JP2500943B2 - Current detector - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は電流検出装置に関し、さ
らに詳細には自動車のバッテリ充電電流や負荷電流等の
電流検出に用いる電流検出装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current detecting device, and more particularly to a current detecting device used for detecting a current such as a battery charging current or a load current of an automobile.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図９は、出願人が先に出願した特願平１
−２１３６２４号に記載した自動車のバッテリ充電電流
や負荷電流等の電流検出に用いる電流検出装置１Ａの回
路図である。図９において、２はオルタネータ、３は検
出抵抗、４はバッテリであり、被測定電流ＩL が検出抵
抗３を介してオルタネータ２からバッテリ４へ流れてい
る。５Ａは変調回路、６はトランス、７は交流増幅器、
８は復調回路、９は低域フィルタ、１０Ａは電圧電流変
換回路、１１は発振回路、１２Ａは駆動回路である。2. Description of the Related Art FIG. 9 is a patent application No. 1 filed by the applicant earlier.
FIG. 3 is a circuit diagram of a current detection device 1A used for current detection such as battery charging current and load current of a vehicle described in No. 213624. In FIG. 9, 2 is an alternator, 3 is a detection resistor, 4 is a battery, and the measured current I L flows from the alternator 2 to the battery 4 via the detection resistor 3. 5A is a modulation circuit, 6 is a transformer, 7 is an AC amplifier,
Reference numeral 8 is a demodulation circuit, 9 is a low-pass filter, 10A is a voltage-current conversion circuit, 11 is an oscillation circuit, and 12A is a drive circuit.
【０００３】変調回路５Ａは、スイッチング素子５１、
値がＲ１の入力抵抗５３、負荷抵抗５４、スイッチング
素子５１のバイアス抵抗５７からなり、共通端子５９、
変調回路５Ａの入力端子５１０と入力端子５１１及び制
御用入力端子５１３を備え、検出抵抗３の電圧ＶS を入
力している。図１０と図１１は、変調回路５Ａの動作を
説明するための図で、その値がＲe の抵抗５１６は図９
において端子５１１からトランス６側を見た等価的イン
ピーダンスであって交流増幅器７の入力インピーダンス
が十分低い場合は、負荷抵抗５４とほぼ等しい値にな
る。The modulation circuit 5A includes a switching element 51,
An input resistor 53 having a value of R1, a load resistor 54, a bias resistor 57 of the switching element 51, a common terminal 59,
The modulator circuit 5A includes an input terminal 510, an input terminal 511, and a control input terminal 513, and receives the voltage V S of the detection resistor 3. 10 and 11 are diagrams for explaining the operation of the modulation circuit 5A, and the resistor 516 whose value is R e is shown in FIG.
When the input impedance of the AC amplifier 7 is a sufficiently low impedance seen from the terminal 511 to the transformer 6 side, the value is almost equal to the load resistance 54.
【０００４】図１０と図１１において、スイッチング素
子５１は繰り返し周波数ｆ、デューティ比５０％でオ
ン，オフを繰り返す。スイッチング素子５１がオンした
とき抵抗５１６の両端すなわちスイッチング素子５１の
エミッタ・コレクタ間電圧ｅｍの値Ｅm2はゼロである。
また入力端子５１１から図１０では図示しない電圧電流
変換回路１０Ａへ電流Ｉｆが流れている場合、スイッチ
ング素子５１がオフしている状態では、ｅｍの値Ｅm1は
次式で与えられる。10 and 11, the switching element 51 is repeatedly turned on and off at a repetition frequency f and a duty ratio of 50%. The value E m @ 2 of the emitter-collector voltage em across i.e. switching element 51 of the resistor 516 when the switching element 51 is turned on is zero.
In the case where the current If flows to the voltage current converter 10A from the input terminal 511 not shown in FIG. 10, in the state where the switching element 51 is off, the value E m1 of em is given by the following equation.
【０００５】[0005]
【数１】 [Equation 1]
【０００６】従って抵抗５１６の両端の電位は図１１に
示すように振幅がＥm （Ｐ−Ｐ値）のパルス列となる。Therefore, the potential across the resistor 516 becomes a pulse train of which amplitude is Em (PP value) as shown in FIG.
【０００７】この直流成分を含んだ信号はトランス６を
介して交流増幅器７に伝搬される。トランス６はバッテ
リ４の電圧が変動することによって生じるコモンモード
ノイズを除去して、ｅｍのみを交流増幅器７に伝えるた
めの素子である。交流増幅器７は増幅器本体７１と出力
用結合コンデンサ７２からなり、出力端子７３に得られ
る信号ｅｏは、結合コンデンサ７２により増幅器本体で
発生するオフセット電圧などの直流成分が除かれた交流
信号である。交流増幅器７の出力信号ｅｏは次式で与え
られる。The signal containing the DC component is propagated to the AC amplifier 7 via the transformer 6. The transformer 6 is an element for removing common mode noise generated by the fluctuation of the voltage of the battery 4 and transmitting only em to the AC amplifier 7. The AC amplifier 7 includes an amplifier body 71 and an output coupling capacitor 72, and a signal eo obtained at an output terminal 73 is an AC signal from which a DC component such as an offset voltage generated in the amplifier body is removed by the coupling capacitor 72. The output signal eo of the AC amplifier 7 is given by the following equation.
【０００８】[0008]
【数２】 [Equation 2]
【０００９】上記数２式において、Ｇはトランス６のイ
ンピーダンス、結合比、交流増幅器７の入力インピーダ
ンス、増幅率から定まる定数である。In the above equation 2, G is a constant determined from the impedance of the transformer 6, the coupling ratio, the input impedance of the AC amplifier 7, and the amplification factor.
【００１０】復調回路８は、抵抗８１，８２、スイッチ
ング素子８３からなっており、抵抗８１の一端は出力端
子７３に接続されその他端と接地間に接続されたスイッ
チング素子８３の制御端子８４は抵抗８２を介して発振
回路１１の出力に接続されており、スイッチング素子８
３は繰り返し周波数ｆ、デューティ比５０％でオン，オ
フを繰り返す。復調回路８は制御入力に同期的に動作す
ることにより、交流増幅器７の出力ｅｏすなわち復調回
路８の入力交流信号をその位相も反映して直流信号に変
換するもので位相検波または同期検波と呼ばれる。復調
回路８の出力電圧はｅｐは、スイッチング素子８３がオ
ンしていればゼロであり、オフしていれば次式となる。The demodulation circuit 8 comprises resistors 81 and 82 and a switching element 83. One end of the resistor 81 is connected to the output terminal 73, and the control terminal 84 of the switching element 83 connected between the other end and the ground is a resistor. The switching element 8 is connected to the output of the oscillation circuit 11 via 82.
3 repeats on and off with a repetition frequency f and a duty ratio of 50%. The demodulation circuit 8 operates synchronously with the control input to convert the output eo of the AC amplifier 7, that is, the input AC signal of the demodulation circuit 8 into a DC signal by also reflecting its phase, which is called phase detection or synchronous detection. . The output voltage ep of the demodulation circuit 8 is zero when the switching element 83 is on, and is represented by the following expression when the switching element 83 is off.
【００１１】[0011]
【数３】 (Equation 3)
【００１２】ここで、Ｋ１は抵抗８１、抵抗９２の値で
決まる定数でその絶対値は１より小さい。Here, K1 is a constant determined by the values of the resistors 81 and 92, and its absolute value is smaller than 1.
【００１３】入力端子が抵抗８１とスイッチング素子８
３との接続点に接続された低域フィルタ回路９は、演算
増幅器９１、抵抗９２、コンデンサ９３からなり一般に
積分器として知られている。積分器では入力の交流成分
は減衰してほとんど失われてしまい直流成分のみとな
る。低域フィルタ９の直流での増幅度をＡとし、出力電
圧（直流）をＥb としたとき、Ｅb は次式で与えられ
る。The input terminal is a resistor 81 and a switching element 8
The low-pass filter circuit 9 connected to the connection point with 3 is composed of an operational amplifier 91, a resistor 92, and a capacitor 93, and is generally known as an integrator. In the integrator, the input AC component is attenuated and almost lost, leaving only the DC component. When the DC amplification degree of the low-pass filter 9 is A and the output voltage (DC) is Eb , Eb is given by the following equation.
【００１４】[0014]
【数４】 [Equation 4]
【００１５】低域フィルタ９の出力電圧Ｅb は電圧電流
変換回路１０Ａに導かれ、変調回路５Ａの端子５１１に
流すためのフィードバック電流Ｉｆを発生するととも
に、電圧電流変換回路１０Ａの出力端子１０５に電圧出
力Ｅout を生じる。電圧電流変換回路１０Ａはスイッチ
ング素子１０１と抵抗１０２からなっており、フィード
バック電流Ｉｆおよび出力電圧は次式で与えられる。The output voltage E b of the low-pass filter 9 is guided to the voltage-current conversion circuit 10A, generates a feedback current If for flowing to the terminal 511 of the modulation circuit 5A, and outputs to the output terminal 105 of the voltage-current conversion circuit 10A. It produces a voltage output E out . The voltage-current conversion circuit 10A includes a switching element 101 and a resistor 102, and the feedback current If and the output voltage are given by the following equations.
【００１６】[0016]
【数５】 Eout＝Eb−Vbe[Equation 5] Eout = Eb−Vbe
【００１７】[0017]
【数６】 If=(Eb-Vbe)／Ro=Eout／Ro[Equation 6] If = (Eb-Vbe) / Ro = Eout / Ro
【００１８】ここで、Ｖbeはスイッチング素子１０１と
してのトランジスタのベース・エミッタ間電圧であり、
Ｒ0 は出力抵抗１０２の値である。Here, V be is the base-emitter voltage of the transistor as the switching element 101,
R 0 is the value of the output resistor 102.
【００１９】上記数４，数５，数６式からＥout はＶS
の関数として次式で与えられる。From the above equations 4, 5 and 6, E out is V S
It is given as a function of
【００２０】[0020]
【数７】 (Equation 7)
【００２１】ここで、ＧおよびＡは１よりも十分大きい
ため数７式分母第２項＞＞１が成立し、次式となる。Here, since G and A are sufficiently larger than 1, the second denominator second term >> 1 is satisfied, and the following equation is obtained.
【００２２】[0022]
【数８】 (Equation 8)
【００２３】代表的な値として、Ｒ１＝１００Ω、Ｒe
＝１ｋΩ、Ｋ１＝１／２、Ｒ0 ＝１０ｋΩ、Ｇ＝１
０3 、Ａ＝１０5 を代入すると上記数８式第２項の分母
は約２３０となり、Ｖbe＝0.７Ｖとしても第２項の値は
３ｍＶとなって通常は無視できる。従って、上記数８式
はさらに単純化され次式を得る。As typical values, R1 = 100Ω, R e
= 1 kΩ, K1 = 1/2, R 0 = 10 kΩ, G = 1
Substituting 0 3 and A = 10 5 , the denominator of the second term of the above equation 8 is about 230, and even if V be = 0.7 V, the value of the second term is 3 mV and can be normally ignored. Therefore, the above equation (8) is further simplified to obtain the following equation.
【００２４】[0024]
【数９】 [Equation 9]
【００２５】また一方、ＶS は被測定電流ＩL と検出抵
抗３の値ＲS の積で与えられるから下記式が成立する。On the other hand, since V S is given by the product of the measured current I L and the value R S of the detection resistor 3, the following formula is established.
【００２６】[0026]
【数１０】 [Equation 10]
【００２７】従って上述の定数例で、ＲS ＝0.１ｍΩと
したとき、上記数１０式に従って下記式を得る。Therefore, in the above-mentioned constant example, when R S = 0.1 mΩ, the following equation is obtained according to the above equation (10).
【００２８】[0028]
【数１１】 Eout＝0.01・IL [Equation 11] Eout = 0.01 · I L
【００２９】上記数１１式からＩL ＝１００Ａのとき、
Ｅout＝１Ｖとなる。ちなみにこのときの検出抵抗３に
おける電圧降下ＶS は１０ｍＶであり、実用上全く問題
のないレベルである。From the above equation 11, when I L = 100A,
E out = 1V. By the way, the voltage drop V S across the detection resistor 3 at this time is 10 mV, which is a level having no problem in practical use.
【００３０】上記数１０式によれば、被測定電流ＩL と
出力電圧Ｅout の関係は、非常に単純で抵抗比のみで感
度が決まる。According to the equation (10), the relationship between the measured current I L and the output voltage E out is very simple, and the sensitivity is determined only by the resistance ratio.
【００３１】なお、発振回路１１は２つのスイッチング
素子５１，８３を同期的にオン，オフするための信号を
発生することがその機能であり、周波数安定性に対して
厳しい性能を有する必要はない。The oscillator circuit 11 has a function of generating a signal for synchronously turning on and off the two switching elements 51 and 83, and does not need to have strict performance with respect to frequency stability. .
【００３２】また、駆動回路１２Ａはオルタネータ２の
非接地側（プラス側）の電位にあるスイッチング素子５
１を適確にオン，オフするためのものでトランジスタ１
２１、抵抗１２２，１２３からなっている。Further, the drive circuit 12A has the switching element 5 at the non-ground side (plus side) potential of the alternator 2.
Transistor 1 for turning on and off 1 properly
21 and resistors 122 and 123.
【００３３】このような上記電流検出装置１Ａにおいて
は、図１０に示す変調回路５Ａに用いるスイッチング素
子５１がオンしたとき、スイッチング素子５１にオフセ
ット電圧が無いものとし、Ｅm2＝０と考えている。現実
にはスイッチング素子にはオフセット電圧が生じこれが
変調回路５Ａの誤差となり次段の交流増幅器７で増幅さ
れて電流検出装置１Ａのオフセット電圧となる。In the above current detector 1A, when the switching element 51 used in the modulation circuit 5A shown in FIG. 10 is turned on, it is assumed that the switching element 51 has no offset voltage and E m2 = 0. . In reality, an offset voltage is generated in the switching element, which becomes an error of the modulation circuit 5A and is amplified by the AC amplifier 7 in the next stage to become the offset voltage of the current detection device 1A.
【００３４】図１２と図１３は電流検出装置１のオフセ
ット電圧を説明するための図であり、変調回路５Ａの構
成は図１０と同じである。図１２の(a) において、スイ
ッチング素子５１は繰り返し周波数ｆ，デューティ５０
％でオン，オフを繰り返している。スイッチング素子５
１のエミッタ・コレクタ間電圧すなわち抵抗５１６の両
端の電位はｅｍ′とする。スイッチング素子がオフして
いる状態では、変調回路５Ａは図１２の(a) の等価回路
で示され、このときのｅｍ′の値をＥmoff′とすると、
次式が成立する。12 and 13 are diagrams for explaining the offset voltage of the current detection device 1, and the configuration of the modulation circuit 5A is the same as that of FIG. In FIG. 12A, the switching element 51 has a repetition frequency f and a duty 50.
Repeated on and off with%. Switching element 5
The emitter-collector voltage of 1, that is, the potential across the resistor 516 is em '. When the switching element is off, the modulation circuit 5A is shown by the equivalent circuit of FIG. 12 (a), and the value of em 'at this time is Emoff ',
The following equation holds.
【００３５】[0035]
【数１２】 (Equation 12)
【００３６】次にスイッチング素子５１がオンしたと
き、エミッタ・コレクタ間は短絡（ｅｍ′＝0)とはなら
ず、スイッチング素子５１のオフセット電圧により図１
２の(c) のごとく示される。図１２(c) よりｅｍ′の値
Ｅmon ′は次式で表される。Next, when the switching element 51 is turned on, a short circuit (em '= 0) does not occur between the emitter and the collector, and the offset voltage of the switching element 51 causes the short circuit in FIG.
It is shown as (c) in 2. From FIG. 12C, the value E mon ′ of em ′ is represented by the following equation.
【００３７】[0037]
【数１３】 Emon'＝Voff[Equation 13] Emon '= Voff
【００３８】上記数１２，数１３式より、ｅｍ′は図１
３に示す振幅ｅｍ′(Ｐ−Ｐ）がＥmoff′−Ｅmon ′の
パルス列となり、次式で示される。From the equations (12) and (13), em 'is shown in FIG.
Amplitude shown in 3 em '(P-P) is E moff' becomes a pulse train of -E mon ', represented by the following formula.
【００３９】[0039]
【数１４】 [Equation 14]
【００４０】上記数１，数１４式を比べると現実にはス
イッチング素子５１のオフセット電圧により変調回路５
Ａの出力には誤差を生じる。フィードバック電流Ｉｆは
変調回路５Ａの出力が常に０になるように流れ、出力抵
抗１０２の値をＲ0 とすれば電流検出装置１Ａの出力電
圧は、次式で示される。Comparing the equations (1) and (14), in reality, the modulation circuit 5 is caused by the offset voltage of the switching element 51.
An error occurs in the output of A. The feedback current If flows so that the output of the modulation circuit 5A is always 0, and if the value of the output resistor 102 is R 0 , the output voltage of the current detection device 1A is expressed by the following equation.
【００４１】[0041]
【数１５】 Eout＝Ro・If[Equation 15] Eout = Ro ・ If
【００４２】スイッチング素子５１のオフセット電圧Ｖ
off を考慮にいれていない上記の電流検出装置１Ａの定
数例として、被測定電流ＩL ＝１００Ａ、検出抵抗ＲS
＝０．１ｍΩとするとＶＳ ＝１０ｍＶとなり、入力抵
抗Ｒ１＝１００Ωとすれば上記数１式をゼロとするフィ
ードバック電流Ｉｆは１００μＡ流れる。このとき電流
検出装置１Ａの出力電圧Ｅ0 に５Ｖを得たい場合Ｒ0 ＝
５０ｋΩとなる。上記数１式は現実的には上記数１４式
で与えられるため、代表的な値としてＶoff ＝−４ｍ
Ｖ、Ｒe ＝４７０Ωとし、Ｒ１、Ｒ0 は各々１００Ω、
５０ｋΩとすれば、被測定電流ＩL ＝０ＡすなわちＶS
＝０のとき、上記数１４式を０とするフィードバック電
流Ｉｆは４９μＡ流れ、Ｅout ＝2.４Ｖとなる。これが
電流検出装置１Ａのオフセット電圧である。Offset voltage V of switching element 51
As a constant example of the above-mentioned current detection device 1A which does not take off into consideration, the measured current I L = 100 A, the detection resistance R S
= 0.1 mΩ, V S = 10 mV, and if the input resistance R1 = 100Ω, the feedback current If that makes the above expression 1 zero flows 100 μA. At this time, when it is desired to obtain 5 V as the output voltage E 0 of the current detection device 1A, R 0 =
It becomes 50 kΩ. Since the above equation 1 is actually given by the above equation 14, V off = −4 m as a typical value.
V, R e = 470Ω, R1 and R 0 are 100Ω,
If it is 50 kΩ, the measured current I L = 0A, that is, V S
When = 0, the feedback current If for which the above equation (14) is set to 0 flows 49 μA, and E out = 2.4V. This is the offset voltage of the current detection device 1A.
【００４３】このように変調回路５Ａを構成するスイッ
チング素子５１のオフセット電圧を考慮にいれると、上
記の電流検出装置１Ａの出力は、被測定電流の大小に係
わらず、オフセット電圧による誤差で2.４Ｖ、電流換算
を行うと、2.４／5.０×１００Ａ＝４８Ａの誤差を持
つ。つまり、出願人が先に提案した電流検出装置１Ａ
は、被測定電流０Ａ時に４８Ａ、被測定電流１００Ａ時
に１４８Ａという測定結果を下す。またスイッチング素
子のオフセット電圧は生産ロット、温度条件等によりそ
の値は一定していない。When the offset voltage of the switching element 51 constituting the modulation circuit 5A is taken into consideration in this way, the output of the above-mentioned current detecting device 1A has an error due to the offset voltage regardless of the magnitude of the measured current. There is an error of 2.4 / 5.0 × 100A = 48A when converted to 4V and current. That is, the current detection device 1A that the applicant previously proposed.
Gives a measurement result of 48 A when the measured current is 0 A and 148 A when the measured current is 100 A. The value of the offset voltage of the switching element is not constant depending on the production lot, temperature conditions and the like.
【００４４】検出抵抗３の抵抗値を実用上全く問題の無
いレベルにするためにコンマ数ｍΩにすると、検出抵抗
３は通常金属を素材とする導電体で構成しなければなら
ない。検出抵抗３を金属を素材とする導電体に形成した
とき電流検出装置１Ａの出力温度特性は導電体の温度特
性により次式で示される。When the number of commas is set to mΩ in order to set the resistance value of the detection resistor 3 to a level where there is no problem in practical use, the detection resistor 3 must normally be made of a conductor made of metal. When the detection resistor 3 is formed of a conductor made of metal, the output temperature characteristic of the current detecting device 1A is expressed by the following equation according to the temperature characteristic of the conductor.
【００４５】[0045]
【数１６】 [Equation 16]
【００４６】例えば、検出抵抗３の導電体の素材をりん
青銅ＪＩＳ２種Ｃ５１９１（温度係数はα＝２×１
０-3）とし、導電体に形成した検出抵抗３の基準温度を
２５℃における抵抗値ＲS ′を0.１ｍΩ、出力抵抗Ｒ0
＝５０ｋΩ、入力抵抗１００Ω、被測定電流１００Ａと
し、出力電圧に５Ｖを得るように設定した電流検出装置
１Ａの出力−温度特性図であり、図１４の線ａがその特
性線である。これを図１４の線ｂに示す温度係数α＝０
として理想出力特性と比較すれば図１５に示すように−
４０℃で−１３％の誤差、＋１００℃で＋１５％の誤差
を生じ、良好な温度特性を得ることができない。For example, the material of the conductor of the detection resistor 3 is phosphor bronze JIS Class 2 C5191 (temperature coefficient is α = 2 × 1).
0 -3 ), the reference temperature of the detection resistor 3 formed on the conductor is 25 m, the resistance value R S ′ is 0.1 mΩ, and the output resistance R 0
= 50 kΩ, input resistance 100 Ω, current to be measured 100 A, and an output-temperature characteristic diagram of the current detection device 1A set to obtain an output voltage of 5 V, and the line a in FIG. 14 is the characteristic line. This is indicated by a line b in FIG.
As compared with the ideal output characteristic, as shown in FIG.
An error of −13% occurs at 40 ° C. and an error of + 15% occurs at + 100 ° C., and good temperature characteristics cannot be obtained.
【００４７】図１６は被測定電流ＩL に交流ノイズ電流
ｉｎが重畳したとき、変調回路５Ａの出力に現れる交流
ノイズ電流と変調回路５Ａのスイッチング素子５１をオ
ンオフする信号の周波数の関係を示した図である。図１
６の(a) はスイッチング素子５１をオン，オフする信号
（図９の点５１３の電圧波形）を表した図で、周波数は
ｆc である。図１６の(b) は被測定電流ＩL に交流ノイ
ズ電流ｉｎが重畳した図である。但し、交流ノイズ電流
ｉｎは説明の簡単化のため周波数ｆn 、振幅ｉＮ、デュ
ーティ比５０％の方形波を仮定している。図１６の(b)
の電流が検出抵抗３を流れると検出抵抗３の両端には図
１６の(c) に示すようにＶS ＝ＲS ・ＩL に振幅ＲS ・
ｉＮ、周波数ｆn の交流ノイズが重畳した電圧（実線）
が生じ、変調回路５Ａの入力となる。ここでＶB はバッ
テリ４の電圧値である。図１６の(d) は交流ノイズの周
波数ｆn ＝ｆc のときの変調回路５Ａの出力を示した図
である。このとき、被測定電流ＩL に対しプラス側に生
じた交流ノイズ信号（図中斜線部ｄ１）がすべて出力さ
れ、後段の交流増幅器７で増幅されたのち低域フィルタ
９で積分され電流検出装置１Ａの出力に誤差となって現
れる。図１６の(e)は交流ノイズの周波数がｆn＝２・ｆ
c のときの変調回路５Ａの出力を示した図である。この
とき、被測定電流ＩL に対しプラス側に生じた交流ノイ
ズ信号（図中斜線部ｅ１）とマイナス側に生じた交流ノ
イズ信号（図中縦線部ｅ２）が変調回路５Ａより出力さ
れるが、後段の低域フィルタ９で積分されることによ
り、ｅ１とｅ２は相殺され電流検出装置１Ａの出力には
誤差を生じない。図１６の(f)は交流ノイズの周波数が
ｆn ＝３・ｆc のときの変調回路５Ａの出力を示した図
である。このとき、被測定電流ＩL に対し、プラス側に
生じた交流ノイズ信号（図中斜線部ｆ１，ｆ２）とマイ
ナス側に生じた交流ノイズ信号（図中縦線部ｆ３）が出
力される。これらのノイズ信号は、後段の低域フィルタ
９で積分されることにより、ｆ１あるいはｆ２とｆ３は
相殺されるが、相殺されなかったｆ１あるいはｆ２の何
れかは電流検出装置１Ａの出力に誤差となって現れる。
ｆn ＝ｆc のときの誤差を１とすれば、ｆn ＝３・ｆc
のときの誤差は１／３となる。同様にｆn ＝ｋ・ｆc の
ときの電流検出装置１Ａの出力誤差はｆn ＝ｆc のとき
の誤差の１／ｋとなる（ｋは奇数）。なお、交流ノイズ
信号の周波数ｆn とスイッチング素子５１の周波数ｆc
が一致しないとき変調回路５Ａの出力は低域フィルタ９
で平均化されることにより誤差を全く生じない。このよ
うにスイッチング素子５１をオン，オフする信号の周波
数が交流ノイズ信号の周波数の偶数倍に一致するとき、
あるいは全く一致しないときは電流検出装置１Ａの出力
に交流ノイズによる誤差を生じないが、奇数倍に一致す
るときは誤差を生じる。FIG. 16 shows the relationship between the AC noise current appearing in the output of the modulation circuit 5A and the frequency of the signal for turning on / off the switching element 51 of the modulation circuit 5A when the AC noise current in is superimposed on the measured current I L. It is a figure. FIG.
6A shows a signal (voltage waveform at point 513 in FIG. 9) for turning on / off the switching element 51, and the frequency is f c . FIG. 16B is a diagram in which the AC noise current in is superimposed on the measured current I L. However, the AC noise current in is assumed to be a square wave having a frequency f n , an amplitude iN, and a duty ratio of 50% for simplification of description. Figure 16 (b)
Current amplitude R S · to V S = R S · I L as shown in (c) of FIG. 16 in the opposite ends of the detection resistor 3 through the sense resistor 3
iN, voltage superimposed with AC noise of frequency f n (solid line)
Occurs and becomes an input of the modulation circuit 5A. Here, V B is the voltage value of the battery 4. FIG. 16D is a diagram showing the output of the modulation circuit 5A when the frequency f n = f c of the AC noise. At this time, all the AC noise signals (hatched portion d1 in the figure) generated on the plus side with respect to the measured current I L are output, amplified by the AC amplifier 7 at the subsequent stage, and then integrated by the low-pass filter 9 to detect the current. An error appears in the output of 1A. In (e) of FIG. 16, the frequency of AC noise is f n = 2 · f
It is the figure which showed the output of the modulation circuit 5A at the time of c . At this time, the modulation circuit 5A outputs an AC noise signal generated on the plus side (hatched portion e1 in the figure) and an AC noise signal generated on the minus side (vertical line portion e2 in the figure) with respect to the measured current I L. However, by being integrated by the low-pass filter 9 in the subsequent stage, e1 and e2 are canceled out, and no error occurs in the output of the current detection device 1A. FIG. 16F is a diagram showing the output of the modulation circuit 5A when the frequency of the AC noise is f n = 3 · f c . At this time, with respect to the current to be measured I L, AC noise signal generated in the plus side (in the figure the shaded portion f1, f2) and the AC noise signal generated in the minus side (in the figure the vertical line portion f3) is outputted. These noise signals are integrated by the low-pass filter 9 in the subsequent stage to cancel out f1 or f2 and f3, but either of the unfed out f1 or f2 causes an error in the output of the current detection device 1A. Appears.
If the error when f n = f c is 1, then f n = 3 · f c
In this case, the error is 1/3. Similarly, the output error of the current detection device 1A when f n = k · f c is 1 / k of the error when f n = f c (k is an odd number). The frequency f n of the AC noise signal and the frequency f c of the switching element 51 are
When does not match, the output of the modulation circuit 5A is the low-pass filter 9
No error is generated by averaging. Thus, when the frequency of the signal that turns on and off the switching element 51 matches an even multiple of the frequency of the AC noise signal,
Alternatively, if they do not match at all, an error due to AC noise does not occur in the output of the current detection device 1A, but if they match an odd number of times, an error occurs.
【００４８】自動車のバッテリ充電電流を測定する場
合、図１７に示すように、被測定電流（バッテリ充電電
流）はエンジン回転数により変化する基本周波数が約0.
５〜１０kHz の交流ノイズ成分を含むため、この周波数
がスイッチング素子５１をオンオフする信号の周波数の
奇数倍に一致している場合、一致したときにいきなり大
きな誤差を生じるという欠点があった。例えば、スイッ
チング素子５１をオン，オフする信号を２kHz とした場
合、エンジン回転数が約１２００rpm （ｆn ＝約２kHz
）及び約６０００rpm （ｆn ＝約６kHz ）で上記理由
により誤差が生じる。なお、図１７は６気筒エンジンの
エンジン回転数と交流ノイズ信号の周波数及び振幅の関
係を表した代表的な例である。When measuring the battery charging current of an automobile, as shown in FIG. 17, the measured current (battery charging current) has a fundamental frequency of about 0.
Since an AC noise component of 5 to 10 kHz is included, when this frequency matches an odd multiple of the frequency of the signal that turns on / off the switching element 51, there is a drawback that a large error is suddenly generated when they match. For example, when the switching element 51 is turned on and off at a signal of 2 kHz, the engine speed is about 1200 rpm (f n = about 2 kHz).
) And about 6000 rpm (f n = about 6 kHz) for the above reason. Note that FIG. 17 is a typical example showing the relationship between the engine speed of a 6-cylinder engine and the frequency and amplitude of the AC noise signal.
【００４９】図１８はトランス６の一次巻線６１と二次
巻線６２間を浮遊容量Ｃf を考えたときの電流検出装置
１Ａの回路ブロック図である。図示するように現実の回
路においては回路図上に見えない浮遊容量Ｃf によって
変調回路５Ａの出力端子５１５と交流増幅器７の入力端
子７３は交流的に結合している。自動車のエンジンが稼
働しているとき、図示するようにバッテリ直流電圧ＶB
には交流ノイズ電圧ｖn が重畳しており、このため変調
回路５Ａの共通端子５９は交流ノイズ電圧により絶えず
電位変動を生じ、これに伴い変調回路５Ａの入力端子５
１０も検出抵抗３を通して絶えず電位変動を生じてい
る。FIG. 18 is a circuit block diagram of the current detecting device 1A when the stray capacitance C f between the primary winding 61 and the secondary winding 62 of the transformer 6 is considered. As shown in the figure, in the actual circuit, the output terminal 515 of the modulation circuit 5A and the input terminal 73 of the AC amplifier 7 are AC-coupled by the stray capacitance C f which is not visible on the circuit diagram. When the vehicle engine is running, the battery DC voltage V B
The AC noise voltage v n is superposed on this, so that the common terminal 59 of the modulation circuit 5A constantly changes its potential due to the AC noise voltage, and accordingly, the input terminal 5 of the modulation circuit 5A.
10 also continuously generates a potential fluctuation through the detection resistor 3.
【００５０】図１９はバッテリ４に重畳する交流ノイズ
電圧ｖn による電位変動によって生じる電流検出装置１
Ａの誤差を説明した図である。説明の簡単化のため交流
ノイズ電圧ｖn は方形波、被測定電流は流れていない状
態で考えている。図１９の(a) はバッテリ直流電圧ＶB
に交流ノイズ電圧ｖn が重畳したときの入力端子５１０
の電圧波形で、被測定電流が流れていないから共通端子
５９の電圧波形と等しくなる。この電圧は、変調回路５
Ａの抵抗５３，５４とトランス６の浮遊容量Ｃf を介し
て微分されたのち、交流増幅器７で増幅されて図１９の
(b) となる。復調回路８のトランジスタ８３の制御端子
８４に加えられる電圧波形が図１９の(c) のとき図１９
の(d) の電圧が低域フィルタ９に入力され積分されたの
ち図１９の(e) の如く出力される。FIG. 19 shows a current detecting device 1 generated by a potential fluctuation due to the AC noise voltage v n superimposed on the battery 4.
It is a figure explaining the error of A. For simplification of explanation, it is assumed that the AC noise voltage v n is a square wave and the current to be measured is not flowing. FIG. 19A shows the battery DC voltage V B.
Input terminal 510 when the AC noise voltage v n is superimposed on
Since the current under measurement does not flow, the voltage waveform of is equal to the voltage waveform of the common terminal 59. This voltage is applied to the modulation circuit 5
After being differentiated through the resistors 53 and 54 of A and the stray capacitance C f of the transformer 6, the differential signal is amplified by the AC amplifier 7 and is differentiated as shown in FIG.
It becomes (b). When the voltage waveform applied to the control terminal 84 of the transistor 83 of the demodulation circuit 8 is (c) in FIG.
The voltage of (d) is input to the low-pass filter 9 and integrated, and then output as shown in (e) of FIG.
【００５１】[0051]
【発明が解決しようとする課題】解決しようとする問題
点は、変調回路５Ａにオフセット電圧が生じるために、
電流検出装置１Ａの出力が全く信頼できず非常に精度が
悪い点である。The problem to be solved is that an offset voltage is generated in the modulation circuit 5A,
The output of the current detection device 1A is extremely unreliable and very inaccurate.
【００５２】また、解決しようとする問題点は、検出抵
抗３の抵抗値を実用上全く問題の無いレベルにするため
に導電体で構成すると、電流検出装置１Ａの出力の温度
特性が良好とならず、しかも温度係数のよい金属を導電
体の素材とした場合、高価になる点である。The problem to be solved is that if the detection resistor 3 is made of a conductor so as to make the resistance value of the detection resistor 3 practically no problem, if the temperature characteristic of the output of the current detection device 1A is good. However, if a metal having a good temperature coefficient is used as the material of the conductor, it becomes expensive.
【００５３】また、解決しようとする問題点は、スイッ
チング素子５１をオン, オフする信号の周波数が交流ノ
イズ信号の周波数の奇数倍に一致すると、一致した時に
大きな出力誤差が生じる点である。Further, a problem to be solved is that if the frequency of the signal for turning on / off the switching element 51 matches an odd multiple of the frequency of the AC noise signal, a large output error occurs at the time of matching.
【００５４】また、解決しようとする問題点は、従来の
電流検出装置１Ａを自動車等の用途に使用する場合、バ
ッテリ電圧の変動がトランス６の浮遊容量により電流検
出装置１Ａの出力の誤差となって現れてくる点である。A problem to be solved is that when the conventional current detecting device 1A is used for an automobile or the like, the fluctuation of the battery voltage causes an error in the output of the current detecting device 1A due to the stray capacitance of the transformer 6. Is the point that appears.
【００５５】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたもので、変調回路におけるスイッチング素
子の持つオフセット電圧による誤差を略ゼロにし、また
出力温度特性を改善すると共に、自動車等の用途に用い
るために交流電流ノイズ、交流電圧ノイズに強い高精度
の電流検出装置を得ることを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and makes the error due to the offset voltage of the switching element in the modulation circuit substantially zero, and also improves the output temperature characteristic, and also improves the output temperature characteristic of automobiles and the like. The purpose of the present invention is to obtain a highly accurate current detection device that is resistant to AC current noise and AC voltage noise for use in applications.
【００５６】[0056]
【課題を解決するための手段】この発明の電流検出装置
は電源の非接地側に接続され被測定電流を流し電圧に変
換する検出抵抗、検出抵抗の一端を入力端子、他端を共
通端子とする変調回路、変調回路の出力に接続されたト
ランス、トランスの出力を入力とする交流増幅器、交流
増幅器の出力を入力とする復調回路、復調回路の出力を
入力とする低域フィルタ、低域フィルタの出力を入力と
する電圧電流変換回路、上記変調回路にオン，オフ信号
を供給する発振回路、発振回路からの信号を上記変調回
路に伝搬する駆動回路を備え、上記変調回路は上記入力
端子にその一端が接続された第１の抵抗、上記第１の抵
抗の他端と上記共通端子間に接続され、発振回路の第１
の信号に同期してオン，オフする第１のスイッチング素
子、第１のスイッチング素子と上記第１の抵抗の接続点
にその一端が接続され他端が出力端子となる第２の抵
抗、第２の抵抗の他端にその一端が接続された第３の抵
抗、第３の抵抗の他端と共通端子間に接続され、発振回
路の第２の信号に同期してオン，オフする第２のスイッ
チング素子、第２のスイッチング素子と第３の抵抗の接
続点にその一端が接続され他端が共通端子に接続された
第４の抵抗を備え、第１の抵抗と第１のスイッチング素
子の接続点に電圧電流変換回路の出力を接続してなり、
発振回路の第１の信号と第２の信号が同一周波数、逆位
相で第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
をオン，オフすることを特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION A current detecting device according to the present invention is a detection resistor connected to the non-grounded side of a power supply for flowing a current to be measured and converting it into a voltage. One end of the detection resistor is an input terminal and the other end is a common terminal. Modulation circuit, a transformer connected to the output of the modulation circuit, an AC amplifier having the output of the transformer as an input, a demodulation circuit having the output of the AC amplifier as an input, a low-pass filter having the output of the demodulation circuit as an input, a low-pass filter A voltage-current conversion circuit that receives the output of the input circuit, an oscillation circuit that supplies ON / OFF signals to the modulation circuit, and a drive circuit that propagates a signal from the oscillation circuit to the modulation circuit. The modulation circuit is connected to the input terminal. A first resistor having one end connected to it is connected between the other end of the first resistor and the common terminal.
A first switching element which turns on and off in synchronization with the signal of the second resistance, a second resistance whose one end is connected to a connection point between the first switching element and the first resistance, and the other end serves as an output terminal, A third resistor whose one end is connected to the other end of the resistor, and a second resistor which is connected between the other end of the third resistor and the common terminal and which is turned on and off in synchronization with the second signal of the oscillation circuit. A switching element, a fourth resistor having one end connected to a connection point between the second switching element and the third resistor and the other end connected to a common terminal, and the connection between the first resistor and the first switching element. Connect the output of the voltage-current conversion circuit to the point,
It is characterized in that the first signal and the second signal of the oscillation circuit turn on and off the first switching element and the second switching element at the same frequency and opposite phase.
【００５７】また、この発明の電流検出装置は、上記検
出抵抗を導電体で形成し、電圧電流変換回路は上記低域
フィルタの出力を制御入力端子に接続した第３のスイッ
チング素子、一端が第３のスイッチング素子の出力端子
の一端に接続された第５の抵抗、第５の抵抗の他端にそ
の一端が接続され他端が接地された第６の抵抗、第６の
抵抗と並列に接続された温度補償用負性抵抗からなり、
第３のスイッチング素子の他端を上記変調回路を構成す
る第１のスイッチング素子と第１の抵抗の接続点に接続
したものである。Further, in the current detection device of the present invention, the detection resistor is formed of a conductor, and the voltage-current conversion circuit has a third switching element in which the output of the low-pass filter is connected to the control input terminal. A fifth resistor connected to one end of the output terminal of the switching element of No. 3, a sixth resistor having one end connected to the other end of the fifth resistor and the other end grounded, and a sixth resistor connected in parallel The negative resistance for temperature compensation
The other end of the third switching element is connected to the connection point between the first switching element and the first resistor that form the modulation circuit.
【００５８】また、この発明の電流検出装置は、発振回
路から出力される第１の信号及び第２の信号の周波数を
被測定電流が含む交流ノイズ成分の周波数以上にしたも
のである。Further, in the current detecting device of the present invention, the frequencies of the first signal and the second signal output from the oscillation circuit are set to be equal to or higher than the frequency of the AC noise component contained in the measured current.
【００５９】また、この発明の電流検出装置は、変調回
路の出力端子をトランスの一次巻線の巻始め端子に接続
し、トランスの出力端子をトランスの２次巻線の巻終り
端子とし、２次巻線の巻終り端子を交流増幅器の入力と
したものである。In the current detecting device of the present invention, the output terminal of the modulation circuit is connected to the winding start terminal of the primary winding of the transformer, and the output terminal of the transformer is used as the winding end terminal of the secondary winding of the transformer. The end terminal of the next winding is used as the input of the AC amplifier.
【００６０】[0060]
【作用】本発明における電流検出装置は、変調回路の第
１，第２のスイッチング素子を並列に接続し各々を逆位
相でオン，オフさせることによりスイッチング素子のオ
フセット電圧を相殺させ、スイッチング素子の持つオフ
セット電圧による変調回路の出力誤差すなわち装置出力
のオフセット誤差を略ゼロにする。In the current detecting device according to the present invention, the offset voltage of the switching element is canceled by connecting the first and second switching elements of the modulation circuit in parallel and turning them on and off in opposite phases. The output error of the modulation circuit due to the offset voltage that it has, that is, the offset error of the device output is made substantially zero.
【００６１】また、本発明における電流検出装置は、検
出抵抗の温度補償を電流電圧変換回路に組み込んだ温度
補償負性抵抗を含む温度補償回路にて行う。Further, in the current detection device of the present invention, the temperature compensation of the detection resistance is performed by the temperature compensation circuit including the temperature compensation negative resistance incorporated in the current-voltage conversion circuit.
【００６２】また、本発明における電流検出装置は、被
測定電流に交流ノイズが重畳している場合においても変
調回路のスイッチング素子のオン，オフの周波数をその
交流ノイズの周波数以上にすることによりその一方の周
波数をその他方の周波数の奇数倍にならないようにして
出力誤差を大幅に低減する。Further, in the current detecting device according to the present invention, even when AC noise is superimposed on the current to be measured, the ON / OFF frequency of the switching element of the modulation circuit is set to be equal to or higher than the AC noise frequency. The output error is greatly reduced by preventing one frequency from being an odd multiple of the other frequency.
【００６３】また、本発明における電流検出装置は、復
調回路の出力が伝搬されて交流増幅器の入力となる信号
ラインのトランス内における巻線間距離を他の接続方法
に比べて最大になるようにしてトランスの浮遊容量を減
少させ、変調回路の共通端子の電位が変動しても、それ
によって生じる悪影響を最小限にする。Further, in the current detecting device according to the present invention, the distance between the windings in the transformer of the signal line which is the input of the AC amplifier after the output of the demodulation circuit is propagated is maximized as compared with other connection methods. Therefore, the stray capacitance of the transformer is reduced, and even if the potential of the common terminal of the modulation circuit fluctuates, the adverse effect caused thereby is minimized.
【００６４】[0064]
【実施例】以下、本発明の電流検出装置の実施例を図に
ついて詳細に説明する。図１には、本発明の一実施例に
係わる電流検出装置１の回路構成を示し、図２には、変
調回路５の回路各部の値を示し、図３と図４には、その
動作時の等価回路、図５には、変調回路５の出力波形を
各々示し、図６には、電圧電流変換回路のみを示してい
る。なお、従来装置と同一又は相当部分には図９と同じ
符号を付し、その説明を省略する。Embodiments of the current detecting device of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit configuration of a current detection device 1 according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 shows values of respective circuit parts of a modulation circuit 5, and FIGS. 5 shows the output waveforms of the modulation circuit 5, and FIG. 6 shows only the voltage-current conversion circuit. Note that the same or corresponding parts as those of the conventional device are designated by the same reference numerals as those in FIG. 9, and the description thereof will be omitted.
【００６５】図１において、２は自動車のオルタネー
タ、３は検出抵抗、４はバッテリであり、被測定電流Ｉ
L が検出抵抗３を介してオルタネータ２からバッテリ４
へ流れている。４１はオルタネータ２と検出抵抗３の接
続点、４２はバッテリ４と検出抵抗３の接続点である。In FIG. 1, 2 is an alternator of an automobile, 3 is a detection resistor, 4 is a battery, and a measured current I
L is from the alternator 2 to the battery 4 via the detection resistor 3.
Is flowing to. Reference numeral 41 is a connection point between the alternator 2 and the detection resistor 3, and 42 is a connection point between the battery 4 and the detection resistor 3.
【００６６】５は変調回路であり、以下に述べる構成要
素から構成されている。入力端子５１０は接続点４１
に、共通端子５９は接続点４２に各々接続されている。
５３は一端が入力端子５１０に他端が入力端子５１１に
接続された第１の抵抗としての入力抵抗、５１は入力端
子５１１と共通端子５９間に接続された第１のスイッチ
ング素子としてのスイッチング素子、５７はスイッチン
グ素子５１のバイアス抵抗、５４は入力端子５１１と出
力端子５１５間に接続された第２の抵抗としての負荷抵
抗である。５５は出力端子５１５と接続点５１２の間に
接続された第３の抵抗としての抵抗、５２は第４の抵抗
としての抵抗５６が並列接続されていると共に接続点５
１２と共通端子５９間に接続された第２のスイッチング
素子としてのスイッチング素子、５８はスイッチング素
子５２のバイアス抵抗である。５１３，５１４はスイッ
チング素子５１，５２の各々の制御用入力端子である。Reference numeral 5 is a modulation circuit, which is composed of the following components. Input terminal 510 is at connection point 41
The common terminals 59 are connected to the connection points 42, respectively.
Reference numeral 53 is an input resistor as a first resistor having one end connected to the input terminal 510 and the other end connected to the input terminal 511, and 51 is a switching element serving as a first switching element connected between the input terminal 511 and the common terminal 59. , 57 is a bias resistance of the switching element 51, and 54 is a load resistance as a second resistance connected between the input terminal 511 and the output terminal 515. 55 is a resistor as a third resistor connected between the output terminal 515 and the connection point 512, 52 is a resistor 56 as a fourth resistor connected in parallel, and the connection point 5
A switching element as a second switching element connected between 12 and the common terminal 59, and 58 is a bias resistor of the switching element 52. Reference numerals 513 and 514 are control input terminals of the switching elements 51 and 52, respectively.
【００６７】変調回路５の出力端子５１５をトランス６
の１次巻線６１の巻始め端子６１１に接続すると共に変
調回路５の共通端子５９をトランス６の１次巻線６１の
巻終り端子６１２に接続している。即ち、変調回路５の
出力をトランス６の入力としている。The output terminal 515 of the modulation circuit 5 is connected to the transformer 6
Of the primary winding 61 of the transformer 6, and the common terminal 59 of the modulation circuit 5 is connected to the winding end terminal 612 of the primary winding 61 of the transformer 6. That is, the output of the modulation circuit 5 is used as the input of the transformer 6.
【００６８】また、トランス６の２次巻線６２の巻終り
端子６２１を交流増幅器７の入力端子７３と接続し、ト
ランス６の２次巻線６２の巻始め端子６２２を接続して
いる。The winding end terminal 621 of the secondary winding 62 of the transformer 6 is connected to the input terminal 73 of the AC amplifier 7, and the winding start terminal 622 of the secondary winding 62 of the transformer 6 is connected.
【００６９】復調回路８は交流増幅器７の出力を入力と
し、低域フィルタ９は復調回路８の出力を入力としてい
る。また、復調回路８のスイッチング素子８３の制御入
力端子８４は抵抗８２を介して発振回路１１に接続され
ている。上記の回路構成は従来例と同じである。The demodulation circuit 8 receives the output of the AC amplifier 7, and the low-pass filter 9 receives the output of the demodulation circuit 8. The control input terminal 84 of the switching element 83 of the demodulation circuit 8 is connected to the oscillator circuit 11 via the resistor 82. The above circuit configuration is the same as the conventional example.
【００７０】１０は低域フィルタ９の出力を入力とする
電圧電流変換回路であり、以下に述べる構成要素で構成
されている。変調回路５の入力端子５１１と接地間に
は、低域フィルタ９の出力を制御用入力端子に入力する
第３のスイッチング素子としてのスイッチング素子１０
１と第５の抵抗としての抵抗１０２と第６の抵抗として
の抵抗１０３の直列接続体が接続され、抵抗１０３に並
列に温度補償用負性抵抗１０４が接続されている。スイ
ッチング素子１０１と抵抗１０２との接続点は電流検出
装置１の出力端子１０５となる。つまり、電圧電流変換
回路１０の出力は変調回路５の入力端子５１１に与えら
れる。Reference numeral 10 is a voltage-current conversion circuit which receives the output of the low-pass filter 9 as an input, and is composed of the components described below. Between the input terminal 511 of the modulation circuit 5 and the ground, the switching element 10 as the third switching element for inputting the output of the low-pass filter 9 to the control input terminal.
A series connection body of a resistor 102 as a first resistor, a fifth resistor, and a resistor 103 as a sixth resistor is connected, and a negative temperature compensating resistor 104 is connected in parallel to the resistor 103. The connection point between the switching element 101 and the resistor 102 becomes the output terminal 105 of the current detection device 1. That is, the output of the voltage-current conversion circuit 10 is given to the input terminal 511 of the modulation circuit 5.
【００７１】１２は発振回路１１からの信号を変調回路
５に伝搬する駆動回路で、入力側が発振回路１１に、出
力側がスイッチング素子５１，５２の制御用入力端子５
１３，５１４に接続されている。この駆動回路１２は、
スイッチング素子５１をオン，オフするためのトランジ
スタ１２１、抵抗１２２，１２３とスイッチング素子５
２をオン，オフするためのトランジスタ１２４、抵抗１
２５，１２６から構成されている。エミッタ接地された
トランジスタ１２１はベースが抵抗１２２を介して発振
回路１１に接続され、コレクタが抵抗１２３を介して制
御用入力端子５１３に接続され、且つ抵抗１２５を介し
てエミッタ接地されているトランジスタ１２４のベース
に接続されている。トランジスタ１２４のコレクタは抵
抗１２６を介して制御用入力端子５１４に接続されてい
る。Reference numeral 12 is a drive circuit for propagating the signal from the oscillation circuit 11 to the modulation circuit 5. The input side is the oscillation circuit 11 and the output side is the control input terminal 5 of the switching elements 51 and 52.
It is connected to 13,514. This drive circuit 12 is
A transistor 121 for turning on / off the switching element 51, resistors 122 and 123, and a switching element 5
Transistor 124 for turning on and off 2, resistor 1
25,126. The transistor 121 whose emitter is grounded has its base connected to the oscillation circuit 11 via the resistor 122, its collector connected to the control input terminal 513 via the resistor 123, and whose emitter is grounded via the resistor 125. Connected to the base of. The collector of the transistor 124 is connected to the control input terminal 514 via the resistor 126.
【００７２】次に上記構成の電流検出装置１の動作につ
いて説明する。発振回路１１がハイレベルの信号を出力
すると、トランジスタ１２１がオンとなるので、スイッ
チング素子５１の制御用入力端子５１３が接地側に引込
まれるためにスイッチング素子５１がオンとなり、ま
た、トランジスタ１２４がオフとなるためにスイッチン
グ素子５２がオフとなる。また、発振回路１１がローレ
ベルの信号を出力すると、トランジスタ１２１がオフと
なるのでスイッチング素子５１がオフとなり、また、抵
抗１２３，１２５を介してトランジスタ１２４にベース
電流が流れるためにトランジスタ１２４がオンとなって
スイッチング素子５２の制御用入力端子５１４が接地側
に引込まれるのでスイッチング素子５２がオンとなる。
上記動作が交互に繰り返される。Next, the operation of the current detecting device 1 having the above structure will be described. When the oscillator circuit 11 outputs a high-level signal, the transistor 121 is turned on, so that the control input terminal 513 of the switching element 51 is pulled to the ground side, the switching element 51 is turned on, and the transistor 124 is turned on. Since it is off, the switching element 52 is off. When the oscillation circuit 11 outputs a low-level signal, the transistor 121 is turned off, the switching element 51 is turned off, and the base current flows to the transistor 124 via the resistors 123 and 125, so that the transistor 124 is turned on. Then, the control input terminal 514 of the switching element 52 is pulled to the ground side, so that the switching element 52 is turned on.
The above operation is alternately repeated.
【００７３】次に、図２乃至図５を参照して変調回路５
の動作について説明する。抵抗５３，５４，５５，５６
の値を各々Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とする。図３はスイ
ッチング素子５１がオフ、スイッチング素子５２がオン
したときの変調回路５の等価回路を示す。また、図４は
スイッチング素子５１がオン、スイッチング素子５２が
オフしたときの変調回路５の等価回路を示す。図３にお
いて、その値がＲe の抵抗５１６はスイッチング素子５
１がオフ、スイッチング素子５２がオンしたとき図２に
おいて端子５１１からトランス６側を見た等価インピー
ダンスであり、交流増幅器７の入力インピーダンスが十
分低い場合抵抗５４とほぼ等しい値となる。Next, referring to FIGS. 2 to 5, the modulation circuit 5
The operation of will be described. Resistors 53, 54, 55, 56
Let the values of R1, R2, R3, and R4 be respectively. FIG. 3 shows an equivalent circuit of the modulation circuit 5 when the switching element 51 is off and the switching element 52 is on. FIG. 4 shows an equivalent circuit of the modulation circuit 5 when the switching element 51 is on and the switching element 52 is off. In FIG. 3, the resistor 516 whose value is R e is the switching element 5
When 1 is off and the switching element 52 is on, the impedance is equivalent to that seen from the terminal 511 to the transformer 6 side in FIG.
【００７４】また図４においてその値Ｒe ′の抵抗５１
７はスイッチング素子５１がオン、スイッチング素子５
２がオフしたとき図２において端子５１１からトランス
６側を見た等価インピダーダンスであり、交流増幅器７
の入力インピーダンスが十分低い場合は抵抗５５とほぼ
等しい値になる。Further, in FIG. 4, the resistor 51 having the value R e ′ is used.
7, switching element 51 is on, switching element 5
2 is the equivalent impedance seen from the terminal 511 to the transformer 6 side in FIG.
When the input impedance of is sufficiently low, the value is almost equal to the resistance 55.
【００７５】従って抵抗５４と抵抗５５の値を等しくす
ればＲe ′＝Ｒe となり、スイッチング素子５１，５２
の何れがオン，オフしていてもトランス６側を見た等価
インピーダンスは等しくなる。Therefore, if the values of the resistor 54 and the resistor 55 are made equal, R e ′ = R e , and the switching elements 51, 52
Whichever is turned on or off, the equivalent impedance seen from the transformer 6 side becomes equal.
【００７６】図２において、スイッチング素子５１は繰
り返し周波数ｆ、デューティ比５０％でオン，オフを繰
り返し、スイッチング素子５２はスイッチング素子５１
と逆位相、繰り返し周波数ｆ、デューティ比５０％でオ
ン，オフを繰り返す。スイッチング素子５１がオフ、ス
イッチング素子５２がオンしたとき変調回路５は図３の
如く示され、入力端子５１１から図１に示した電圧電流
変換回路１０へフィードバック電流Ｉｆが流れている場
合でスイッチング素子５１のオフセット電圧をＶoff1と
した場合、抵抗５１６の両端すなわちスイッチング素子
５１のエミッタ・コレクタ間電圧ｅｍｎの値Ｅm1は次式
で示される。In FIG. 2, the switching element 51 is repeatedly turned on and off at a repetition frequency f and a duty ratio of 50%, and the switching element 52 is a switching element 51.
ON and OFF are repeated with the opposite phase, the repetition frequency f, and the duty ratio of 50%. When the switching element 51 is turned off and the switching element 52 is turned on, the modulation circuit 5 is shown in FIG. 3, and when the feedback current If flows from the input terminal 511 to the voltage-current conversion circuit 10 shown in FIG. When the offset voltage of 51 is V off1 , the value E m1 of the voltage emn across the resistor 516, that is, the emitter-collector of the switching element 51, is expressed by the following equation.
【００７７】[0077]
【数１７】 [Equation 17]
【００７８】またスイッチング素子５１がオン、スイッ
チング素子５２がオフしているとき変調回路５は図４の
如く示されスイッチング素子５２のオフセット電圧をＶ
off2とした場合のスイッチング素子５１のエミッタ・コ
レクタ間電圧ｅｍｎの値Ｅm2は次式で示される。When the switching element 51 is on and the switching element 52 is off, the modulation circuit 5 shows the offset voltage of the switching element 52 as shown in FIG.
The value E m @ 2 of the emitter-collector voltage emn of the switching element 51 in the case of a off2 is expressed by the following equation.
【００７９】[0079]
【数１８】 Em2＝Voff2[Equation 18] Em2 = Voff2
【００８０】上記数１７，数１８式より、ｅｍｎは図５
に示す振幅ｅｍｎ（Ｐ−Ｐ）がＥm1−Ｅm2のパルス列と
なり、次式で示される。From the equations (17) and (18), emn is shown in FIG.
The amplitude emn (P-P) shown in is a pulse train of E m1 -E m2 and is represented by the following equation.
【００８１】[0081]
【数１９】 [Formula 19]
【００８２】スイッチング素子５１，５２を同一製品、
同一ロットのような特性のほぼ等しいものを使用すると
すればＶoff1≒Ｖoff2となり、変調回路５の出力ｅｍｎ
はスイッチング素子のオフセット電圧の影響を受けずに
次式で示される。The switching elements 51 and 52 are the same product,
If using a substantially equal in properties, such as the same lot V off1 ≒ V off2, and the output of the modulation circuit 5 emn
Is shown by the following equation without being affected by the offset voltage of the switching element.
【００８３】[0083]
【数２０】 (Equation 20)
【００８４】この直流成分を含んだ交流化された信号
は、上記従来技術で述べた電流検出装置と同様にトラン
ス６、交流増幅器７で十分大きなレベルまで増幅し、復
調回路８で直流信号に変換し、低域フィルタ９を伝搬し
電圧電流変換回路１０で電圧に変換されて電流検出装置
１の出力となる。なお、発振回路１１は２つのスイッチ
ング素子５１，５２を同期的にオン，オフするための信
号を発生するとともに、スイッチング素子５２をスイッ
チング素子５１と逆位相でオン、オフするための信号を
発生することがその機能であり、周波数安定性に対して
厳しい性能を有する必要はない。また、駆動回路１２は
オルタネータ２の非接地側（プラス側）の電位にあるス
イッチング素子５１，５２を適確に逆位相でオン，オフ
するためのものである。This AC-converted signal containing the DC component is amplified to a sufficiently large level by the transformer 6 and the AC amplifier 7 and converted into a DC signal by the demodulation circuit 8 in the same manner as the current detecting device described in the above-mentioned prior art. Then, it propagates through the low-pass filter 9, is converted into a voltage by the voltage-current conversion circuit 10, and becomes the output of the current detection device 1. The oscillator circuit 11 generates a signal for synchronously turning on / off the two switching elements 51 and 52, and also generates a signal for turning on / off the switching element 52 in a phase opposite to that of the switching element 51. Is its function, and does not need to have strict performance on frequency stability. Further, the drive circuit 12 is for turning on / off the switching elements 51, 52 at the non-grounded (plus side) potential of the alternator 2 with appropriate reverse phases.
【００８５】図６は検出抵抗３を金属を素材とする導電
体に形成したとき、検出抵抗３の抵抗値の温度補償を目
的として構成した電圧電流変換回路１０のみの回路図で
ある。電圧電流変換回路１０はスイッチング素子１０
１、抵抗１０２，１０３と温度補償用の負性抵抗１０４
からなり、スイッチング素子１０１のエミッタ端子に電
流検出装置１の出力端子１０５が設けられている。抵抗
１０２〜１０４の値を各々Ｒa ，Ｒb ，Ｒc とすれば、
出力抵抗Ｒ0 は次式で示される。FIG. 6 is a circuit diagram of only the voltage-current conversion circuit 10 constructed for the purpose of temperature compensation of the resistance value of the detection resistor 3 when the detection resistor 3 is formed of a conductor made of metal. The voltage-current conversion circuit 10 is a switching element 10
1. Resistors 102 and 103 and negative resistance 104 for temperature compensation
The output terminal 105 of the current detection device 1 is provided at the emitter terminal of the switching element 101. Each R a value of the resistor 102 to 104, R b, if R c,
The output resistance R 0 is expressed by the following equation.
【００８６】[0086]
【数２１】 [Equation 21]
【００８７】なお、温度補償用負性抵抗１０４の抵抗値
Ｒc は基準温度ｔ℃における抵抗値をＲc ′とすれば温
度Ｔ℃においては次式で示される。The resistance value R c of the temperature compensating negative resistance 104 is represented by the following equation at the temperature T ° C., where R c ′ is the resistance value at the reference temperature t ° C.
【００８８】[0088]
【数２２】 [Equation 22]
【００８９】ここで、Ｂは温度補償用負性抵抗１０４の
定数である。これにより、ＲS ′を導電体で構成された
場合の検出抵抗３の抵抗値とし、αを温度係数とした場
合電流検出装置１の出力Ｅout は次式で示される。Here, B is a constant of the temperature compensating negative resistance 104. As a result, the output E out of the current detection device 1 is expressed by the following equation when R s ′ is the resistance value of the detection resistor 3 formed of a conductor and α is the temperature coefficient.
【００９０】[0090]
【数２３】 (Equation 23)
【００９１】代表的な定数例として、Ｒ１＝１００Ω、
Ｒa ＝３３ｋΩ、Ｒb ＝１０ｋΩとし基準温度ｔ＝２５
℃とした場合のＲc ′＝１０ｋΩ、ＲS ′＝0.１ｍΩ、
Ｂ＝４１００、α＝２×１０-3とすれば、電流検出装置
１の出力の誤差は図７に示すように−４０〜１００℃に
おいて±２％以下となる。このように電圧電流変換回路
１０に温度補償用の負性抵抗１０４を用いて図６の構成
とし、検出抵抗３の抵抗値の温度補償を行うことにより
電流検出装置１の温度特性を飛躍的に改善することがで
きる。As a typical constant example, R1 = 100Ω,
R a = 33 kΩ, R b = 10 kΩ and reference temperature t = 25
R c ′ = 10 kΩ, R s ′ = 0.1 mΩ in the case of ° C.,
If B = 4100 and α = 2 × 10 −3 , the output error of the current detection device 1 becomes ± 2% or less at −40 to 100 ° C. as shown in FIG. 7. As described above, the voltage-current conversion circuit 10 has the configuration of FIG. 6 using the negative resistance 104 for temperature compensation, and the temperature characteristic of the current detection device 1 is dramatically improved by performing temperature compensation of the resistance value of the detection resistor 3. Can be improved.
【００９２】また電流検出装置１の被測定電流ＩL をバ
ッテリ充電電流とした場合、変調回路５のスイッチング
素子５１，５２をオンオフする周波数ｆc をバッテリ充
電電流に含まれる交流ノイズ電流の周波数ｆnより高く
することにより、ｆn がｆc の奇数倍に一致することが
なくなる。従って、交流ノイズ電流の影響によって任意
の周波数で誤差が急増することがなくなり、バッテリ充
電電流等を正確に測定することができる。例えば、図１
７を参照して自動車においてエンジン回転数が２０００
rpm 以下のときのバッテリ充電電流を測定する電流検出
装置１の場合、変調回路５のスイッチング素子５１，５
２をオンオフする周波数を約３kHz 以上に、６０００rp
m 以下におけるバッテリ充電電流を測定する電流検出装
置１の場合、上記周波数を約９kHz 以上になるよう発振
回路１１の周波数を設定することによりバッテリ充電電
流を正確に測定することができる。When the measured current I L of the current detection device 1 is the battery charging current, the frequency f c for turning on / off the switching elements 51 and 52 of the modulation circuit 5 is the frequency f of the AC noise current included in the battery charging current. Setting it higher than n prevents f n from being an odd multiple of f c . Therefore, the error does not suddenly increase at an arbitrary frequency due to the influence of the AC noise current, and the battery charging current and the like can be accurately measured. For example, FIG.
7, the engine speed is 2000 in an automobile.
In the case of the current detection device 1 that measures the battery charging current at rpm or less, the switching elements 51, 5 of the modulation circuit 5
The frequency to turn on and off 2 is about 3kHz or more, 6000rp
In the case of the current detection device 1 that measures the battery charging current at m or less, the battery charging current can be accurately measured by setting the frequency of the oscillation circuit 11 so that the above frequency is about 9 kHz or more.
【００９３】図８にトランス６の上面視断面図を示す。
一般にコンデンサの容量Ｃは、電極面積をＳ、電極間距
離をｄ、誘電率ε0 とすれば、Ｃ＝ε0 ・Ｓ／ｄで示さ
れるから、これをトランス６で考えた場合、１次巻線６
１と２次巻線６２の接触面の面積をＳｆ、距離をｄｆと
すれば、トランス６の浮遊容量Ｃｆは次式で示される。FIG. 8 shows a cross sectional view of the transformer 6 as seen from above.
Generally, the capacitance C of a capacitor is represented by C = ε 0 · S / d, where S is the electrode area, d is the distance between the electrodes, and ε 0 is the dielectric constant. Winding 6
If the area of the contact surface between the primary and secondary windings 62 is Sf and the distance is df, the stray capacitance Cf of the transformer 6 is expressed by the following equation.
【００９４】[0094]
【数２４】 [Equation 24]
【００９５】変調回路５の出力端子５１５をトランス６
の１次巻線６１の巻始め端子６１１に接続すると共に、
トランス６の２次巻線６２の巻終わり端子６２１を交流
増幅回路７の入力端子７３と接続することにより、変調
回路５の出力が伝搬されて交流増幅器７の入力となる信
号ラインのトランス６内における巻線間距離ｄｆが他の
接続方法に比べ最大となる。すなわち、信号ラインに形
成される浮遊容量Ｃｆは上記数２４式からも分かるよう
に最小となる。これにより、自動車のバッテリ４に重畳
する交流リップル電圧による変調回路５の電位変動に対
して、その影響を受けにくくなり電流検出装置１の精度
向上が図れる。さらに、トランス６の１次巻線６１と２
次巻線６２の間に静電シールド材６３を挟めばより一層
の高精度化が実現できる。The output terminal 515 of the modulation circuit 5 is connected to the transformer 6
While being connected to the winding start terminal 611 of the primary winding 61 of
By connecting the winding end terminal 621 of the secondary winding 62 of the transformer 6 to the input terminal 73 of the AC amplification circuit 7, the output of the modulation circuit 5 is propagated to the input of the AC amplifier 7 in the transformer 6 of the signal line. The inter-winding distance df becomes maximum in comparison with other connection methods. That is, the stray capacitance Cf formed in the signal line is minimum, as can be seen from the above equation (24). As a result, the fluctuation of the potential of the modulation circuit 5 due to the AC ripple voltage superimposed on the battery 4 of the vehicle is less likely to be affected, and the accuracy of the current detection device 1 can be improved. Further, the primary windings 61 and 2 of the transformer 6
If the electrostatic shield material 63 is sandwiched between the secondary windings 62, higher accuracy can be realized.
【００９６】なお、上記実施例の説明ではスイッチング
素子５１，５２にＰＮＰトランジスタ、スイッチング素
子８３，１０１にＮＰＮトランジスタを用いた例につい
て述べてきたがこれらのスイッチング素子は同様の機能
を有するものであれば電界効果トランジスタ等を使用し
ても同様の効果が得られる。In the description of the above embodiment, an example in which PNP transistors are used for the switching elements 51 and 52 and NPN transistors are used for the switching elements 83 and 101 has been described, but these switching elements may have similar functions. For example, the same effect can be obtained by using a field effect transistor or the like.
【００９７】[0097]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電流検出
装置によれば、スイッチング素子を２個並列に接続し各
々を逆位相でオン，オフさせる変調回路を構成すること
により、スイッチング素子の持つオフセット電圧による
変調回路の出力誤差すなわち電流検出装置のオフセット
誤差をゼロにして高精度の電流検出装置が得られる。ま
た検出抵抗の温度補償を行う温度補償回路を電流電圧変
換回路に組み込むことにより電流検出装置の温度特性を
飛躍的に向上させることができると共に、被測定電流に
交流ノイズが重畳している場合においても変調回路のス
イッチング素子のオンオフの周波数をその交流ノイズの
周波数以上にすることにより高精度の電流検出が可能と
なり、さらに変調回路とトランス、トランスと交流増幅
器の接続方法を限定することにより、自動車等の用途に
おいて変調回路の共通端子の電位が変動しても、それに
よって生じる悪影響を最大限に減少した電流検出装置が
得られるという効果を持つ。As described above, according to the current detecting device of the present invention, by connecting two switching elements in parallel and forming a modulation circuit for turning on and off each in the opposite phase, the switching element An output error of the modulation circuit due to the offset voltage that is held, that is, an offset error of the current detection device is made zero, and a highly accurate current detection device is obtained. In addition, by incorporating a temperature compensation circuit that performs temperature compensation of the detection resistor into the current-voltage conversion circuit, the temperature characteristics of the current detection device can be dramatically improved, and in the case where AC noise is superimposed on the measured current. Also, by setting the on / off frequency of the switching element of the modulation circuit to be equal to or higher than the frequency of the AC noise, it is possible to detect current with high accuracy. Furthermore, by limiting the connection method between the modulation circuit and the transformer, and the transformer and the AC amplifier, For example, even if the potential of the common terminal of the modulation circuit fluctuates in applications such as the above, it is possible to obtain the current detection device in which the adverse effect caused thereby is maximally reduced.
【図１】本発明の一実施例に係る電流検出装置の回路構
成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a current detection device according to an embodiment of the present invention.
【図２】上記実施例による変調回路の各部の値を示す説
明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram showing values of respective parts of the modulation circuit according to the above-mentioned embodiment.
【図３】上記実施例による変調回路の一動作例の等価回
路図である。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of an operation example of the modulation circuit according to the embodiment.
【図４】上記実施例による変調回路の一動作例の等価回
路図である。FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of an operation example of the modulation circuit according to the embodiment.
【図５】上記実施例による変調回路の出力波形図であ
る。FIG. 5 is an output waveform diagram of the modulation circuit according to the embodiment.
【図６】上記実施例における電圧電流変換回路の回路構
成図である。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a voltage-current conversion circuit in the above embodiment.
【図７】上記実施例による装置の出力−温度特性図であ
る。FIG. 7 is an output-temperature characteristic diagram of the device according to the embodiment.
【図８】上記実施例によるトランスの接続方法を示すた
めのトランスの上面視断面図である。FIG. 8 is a cross-sectional top view of a transformer for illustrating a method of connecting the transformer according to the above-described embodiment.
【図９】従来の電流検出装置の回路構成図である。FIG. 9 is a circuit configuration diagram of a conventional current detection device.
【図１０】従来の変調回路の各部の値を示す説明図であ
る。FIG. 10 is an explanatory diagram showing values of various parts of a conventional modulation circuit.
【図１１】従来の変調回路の動作信号波形図である。FIG. 11 is an operation signal waveform diagram of a conventional modulation circuit.
【図１２】従来の変調回路のオン，オフ時の等価回路の
説明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram of an equivalent circuit when the conventional modulation circuit is on and off.
【図１３】従来の変調回路のオフセット電圧の説明図で
ある。FIG. 13 is an explanatory diagram of an offset voltage of a conventional modulation circuit.
【図１４】従来装置の出力−温度特性図である。FIG. 14 is an output-temperature characteristic diagram of a conventional device.
【図１５】従来装置の出力変動−温度特性図である。FIG. 15 is an output fluctuation-temperature characteristic diagram of a conventional device.
【図１６】交流ノイズを含む被測定電流に対する従来の
変調回路の出力を表す波形図である。FIG. 16 is a waveform diagram showing the output of the conventional modulation circuit with respect to the measured current containing AC noise.
【図１７】代表的な自動車のエンジン回転数と交流ノイ
ズ電流の振幅、周波数の関係を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the engine speed of a typical automobile and the amplitude and frequency of AC noise current.
【図１８】トランスの浮遊容量を示した従来装置の回路
構成図である。FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a conventional device showing a stray capacitance of a transformer.
【図１９】バッテリの電位変動に対する従来装置の回路
動作を示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a circuit operation of a conventional device with respect to a potential fluctuation of a battery.
３ 検出抵抗 ５ 変調回路 ６ トランス ７ 交流増幅器 ８ 復調回路 ９ 低域フィルタ １０ 電圧電流変換回路 １１ 発振回路 １２ 駆動回路 ５１ （第１の）スイッチング素子 ５２ （第２の）スイッチング素子 ５３ （第１の）抵抗 ５４ （第２の）抵抗 ５５ （第３の）抵抗 ５６ （第４の）抵抗 ５９ 共通端子 １０１ （第３の）スイッチング素子 １０２ （第５の）抵抗 １０３ （第６の）抵抗 １０４ 温度補償用負性抵抗 ５１１ 入力端子 ５１５ 出力端子 ６１１ １次巻線の巻始め端子 ６２１ ２次巻線の巻終り端子 3 detection resistance 5 modulation circuit 6 transformer 7 AC amplifier 8 demodulation circuit 9 low-pass filter 10 voltage-current conversion circuit 11 oscillation circuit 12 drive circuit 51 (first) switching element 52 (second) switching element 53 (first) ) Resistance 54 (second) resistance 55 (third) resistance 56 (fourth) resistance 59 Common terminal 101 (third) switching element 102 (fifth) resistance 103 (sixth) resistance 104 Temperature Negative resistance for compensation 511 Input terminal 515 Output terminal 611 Winding start terminal of primary winding 621 Winding end terminal of secondary winding
Claims (4)
流し電圧に変換する検出抵抗、上記検出抵抗の一端を入
力端子、他端を共通端子とする変調回路、上記変調回路
の出力に接続されたトランス、上記トランスの出力を入
力とする交流増幅器、上記交流増幅器の出力を入力とす
る復調回路、上記復調回路の出力を入力とする低域フィ
ルタ、上記低域フィルタの出力を入力とする電圧電流変
換回路、上記変調回路にオン，オフ信号を供給する発振
回路、上記発振回路からの信号を上記変調回路に伝搬す
る駆動回路を備え、上記変調回路は上記入力端子にその
一端が接続された第１の抵抗、上記第１の抵抗の他端と
上記共通端子間に接続され、上記発振回路の第１の信号
に同期してオン，オフする第１のスイッチング素子、上
記第１のスイッチング素子と上記第１の抵抗の接続点に
その一端が接続され他端が出力端子となる第２の抵抗、
上記第２の抵抗の他端にその一端が接続された第３の抵
抗、上記第３の抵抗の他端と上記共通端子間に接続さ
れ、上記発振回路の第２の信号に同期してオン，オフす
る第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素
子と上記第３の抵抗の接続点にその一端が接続され他端
が共通端子に接続された第４の抵抗を備え、上記第１の
抵抗と上記第１のスイッチング素子の接続点に上記電圧
電流変換回路の出力を接続してなり、上記発振回路の上
記第１の信号と上記第２の信号が同一周波数、逆位相で
上記第１のスイッチング素子と上記第２のスイッチング
素子をオン，オフすることを特徴とする電流検出装置。1. A detection resistor connected to a non-grounded side of a power supply for flowing a measured current and converting it into a voltage, a modulation circuit having one end of the detection resistor as an input terminal and the other end as a common terminal, and an output of the modulation circuit. A connected transformer, an AC amplifier having the output of the transformer as an input, a demodulation circuit having the output of the AC amplifier as an input, a low-pass filter having the output of the demodulation circuit as an input, and an output of the low-pass filter as an input. A voltage-current converter circuit, an oscillating circuit for supplying ON / OFF signals to the modulating circuit, and a drive circuit for propagating a signal from the oscillating circuit to the modulating circuit. The modulating circuit has one end connected to the input terminal. A first switching element, a first switching element connected between the other end of the first resistance and the common terminal, and turned on / off in synchronization with a first signal of the oscillation circuit; Switchon A second resistor, one end of which is connected to the connection point of the first element and the other end of which is an output terminal,
A third resistor, one end of which is connected to the other end of the second resistor, is connected between the other end of the third resistor and the common terminal, and is turned on in synchronization with the second signal of the oscillation circuit. , A second switching element which is turned off, and a fourth resistor whose one end is connected to a connection point of the second switching element and the third resistor and the other end of which is connected to a common terminal. The output of the voltage-current conversion circuit is connected to the connection point of the resistor and the first switching element, and the first signal and the second signal of the oscillation circuit have the same frequency and the opposite phase. 2. A current detecting device characterized by turning on and off the switching element and the second switching element.
圧電流変換回路は上記低域フィルタの出力を制御入力端
子に接続した第３のスイッチング素子、一端が上記第３
のスイッチング素子の出力端子の一端に接続された第５
の抵抗、上記第５の抵抗の他端にその一端が接続され他
端が接地された第６の抵抗、上記第６の抵抗と並列に接
続された温度補償用負性抵抗からなり、上記第３のスイ
ッチング素子の他端を上記変調回路を構成する第１のス
イッチング素子と上記第１の抵抗の接続点に接続したこ
とを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。2. A third switching element in which the detection resistor is formed of a conductor, and the output of the low-pass filter is connected to a control input terminal of the voltage-current conversion circuit, and one end of the third switching element is the third switching element.
The fifth terminal connected to one end of the output terminal of the switching element of
Of the fifth resistor, a sixth resistor having one end connected to the other end of the fifth resistor and the other end grounded, and a negative resistor for temperature compensation connected in parallel with the sixth resistor, 2. The current detecting device according to claim 1, wherein the other end of the switching element 3 is connected to a connection point between the first switching element and the first resistor forming the modulation circuit.
信号及び上記第２の信号の周波数を上記被測定電流が含
む交流ノイズ成分の周波数以上にしたことを特徴とする
請求項１記載の電流検出装置。3. The frequency of the first signal and the second signal output from the oscillator circuit is set to be equal to or higher than the frequency of an AC noise component included in the measured current. Current detection device.
の１次巻線の巻始め端子に接続し、上記トランスの出力
端子を上記トランスの２次巻線の巻終わり端子とし、上
記２次巻線の巻終わり端子を上記交流増幅器の入力とし
たことを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。4. The output terminal of the modulation circuit is connected to the winding start terminal of the primary winding of the transformer, and the output terminal of the transformer is the winding end terminal of the secondary winding of the transformer, and the secondary winding is connected. 2. The current detecting device according to claim 1, wherein a winding end terminal of the wire is used as an input of the AC amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP40378290A JP2500943B2 (en) | 1990-12-19 | 1990-12-19 | Current detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP40378290A JP2500943B2 (en) | 1990-12-19 | 1990-12-19 | Current detector |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04218782A JPH04218782A (en) | 1992-08-10 |
| JP2500943B2 true JP2500943B2 (en) | 1996-05-29 |
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ID=18513514
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP40378290A Expired - Lifetime JP2500943B2 (en) | 1990-12-19 | 1990-12-19 | Current detector |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP0560299B1 (en) * | 1992-03-11 | 1995-12-06 | Mitsubishi Cable Industries, Ltd. | Flexible screw for conveyors |
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1990
- 1990-12-19 JP JP40378290A patent/JP2500943B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH04218782A (en) | 1992-08-10 |
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