JP2581763B2 - Echo canceller - Google Patents
Echo cancellerInfo
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- JP2581763B2 JP2581763B2 JP63145844A JP14584488A JP2581763B2 JP 2581763 B2 JP2581763 B2 JP 2581763B2 JP 63145844 A JP63145844 A JP 63145844A JP 14584488 A JP14584488 A JP 14584488A JP 2581763 B2 JP2581763 B2 JP 2581763B2
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- echo canceller
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電話機等において用いるエコーキャンセラ
及びそれを用いた拡声電話機に関するものであり、更に
詳しくは、電気的受信信号を音響信号に変換して出力す
る電気・音響変換器（スピーカ）と、該音響信号が或る
伝播路（以下、反響路という）を伝播し反響信号（エコ
ー）として戻ってくるのを受信して電気信号（以下、反
響電気信号という）に逆変換して出力する音響・電気変
換器（マイクロホン）と、前記電気的受信信号と反響電
気信号とを入力され、それらから前記反響路の特性を適
応的に推定し、その結果から前記反響電気信号に類似し
た擬似反響電気信号を作成して出力する適応フイルタ
と、該適応フイルタから出力された擬似反響電気信号を
前記反響電気信号から差し引くことにより該反響電気信
号を打ち消す（キャンセルする）減算回路と、から成る
エコーキャンセラの改良及びかかるエコーキャンセラを
用いた拡声電話機に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an echo canceller used in a telephone or the like and a loudspeaker using the same. More specifically, the present invention relates to a method of converting an electric received signal into an acoustic signal. And an electric-to-acoustic converter (speaker) for receiving and outputting the acoustic signal after propagating through a certain propagation path (hereinafter referred to as an echo path) and returning as an echo signal (echo). An acoustic-electrical converter (microphone) for inverting and outputting a reverberant electric signal), the electric received signal and the reverberant electric signal, and adaptively estimating the characteristics of the reverberant path therefrom; An adaptive filter that creates and outputs a pseudo echo signal similar to the echo signal from the result, and subtracts the pseudo echo signal output from the adaptive filter from the echo signal. Relates loudspeaker telephone using said echo canceling electrical signal (canceling) subtracting circuit, an improved and such an echo canceller of the echo canceller comprising a by and.
ハンドセット（送受話器）を用いずに、スピーカとマ
イクで通話できる拡声電話機は、通話中にも両手が自由
であることから、近年需要が増大しているテレビ会議，
自動車電話用としてのニーズが強い。特に自動車電話で
は、両手が自由でないとハンドルが握れないので、安全
性の面からのニーズが根強い。A loudspeaker that can talk with a speaker and a microphone without using a handset (handset) can be used with both hands during a call.
There is a strong need for car phones. Particularly in the case of car phones, the steering wheel cannot be gripped unless both hands are free, so there is a strong need for safety.
拡声電話機を構成しながら、スピーカから出力された
音響信号がエコーとしてマイクにまわり込んで通話障害
を起こすのを防止する技術としては、大きく音声スイッ
チ方式とエコーキャンセル方式の２つがある。音声スイ
ッチ方式は、原理的に片方向通話であり、スイッチ動作
を伴うため、話しの語頭，語尾が切断されるという欠点
をもち、自然な通話が不可能である。これに代わるもの
として、エコーキャンセル方式が注目されている。There are two major techniques for preventing an acoustic signal output from a speaker from reaching a microphone as an echo and causing a call failure while configuring a loudspeaker. The voice switch system is a one-way call in principle, and involves a switch operation. Therefore, the voice switch method has a disadvantage that the beginning and the end of the speech are cut off, and a natural call cannot be made. As an alternative to this, an echo cancellation method has been attracting attention.
この方式によれば、双方向同時通話が可能であり、語
頭・語尾の切断もなく、自然な通話を可能とする。この
エコーキャンセラの動作原理については、電子通信学会
編著の書物「ディジタル信号処理」（第224〜231頁およ
び第260〜261頁）に詳細に示されている。この方式を用
いた自動車電話用拡声電話機としては例えば特開昭60−
140964号公報がある。According to this method, two-way simultaneous communication is possible, and natural communication is possible without cutting off the beginning and end of a call. The principle of operation of this echo canceller is described in detail in the book "Digital Signal Processing" (edited by the Institute of Electronics, Communication and Communication Engineers) (pp. 224-231 and 260-261). For example, Japanese Patent Application Laid-Open No.
There is 140964 gazette.
エコーキャンセラは、スピーカから放声される受話信
号が室内で反響し再びマイクに入力して送信信号に混入
して通話障害を起こすとき、その反響波を擬似した擬似
反響波を適応ディジタルフィルタにおいて作成し反響波
とキャンセルさせることにより、反響波を除去するもの
である。すなわちスピーカに入力する受信信号とマイク
に入力する反響信号から室のインパルス応答を推定し、
それによって反響信号のレプリカ（擬似反響信号）を作
成して、減算器で反響信号からそのレプリカを引くこと
により、反響信号を消去するものである。When a received signal emitted from a speaker reverberates indoors and enters the microphone again and mixes with the transmitted signal, causing a speech disturbance, the echo canceller creates a pseudo-echo wave that simulates the echo wave in an adaptive digital filter. By canceling the echo wave, the echo wave is removed. That is, the impulse response of the room is estimated from the reception signal input to the speaker and the echo signal input to the microphone,
In this way, a replica (pseudo-echo signal) of the echo signal is created, and the echo signal is deleted by subtracting the replica from the echo signal with a subtractor.
しかし、インパルス応答の推定すなわちレプリカを作
成するための適応ディジタルフィルタにおける係数算出
は、線形システムの同定理論によっており、実際に用い
られる受話機としてのスピーカのように非線形動作をす
ることにより、高調波成分を生成する機器を含む系に適
用したとき、エコーを構成する基本波成分は消去できて
も、高調波成分は原理的に消去できない。何故なら適応
ディジタルフィルタにおいてレプリカ作成のため取り込
む信号は、スピーカに入力する前の高調波成分を含まな
い信号であり、高調波成分はスピーカの出力に含まれる
信号成分だからである。However, the estimation of the impulse response, that is, the coefficient calculation in the adaptive digital filter for creating the replica, is based on the identification theory of a linear system, and the harmonic operation is performed by performing a nonlinear operation like a speaker as an actually used receiver. When applied to a system including a component generating device, the fundamental component of the echo can be eliminated but the harmonic component cannot be eliminated in principle. The reason for this is that the signal captured by the adaptive digital filter for creating a replica is a signal that does not include a harmonic component before being input to the speaker, and the harmonic component is a signal component included in the output of the speaker.
エコーキャンセラの性能の一つにエコー（反響信号）
減衰量がある。これは反響信号がどれぐらい消去された
かを示す量で、受話信号と消去後の反響信号との電力比
で表わされる。Echo (echo signal) is one of the performances of the echo canceller
There is attenuation. This is an amount indicating how much the reverberation signal has been cancelled, and is expressed as a power ratio between the reception signal and the reverberation signal after cancellation.
上記のように高調波成分が消去できない場合には、こ
のエコー減衰量が劣化する。そして、エコーキャンセラ
の目的である、ハウリング（まわり込んでくるエコーが
大きいとハウリングを起こす），エコーを防止し、自然
な双方向通話を可能とすることができなくなる恐れを生
ずる。If the harmonic components cannot be eliminated as described above, the echo attenuation will deteriorate. Then, the purpose of the echo canceller is howling (howling occurs when a large echo wraps around), and the echo is prevented, so that a natural two-way communication may not be possible.
また、高調波成分がそのまま、マイクを介して送話さ
れることとなり、相手は自分の声の歪成分をエコーとし
て受聴することとなり、非常な不快感を与える。In addition, the harmonic component is transmitted as it is via the microphone, and the other party receives the distortion component of their own voice as an echo, which gives a very unpleasant feeling.
このような欠点を除くものとして、特開昭60−102052
号公報に記載される従来技術としての拡声電話機があ
る。To eliminate such disadvantages, Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-102052
There is a loudspeaker as a prior art described in Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. H10-260, 1988.
上記従来技術は、スピーカの非線形性の影響を逃がれ
るために、スピーカ前面にマイクを配し、高調波歪成分
をも含む放声受話信号を適応ディジタルフィルタに入力
し、これと他のマイクで収音した反響信号とでインパル
ス応答を推定し、反響信号レプリカを作成し、反響信号
を消去するものである。In the above prior art, in order to avoid the influence of the non-linearity of the speaker, a microphone is arranged in front of the speaker, a voice receiving signal including a harmonic distortion component is input to an adaptive digital filter, and this and another microphone are used. An impulse response is estimated from the collected echo signal, an echo signal replica is created, and the echo signal is eliminated.
しかし、（１）スピーカ前面に配置するマイクロホン
が別に必要となること、（２）前記マイクロホンをスピ
ーカ前面に取り付ける際の実装技術の問題、（３）前記
マイクロホンはスピーカ直前に配するため、大きな音圧
が入力され、これにより振動歪が発生する恐れがあるこ
と、（４）前記マイクロホンには、スピーカからの音以
外つまり反響信号も入力されてしまうこと、など実際上
は多くの問題点がある。However, (1) a separate microphone is needed to be placed on the front of the speaker, (2) a problem with the mounting technique when attaching the microphone to the front of the speaker, and (3) a loud sound is generated because the microphone is placed immediately before the speaker. Practically, there are many problems such as input of pressure, which may cause vibration distortion, and (4) input of a microphone other than sound from a speaker, that is, an echo signal. .
本発明の目的は、上記従来技術の問題点を除き、スピ
ーカで生じた高調波成分の影響を受けることなく、エコ
ー減衰量の劣化を防止することのできるエコーキャンセ
ラを提供することにある。An object of the present invention is to provide an echo canceller which can prevent the deterioration of the echo attenuation amount without being affected by the harmonic components generated in the speaker, excluding the above-mentioned problems of the related art.
上記目的は、スピーカなどの非線形動作を近似するｎ
次多項式関数回路（但しｎは自然数）と前記関数の係数
を算出して制御するｎ次多項式関数推定回路を設け、前
記ｎ次多項式関数回路を適応ディジタルフィルタの受話
信号の取り入れ入力側に接続し、前記関数回路を前記関
数推定回路の出力で制御することにより、達成される。The purpose is to approximate the nonlinear operation of a speaker or the like.
An order polynomial function circuit (where n is a natural number) and an n-order polynomial function estimating circuit for calculating and controlling the coefficient of the function are provided, and the n-order polynomial function circuit is connected to the input side of the adaptive digital filter for receiving a reception signal. This is achieved by controlling the function circuit with the output of the function estimation circuit.
ｎ次多項式関数回路は、スピーカなどの非線形動作を
近似するもので、受話信号（基本波）を入力されると、
基本波および高調波成分を含む信号を生成して出力す
る。ｎ次多項式関数推定回路は、消去後の反響信号（誤
差信号）から逐次スピーカなど非線形機器の非線形性を
推定し、前記多項式関数の係数として、より近いものを
算出し、前記関数回路入力する。The n-th order polynomial function circuit approximates a non-linear operation of a speaker or the like. When a reception signal (fundamental wave) is input,
A signal including a fundamental wave and a harmonic component is generated and output. The n-th order polynomial function estimating circuit sequentially estimates the nonlinearity of a non-linear device such as a speaker from the reverberation signal (error signal) after elimination, calculates a coefficient closer to the polynomial function, and inputs the coefficient to the function circuit.
これにより、線形な適応ディジタルフィルタには、ス
ピーカなどの非線形性を擬似する信号（ｎ次多項式関数
回路の出力信号）が入力され、スピーカなどの非線形性
による高調波成分をも含んだ反響信号のレプリカを作成
することができる。そして、これを反響信号（スピーカ
などの非線形性による高調波成分を含んでいる）から減
算し、反響信号を消去する。その結果、反響信号に含ま
れる高調波成分も基本波と同様に消去され、エコー減衰
量が劣化することはない。As a result, a signal (an output signal of an nth-order polynomial function circuit) that simulates the nonlinearity of a speaker or the like is input to the linear adaptive digital filter, and the echo signal including a harmonic component due to the nonlinearity of the speaker or the like is also input. A replica can be created. Then, this is subtracted from the reverberation signal (including a harmonic component due to non-linearity of a speaker or the like) to eliminate the reverberation signal. As a result, the harmonic components included in the echo signal are also erased in the same manner as the fundamental wave, and the echo attenuation does not deteriorate.
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention.
同図において、１はスピーカ、２はマイクロホン、３
は受話アンプ、４は送話アンプ、５は２線４線変換回路
としてのハイブリッド回路、６は音響エコーキャンセラ
である。In the figure, 1 is a speaker, 2 is a microphone, 3
Is a receiving amplifier, 4 is a transmitting amplifier, 5 is a hybrid circuit as a 2-wire 4-wire conversion circuit, and 6 is an acoustic echo canceller.
電話回路上の電話信号は、ハイブリッド回路５で２線
−４線変換され、受話アンプ３で増幅され、スピーカ１
より放声される。放声された高調波を含む音声信号はマ
イクロホン２で集音され、送話アンプ４で増幅され、ハ
イブリッド回路５から回線上に送出される。The telephone signal on the telephone circuit is converted to 2-wire to 4-wire by the hybrid circuit 5, amplified by the receiving amplifier 3, and
More voiced. The sound signal including the emitted harmonic is collected by the microphone 2, amplified by the transmission amplifier 4, and transmitted from the hybrid circuit 5 to the line.
音響エコーキャンセラ６はスピーカ１からの放声され
た音響信号が車内（自動車電話として車内で使用する場
合を想定している）で反響し、マイクロホン２で集音さ
れ、送話アンプ４を介し、ハイブリッド回路５で反射さ
れ、受話アンプ３で増幅され、再びスピーカ１から放出
されることによる信号の１巡ループによるハウリングを
防止する。The acoustic echo canceller 6 resonates the sound signal emitted from the speaker 1 in the vehicle (assuming use in a vehicle as a car phone), collects the sound with the microphone 2, passes through the transmitting amplifier 4, and This prevents the howling of the signal from being reflected by the circuit 5, amplified by the receiving amplifier 3, and emitted again from the loudspeaker 1 by a single loop.
次にひとまず、第１図の説明を離れ、第２図を参照し
て本発明にかかる音響エコーキャンセラの動作原理を説
明する。Next, for the moment, leaving the description of FIG. 1, the operation principle of the acoustic echo canceller according to the present invention will be described with reference to FIG.
第２図は本発明にかかる音響エコーキャンセラの動作
原理を説明する図である。同図において、Ｓはスピーカ
特性（ｆ（ｘ））回路、Ｐは車内反響特性回路、Ｑはｎ
次多項式関数回路、Ｒは反響モデル回路、Ｍは推定（同
定）回路、である。FIG. 2 is a diagram for explaining the operation principle of the acoustic echo canceller according to the present invention. In the figure, S is a speaker characteristic (f (x)) circuit, P is an in-vehicle reverberation characteristic circuit, and Q is n.
An order polynomial function circuit, R is an echo model circuit, and M is an estimation (identification) circuit.
同図に見られるように、受話信号xtはスピーカ特性回
路Ｓで歪を発生し、車内に放声される。この信号は車内
のインパルス応答で表現できる反響特性を車内反響特性
回路Ｐで付与されて反響信号ytとなり、マイクロホン２
で集音される。マイクロホン２における歪はスピーカに
おけるそれに比べ無視できるものと仮定している。音響
エコーキャンセラ６は、受話信号xtから、反響信号のレ
プリカｔを作成し、反響信号ytから減算器613で減算
することにより、反響信号ytを消去し、ハウリングを防
止するものである。As seen in the figure, the received signal x t generates distortion in speaker characteristic circuit S, is Hokoe the car. This signal is echo signal y t become granted the reverberant characteristics that can be expressed in the car of the impulse response in the vehicle reverberant characteristics circuit P, the microphone 2
It is collected by. It is assumed that the distortion in the microphone 2 is negligible compared to that in the speaker. Acoustic echo canceller 6, the received signal x t, create a replica t of the echo signal, by subtracting in a subtractor 613 from the echo signal y t, and erases the echo signal y t, thereby preventing the howling .
ｎ次多項式関数回路Q,反響モデル回路Ｒはそれぞれス
ピーカ，車内反響特性を近似するものであり、反響信号
ytと反響信号レプリカｔとの差すなわち誤差信号etを
もとに推定した値で推定（同定）回路Ｍにより制御され
る。この制御は、誤差信号etが零となるように逐次行な
われる。反響モデル回路Ｒは適応ディジタルフイルタで
構成される。このフィルタは周知のように線形動作を行
う。The n-th order polynomial function circuit Q and the echo model circuit R approximate the speaker and the in-vehicle echo characteristics, respectively.
y t and estimated value estimated based on the difference or error signal e t of the echo signal replica t (identified) is controlled by circuit M. This control is sequentially performed so that the error signal et becomes zero. The reverberation model circuit R is composed of an adaptive digital filter. This filter performs a linear operation as is well known.
スピーカにおける歪発生は、スピーカを構成するコー
ン紙の分割振動，ボイスコイル運動の非線形性など種々
の要因によっている。The generation of distortion in the speaker is caused by various factors such as the divided vibration of the cone paper constituting the speaker and the nonlinearity of the voice coil motion.
今、一般的に次式で示すｎ次多項式関数ｆ（ｘ）でス
ピーカの非線形性を近似するものとする。Now, it is assumed that the n-order polynomial function f (x) generally approximates the nonlinearity of the speaker.
高次の係数が零であれば歪の発生はない。２次の係数
が零でなければ２次高調波,n次の係数が零でなければｎ
次高調波を発生する。スピーカにおける歪率は、0.1〜
0.01％程度であるため、一般に係数の値は、 a1〜1.0;a2,a3,……,an≪1.0 ……（２） 程度である。受話信号をxt（ｔ＝0,1,2,…）で与えられ
る離散的数値系列とし、車内のインパルス応答を
｛hk,t｝ｋ＝１〜ｍで与えられる離散的数値系列とする
と、反響信号ytはスピーカの出力信号ｆ（xt）と車内イ
ンパルス応答との畳み込み積分で表わされる。すなわち スピーカを近似するｎ次多項式関数をｇ（ｘ）とす
る。 If the higher order coefficient is zero, no distortion occurs. If the second coefficient is not zero, the second harmonic, if the nth coefficient is not zero, n
Generates the second harmonic. The distortion factor of the speaker is 0.1 ~
Since it is about 0.01%, the value of the coefficient is generally about a 1 to 1.0; a 2 , a 3 ,..., A n ≪1.0 (2). If the received signal is a discrete numerical sequence given by x t (t = 0, 1, 2,...), And the impulse response in the vehicle is a discrete numerical sequence given by ｛h k , t ｋ k = 1 to m , The reverberation signal y t is represented by a convolution integral of the output signal f (x t ) of the speaker and the in-vehicle impulse response. Ie An n-order polynomial function approximating a speaker is represented by g (x).
反響モデルを非巡回形（FIR）フィルタで構成し、そ
の係数を｛k,t｝ｋ＝１〜ｍとすると、反響信号レプ
リカｔは同様にｎ次多項式関数の出力信号ｇ（xt）と
係数との畳み込み積分で表わされる。すなわち 上記（３），（５）式を用いて、誤差信号etは次式で
表わされる。 If the reverberation model is constituted by a non-recursive (FIR) filter and its coefficients are ｛ k , t ｋ k = 1 to m, the reverberation signal replica t similarly has the output signal g (x t ) of the n-th order polynomial function and It is expressed by convolution with the coefficient. Ie Above (3), using equation (5), the error signal e t is represented by the following equation.
誤差信号etを零とするような｛k,t｝，｛i,t｝の
制御を考える。 Consider control of ｛ k , t ｛, ｛ i , t ｛such that the error signal et becomes zero.
誤差信号etの２乗時間平均値であるＥ｛et 2｝を評価
関数Ｄとし、これを最小とする方法として最大傾斜法を
用いる。すなわち、次式のように、現時点の値を評価関
数Ｄの最大傾斜量に比例した量で逐次更新してゆく。The E {e t 2} is a square time average value of the error signal e t is an evaluation function D, using the maximum gradient method as a method to minimize this. That is, as in the following equation, the current value is sequentially updated by an amount proportional to the maximum inclination amount of the evaluation function D.
Ｄ＝Ｅ｛et 2｝ ……（７）i ,t+1＝i,t−α・∂D/∂i,t （ｉ＝１〜ｍ） ……（８）i ,t+1＝k,t−β・∂D/∂k,t （ｋ＝１〜ｍ） ……（９） 但しα，βは定数 偏微分∂D/∂i,t,∂D/∂k,tを計算する。D = E ｛ et 2 … (7) i , t + 1 = i , t −α∂D / ∂ i , t (i = 1 to m) (8) i , t + 1 = k , t −β · ∂D / k , t (k = 1 to m) …… (9) where α and β are constant partial differential ∂D / ∂ i , t , ∂D / ∂ k , t I do.
したがって、これを上記（８），（９）式に導入する
と、次式に示す｛k,t｝，｛i,t｝の更新アルゴリズ
ムを得る。 Therefore, when this is introduced into the above equations (8) and (9), an updating algorithm of { k , t }, { i , t } shown in the following equation is obtained.
時間平均値を瞬時値に置きかえると上式は 但し ca＝２α,ch＝２β となる。ここでｎ次多項式関数値であるｇ（ｘ）＝と
すれば上記（15）式は次式となる。k ,t+1＝k,t＋ch・et・t-k ……（16） 上式は、LMS（Least Mean Squre）法として、よく知
られているアルゴリズムと形式が同じである。LMS法は
プロシーディング・オブ・ザ・アイ・イー・イー・イ
ー,63巻,12号,1975年（11月）,1692〜1716頁（Proceedi
ng of the IEEE,Vol.63,No.12,DEC1975,P1692〜P1716）
に詳細に述べられている。LMS法では上記（16）式に相
等するのは（17）式である。つまり、k ,t+1＝k,t＋ch・et・xt-k ……（17） LMS法では誤差信号と送話信号の積であるのに対し、
本発明では誤差信号とｎ次多項式関数値の積で｛hk,t｝
を更新する。 When the time average is replaced with the instantaneous value, the above equation becomes However c a = 2α, a c h = 2β. Here, if g (x) = n-th order polynomial function value, the above equation (15) becomes the following equation. k, t + 1 = k, t + c h · e t · tk ...... (16) the above equation, as the LMS (Least Mean Squre) method, well-known algorithms and formats are the same. The LMS method is described in Proceeding of the IEE, Vol. 63, No. 12, 1975 (November), pp. 1692-1716 (Proceedi
ng of the IEEE, Vol.63, No.12, DEC1975, P1692-P1716)
Is described in detail. In the LMS method, equation (17) is equivalent to equation (16). That, k, t + 1 = k , whereas the product of the error signal and the transmission signal at t + c h · e t · x tk ...... (17) LMS method,
In the present invention, {h k , t } is the product of the error signal and the n-th order polynomial function value.
To update.
以上、上記（14），（16）式を用いて、｛i,t｝，
｛k,t｝を更新すれば、最終的に誤差信号を零に近づ
けることができる。つまり、高調波を含む反響信号ytを
打ち消す。この時、｛i,t｝，｛k,t｝はそれぞれ、
スピーカの歪，車内のインパルス応答の推定値となって
いる。As described above, using the above equations (14) and (16), { i , t },
By updating { k , t }, the error signal can finally be brought close to zero. In other words, cancel the echo signal y t containing harmonics. At this time, ｛ i , t ｝, ｛ k , t ｝ are
These are estimated values of speaker distortion and in-car impulse response.
このように反響モデルである適応ディジタルフィルタ
の前にスピーカの歪発生モデル（ｎ次多項式関数）を導
入すれば、スピーカの歪率に依存しない音響エコーキャ
ンセラを構成することができる。By introducing a speaker distortion generation model (n-order polynomial function) before the adaptive digital filter which is an echo model, it is possible to configure an acoustic echo canceller independent of the speaker distortion rate.
第１図に戻り、同図に示す実施例の音響エコーキャン
セラ６は上記（14），（16）式による更新アルゴリズム
を用いたものである。音響エコーキャンセラ６内の処理
はディジタル信号処理である。つまり、図中A,A′点にA
D変換器、B,B′点にはDA変換器が設けられているものと
する。Returning to FIG. 1, the acoustic echo canceller 6 of the embodiment shown in FIG. 1 uses an updating algorithm according to the above equations (14) and (16). The processing in the acoustic echo canceller 6 is digital signal processing. In other words, A and A '
It is assumed that a DA converter is provided at points D and B and B '.
音響エコーキャンセラ６は、ｎ次多項式関数回路601,
Aレジスタ602,Aレジスタ更新回路603,XXレジスタ604,X
レジスタ605,i乗回路606,畳み込み積分回路607,Aレジス
タ修正量算出回路608,フィルタ畳み込み積分回路609,H
レジスタ610,Hレジスタ更新回路611,Hレジスタ修正量算
出回路612,減算器613,ダブルトーク検出回路614で構成
される。The acoustic echo canceller 6 includes an nth-order polynomial function circuit 601,
A register 602, A register update circuit 603, XX register 604, X
Register 605, i-th power circuit 606, convolution integrator 607, A register correction amount calculation circuit 608, filter convolution integrator 609, H
It comprises a register 610, an H register update circuit 611, an H register correction amount calculation circuit 612, a subtractor 613, and a double talk detection circuit 614.
ｎ次多項式関数回路601は上記（４）式のごとくスピ
ーカの非線形性をｎ次多項式で近似する回路で、受話信
号を入力とし、Ａレジスタ602に記憶されている係数
｛i,t｝を用いて、スピーカの出力信号の近似値であ
るｎ次多項式関数値を出力する。n-degree polynomial function circuit 601 of the (4) equation speaker nonlinearity as in the in circuit approximated by polynomial of degree n, and input the reception signal using the coefficients stored in the A register 602 {i, t} Then, an n-th order polynomial function value which is an approximate value of the output signal of the speaker is output.
ｎ次多項式関数回路601は例えば第３図に示すごと
く、加算器301,乗算器302で構成され、上記（４）式の
演算を行うものである。The n-order polynomial function circuit 601 is composed of, for example, an adder 301 and a multiplier 302, as shown in FIG. 3, and performs the operation of the above equation (4).
Ａレジスタ更新回路603は、現時点の係数｛i,t｝を
用い、これにＡレジスタ修正量算出回路608出力を加え
て、新たな係数｛i,t｝を作成し、これをＡレジスタ6
02に入力する。The A register updating circuit 603 uses the current coefficient { i , t }, adds the output of the A register correction amount calculating circuit 608 to the new coefficient { i , t }, and creates a new coefficient { i , t }.
Enter in 02.
上記（14）式を次のように２つのステップに分解す
る。i ,t+1＝i,t＋Δｉ ……（18） 上式（18）式の演算を行うのがＡレジスタ更新回路60
3である。ΔｉはＡレジスタ修正量演算回路608の出力
である。The above equation (14) is decomposed into two steps as follows. i , t + 1 = i , t + Δ i ... (18) The operation of the above equation (18) is performed by the A register update circuit 60.
3 Delta i is the output of the A register correction amount calculating circuit 608.
ｎ次多項式関数回路601の出力はXXレジスタ604に一時
記憶される。The output of the n-th order polynomial function circuit 601 is temporarily stored in the XX register 604.
Ｘレジスタ605は受話信号を一時記憶するレジスタで
ある。ｉ乗回路606はＸレジスタ605の出力をｉの添字
ｉに応じてｉ乗する回路である。畳み込み積分回路607
は、ｎ乗された受話信号と、Ｈレジスタ610に記憶され
ている車内のインパルス応答推定値｛k,t｝との畳み
込み積分 を行う回路である。この積分結果はＡレジスタ修正量算
出回路608に入力される。The X register 605 is a register for temporarily storing a reception signal. i-th power circuit 606 is a circuit for multiplication and i in accordance with the output of the X register 605 to the i subscript i of. Convolutional integration circuit 607
Is the convolution integral of the received signal raised to the n-th power and the in-vehicle impulse response estimated value { k , t } stored in the H register 610. Circuit. The result of this integration is input to the A register correction amount calculation circuit 608.
Ａレジスタ修正量算出回路608は、先の畳み込み積分
の結果と、減算器613の出力である誤差信号とから、上
記（19）式に示す演算を行い、Ａレジスタ更新回路603
に修正量Δｉを出力する。The A register correction amount calculation circuit 608 performs the operation shown in the above equation (19) from the result of the previous convolution integration and the error signal output from the subtractor 613, and the A register update circuit 603
And outputs the correction amount delta i in.
以上601〜608の回路により、上記（14）式に示される
アルゴリズムにより、スピーカの非線形性を表わすモデ
ルであるｎ次多項式関数回路601の係数｛i,t｝が逐次
更新され、最終的にはスピーカと同じ非線形性をもつも
のとなる。With the above-described circuits 601 to 608, the coefficients { i , t } of the n-th order polynomial function circuit 601 which is a model representing the nonlinearity of the loudspeaker are sequentially updated by the algorithm shown in the above equation (14). It has the same nonlinearity as the speaker.
フィルタ畳み込み積分回路609は、XXレジスタ604に一
時記憶されているｎ次多項式関数回路601の出力と、
Ｈレジスタ610に記憶されている車内のインパルス応答
推定値｛k,t｝とで、上記（５）式に示す畳み込み積
分を行い、反響信号のレプリカを作成する。The filter convolution integrator 609 outputs the output of the n-th order polynomial function circuit 601 temporarily stored in the XX register 604,
The convolution integral shown in the above equation (5) is performed with the in-vehicle impulse response estimated value { k , t } stored in the H register 610 to create a replica of the echo signal.
Ｈレジスタ更新回路611は、現時点のインパルス応答
推定値｛k,t｝を用い、これにＨレジスタ修正量算出
回路612の出力を加え、これをＨレジスタ610に入力す
る。The H register update circuit 611 uses the current impulse response estimated value { k , t }, adds the output of the H register correction amount calculation circuit 612 to this, and inputs this to the H register 610.
上記（16）式を次のように２つのステップに分解す
る。k ,t+1＝k,t＋Δｋ ……（20） Δｋ＝ch・et・t-k （21） 上記（20）式の演算を行うのがＨレジスタ更新回路61
1である。ΔｋはＨレジスタ修正量算出回路612の出力
である。The above equation (16) is decomposed into two steps as follows. k, t + 1 = k, t + Δ k ...... (20) Δ k = c h · e t · tk (21) above (20) is H register perform operations update circuit 61
Is one. Delta k is the output of the H register correction calculation circuit 612.
Ｈレジスタ修正量算出回路612は、XXレジスタ601の非
線形性を含んだ受話信号と、減算器613の出力である誤
差信号とから、上記（21）に示す演算を行い、Ｈレジス
タ更新回路611に修正量Δｋを出力する。The H register correction amount calculation circuit 612 performs the operation shown in the above (21) from the reception signal including the non-linearity of the XX register 601 and the error signal output from the subtractor 613. and outputs the correction amount Δ k.
以上609〜612の回路より、上記（16）式のアルゴリズ
ムで車内のインパルス応答推定値｛k,t｝が逐時更新
され、最終的には、車内のインパルス応答値となる。XX
レジスタ604,フィルタ畳み込み積分回路609,Hレジスタ6
10,Hレジスタ更新回路611,Hレジスタ修正量算出回路612
が適応ディジタルフィルタを構成している。From the circuits 609 to 612 described above, the in-vehicle impulse response estimated values { k , t } are sequentially updated by the algorithm of the above equation (16), and finally become the in-vehicle impulse response values. XX
Register 604, filter convolution integrator 609, H register 6
10, H register update circuit 611, H register correction amount calculation circuit 612
Constitute an adaptive digital filter.
フィルタ畳み込み積分回路609の出力である反響信号
のレプリカは、マイクロホン２から入力される反響信号
から、演算器613で減算され、反響信号は打ち消され
る。その結果、ハウリングが防止される。The replica of the reverberation signal output from the filter convolution integrator 609 is subtracted by the calculator 613 from the reverberation signal input from the microphone 2, and the reverberation signal is canceled. As a result, howling is prevented.
ダブルトーク検出回路614は、受話信号とマイクロホ
ン２に入力される送話信号とから、双方向同時通話がな
された場合にそのことを検出し、この時、Ａレジスタ更
新回路603およびＨレジスタ更新回路611の更新動作を停
止させる。これは、反響信号が、使用者の発する音声信
号（送話信号）でマスクされ、スピーカの非線形性およ
び車内インパルス応答の推定を誤るのを防止するためで
ある。The double talk detection circuit 614 detects, when a two-way simultaneous call is made, from the reception signal and the transmission signal input to the microphone 2, at this time, the A register update circuit 603 and the H register update circuit The update operation of 611 is stopped. This is to prevent the reverberation signal from being masked by the voice signal (sending signal) emitted by the user, thereby preventing the non-linearity of the speaker and the estimation of the in-car impulse response from being erroneous.
更新動作の停止はΔｉΔｋの値を強制的に零とし
てもよく、演算そのものを停止させてもよい。この停止
状態ではＡレジスタ602,Hレジスタ610に記憶されている
値は更新されず、一定の値を保つ。Stopping the update operation may be forcibly zero value of Δ i Δ k, the operation itself may be stopped. In this stopped state, the values stored in the A register 602 and the H register 610 are not updated, and maintain constant values.
第４図に本発明の効果を示すコンピュータシミュレー
ション結果を示す。第４図において、（ａ）で示すの
は、スピーカに非直線性がない場合の従来の音響エコー
キャンセラのエコー減衰量時間特性、（ｂ）はスピーカ
に非直線性がある場合の従来の音響エコーキャンセラ減
衰量時間特性、（ｃ）はスピーカに非直線性がある場合
の本発明によるｎ次多項式関数回路をもつ音響エコーキ
ャンセラのエコー減衰量時間特性を示す。但し、（ｃ）
については、効果を明確にするため、途中（図中Ｔで示
す）から、上記（14）による係数｛i,t｝の更新を開
始している。FIG. 4 shows a computer simulation result showing the effect of the present invention. In FIG. 4, (a) shows the echo attenuation time characteristic of the conventional acoustic echo canceller when the speaker has no nonlinearity, and (b) shows the conventional sound when the speaker has nonlinearity. (C) shows the echo attenuation amount time characteristic of the acoustic echo canceller having the n-th order polynomial function circuit according to the present invention when the speaker has nonlinearity. However, (c)
Regarding (2), in order to clarify the effect, the updating of the coefficients { i , t } according to the above (14) is started halfway (indicated by T in the figure).
スピーカに非直線性がない場合には、最終的にコンピ
ュータの演算誤差で制限されるだけの大きなエコー減衰
量が得られている（第４図（ａ）で示す）が、非直線性
がある場合には、歪率で制限され低いエコー減衰量しか
得られない（第４図（ｂ）で示す）。本発明によれば
（第４図（ｃ）で示す）、非直線性があっても最終的に
大きなエコー減衰量が得られており、その効果は明白で
ある。When the loudspeaker has no nonlinearity, a large amount of echo attenuation is finally obtained, which is limited by the calculation error of the computer (shown in FIG. 4 (a)). In this case, only a low amount of echo attenuation limited by the distortion factor is obtained (shown in FIG. 4 (b)). According to the present invention (shown in FIG. 4 (c)), a large echo attenuation is finally obtained even with nonlinearity, and the effect is clear.
以上、本発明によれば、スピーカの非直線性で生ずる
高調波歪成分の影響を受けることなく、エコー減衰量の
劣化を防止する音響エコーキャンセラを得ることができ
る。As described above, according to the present invention, it is possible to obtain an acoustic echo canceller that is not affected by harmonic distortion components caused by nonlinearity of a speaker and that prevents deterioration of echo attenuation.
なお、Ｘレジスタ,XXレジスタ,Hレジスタの段数つま
り畳み込み積分の積和数はサンプリング周波数と車内の
反響時間とで定められ、設計者が任意に設定しうる。ま
た、Ａレジスタの段数つまりｎ次多項式関数の次数ｉも
設計者が任意に設定しうる。スピーカの場合、支配的な
歪は２〜３次高調波であることから、１〜３で十分
である。また、１≒１から、１＝１と固定してもよ
い。The number of stages of the X register, the XX register, and the H register, that is, the sum of products of the convolution integral is determined by the sampling frequency and the reverberation time in the vehicle, and can be arbitrarily set by a designer. Further, the designer can arbitrarily set the number of stages of the A register, that is, the order i of the n-th order polynomial function. In the case of a loudspeaker, since the dominant distortion is the second to third harmonic, 1 to 3 is sufficient. In addition, 1 = 1 may be fixed to 1 = 1.
さらに、音響エコーキャンセラ６内の処理を、信号処
理プロセッサを用い、ソフトウエアで行えることも明ら
かである。Further, it is apparent that the processing in the acoustic echo canceller 6 can be performed by software using a signal processor.
音響エコーキャンセラ６は初期設定として、Ｘレジス
タ,XXレジスタ,Hレジスタの値をクリア（零に設定し
て）動作を開始する。ただし、Ａレジスタは１＝1,
a2,a3,………an＝０を初期設定とする。これは
｛i,t｝＝０で動作を開始するとXXレジスタには受話
信号が入力されないからである。As an initial setting, the acoustic echo canceller 6 starts the operation of clearing (setting to zero) the values of the X register, XX register, and H register. However, A register is 1 = 1,
a 2 , a 3 ,..., a n = 0 are initialized. This is because no reception signal is input to the XX register when the operation is started at { i , t } = 0.
Ｈレジスタの更新すなわち車内インパルス応答の推定
は電源投入時から動作を開始してもよいが、Ａレジスタ
の更新すなわちスピーカ非直線性の推定は、ある程度車
内インパルス応答の推定が進行し、エコー減衰量がある
レベルに達したのち動作を開始した方が望ましい。The operation of updating the H register, that is, estimating the in-vehicle impulse response, may be started from the time of turning on the power supply. It is desirable to start operation after reaching a certain level.
以下、第１図の実施例の変形すなわち上記（14）式の
変形例を掲げる。Hereinafter, modifications of the embodiment of FIG. 1, that is, modifications of the above equation (14) will be described.
第５図は上記変形例としての本発明の他の一実施例を
示すブロック図である。第５図において、第１図におけ
るのと同一符号は同一物を示す。第５図は上記（14）式
の｛i,t｝更新アルゴリズムを変更し、第１図の実施
例のＸレジスタ605を省略したものである。FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the present invention as a modification. 5, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same items. FIG. 5 is obtained by changing the { i , t } updating algorithm of the above equation (14) and omitting the X register 605 of the embodiment of FIG.
先に説明したように、実際のスピードではa1 〜1,a2,a
3,……an≪１と考えると、ｎ次多項式関数回路の入力
（受話信号）と出力はほぼ等しいと考えられる。つま
り、 xt≒ｔ ……（22） と考え、上記（14）式のxi t-kをi t-kに置き換えて次
式をうる。As described above, in the actual speed a 1 ~ 1, a 2, a
3, considering that ...... a n «1, input n-th order polynomial function circuit (the reception signal) output is considered to be approximately equal. That is, considered x t ≒ t ...... (22) , sell the formula by replacing x i tk above (14) to i tk.
第５図の実施例は上記（23）式を用いて、｛i,t｝
を更新するようにしたものである。ｉ乗回路606には、
ｎ次多項式関数回路601を介して、XXレジスタ604に一時
記憶されている信号が入力される。 The embodiment of FIG. 5 uses the above equation (23) to obtain { i , t }
Is updated. In the i-th power circuit 606,
The signal temporarily stored in the XX register 604 is input via the n-th order polynomial function circuit 601.
他の動作は第１図のそれと同様であるため説明を省略
する。Other operations are the same as those in FIG.
第５図においても、第１図におけるのと同様にスピー
カの非直線性の影響を受けない音響エコーキャンセラを
得ることができる。また第１図に比べ、ハードウエア量
を削減することができる。5, an acoustic echo canceller which is not affected by the non-linearity of the speaker can be obtained as in FIG. Also, the amount of hardware can be reduced as compared with FIG.
第６図は本発明の更に他の一実施例を示すブロック図
である。第６図において、第５図におけるのと同一符号
は同一物を示す。615は最大位置検出回路である。最大
位置検出回路615はＨレジスタ610に記憶されている推定
インパルス応答値の絶対最大値の時間遅れを検出するも
のである。FIG. 6 is a block diagram showing still another embodiment of the present invention. 6, the same reference numerals as those in FIG. 5 denote the same items. 615 is a maximum position detection circuit. The maximum position detection circuit 615 detects a time delay of the absolute maximum value of the estimated impulse response value stored in the H register 610.
第７図（ａ）に車内インパルス応答の一例を示す。あ
る遅れ時間で最大値をとり、それ以降は指数関数的にそ
の値が減少する。遅れ零から最大値までの時間を通常フ
ラットデレイと呼び、スピーカとマイクロホンとの間の
距離を直接音波が伝搬するのに要する時間である。そこ
でこのインパルス応答を第７図（ｂ）に示すごとくフラ
ットデレイを持つ単位インパルス応答に置きかえること
を考える。つまり、実際の車内インパルス応答を単純な
時間遅れ（フラットデレイ）のみと考える。FIG. 7A shows an example of an in-vehicle impulse response. It takes the maximum value at a certain delay time, after which the value decreases exponentially. The time from the delay of zero to the maximum value is usually called a flat delay, and is the time required for the sound wave to propagate directly through the distance between the speaker and the microphone. Therefore, it is considered that this impulse response is replaced with a unit impulse response having a flat delay as shown in FIG. 7 (b). That is, the actual in-vehicle impulse response is considered to be only a simple time delay (flat delay).
このとき、上記（23）式の畳み込み積分は以下のよう
に置換でき、 上記（23）式は次式に変更される。i ,t+1＝i,t＋ca・et・i t-l ……（24） 上式でｌはフラットデレイ時間であり、t-lはXXレ
ジスタ604に一時記憶されているｌ時間前のデータを表
す。At this time, the convolution integral of the above equation (23) can be replaced as follows. The above equation (23) is changed to the following equation. i, t + 1 = i, t + c a · e t · i tl ...... (24) l in the above formula is a flat De Rei time, the l time data before tl is temporarily stored in the XX register 604 Represent.
最大位置検出回路615はｌ時間を検出し、XXレジスタ6
04内のデータからｌ時間前のデータを抽出する。そして
このデータをｉ乗回路606でｉに応じてｉ乗する。そ
してｉ乗されたデータはＡレジスタ修正量算出回路608
に入力される。The maximum position detection circuit 615 detects 1 hour, and the XX register 6
Extract the data one hour ago from the data in 04. Then, this data is raised to the i-th power by an i-th power circuit 606 according to i. Then, the data raised to the power i is calculated by the A register correction amount calculating circuit 608.
Is input to
他の動作は第１図のそれと同様であるため説明を省略
する。Other operations are the same as those in FIG.
第６図においても、第１図におけるのと同様に非直線
性の影響を受けない音響エコーキャンセラを得ることが
できる。また第５図に比べ、畳み込み積分回路607を省
略でき、ハードウエアおよび演算量を削減することがで
きる。Also in FIG. 6, an acoustic echo canceller which is not affected by nonlinearity can be obtained as in FIG. Also, as compared with FIG. 5, the convolution integration circuit 607 can be omitted, and the hardware and the amount of calculation can be reduced.
なお、第６図においては、まずｎ次多項式回路601を
介さずに、Ｈレジスタすなわち車内インパルス応答の推
定動作を行い、ある時間たち、ある程度のエコー減衰量
を得てから、ｎ次多項式回路を介すとともに最大値検出
回路を動作させ、Ａレジスタ602の更新を開始すること
が望ましい。In FIG. 6, first, the H register, that is, the estimation operation of the in-vehicle impulse response is performed without passing through the n-th order polynomial circuit 601 and a certain amount of echo attenuation is obtained for a certain period of time. It is desirable that the maximum value detection circuit be operated and the updating of the A register 602 be started.
第８図は本発明の別の一実施例を示すブロック図であ
る。第８図において、第５図におけるのと同一符号は同
一物を示す。第８図の実施例は上記（23）式において、
畳み込み積分 をフィルタ畳み込み積分回路609の出力 のｉ乗に置き換えたものである。すなわち上記（23）式
を次式に変換した。FIG. 8 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 8, the same reference numerals as those in FIG. 5 denote the same items. The embodiment of FIG. 8 is based on the above equation (23).
Convolution integral Is the output of the filter convolution integrator 609 To the power of i. That is, the above equation (23) was converted into the following equation.
これは、畳み込み積分が次式により、 フィルタ畳み込み積分回路609の出力のｉ乗に比例す
るとの考えによる。 This is because the convolution integral is This is based on the idea that the output of the filter convolution integrator 609 is proportional to the i-th power.
フィルタ畳み込み積分回路609の出力はｉ乗回路606に
入力され、この出力はＡレジスタ修正量算出回路608に
入力され、上記（25）式右辺の第２項すなわち
｛i,t｝の更新量が計算される。他の動作は第１図の
それと同様なため説明を省略する。The output of the filter convolution integration circuit 609 is input to the i-th power circuit 606, and this output is input to the A register correction amount calculation circuit 608, and the second term on the right side of the above equation (25), that is, the update amount of { i , t } is Is calculated. Other operations are the same as those in FIG.
第８図においても、第１図におけるのと同様に非直線
性の影響を受けない音響エコーキャンセラを得ることが
できる。また第５図の実施例に比べ畳み込み積分回路60
7を省略でき、ハードウェアおよび演算量を削減するこ
とができる。Also in FIG. 8, an acoustic echo canceller which is not affected by nonlinearity can be obtained as in FIG. 5 is different from the embodiment shown in FIG.
7 can be omitted, and the hardware and the amount of calculation can be reduced.
以上、実施例の説明では、Ｈレジスタの更新すなわち
車内インパルス応答の推定に上記（16）式を使用した
が、これに限ることはない。たとえば、上記（17）式で
表現されるLMS法の改良として、南雲らの学習同定法が
知られている。これはアイ・イー・イー・イー トラン
ザクション オンオートマティック コントロール，エ
ー・シー12巻,3号,1967年６月（IEEE Trans action on
Automatic Contnrol,Vol.AC−12,No.3,June（1967）に
記載されているもので次式で表現されるものである。As described above, in the description of the embodiment, the above equation (16) is used for updating the H register, that is, estimating the in-vehicle impulse response. However, the present invention is not limited to this. For example, a learning identification method of Nagumo et al. Is known as an improvement of the LMS method represented by the above equation (17). This is IEE Transaction on Automatic Control, AC Vol. 12, No. 3, June 1967 (IEEE Trans action on
It is described in Automatic Control, Vol. AC-12, No. 3, June (1967), and is expressed by the following equation.
上式からの類推で、上記（16）式を次式に変更でき
る。 By analogy with the above equation, the above equation (16) can be changed to the following equation.
上式を用いて、Ｈレジスタの更新を行ってもよいこと
は明らかである。 Obviously, the H register may be updated using the above equation.
また、以上実施例の説明は音響エコーキャンセラを引
用して行ったが、これに限ることはない。たとえば２線
伝送路であってもよい。第２図において、スピーカから
マイクまでを反響を有する２線伝送路と考え、伝送路上
にスピーカのごとく、非線形性が存在する場合にも本発
明が有効であるのは明らかである。Further, although the description of the embodiments has been made with reference to the acoustic echo canceller, the present invention is not limited to this. For example, a two-wire transmission line may be used. In FIG. 2, it is clear that the present invention is effective even in the case where nonlinearity exists like a speaker on the transmission line, considering the two-line transmission line having a reverberation from the speaker to the microphone.
また、車内反響信号レプリカ作成に非巡回形（FIR）
ディジタルフィルタを使用したがこれに限ることはなく
巡回形（IIR）ディジタルフィルタを使用してもよい。In addition, non-recursive (FIR) is used to create in-vehicle echo signal replicas.
Although a digital filter is used, the present invention is not limited to this, and a recursive (IIR) digital filter may be used.
以上、本発明は、線形な適応ディジタルフィルタの入
力に、非線形性をもつｎ次多項式関数を導入し、前記関
数の係数を誤差信号が最小となるべく適応的に制御する
ことを特徴とする。As described above, the present invention is characterized in that an nth-order polynomial function having nonlinearity is introduced to the input of a linear adaptive digital filter, and the coefficient of the function is adaptively controlled so that an error signal is minimized.
〔発明の効果〕 本発明によれば、推定すべき反響路にスピーカ等の非
線形動作をするものが存在しても、この非線形性に影響
されることのないエコーキャンセラを得ることができ
る。このことは、例えばエコーキャンセラを拡声電話機
に適用した場合に、使用するスピーカとして、歪の多い
小型低価格のものを利用でき、結果としてコストを大き
く下げられる効果がある。また相手に、キャンセルされ
なかった高調波成分が漏れ聞えることもなく、従来に比
べ格段にすぐれた音質の拡声電話機を提供できる効果も
ある。[Effects of the Invention] According to the present invention, it is possible to obtain an echo canceller that is not affected by the nonlinearity even if there is a speaker or the like that performs a nonlinear operation in the echo path to be estimated. This means that, for example, when an echo canceller is applied to a loudspeaker, a small and inexpensive speaker with a large amount of distortion can be used as a speaker, and as a result, the cost can be greatly reduced. In addition, there is an effect that the other party can be provided with a loudspeaker having much higher sound quality than the conventional one without any leakage of the harmonic components which have not been canceled.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
本発明の動作原理説明図、第３図はｎ次多項式関数回路
の一例を示す回路図、第４図は本発明の効果を示すシミ
ュレーション結果のグラフ、第５図，第６図はそれぞれ
本発明の他の一実施例を示すブロック図、第７図はイン
パルス応答を示す特性図、第８図は本発明の更に他の一
実施例を示すブロック図、である。 符号の説明 １……スピーカ、２……マイクロホン、６……音響エコ
ーキャンセラ、601……ｎ次多項式関数回路、602……Ａ
レジスタ、603……Ａレジスタ更新回路、608……Ａレジ
スタ修正量算出回路、607……畳み込み積分回路、606…
…ｉ乗回路、615……最大位置検出回路FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram for explaining the operation principle of the present invention, FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of an n-th order polynomial function circuit, and FIG. 5 and 6 are block diagrams showing another embodiment of the present invention, FIG. 7 is a characteristic diagram showing an impulse response, and FIG. 8 is still another embodiment of the present invention. FIG. 3 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... speaker, 2 ... microphone, 6 ... acoustic echo canceller, 601 ... n-order polynomial function circuit, 602 ... A
Register, 603 ... A register update circuit, 608 ... A register correction amount calculation circuit, 607 ... Convolution integration circuit, 606 ...
… I-th power circuit, 615 …… Maximum position detection circuit
Claims (17)
を用いて前記反響路の特性を適応的に推定し、得られた
反響特性に基づき、前記反響信号に擬似した擬似反響信
号を作成する適応フイルタを有し、前記反響信号から前
記擬似反響信号を差し引くことにより前記反響信号を打
ち消すエコーキャンセラにおいて、 前記適応フイルタの前記受信信号の入力側に乗算器、加
算器で構成されるｎ次多項式関数回路（但し、ｎは自然
数）を設け、該関数回路を介して前記受信信号を前記適
応フイルタに入力することを特徴とするエコーキャンセ
ラ。1. A method for adaptively estimating characteristics of the echo path using a received signal and an echo signal passing through the echo path, and generating a pseudo echo signal simulating the echo signal based on the obtained echo characteristic. An echo canceller having an adaptive filter to be created and canceling the echo signal by subtracting the pseudo echo signal from the echo signal, wherein the adaptive filter includes a multiplier and an adder on the input side of the received signal. An echo canceller, comprising a degree polynomial function circuit (where n is a natural number), and inputting the received signal to the adaptive filter via the function circuit.
て、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の係数が逐
次設定可能であることを特徴とするエコーキャンセラ。2. The echo canceller according to claim 1, wherein coefficients of a polynomial in said n-th order polynomial function circuit can be sequentially set.
て、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の係数を、
前記反響信号から前記擬似反響信号を差し引いた残りの
誤差信号と前記受信信号とを用いて設定することを特徴
とするエコーキャンセラ。3. The echo canceller according to claim 2, wherein the coefficient of the polynomial in the n-th order polynomial function circuit is:
An echo canceller characterized in that the echo signal is set using an error signal obtained by subtracting the pseudo echo signal from the echo signal and the received signal.
て、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係数
を、前記反響信号から前記擬似反響信号を差し引いた残
りの誤差信号と、前記ｎ次多項式関数回路を介して前記
適応フイルタに入力される信号と、を用いて設定するこ
とを特徴とするエコーキャンセラ。4. The echo canceller according to claim 2, wherein a variable coefficient of a polynomial in said n-th order polynomial function circuit is an error signal obtained by subtracting said pseudo echo signal from said echo signal, and said n-th order polynomial function. An echo canceller, wherein the setting is made using a signal input to the adaptive filter via a circuit.
て、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係数
を、前記反響信号から前記擬似反響信号を差し引いた残
りの誤差信号と、前記適応フイルタの出力信号と、を用
いて設定することを特徴とするエコーキャンセラ。5. An echo canceller according to claim 2, wherein a variable coefficient of a polynomial in said n-th order polynomial function circuit is obtained by subtracting said pseudo echo signal from said echo signal, and an output of said adaptive filter. An echo canceller, which is set by using a signal.
する動作をマイクロプログラムによって実行する信号処
理プロセッサから成ることを特徴とするエコーキャンセ
ラ。6. An echo canceller comprising a signal processor executing the operation of the echo canceller according to claim 1 by a microprogram.
する電気・音響変換器と、該音響信号が或る伝播路（以
下、反響路という）を伝播し反響信号（エコー）として
戻ってくるのを受信して電気信号（以下、反響電気信号
という）に逆変換して出力する音響・電気変換器と、前
記電気的受信信号と反響電気信号とを入力され、それら
から前記反響路の特性を適応的に推定し、その結果から
前記反響電気信号に類似した擬似反響電気信号を作成し
て出力する適応フイルタと、該適応フイルタから出力さ
れた擬似反響電気信号を前記反響電気信号から差し引く
ことにより該反響電気信号を打ち消す（キャンセルす
る）減算回路と、から成るエコーキャンセラにおいて、 前記適応フイルタの前記電気的受信信号の入力路に、前
記電気・音響変換器における信号歪特性を模擬するため
の乗算器、加算器で構成されるｎ次多項式関数回路（但
し、ｎは自然数）を配置し、前記電気的受信信号を該ｎ
次多項式関数回路を介して歪ませてから適応フイルタに
入力することを特徴とするエコーキャンセラ。7. An electro-acoustic converter for converting an electric received signal into an acoustic signal and outputting the acoustic signal, and the acoustic signal propagates through a certain propagation path (hereinafter referred to as an echo path) and returns as an echo signal (echo). An acoustic-electrical converter which receives the incoming signal and converts it back to an electric signal (hereinafter referred to as a reverberant electric signal), and the electric received signal and the reverberant electric signal, and receives the echo signal from the reverberant path. Adaptive filter that adaptively estimates the characteristics of the echo signal, creates and outputs a pseudo-echo electric signal similar to the echo signal from the result, and outputs the pseudo echo signal output from the adaptive filter from the echo signal. A subtraction circuit for canceling the echo electric signal by subtracting the electric signal from the electric signal. An electric / acoustic converter is provided in an input path of the electric reception signal of the adaptive filter. , An n-th order polynomial function circuit (where n is a natural number) composed of a multiplier and an adder for simulating the signal distortion characteristic in
An echo canceller, characterized in that the signal is distorted via an order polynomial function circuit and then input to an adaptive filter.
て、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の係数が逐
次設定可能であることを特徴とするエコーキャンセラ。8. The echo canceller according to claim 7, wherein the coefficients of the polynomial in said n-th order polynomial function circuit can be sequentially set.
て、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の係数を、
前記反響電気信号から前記擬似電気反響信号を差し引い
た残りの誤差信号と前記受信信号とを用いて設定するこ
とを特徴とするエコーキャンセラ。9. The echo canceller according to claim 8, wherein a coefficient of a polynomial in said n-th order polynomial function circuit is:
An echo canceller, wherein the echo signal is set using an error signal obtained by subtracting the pseudo electric echo signal from the echo electric signal and the received signal.
いて、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係
数を、前記反響電気信号から前記擬似反響電気信号を差
し引いた残りの誤差信号と、前記ｎ次多項式関数回路を
介して前記適応フイルタに入力される信号と、を用いて
設定することを特徴とするエコーキャンセラ。10. The echo canceller according to claim 8, wherein a variable coefficient of a polynomial in the n-th order polynomial function circuit is obtained by subtracting the pseudo-echo electric signal from the reverberant electric signal and the n-th order error signal. An echo canceller, wherein the setting is made using a signal input to the adaptive filter via a polynomial function circuit.
いて、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の可変係
数を、前記反響電気信号から前記擬似反響電気信号を差
し引いた残りの誤差信号と、前記適応フイルタの出力信
号と、を用いて設定することを特徴とするエコーキャン
セラ。11. An echo canceller according to claim 8, wherein a variable coefficient of a polynomial in said n-th order polynomial function circuit is obtained by subtracting said pseudo-echo electric signal from said echo electric signal, and said adaptive filter. And an output signal of the echo canceller.
いて、電気的受信信号と、反響電気信号とは別の電気的
送信信号と、が同時に存在する場合、そのことを検出す
るダブルトーク検出手段を設け、該ダブルトーク検出手
段の出力で前記可変係数の設定動作を停止することを特
徴とするエコーキャンセラ。12. The echo canceller according to claim 9, wherein, when an electric reception signal and an electric transmission signal different from the reverberation electric signal are present simultaneously, a double talk detecting means for detecting the same is provided. An echo canceller, wherein an operation of setting the variable coefficient is stopped by an output of the double talk detecting means.
いて、電気的受信信号と、反響電気信号とは別の電気的
送信信号と、が同時に存在する場合、そのことを検出す
るダブルトーク検出手段を設け、該ダブルトーク検出手
段の出力で前記可変係数の設定動作を停止することを特
徴とするエコーキャンセラ。13. An echo canceller according to claim 10, wherein, when an electric reception signal and an electric transmission signal different from the reverberation electric signal are present at the same time, a double-talk detecting means for detecting the same is provided. An echo canceller, wherein an operation of setting the variable coefficient is stopped by an output of the double talk detecting means.
いて、電気的受信信号と、反響電気信号とは別の電気的
送信信号と、が同時に存在する場合、そのことを検出す
るダブルトーク検出手段を設け、該ダブルトーク検出手
段の出力で前記可変係数の設定動作を停止することを特
徴とするエコーキャンセラ。14. An echo canceller according to claim 11, wherein, when an electric reception signal and an electric transmission signal different from the reverberation electric signal are present at the same time, a double-talk detecting means for detecting the same is provided. An echo canceller, wherein an operation of setting the variable coefficient is stopped by an output of the double talk detecting means.
いて、前記ｎ次多項式関数回路における多項式の中の１
次係数（a1）を１に設定した後、逐次設定動作を開始す
ることを特徴とするエコーキャンセラ。15. The echo canceller according to claim 8, wherein one of the polynomials in the n-th order polynomial function circuit is included.
An echo canceller characterized by starting a sequential setting operation after setting a next coefficient (a1) to 1.
いて、前記電気的受信信号から前記擬似反響電気信号を
差し引いた残りの誤差信号が設定した或るしきい値以下
になった時点から、前記ｎ次多項式関数回路における多
項式の係数設定動作を開始することを特徴とするエコー
キャンセラ。16. The echo canceller according to claim 8, wherein when the remaining error signal obtained by subtracting said pseudo echo signal from said electrical reception signal becomes equal to or less than a predetermined threshold value, said n An echo canceller characterized by starting a polynomial coefficient setting operation in a degree polynomial function circuit.
んで構成されたことを特徴とする拡声電話機。17. A loudspeaker comprising the echo canceller according to claim 8. Description:
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP63145844A JP2581763B2 (en) | 1988-06-15 | 1988-06-15 | Echo canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63145844A JP2581763B2 (en) | 1988-06-15 | 1988-06-15 | Echo canceller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01314438A JPH01314438A (en) | 1989-12-19 |
| JP2581763B2 true JP2581763B2 (en) | 1997-02-12 |
Family
ID=15394409
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63145844A Expired - Fee Related JP2581763B2 (en) | 1988-06-15 | 1988-06-15 | Echo canceller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2581763B2 (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP5583181B2 (en) * | 2012-08-21 | 2014-09-03 | 日本電信電話株式会社 | Cascade connection type transmission system parameter estimation method, cascade connection type transmission system parameter estimation device, program |
| CN117896467B (en) * | 2024-03-14 | 2024-05-31 | 苏州大学 | Echo cancellation method and system for stereo telephone communication |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS62176338A (en) * | 1986-01-30 | 1987-08-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | Adaptive echo canceller |
| JPS62269451A (en) * | 1986-05-16 | 1987-11-21 | Nec Corp | Loudspeaker telephone set |
-
1988
- 1988-06-15 JP JP63145844A patent/JP2581763B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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|---|---|
| JPH01314438A (en) | 1989-12-19 |
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