JP2518530B2 - Landing guidance device for approaching a broken line - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、計器着陸装置（ＩＬ
Ｓ）グライドパスの折線進入用着陸誘導装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to an instrument landing gear (IL
S) It relates to a landing guide device for approaching a broken line of a glide path.

【０００２】[0002]

【従来の技術】周知のように、ＩＬＳグライドパスの運
用パス角度は２°〜４°の範囲内と法定されているが、
周囲を山岳等の障害物で囲まれた盆地状空港において
は、滑走路から障害物上空を見込む角度が運用パス角度
を超える場合が往々にしてある。折線進入用着陸誘導装
置は、かかる盆地状空港において航空機を障害物を回避
して滑走路まで安全に計器着陸誘導すべく航空機を折線
状に進入着陸誘導する装置である。As is well known, the operating path angle of the ILS glide path is legally within the range of 2 ° to 4 °.
At basin-shaped airports, which are surrounded by obstacles such as mountains, the angle overlooking the obstacle from the runway often exceeds the operational path angle. The landing guide device for approaching a polygonal line is a device that guides an aircraft to approach and land in a polygonal line at such a basin-like airport in order to avoid obstacles and safely guide the instrument to the runway.

【０００３】この種の折線進入用着陸誘導装置として従
来提案されているものには、例えば図６に示すものが知
られている。これは、特開平２−２８７９００号公報に
掲載されているマイクロ波着陸装置（ＭＬＳ）機上装置
であるが、距離測定装置としてＧＰＳ（グローバルポジ
ショニングシステム）受信機を使用し、それから得られ
る精密な距離データ等を用いて折線進入や曲線進入等の
複雑なＭＬＳによる進入着陸を可能とすることを目的と
したものである。以下、この従来装置の概要を説明す
る。As a landing guide device for entering a broken line of this type, a device shown in FIG. 6, for example, is known. This is a microwave landing gear (MLS) onboard device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-287900, which uses a GPS (Global Positioning System) receiver as a distance measuring device, and obtains a precise signal from the receiver. The purpose is to enable approach and landing by complicated MLS such as broken line approach and curve approach using distance data. The outline of this conventional device will be described below.

【０００４】図６において、このＭＬＳ機上装置（折線
進入用着陸誘導装置）は、アンテナ１０１とＭＬＳ受信
機１０２と航法計算機１０３と航法表示器１０４とオー
トパイロット１０５とＧＰＳアンテナ１０６とＧＰＳ受
信機１０７とを基本的に備える。In FIG. 6, this MLS on-board device (landing guidance device for approaching a broken line) comprises an antenna 101, an MLS receiver 102, a navigation computer 103, a navigation indicator 104, an autopilot 105, a GPS antenna 106 and a GPS receiver. And 107 are basically provided.

【０００５】アンテナ１０１で受信されるＭＬＳ信号
は、ＭＬＳ受信機１０２にて受信処理されて角度測定値
（方位と仰角）や地上局のアンテナ位置等の諸元データ
へ変換され、航法計算機１０３に供給される。The MLS signal received by the antenna 101 is received and processed by the MLS receiver 102 and converted into various data such as angle measurement values (azimuth and elevation) and antenna position of the ground station. Supplied.

【０００６】一方、ＧＰＳアンテナ１０６で受信された
ＧＰＳ信号は、ＧＰＳ受信機１０７で受信処理され、受
信点（航空機）の位置が測定されると共に、その測定し
た位置データと予め入力しておいた滑走路の着地点の位
置データとによって航空機から着地点までの距離を算出
し、それを航法計算機１０３に供給する。On the other hand, the GPS signal received by the GPS antenna 106 is received and processed by the GPS receiver 107 to measure the position of the receiving point (aircraft), and the measured position data is input in advance. The distance from the aircraft to the landing point is calculated based on the position data of the landing point on the runway, and the calculated distance is supplied to the navigation computer 103.

【０００７】航法計算機１０３は、ＭＬＳ受信機１０２
からの諸元データ（方位角測定値、仰角測定値、地上送
信アンテナ位置、進入経路の方位と仰角等）とＧＰＳ受
信機１０７からの距離データとに基づき自機の位置を計
算し、所定の進入経路との偏移を算出する。この偏移の
情報は、所定経路に対する横方向と縦方向の成分と着地
点までの距離に分けられ、航法表示器１０４に表示され
る。The navigation computer 103 is an MLS receiver 102.
The position of its own device is calculated based on the specification data (azimuth angle measurement value, elevation angle measurement value, ground transmission antenna position, azimuth and elevation angle of approach route, etc.) and the distance data from the GPS receiver 107, and a predetermined position is calculated. Calculate the deviation from the approach route. This deviation information is divided into horizontal and vertical components for a predetermined route and the distance to the landing point, and displayed on the navigation display 104.

【０００８】航法表示器１０４には、通常用いられてい
るＨＳＩ（水平状況表示器）やＥＨＳＩ（Electronic H
orizontal Situation Indication：地図形式の表示が行
える電子的水平状況表示器）等が使用される。The navigation display 104 includes an HSI (horizontal status display) and an EHSI (Electronic H
orizontal Situation Indication: An electronic horizontal situation indicator that can display in map format is used.

【０００９】なお、自動操縦の場合にはオートパイロッ
ト１０５が、航法計算機１０３から偏移データと距離デ
ータとを受けて、航空機の自動操縦に必要な航空機の舵
角や補助翼の制御に必要な制御信号を計算する。In the case of automatic piloting, the autopilot 105 receives the deviation data and the distance data from the navigation computer 103, and is necessary for controlling the steering angle and aileron of the aircraft necessary for the automatic piloting of the aircraft. Calculate the control signal.

【００１０】[0010]

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＭＬＳ
機上装置（折線進入用着陸誘導装置）は、ＭＬＳ受信機
の他に、ＧＰＳ受信機や航法計算機、オートパイロット
を機上に装備する必要があるが、これらは何れも高価な
装置であるので、機上装置の価格が高くなるという問題
がある。DISCLOSURE OF THE INVENTION The conventional MLS described above
In addition to the MLS receiver, it is necessary for the on-board device (landing guidance device for approaching a broken line) to be equipped with a GPS receiver, a navigation calculator, and an autopilot, but these are expensive devices. However, there is a problem that the price of the on-board device becomes high.

【００１１】また、ＭＬＳ地上局と複数のＧＰＳ衛星と
を組合わせて使用するシステムであるので、システム規
模が増大し、当該折線進入システムの価格が高くなるだ
けでなく、衛星故障時の対応が簡単でなくその間折線進
入ができないという問題もある。Further, since the system uses the MLS ground station and a plurality of GPS satellites in combination, not only the system scale increases and the price of the polygonal line approach system increases, but also a countermeasure against a satellite failure is provided. There is also a problem that it is not easy and you cannot enter the broken line during that time.

【００１２】そこで、ＭＬＳによる着陸誘導に必要な精
密距離情報を取得する手段としてＧＰＳの代わりにＤＭ
Ｅ／Ｐを使用することが考えられる。Therefore, DM is used instead of GPS as a means for acquiring precise distance information necessary for landing guidance by MLS.
It is conceivable to use E / P.

【００１３】しかし、ＤＭＥ／Ｐを使用する場合には、
機上に高価なＤＭＥ／Ｐインタロゲータが、地上に高価
なＤＭＥ／Ｐトランスポンダがそれぞれ必要であるこ
と、７海里以遠では通常のＤＭＥ程度の精度しか得られ
ず折線進入や曲線進入ができないこと、電波が地形や建
物等で反射して直接波に混入する場合には距離精度が低
下するので折線進入における誤差が増大すること、等の
難点がある。However, when using DME / P,
An expensive DME / P interrogator is required onboard the aircraft, and an expensive DME / P transponder is required on the ground. At 7 nautical miles or more, only the accuracy of ordinary DME can be obtained and it is not possible to enter a broken line or a curved line. However, in the case where the wave is reflected by the terrain or the building and directly mixed with the wave, the distance accuracy is deteriorated, so that the error in entering the broken line is increased.

【００１４】本発明は、このような従来の問題に鑑みな
されたもので、その目的は、安価でシステム規模も小さ
く簡便な構成で折線状に計器着陸誘導できる折線進入用
着陸誘導装置を提供することにある。The present invention has been made in view of such a conventional problem, and an object thereof is to provide a landing guide apparatus for approaching a broken line, which is capable of guiding the instrument landing in a broken line shape at a low cost with a small system scale and a simple structure. Especially.

【００１５】[0015]

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明の折線進入用着陸誘導装置は次の如き構成を
有する。即ち、本発明の折線進入用着陸誘導装置は、滑
走路着陸点前方の所定位置から障害物上空の安全運行上
規定される最小距離離れた空間に向かう進入用傾斜平面
をＩＣＡＯで規定する正規のＩＬＳグライドパスの搬送
周波数と僅かに異なる搬送周波数で形成する第１グライ
ドパス発生手段と； 滑走路着陸点から前記障害物に向
かう前記正規のＩＬＳグライドパスを形成する第２グラ
イドパス発生手段と； 前記障害物上空付近を航空機が
通過したことを検出する第１検出手段と；前記進入用傾
斜平面と前記正規のＩＬＳグライドパスとが交差する付
近の上空を航空機が通過したことを検出する第２検出手
段と； 初期状態が前記第２グライドパス発生手段の出
力電力＞前記第２グライドパス発生手段の出力電力であ
る場合において前記第１検出手段の出力を受けて第１グ
ライドパス発生手段の出力電力と第２グライドパス発生
手段の出力電力との大小関係を前記初期状態とは逆の関
係に制御し、前記第２検出手段の出力を受けて第１グラ
イドパス発生手段の出力電力と第２グライドパス発生手
段の出力電力との大小関係を初期状態の関係に復帰させ
る電力制御手段と； を備えたことを特徴とするもので
ある。In order to achieve the above object, the landing guide apparatus for entering a broken line according to the present invention has the following construction. That is, the landing guide device for approaching a polygonal line of the present invention is a regular ICAO that defines an inclined plane for approach from a predetermined position in front of the runway landing point to a space that is a minimum distance stipulated for safe operation above an obstacle. First glide path generating means formed with a carrier frequency slightly different from the carrier frequency of the ILS glide path; second glide path generating means forming the regular ILS glide path from the runway landing point to the obstacle; First detection means for detecting that the aircraft has passed near the obstacle; second for detecting that the aircraft has passed over the vicinity of the intersection of the approaching inclined plane and the regular ILS glide path A detecting means; the first detecting hand when the initial state is output power of the second glide path generating means> output power of the second glide path generating means To control the magnitude relationship between the output power of the first glide path generating means and the output power of the second glide path generating means in a relationship opposite to the initial state, and receive the output of the second detecting means. And a power control means for returning the magnitude relationship between the output power of the first glide path generating means and the output power of the second glide path generating means to the relationship of the initial state.

【００１６】[0016]

【作用】次に、前記の如く構成される本発明の折線進入
用着陸誘導装置の作用を説明する。正規のＩＬＳグライ
ドパスは前述したように法定の運用パス角度で設定され
るが、滑走路の周囲には運用パス角度を超える見込み角
を与える障害物がありＩＬＳグライドパスは障害物に突
き当たる。つまりこのＩＬＳグライドパスは滑走路着陸
点から障害物に向かうように形成される。一方、進入用
傾斜平面は、滑走路着陸点前方の所定位置から障害物上
空の安全運行上規定される最小距離離れた空間に向かう
ように形成される。この折線状進入経路を構成するＩＬ
Ｓグライドパスと進入用傾斜平面は相互間の搬送周波数
が僅かに異なり、しかも第１グライドパス発生手段の出
力電力と第２グライドパス発生手段の出力電力とは常に
互いに異なる値となるように制御される。Next, the operation of the landing guide apparatus for approaching a broken line of the present invention constructed as described above will be described. The regular ILS glide path is set at the legal operating path angle as described above, but there is an obstacle around the runway that gives a view angle exceeding the operating path angle, and the ILS glide path strikes the obstacle. That is, this ILS glide path is formed from the runway landing point toward the obstacle. On the other hand, the approaching inclined plane is formed from a predetermined position in front of the runway landing point toward a space separated from the obstacle by a minimum distance defined for safe operation above the obstacle. ILs that make up this polygonal approach path
The carrier frequency of the S-glide path and the approaching inclined plane are slightly different from each other, and the output power of the first glide path generating means and the output power of the second glide path generating means are controlled so as to always have mutually different values. To be done.

【００１７】その結果、機上ＩＬＳ受信機の直線検波特
性によって発生するキャプチャー効果の強さを制御で
き、障害物を回避して航空機を折線状に計器着陸誘導で
きることになる。As a result, it is possible to control the strength of the capture effect generated by the linear detection characteristic of the onboard ILS receiver, avoid obstacles, and guide the aircraft in a broken line.

【００１８】ここに、現行のＩＬＳ受信機とＩＬＳグラ
イドパス地上局を利用した小規模システムとして簡単に
構成できるので、従来例よりも装備費や維持費等が非常
に安価になる利点がある。Since a small system using the current ILS receiver and the ILS glide path ground station can be easily constructed, there is an advantage that equipment cost and maintenance cost are much lower than those of the conventional example.

【００１９】[0019]

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、本発明の一実施例に係る折線進入用着陸
誘導装置を示す。本発明の折線進入用着陸誘導装置は、
従来例とは異なり地上設備を主たる構成要素とするもの
であり、第１グライドパス発生手段（第１送信機２、電
力分配器４、第１グライドパスアンテナ５）と、第２グ
ライドパス発生手段（第２送信機３、第２グライドパス
アンテナ６）と、第１検出手段（第１センサ７）と、第
２検出手段（第２センサ８）と、電力制御手段（差動減
衰制御回路１０）とで基本的に構成される。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a landing guide apparatus for approaching a broken line according to an embodiment of the present invention. The landing guidance device for approaching a polygonal line of the present invention,
Unlike the conventional example, the ground equipment is a main component, and the first glide path generating means (the first transmitter 2, the power distributor 4, the first glide path antenna 5) and the second glide path generating means. (Second transmitter 3, second glide path antenna 6), first detecting means (first sensor 7), second detecting means (second sensor 8), power control means (differential attenuation control circuit 10) ) And basically consist of.

【００２０】第１グライドパス発生手段の第１送信機２
と第２グライドパス発生手段の第２送信機３は、それぞ
れ同様の構成で、発振器（３１ａ、３１ｂ）とキャリア
変調器（３３ａ、３３ｂ）とキャリア増幅器（３４ａ、
３４ｂ）とサイドバンド変調器（３５ａ、３５ｂ）とサ
イドバンド増幅器（３６ａ、３６ｂ）とを備える。The first transmitter 2 of the first glide path generating means
And the second transmitter 3 of the second glide path generating means have the same configuration, respectively, and have oscillators (31a, 31b), carrier modulators (33a, 33b), carrier amplifiers (34a, 34a,
34b), sideband modulators (35a, 35b), and sideband amplifiers (36a, 36b).

【００２１】送信周波数は、ＩＣＡＯ基準のＡＮＮＥＸ
１０では、公称グライドパス周波数をｆ₀ とすると、ｆ
₀ ±２ｋＨｚからｆ₀ ±１６ｋＨｚと規定されている。
そこで、第１送信機２では、公称グライドパス周波数ｆ
₀ に対し±２ｋＨｚから±１６ｋＨｚの範囲で僅かに異
なった高周波信号（ｆ₀ ±Δｆ）を用いて、同位相の９
０Ｈｚ成分と１５０Ｈｚ成分とで振幅変調（変調度約４
０％）したキャリア信号１１ａと、９０Ｈｚ成分は逆位
相に１５０Ｈｚ成分は同位相になるように平衡変調した
サイドバンド信号１２ａとを発生する。The transmission frequency is ANNEX based on ICAO.
In 10, assuming that the nominal glide path frequency is f ₀ , f
_It is defined as ₀ ± 2 kHz to f ₀ ± 16 kHz.
Therefore, in the first transmitter 2, the nominal glide path frequency f
_{Using a} slightly different high frequency signal (f ₀ ± Δf) in the range of ± 2 kHz to ± 16 kHz with respect to ₀ ,
Amplitude modulation (modulation degree about 4
0%) carrier signal 11a and sideband signal 12a that is balanced-modulated so that the 90 Hz component has the opposite phase and the 150 Hz component has the same phase.

【００２２】一方第２送信機３は、公称グライドパス周
波数ｆ₀ に対しOn the other hand, the second transmitter 3 receives the nominal glide path frequency f _{0 with} respect to

【００２３】[0023]

【外１】 [Outside 1]

【００２４】からFrom

【００２５】[0025]

【外２】 [Outside 2]

【００２６】の範囲で僅かに異なった高周波信号High frequency signals slightly different in the range

【００２７】[0027]

【外３】 [Outside 3]

【００２８】を用いて、同位相の９０Ｈｚ成分と１５０
Ｈｚ成分とで振幅変調（変調度約４０％）したキャリア
信号１１ｂと、９０Ｈｚ成分は逆位相に１５０Ｈｚ成分
は同位相になるように平衡変調したサイドバンド信号１
２ｂとを発生する。Using 90 Hz component of the same phase and 150
A carrier signal 11b amplitude-modulated with a Hz component (modulation degree of about 40%) and a sideband signal 1 balanced-balanced so that the 90 Hz component has an opposite phase and the 150 Hz component has the same phase.
2b and.

【００２９】具体的には、本実施例では、発振器３１ａ
はｆ₀ ＋４ｋＨｚの高周波信号を発生し、発振器３１ｂ
はｆ₀ −４ｋＨｚの高周波信号を発生する。発振器（３
１ａ、３１ｂ）が出力する所定レベルの搬送波信号は可
変減衰器（３２ａ、３２ｂ）を介してキャリア系とサイ
ドバンド系とに２分配される。Specifically, in this embodiment, the oscillator 31a is used.
Generates a high frequency signal of f ₀ +4 kHz, and the oscillator 31b
Generates a high frequency signal of f ₀ -4 kHz. Oscillator (3
The carrier wave signal of a predetermined level output by 1a, 31b) is divided into two by a variable attenuator (32a, 32b) into a carrier system and a sideband system.

【００３０】キャリア系に入力した搬送波信号は、キャ
リア変調器（３３ａ、３３ｂ）にて９０Ｈｚと１５０Ｈ
ｚの和信号で振幅変調され、キャリア増幅器（３４ａ、
３４ｂ）にて電力増幅され、当該送信機の最終出力信号
たるキャリア信号（１１ａ、１１ｂ）となるが、その一
部がキャリアフィードバック信号（３７ａ、３７ｂ）と
してキャリア変調器（３３ａ、３３ｂ）に負帰還されて
いる。これによりキャリア信号（１１ａ、１１ｂ）の振
幅と位相の高安定化と低変調歪を達成している。The carrier signal input to the carrier system is 90 Hz and 150 H at the carrier modulator (33a, 33b).
The carrier amplifier (34a, 34a,
34b) is power-amplified and becomes a carrier signal (11a, 11b) which is a final output signal of the transmitter, but a part of the carrier signal is negative as a carrier feedback signal (37a, 37b) to the carrier modulator (33a, 33b). You have been returned. This achieves high stabilization of the amplitude and phase of the carrier signals (11a, 11b) and low modulation distortion.

【００３１】また、サイドバンド系に入力した搬送波信
号は、サイドバンド変調器（３５ａ、３５ｂ）にて９０
Ｈｚと１５０Ｈｚの差信号で平衡変調され、サイドバン
ド増幅器（３６ａ、３６ｂ）にて電力増幅され、当該送
信機の最終出力信号たるサイドバンド信号（１２ａ、１
２ｂ）となるが、その一部がサイドバンドフィードバッ
ク信号（３８ａ、３８ｂ）としてサイドバンド変調器
（３５ａ、３５ｂ）に負帰還されている。これによりサ
イドバンド信号（１２ａ、１２ｂ）の振幅と位相の高安
定化と低変調歪を達成している。The carrier signal input to the sideband system is converted by the sideband modulators (35a, 35b) into 90
Are balanced-modulated by a difference signal of Hz and 150 Hz, power-amplified by sideband amplifiers (36a, 36b), and a sideband signal (12a, 1a) that is a final output signal of the transmitter.
2b), a part of which is negatively fed back to the sideband modulators (35a, 35b) as sideband feedback signals (38a, 38b). This achieves high stabilization of the amplitude and phase of the sideband signals (12a, 12b) and low modulation distortion.

【００３２】そして、第１送信機２のキャリア変調器３
３ａ及びサイドバンド変調器３５ａの変調信号（９０Ｈ
ｚ、１５０Ｈｚ）と第２送信機３のキャリア変調器３３
ｂ及びサイドバンド変調器３５ｂの変調信号（９０Ｈ
ｚ、１５０Ｈｚ）とは、同期信号１４により３０Ｈｚの
間隔で同期している。Then, the carrier modulator 3 of the first transmitter 2
3a and the modulation signal of the sideband modulator 35a (90H
z, 150 Hz) and the carrier modulator 33 of the second transmitter 3
b and the modulation signal of the sideband modulator 35b (90H
z, 150 Hz) is synchronized with the sync signal 14 at intervals of 30 Hz.

【００３３】次に、本実施例では、第１グライドパスア
ンテナ５は、下部アンテナ４４と中部アンテナ４５と上
部アンテナ４６との３素子で構成される。Next, in this embodiment, the first glide path antenna 5 is composed of three elements including a lower antenna 44, a middle antenna 45 and an upper antenna 46.

【００３４】そこで、第１送信機２の２つの出力（キャ
リア信号１１ａ、サイドバンド信号１２ａ）は、電力分
配器４を介して第１グライドパスアンテナ５に供給され
る。即ち、電力分配器４は、第１グライドパスアンテナ
５が図３に示す第１キャリア合成電界（２７ａ、２７
ｂ）及び第１サイドバンド合成電界（２８ａ、２８ｂ）
のような形状の放射電界を形成するように２つの入力信
号を適当な電流比で合成し、下部アンテナ４４に対し給
電信号３９を、中部アンテナ４５に対し給電信号４０
を、上部アンテナ４６に対し給電信号４１を、それぞれ
分配出力する。Therefore, the two outputs (carrier signal 11a and sideband signal 12a) of the first transmitter 2 are supplied to the first glide path antenna 5 via the power distributor 4. That is, in the power distributor 4, the first glide path antenna 5 has the first carrier combined electric field (27a, 27) shown in FIG.
b) and the first sideband combined electric field (28a, 28b)
The two input signals are combined at an appropriate current ratio so as to form a radiated electric field having a shape like that, and a feeding signal 39 is fed to the lower antenna 44 and a feeding signal 40 is fed to the middle antenna 45.
, And the power supply signal 41 is distributed and output to the upper antenna 46.

【００３５】一方、本実施例では、第２グライドパスア
ンテナ６は、キャリアアンテナ４７とサイドバンドアン
テナ４８との２素子で構成される。On the other hand, in this embodiment, the second glide path antenna 6 is composed of two elements, a carrier antenna 47 and a sideband antenna 48.

【００３６】そこで、第２送信機３の２つの出力（キャ
リア信号１１ｂ、サイドバンド信号１２ｂ）は、電力分
配器を介さずに直接第２グライドパスアンテナ６に供給
される。即ち、第２送信機３では、キャリア信号１１ｂ
はキャリア給電信号４２として直接キャリアアンテナ４
７に与えられ、サイドバンド信号１２ｂはサイドバンド
給電信号４３として直接サイドバンドアンテナ４８に与
えられる。Therefore, the two outputs (carrier signal 11b and sideband signal 12b) of the second transmitter 3 are directly supplied to the second glide path antenna 6 without passing through the power distributor. That is, in the second transmitter 3, the carrier signal 11b
Is the direct carrier antenna 4 as the carrier feeding signal 42.
7 and the sideband signal 12b is directly given to the sideband antenna 48 as the sideband feed signal 43.

【００３７】これは、現行のナルリファレンスグライド
パスと呼ばれる装置の給電方法と同一であり、図３に示
す第２キャリア電界（２９ａ、２９ｂ）及び第２サイド
バンド電界（３０ａ、３０ｂ）のような形状の放射電界
を形成する。This is the same as the current feeding method of a device called a null reference glide path, and it is the same as the second carrier electric field (29a, 29b) and the second side band electric field (30a, 30b) shown in FIG. Form a radiated electric field of a shape.

【００３８】なお、この第２グライドパスアンテナ６
は、本実施例では装置の簡素化を図るべく２素子で構成
したが、第１グライドパスアンテナ５と同様に電力分配
器によって給電の振幅と位相とを制御することにすれば
３素子またはそれ以上の多素子でも実現できる。しか
し、素子数を増加しても装置構成を複雑にするだけで、
実質的な利点はあまりない。The second glide path antenna 6
In the present embodiment, the device is composed of two elements in order to simplify the apparatus. However, if the power distributor controls the amplitude and the phase of the power supply similarly to the first glide path antenna 5, three elements or It can be realized by the above-mentioned multi-elements. However, increasing the number of elements only complicates the device configuration,
There are few real benefits.

【００３９】第１グライドパスアンテナ５は、図２に示
すように、滑走路２４の着陸点２３の手前に設置され、
障害物１６の上空の安全運行上規定される最小距離以上
離れた障害クリアランス１７を確保できる第１パス角度
φで進入用傾斜平面２０を形成するように設定される。The first glide path antenna 5 is installed in front of the landing point 23 of the runway 24, as shown in FIG.
It is set so as to form the inclined plane 20 for approach at the first pass angle φ that can secure the obstacle clearance 17 which is separated by a distance equal to or more than the minimum distance specified for safe operation above the obstacle 16.

【００４０】即ち、第１グライドパスアンテナ５では、
下部アンテナ４４と中部アンテナ４５と上部アンテナ４
６とは垂直方向にほぼ等間隔で配置されるので、波長を
λとすると、下部アンテナ４４の地上高Ｈ_L 、中部アン
テナ４５の地上高Ｈ_M 、上部アンテナＨ_U はそれぞれ数
式１で与えられる関係で設定される。That is, in the first glide path antenna 5,
Lower antenna 44, middle antenna 45, and upper antenna 4
6 are arranged at substantially equal intervals in the vertical direction, so that when the wavelength is λ, the ground height H _L of the lower antenna 44, the ground height H _M of the middle antenna 45, and the upper antenna H _U are respectively given by Equation 1. Set by relationship.

【００４１】[0041]

【数１】Ｈ_L ＝λ／（４・sin φ） Ｈ_M ＝２Ｈ_L ＝λ／（２・sin φ） Ｈ_U ＝３Ｈ_L ＝３λ／（４・sin φ）[Number 1] _{H L = λ / (4 ·} sin φ) H M = 2H L = λ / (2 · sin φ) H U = 3H L = 3λ / (4 · sin φ)

【００４２】そして、電力分配器４の給電比を例えば表
１のように設定し、この第１グライドパスアンテナ５に
図３に示す第１キャリア合成電界（２７ａ、２７ｂ）と
第１サイドバンド合成電界（２８ａ、２８ｂ）を形成さ
せるのである。Then, the feeding ratio of the power distributor 4 is set as shown in Table 1, for example, and the first glide path antenna 5 is combined with the first carrier combined electric field (27a, 27b) shown in FIG. The electric field (28a, 28b) is formed.

【００４３】[0043]

【表１】 [Table 1]

【００４４】一方、第２グライドパスアンテナ６は、図
２に示すように、滑走路２４の着陸点２３に設置され、
ＩＣＡＯで規定される第２パス角度（運用パス角度）θ
で正規のグライドパス２１を形成するように設定され
る。なお、第２パス角度θは前述したように２°から４
°の範囲内の任意角度として空港毎に適宜定めるが、通
常は３°に設定される場合が多い。On the other hand, the second glide path antenna 6 is installed at the landing point 23 of the runway 24, as shown in FIG.
Second pass angle (operation pass angle) θ specified by ICAO
Is set so as to form a regular glide path 21. Note that the second pass angle θ is from 2 ° to 4 as described above.
An arbitrary angle within the range of ° is set appropriately for each airport, but is usually set to 3 °.

【００４５】滑走路２４の周囲を囲む山等の障害物１６
を滑走路２４から見込む角度が第２パス角度θよりも大
きいので、正規のグライドパス２１は障害物１６の中腹
に突き当たるように形成されることとなる。その結果、
進入用傾斜平面２０と正規のグライドパス２１により折
線状進入経路２２が形成される。Obstacles 16 such as mountains surrounding the runway 24
Since the angle viewed from the runway 24 is larger than the second pass angle θ, the regular glide path 21 is formed so as to abut the middle side of the obstacle 16. as a result,
A polygonal approach path 22 is formed by the approach inclined plane 20 and the regular glide path 21.

【００４６】この第２グライドパスアンテナ６でも、キ
ャリアアンテナ４７とサイドバンドアンテナ４８とは垂
直方向にほぼ等間隔で配置され、波長をλとすると、キ
ャリアアンテナ４７の地上高Ｈ_C とサイドバンドアンテ
ナ４８の地上高Ｈ_S とはそれぞれ数式２で与えられる関
係で設定される。Also in this second glide path antenna 6, the carrier antenna 47 and the sideband antenna 48 are arranged at substantially equal intervals in the vertical direction, and when the wavelength is λ, the ground height H _C of the carrier antenna 47 and the sideband antenna are. Each of the 48 ground clearances H _S is set by the relationship given by Expression 2.

【００４７】[0047]

【数２】Ｈ_C ＝λ／（４・sin θ） Ｈ_S ＝２Ｈ_C ＝λ／（２・sin θ）[Formula 2] H _C = λ / (4 · sin θ) H _S = 2H _C = λ / (2 · sin θ)

【００４８】そして、キャリアアンテナ給電信号４２と
サイドバンドアンテナ給電信号４３との給電比は空間に
おけるパス幅によって決定されるので、この第２グライ
ドパスアンテナ６は図３に示す第２キャリア電界（２９
ａ、２９ｂ）と第２サイドバンド電界（３０ａ、３０
ｂ）を形成するのである。Since the feeding ratio between the carrier antenna feeding signal 42 and the sideband antenna feeding signal 43 is determined by the path width in space, the second glide path antenna 6 has the second carrier electric field (29) shown in FIG.
a, 29b) and the second sideband electric field (30a, 30b)
b) is formed.

【００４９】次に、第１センサ７は、図１や図２に示す
ように障害物１６の頂上付近に設置され、障害物１６の
上空に向けて電波放射を行う送信系（送信機５４ａ、送
信アンテナ５５ａ）と、障害物１６の上空を通過する航
空機１５からの反射波を受ける受信系（受信アンテナ５
６ａ、検出回路９ａ）とを備える。Next, as shown in FIGS. 1 and 2, the first sensor 7 is installed near the top of the obstacle 16 and emits radio waves toward the sky above the obstacle 16 (transmitter 54a, transmitter 54a, The transmitting antenna 55a) and a receiving system (receiving antenna 5) that receives reflected waves from the aircraft 15 passing over the obstacle 16.
6a and a detection circuit 9a).

【００５０】本実施例では、送信機５４ａとして現行の
ＩＬＳアウタマーカ送信機を用い、送信アンテナ５５ａ
として現行のＩＬＳアウタマーカアンテナを用いる。即
ち、送信アンテナ５５ａは送信機５４ａからの振幅変調
された搬送波を障害物１６の直上に向けて放射し、障害
物１６の上空に図２に示す第１センサ放射パターン１８
を形成する。In this embodiment, the current ILS outer marker transmitter is used as the transmitter 54a, and the transmitting antenna 55a is used.
The current ILS outer marker antenna is used as. That is, the transmission antenna 55a radiates the amplitude-modulated carrier wave from the transmitter 54a directly above the obstacle 16, and the first sensor radiation pattern 18 shown in FIG.
To form.

【００５１】航空機１５からの反射波は、高利得の受信
アンテナ５６ａで受信され、受信信号５７ａが検出回路
９ａに供給される。検出回路９ａは、受信信号５７ａの
振幅と持続時間から進入機であると判定すると、減衰器
制御信号５８ａを発生し、それを差動減衰制御回路１０
に与える。The reflected wave from the aircraft 15 is received by the high-gain receiving antenna 56a, and the received signal 57a is supplied to the detection circuit 9a. When the detection circuit 9a determines that the aircraft is an approaching vehicle based on the amplitude and duration of the received signal 57a, it generates an attenuator control signal 58a, which is generated by the differential attenuation control circuit 10a.
Give to.

【００５２】また、第２センサ８は、図１や図２に示す
ように、進入用傾斜平面２０と正規のグライドパス２１
との交差点７６付近に設置され、その交差点７６付近の
上空に向けて電波放射を行う送信系（送信機５４ｂ、送
信アンテナ５５ｂ）と、その交差点７６付近の上空を通
過する航空機１５からの反射波を受ける受信系（受信ア
ンテナ５６ｂ、検出回路９ｂ）とを備える。As shown in FIGS. 1 and 2, the second sensor 8 has an inclined plane 20 for approach and a normal glide path 21.
A transmission system (transmitter 54b, transmission antenna 55b) installed near the intersection 76 with the radio wave radiating toward the sky near the intersection 76, and a reflected wave from the aircraft 15 passing through the sky near the intersection 76. And a reception system (reception antenna 56b, detection circuit 9b) for receiving.

【００５３】本実施例では、送信機５４ｂとして現行の
ＩＬＳミドルマーカ送信機を用い、送信アンテナ５５ｂ
として現行のＩＬＳミドルマーカアンテナを用いる。即
ち、送信アンテナ５５ｂは送信機５４ｂからの振幅変調
された搬送波を交差点７６付近の直上に向けて放射し、
交差点７６付近の上空に図２に示す第２センサ放射パタ
ーン１９を形成する。In this embodiment, the current ILS middle marker transmitter is used as the transmitter 54b, and the transmitting antenna 55b is used.
The current ILS middle marker antenna is used as. That is, the transmitting antenna 55b radiates the amplitude-modulated carrier wave from the transmitter 54b right above the intersection 76,
The second sensor radiation pattern 19 shown in FIG. 2 is formed in the sky near the intersection 76.

【００５４】航空機１５からの反射波は、高利得の受信
アンテナ５６ｂで受信され、受信信号５７ｂが検出回路
９ｂに供給される。検出回路９ｂは、受信信号５７ｂの
振幅と持続時間から進入機であると判定すると、減衰器
制御信号５８ｂを発生し、それを差動減衰制御回路１０
に与える。The reflected wave from the aircraft 15 is received by the high gain receiving antenna 56b, and the received signal 57b is supplied to the detection circuit 9b. When the detection circuit 9b determines that it is an approaching vehicle from the amplitude and duration of the received signal 57b, it generates an attenuator control signal 58b, which is generated by the differential attenuation control circuit 10b.
Give to.

【００５５】なお、検出回路９ａと同９ｂは、同一構成
であって、例えば図４に示すようになっている。図４に
おいて、高利得の受信アンテナ（５６ａ、５６ｂ）が出
力する受信信号（５７ａ、５７ｂ）はＲＦ増幅器６１で
高周波増幅された後に周波数変換器６２で中間周波の信
号へ変換され、フィルタ６３を介した中間周波増幅器６
４で増幅され、検波器６５で検波され、Ａ−Ｄ変換器６
６でディジタル化され、レベル比較器６８の一方の入力
となる。また、基準電圧がＡ−Ｄ変換器６７でディジタ
ル化され、レベル比較器６８の他方の入力となる。The detection circuits 9a and 9b have the same structure and are, for example, as shown in FIG. In FIG. 4, the reception signals (57a, 57b) output from the high-gain reception antennas (56a, 56b) are high-frequency amplified by the RF amplifier 61, and then converted into an intermediate-frequency signal by the frequency converter 62. Intermediate frequency amplifier 6 via
4 is amplified and detected by the wave detector 65, and the AD converter 6
It is digitized by 6 and becomes one input of the level comparator 68. Further, the reference voltage is digitized by the A / D converter 67 and becomes the other input of the level comparator 68.

【００５６】レベル比較器６８は、クロックパルス発生
器６９からのクロック７０に従って両入力のレベル比較
動作をし、進入機の通過を検出すると、その検出信号を
ゲート回路７１の一方の入力に与え、ゲートを開けさせ
る。The level comparator 68 performs a level comparison operation on both inputs in accordance with the clock 70 from the clock pulse generator 69, and when it detects passage of the approaching machine, gives the detection signal to one input of the gate circuit 71, Make the gate open.

【００５７】その結果、ゲート回路７１は、レベル比較
器６８からの検出信号が存在する期間内におけるクロッ
クパルス発生器６９からのクロック７０をカウンタ７２
に与えるので、カウンタ７２はそのクロックパルス数を
計数し時間比較器７３の一方の入力に与える。As a result, the gate circuit 71 counters the clock 70 from the clock pulse generator 69 within the period in which the detection signal from the level comparator 68 exists.
The counter 72 counts the number of clock pulses and supplies the clock pulse to one input of the time comparator 73.

【００５８】時間比較器７３は、他方の入力に与えられ
る設定時間とカウンタ７２の出力（検出継続時間）とを
比較し、検出継続時間が設定時間よりも長い場合は、進
入機の通過であるとしてフリップフロップ７４をセット
する。その結果、フリップフロップ７４から減衰器制御
信号（５８ａ、５８ｂ）が出力される。The time comparator 73 compares the set time given to the other input with the output (detection continuation time) of the counter 72, and if the detection continuation time is longer than the set time, it means that the approaching vehicle has passed. Then, the flip-flop 74 is set. As a result, the attenuator control signal (58a, 58b) is output from the flip-flop 74.

【００５９】そして、航空機１５の通過後のレベル比較
器６８の出力は、ゲート回路７１を閉じると共に、フリ
ップフロップ７４にリセット信号７５として与えられ
る。The output of the level comparator 68 after passing through the aircraft 15 is applied to the flip-flop 74 as a reset signal 75 while closing the gate circuit 71.

【００６０】なお、航空機のＩＬＳ進入時の対地速度を
１時間当たり約９６海里とすると、継続時間は、全長約
７１ｍクラスの大型機の場合約１．４秒で、全長約１１
ｍクラスの小型機の場合約０．２秒である。従って、時
間比較器７３の設定時間は例えば約０．２秒にすればよ
いことになる。Assuming that the ground speed when an aircraft approaches the ILS is about 96 nautical miles per hour, the duration is about 1.4 seconds for a large aircraft with a total length of about 71 m and the total length is about 11 nautical miles.
It takes about 0.2 seconds for an m-class small machine. Therefore, the set time of the time comparator 73 may be set to about 0.2 seconds, for example.

【００６１】次に、差動減衰制御回路１０は、フリップ
フロップ５９と電圧制御器６０と可変減衰器３２ａと同
３２ｂとで構成される。Next, the differential attenuation control circuit 10 comprises a flip-flop 59, a voltage controller 60, and variable attenuators 32a and 32b.

【００６２】フリップフロップ５９は、セット端子Ｓに
第１センサ７の出力（減衰器制御信号５８ａ）が印加さ
れ、リセット端子Ｒに第２センサ８の出力（減衰器制御
信号５８ｂ）が印加され、そのセット出力とリセット出
力が電圧制御器６０に与えられるが、初期状態ではリセ
ット出力が電圧制御器６０に与えられる。In the flip-flop 59, the output of the first sensor 7 (attenuator control signal 58a) is applied to the set terminal S, and the output of the second sensor 8 (attenuator control signal 58b) is applied to the reset terminal R, The set output and the reset output are given to the voltage controller 60, but in the initial state, the reset output is given to the voltage controller 60.

【００６３】電圧制御器６０は、フリップフロップ５９
のセット出力とリセット出力を受けて可変減衰器３２ａ
と同３２ｂに対し互いに値が異なる電圧値を出力する。
具体的には、この電圧制御器６０には、大小関係がＡ＞
Ｂである１組の電圧値Ａと同Ｂ及び大小関係がａ＞ｂで
ある１組の電圧値ａと同ｂが予め設定されている。The voltage controller 60 includes a flip-flop 59.
Variable attenuator 32a receiving the set output and the reset output of
And 32b output voltage values different from each other.
Specifically, the voltage controller 60 has a magnitude relationship of A>
A set of voltage values A that is B and the same value B, and a set of voltage values a and b that have a magnitude relationship a> b are set in advance.

【００６４】可変減衰器３２ａと同３２ｂは、同一構成
であって、例えば図５に示す周知の可変減衰器を使用し
ている。図５において、９０°カップラ７７への入力信
号は発振器（３１ａ、３１ｂ）からの信号で、出力信号
は送信機（２、３）への信号である。この９０°カップ
ラ７７の２つの制御端のそれぞれにはコンデンサ（７８
ａ、７８ｂ）の一端が接続される。ＰＩＮダイオード
（７９ａ、７９ｂ）は、アノードがグランドに接続さ
れ、カソードがコンデンサ（７８ａ、７８ｂ）の他端に
接続されるが、そのカソードに抵抗（８０ａ、８０ｂ）
を介して可変ＤＣ電圧（電圧制御器６０の出力電圧）が
印加される。The variable attenuators 32a and 32b have the same structure and use the well-known variable attenuator shown in FIG. 5, for example. In FIG. 5, the input signal to the 90 ° coupler 77 is the signal from the oscillator (31a, 31b), and the output signal is the signal to the transmitter (2, 3). Each of the two control ends of the 90 ° coupler 77 has a capacitor (78
One end of a, 78b) is connected. The PIN diodes (79a, 79b) have their anodes connected to the ground and their cathodes connected to the other ends of the capacitors (78a, 78b), and their cathodes have resistors (80a, 80b).
A variable DC voltage (output voltage of the voltage controller 60) is applied via the.

【００６５】この可変減衰器は、ＰＩＮダイオード（７
９ａ、７９ｂ）のカソードに印加する可変ＤＣ電圧によ
り入力信号に与える減衰量を連続的に可変できる。具体
的には、可変ＤＣ電圧を増加するとＰＩＮダイオードの
インピーダンスが減少し反射が増加するので、入力信号
に与える減衰量が減少する。つまり本実施例で採用する
可変減衰器は、印加電圧の増加に伴い減衰量が減少する
タイプである。This variable attenuator comprises a PIN diode (7
The variable DC voltage applied to the cathodes of 9a and 79b) makes it possible to continuously vary the amount of attenuation given to the input signal. Specifically, when the variable DC voltage is increased, the impedance of the PIN diode is decreased and the reflection is increased, so that the amount of attenuation given to the input signal is decreased. That is, the variable attenuator used in this embodiment is of a type in which the amount of attenuation decreases as the applied voltage increases.

【００６６】従って、電圧制御器６０は、リセット出力
に対しては電圧値ａを可変減衰器３２ａに与え電圧値ｂ
を可変減衰器３２ｂに与え、第１送信機２の出力電力を
第２送信機３の出力電力よりも大きく設定する。そし
て、セット出力に対しては電圧値Ｂを可変減衰器３２ａ
に与え電圧値Ａを可変減衰器３２ｂに与え、第１送信機
２の出力電力を第２送信機３の出力電力よりも小さく設
定するのである。Therefore, the voltage controller 60 gives the voltage value a to the variable attenuator 32a for the reset output and the voltage value b.
To the variable attenuator 32b, and the output power of the first transmitter 2 is set to be larger than the output power of the second transmitter 3. For the set output, the voltage value B is set to the variable attenuator 32a.
Is given to the variable attenuator 32b, and the output power of the first transmitter 2 is set smaller than the output power of the second transmitter 3.

【００６７】以上の構成において、図２は、航空機１５
が障害物１６からさらに遠方にいる場合の誘導路の形成
状態（初期状態）を示す。この状態では、第１送信機２
の出力電力が第２送信機３の出力電力よりも大きく設定
される。In the above configuration, FIG.
Shows the formation state (initial state) of the taxiway when the vehicle is further away from the obstacle 16. In this state, the first transmitter 2
Is set to be larger than the output power of the second transmitter 3.

【００６８】従って、第１グライドパスアンテナ５及び
第２グライドパスアンテナ６の合成電界は、例えば図３
（Ａ）に示すようになる。図３（Ａ）から次のことが理
解できる。Therefore, the combined electric field of the first glide path antenna 5 and the second glide path antenna 6 is, for example, as shown in FIG.
As shown in (A). The following can be understood from FIG.

【００６９】まず、第１キャリア合成電界２７ａは、第
１パス角度φ上、即ち進入用傾斜平面２０上では充分な
電界強度が取れるが、低仰角例えば第２パス角度θの付
近では小さい電界強度である。従って、低仰角では第１
グライドパスアンテナ５前方の障害物１６からの反射に
よる第１パス角度φ上への影響は軽減される。First, the first carrier composite electric field 27a has a sufficient electric field intensity on the first pass angle φ, that is, on the approaching inclined plane 20, but a small electric field intensity near a low elevation angle, for example, the second pass angle θ. Is. Therefore, at low elevation,
The influence of the reflection from the obstacle 16 in front of the glide path antenna 5 on the first path angle φ is reduced.

【００７０】一方、第２キャリア電界２９ａは、低仰角
例えば第２パス角度θの付近では充分な電界強度が取れ
るが、第１パス角度φの付近ではほぼ零である。On the other hand, the second carrier electric field 29a has a sufficient electric field strength near a low elevation angle, for example, the second pass angle θ, but is almost zero near the first pass angle φ.

【００７１】要するに、第１送信機２と第２送信機３の
搬送周波数は僅かに異なる（本実施例では約８ｋＨｚ異
なる）ので、第１キャリア合成電界２７ａと第２キャリ
ア電界２９ａとを航空機１５の機上ＩＬＳ受信機で同時
に受信すると、ＩＬＳ受信機の直線検波器の特性により
キャプチャー効果が発生し、第１パス角度φ上付近、即
ち進入用傾斜平面２０上付近では、第２キャリア電界２
９ａと第２サイドバンド電界３０ａが抑圧され、第１キ
ャリア合成電界２７ａと第１サイドバンド合成電界２８
ａとの振幅比によって進入用傾斜平面２０に沿ったグラ
イドパスが空間に形成され、航空機１５がそのグライド
パスに引き込まれ、障害物１６の上空に誘導される。In short, since the carrier frequencies of the first transmitter 2 and the second transmitter 3 are slightly different (in this embodiment, about 8 kHz is different), the first carrier combined electric field 27a and the second carrier electric field 29a are set to the aircraft 15. When simultaneously received by the on-board ILS receiver, the capture effect occurs due to the characteristics of the linear detector of the ILS receiver, and the second carrier electric field 2 is generated near the first path angle φ, that is, near the approaching inclined plane 20.
9a and the second sideband electric field 30a are suppressed, and the first carrier combined electric field 27a and the first sideband combined electric field 28a.
A glide path along the inclined plane 20 for approach is formed in the space by the amplitude ratio with a, and the aircraft 15 is drawn into the glide path and guided over the obstacle 16.

【００７２】このとき、第２キャリア電界２９ａは、低
仰角に強い電界を放射しているが、これが障害物１６に
当たって反射して進入用傾斜平面２０上に到達する反射
波の振幅は第１キャリア合成電界２７ａの第１パス角度
φ上の振幅に比べて充分に小さいので、前述のキャプチ
ャー効果の働きによって抑圧される。つまりその影響は
非常に小さい。At this time, the second carrier electric field 29a radiates a strong electric field at a low elevation angle, and the amplitude of the reflected wave that is reflected by the obstacle 16 and reaches the approaching inclined plane 20 is the first carrier. Since it is sufficiently smaller than the amplitude of the combined electric field 27a on the first pass angle φ, it is suppressed by the action of the above-mentioned capture effect. So the effect is very small.

【００７３】なお、第２パス角度θ上の付近に航空機１
５が存在するとすれば、反対に第１キャリア合成電界２
７ａと第１サイドバンド合成電界２８ａが抑圧され、第
２キャリア電界２９ａと第２サイドバンド電界３０ａと
の振幅比によって正規のグライドパス２１が空間に形成
されることになる。The aircraft 1 is located near the second pass angle θ.
If 5 exists, on the contrary, the first carrier synthesis electric field 2
7a and the first sideband combined electric field 28a are suppressed, and the normal glide path 21 is formed in the space due to the amplitude ratio of the second carrier electric field 29a and the second sideband electric field 30a.

【００７４】次に、航空機１５が障害物１６の上空を通
過すると、第１センサ７が作動し、差動減衰制御回路１
０により第１送信機２の出力電力が第２送信機３の出力
電力よりも小さく設定されるので、第１グライドパスア
ンテナ５及び第２グライドパスアンテナ６の合成電界
は、例えば図３（Ｂ）に示すようになる。Next, when the aircraft 15 passes over the obstacle 16, the first sensor 7 operates and the differential damping control circuit 1
Since the output power of the first transmitter 2 is set smaller than the output power of the second transmitter 3 by 0, the combined electric field of the first glide path antenna 5 and the second glide path antenna 6 is, for example, as shown in FIG. ).

【００７５】図３（Ｂ）において、第２パス角度θ上の
付近では、第２キャリア電界２９ｂが第１キャリア合成
電界２７ｂに比べて充分に強いので前述したキャプチャ
ー効果により、第１キャリア合成電界２７ｂと第１サイ
ドバンド合成電界２８ｂが抑圧され、第２キャリア電界
２９ｂと第２サイドバンド電界３０ｂとの振幅比によっ
て正規のグライドパス２１が空間に形成される。In FIG. 3B, in the vicinity of the second path angle θ, the second carrier electric field 29b is sufficiently stronger than the first carrier combined electric field 27b. 27b and the first sideband combined electric field 28b are suppressed, and the normal glide path 21 is formed in the space by the amplitude ratio of the second carrier electric field 29b and the second sideband electric field 30b.

【００７６】従って、進入用傾斜平面２０に沿ったグラ
イドパスに乗って障害物１６の上空を通過した航空機１
５は、第２センサ８の設定付近に至る前に正規のグライ
ドパス２１に乗り移り、第２センサ８の設定付近の上空
に誘導される。Therefore, the aircraft 1 that has passed the obstacle 16 by riding on the glide path along the approaching inclined plane 20.
The vehicle 5 moves to the regular glide path 21 before reaching the vicinity of the setting of the second sensor 8 and is guided to the sky near the setting of the second sensor 8.

【００７７】なお、第１パス角度φ上付近では、第２キ
ャリア電界２９ｂと第２サイドバンド電界３０ｂが抑圧
され、第１キャリア合成電界２７ｂと第１サイドバンド
合成電界２８ｂとの振幅比によって進入用傾斜平面２０
に沿ったグライドパスが空間に形成され、後続の航空機
１５の進入に備えることができる。In the vicinity of the first path angle φ, the second carrier electric field 29b and the second sideband electric field 30b are suppressed, and the approach is made by the amplitude ratio of the first carrier combined electric field 27b and the first sideband combined electric field 28b. Inclined plane 20
A glide path along the is formed in the space, and can be prepared for the entry of a subsequent aircraft 15.

【００７８】そして、正規のグライドパス２１にて進入
して来た航空機１５が第２センサ８の設定付近の上空を
通過すると、第２センサ８が作動し、差動減衰制御回路
１０により第１送信機２の出力電力が第２送信機３の出
力電力よりも大きく設定されるので、第１グライドパス
アンテナ５及び第２グライドパスアンテナ６の合成電界
は、図３（Ａ）の状態に戻る。Then, when the aircraft 15 approaching by the normal glide path 21 passes over the vicinity of the setting of the second sensor 8, the second sensor 8 is activated and the differential damping control circuit 10 makes the first Since the output power of the transmitter 2 is set higher than the output power of the second transmitter 3, the combined electric field of the first glide path antenna 5 and the second glide path antenna 6 returns to the state of FIG. 3 (A). .

【００７９】なお、第２センサ８の設定付近の上空を通
過した航空機１５は、有視界飛行により滑走路２４に着
陸する。The aircraft 15 that has passed over the vicinity of the setting of the second sensor 8 lands on the runway 24 by visual flight.

【００８０】[0080]

【発明の効果】以上説明したように、本発明の折線進入
用着陸誘導装置は、第１グライドパス発生手段により滑
走路着陸点前方の所定位置から障害物上空の安全運行上
規定される最小距離離れた空間に向かう進入用傾斜平面
を形成し、第２グライドパス発生手段により着陸点から
障害物に向かう正規のＩＬＳグライドパスを形成するが
その際に、相互間の搬送周波数を僅かに異ならせ、しか
も第１グライドパス発生手段の出力電力と第２グライド
パス発生手段の出力電力とは常に互いに異なる値となる
ように制御するので、機上ＩＬＳ受信機の直線検波特性
によって発生するキャプチャー効果の強さを制御でき、
障害物を回避して航空機を折線状に計器着陸誘導できる
効果がある。また、現行ＩＬＳ受信機とＩＬＳグライド
パス地上局を利用した小規模システムとして簡単に構成
できるので、従来提案されているＭＬＳ機上装置に比し
て装備費や維持費等の面で非常に安価に実現できる効果
もある。As described above, the landing guide apparatus for entering a broken line according to the present invention is the minimum distance specified by the first glide path generating means from a predetermined position in front of the runway landing point for safe operation above an obstacle. An inclined plane for approach toward a distant space is formed, and a regular ILS glide path from the landing point to the obstacle is formed by the second glide path generating means. At that time, the carrier frequencies are slightly different from each other. Moreover, since the output power of the first glide path generating means and the output power of the second glide path generating means are controlled so as to always have mutually different values, the capture effect generated by the linear detection characteristic of the onboard ILS receiver is reduced. You can control the strength,
This has the effect of avoiding obstacles and guiding the aircraft in a polygonal line. In addition, since it can be easily configured as a small-scale system using the current ILS receiver and ILS glide path ground station, it is very cheap in terms of equipment costs and maintenance costs as compared with the conventionally proposed MLS onboard equipment. There is also an effect that can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例に係る折線進入用着陸誘導装
置の構成ブロック図である。FIG. 1 is a configuration block diagram of a landing guide apparatus for approaching a broken line according to an embodiment of the present invention.

【図２】本発明の動作を説明する概要図である。FIG. 2 is a schematic diagram illustrating the operation of the present invention.

【図３】本発明のグライドパス発生手段による電界図の
一例であり、（Ａ）は航空機が障害物の以遠にある場合
の電界図、（Ｂ）は航空機が障害物を通過した後第２セ
ンサで検出される前における電界図である。FIG. 3 is an example of an electric field diagram by the glide path generating means of the present invention, where (A) is an electric field diagram when the aircraft is beyond an obstacle, and (B) is the second electric field diagram after the aircraft has passed through the obstacle. It is an electric field figure before being detected by a sensor.

【図４】第１センサ及び第２センサに備える検出回路の
回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a detection circuit provided in a first sensor and a second sensor.

【図５】可変減衰器の構成ブロック図である。FIG. 5 is a configuration block diagram of a variable attenuator.

【図６】従来の折線進入用着陸誘導装置（ＭＬＳ機上装
置）の構成ブロック図である。FIG. 6 is a configuration block diagram of a conventional landing guide device for approaching a broken line (MLS onboard device).

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２ 第１送信機 ３ 第２送信機 ４ 電力分配器 ５ 第１グライドパスアンテナ ６ 第２グライドパスアンテナ ７ 第１センサ ８ 第２センサ ９ａ，９ｂ 検出回路 １０ 差動減衰制御回路 １５ 航空機 １６ 障害物 ２０ 進入用傾斜平面 ２１ 正規の（ＩＬＳ）グライドパス ２２ 折線状進入経路 ２３ 着陸点 ２４ 滑走路 ３１ａ，３１ｂ 発振器 ３２ａ，３２ｂ 可変減衰器 ３３ａ，３３ｂ キャリア変調器 ３４ａ，３４ｂ キャリア増幅器 ３５ａ，３５ｂ サイドバンド変調器 ３６ａ，３６ｂ サイドバンド増幅器 ４４ 下部アンテナ ４５ 中部アンテナ ４６ 上部アンテナ ４７ キャリアアンテナ ４８ サイドバンドアンテナ ５４ａ，５４ｂ 送信機 ５５ａ，５５ｂ 送信アンテナ ５６ａ，５６ｂ 受信アンテナ ５９ フリップフロップ ６０ 電圧制御器 ６１ ＲＦ増幅器 ６２ 周波数変換器 ６３ フィルタ ６４ 中間周波増幅器 ６５ 検波器 ６６，６７ Ａ−Ｄ変換器 ６８ レベル比較器 ６９ クロックパルス発生器 ７１ ゲート回路 ７２ カウンタ ７３ 時間比較器 ７４ フリップフロップ ７７ ９０°カップラ ７８ａ，７８ｂ コンデンサ ７９ａ，７９ｂ ＰＩＮダイオード ８０ａ，８０ｂ 抵抗 φ 第１パス角度 θ 第２パス角度（運用パス角度） 2 1st transmitter 3 2nd transmitter 4 Power distributor 5 1st glide path antenna 6 2nd glide path antenna 7 1st sensor 8 2nd sensor 9a, 9b Detection circuit 10 Differential attenuation control circuit 15 Aircraft 16 Obstacle 20 Inclination plane for approach 21 Regular (ILS) glide path 22 Polygonal approach path 23 Landing point 24 Runway 31a, 31b Oscillator 32a, 32b Variable attenuator 33a, 33b Carrier modulator 34a, 34b Carrier amplifier 35a, 35b Sideband Modulator 36a, 36b Sideband amplifier 44 Lower antenna 45 Middle antenna 46 Upper antenna 47 Carrier antenna 48 Sideband antenna 54a, 54b Transmitter 55a, 55b Transmit antenna 56a, 56b Receive antenna 59 Flip-flop 60 Voltage controller 61 RF amplifier 62 Frequency converter 63 Filter 64 Intermediate frequency amplifier 65 Detector 66, 67 AD converter 68 Level comparator 69 Clock pulse generator 71 Gate circuit 72 Counter 73 Time comparator 74 Flip-flop 77 90 ° coupler 78a, 78b Capacitor 79a, 79b PIN diode 80a, 80b Resistance φ First pass angle θ Second pass angle (operating pass angle)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 滑走路着陸点前方の所定位置から障害物
上空の安全運行上規定される最小距離離れた空間に向か
う進入用傾斜平面をＩＣＡＯで規定する正規のＩＬＳグ
ライドパスの搬送周波数と僅かに異なる搬送周波数で形
成する第１グライドパス発生手段と； 滑走路着陸点か
ら前記障害物に向かう前記正規のＩＬＳグライドパスを
形成する第２グライドパス発生手段と； 前記障害物上
空付近を航空機が通過したことを検出する第１検出手段
と； 前記進入用傾斜平面と前記正規のＩＬＳグライド
パスとが交差する付近の上空を航空機が通過したことを
検出する第２検出手段と； 初期状態が前記第２グライ
ドパス発生手段の出力電力＞前記第２グライドパス発生
手段の出力電力である場合において前記第１検出手段の
出力を受けて第１グライドパス発生手段の出力電力と第
２グライドパス発生手段の出力電力との大小関係を前記
初期状態とは逆の関係に制御し、前記第２検出手段の出
力を受けて第１グライドパス発生手段の出力電力と第２
グライドパス発生手段の出力電力との大小関係を初期状
態の関係に復帰させる電力制御手段と； を備えたこと
を特徴とする折線進入用着陸誘導装置。1. A carrier frequency of a regular ILS glide path that is defined by ICAO as an inclined plane for approach toward a space away from a predetermined position in front of the runway landing point and to a space that is a minimum distance specified for safe operation over an obstacle and is slightly smaller than the carrier frequency. First glide path generating means for forming at different carrier frequencies; second glide path generating means for forming the regular ILS glide path from the runway landing point to the obstacle; and the aircraft near the obstacle. First detection means for detecting that the aircraft has passed; second detection means for detecting that the aircraft has passed over the vicinity of the intersection of the approaching inclined plane and the regular ILS glide path; When the output power of the second glide path generating means> the output power of the second glide path generating means, the output of the first detecting means is received and the first glides are received. The magnitude relationship between the output power of the path generating means and the output power of the second glide path generating means is controlled to a relationship opposite to the initial state, and the output of the second detecting means is received to cause the first glide path generating means to receive the output. Output power and second
A landing guidance device for approaching a broken line, comprising: electric power control means for returning the magnitude relationship with the output power of the glide path generation means to the relationship in the initial state.