JP2570523B2 - Current detection circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電流検出回路に関する
ものである。より詳細には、パワーＭＯＳＦＥＴを用い
た回路であって、出力電流が最大許容値を越えたことを
検出しＭＯＳＦＥＴを遮断する高精度の電流検出回路に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current detection circuit. More specifically, the present invention relates to a high-precision current detection circuit that uses a power MOSFET and detects that an output current exceeds a maximum allowable value and shuts off the MOSFET.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、パワーＭＯＳＦＥＴを用いた電源
用ＩＣやモータドライバー用の電流検出回路として、図
１に示すような回路があった。同図に示されるように、
電流検出回路１０は、モノリシックデバイス内に作った
２個の並列ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 、
Ｍ2 から成る。第１のトランジスタである検出用ＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電極は出力電流（負
荷電流）Ｉo を受ける出力端子Ｐo に接続され、ゲート
電極は入力信号端子Ｖg に接続され、ソース電極はモニ
ター抵抗Ｒm を介してアースに接続されている。第２の
トランジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ
2 は、トランジスタＭ1 と同様に、ドレイン電極が出力
端子Ｐo に接続され、ゲート電極が入力信号端子Ｖg に
接続されている。トランジスタＭ2 のソース電極はアー
スに直接に接続されている。このように出力電流Ｉo を
パワー部と検出部とに分割することによって、モニター
抵抗Ｒm を検出用として挿入使用できるようになってい
る。電流検出回路１０はまた、電圧比較器ＣＯＭＰを有
する。電圧比較器ＣＯＭＰの非反転入力端子は、第１の
トランジスタＭ1 のソース電極とモニター抵抗Ｒm との
間のノードから電圧Ｖm を入力する。電圧比較器ＣＯＭ
Ｐの反転入力端子は、負極がアースされた基準電圧源の
正極から基準電圧Ｖrfを入力する。2. Description of the Related Art Conventionally, there has been a circuit as shown in FIG. 1 as a power supply IC using a power MOSFET or a current detection circuit for a motor driver. As shown in the figure,
The current detection circuit 10 comprises two parallel n-channel MOSFET transistors M1, made in a monolithic device,
M2. MOS for detection which is the first transistor
The drain electrode of the FET transistor M1 is connected to the output terminal Po receiving the output current (load current) Io, the gate electrode is connected to the input signal terminal Vg, and the source electrode is connected to the ground via the monitor resistor Rm. Power MOSFET transistor M as a second transistor
2, the transistor M1 has a drain electrode connected to the output terminal Po and a gate electrode connected to the input signal terminal Vg, similarly to the transistor M1. The source electrode of transistor M2 is directly connected to ground. As described above, by dividing the output current Io into the power section and the detection section, the monitor resistor Rm can be inserted and used for detection. The current detection circuit 10 also has a voltage comparator COMP. The non-inverting input terminal of the voltage comparator COMP receives the voltage Vm from a node between the source electrode of the first transistor M1 and the monitor resistor Rm. Voltage comparator COM
The inverting input terminal of P inputs the reference voltage Vrf from the positive electrode of the reference voltage source whose negative electrode is grounded.
【０００３】以下に、電流検出回路１０の動作について
説明する。一般に、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流Ｉd
は、ＶdsがＶgsに比べて極めて小さい動作領域において
は、近似的に次式で表される。[0003] The operation of the current detection circuit 10 will be described below. Generally, MOSFET drain current Id
Is approximately expressed by the following equation in an operation region where Vds is extremely smaller than Vgs.
【０００４】Ｉd ＝Ｋ・Ｗ／Ｌ・（Ｖgs−Ｖth）Ｖds ここに、Ｋは比例定数、Ｗ／Ｌはチャネルの幅対長さ、
Ｖgsはゲートソース間電圧、Ｖthは閾値電圧、Ｖdsはド
レインソース間電圧である。Id = K.W / L. (Vgs-Vth) Vds where K is a proportionality constant, W / L is the width versus length of the channel,
Vgs is a gate-source voltage, Vth is a threshold voltage, and Vds is a drain-source voltage.
【０００５】モニター抵抗Ｒm の値が十分小さいと仮定
すると、トランジスタＭ1 がオンのときに流れる電流Ｉ
1 によるＲm の電圧降下分Ｖm （＝Ｉ1 ・Ｒm ）の値
が、トランジスタＭ1 のドレインソース間オン電圧Ｖds
に比べて無視できる。この条件が満たされていると、上
式において、両ＦＥＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 のＶdsど
うしおよびＶgsどうしをそれぞれ等しいとみなせる。両
トランジスタＭ1 、Ｍ2の閾値電圧Ｖthはほぼ等しいと
みなせるので、ＦＥＴトランジスタＭ2 のドレイン電流
Ｉ2 とＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電流Ｉ1 との
比Ｉ2 ／Ｉ1 が、Ｉ2 ／Ｉ1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1
／Ｌ1 ）＝ｎとなり、一定になる。したがってミラー比
ｎが分かっていれば、Ｉ1 の値を検出することにより、
Ｉ2 （＝ｎ・Ｉ1 ）の値、ゆえにＩo （＝（ｎ＋１）・
Ｉ1 ）を知ることができる。ｎの値としてたとえば1000
で良い。Assuming that the value of the monitor resistor Rm is sufficiently small, the current I flowing when the transistor M1 is on is
The value of the voltage drop Vm (= I1.Rm) of Rm due to 1 is the drain-source ON voltage Vds of the transistor M1.
Can be ignored compared to. If this condition is satisfied, Vds and Vgs of both FET transistors M1 and M2 can be regarded as equal in the above equation. Since the threshold voltages Vth of the two transistors M1 and M2 can be considered to be substantially equal, the ratio I2 / I1 of the drain current I2 of the FET transistor M2 and the drain current I1 of the FET transistor M1 becomes I2 / I1 = (W2 / L2) / ( W1
/ L1) = n, which is constant. Therefore, if the mirror ratio n is known, by detecting the value of I1,
The value of I2 (= n.I1) and therefore Io (= (n + 1).
I1). For example, 1000 as the value of n
Is good.
【０００６】Ｉo とＩ1 が比例関係にあるとみなせるこ
とから、Ｉ1 によるモニター抵抗Ｒm の電圧降下分Ｖm
を基準電圧Ｖrfと比較し（図２参照）、Ｖm が基準電圧
Ｖrfを越えたことを検出することによって、Ｉo が所定
値を越えたことを検出することができる。図１の電流検
出回路１０では、Ｖm が基準電圧Ｖrfを越えると、比較
器ＣＯＭＰが電流制限信号Ｃo を出力する（図２参
照）。電流制限信号Ｃo が出力されることにより、出力
電流Ｉo が所定の値を越えたことを検出することができ
る。電流制限信号Ｃo をたとえばゲート電圧Ｖg を制御
する電流制限回路（図示せず）内に入力することによっ
て、ゲート電圧Ｖg をゼロにし、ＭＯＳＦＥＴトランジ
スタＭ1 、Ｍ2を遮断することができる。Since Io and I1 can be regarded as being in a proportional relationship, the voltage drop Vm of the monitor resistor Rm due to I1 is Vm.
Is compared with the reference voltage Vrf (see FIG. 2), and by detecting that Vm has exceeded the reference voltage Vrf, it is possible to detect that Io has exceeded the predetermined value. In the current detection circuit 10 of FIG. 1, when Vm exceeds the reference voltage Vrf, the comparator COMP outputs a current limit signal Co (see FIG. 2). By outputting the current limit signal Co, it is possible to detect that the output current Io has exceeded a predetermined value. By inputting the current limiting signal Co into, for example, a current limiting circuit (not shown) for controlling the gate voltage Vg, the gate voltage Vg can be made zero and the MOSFET transistors M1 and M2 can be cut off.
【０００７】上記のように、モノリシックデバイス内で
オン抵抗が整合されたＭＯＳＦＥＴ間を流れる分割電流
は比較的良好な固有精度をもっているので、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ電流検出回路１０は、ある程度効率良くパワー
調整回路等の負荷電流の測定を可能にする。モニター抵
抗Ｒm が検出部トランジスタＭ1のオン抵抗の１０パー
セント以下であれば、Ｒm を無視することができ、検出
する電流Ｉ1 は、ほぼ出力電流／電流ミラー比、つまり
Ｉ2 ／ｎになる。As described above, since the divided current flowing between MOSFETs whose on-resistances are matched in a monolithic device has relatively good inherent accuracy, the power MO
The SFET current detection circuit 10 makes it possible to measure the load current of the power adjustment circuit and the like with some efficiency. If the monitor resistance Rm is less than 10% of the on-resistance of the detection unit transistor M1, then Rm can be neglected, and the current I1 to be detected becomes almost the output current / current mirror ratio, that is, I2 / n.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際に
は、検出損失を低く抑えるために検出部トランジスタＭ
1 のチャネル幅Ｗ1 をトランジスタＭ2 のＷ2 に比べて
小さく（Ｗ1 ＜＜Ｗ2 ）設計しなければならず、その場
合にトランジスタＭ1 のオン抵抗に比べてＲm を無視で
きる程度に小さくすると、検出用抵抗Ｒm で発生した検
出用電圧では通常、比較器等を含む電流制限回路をドラ
イブするには不十分となる。従って、Ｒmにはある程度
大きな値を使用せざるを得なくなり、Ｒm を無視できな
くなる。すると、検出（ミラー）側の合計抵抗がかなり
膨れ上がり、電流ミラー比が変わってしまうという問題
点がある。すなわち、Ｒm を無視できないと、トランジ
スタＭ1 とＭ2 とのドレインソース間電圧Ｖdsが互いに
等しくなくなってしまい、これにより電流ミラー比が狂
ってしまい検出精度が悪くなる。However, actually, in order to keep the detection loss low, the detection unit transistor M
1 must be designed to be smaller (W1 << W2) than W2 of the transistor M2. In this case, if Rm is made negligibly smaller than the on-resistance of the transistor M1, the detection resistance becomes smaller. The detection voltage generated at Rm is usually insufficient to drive a current limiting circuit including a comparator and the like. Therefore, a relatively large value must be used for Rm, and Rm cannot be ignored. Then, there is a problem that the total resistance on the detection (mirror) side is considerably increased and the current mirror ratio is changed. That is, if Rm cannot be neglected, the drain-source voltages Vds of the transistors M1 and M2 will not be equal to each other, which will degrade the current mirror ratio and deteriorate the detection accuracy.
【０００９】本発明は、上記のような問題点に鑑み、検
出精度の高い電流検出回路を提供することを目的として
いる。In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a current detection circuit with high detection accuracy.
【００１０】本発明の他の目的は、モニター回路におい
て出力電流を利用せずに、検出損失のない電流検出回路
を提供することである。It is another object of the present invention to provide a current detection circuit which does not use an output current in a monitor circuit and has no detection loss.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明における複数個のＦＥＴトランジスタを用い
た電流検出回路３０は： ドレイン電極が共に第１電源
Ｖddに接続され、ゲート電極が共に入力信号端子Ｖg に
接続された第１および第２トランジスタＭ1 、Ｍ2 と；
第１トランジスタＭ1 のソース電極と第２電源（アー
ス）との間に接続された定電流源Ｉrfと； 一方の入力
が第１トランジスタＭ1 のソース電極に接続され、他方
の入力が第２トランジスタＭ2 のソース電極および出力
端子に接続された電圧比較器ＣＯＭＰと； を備え、
第２トランジスタＭ2 のソース電極の電位と第１トラン
ジスタＭ1 のソース電極の電位とを比較することによっ
て出力端子を流れる出力電流Ｉo の所定値超過を検出す
ることを特徴とするものである。In order to achieve the above object, a current detecting circuit 30 using a plurality of FET transistors according to the present invention comprises: A drain electrode is connected to a first power supply Vdd, and a gate electrode is connected to both. First and second transistors M1, M2 connected to the input signal terminal Vg;
A constant current source Irf connected between the source electrode of the first transistor M1 and the second power supply (earth); one input is connected to the source electrode of the first transistor M1, and the other input is connected to the second transistor M2 A voltage comparator COMP connected to the source electrode and the output terminal of
It is characterized in that the potential of the source electrode of the second transistor M2 and the potential of the source electrode of the first transistor M1 are compared to detect a predetermined value exceeding the output current Io flowing through the output terminal.
【００１２】[0012]
【作用】上記のように構成した本発明の電流検出回路に
おいては、両トランジスタＭ1、Ｍ2 の両ソース電位Ｖ1
、Ｖ2 がちょうど等しい（Ｖ1 ＝Ｖ2 ）ときに、両ト
ランジスタのドレイン電流の比Ｉ2 ／Ｉ1 が、Ｉ2 ／Ｉ
1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1 ／Ｌ1 ）＝ｎ（ミラー比）
となるように動作する。定電流源ＩrfによりＩ1は所定
の値をとるため、出力電流Ｉo ＝Ｉ2 が最大許容電流値
Ｉmxを越えて流れると、Ｉ2 ＞Ｉ1 ・ｎとなる。すると
Ｖ2 が低下しＶ1 ＞Ｖ2 となり、それを検出した比較器
ＣＯＭＰが、電流制限信号Ｃo を出力する。In the current detecting circuit of the present invention configured as described above, both source potentials V1 of both transistors M1 and M2 are used.
, V2 are exactly equal (V1 = V2), the drain current ratio I2 / I1 of both transistors becomes I2 / I
1 = (W2 / L2) / (W1 / L1) = n (mirror ratio)
It works to become. Since I1 takes a predetermined value by the constant current source Irf, when the output current Io = I2 exceeds the maximum allowable current value Imx, I2> I11n. Then, V2 decreases and V1> V2, and the comparator COMP that detects this outputs the current limit signal Co.
【００１３】[0013]
【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図３は、本発明の一実施例である電流検出
回路の構成を示す。同図に示されるように、電流検出回
路３０は、モノリシックデバイス内に作った２個の並列
ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 から成
る。トランジスタＭ1 、Ｍ2 は、図５に示すような回路
構成によりｐチャネルを使用しても良く、他の形式のＭ
ＯＳＦＥＴであっても良い。第１のトランジスタである
検出用ＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ1 のドレイン電極は
電源電圧ラインＶddに接続され、ゲート電極は入力信号
端子Ｖg に接続され、ソース電極は定電流源Ｉrfを介し
て第２電源であるアースに接続されている。第２のトラ
ンジスタであるパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタＭ2
は、トランジスタＭ1 と同様に、ドレイン電極が電源電
圧ラインＶddに接続され、ゲート電極が入力信号端子Ｖ
g に接続されている。トランジスタＭ2 のソース電極は
出力電流（負荷電流）Ｉo を取り出す出力端子Ｐo に接
続されている。このように本発明においては、出力電流
Ｉo をパワー部と検出部とに分割していない。そのた
め、検出部が出力側に影響を及ぼさないようになってい
る。電流検出回路３０はまた、電圧比較器ＣＯＭＰを有
する。電圧比較器ＣＯＭＰの非反転入力端子は、第１の
トランジスタＭ1 のソース電極と定電流源Ｉrfとの間の
ノードから電圧Ｖ1 を入力する。電圧比較器ＣＯＭＰの
反転入力端子は、出力端子Ｐo から電圧Ｖ2 を入力す
る。電圧比較器ＣＯＭＰは、その反転入力値が非反転入
力値より小さくなると、電流制限出力信号Ｃo を出力す
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 3 shows a configuration of a current detection circuit according to one embodiment of the present invention. As shown in the figure, the current detection circuit 30 includes two parallel n-channel MOSFET transistors M1 and M2 formed in a monolithic device. The transistors M1 and M2 may use a p-channel according to the circuit configuration shown in FIG.
It may be an OSFET. The drain electrode of the detection MOSFET transistor M1, which is the first transistor, is connected to the power supply voltage line Vdd, the gate electrode is connected to the input signal terminal Vg, and the source electrode is connected via the constant current source Irf to the ground, which is the second power supply. It is connected to the. Power MOSFET transistor M2 as the second transistor
Has a drain electrode connected to the power supply voltage line Vdd and a gate electrode connected to the input signal terminal Vs, similarly to the transistor M1.
Connected to g. The source electrode of the transistor M2 is connected to an output terminal Po for extracting an output current (load current) Io. As described above, in the present invention, the output current Io is not divided into the power section and the detection section. For this reason, the detection section does not affect the output side. The current detection circuit 30 also has a voltage comparator COMP. The non-inverting input terminal of the voltage comparator COMP receives the voltage V1 from a node between the source electrode of the first transistor M1 and the constant current source Irf. The inverting input terminal of the voltage comparator COMP receives the voltage V2 from the output terminal Po. When the inverted input value becomes smaller than the non-inverted input value, the voltage comparator COMP outputs the current limit output signal Co.
【００１４】以下に、電流検出回路３０の動作について
説明する。動作の説明のために、両トランジスタＭ1 、
Ｍ2 の両ソース電位Ｖ1 、Ｖ2 を互いに等しい（Ｖ1 ＝
Ｖ2）ものと仮定する。このとき、電圧比較器ＣＯＭＰ
は電流制限信号Ｃo を出力しない。一般にＭＯＳＦＥＴ
のドレイン電流Ｉd は、ＶdsがＶgsに比べて極めて小さ
い動作領域においては、前掲と同様に次式で表される。The operation of the current detection circuit 30 will be described below. For explanation of the operation, both transistors M1,
The two source potentials V1 and V2 of M2 are equal to each other (V1 =
V2). At this time, the voltage comparator COMP
Does not output the current limit signal Co. Generally MOSFET
In an operation region where Vds is extremely smaller than Vgs, the drain current Id is expressed by the following equation in the same manner as described above.
【００１５】Ｉd ＝Ｋ・Ｗ／Ｌ・（Ｖgs−Ｖth）Ｖds 上記仮定（Ｖ1 ＝Ｖ2 ）により、両トランジスタＭ1 、
Ｍ2 のドレインソース間電圧Ｖdsどうしおよびゲートソ
ース間電圧Ｖgsどうしがそれぞれ等しい。両トランジス
タＭ1 、Ｍ2 の閾値電圧Ｖthはほぼ等しいとみなせるの
で、ＦＥＴトランジスタＭ2 のドレイン電流Ｉ2 とＦＥ
ＴトランジスタＭ1 のドレイン電流Ｉ1との比Ｉ2 ／Ｉ1
は、Ｉ2 ／Ｉ1 ＝（Ｗ2 ／Ｌ2 ）／（Ｗ1 ／Ｌ1 ）＝
ｎとなる。このようにミラー比ｎにしたがって動作して
いるものとすると、Ｉ1 の値を知ることにより、Ｉ2
（＝ｎ・Ｉ1 ）の値、ゆえにＩo （＝Ｉ2 ＝ｎ・Ｉ1 ）
を知ることができる。ｎの値としてたとえば1000で良
い。Id = K ・ W / L ・ (Vgs-Vth) Vds According to the above assumption (V1 = V2), both transistors M1,
The drain-source voltage Vds and the gate-source voltage Vgs of M2 are equal to each other. Since the threshold voltages Vth of both transistors M1 and M2 can be considered to be substantially equal, the drain current I2 of the FET transistor M2 and FE
Ratio I2 / I1 with drain current I1 of T transistor M1
Is I2 / I1 = (W2 / L2) / (W1 / L1) =
n. Assuming that the operation is performed in accordance with the mirror ratio n in this manner, knowing the value of
(= N ・ I1), hence Io (= I2 = n ・ I1)
You can know. For example, 1000 may be used as the value of n.
【００１６】このように両ソース電位Ｖ1 、Ｖ2 が等し
いときは、Ｉo とＩ1 の比例関係が成り立つている。と
ころが、実際には定電流源ＩrfによりＩ1 は所定の値を
とる。出力電流Ｉo 、すなわちＩ2 の最大許容電流値を
Ｉmxとし、定電流源Ｉrfの電流値をＩmx／ｎと設定して
おく。そうすることにより、Ｉ2 がＩmxを越えて流れた
とき、Ｉ1 はＩrf（＝Ｉmx／ｎ）のままであることか
ら、Ｉ2 ＞Ｉ1 ・ｎとなる。するとＩ2 ＝ｎ・Ｉ1 の比
例関係が崩れ、Ｖ2 が低下しＶ1 ＞Ｖ2 となる。それを
検出した比較器ＣＯＭＰが、電流制限信号Ｃo を出力す
る（図４参照）。したがって、電流制限信号Ｃo が出力
されたことによって、Ｉo がＩmxを越えたことを検出す
ることができる。電流制限信号Ｃo をたとえばゲート電
圧Ｖg を制御する電流制限回路（図示せず）に出力する
ことによって、ゲート電圧Ｖg をゼロにし、ＭＯＳＦＥ
ＴトランジスタＭ1 、Ｍ2 を遮断することができる。When the two source potentials V1 and V2 are equal, a proportional relationship between Io and I1 is established. However, actually, I1 takes a predetermined value by the constant current source Irf. The output current Io, that is, the maximum allowable current value of I2 is set to Imx, and the current value of the constant current source Irf is set to Imx / n. By doing so, when I2 flows past Imx, I1 remains Irf (= Imx / n), so that I2> I1n. Then, the proportional relationship of I2 = n.I1 breaks down, V2 decreases, and V1> V2. The comparator COMP detecting this outputs the current limit signal Co (see FIG. 4). Therefore, it can be detected that Io has exceeded Imx by outputting the current limit signal Co. By outputting the current limiting signal Co to, for example, a current limiting circuit (not shown) for controlling the gate voltage Vg, the gate voltage Vg is reduced to zero and the MOSFE
The T transistors M1 and M2 can be cut off.
【００１７】[0017]
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、従来技術で経験したようなモニター抵抗Ｒm によ
る検出誤差を回避することができ、高い精度でかつ効率
良く負荷電流の検出／制限を可能にするという効果が得
られる。また、モニター回路での検出用電流Ｉ1 は定電
流源Ｉrfから供給されており、出力電流Ｉo の一部を利
用するわけではないので、Ｉo に影響を与えず、効率・
精度が良く、さらに適当な安定化回路の設計も容易であ
り回路の使用条件による影響も受けにくいなど、多大の
効果がある。Since the present invention is configured as described above, it is possible to avoid a detection error due to the monitor resistor Rm as experienced in the prior art, and to detect and limit the load current with high accuracy and efficiency. Is obtained. Further, the detection current I1 in the monitor circuit is supplied from the constant current source Irf, and does not use a part of the output current Io.
There are many effects such as high accuracy, easy design of a suitable stabilizing circuit, and less influence from the use conditions of the circuit.
【図１】従来の電流検出回路を示す。FIG. 1 shows a conventional current detection circuit.
【図２】図１の回路の動作を説明するグラフである。FIG. 2 is a graph illustrating the operation of the circuit of FIG.
【図３】本発明の一実施例にしたがった電流検出回路を
示す。FIG. 3 shows a current detection circuit according to one embodiment of the present invention.
【図４】図３の回路の動作を説明するグラフである。FIG. 4 is a graph illustrating the operation of the circuit of FIG. 3;
【図５】本発明の他の実施例にしたがった電流検出回路
を示す。FIG. 5 shows a current detection circuit according to another embodiment of the present invention.
３０ 電流検出回路 Ｖdd 電源電圧 Ｖg 入力信号電圧 Ｍ1 第１トランジスタ Ｍ2 第２トランジスタ Ｉrf 定電流源 Ｐo 出力端子 ＣＯＭＰ 電圧比較器 Ｉo 出力電流 30 Current detection circuit Vdd Power supply voltage Vg Input signal voltage M1 First transistor M2 Second transistor Irf Constant current source Po Output terminal COMP Voltage comparator Io Output current
Claims (1)
流検出回路において： ドレイン電極が共に第１電源に接続され、ゲート電極が
共に入力信号端子に接続された第１および第２トランジ
スタと； 前記第１トランジスタのソース電極と第２電源との間に
接続された定電流源と； 一方の入力が前記第１トランジスタのソース電極に接続
され、他方の入力が前記第２トランジスタのソース電極
および出力端子に接続された電圧比較器と； を備え、 前記第２トランジスタのソース電極の電位と前記第１ト
ランジスタのソース電極の電位とを比較することによっ
て前記出力端子を流れる出力電流の所定値超過を安定的
に検出することを特徴とする電流検出回路。1. A current detection circuit using a plurality of FET transistors, wherein: a first transistor and a second transistor both having a drain electrode connected to a first power supply and a gate electrode both connected to an input signal terminal; A constant current source connected between the source electrode of one transistor and a second power supply; one input connected to the source electrode of the first transistor, and the other input connected to the source electrode and the output terminal of the second transistor A voltage comparator connected to the output terminal; comparing the potential of the source electrode of the second transistor with the potential of the source electrode of the first transistor to stabilize the output current flowing through the output terminal from exceeding a predetermined value. Target
Current detection circuit and detecting the.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3235706A JP2570523B2 (en) | 1991-08-23 | 1991-08-23 | Current detection circuit |
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| JP3235706A JP2570523B2 (en) | 1991-08-23 | 1991-08-23 | Current detection circuit |
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|---|---|
| JPH0552880A JPH0552880A (en) | 1993-03-02 |
| JP2570523B2 true JP2570523B2 (en) | 1997-01-08 |
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ID=16990025
Family Applications (1)
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| JP3235706A Expired - Lifetime JP2570523B2 (en) | 1991-08-23 | 1991-08-23 | Current detection circuit |
Country Status (1)
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