JP2540931B2 - PSK signal demodulation method - Google Patents
PSK signal demodulation methodInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は、PSK変調信号の同期検波復調方法に関す
る。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a synchronous detection demodulation method for PSK modulated signals.
(従来の技術) PSK変調信号の復調方法としては、同期検波方式と遅
延検波方式とに大別される。このうち、同期検波方式は
遅延検波方式に比べ、多少復調器の構成が複雑になる
が、優れた復調ビット誤り率特性を持つ。従って、PSK
変調信号の復調方法としては同期検波方式が近年、広く
用いられている。(Prior Art) Demodulation methods of PSK modulated signals are roughly classified into a synchronous detection method and a differential detection method. Among them, the synchronous detection method has a more complex demodulator configuration than the differential detection method, but has an excellent demodulation bit error rate characteristic. Therefore, PSK
As a demodulation method of a modulation signal, a synchronous detection method has been widely used in recent years.
同期検波方式は、受信側において受信信号搬送波に位
相同期した参照搬送波を再生する必要があるが、搬送波
再生方法としては、これまでに逓倍・分周方法、PLL(P
hase Locked Loop)方法などが提案されている。In the synchronous detection method, it is necessary for the receiving side to regenerate the reference carrier that is phase-synchronized with the received signal carrier, but as the carrier regenerating method, the multiplication / division method, PLL (P
hase Locked Loop) method has been proposed.
(発明が解決しようとする課題) 従来のこれらの搬送波再生方法によると、回線の状態
が悪い場合に、例えば受信信号が弱い場合、即ち受信信
号の搬送波電力対雑音電力比(C/N)が低い場合に受信
信号の搬送波と再生搬送波との位相同期確立までに長い
時間がかかり、また、受信周波数やC/Nの変動などによ
って同期が外れ易く、一度同期が外れた場合、再び同期
を確立するまでに長い時間を要するという問題があっ
た。(Problems to be solved by the invention) According to these conventional carrier recovery methods, when the line condition is poor, for example, when the received signal is weak, that is, the carrier power to noise power ratio (C / N) of the received signal is When it is low, it takes a long time to establish phase synchronization between the received signal carrier and the regenerated carrier, and it is easy to lose synchronization due to fluctuations in the receiving frequency and C / N. There was a problem that it took a long time to do.
以上述べたように、これまでのPSK信号の同期検波方
式では搬送波再生が可能である受信信号のC/Nや、定常
的な受信信号の周波数偏差の大きさ、又は周波数変動の
大きさに限界があり、回線状態の悪い場合には搬送波再
生を精度よく行うことができず、PSK信号を用いた通信
方法の適用も限られるという問題があった。As described above, in the conventional PSK signal synchronous detection method, carrier recovery is possible, but the C / N of the received signal, the frequency deviation of the steady received signal, or the magnitude of the frequency fluctuation is limited. However, there is a problem that the carrier wave cannot be accurately reproduced when the line condition is poor, and the application of the communication method using the PSK signal is limited.
本発明は、上述した従来技術の欠点を解決するために
なされたもので、受信信号のC/Nが非常に低く、受信信
号に大きな周波数伝偏差が存在する場合にも精度よく復
調することが出来るPSK信号復調方法を提供することを
目的とする。The present invention has been made to solve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and it is possible to accurately demodulate even when the C / N of the received signal is very low and the received signal has a large frequency deviation. It is an object to provide a PSK signal demodulation method that can be performed.
(課題を解決するための手段) 本発明の特徴は、位相変調されているPSK受信信号を
準同期検波した後、所定の周期でサンプリングしてディ
ジタル値に変換されたPSK信号をディジタル信号処理に
より復調するPSK信号復調方法において、前記ディジタ
ル化されているPSK信号を分岐して分岐されたPSK信号の
一方をFFTにより時間領域の受信信号から周波数領域の
信号に変換してその電力スペクトルを求め、該得られた
電力スペクトルより受信信号の搬送波周波数を推定し、
該推定された搬送波周波数を用いて前記分岐された他方
の時間領域のPSK信号の周波数を補正した後、前記推定
された搬送波周波数を中心に持つ帯域通過フィルタによ
り伝送路上で相加された雑音成分を軽減した後分岐した
一方をクロック再生を行うと共に、該分岐された他方の
信号変換成分を除去して無変調信号とした後、入力の周
波数変動に適応した逐次処理を行うスライディングDFT
手法により周波数領域に変換し、該周波数領域に変換さ
れた無変調信号を用いて前記雑音成分を軽減されてクロ
ック再生された受信信号の周波数偏差偏差及び位相を補
正した後、PSK信号の復調を行うことにある。(Means for Solving the Problems) A feature of the present invention is that after phase-modulated PSK reception signals are quasi-coherently detected, sampling is performed at a predetermined cycle to convert PSK signals converted into digital values by digital signal processing. In the PSK signal demodulation method for demodulating, one of the branched PSK signals by branching the digitized PSK signal is converted into a frequency domain signal from a time domain received signal by an FFT to obtain its power spectrum, Estimating the carrier frequency of the received signal from the obtained power spectrum,
After correcting the frequency of the PSK signal in the other branched time domain using the estimated carrier frequency, a noise component added on the transmission line by a bandpass filter having the estimated carrier frequency at the center After performing the clock regeneration of one of the branched ones, the signal conversion component of the other branched one is removed to form an unmodulated signal, and a sliding DFT that performs a sequential process adapted to the input frequency fluctuation.
Converted to the frequency domain by the method, after correcting the frequency deviation deviation and phase of the received signal clock-regenerated by reducing the noise component using the unmodulated signal converted to the frequency domain, demodulation of the PSK signal There is something to do.
(発明の原理) 本発明は、PSK信号を受信側で一度、受信信号の持つ
搬送波周波数に近い周波数を持つ参照搬送波で準同期検
波を行い、準同期検波によって得られた、受信信号と参
照信号の搬送周波数を差を持ったPSK変調信号を、A/D変
換によってディジタルデータとする。ディジタル値とさ
れた時間領域の受信信号は、FFT手法によりその電力ス
ペクトルが求められ、受信PSK信号の搬送波周波数が周
波数領域で推定される。時間領域の受信信号は、推定さ
れた周波数を中心周波数に持つ帯域通過フィルタによっ
て、又は推定した周波数にて補正し、低域通過フィルタ
によって雑音を低減される。雑音低減された時間領域の
受信信号は変調成分を除去するために、例えばM逓倍さ
れて無変調信号にされる。ここで、MとはPSK信号の相
数を表し、例えば、2相PSK(BPSK)信号の場合はM=
2となる。時間領域の無変調信号は次にスライディング
DFT手法(以下「S−DFT」と称す)によって電力スペク
トルが求められ、搬送波周波数及び位相が推定される。
そして、これら推定された周波数と位相値を用いて、時
間領域の準同期検波信号を補正すればPSK信号の同期検
波がされたことになる。(Principle of the Invention) The present invention is to perform quasi-coherent detection of a PSK signal on the receiving side once with a reference carrier having a frequency close to the carrier frequency of the received signal, and obtain the received signal and reference signal by quasi-synchronous detection A PSK modulated signal with a difference in carrier frequency is converted into digital data by A / D conversion. The power spectrum of the received signal in the time domain, which is a digital value, is obtained by the FFT method, and the carrier frequency of the received PSK signal is estimated in the frequency domain. The received signal in the time domain is noise-reduced by a band-pass filter having the estimated frequency as the center frequency or by correcting the estimated signal at the estimated frequency and a low-pass filter. The noise-reduced received signal in the time domain is, for example, multiplied by M to become a non-modulated signal in order to remove a modulation component. Here, M represents the number of phases of the PSK signal, and for example, in the case of a two-phase PSK (BPSK) signal, M =
It becomes 2. The time domain unmodulated signal then slides
The power spectrum is obtained by the DFT method (hereinafter referred to as “S-DFT”), and the carrier frequency and phase are estimated.
Then, if the quasi-coherent detection signal in the time domain is corrected using these estimated frequency and phase values, it means that the PSK signal is coherently detected.
ここでS−DFT手法とは、通常のDFT、又はFFT手法の
ようにあるNポイントからなる入力からブロック毎に一
括して周波数領域の信号に変換するものではなく、例え
ば文献(L.R.Rabiner他“Theory and Application of D
igital Signal Processing",Prentice−Hall 1975)に
記載されているように、入力の各時間領域のサンプル値
に対してDFT操作を逐次行うものである。一般に、DFT又
はFFT手法においては、入力の観測時間を長くとればと
るほど、精度の高い周波数スペクトルが得られるが、ポ
イント数が増えるので演算時間も長くなってしまう。そ
れに対し、S−DFT手法を用いれば、遅延無しに周波数
領域への変換が高精度で可能である。Here, the S-DFT method does not collectively convert an input consisting of a certain N points into a signal in the frequency domain block by block as in a normal DFT or FFT method, but is described in, for example, the literature (LR Rabiner et al., “Theory and Application of D
igital Signal Processing ", Prentice-Hall 1975), the DFT operation is sequentially performed on the sample values in each time domain of the input. Generally, in the DFT or FFT method, the input is observed. The longer the time, the more accurate the frequency spectrum can be obtained, but the more points, the longer the calculation time.On the other hand, if the S-DFT method is used, conversion to the frequency domain without delay is performed. Is possible with high accuracy.
従って、本発明では、時間領域の無変調信号を用いて
S−DFT手法により周波数領域で搬送波再生を行うこと
によって、低い受信C/Nでしかも、周波数偏差の大きい
場合でも精度のよいPSK信号の復調を可能としたもので
ある。Therefore, in the present invention, by performing carrier recovery in the frequency domain by the S-DFT method using a non-modulated signal in the time domain, it is possible to obtain an accurate PSK signal with low reception C / N and even when the frequency deviation is large. This enables demodulation.
(実施例) 以下図面を用いて本発明を詳細に説明する。(Example) The present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
第1図は、本発明によるPSK信号復調方法を用いた復
調装置のブロック図である。なお、以下では、入力PSK
変調信号がM相PSK信号であるとする。FIG. 1 is a block diagram of a demodulation device using the PSK signal demodulation method according to the present invention. In the following, input PSK
It is assumed that the modulation signal is an M-phase PSK signal.
同図において、100は受信PSK信号の入力端子、1は帯
域通過フィルタ(以下「BPF」と称す)、2、2′は乗
算器、3はπ/2移相器、4は固定周波数発振器、5、
5′は低域通過フィルタ(以下「LPF」と称す)、6はA
/D(アナログ/ディジタル)変換器、7は本発明の特徴
部分であるディジタル信号処理型復調器、111は復調デ
ータ出力端子、101〜110はそれぞれの信号を示してい
る。In the figure, 100 is an input terminal of the received PSK signal, 1 is a band pass filter (hereinafter referred to as "BPF"), 2'is a multiplier, 3 is a π / 2 phase shifter, 4 is a fixed frequency oscillator, 5,
5'is a low-pass filter (hereinafter referred to as "LPF"), 6 is A
/ D (analog / digital) converter, 7 is a digital signal processing type demodulator which is a characteristic part of the present invention, 111 is a demodulated data output terminal, and 101 to 110 are respective signals.
第6図は本発明によるPSK信号復調方法の流れを概略
的に説明するフローチャートであり、以下この図をも合
わせ用いて本実施例について説明する。FIG. 6 is a flow chart for schematically explaining the flow of the PSK signal demodulation method according to the present invention, and the present embodiment will be described below also using this figure.
入力端子100には、次式で表されるM相PSK信号が入力
される。The M-phase PSK signal represented by the following equation is input to the input terminal 100.
式(1)では、伝送路上で相加されている雑音は考慮
されていない。Aは振幅レベルを示し、ωc′は搬送波
角周波数、θ0は初期位相を示し、θkはk番目の情報
ビットに応じた情報位相であり、例えば、2相PSK(M
=2)では0又はπ、4相PSK(M=4)では0、π/
2、π、又は3π/2をとる。ここで式(1)で表される
受信信号の搬送波の角周波数ωc′は、送信搬送波の安
定度、及び回線中で使用される周波数変換器、固定発振
器などの安定度により送信側における搬送波周波数ωc
とは異なった値を持つ。即ち、受信側では(ωc′−ω
c)の周波数偏差を持つことになる。従って、帯域通過
フィルタ1は、伝送路で発生しうる周波数偏差の最大値
を考慮してその帯域幅を決定されなければならない。帯
域通過フィルタ1で帯域外の信号と雑音が除去された信
号は、固定発振器4から得られる参照搬送波により準同
期検波される(第6図のStep1)。 In equation (1), noise added on the transmission path is not considered. A indicates the amplitude level, ω c ′ indicates the carrier angular frequency, θ 0 indicates the initial phase, and θ k is the information phase corresponding to the kth information bit. For example, two-phase PSK (M
= 2), 0 or π, and 4-phase PSK (M = 4), 0, π /
Takes 2, π, or 3π / 2. Here, the angular frequency ω c ′ of the carrier wave of the received signal expressed by the equation (1) is determined by the stability of the transmission carrier wave and the stability of the frequency converter, fixed oscillator, etc. used in the line. Frequency ω c
Has a different value than. That is, on the receiving side (ω c ′ −ω
It will have a frequency deviation of c ). Therefore, the bandwidth of the bandpass filter 1 must be determined in consideration of the maximum value of the frequency deviation that can occur in the transmission line. The out-of-band signal and the signal from which noise has been removed by the band-pass filter 1 are quasi-coherently detected by the reference carrier obtained from the fixed oscillator 4 (Step 1 in FIG. 6).
固定発振器4で発生される参照搬送波104(Rc)、及
びπ/2移相器3から出力される参照搬送波103(Rs)は
次のように表される。The reference carrier wave 104 (R c ) generated by the fixed oscillator 4 and the reference carrier wave 103 (R s ) output from the π / 2 phase shifter 3 are expressed as follows.
式(2),(3)でωc″、θ1は、固定発振器4の
持つ角周波数、初期位相値をそれぞれ示す。ここで、ω
c″は送信された角周波数ωcに近い値を持ち、以下の
説明ではωc=ωc″と仮定する。 In equations (2) and (3), ω c ″ and θ 1 respectively indicate the angular frequency and the initial phase value of the fixed oscillator 4. Here, ω
c ″ has a value close to the transmitted angular frequency ω c , and in the following description it is assumed that ω c = ω c ″.
式(1)の受信信号101、102には、式(2)、(3)
で示される参照搬送波103、104が乗積されて、次式のよ
うな信号105、106が得られる。The received signals 101 and 102 of the equation (1) have the following equations (2) and (3).
The reference carriers 103 and 104 indicated by are multiplied to obtain signals 105 and 106 as in the following equation.
e1(t)=Sk(t)・Rc(t) =Acos{(ωc′−ωc)t+θk+(θ0−θ1)}+Acos
{(ωc′+ωc)t+ θk+θo+θ1} ・・・(4) e2(t)=Sk(t)・Rs(t) =−Asin{(ωc′−ωc)t+θk+(θ0−θ1)}+Asin{(ω
c′+ωc)t+ θk+θo+θ1} ・・・(5) 式(4)、(5)で示される信号は、それぞれ低域フ
ィルタ(LPF)5、5′によって高調波成分が除去され
て、次式のような信号107、108となる。 e 1 (t) = S k (t) · R c (t) = Acos {(ω c '-ω c) t + θ k + (θ 0 -θ 1)} + Acos
{(Ω c ′ + ω c ) t + θ k + θ o + θ 1 } ... (4) e 2 (t) = S k (t) · R s (t) = −Asin {(ω c ′ −ω c ) T + θ k + (θ 0 −θ 1 )} + Asin {(ω
c ′ + ω c ) t + θ k + θ o + θ 1 } (5) The signals represented by the equations (4) and (5) have their harmonic components removed by low-pass filters (LPFs) 5 and 5 ′, respectively. As a result, the signals 107 and 108 are expressed by the following equations.
e1′(t)=Acos(Δωt+θk+Δθ)・・・(6) e2′(t)=−Asin(Δωt+θk+Δθ) ・・・
(7) ここで、Δω、Δθは、それぞれ、受信信号と参照搬
送波との周波数偏差量(ωc′−ωc)、受信信号と参
照搬送波との位相差(θ0−θ1)を示す。e 1 ′ (t) = Acos (Δωt + θ k + Δθ) (6) e 2 ′ (t) = − A sin (Δωt + θ k + Δθ)
(7) Here, Δω and Δθ represent the frequency deviation amount (ω c ′ −ω c ) between the received signal and the reference carrier and the phase difference (θ 0 −θ 1 ) between the received signal and the reference carrier, respectively. .
式(6)、(7)で示される信号はA/D変換器6によ
り次式のようなディジタル信号109、110となる(第6図
のStep2)。The signals represented by the equations (6) and (7) are converted into digital signals 109 and 110 by the A / D converter 6 as in the following equations (Step 2 in FIG. 6).
xi=e1′(ti) =Acos(Δωti+θk+Δθ) ・・・(8) yi=e2′(ti) =−Asin(Δωti+θk+Δθ) ・・・(9) 但し、tiはi番目のサンプル時刻を表す。x i = e 1 ′ (t i ) = A cos (Δωt i + θ k + Δθ) (8) y i = e 2 ′ (t i ) = − A sin (Δωt i + θ k + Δθ) (9) ) However, t i represents the i-th sample time.
これらディジタルデータとされた信号は逐次、本発明
の特徴部分であるディジタル信号処理型復調回路7に入
力される。These digital data signals are sequentially input to the digital signal processing demodulation circuit 7, which is a characteristic part of the present invention.
これらの信号は帯域通過フィルタ(BPF)1を通過し
た信号で、受信信号の周波数偏差が大きいことを想定し
た場合には、上記のようにBPF1の帯域幅を広く取らねば
ならない。この場合、これら信号xi,yiにはBPF1の帯域
幅に相当する雑音を含むことになり、受信周波数偏差が
大きければ大きいほどBPF1出力信号のC/Nは悪くなって
しまい、搬送波再生が困難になってしまう。従って、本
発明ではこのような回線状態の悪い場合の受信信号を復
調するため、ディジタル信号処理を用いて周波数領域に
変換された信号についての処理を行い、雑音レベルの軽
減を図る手法を用いている。These signals are signals that have passed through the band pass filter (BPF) 1, and assuming that the frequency deviation of the received signal is large, the bandwidth of BPF1 must be wide as described above. In this case, these signals x i , y i will include noise corresponding to the bandwidth of BPF1, and the larger the reception frequency deviation, the worse the C / N of the BPF1 output signal, and the carrier recovery. It will be difficult. Therefore, in the present invention, in order to demodulate the received signal in such a bad channel condition, the signal converted into the frequency domain using digital signal processing is processed to reduce the noise level. There is.
第2図は、本発明によるディジタル信号処理型復調回
路7の具体的なブロック図である。第2図に109、110で
示している入力端子には、式(8)、(9)で表される
信号xi,yiが入力される。これらの信号はFFT回路8によ
って周波数領域の信号に変換される(第6図のStep
3)。FFT回路8の出力としては、周波数領域の実数値、
虚数値振幅スペクトルが得られる。FIG. 2 is a concrete block diagram of the digital signal processing type demodulation circuit 7 according to the present invention. Signals x i and y i represented by equations (8) and (9) are input to the input terminals indicated by 109 and 110 in FIG. These signals are converted into frequency domain signals by the FFT circuit 8 (Step in FIG. 6).
3). The output of the FFT circuit 8 is a real value in the frequency domain,
An imaginary value amplitude spectrum is obtained.
周波数推定器9では、これら振幅スペクトルより入力
信号の電力スペクトルを求めた後、周波数の推定を行う
(第6図のStep4)。周波数領域では、白色雑音成分は
一定の電力レベルを持つのに対し、変調信号成分はその
信号が存在する帯域内においてのみ大きな電力レベルを
持つ。従って、周波数に相関を持つ変調信号と無関係な
雑音成分とは、周波数領域では低い受信C/Nにも関わら
ず容易に識別することができる。このようにしてFFT手
法を用いて回線状態の悪い場合でも受信信号の中心周波
数を比較的正確に推定することができる。The frequency estimator 9 estimates the frequency after obtaining the power spectrum of the input signal from these amplitude spectra (Step 4 in FIG. 6). In the frequency domain, the white noise component has a constant power level, whereas the modulated signal component has a large power level only in the band in which the signal exists. Therefore, a noise component irrelevant to the modulation signal having a frequency correlation can be easily identified in the frequency domain despite the low received C / N. In this way, the center frequency of the received signal can be estimated relatively accurately using the FFT method even when the line condition is poor.
入力信号xi,yiは、乗算器10、10′において、周波数
推定器9で推定された周波数によって時間領域で周波数
補正され、これにより中心周波数が0の信号とされる。
このようにほぼベースバンドとされた信号は、変調帯域
幅と同程度の通過帯域幅を持ったLPF11によって雑音成
分を除去される(第6図のStep5)。以上の操作によっ
て受信信号のC/Nは、LPF11の帯域幅/BPF1の帯域幅だけ
改善され、後述の搬送波再生が容易になる。ここで行う
FFT手法を用いた周波数推定は、連続モード信号の初期
同期の時、又はいったん同期が確立された後に同期はず
れか起きた場合など再同期が必要な限り行うこととす
る。The input signals x i and y i are frequency-corrected in the time domain by the frequencies estimated by the frequency estimator 9 in the multipliers 10 and 10 ′, whereby the signals whose center frequency is 0 are obtained.
The noise component is removed from the signal, which is almost in the base band, by the LPF 11 having a pass band width similar to the modulation band width (Step 5 in FIG. 6). By the above operation, the C / N of the received signal is improved by the bandwidth of LPF11 / the bandwidth of BPF1, and carrier recovery described later becomes easy. Do here
Frequency estimation using the FFT method shall be performed as long as resynchronization is necessary at the time of initial synchronization of continuous mode signals, or when synchronization is lost or occurs once synchronization is established.
LPF11の出力信号は、逓倍器12でM逓倍されて式(1
0)のような無変調信号S2とされる(第6図のStep6)。The output signal of the LPF11 is multiplied by M by the multiplier 12 to obtain the expression (1
An unmodulated signal S 2 such as 0) is obtained (Step 6 in FIG. 6).
この無変調信号が、受信搬送波成分そのものを表して
いる。逓倍器12の出力としては、実際には式(10)の信
号に雑音成分も含まれている。 This unmodulated signal represents the received carrier component itself. As the output of the multiplier 12, the noise component is actually included in the signal of Expression (10).
無変調信号とされた信号は、次にスライディングDFT
回路(以下「S−DFT」と称す)13に入力されて周波数
スペクトルの計算が行われる(第6図のStep7)。S−D
FT13とは、時間サンプル毎に逐次入力される信号に対す
る周波数領域への変換を行うものである。即ち、時間の
経過と共に変化する周波数成分を各時間サンプル毎に求
めることができるものである。S−DFT13の出力として
は通常のDFTと同様、1サンプル目からNサンプル目ま
でのN個の時間領域の信号に対する、最大N個までの周
波数成分が得られる。以降入力される1サンプル毎にそ
の時点までに入力されたN個の時間信号に対応した周波
数成分が出力される。The unmodulated signal is then transmitted to the sliding DFT.
The signal is input to the circuit (hereinafter referred to as "S-DFT") 13 and the frequency spectrum is calculated (Step 7 in FIG. 6). S-D
The FT13 is for converting a signal, which is sequentially input, for each time sample into a frequency domain. That is, the frequency component that changes with the passage of time can be obtained for each time sample. As the output of the S-DFT 13, a maximum of N frequency components can be obtained for N signals in the time domain from the first sample to the Nth sample, as in the case of a normal DFT. For each subsequently input sample, frequency components corresponding to the N time signals input up to that point are output.
第3図は本発明で用いるS−DFT13回路の具体的なブ
ロック図である。ここでは、信号は複素信号とする。第
3図において、30a〜30nは遅延回路(Z-N)で、Nは遅
延時間サンプル数を、31a〜31nは加算器を、32a〜32mは
乗算器をそれぞれ表す。また、入力端子120a〜120mに
は、第2図の周波数・位相推定器14より求まる重み係数
が与えられる。このように、ある時間サンプルi番目の
入力に対し、N個までの周波数値を逐次、求めることが
できる。FIG. 3 is a specific block diagram of the S-DFT13 circuit used in the present invention. Here, the signal is a complex signal. In Figure 3, the 30 a to 30 n in the delay circuit (Z -N), N is the number of delay samples, the 31 a to 31 n are adders, the 32 a to 32 m represent multipliers, respectively. Further, the input terminal 120 a to 120 m, the weighting factor determined from the frequency and phase estimator 14 of FIG. 2 is given. Thus, up to N frequency values can be sequentially obtained for the i-th input of a certain time sample.
第4図は周波数・位相推定器14の具体的な構成を示す
ブロック図、第5図はこの周波数・位相推定器14の入力
信号(S−DFT13の出力)の周波数成分図である。FIG. 4 is a block diagram showing a specific configuration of the frequency / phase estimator 14, and FIG. 5 is a frequency component diagram of the input signal (output of the S-DFT 13) of the frequency / phase estimator 14.
第5図において、Y0、Y1、・・・・、YmはS−DFT13
の出力信号を示しており、無変調信号が周波数領域で大
きなレベルの周波数成分を有している。従って、第4図
に示す最大値レベル判定部41では、入力信号Y0、Y1、・
・・・、Ymのうち最も大きいレベルの周波数成分を判定
し、周波数・位相計算部42は、最大値レベル判定部41で
判定された最大レベルの周波数成分、又はその隣接した
周波数成分により搬送波周波数及び位相を補間計算(推
定)して出力する(第6図のStep8)。次に、補正信号
発生部43は、得られた搬送波周波数及び位相により受信
信号を補正するための補正信号を発生する。5, Y 0 , Y 1 , ..., Y m are S-DFT 13
The output signal of FIG. 4 shows that the unmodulated signal has a large level frequency component in the frequency domain. Therefore, in the maximum value level determination unit 41 shown in FIG. 4, the input signals Y 0 , Y 1 , ...
..., the frequency component of the highest level among Y m is determined, and the frequency / phase calculation unit 42 uses the maximum level frequency component determined by the maximum value level determination unit 41 or the adjacent frequency component as a carrier wave. The frequency and phase are interpolated (estimated) and output (Step 8 in FIG. 6). Next, the correction signal generator 43 generates a correction signal for correcting the received signal based on the obtained carrier frequency and phase.
一方、周波数・位相計算部42で推定された搬送波周波
数からその周波数fiを中心にm個の周波数成分を計算す
べく、重み係数決定部44では、重み係数W(0)〜W
(m)が決定され出力される。もし、受信搬送周波数が
fi+1にずれた場合には、今度は周波数fi+1を中心にm個
の周波数成分を計算するような新たな重み係数W(0)
〜W(m)を与えれば良いことになる。On the other hand, in order to calculate m frequency components centering on the frequency f i from the carrier frequency estimated by the frequency / phase calculating unit 42, the weighting factor determining unit 44 uses the weighting factors W (0) to W (W).
(M) is determined and output. If the received carrier frequency is
f i + when shifted to 1, this time the frequency f i + 1 to calculate the m-number of frequency components around the a new weight coefficient W (0)
It is sufficient to give ~ W (m).
即ち、第4図に示すように、周波数・位相推定器14の
周波数推定結果から、受信搬送波周波数を中心にm個の
周波数成分だけを計算するように重み係数(0)〜W
(m)を与えて、たとえ無変調信号の周波数がずれて
も、常にその周波数を中心としたNより少ない周波数成
分を求めるようにすればよい。That is, as shown in FIG. 4, from the frequency estimation result of the frequency / phase estimator 14, weighting factors (0) to W are calculated so that only m frequency components centering on the received carrier frequency are calculated.
Even if the frequency of the non-modulated signal is deviated, the frequency component less than N centered on the frequency may be always obtained by giving (m).
このようにして本発明では、注目している周波数近辺
のみの周波数成分に対して演算することによって回路規
模を抑えた構成とすることができる。また、搬送波周波
数の急激な変動に対しても、mΔfの変動までは常に、
追随することが可能である。さらに、周波数推定におけ
るS−DFT手法において、入力信号の観測時間を充分長
くとることによって、周波数領域における搬送波電力対
雑音電力比の改善を図るとともに、少ない数の周波数成
分の推定結果を用いてS−DFT13の回路規模の軽減を図
ることも可能である。このように、従来のPLL搬送波再
生方法のように周波数引き込み範囲が制限されることな
く、ゆっくりとした周波数変動に対しては引き込み範囲
を非常に広くとることが可能となる。As described above, in the present invention, the circuit scale can be suppressed by calculating the frequency components only in the vicinity of the frequency of interest. In addition, even when the carrier frequency changes rapidly,
It is possible to follow. Furthermore, in the S-DFT method for frequency estimation, the carrier power to noise power ratio in the frequency domain is improved by making the observation time of the input signal sufficiently long, and the S-DFT method using the estimation result of a small number of frequency components is used. -It is also possible to reduce the circuit scale of the DFT13. In this way, the frequency pull-in range is not limited unlike the conventional PLL carrier recovery method, and the pull-in range can be made very wide with respect to slow frequency fluctuations.
周波数成分を求めるに際し、ここで得られた無変調信
号の周波数スペクトルは周波数MΔωに線スペクトルと
して大きな電力を持っている。これに対し、雑音成分は
帯域内全ての周波数に平均して存在するため、無変調信
号の持つ周波数、位相を推定するためには周波数領域で
行う手法が優れていると言える。When obtaining the frequency component, the frequency spectrum of the non-modulated signal obtained here has a large power as a line spectrum at the frequency MΔω. On the other hand, since the noise component is present at all frequencies in the band on average, it can be said that the method performed in the frequency domain is excellent for estimating the frequency and phase of the unmodulated signal.
S−DFT13においては通常のDFTやFFT手法と同様、入
力の時間信号の観測時間が長ければ長いほど、即ち、ポ
イント数が多ければ多いほど、得られる周波数スペクト
ルの解像度が上がるので、精度のよい周波数推定が可能
となる。入力の無変調信号は線スペクトルなので、周波
数の解像度が高いということは周波数の刻み幅が小さい
ので雑音成分の電力が少なくなり、相対的に高いレベル
の線スペクトルが得られることになる。従って、回線状
態が悪く、受信C/Nが低い場合でも、受信搬送波成分で
ある無変調信号を周波数領域上で容易に識別することが
できる。ただし、回路の規模はポイント数Nに比例して
増大し、通常のDFTやFFT手法ではその演算時間も大きく
なってしまう。しかしながら、ここでは帯域内で最大の
線スペクトルを持つ周波数だけが分かればよく、S−DF
T13は通常のDFTやFFT手法と異なり、上述の通りN個の
成分全てについて演算を行う必要が無いので、周波数変
動が時間連続であれば、周波数・位相推定器14による周
波数推定の結果を用いて、搬送波周波数近辺の周波数成
分のみを求める演算をすればよく、回路規模の削減が図
れる。In the S-DFT 13, as in the ordinary DFT or FFT method, the longer the observation time of the input time signal, that is, the more the number of points, the higher the resolution of the obtained frequency spectrum, and therefore the accuracy is good. Frequency estimation is possible. Since the input unmodulated signal is a line spectrum, a high frequency resolution means that the power of the noise component is small because the frequency step size is small, and a relatively high level line spectrum is obtained. Therefore, even when the line condition is poor and the received C / N is low, the unmodulated signal, which is the received carrier component, can be easily identified in the frequency domain. However, the scale of the circuit increases in proportion to the number of points N, and the operation time will increase with the usual DFT and FFT methods. However, here, it suffices to know only the frequency having the maximum line spectrum in the band.
Unlike the usual DFT and FFT methods, T13 does not need to calculate all N components as described above, so if the frequency fluctuation is continuous in time, the result of frequency estimation by the frequency / phase estimator 14 is used. Then, only the frequency component near the carrier frequency needs to be calculated, and the circuit scale can be reduced.
周波数領域で行う搬送波周波数の推定は、低受信C/N
においても精度よく行うことができる他に、搬送波周波
数に大きな周波数偏差が存在しても推定が容易であると
いう利点がある。これは、従来の逓倍・分周方法やPLL
方法による搬送波再生方法では得ることができない本発
明の特徴点である。Carrier frequency estimation performed in the frequency domain is low reception C / N.
In addition to being able to perform with high accuracy, there is an advantage that the estimation is easy even if there is a large frequency deviation in the carrier frequency. This is the conventional multiplication / division method or PLL
This is a characteristic point of the present invention that cannot be obtained by the carrier recovery method by the method.
しかし、周波数領域で得られた推定値はなおも、S−
DFT13の解像度Δfの精度しか持たず、S−DFT13による
誤差も存在する。このため、推定結果を用いて周波数と
位相の補正を行っても、ごくわずかな周波数誤差が残っ
てしまう場合がある。そのような場合には、少ないサン
プル数で得られた周波数領域のデータを補間式を用いて
より精度の高い周波数、位相を求めたり、引き込み周波
数範囲が狭い代わりに追従性のよい簡単な構成のPLLに
よって、高精度な補正を実現することも考えられる。However, the estimated value obtained in the frequency domain is still S-
There is only the accuracy of the resolution Δf of the DFT 13, and there are also errors due to the S-DFT 13. Therefore, even if the frequency and phase are corrected using the estimation result, a very slight frequency error may remain. In such a case, the frequency domain data obtained with a small number of samples can be used to obtain a more accurate frequency and phase by using an interpolation formula, or a simple configuration with good followability can be used instead of a narrow pull-in frequency range. It is also possible to realize highly accurate correction by the PLL.
周波数・位相推定器14で推定された周波数偏差と位相
値は周波数、位相補正器16に入力される。ここでは、ク
ロック再生回路15でクロック成分が再生された(第6図
のStep9)信号に対して周波数、位相補正器16で周波数
偏差、位相が補正され、ここに搬送波再生がなされたこ
とになる(第6図のStep10)。The frequency deviation and the phase value estimated by the frequency / phase estimator 14 are input to the frequency / phase corrector 16. Here, the frequency of the signal whose clock component has been reproduced by the clock reproducing circuit 15 (Step 9 in FIG. 6) and the frequency deviation and the phase are corrected by the phase corrector 16, and the carrier is reproduced here. (Step 10 in FIG. 6).
搬送波再生された信号は、判定器17で情報ビットデー
タの判定がされて出力端子111に復調データが出力され
る(第6図のStep11)。The signal reproduced from the carrier wave is judged as information bit data by the judging device 17, and demodulated data is output to the output terminal 111 (Step 11 in FIG. 6).
(発明の効果) 以上詳細に述べたように、本発明は時間領域のPSK信
号をS−DFT及び周波数・位相推定により重み係数をア
ダプティブに求めて周波数領域の信号に変換してPSK復
調するため、受信搬送波周波数の偏差量が大きく、低C/
N状態においても短時間で精度よく復調することができ
る。(Effects of the Invention) As described in detail above, according to the present invention, a weighting coefficient is adaptively obtained by S-DFT and frequency / phase estimation to convert it into a frequency domain signal for PSK demodulation. , The deviation amount of the received carrier frequency is large and low C /
Even in the N state, it is possible to accurately demodulate in a short time.
さらに、本発明ではS−DFT手法を用いることによ
り、逐次入力される時間連続な信号に対して遅延時間な
く復調することが可能である。Further, in the present invention, by using the S-DFT method, it is possible to demodulate successively input time-continuous signals without delay time.
第1図は本発明によるPSK信号復調方法を用いた復調装
置のブロック図、 第2図は本発明によるディジタル信号処理型復調回路の
構成図、 第3図は本発明に用いるS−DFTの概略図、 第4図は本発明による周波数・位相推定器の具体的なブ
ロック図、 第5図は周波数・位相推定器14の入力信号(S−DFT13
の出力)の周波数成分図、 第6図は本発明によるPSK信号復調方法の流れを概略的
に説明するフローチャートである。 1……帯域通過フィルタ(BPF)、 2、2′……乗算器、 3……π/2移相器、 4……固定周波数発振器、 5、5′……低域通過フィルタ(LPF)、 6……A/D(アナログ/ディジタル)変換器、 7……ディジタル信号処理型復調器、 8……FFT回路、 9……周波数推定器、 10、10′……乗算器、 11……LPF、 12……逓倍器、 13……S−DFT、 14……周波数・位相推定器、 15……クロック再生器、 16……周波数、位相補正器、 17……判定器、 30a〜30n……遅延回路(Z-N)、 31a〜31n……加算器、 32a〜32m……乗算器、 41……最大値レベル判定部、 42……周波数・位相計算部、 43……補正信号発生部、 44……重み係数発生部、 100……受信PSK信号の入力端子、 101〜110……信号、 111……復調データ出力端子、 120a〜120m……入力端子FIG. 1 is a block diagram of a demodulation device using a PSK signal demodulation method according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram of a digital signal processing type demodulation circuit according to the present invention, and FIG. 3 is an outline of an S-DFT used in the present invention. FIG. 4 is a concrete block diagram of the frequency / phase estimator according to the present invention, and FIG. 5 is an input signal (S-DFT13) of the frequency / phase estimator 14.
Output), and FIG. 6 is a flow chart for schematically explaining the flow of the PSK signal demodulation method according to the present invention. 1 ... band pass filter (BPF), 2, 2 '... multiplier, 3 ... π / 2 phase shifter, 4 ... fixed frequency oscillator, 5, 5' ... low pass filter (LPF), 6 ... A / D (analog / digital) converter, 7 ... digital signal processing demodulator, 8 ... FFT circuit, 9 ... frequency estimator, 10, 10 '... multiplier, 11 ... LPF , 12 …… Multiplier, 13 …… S-DFT, 14 …… Frequency / phase estimator, 15 …… Clock regenerator, 16 …… Frequency / phase corrector, 17 …… Judger, 30 a to 30 n ...... Delay circuit (Z -N ), 31 a to 31 n ...... Adder, 32 a to 32 m ...... Multiplier, 41 ...... Maximum value level judgment unit, 42 ...... Frequency / phase calculation unit, 43 ... ... correction signal generation unit, 44 ...... weighting factor generator, an input terminal 100 ...... received PSK signal, 101 to 110 ...... signal, 111 ...... demodulated data output terminal, 120 a to 120 m ...... input terminal
Claims (1)
検波した後、所定の周期でサンプリングしてディジタル
値に変換されたPSK信号をディジタル信号処理により復
調するPSK信号復調方法において、 連続モード信号の初期同期の時、又はいったん同期が確
立された後に再同期が必要な時に、前記ディジタル化さ
れているPSK信号を分岐し、分岐したPSK信号の一方につ
いてFFTにより時間領域の信号を周波数領域の信号に変
換してその電力スペクトルを求め、該求めた電力スペク
トルより受信信号の搬送波周波数を推定し、推定した搬
送波周波数を用いて前記分岐した他方の時間領域のPSK
信号の周波数を補正した後、該周波数補正したPSK信号
について、前記推定した搬送波周波数を中心に持つ帯域
通過フィルタにより伝送路上で相加された雑音成分を軽
減し、 該帯域通過フィルタ通過後のPSK信号を分岐し、該分岐
したPSK信号の一方についてクロック再生を行うと共
に、該分岐したPSK信号の他方について時間領域の信号
の変調成分を除去して無変調信号とした後、入力の周波
数変動又は偏差に適応した逐次処理を行うことにより高
精度な領域変換を行うスライディングDFT手法を用いて
該無変調信号を周波数領域の信号に変換し、 該周波数領域に変換された無変調信号を用いて前記クロ
ック再生されたPSK信号の周波数偏差及び位相を補正し
た後、PSK信号の復調を行うことを特徴とするPSK信号復
調方法。1. A PSK signal demodulating method for demodulating a PSK signal, which has been phase-modulated by quasi-coherent detection and then sampled at a predetermined cycle and converted into a digital value by digital signal processing, in a continuous mode. At the time of initial synchronization of the signal, or when resynchronization is necessary after the synchronization is once established, the digitized PSK signal is branched and one of the branched PSK signals is subjected to FFT to convert the time domain signal to the frequency domain. To obtain the power spectrum of the received signal, estimate the carrier frequency of the received signal from the obtained power spectrum, and use the estimated carrier frequency to split the other time domain PSK.
After correcting the frequency of the signal, for the frequency-corrected PSK signal, a noise component added on the transmission path is reduced by a bandpass filter having the estimated carrier frequency at the center, and the PSK after passing the bandpass filter. The signal is branched, and clock recovery is performed for one of the branched PSK signals, and the modulation component of the time domain signal is removed for the other of the branched PSK signals to obtain a non-modulated signal, and then input frequency fluctuation or The unmodulated signal is converted into a frequency domain signal using a sliding DFT method that performs highly accurate domain conversion by performing sequential processing adapted to the deviation, and the unmodulated signal converted into the frequency domain is used to A PSK signal demodulation method characterized in that the PSK signal is demodulated after correcting the frequency deviation and phase of the clock-regenerated PSK signal.
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1989
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