JP2545663B2 - Tilt beam antenna - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、セルラ移動通信方式に
おいて隣接ゾーンの基地局間での干渉低減のため適用さ
れるチルトビーム空中線に関し、更に詳しくは、主放射
ビームを水平面方向よりも下方にチルトせしめるチルト
ビーム空中線に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a tilt beam antenna used for reducing interference between base stations in adjacent zones in a cellular mobile communication system, and more specifically, a main radiation beam is directed downward below a horizontal plane direction. A tilt beam antenna for tilting.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の主ビームを下方にチルトした空中
線としては、移動通信におけるチルトビーム空中線（奈
良、恵比根、中嶋：「自動車電話用オムニゾーン基地局
アンテナ」信学技報ＡＰ８５−２３，ｐｐ．３９−４
５，１９８５年６月）がある。2. Description of the Related Art As a conventional antenna in which a main beam is tilted downward, a tilted beam antenna in mobile communication (Nara, Ebine, Nakajima: "Omnizone base station antenna for car telephone", Technical Report AP85-23, pp .39-4
5, June 1985).
【０００３】図７はプリント基板上に形成した複数の半
波長ダイポールアンテナ素子を垂直配列したチルトビー
ム空中線の構成を示す概略図である。図中、１は半波長
ダイポールアンテナ素子、２は給電線、３は給電回路
部、４はレドームである。最も上部に配置されたアンテ
ナ素子への給電線の等価電気長を基準として、それより
下部のアンテナ素子に対する給電線の電気長を一定長Δ
Ｌずつ長くするような給電構造とすることにより、各ア
ンテナ素子の給電位相は最も上部に配置されたアンテナ
素子の給電位相を基準として（ｎ−１）・ｋ・ΔＬ（ｒ
ａｄ）ずつ遅れる。但し、ｎは整数で最上部のアンテナ
素子を含み上からｎ番目のアンテナ素子に対応する。ま
たｋは波数で２π／λ（λは波長）である。その結果、
各アンテナ素子より放射された電波が同位相となる放射
方向は図８に示すようにθ＝ｓｉｎ-1（ΔＬ／Ｓ）（ｒ
ａｄ）だけ下向きにチルトされる。但し、Ｓはアンテナ
素子間隔である。FIG. 7 is a schematic view showing the structure of a tilt beam antenna in which a plurality of half-wavelength dipole antenna elements formed on a printed circuit board are vertically arranged. In the figure, 1 is a half-wave dipole antenna element, 2 is a feeder line, 3 is a feeder circuit section, and 4 is a radome. Based on the equivalent electrical length of the feeder line to the antenna element arranged at the top, the electrical length of the feeder line to the antenna elements below that is a fixed length Δ
By making the feeding structure such that each antenna element is lengthened by L, the feeding phase of each antenna element is (n−1) · k · ΔL (r
ad) Delay by each. However, n is an integer and includes the uppermost antenna element and corresponds to the nth antenna element from the top. Further, k is a wave number of 2π / λ (λ is a wavelength). as a result,
As shown in FIG. 8, the radiation direction in which the radio waves radiated from each antenna element have the same phase is θ = sin −1 (ΔL / S) (r
It is tilted downward only by (ad). However, S is an antenna element space | interval.
【０００４】図７のように、アンテナ素子の後部に給電
回路部３を配置して各アンテナ素子への位相を制御する
構成では、給電回路部３における給電線の太さを変える
などの操作により各アンテナ素子への給電電流の振幅を
も制御できるため、例えばアレイ状に並べた各アンテナ
素子に与える電流振幅分布をチェビシェフ分布とするこ
と等により、サイドローブ放射を抑制したチルトビーム
空中線を実現できる等の利点をもつ。As shown in FIG. 7, in the configuration in which the power feeding circuit section 3 is arranged at the rear of the antenna element to control the phase to each antenna element, the thickness of the power feeding line in the power feeding circuit section 3 may be changed. Since the amplitude of the feeding current to each antenna element can also be controlled, a tilt beam antenna with suppressed sidelobe radiation can be realized, for example, by making the Chebyshev distribution the current amplitude distribution given to each antenna element arranged in an array. With advantages such as.
【０００５】図９はアンテナ素子１の間隔を約０．５波
長とした５素子アレイ構造において励振振幅をチェビシ
ェフ分布とした場合の垂直面内指向性であり、上方への
サイドローブ放射が抑圧された特性が実現されている。
しかしながら、図７のような構成のチルトビーム空中線
をレドームの収めて実現した場合、アンテナ素子部分の
みならず給電回路部分をも収納する大きさのレドームが
必要となるため、空中線は平たい構造となり、風圧荷重
が大きくなるという欠点があった。FIG. 9 shows the vertical in-plane directivity when the excitation amplitude has a Chebyshev distribution in a five-element array structure in which the spacing between the antenna elements 1 is about 0.5 wavelength, and upward sidelobe radiation is suppressed. The characteristics are realized.
However, when the tilt beam antenna having the configuration as shown in FIG. 7 is realized by accommodating the radome, a radome having a size that accommodates not only the antenna element portion but also the feeding circuit portion is required, and thus the antenna has a flat structure. There is a drawback that the wind pressure load becomes large.
【０００６】例えば、２ＧＨｚ帯において５素子のアレ
イ構造をもつチルト空中線を製作する場合、レドームの
寸法は奥行き１５cm、幅１〜２cm、高さ約６０cmの寸法
となる。このような平たい構造の空中線では風圧荷重が
大きく、空中線を設置する場合において相当の強度を有
する空中線保持機構が必要となり、設置工事費が高くな
るという経済的な欠点があった。For example, when manufacturing a tilt antenna having an array structure of 5 elements in the 2 GHz band, the radome has dimensions of 15 cm in depth, 1 to 2 cm in width, and 60 cm in height. Such an antenna with a flat structure has a large wind pressure load, and when installing the antenna, an antenna holding mechanism having a considerable strength is required, and there is an economical disadvantage that the installation work cost is high.
【０００７】風圧荷重を多少なりとも軽減する方法とし
て、レドーム形状を円筒形にすることが考えられるが、
上記空中線の場合には直径１５cmの円筒形レドームが必
要となり、空中線の大きさが実質的に増大するので、空
中線保持機構はそれほど簡易なものとはならず、設置工
事費が高くなるという経済的な欠点は解消されなかっ
た。As a method for reducing the wind pressure load to some extent, it is conceivable to make the radome shape cylindrical.
In the case of the above antenna, a cylindrical radome with a diameter of 15 cm is required, and the size of the antenna is substantially increased. Therefore, the antenna holding mechanism is not so simple and the installation cost is high. Such shortcomings were not eliminated.
【０００８】また、空中線寸法を小さくしてチルトビー
ム空中線を構成する手段として、図１０に示す同軸型直
列コリニアアンテナが考えられる。図中、５は半波長ダ
イポールアンテナ素子、６は同軸給電線、７は同軸給電
線に設けられた環状スロット、８はレドームである。通
常この種の空中線では、テフロンを誘電体とするセミリ
ジッドケーブルを同軸給電線として使用し、その同軸給
電線の波長短縮率は７０％である。従って、半波長ダイ
ポールアンテナ素子５の間隔を０．７波長とするとき、
各アンテナ素子への給電位相が同位相となって最大放射
方向がアンテナ列に垂直な方向となり、所謂水平面内全
方向性のコリニアアンテナとなる。A coaxial series collinear antenna shown in FIG. 10 can be considered as a means for constructing a tilt beam antenna by reducing the antenna dimension. In the figure, 5 is a half-wavelength dipole antenna element, 6 is a coaxial feed line, 7 is an annular slot provided in the coaxial feed line, and 8 is a radome. Usually, in this type of antenna, a semi-rigid cable using Teflon as a dielectric is used as a coaxial feeder, and the wavelength shortening rate of the coaxial feeder is 70%. Therefore, when the spacing between the half-wavelength dipole antenna elements 5 is 0.7 wavelength,
The feeding phase to each antenna element becomes the same phase, and the maximum radiation direction becomes a direction perpendicular to the antenna array, so that a so-called horizontal omnidirectional collinear antenna is formed.
【０００９】指向性を下方にチルトさせるには、各アン
テナ素子５への給電位相を更に一定位相ずつ遅らせれば
よく、そのためにはアンテナ素子５の間隔を０．７波長
以上として周期的に配置すればよい。２ＧＨｚ帯におい
て、アンテナ素子５の間隔Ｓを０．８４波長として５素
子配列した本構造のチルトビーム空中線の構造寸法は、
レドームの外形寸法において直径約１cm、高さ約６５cm
となり、図７の構造に比して大幅にアンテナをスリム化
することができる。In order to tilt the directivity downward, the feeding phase to each antenna element 5 may be further delayed by a constant phase. For that purpose, the antenna elements 5 are periodically arranged with a spacing of 0.7 wavelength or more. do it. In the 2 GHz band, the structural dimension of the tilt beam antenna of this structure in which five elements are arranged with the spacing S of the antenna elements 5 set to 0.84 wavelength is
The outer dimensions of the radome are approximately 1 cm in diameter and 65 cm in height.
Therefore, the antenna can be made significantly slimmer than the structure shown in FIG.
【００１０】この構造での垂直面内指向性は図１１に示
すものとなる。セルラ移動通信方式における基地局間干
渉を低減するためには、水平方向への放射を極力低くす
ることが必要なため、水平方向に放射ヌル点を形成する
ようにアンテナ素子間隔を設定している。このとき、主
ビームは下方約１４度方向にチルトされているが、仰角
約６０度方向に比較的大きなグレーティングローブを生
じている。不要な方向への放射が強いということは主ビ
ームの利得低下の大きな要因となるため、良好な指向性
が得られないという欠点があった。グレーティングロー
ブが生じる理由は以下のように説明することができる。The vertical in-plane directivity in this structure is as shown in FIG. In order to reduce the interference between the base stations in the cellular mobile communication system, it is necessary to minimize the radiation in the horizontal direction, so the antenna element spacing is set to form the radiation null point in the horizontal direction. . At this time, the main beam is tilted in the direction of about 14 degrees downward, but a relatively large grating lobe is generated in the direction of elevation angle of about 60 degrees. The strong radiation in the unnecessary direction is a major factor in the reduction of the gain of the main beam, so that there is a drawback that good directivity cannot be obtained. The reason why the grating lobe occurs can be explained as follows.
【００１１】図１２（ａ）に示す座標系を考える。図１
２（ａ）において、Ｘ軸方向は水平方向であり、Ｚ軸方
向は垂直方向に対応する。アンテナ素子２４はＺ軸上に
（垂直方向に）間隔Ｓで並べられているものとし、各ア
ンテナ素子にはチルト角度がθt となるような位相差給
電がなされているものとする。また、説明を簡単にする
ため、アンテナ素子２４はＥθ成分偏波のみを放射する
等方性アンテナとする。このとき、アンテナの指向性は
次式のように表される。Consider the coordinate system shown in FIG. FIG.
In FIG. 2 (a), the X-axis direction corresponds to the horizontal direction and the Z-axis direction corresponds to the vertical direction. It is assumed that the antenna elements 24 are arranged at intervals S on the Z axis (in the vertical direction), and that each antenna element is fed with a phase difference so that the tilt angle is θt. In order to simplify the description, the antenna element 24 is an isotropic antenna that radiates only the E θ component polarized wave. At this time, the directivity of the antenna is expressed by the following equation.
【００１２】[0012]
【数１】 ただし、λは波長であり、Ｎはアンテナ素子数である。
上式より明らかなように、各アンテナ素子の放射電波の
位相が同位相となる放射方向は、次式を満足する方向で
ある。[Equation 1] However, (lambda) is a wavelength and N is the number of antenna elements.
As is clear from the above equation, the radiation directions in which the phases of the radiated radio waves of the respective antenna elements are the same are the directions that satisfy the following equation.
【００１３】[0013]
【数２】 即ち、次式の条件を満たす方向に強い放射ビームが形成
される。[Equation 2] That is, a strong radiation beam is formed in the direction that satisfies the following condition.
【００１４】[0014]
【数３】 このうち、ｃｏｓθ＝−ｓｉｎθt はチルトビームであ
る主ビーム方向を示すものであり、他の２方向がグレー
ティングローブの方向に対応する。チルト角度θt は０
°≦θt ≦９０°の範囲にあるから、アンテナ間隔Ｓが
１λより小さい場合のこれらビームの方向角は図１２
（ｂ）に示す角度となる。即ち、ｃｏｓθ＝−ｓｉｎθ
t −λ／Ｓを満たす解は無く、ｃｏｓθ＝−ｓｉｎθt
を満たす方向２５に主ビームが生じ、ｃｏｓθ＝−ｓｉ
ｎθt ＋λ／Ｓを満たす方向２６にグレーティングロー
ブが生じるのである。アンテナ間隔Ｓを０．８４波長と
してチルト角を１７度とすると、θ＝２６．１°とな
り、水平方向から仰角約６４°の方向にグレーティング
ローブが生じることになる。図１１の指向性はアンテナ
素子が半波長ダイポールであることを考慮すると、ほぼ
上記の方向にグレーティングローブのある指向性となっ
ているといえる。このグレーティングローブを生じない
ようにするためには、 −ｓｉｎθt ＋λ／Ｓ＞１ （４） を満たすアンテナ間隔とすればよい。即ちアンテナ間隔
Ｓを１／（１＋ｓｉｎθt ）よりも小さくすることが必
要であるといえる。(Equation 3) Of these, cos θ = −sin θt indicates the main beam direction of the tilt beam, and the other two directions correspond to the grating lobe direction. Tilt angle θt is 0
Since the angle is in the range of ≤ θt ≤ 90 °, the directional angles of these beams when the antenna spacing S is smaller than 1λ are shown in FIG.
The angle is shown in (b). That is, cos θ = −sin θ
There is no solution that satisfies t −λ / S, and cos θ = −sin θt
The main beam is generated in the direction 25 that satisfies the condition, cos θ = −si
A grating lobe occurs in the direction 26 that satisfies nθt + λ / S. When the antenna interval S is 0.84 wavelength and the tilt angle is 17 degrees, θ = 26.1 °, and a grating lobe occurs in the direction of elevation angle of about 64 ° from the horizontal direction. Considering that the antenna element is a half-wave dipole, it can be said that the directivity in FIG. 11 has a directivity with a grating lobe in the above direction. In order to prevent this grating lobe from occurring, the antenna spacing may be set to satisfy −sin θt + λ / S> 1 (4). That is, it can be said that it is necessary to make the antenna interval S smaller than 1 / (1 + sin θt).
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のチルト
ビーム空中線では、アンテナ素子部分のみならず、給電
回路部分をも収納する大きさのレドームを必要とするた
め、空中線は平たい構造となり、風圧荷重が大きくなる
という問題がある。The conventional tilt beam antenna described above requires a radome large enough to accommodate not only the antenna element portion but also the feeding circuit portion. Therefore, the antenna has a flat structure, and a wind pressure load is applied. There is a problem that becomes large.
【００１６】また、このような風圧荷重が大きい空中線
を設置する場合には、かなりの強度を有する空中線支持
構造が必要となり、設置工事が高くなるという問題もあ
る。Further, in the case of installing such an antenna having a large wind pressure load, an antenna supporting structure having a considerable strength is required, which causes a problem that the installation work becomes expensive.
【００１７】更に、不要な方向である仰角約６０度方向
に比較的大きなグレーティンググローブが生じるため、
主ビームの利得低下の大きな要因となり、良好な指向性
が得られないという問題がある。Further, since a relatively large grating glove is generated in the direction of elevation angle of about 60 degrees which is an unnecessary direction,
This is a major factor in the decrease in the gain of the main beam, and there is the problem that good directivity cannot be obtained.
【００１８】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、外形寸法を小さくし、風圧荷
重が小さく、経済的でかつ放射指向性の良好なチルトビ
ーム空中線を提供することにある。The present invention has been made in view of the above,
It is an object of the present invention to provide a tilt beam antenna which has a small outer dimension, a small wind pressure load, is economical, and has good radiation directivity.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のチルトビーム空中線は、誘電体を挟み、同
心円状に配設された一対の円筒導体と、前記一対の円筒
導体のうちの外側の円筒導体に０．７波長未満の間隔で
周期的に設けられた複数の環状スロットと、該複数の環
状スロットの周りにそれぞれ各スロットを挟んで対称に
配設され、円筒形スカートにより形成される複数の半波
長ダイポールアンテナ素子と、前記一対の円筒導体のう
ちの内側の円筒導体の内部を貫通するように設けられ、
前記一対の円筒導体の内側および外側の円筒導体にそれ
ぞれ電気的に接続される外導体および内導体を有する同
軸給電線とを有することを要旨とする。In order to achieve the above object, a tilt beam antenna of the present invention comprises a pair of concentric cylindrical conductors sandwiching a dielectric, and a pair of concentric circular conductors. A plurality of annular slots periodically provided on the outer cylindrical conductor at intervals of less than 0.7 wavelength, and symmetrically arranged around each of the plurality of annular slots with each slot sandwiched therebetween, and formed by a cylindrical skirt A plurality of half-wavelength dipole antenna elements, which are provided so as to penetrate the inside of the inner cylindrical conductor of the pair of cylindrical conductors,
The gist of the present invention is to have a coaxial feeder having an outer conductor and an inner conductor electrically connected to the inner and outer cylindrical conductors of the pair of cylindrical conductors, respectively.
【００２０】[0020]
【作用】本発明のチルトビーム空中線では、アンテナ子
間隔を０．５波長の間隔に近づける構造とするととも
に、外側の円筒導体に０．７波長未満となる間隔で周期
的に環状スロットを設けて、ビームチルトに必要な位相
差給電を実現し、ビームチルトのための給電回路を不要
としている。In the tilt beam antenna of the present invention, the antenna element spacing is made close to the spacing of 0.5 wavelength, and the outer cylindrical conductor is provided with annular slots periodically at a spacing of less than 0.7 wavelength. , The phase difference feeding required for beam tilt is realized, and the feeding circuit for beam tilt is unnecessary.
【００２１】[0021]
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００２２】図１は本発明の第一の実施例を説明する図
であって、アンテナ素子を５段配列した場合の実施例を
示している。図１（ａ）は断面図を、図１（ｂ）は空中
線上部の外観図（斜視図）を、図１（ｃ）はスロット部
の構造の拡大図を示している。８はレドーム、９は外側
の円筒導体、１０は内側の円筒導体、１１は円筒導体
９，１０間に充填された誘電体、１２は外側の円筒導体
に設けられた環状スロット、１３は各環状スロット１２
のまわりに取付けた対称的なスカートにより形成された
半波長ダイポールアンテナ素子、１４は内側の円筒導体
１０の内部を貫通する同軸給電線である。FIG. 1 is a diagram for explaining a first embodiment of the present invention, showing an embodiment in which antenna elements are arranged in five stages. 1A is a sectional view, FIG. 1B is an external view (perspective view) of the upper part of the antenna, and FIG. 1C is an enlarged view of the structure of the slot portion. 8 is a radome, 9 is an outer cylindrical conductor, 10 is an inner cylindrical conductor, 11 is a dielectric filled between the cylindrical conductors 9 and 12, 12 is an annular slot provided in the outer cylindrical conductor, and 13 is each annular Slot 12
A half-wave dipole antenna element formed by a symmetrical skirt mounted around, 14 is a coaxial feed line penetrating the inside of the inner cylindrical conductor 10.
【００２３】同軸給電線１４には市販のセミリジッドケ
ーブル（特性インピーダンス５０Ω）等を用いればよ
い。また、誘電体１１には損失の少ないテフロン系誘電
体等を使用すればよく、円筒導体９及び１０の間隔を調
整することにより円筒導体９，１０で形成される伝送路
の特性インピーダンスは同軸給電線１４の特性インピー
ダンス（セミリジッドケーブルの場合は５０Ω）に調整
される。このときこの円筒導体９，１０で形成される伝
送路の波長短縮率は誘電体１１の誘電率によって決ま
り、セミリジッドケーブルの場合と同様にテフロン系誘
電体等を使用すれば、その波長短縮率は７０％となる。A commercially available semi-rigid cable (characteristic impedance of 50Ω) or the like may be used for the coaxial power supply line 14. Further, a Teflon-based dielectric material having a small loss may be used as the dielectric material 11, and the characteristic impedance of the transmission line formed by the cylindrical conductors 9 and 10 is adjusted by the coaxial feed by adjusting the distance between the cylindrical conductors 9 and 10. The characteristic impedance of the electric wire 14 (50Ω in the case of a semi-rigid cable) is adjusted. At this time, the wavelength reduction rate of the transmission line formed by the cylindrical conductors 9 and 10 is determined by the permittivity of the dielectric 11, and if a Teflon-based dielectric or the like is used as in the case of the semi-rigid cable, the wavelength reduction rate is reduced. 70%.
【００２４】また、同軸給電線１４の外導体は内側の円
筒導体１０に電気的に接続され、同軸給電線１４の外導
体を流れてきた電流は内側の円筒導体１０に流れるよう
になる。また同軸給電線１４の内導体は外側の円筒導体
９に電気的に接続され、同軸給電線１４の内導体を流れ
てきた電流は外側の円筒導体９に流れるようになる。こ
のような構成になっているため、環状スロット１２はこ
れら電流によって励起され、各環状スロット１２のまわ
りに取付けた対称的なスカートにより形成された半波長
ダイポールアンテナ素子１３が励振される。The outer conductor of the coaxial feed line 14 is electrically connected to the inner cylindrical conductor 10, and the current flowing through the outer conductor of the coaxial feed line 14 flows into the inner cylindrical conductor 10. Further, the inner conductor of the coaxial feeder 14 is electrically connected to the outer cylindrical conductor 9, and the current flowing through the inner conductor of the coaxial feeder 14 flows to the outer cylindrical conductor 9. Due to such a configuration, the annular slots 12 are excited by these currents, and the half-wave dipole antenna element 13 formed by the symmetrical skirt mounted around each annular slot 12 is excited.
【００２５】更に、環状スロット１２の間隔Ｓが０．７
波長未満となる構成となっているため、図中最上部のア
ンテナ素子の給電位相を基準としてそれより下方のアン
テナ素子の給電位相はΔφ＝（ｎ−１）・ｋ・（０．７
λ−Ｓ）／０．７ずつ遅れる。但し、ｎ＝１は図中最上
部のアンテナ素子の場合を示す。従って、各アンテナ素
子１３から放射される電波の等位相面は図２に示すよう
に θt ＝ｓｉｎ-1（（０．７λ−Ｓ）／０．７Ｓ） （ｒａｄ） （５） だけ下方にチルトする。図２において、１５は半波長ダ
イポールアンテナ素子１３に励起される電流分布を表
し、１６は放射された電波の等位相面を表す。但し、図
２では説明のため一方向のみに対する等位相面を示して
いる。Further, the spacing S between the annular slots 12 is 0.7.
Since the configuration is less than the wavelength, the feeding phase of the antenna element below it is Δφ = (n−1) · k · (0.7
It is delayed by λ-S) /0.7. However, n = 1 indicates the case of the uppermost antenna element in the figure. Therefore, the equiphase surface of the radio wave radiated from each antenna element 13 is tilted downward by θt = sin −1 ((0.7λ−S) /0.7S) (rad) (5) as shown in FIG. To do. In FIG. 2, reference numeral 15 represents a current distribution excited by the half-wavelength dipole antenna element 13, and 16 represents an equiphase surface of the radiated radio wave. However, FIG. 2 shows the equiphase surface for only one direction for the sake of explanation.
【００２６】図３はアンテナ素子を５段配列し、そのア
ンテナ間隔を０．５６波長とした場合の本発明空中線の
指向性を示したものであるが、グレーティングローブの
無い良好な放射特性が達成されている。グレーティング
ローブを生じない最大チルト角を式（４）から評価する
と、アンテナ間隔が０．５６波長の場合は５１．７°と
なるから、図３に示されるように２０°程度のビームチ
ルトをかけて水平方向に放射ヌル点を形成するようにし
てもグレーティングローブを生じることがないのであ
る。また、この場合の空中線寸法は直径約１cm、高さ約
４９cmとなり、図７の従来の構成例での空中線に比して
大幅なスリム化及び小型化が達成される。FIG. 3 shows the directivity of the antenna of the present invention when the antenna elements are arranged in five stages and the antenna spacing is set to 0.56 wavelength. A good radiation characteristic without a grating lobe is achieved. Has been done. When the maximum tilt angle that does not cause the grating lobe is evaluated from the equation (4), it is 51.7 ° when the antenna interval is 0.56 wavelength. Therefore, as shown in FIG. 3, a beam tilt of about 20 ° is applied. Even if a radiation null point is formed in the horizontal direction, no grating lobe is generated. Further, in this case, the antenna has a diameter of about 1 cm and a height of about 49 cm, so that the antenna can be significantly slimmer and smaller than the antenna of the conventional configuration example shown in FIG.
【００２７】図４は本発明の第二の実施例を説明する図
であって、第一の実施例と同様にアンテナ素子を５段直
列配置した場合の実施例を示している。図４（ａ）は断
面図を、図４（ｂ）は空中線上部の斜視図を示してい
る。８はレドーム、９は外側の円筒導体、１２は外側の
円筒導体に設けられた環状スロット、１３は各環状スロ
ット１２のまわりに取付けた対称的なスカートにより形
成された半波長ダイポールアンテナ素子、１４は同軸給
電線、１７は円筒導体９と同軸給電線１４の外導体との
間に充填された誘電体であり、同軸給電線１４の外導体
を第一の実施例における内側の円筒導体として利用する
構成となっている。FIG. 4 is a diagram for explaining the second embodiment of the present invention, and shows an embodiment in which five antenna elements are arranged in series as in the first embodiment. FIG. 4 (a) is a sectional view and FIG. 4 (b) is a perspective view of the upper part of the antenna. 8 is a radome, 9 is an outer cylindrical conductor, 12 is an annular slot provided in the outer cylindrical conductor, 13 is a half-wave dipole antenna element formed by a symmetrical skirt mounted around each annular slot 12, 14 Is a coaxial feeder, 17 is a dielectric filled between the cylindrical conductor 9 and the outer conductor of the coaxial feeder 14, and the outer conductor of the coaxial feeder 14 is used as the inner cylindrical conductor in the first embodiment. It is configured to do.
【００２８】この同軸給電線１４には市販のセミリジッ
ドケーブル（特性インピーダンス５０Ω）を用いてもよ
い。また、誘電体１７には損失の少ないテフロン系誘電
体等を使用すればよく、円筒導体９と同軸給電線１４の
外導体との間隔を調整することにより円筒導体９と同軸
給電線１４の外導体とで形成される伝送路の特性インピ
ーダンスは５０Ωに調整される。このときこの伝送路の
波長短縮率はセミリジッドケーブルの場合と同様に７０
％となる。同軸給電線１４の内導体は外側の円筒導体９
に電気的に接続され、同軸給電線１４の内導体を流れて
きた電流は外側の円筒導体９に流れるようになる。また
同軸給電線１４の外導体の内側を流れてきた電流は同軸
給電線の上端部で同軸給電線１４の外導体の外側を流れ
るようになる。A commercially available semi-rigid cable (characteristic impedance: 50Ω) may be used for the coaxial power supply line 14. Further, it is sufficient to use a Teflon-based dielectric or the like having a small loss as the dielectric 17, and by adjusting the distance between the cylindrical conductor 9 and the outer conductor of the coaxial feed line 14, the outside of the cylindrical conductor 9 and the coaxial feed line 14 can be adjusted. The characteristic impedance of the transmission line formed by the conductor is adjusted to 50Ω. At this time, the wavelength shortening rate of this transmission line is 70 as in the case of the semi-rigid cable.
%. The inner conductor of the coaxial feeder 14 is the outer cylindrical conductor 9
The electric current that is electrically connected to the coaxial feed line 14 flows through the inner conductor of the coaxial feed line 14 to the outer cylindrical conductor 9. Further, the current flowing inside the outer conductor of the coaxial feeder 14 will flow outside the outer conductor of the coaxial feeder 14 at the upper end of the coaxial feeder 14.
【００２９】このような構成となっているから、環状ス
ロット１２はこれら電流によって励起され、各環状スロ
ット１２のまわりに取付けた対称的なスカートにより形
成された半波長ダイポールアンテナ素子１３が励振され
る。更に環状スロット１２の間隔Ｓが０．７波長未満と
なる構成となっているため、図中最上部のアンテナ素子
の給電位相を基準としてそれより下方のアンテナ素子の
給電位相は第一の実施例で説明した位相Δφずつ進む。
従って、各アンテナ素子１３から放射される電波の同位
相面は、第一の実施例と同一の角度θだけ下方にチルト
する。即ち、アンテナ素子を５段配列し、そのアンテナ
間隔（環状スロット１１の間隔Ｓ）を０．５６波長とし
た場合の本発明空中線の指向性は第一の実施例と同一の
ものとなり、グレーティングローブの無い良好な放射特
性が達成される。また、空中線の直径は第一の実施例の
場合よりも多少小さくなり、よりスリムな空中線が実現
できる。Due to such a constitution, the annular slots 12 are excited by these currents, and the half-wave dipole antenna element 13 formed by the symmetrical skirt mounted around each annular slot 12 is excited. . Further, since the interval S between the annular slots 12 is less than 0.7 wavelength, the feeding phase of the antenna element below the feeding phase of the uppermost antenna element in the figure is used as a reference, The phase Δφ described in 1 is advanced.
Therefore, the in-phase plane of the radio wave radiated from each antenna element 13 tilts downward by the same angle θ as in the first embodiment. That is, the directivity of the antenna of the present invention is the same as that of the first embodiment when the antenna elements are arranged in five stages and the antenna spacing (the spacing S between the annular slots 11) is set to 0.56 wavelength. Good radiation characteristics are achieved. Further, the diameter of the antenna is slightly smaller than that of the first embodiment, and a slimmer antenna can be realized.
【００３０】図５は本発明の第三の実施例を説明する図
であって、第一及び第二の実施例において、同軸給電線
１４の特性インピーダンスと、外側の円筒導体９とその
内側の円筒導体とにより形成される伝送線路の特性イン
ピーダンスとの間のインピーダンス整合を達成する構成
例を示したものである。図中、１８は導体片であり、図
６に示すような形状を有するものである。この導体片１
８は、同軸給電線と円筒導体との電気的接続部分に非接
触状態で近接配置される構造になっているため、導体片
１８の形状及び給電点との空間的距離を変えることによ
って給電点に生じるリアクタンス成分を可変することが
でき、同軸給電線１４の特性インピーダンスと外側の円
筒導体９とその内側の円筒導体とにより形成される伝送
線路の特性インピーダンスとの良好な整合を達成できる
ものである。FIG. 5 is a diagram for explaining the third embodiment of the present invention. In the first and second embodiments, the characteristic impedance of the coaxial feed line 14, the outer cylindrical conductor 9 and the inner cylindrical conductor 9 are shown. It is an example of a configuration for achieving impedance matching with a characteristic impedance of a transmission line formed by a cylindrical conductor. In the figure, 18 is a conductor piece having a shape as shown in FIG. This conductor piece 1
8 has a structure in which the coaxial feed line and the cylindrical conductor are arranged in proximity to each other in an electrically connected portion in a non-contact state. It is possible to vary the reactance component generated in the above, and to achieve good matching between the characteristic impedance of the coaxial feeder 14 and the characteristic impedance of the transmission line formed by the outer cylindrical conductor 9 and the inner cylindrical conductor. is there.
【００３１】前記導体片１８は、図６に示すように、円
形状導体片１８ａ、穴あき導体片１８ｂ、リング状導体
片１８ｃ、冠状導体片１８ｄ、穴あき冠状導体片１８ｅ
等のように種々のものがある。As shown in FIG. 6, the conductor piece 18 includes a circular conductor piece 18a, a perforated conductor piece 18b, a ring-shaped conductor piece 18c, a coronal conductor piece 18d, and a perforated coronal conductor piece 18e.
There are various types such as.
【００３２】[0032]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
チルトビーム空中線は構造的に円筒状の空中線を提供す
るものであるから最も風圧荷重を小さくする構造を有し
ており、しかも外側の円筒導体に設けた環状スロットを
０．７波長未満の間隔で周期的に配置することによりビ
ームチルトに必要となる環状スロットへの位相差給電構
造を実現しているため、従来の給電回路を必要とするチ
ルトビーム空中線に比して直径で１／１５の小型・スリ
ム化が達成されるので、風圧荷重を大幅に軽減でき、従
って空中線支持機構の大幅な簡易化によるシステムコス
トの経済化が達成できるという大きな効果をもつもので
ある。しかも、放射指向性において不要なグレーティン
グローブをもたない良好なチルトビーム特性を同時に実
現できるため、空中線に供給される送信電力を有効に使
用することができると共に、セルラー移動通信システム
等に適用した場合のゾーン間の電波干渉を軽減できると
いう効果を合わせもつものであり、極めて重要かつ有効
なものである。As described above, according to the present invention,
Since the tilt beam antenna provides a cylindrical antenna structurally, it has a structure that minimizes the wind pressure load, and the annular slots provided on the outer cylindrical conductor are spaced at intervals of less than 0.7 wavelength. By arranging periodically, the phase difference feeding structure to the annular slot required for beam tilt is realized, so the diameter is 1/15 smaller than the tilt beam antenna that requires the conventional feeding circuit. -Since slimness is achieved, the wind pressure load can be greatly reduced, and therefore the system cost can be economically improved by greatly simplifying the antenna support mechanism. Moreover, since it is possible to simultaneously realize a good tilt beam characteristic without unnecessary grating lobes in radiation directivity, it is possible to effectively use the transmission power supplied to the antenna, and it is applied to a cellular mobile communication system or the like. In this case, it also has the effect of reducing radio wave interference between zones, which is extremely important and effective.
【図１】本発明の第一の実施例に係わるチルトビーム空
中線の構造を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a structure of a tilt beam antenna according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す第一の実施例のチルトビーム空中線
の放射電波の等位相面を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an equiphase surface of a radiated radio wave of a tilt beam antenna of the first embodiment shown in FIG.
【図３】図１に示す第一の実施例による垂直面内指向性
を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing vertical in-plane directivity according to the first embodiment shown in FIG.
【図４】本発明の第二の実施例に係わるチルトビーム空
中線の構造を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a structure of a tilt beam antenna according to a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第三の実施例に係わるチルトビーム空
中線の構造を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a structure of a tilt beam antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第四の実施例に係わるチルトビーム空
中線の構造を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a structure of a tilt beam antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
【図７】従来のプリント基板上に形成されたチルトビー
ム空中線を示す図である。FIG. 7 is a view showing a tilt beam antenna formed on a conventional printed circuit board.
【図８】図７に示す従来のチルトビーム空中線の放射電
波の等位相面を示す図である。8 is a diagram showing an equiphase surface of a radiated radio wave of the conventional tilt beam antenna shown in FIG.
【図９】図７に示す従来のチルトビーム空中線の垂直面
内指向性例を示す図である。9 is a diagram showing an example of vertical in-plane directivity of the conventional tilt beam antenna shown in FIG.
【図１０】従来の同軸型直列コリニアアンテナによるチ
ルトビーム空中線を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a tilt beam antenna using a conventional coaxial series collinear antenna.
【図１１】図１０に示すチルトビーム空中線により実現
される垂直面内のチルトビーム指向性例を示す図であ
る。11 is a diagram showing an example of tilt beam directivity in a vertical plane realized by the tilt beam antenna shown in FIG.
【図１２】チルトビーム空中線におけるグレーティング
ローブの発生機構を説明するための図である。FIG. 12 is a diagram for explaining a mechanism of grating lobe generation in a tilt beam antenna.
８ レドーム ９ 外側の円筒導体 １０ 内側の円筒導体 １１ 誘電体 １２ 環状スロット １３ 半波長ダイポールアンテナ素子 １４ 同軸給電線 8 radome 9 outer cylindrical conductor 10 inner cylindrical conductor 11 dielectric 12 annular slot 13 half-wave dipole antenna element 14 coaxial feed line
Claims (3)
対の円筒導体と、前記一対の円筒導体のうちの外側の円
筒導体に０．７波長未満の間隔で周期的に設けられた複
数の環状スロットと、該複数の環状スロットの周りにそ
れぞれ各スロットを挟んで対称に配設され、円筒形スカ
ートにより形成される複数の半波長ダイポールアンテナ
素子と、前記一対の円筒導体のうちの内側の円筒導体の
内部を貫通するように設けられ、前記一対の円筒導体の
内側および外側の円筒導体にそれぞれ電気的に接続され
る外導体および内導体を有する同軸給電線とを有するこ
とを特徴とするチルトビーム空中線。1. A pair of concentric cylindrical conductors sandwiching a dielectric, and an outer cylindrical conductor of the pair of cylindrical conductors are periodically provided at intervals of less than 0.7 wavelength. A plurality of annular slots, a plurality of half-wavelength dipole antenna elements, which are symmetrically arranged around each of the plurality of annular slots and sandwich each slot, and are formed by a cylindrical skirt; and a pair of the cylindrical conductors. A coaxial feeder having an outer conductor and an inner conductor which are provided so as to penetrate through the inner cylindrical conductor and are electrically connected to the inner and outer cylindrical conductors of the pair of cylindrical conductors, respectively. And tilt beam antenna.
導体は前記同軸給電線の外導体を兼用していることを特
徴とする請求項１記載のチルトビーム空中線。2. The tilt beam antenna according to claim 1, wherein an inner cylindrical conductor of the pair of cylindrical conductors also serves as an outer conductor of the coaxial feed line.
的接続部に非接触状態で近接配設された導体を有するこ
とを特徴とする請求項１または２記載のチルトビーム空
中線。3. The tilt beam antenna according to claim 1, further comprising a conductor that is disposed in proximity to the electrical connection between the coaxial feeder and the cylindrical conductor in a non-contact state.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3322621A JP2545663B2 (en) | 1991-12-06 | 1991-12-06 | Tilt beam antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3322621A JP2545663B2 (en) | 1991-12-06 | 1991-12-06 | Tilt beam antenna |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05160630A JPH05160630A (en) | 1993-06-25 |
| JP2545663B2 true JP2545663B2 (en) | 1996-10-23 |
Family
ID=18145762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3322621A Expired - Fee Related JP2545663B2 (en) | 1991-12-06 | 1991-12-06 | Tilt beam antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2545663B2 (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6177911B1 (en) * | 1996-02-20 | 2001-01-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mobile radio antenna |
| JP2005167705A (en) * | 2003-12-03 | 2005-06-23 | Harada Ind Co Ltd | Horizontal polarization omnidirectional array antenna |
| JP4205758B2 (en) | 2005-12-21 | 2009-01-07 | パナソニック株式会社 | Directional variable antenna |
| AU2011202962B2 (en) * | 2010-06-22 | 2015-02-19 | Rf Industries Pty Ltd | Low-tilt collinear array antenna |
-
1991
- 1991-12-06 JP JP3322621A patent/JP2545663B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05160630A (en) | 1993-06-25 |
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