成図、第３図は一般のゴーストキャンセラーの構
成図、第４図及び第５図は第３図に示すゴーストキャン
セラーの動作説明図、第６図は第１図及び第２図の動作
説明用波形図である。 １……フィルタ部、２……基準信号抽出回路、 ３……重み付け検出回路、4,12……加算器、 5,6,14……低域濾波器（LPF）、 7,10……スイッチ回路、８……2mH遅延回路、 ９……減算器、11……相関器、13……比較器、 15……加算平均回路、Ｒ（ｔ）……第１の信号列、 R0（ｔ）……第２の信号列。
の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施例
部分構成図、第３図は一般のゴーストキャンセラーの構
成図、第４図及び第５図は第３図に示すゴーストキャン
セラーの動作説明図、第６図は第１図及び第２図の動作
説明用波形図である。 １……フィルタ部、２……基準信号抽出回路、 ３……重み付け検出回路、4,12……加算器、 5,6,14……低域濾波器（LPF）、 7,10……スイッチ回路、８……2mH遅延回路、 ９……減算器、11……相関器、13……比較器、 15……加算平均回路、Ｒ（ｔ）……第１の信号列、 R0（ｔ）……第２の信号列。
Claims (8)
- 【請求項１】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、 送信側で、映像信号の第１の水平走査期間に波形歪検出
のためのカラーバースト信号とは異なる第１の信号を重
畳すると共に、前記第１の水平走査期間と偶数個の水平
走査期間隔てた第２の水平走査期間に、前記第１の信号
と振幅が同一で極性が反対の第２の信号を重畳して送出
し、 受信側で、前記第１及び第２の水平走査期間の信号間の
差を求める演算により、水平同期信号及びカラーバース
ト信号を取り除いて、波形歪を求めるための基準信号を
抽出し、この基準信号を基に伝送系での波形歪を検出す
ることを特徴とする波形歪検出方式。 - 【請求項２】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、 送信側に、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の疑似ラン
ダムパルス信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間か
ら偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前
記第１の疑似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２
の疑似ランダムパルス信号列を重畳した映像信号を送出
する信号形成手段と、 受信側に、映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号間で差を求める演算を行い水平同期信号及
びカラーバースト信号を除去し、直流成分を相殺して抽
出疑似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段と
を備えたことを特徴とする波形歪検出方式。 - 【請求項３】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、 送信側に、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の疑似ラン
ダムパルス信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間か
ら偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前
記第１の疑似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２
の疑似ランダムパルス信号列を重畳した映像信号を送出
する信号形成手段と、 受信側に、映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号間で差を求める演算を行い水平同期信号及
びカラーバースト信号を除去し、直流成分を相殺して抽
出疑似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段
と、映像信号中の前記第１の水平走査期間の信号と前記
第２の水平走査期間の信号との和を求める演算を行い、
その演算結果を直流基準値とし、この直流基準値と前記
第１または前記第２の水平走査期間の信号との比較を行
い、前記信号形成手段における前記第１の疑似ランダム
パルス信号列の振幅成分と略同一波形の振幅成分を得、
この振幅成分を低減濾波し、前記信号形成手段における
前記第１の疑似ランダムパルス信号列と略同等の再生疑
似ランダムパルス信号列を再生する信号再生手段とを備
えたことを特徴とする波形歪検出方式。 - 【請求項４】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、 送信側に、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する第１の疑似ラン
ダムパルス信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間か
ら偶数個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前
記第１の疑似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２
の疑似ランダムパルス信号列を重畳した映像信号を送出
する信号形成手段と、 受信側に、映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号間で差を求める演算を行い水平同期信号及
びカラーバースト信号を除去し、直流成分を相殺して抽
出疑似ランダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段
と、映像信号中の前記第１の水平走査期間の信号と前記
第２の水平走査期間の信号との和を求める演算を行い、
その演算結果を直流基準値とし、この直流基準値と前記
第１または前記第２の水平走査期間の信号との比較を行
い、前記信号形成手段における前記第１の疑似ランダム
パルス信号列の振幅成分と略同一波形の振幅成分を得、
この振幅成分を低減濾波し、前記信号形成手段における
前記第１の疑似ランダムパルス信号列と略同等の再生疑
似ランダムパルス信号列を再生する信号再生手段と、前
記信号抽出手段で抽出された前記抽出疑似ランダムパル
ス信号列及び前記信号再生手段で再生された前記再生疑
似ランダムパルス信号列の相関演算，加算平均化処理に
より映像信号周波数帯域の全ての周波数帯域を包含する
基準信号を抽出する基準信号抽出手段と、この基準信号
抽出手段において同時に検出される映像信号の波形歪を
前記基準信号の波形を基準にして検出する波形歪検出手
段とを備えたことを特徴とする波形歪検出方式。 - 【請求項５】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、 映像信号の第１の水平走査期間に波形歪検出のためのカ
ラーバースト信号とは異なる第１の信号が重畳されると
共に、前記第１の水平走査期間と偶数個の水平走査期間
隔てた第２の水平走査期間に、前記第１の信号と振幅が
同一で極性が反対の第２の信号が重畳された伝送テレビ
ジョン映像信号が供給されて、 前記第１及び第２の水平走査期間の信号間の差を求める
演算により、水平同期信号及びカラーバースト信号を取
り除いて、波形歪を求めるための基準信号を抽出し、こ
の基準信号を基に伝送系での波形歪を検出する検出手段
を設けたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項６】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、 映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
全ての周波数成分を包含する第１の疑似ランダムパルス
信号列が重畳され、前記第１の水平走査期間から偶数個
の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記第１の
疑似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２の疑似ラ
ンダムパルス信号列が重畳された伝送テレビジョン映像
信号が供給されて、 映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走査期間の信
号間で差を求める演算を行い水平同期信号及びカラーバ
ースト信号を除去し、直流成分を相殺して抽出疑似ラン
ダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段を設けたこと
を特徴とする受信装置。 - 【請求項７】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、 映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
全ての周波数成分を包含する第１の疑似ランダムパルス
信号列が重畳され、前記第１の水平走査期間から偶数個
の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記第１の
疑似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２の疑似ラ
ンダムパルス信号列が重畳された伝送テレビジョン映像
信号が供給されて、 映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走査期間の信
号間で差を求める演算を行い水平同期信号及びカラーバ
ースト信号を除去し、直流成分を相殺して抽出疑似ラン
ダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段と、映像信号
中の前記第１の水平走査期間の信号と前記第２の水平走
査期間の信号との和を求める演算を行い、その演算結果
を直流基準値とし、この直流基準値と前記第１または前
記第２の水平走査期間の信号との比較を行い、前記信号
形成手段における前記第１の疑似ランダムパルス信号列
の振幅成分と略同一波形の振幅成分を得、この振幅成分
を低減濾波し、前記信号形成手段における前記第１の疑
似ランダムパルス信号列と略同等の再生疑似ランダムパ
ルス信号列を再生する信号再生手段とを設けたことを特
徴とする受信装置。 - 【請求項８】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、 映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
全ての周波数成分を包含する第１の疑似ランダムパルス
信号列が重畳され、前記第１の水平走査期間から偶数個
の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記第１の
疑似ランダムパルス信号列と極性が反対の第２の疑似ラ
ンダムパルス信号列が重畳された伝送テレビジョン映像
信号が供給されて、 映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走査期間の信
号間で差を求める演算を行い水平同期信号及びカラーバ
ースト信号を除去し、直流成分を相殺して抽出疑似ラン
ダムパルス信号列を抽出する信号抽出手段と、映像信号
中の前記第１の水平走査期間の信号と前記第２の水平走
査期間の信号との和を求める演算を行い、その演算結果
を直流基準値とし、この直流基準値と前記第１または前
記第２の水平走査期間の信号との比較を行い、前記信号
形成手段における前記第１の疑似ランダムパルス信号列
の振幅成分と略同一波形の振幅成分を得、この振幅成分
を低減濾波し、前記信号形成手段における前記第１の疑
似ランダムパルス信号列と略同等の再生疑似ランダムパ
ルス信号列を再生する信号再生手段と、前記信号抽出手
段で抽出された前記抽出疑似ランダムパルス信号列及び
前記信号再生手段で再生された前記再生疑似ランダムパ
ルス信号列の相関演算，加算平均化処理により映像信号
周波数帯域の全ての周波数帯域を包含する基準信号を抽
出する基準信号抽出手段と、この基準信号抽出手段にお
いて同時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信号
の波形を基準にして検出する波形歪検出手段とを設けた
ことを特徴とする受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62123110A JP2590881B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | 波形歪検出方式及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62123110A JP2590881B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | 波形歪検出方式及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63287269A JPS63287269A (ja) | 1988-11-24 |
| JP2590881B2 true JP2590881B2 (ja) | 1997-03-12 |
Family
ID=14852422
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62123110A Expired - Lifetime JP2590881B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | 波形歪検出方式及び受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2590881B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4282520B2 (ja) * | 2004-03-24 | 2009-06-24 | シャープ株式会社 | 信号処理方法、信号出力装置、信号処理装置、画像処理装置、及び画像形成装置 |
| WO2016123360A1 (en) | 2015-01-28 | 2016-08-04 | Harman International Industries, Inc. | Vehicle speaker arrangement |
| EP4171062A1 (en) | 2016-05-10 | 2023-04-26 | Harman International Industries, Incorporated | Vehicle speaker arrangement |
-
1987
- 1987-05-20 JP JP62123110A patent/JP2590881B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63287269A (ja) | 1988-11-24 |
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