JP2512882B2 - Encoder - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直線または曲線運動する物体の移動距離や
回転運動する物体の回転角度または回転数などを計測す
るのに使用されるエンコーダに関するものである。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an encoder used for measuring a moving distance of an object that moves linearly or curvedly, a rotation angle or a rotational speed of an object that rotates rotationally, and the like. Is.

［従来の技術］ 磁気式或は光学式のインクリメンタルエンコーダにお
いて、一定間隔目盛を有するスケールに対して相対移動
する検出ヘッドから、移動量に応じた目盛の数だけの波
を含む信号が出力されるので、波の数を数えれば検出ヘ
ッドとスケールとの相対的な移動量、またはこれと相関
関係にある物理量、例えば移動距離や回転角または回転
数などが測定できる。[Prior Art] In a magnetic or optical incremental encoder, a detection head that relatively moves with respect to a scale having a fixed interval scale outputs a signal including waves corresponding to the number of scales according to the amount of movement. Therefore, if the number of waves is counted, the relative movement amount between the detection head and the scale or the physical amount correlated with this can be measured, for example, the movement distance, the rotation angle or the rotation number.

このようなエンコーダの分野能を高めるには、単純に
はスケールの目盛を細かくすればよいが、スケールの目
盛をあまり微細にすると、検出ヘッドで読み取られる信
号が弱くなるので、最終的な測定精度が悪くなることが
知られている。このため従来では、検出ヘッドからπ/2
の位相差をもつ二つの検出信号（Ａ相信号、Ｂ相信号）
を取り出し、両信号を抵抗分圧回路によって合成するこ
とで、π/2の位相差を更に幾つか分割した複数の分割相
差信号を作り出し、このようにしてスケールの最小目盛
間隔を分割数に応じて回路的に補間することによって分
解能の増加を行なっている。To increase the field performance of such an encoder, simply make the scale graduation fine, but if the scale graduation is too fine, the signal read by the detection head will be weak, so the final measurement accuracy Is known to get worse. Therefore, in the past, π / 2 from the detection head
Two detection signals (A phase signal, B phase signal) with a phase difference of
, And by combining both signals with a resistance voltage divider circuit, a plurality of divided phase difference signals are created by further dividing the phase difference of π / 2, and in this way the minimum scale interval of the scale is changed according to the number of divisions. The resolution is increased by interpolating the circuit.

［発明が解決しようとする課題］ 前述の回路的に分割位相差信号を補間する方式におい
ては、分圧回路の各分枝毎に加算器や差動アンプ、ロー
パスフィルタなどの演算回路が必要であり、分圧比の調
整も煩雑で難しく、分割数が多くなるほどこれらの点が
大きく問題となってくる。またエンコーダの測定精度を
向上するには検出ヘッドの分解能の限界にまでスケール
の目盛を細かくし、そのうえで前記回路的な補間の分割
数を増す必要があるが、以上述べたような制限を越えて
分割数を増すことはできず、エンコーダの高精度化には
自ら限界があるものとされてきた。[Problems to be Solved by the Invention] In the above-described method of interpolating divided phase difference signals in a circuit manner, an arithmetic circuit such as an adder, a differential amplifier, and a low-pass filter is required for each branch of the voltage dividing circuit. However, adjusting the voltage division ratio is complicated and difficult, and these problems become more serious as the number of divisions increases. In addition, in order to improve the measurement accuracy of the encoder, it is necessary to finely scale the scale to the limit of the resolution of the detection head and then increase the number of divisions of the above-mentioned circuit-like interpolation, but beyond the limits described above. The number of divisions cannot be increased, and it has been considered that there is a limit to improving the accuracy of encoders.

従ってこの発明の課題は、以上に述べたような従来の
問題点を解決して、分圧回路を用いることなく単純な回
路構成で高精度化を実現できるエンコーダを提供するこ
とである。Therefore, an object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems and to provide an encoder that can realize high accuracy with a simple circuit configuration without using a voltage dividing circuit.

［課題を解決するための手段］ この発明のエンコーダは、前述の課題を達成するため
に、一定間隔目盛を有するスケールと、該スケールに対
して相対的に移動したときに前記目盛毎に周期的なほぼ
正弦波状の波形をもつ互いにπ/2ラジアンの位相差の第
１と第２の検出信号を生じる検出手段と、第１と第２の
検出信号の各々を同様にπ/2ラジアンの位相差をもつ第
１と第２の高周波信号で夫々変調して第１と第２の変調
信号を得る変調手段と、第１と第２の変調信号の偏差信
号を出力する差動増幅手段と、この偏差信号の周波数を
Ｎ倍（Ｎは正の整数）にする周波数逓倍手段と、この周
波数逓倍後の偏差信号からもとの検出信号のＮ倍の角周
波数をもつ互いにπ/2ラジアンの位相差の第１と第２の
相出力信号を取り出す復調手段とを備えている。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above-mentioned object, the encoder of the present invention has a scale having a constant interval scale and a periodic scale for each scale when the scale is moved relative to the scale. Detecting means for generating the first and second detection signals having a phase difference of π / 2 radians with each other having a substantially sinusoidal waveform, and each of the first and second detection signals similarly having a position of π / 2 radians. Modulating means for respectively modulating the first and second high-frequency signals having a phase difference to obtain the first and second modulated signals; and differential amplifying means for outputting a deviation signal of the first and second modulated signals, Frequency multiplying means for multiplying the frequency of the deviation signal by N times (N is a positive integer), and a π / 2 radian unit having an angular frequency of N times the original detection signal from the deviation signal after the frequency multiplication. Demodulation means for extracting the phase difference first and second phase output signals are provided.

［作用］ この発明のエンコーダにおいては、一定間隔目盛を有
するスケールに対して検出器が相対的に移動すると、該
検出器からは、前記目盛に対応した周期のほぼ正弦波状
の波形をもつ互いにπ/2ラジアンの位相差の第１と第２
の検出信号が出力される。ここで目盛間隔をλ、相対移
動量をｘとすると、これら第１と第２の検出信号は、夫
々定数や係数を省略して、 第１の検出信号:sin（２πx/λ） 第２の検出信号:cos（２πx/λ） と表わすことができる。[Operation] In the encoder of the present invention, when the detector moves relative to the scale having a constant interval scale, the detector moves from the detector to each other with a substantially sinusoidal waveform having a period corresponding to the scale. / 2 radian phase difference first and second
The detection signal of is output. Here, when the scale interval is λ and the relative movement amount is x, the first and second detection signals omit the constants and coefficients, respectively, and the first detection signal: sin (2πx / λ) second It can be expressed as a detection signal: cos (2πx / λ).

変調手段はこれら第１と第２の検出信号を同様にπ/2
ラジアンの位相差をもつ高周波信号で夫々変調して、第
１と第２の変調信号を出力する。今、第１の検出信号を
V₀・sinωｔの高周波信号で変調すると、第１の変調信
号は、 V₀・sinωｔ・sin（２πx/λ） となる。The modulation means similarly outputs π / 2 to these first and second detection signals.
The high frequency signals having a phase difference of radian are respectively modulated, and the first and second modulated signals are output. Now, the first detection signal
When modulated with a high frequency signal of V ₀ · sinωt, the first modulated signal becomes V ₀ · sinωt · sin (2πx / λ).

また同様に第２の検出信号をV₀・cosωｔの高周波信
号で変調すると、第２の変調信号は、 V₀・cosωｔ・cos（２πx/λ） となる。Similarly, when the second detection signal is modulated with the high frequency signal of V ₀ · cosωt, the second modulation signal becomes V ₀ · cosωt · cos (2πx / λ).

差動増幅手段では第２の変調信号から第１の変調信号
を引き算し、簡単な計算から解るように、両者の差に相
当する偏差信号、 V₀・cos（ωｔ＋２πx/λ） を得る。The differential amplifying means subtracts the first modulated signal from the second modulated signal, and as can be understood from a simple calculation, obtains a deviation signal V ₀ · cos (ωt + 2πx / λ) corresponding to the difference between the two.

周波数逓倍手段はこの偏差信号の周波数をＮ倍（Ｎは
正の整数）する。この処理は、例えば、掛け算器を用い
たり、バイポーラトランジスタやFET或はダイオードな
どの非直線特性を利用したりして、偏差信号をＮ乗する
ことによって行なわれる。一般に、cos^Nθは、cosNθ,c
os｛（Ｎ−２）θ｝,sin｛（Ｎ−２）θ｝,cos｛（Ｎ−
４）θ｝,sin｛（Ｎ−４）θ｝で展開でき、目的の（Ｎ
θ）の位相を持った項は、（1/2）^NcosNθとなるので、
前記偏差信号をＮ乗した信号、 ｛V₀・cos（ωｔ＋２πx/λ）｝^Ｎ には、（Ｎωｔ）の位相成分として、 （V₀/2）^Ｎ・cos（Ｎωｔ＋２πNx/λ） が含まれている。The frequency multiplication means multiplies the frequency of this deviation signal by N (N is a positive integer). This processing is performed by raising the deviation signal to the Nth power using, for example, a multiplier or utilizing the non-linear characteristic of a bipolar transistor, FET or diode. In general, cos ^N θ is cos ^N θ, c
os {(N-2) θ}, sin {(N-2) θ}, cos {(N-
4) θ}, sin {(N−4) θ} can be expanded and the target (N
The term with the phase of (θ) becomes (1/2) ^N cos Nθ, so
The deviation signal the N-th power signal, the _{{V 0 · cos (ωt +} 2πx / λ)} N as the phase component of (Nωt), contains ^{_{(V 0/2) N ·}} cos (Nωt + 2πNx / λ) There is.

復調手段はこのＮωｔの位相成分を例えば同期検波に
よって取り出す。この場合、検波に用いる同期信号とし
て前記変調信号のＮ倍の周波数をもった互いにπ/2ラジ
アンの位相差の二つの高周波信号を用い、最終的にロー
パスフィルタを通してπ/2ラジアンの位相差の二つの相
出力信号、すなわちＡ相信号sin2πN/λと、Ｂ相信号co
s2πN/λとを得るものである。The demodulation means extracts the phase component of Nωt by, for example, synchronous detection. In this case, two high-frequency signals having a phase difference of π / 2 radians with a frequency N times that of the modulation signal are used as the synchronization signals used for detection, and finally a low-pass filter is used to obtain a phase difference of π / 2 radians. Two phase output signals, A phase signal sin2πN / λ and B phase signal co
to obtain s2πN / λ.

このようにして原信号のＮ倍の角周波数をもつAB両相
信号が得られ、これは原信号をＮ分割したものに他なら
ない。In this way, an AB two-phase signal having an angular frequency N times that of the original signal is obtained, which is nothing but the N-divided version of the original signal.

この発明では分割数Ｎは周波数逓倍手段の例えば掛け
算器のべき数で任意に設定でき、演算回路も複雑になら
ない。また信号処理を交流信号で扱うので、増幅器をAC
アンプで構成でき、広帯域のDCアンプを使用しなくて済
む利点もある。In the present invention, the division number N can be arbitrarily set by the power of the frequency multiplication means, for example, the multiplier, and the arithmetic circuit does not become complicated. Since the signal processing is handled as an AC signal, the amplifier is
It has the advantage that it can be configured with an amplifier and does not need to use a wide band DC amplifier.

この発明の実施例を図面と共に説明すれば以下の通り
である。An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

［実施例］ 第１図は、磁気式エンコーダに適用した場合のこの発
明の実施例の要部の構成を示す回路図である。図におい
て、スケール６は、リニアエンコーダの場合は直線状、
ロータリーエンコーダの場合は円盤または円筒状の磁気
記録媒体に一定間隔の磁気目盛（Ｎ極、Ｓ極）を着磁し
たものであり、この磁気目盛を読み取るための検出手段
としてＡ相用の磁気ヘッド5AとＢ相用の磁気ヘッド5Bと
が互いにスケール６に近接配置されている。この場合、
磁気ヘッド5A,5Bはスケールとの相対移動に伴なって磁
気目盛に対応した正弦波状の検出出力を生じるようにさ
れ、しかも一方の磁気ヘッド5Aが例えばsin（２πx/
λ）（但しｘは相対移動量、λは磁気目盛間隔）の正弦
波信号を出力したときは他方の磁気ヘッド5Bがそれと同
期してcos（２πx/λ）の正弦波信号を出力するように
相対的な配置関係が定められている。[Embodiment] FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of an embodiment of the present invention when applied to a magnetic encoder. In the figure, the scale 6 is linear in the case of a linear encoder,
In the case of a rotary encoder, a magnetic recording medium having a disk or cylindrical shape is magnetized with magnetic graduations (N pole, S pole) at regular intervals, and a magnetic head for phase A is used as a detecting means for reading the magnetic graduation. The magnetic head 5B for 5A and the magnetic head 5B for phase B are arranged close to each other on the scale 6. in this case,
The magnetic heads 5A and 5B are adapted to generate a sinusoidal detection output corresponding to the magnetic scale along with the relative movement with the scale, and one of the magnetic heads 5A is, for example, sin (2πx /
λ) (where x is the relative movement amount, λ is the magnetic scale interval), when the sine wave signal is output, the other magnetic head 5B outputs a sine wave signal of cos (2πx / λ) in synchronization with it. Relative arrangement relationship is defined.

磁気ヘッド5A,5Bは、この実施例では、第２図（ａ）
（ｂ）に示すように、ガラスなどの非磁性絶縁体製の平
滑な基板１の上に、複数本の磁気抵抗効果素子（以下、
MR素子という）２を配線パターン３と共にフォトリソグ
ラフィと真空蒸着技術によって形成し、その表面を絶縁
膜４で覆ってなるものを用いている。In this embodiment, the magnetic heads 5A and 5B are shown in FIG.
As shown in (b), a plurality of magnetoresistive effect elements (hereinafter,
An MR element) 2 is formed together with a wiring pattern 3 by photolithography and a vacuum evaporation technique, and the surface thereof is covered with an insulating film 4.

第２図（ｂ）に示すように、MR素子２は四つのブロッ
クB₁〜B₂を間隔1.5λで幾何学的に並列配置して、これ
らブロックを温度補償と感度を倍に上げるために配線パ
ターン３によってホイートストンブリッジを組むように
電気的に接続してなるものである。この場合、一つのブ
ロックを複数の並列配置されたMR素子で構成してもよ
く、このときのブロック内のMR素子間隔はλまたはその
整数倍であればよい。また前記各ブロック間の間隔は
（ｍ＋1/2）λ（但しｍは正の整数）であればよく、必
ずしも相互に等しくする必要はない。As shown in FIG. 2 (b), the MR element 2 has four blocks B _{1 to} B ₂ arranged geometrically in parallel at an interval of 1.5λ in order to double temperature compensation and sensitivity. The wiring patterns 3 are electrically connected so as to form a Wheatstone bridge. In this case, one block may be composed of a plurality of MR elements arranged in parallel, and the MR element interval in the block at this time may be λ or an integral multiple thereof. Further, the interval between the blocks may be (m + 1/2) λ (where m is a positive integer) and is not necessarily equal to each other.

スケール６の上において水平磁界の分布は隣接する着
磁部分の極性が変わる境目で最大磁界強度となり、境目
同士の間の中央部で最低磁界強度となる。The distribution of the horizontal magnetic field on the scale 6 has the maximum magnetic field strength at the boundary where the polarities of the adjacent magnetized portions change, and the minimum magnetic field strength at the center between the boundaries.

MR素子２は、それに作用する磁界の大きさが増加する
とその電気抵抗を減じるので、第２図において仮に端子
7,8間に一定の基準電圧を印加しておくと、前記相対移
動によって端子9,10間には第３図に示すような正弦波に
類似した信号が現われる。この信号は一般に高調波を含
んでいるので正確な正弦波ではないが、磁気ヘッド5Aお
よび5Bのスケール６に対する間隙を適当にすることによ
り高調波の影響を少なくして、ほぼ正弦波に近い信号と
して取り出すことができる。The MR element 2 decreases its electrical resistance as the magnitude of the magnetic field acting on it increases.
When a constant reference voltage is applied between 7 and 8, a signal similar to a sine wave as shown in FIG. 3 appears between terminals 9 and 10 due to the relative movement. Since this signal generally contains harmonics, it is not an accurate sine wave, but the influence of the harmonics is reduced by making the gap between the magnetic heads 5A and 5B with respect to the scale 6 appropriate, and a signal close to a sine wave is obtained. Can be taken out as.

第２図の構成をもった磁気ヘッドの具体的な例で前記
間隔を種々に変えたときのヘッド出力電圧をスペクトロ
アナライザで解析してみた結果を第４図に示す。この場
合、スケールと磁気ヘッドとの間隙を60μｍ以上に設定
すれば、検出出力中の複数次高調波が充分に低レベルと
なり、出力波形がほぼ正弦波となることが解る。尚、こ
のことは磁気式の場合に限らず、光電検出方式において
も同様なことがいえる。FIG. 4 shows the results of analyzing the head output voltage with a spectro-analyzer when the interval is variously changed in a specific example of the magnetic head having the configuration of FIG. In this case, it can be seen that if the gap between the scale and the magnetic head is set to 60 μm or more, the multiple harmonics in the detection output will be at a sufficiently low level and the output waveform will be almost a sine wave. This can be said not only in the case of the magnetic type, but also in the photoelectric detection method.

さて、第１図に戻って、磁気ヘッド5A,5Bは前述第２
図（ｂ）に示した構成を有しており、第１図ではサフィ
ックスA,Bを付して磁気ヘッドの各端子を第２図（ｂ）
に対応付けて示してある。Now, returning to FIG. 1, the magnetic heads 5A and 5B are
It has the configuration shown in FIG. 2B, and in FIG. 1 suffixes A and B are attached to each terminal of the magnetic head as shown in FIG. 2B.
Is shown in association with.

Ａ相用の磁気ヘッド5Aにおいては、端子7Aと8A間に定
電圧の代りに角周波数ωの正弦波高周波電圧信号V₀sin
ωｔが印加され、これによってその磁気ヘッド出力を変
調している。In the A phase magnetic head 5A, a sinusoidal high frequency voltage signal V ₀ sin of angular frequency ω is used instead of the constant voltage between the terminals 7A and 8A.
ωt is applied to modulate the output of the magnetic head.

一方、Ｂ相用の磁気ヘッド5Bにおいては、端子7Bと8B
間に定電圧の代りに前記高周波信号に対してπ/2ラジア
ンの位相差をもった角周波数ωの正弦波高周波電圧信号
V₀cosωｔが印加され、これによってその磁気ヘッド出
力を同様に変調している。On the other hand, in the B-phase magnetic head 5B, terminals 7B and 8B
A sine wave high frequency voltage signal of angular frequency ω having a phase difference of π / 2 radians with respect to the high frequency signal instead of the constant voltage.
V ₀ cos ωt is applied, which similarly modulates the output of the magnetic head.

これら高周波信号の周波数は、前述した変調前の磁気
ヘッドからの出力sin（２πx/λ）,cos（２πx/λ）の
ほぼ10倍程度以上の周波数であればよい。The frequency of these high-frequency signals may be about 10 times or more the output sin (2πx / λ), cos (2πx / λ) from the magnetic head before modulation described above.

磁気ヘッド5A,5Bの各出力端子9A,10Aおよび9B,10B
は、各々AC差動アンプ11,12の入力端子に接続され、前
述ブリッジ接続による倍の感度での検出出力を得ている
が、MR素子に対するこれらアンプの悪影響を防ぐために
は、MR素子による磁気ヘッドの出力抵抗が一般には100
〜2000Ωであるので、AC差動アンプ11,12の入力インピ
ーダンスの大きさを数百ｋΩ以上とするのが好ましい。Output terminals 9A, 10A and 9B, 10B of magnetic heads 5A, 5B
Are connected to the input terminals of the AC differential amplifiers 11 and 12, respectively, and the detection output with the double sensitivity is obtained by the bridge connection described above. The output resistance of the head is generally 100
Since it is ˜2000 Ω, it is preferable that the magnitude of the input impedance of the AC differential amplifiers 11 and 12 is several hundreds kΩ or more.

今、α＝ωｔ、β＝２πx/λと置くと、差動アンプ11
からの出力（変調信号）は、 また、差動アンプ12の出力（変調信号）は、 と表わすことができる。If α = ωt and β = 2πx / λ are set, the differential amplifier 11
The output from (modulated signal) is The output (modulation signal) of the differential amplifier 12 is Can be expressed as

これらの変調信号は、両者の出力の偏差をとるために
別のAC差動アンプ13に入力され、差動アンプ13から｛co
sα・cosβ−sinα・sinβ｝の計算に基づいてV₀.cos
（ωｔ＋２πx/λ）の偏差信号が出力される。These modulated signals are input to another AC differential amplifier 13 in order to obtain the deviation between the outputs of both, and the differential amplifier 13 outputs {co
V ₀ .cos based on the calculation of sα ・ cosβ−sinα ・ sinβ}
A deviation signal of (ωt + 2πx / λ) is output.

この偏差信号は、次いでＮ乗回路14に入力されるが、
このＮ乗回路14は、例えば第５図に示すような掛算器50
を幾つかタンデムに接続することによって簡単に構成で
きる。すなわち、第５図に示すように二つの入力端子に
電圧X,Yを入力すると出力Ｘ・Ｙを生じる掛算器50はIC
化されて入手し易いが、この掛算器の二つの入力端子に
共に電圧Ｘを入力すると出力X²を得ることができる。例
えば、第６図に示すように、三つのこのような掛算器5
1,52,53をタンデム接続すると、入力電圧Ｘに対して出
力電圧X⁸を生じる８乗回路が構成できる。換言すれば、
一般にＱ個の掛算器をタンデム接続すると2^Q乗回路が構
成される。This deviation signal is then input to the Nth power circuit 14,
This N-th power circuit 14 has a multiplier 50 as shown in FIG. 5, for example.
It can be easily constructed by connecting several tandems. That is, as shown in FIG. 5, when the voltages X and Y are input to the two input terminals, the multiplier 50 which produces the output X · Y is the IC
Although it is easy to obtain, the output X ² can be obtained by inputting the voltage X into the two input terminals of this multiplier. For example, as shown in FIG. 6, three such multipliers 5
When 1,52,53 are connected in tandem, an 8th power circuit that produces an output voltage X ⁸ with respect to an input voltage X can be constructed. In other words,
Generally, 2 ^Q power circuits are constructed by connecting Q multipliers in tandem.

このＮ乗回路は、掛算器を用いるほかに、バイポーラ
トランジスタ,FET,ダイオードなどの非直線特性を利用
したものを用いてもよい。The N-th power circuit may use a non-linear characteristic such as a bipolar transistor, FET, or diode, instead of using a multiplier.

Ｎ乗回路14の出力信号中には、前述のように （V₀/2）^Ｎ・cos（Ｎωｔ＋２πNx/λ） の項が含まれており、従ってこれを同期検波によって取
り出す。第１図の回路ではＮ乗回路14の出力を二つのミ
キシング回路15,16に入力して、各々互いにπ/2ラジア
ンだけ位相のずれた角周波数Ｎωの基準信号sin（Ｎω
ｔ）およびcos（Ｎωｔ）とミキシングし、夫々ローパ
スフィルタ17,18を通してＡ相出力信号とＢ相出力信号
とを出力端子19,20から得るようにしている。ここで前
記ミキシング回路15,16は、前記Ｎ乗回路と同様に第７
図に示すような掛算器54によるものでもよく、その出力
信号中からＮωの角周波数をもつ高域成分をローパスフ
ィルタで除くことにより、Ａ相出力信号として出力端子
19にV_a・sin（２πNx/λ）が得られ、またＢ相出力信号
として出力端子20に位相差π/2ラジアンのV_b・cos（２
πNx/λ）が得られるものである。尚、V_aとV_bは定数で
ある。During the output signal of the N-th power circuit 14, it includes a term as previously described ^{_{(V 0/2) N ·}} cos (Nωt + 2πNx / λ), thus taking out this by synchronous detection. In the circuit of FIG. 1, the output of the N-th power circuit 14 is input to the two mixing circuits 15 and 16, and the reference signals sin (Nω) of the angular frequency Nω whose phases are shifted from each other by π / 2 radians.
t) and cos (Nωt), and the A phase output signal and the B phase output signal are obtained from the output terminals 19 and 20 through the low pass filters 17 and 18, respectively. Here, the mixing circuits 15 and 16 are the same as the Nth power circuit and are the seventh circuit.
A multiplier 54 as shown in the figure may be used, and a high-pass component having an angular frequency of Nω is removed from the output signal by a low-pass filter to output it as an A-phase output signal.
V _a · sin (2πNx / λ) is obtained at 19, and V _b · cos (2 with a phase difference of π / 2 radian is output to the output terminal 20 as a B-phase output signal.
πNx / λ) is obtained. Note that V _a and V _b are constants.

これらのＡ相およびＢ相出力信号は原信号に比べて周
期が1/Nになっており、この後、更に波形整形回路に入
力されて矩形波信号に変換されるが、これについては従
前と同様であるので説明を省略する。These A-phase and B-phase output signals have a cycle of 1 / N compared to the original signal, and after that, they are further input to the waveform shaping circuit and converted into rectangular wave signals. The description is omitted because it is similar.

［発明の効果］ 以上に述べたように、この発明によれば、スケールの
目盛を微細にせずにその目盛間隔の1/Nに対応する微小
周期のAB両相出力を得ることができ、しかも分圧回路を
用いないから煩雑で困難な分圧比の調整も不要であり、
演算系も単純な回路構成でう実現できる利点が得られる
ものである。[Effect of the Invention] As described above, according to the present invention, it is possible to obtain an AB two-phase output of a minute period corresponding to 1 / N of the scale interval without making the scale of the scale fine, and Since no voltage divider circuit is used, it is not necessary to adjust the division ratio, which is complicated and difficult.
The operation system also has the advantage that it can be realized with a simple circuit configuration.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図はこの発明の実施例に係るエンコーダの要部の構
成を示す回路図、第２図（ａ）は磁気ヘッドの要部の概
略断面図、第２図（ｂ）は同じく磁気ヘッドの要部の概
略平面図、第３図は非変調時の磁気ヘッドから得られる
正弦波状の出力信号を示す波形図、第４図はスケールと
磁気ヘッドとの間隙を変えたときの磁気ヘッド出力の歪
具合の測定結果を示す線図、第５図は掛算器の例を示す
ブロック図、第６図はＮ乗回路の一例を示すブロック
図、第７図は掛算器によるミキシング回路の例を示すブ
ロック図である。 （主要部分の符号の説明） 5A,5B:磁気ヘッド、6:スケール、11,12,13:AC差動アン
プ、14:N乗回路、15,16:ミキシング回路、17,18:ローパ
スフィルタ、19:A相出力端子、20:B相出力端子。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a main part of an encoder according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 (a) is a schematic sectional view of a main part of a magnetic head, and FIG. FIG. 3 is a schematic plan view of a main part, FIG. 3 is a waveform diagram showing a sinusoidal output signal obtained from the magnetic head during non-modulation, and FIG. 4 is a magnetic head output when the gap between the scale and the magnetic head is changed. FIG. 5 is a block diagram showing an example of a multiplier, FIG. 6 is a block diagram showing an example of an N-th power circuit, and FIG. 7 is an example of a mixing circuit by a multiplier. It is a block diagram. (Description of symbols of main parts) 5A, 5B: magnetic head, 6: scale, 11,12,13: AC differential amplifier, 14: N power circuit, 15,16: mixing circuit, 17,18: low-pass filter, 19: A phase output terminal, 20: B phase output terminal.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大野 康 東京都品川区西大井１丁目６番３号 株 式会社ニコン大井製作所内 (56)参考文献 特開 昭57−30909（ＪＰ，Ａ) ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Yasushi Ono 1-6-3 Nishioi, Shinagawa-ku, Tokyo Inside Nikon Oi Manufacturing Co., Ltd. (56) References JP-A-57-30909 (JP, A)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】一定間隔目盛を有するスケールと、該スケ
ールに対して相対的に移動したときに前記目盛毎に周期
的なほぼ正弦波状の波形をもつ互いにπ/2ラジアンの位
相差の第１と第２の検出信号を生じる検出手段と、第１
と第２の検出信号の各々を同様にπ/2ラジアンの位相差
をもつ第１と第２の高周波信号で夫々変調して第１と第
２の変調信号を得る変調手段と、第１と第２の変調信号
の偏差信号を出力する差動増幅手段と、この偏差信号の
周波数をＮ倍（Ｎは正の整数）にする周波数逓倍手段
と、この周波数逓倍後の偏差信号からもとの検出信号の
Ｎ倍の各周波数をもつ互いにπ/2ラジアンの位相差の第
１と第２の相出力信号を取り出す復調手段とを備えたこ
とを特徴とするエンコーダー。1. A scale having a constant interval scale and a first phase difference of π / 2 radians with respect to each other having a substantially sinusoidal waveform which is periodic for each scale when moved relative to the scale. And a detection means for generating a second detection signal, and a first
Modulation means for respectively modulating the first and second high-frequency signals having the phase difference of π / 2 radians to obtain the first and second modulated signals, respectively. The differential amplification means for outputting the deviation signal of the second modulated signal, the frequency multiplication means for increasing the frequency of this deviation signal by N times (N is a positive integer), and the deviation signal after this frequency multiplication An encoder comprising demodulation means for extracting first and second phase output signals having a phase difference of π / 2 radians with each other having a frequency N times that of the detection signal.