JP2024048986A - Control device - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の拡張誘起電圧の位相により推定される回転子の位置に基づいて電動機を駆動させるインバータの動作を制御する制御装置において、電動機の制御性低下を抑制する。【解決手段】電動機Ｍの拡張誘起電圧の位相により推定される回転子の位置θ＾を用いて電動機Ｍの各相に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に高周波信号を重畳させるとともに、ｄ軸において磁気飽和が起きるようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせてオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´を生成し、ｄ軸電流Ｉｄとオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´との差が小さくなるようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともに、ｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出し、位置θ＾を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。【選択図】図１[Problem] In a control device that controls the operation of an inverter that drives an electric motor based on a rotor position estimated from the phase of the extended induced voltage of the electric motor, deterioration of controllability of the electric motor is suppressed. [Solution] The current flowing through each phase of the electric motor M is converted into a d-axis current and a q-axis current using the rotor position θ^ estimated from the phase of the extended induced voltage of the electric motor M, a high-frequency signal is superimposed on the d-axis current command value Id*, and the d-axis current command value Id* is offset so that magnetic saturation occurs in the d-axis to generate an offset d-axis current command value Id*', a d-axis voltage command value Vd* is calculated so that the difference between the d-axis current Id and the offset d-axis current command value Id*' is reduced, and a q-axis voltage command value Vq* is calculated so that the difference between the q-axis current Iq and the q-axis current command value Iq* is reduced, and the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* are converted into voltage command values Vu*, Vv*, and Vw* using the position θ^. [Selected Figure] FIG.

Description

本発明は、電動機を駆動させるインバータの動作を制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls the operation of an inverter that drives an electric motor.

制御装置として、電動機の拡張誘起電圧の位相により電動機の回転子の位置を推定し、その推定した位置に基づいてインバータの動作を制御するものがある。関連する技術として、非特許文献１がある。 There is a control device that estimates the rotor position of the motor based on the phase of the extended induced voltage of the motor, and controls the operation of the inverter based on the estimated position. Non-Patent Document 1 is an example of related technology.

ところで、電動機のｄ軸インダクタンスをＬｄ、電動機のｑ軸インダクタンスをＬｑ、電流指令値に含まれる高周波信号の角周波数をω_ｈ、高周波信号の振幅をＡ_ｈとする場合、拡張誘起電圧の振幅Ａ_ｅは、下記式１により示される。 Now, if the d-axis inductance of the motor is Ld, the q-axis inductance of the motor is Lq, the angular frequency of the high-frequency signal included in the current command value is _ωh , and the amplitude of the high-frequency signal is _Ah , the amplitude _Ae of the extended induced voltage is expressed by the following equation 1.

また、表面磁石型モータ（Surface Permanent Magnetic Motor）など突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が比較的小さい電動機では、突極比が比較的大きい電動機に比べて、上記式１の（Ｌｑ－Ｌｄ）の値が小さくなるため、拡張誘起電圧の振幅Ａ_ｅが小さくなる。 Furthermore, in a motor with a relatively small salient pole ratio (Lq/Ld), such as a surface permanent magnetic motor, the value of (Lq-Ld) in the above formula 1 is smaller than in a motor with a relatively large salient pole ratio, and therefore the amplitude _Ae of the extended induced voltage is smaller.

そのため、上記制御装置では、突極比が比較的小さい電動機の動作を制御する場合、拡張誘起電圧がノイズの影響を受けて拡張誘起電圧の位相に誤差が含まれ易くなるため、回転子の位置の推定精度が低下し、電動機の制御性が低下するおそれがある。 Therefore, when the above control device controls the operation of a motor with a relatively small salient pole ratio, the extended induced voltage is affected by noise and the phase of the extended induced voltage is likely to contain errors, which may reduce the accuracy of estimating the rotor position and reduce the controllability of the motor.

二村 拓未、道木 慎二、「二種類のEEMFモデルを併用したPMSMの全速度域位置センサレス制御の一構成」、２０１９年、平成３１年電気学会全国大会、p187-188Takumi Futamura, Shinji Michiki, "A configuration of position sensorless control for PMSM in the entire speed range using two types of EEMF models", 2019, Institute of Electrical Engineers of Japan National Convention, p187-188

本発明の一側面に係る目的は、拡張誘起電圧の位相により推定される回転子の位置に基づいて、電動機を駆動させるインバータの動作を制御する制御装置において、電動機の制御性低下を抑制することである。 The object of one aspect of the present invention is to suppress a decrease in the controllability of an electric motor in a control device that controls the operation of an inverter that drives the electric motor based on the rotor position estimated from the phase of the extended induced voltage.

本発明に係る一つの形態である制御装置は、搬送波の電圧値と電圧指令値との比較結果により電動機を駆動させるインバータの動作を制御する制御装置であって、前記電動機の拡張誘起電圧の位相により前記電動機の回転子の位置及び回転数を推定する推定部と、前記位置を用いて前記電動機の各相に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する変換部と、前記回転数と回転数指令値との回転数差によりｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を出力する電流指令値出力部と、前記ｄ軸電流指令値に高周波信号を重畳させるとともに、前記電動機のｄ軸において磁気飽和が起きるように前記ｄ軸電流指令値をオフセットさせてオフセットｄ軸電流指令値を生成する信号生成部と、前記ｄ軸電流と前記オフセットｄ軸電流指令値との差が小さくなるようにｄ軸電圧指令値を算出するとともに、前記ｑ軸電流と前記ｑ軸電流指令値との差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、前記位置を用いて前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を前記電圧指令値に変換する電圧指令値変換部とを備える。 The control device according to one embodiment of the present invention is a control device that controls the operation of an inverter that drives an electric motor based on the comparison result between the voltage value of a carrier wave and a voltage command value, and includes an estimation unit that estimates the position and rotation speed of the rotor of the electric motor based on the phase of the extended induced voltage of the electric motor, a conversion unit that converts the current flowing through each phase of the electric motor into a d-axis current and a q-axis current using the position, a current command value output unit that outputs a d-axis current command value and a q-axis current command value based on the rotation speed difference between the rotation speed and the rotation speed command value, a signal generation unit that generates an offset d-axis current command value by superimposing a high-frequency signal on the d-axis current command value and offsetting the d-axis current command value so that magnetic saturation occurs in the d-axis of the electric motor, a voltage command value calculation unit that calculates a d-axis voltage command value so that the difference between the d-axis current and the offset d-axis current command value is small, and calculates a q-axis voltage command value so that the difference between the q-axis current and the q-axis current command value is small, and a voltage command value conversion unit that converts the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value to the voltage command value using the position.

これにより、ｄ軸において磁気飽和が起きる期間において、ｄ軸インダクタンスが比較的小さくなり、上記式１の拡張誘起電圧の振幅Ａ_ｅを比較的大きくさせることができる。そのため、拡張誘起電圧がノイズの影響を受け難くなり、回転子の位置の推定精度低下を抑制することができ、電動機の制御性低下を抑制することができる。 As a result, during the period when magnetic saturation occurs on the d-axis, the d-axis inductance becomes relatively small, and the amplitude _Ae of the extended induced voltage in the above formula 1 can be made relatively large. Therefore, the extended induced voltage is less susceptible to the effects of noise, and deterioration in the estimation accuracy of the rotor position can be suppressed, thereby suppressing deterioration in the controllability of the motor.

また、前記オフセットｄ軸電流指令値の最小値は、前記電動機のｄ軸において磁気飽和が起こるときの前記ｄ軸電流としてもよい。 The minimum value of the offset d-axis current command value may be the d-axis current when magnetic saturation occurs in the d-axis of the motor.

これにより、ｄ軸電流の１周期全体において磁気飽和を起こすことができ、１周期全体において上記式１の拡張誘起電圧の振幅Ａ_ｅを比較的大きくさせることができる。これにより、拡張誘起電圧がノイズの影響をさらに受け難くなり、回転子の位置の推定精度低下をさらに抑制することができ、電動機の制御性低下をさらに抑制することができる。 This allows magnetic saturation to occur over one entire cycle of the d-axis current, and the amplitude _Ae of the extended induced voltage in the above formula 1 to be relatively large over one entire cycle, making the extended induced voltage less susceptible to the effects of noise, further suppressing the deterioration of the estimation accuracy of the rotor position, and further suppressing the deterioration of the controllability of the motor.

本発明によれば、電動機の拡張誘起電圧の位相により推定される回転子の位置に基づいて電動機を駆動させるインバータの動作を制御する制御装置において、電動機の制御性低下を抑制することができる。 According to the present invention, in a control device that controls the operation of an inverter that drives an electric motor based on the rotor position estimated from the phase of the extended induced voltage of the electric motor, it is possible to suppress a decrease in the controllability of the electric motor.

実施形態における制御装置の一例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a control device according to an embodiment. 拡張誘起電圧の推定方法を説明するための図である。FIG. 13 is a diagram for explaining a method for estimating an extended induced voltage. ｄ軸電流とｄ軸鎖交磁束との関係を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing the relationship between a d-axis current and a d-axis interlinkage magnetic flux. ｄ軸電流指令値をオフセットさせない場合またはオフセットさせた場合におけるｄ軸電流の一例を示す図である。8A and 8B are diagrams illustrating an example of a d-axis current when a d-axis current command value is not offset and when it is offset. ｄ軸電流指令値をオフセットさせた場合におけるｄ軸電流の一例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a d-axis current when a d-axis current command value is offset.

以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。 The following describes the embodiment in detail with reference to the drawings.

図１は、実施形態における電動機の制御装置の一例を示す図である。 Figure 1 shows an example of a motor control device in an embodiment.

図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される電動機Ｍの動作を制御するものであって、インバータ回路２と、制御回路３とを備える。なお、電動機Ｍは、例えば、表面磁石型モータなどとする。 The control device 1 shown in FIG. 1 controls the operation of an electric motor M mounted on a vehicle such as an electric forklift or a plug-in hybrid vehicle, and includes an inverter circuit 2 and a control circuit 3. The electric motor M is, for example, a surface magnet motor.

インバータ回路２は、電源Ｐから供給される電力により電動機Ｍを駆動させるものであって、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））と、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端子が電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端子が電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｅ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。 The inverter circuit 2 drives the electric motor M with power supplied from the power source P, and includes a capacitor C, switching elements SW1 to SW6 (e.g., IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors)), and current sensors Se1 and Se2. That is, one terminal of the capacitor C is connected to the positive terminal of the power source P and the collector terminals of the switching elements SW1, SW3, and SW5, and the other terminal of the capacitor C is connected to the negative terminal of the power source P and the emitter terminals of the switching elements SW2, SW4, and SW6. The connection point between the emitter terminal of the switching element SW1 and the collector terminal of the switching element SW2 is connected to the input terminal of the U phase of the electric motor M via the current sensor Se1. The connection point between the emitter terminal of the switching element SW3 and the collector terminal of the switching element SW4 is connected to the input terminal of the V phase of the electric motor M via the current sensor Se2. The connection point between the emitter terminal of switching element SW5 and the collector terminal of switching element SW6 is connected to the W-phase input terminal of motor M.

コンデンサＣは、電源Ｐから出力されインバータ回路２へ入力される電圧を平滑する。 Capacitor C smoothes the voltage output from power supply P and input to inverter circuit 2.

スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ１に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ２に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ３に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ４に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ５に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力される駆動信号Ｓ６に基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６がそれぞれオンまたはオフすることで、電源Ｐから出力される直流電圧が、互いに位相が１２０度ずつ異なる３つの交流電圧に変換され、それら交流電圧が電動機ＭのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の入力端子に印加され電動機Ｍの回転子が回転する。 The switching element SW1 is turned on or off based on the drive signal S1 output from the control circuit 3. The switching element SW2 is turned on or off based on the drive signal S2 output from the control circuit 3. The switching element SW3 is turned on or off based on the drive signal S3 output from the control circuit 3. The switching element SW4 is turned on or off based on the drive signal S4 output from the control circuit 3. The switching element SW5 is turned on or off based on the drive signal S5 output from the control circuit 3. The switching element SW6 is turned on or off based on the drive signal S6 output from the control circuit 3. By turning on or off the switching elements SW1 to SW6, respectively, the DC voltage output from the power source P is converted into three AC voltages whose phases differ from each other by 120 degrees, and these AC voltages are applied to the input terminals of the U phase, V phase, and W phase of the electric motor M, causing the rotor of the electric motor M to rotate.

電流センサＳｅ１は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＵ相に流れるＵ相電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力する。また、電流センサＳｅ２は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＶ相に流れるＶ相電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力する。 Current sensor Se1 is composed of a Hall element, a shunt resistor, etc., and detects U-phase current Iu flowing through the U-phase of motor M and outputs it to control circuit 3. Current sensor Se2 is composed of a Hall element, a shunt resistor, etc., and detects V-phase current Iv flowing through the V-phase of motor M and outputs it to control circuit 3.

制御回路３は、記憶部４と、ドライブ回路５と、演算部６とを備える。 The control circuit 3 includes a memory unit 4, a drive circuit 5, and a calculation unit 6.

記憶部４は、ＲＡＭ（Random Access Memory）またはＲＯＭ（Read Only Memory）などにより構成され、後述する閾値ωｔｈや所定時間Ｔなどを記憶する。 The storage unit 4 is configured with a RAM (Random Access Memory) or a ROM (Read Only Memory), and stores the threshold value ωth and the predetermined time T, which will be described later.

ドライブ回路５は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、搬送波（三角波、ノコギリ波、または逆ノコギリ波など）の電圧値と、演算部６から出力されるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊とを比較し、その比較結果に応じた駆動信号Ｓ１～Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。 The drive circuit 5 is composed of an IC (Integrated Circuit) and compares the voltage value of the carrier wave (triangular wave, sawtooth wave, inverse sawtooth wave, etc.) with the U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv*, and W-phase voltage command value Vw* output from the calculation unit 6, and outputs drive signals S1 to S6 according to the comparison results to the gate terminals of the switching elements SW1 to SW6.

例えば、ドライブ回路５は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波の電圧値以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ２を出力し、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊が搬送波の電圧値より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ１を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ２を出力する。また、ドライブ回路５は、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波の電圧値以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ４を出力し、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊が搬送波の電圧値より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ３を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ４を出力する。また、ドライブ回路５は、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波の電圧値以上である場合、ハイレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ローレベルの駆動信号Ｓ６を出力し、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊が搬送波の電圧値より小さい場合、ローレベルの駆動信号Ｓ５を出力するとともに、ハイレベルの駆動信号Ｓ６を出力する。 For example, when the U-phase voltage command value Vu* is equal to or greater than the voltage value of the carrier wave, the drive circuit 5 outputs a high-level drive signal S1 and a low-level drive signal S2. When the U-phase voltage command value Vu* is smaller than the voltage value of the carrier wave, the drive circuit 5 outputs a low-level drive signal S1 and a high-level drive signal S2. When the V-phase voltage command value Vv* is equal to or greater than the voltage value of the carrier wave, the drive circuit 5 outputs a high-level drive signal S3 and a low-level drive signal S4. When the V-phase voltage command value Vv* is smaller than the voltage value of the carrier wave, the drive circuit 5 outputs a low-level drive signal S3 and a high-level drive signal S4. When the W-phase voltage command value Vw* is equal to or greater than the voltage value of the carrier wave, the drive circuit 5 outputs a high-level drive signal S5 and a low-level drive signal S6. When the W-phase voltage command value Vw* is smaller than the voltage value of the carrier wave, the drive circuit 5 outputs a low-level drive signal S5 and a high-level drive signal S6.

演算部６は、マイクロコンピュータなどにより構成され、電流変換部７と、推定部８と、減算部９と、トルク指令値算出部１０と、電流指令値出力部１１と、信号生成部１２と、減算部１３と、減算部１４と、電圧指令値算出部１５と、電圧指令値変換部１６とを備える。例えば、マイクロコンピュータが記憶部４に記憶されているプログラムを実行することにより、電流変換部７、推定部８、減算部９、トルク指令値算出部１０、電流指令値出力部１１、信号生成部１２、減算部１３、減算部１４、電圧指令値算出部１５、及び電圧指令値変換部１６が構成される。 The calculation unit 6 is configured by a microcomputer or the like, and includes a current conversion unit 7, an estimation unit 8, a subtraction unit 9, a torque command value calculation unit 10, a current command value output unit 11, a signal generation unit 12, a subtraction unit 13, a subtraction unit 14, a voltage command value calculation unit 15, and a voltage command value conversion unit 16. For example, the microcomputer executes a program stored in the storage unit 4 to configure the current conversion unit 7, the estimation unit 8, the subtraction unit 9, the torque command value calculation unit 10, the current command value output unit 11, the signal generation unit 12, the subtraction unit 13, the subtraction unit 14, the voltage command value calculation unit 15, and the voltage command value conversion unit 16.

電流変換部７は、電流センサＳｅ１により検出されるＵ相電流Ｉｕ及び電流センサＳｅ２により検出されるＶ相電流Ｉｖを用いて、電動機ＭのＷ相に流れるＷ相電流Ｉｗを求める。 The current conversion unit 7 uses the U-phase current Iu detected by the current sensor Se1 and the V-phase current Iv detected by the current sensor Se2 to determine the W-phase current Iw flowing through the W-phase of the motor M.

また、電流変換部７は、推定部８により推定される位置θ＾を用いて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ（電動機Ｍに弱め界磁を発生させるための電流成分）及びｑ軸電流Ｉｑ（電動機Ｍにトルクを発生させるための電流成分）に変換する。 In addition, the current conversion unit 7 converts the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw into a d-axis current Id (a current component for generating a weakened field in the motor M) and a q-axis current Iq (a current component for generating torque in the motor M) using the position θ^ estimated by the estimation unit 8.

例えば、電流変換部７は、下記式２に示す変換行列Ｃ１を用いて、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。 For example, the current converter 7 converts the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw into the d-axis current Id and the q-axis current Iq using the conversion matrix C1 shown in the following formula 2.

なお、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２により検出される電流は、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖの組み合わせに限定されず、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの組み合わせ、または、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗの組み合わせでもよい。電流センサＳｅ１、Ｓｅ２によりＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗが検出される場合、電流変換部７は、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを用いて、Ｕ相電流Ｉｕを求める。また、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２によりＵ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗが検出される場合、電流変換部７は、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗを用いて、Ｖ相電流Ｉｖを求める。 The currents detected by the current sensors Se1 and Se2 are not limited to the combination of U-phase current Iu and V-phase current Iv, but may be the combination of V-phase current Iv and W-phase current Iw, or the combination of U-phase current Iu and W-phase current Iw. When the current sensors Se1 and Se2 detect the V-phase current Iv and W-phase current Iw, the current conversion unit 7 uses the V-phase current Iv and W-phase current Iw to determine the U-phase current Iu. When the current sensors Se1 and Se2 detect the U-phase current Iu and W-phase current Iw, the current conversion unit 7 uses the U-phase current Iu and W-phase current Iw to determine the V-phase current Iv.

また、インバータ回路２において、電流センサＳｅ１、Ｓｅ２の他に、電動機ＭのＷ相に流れるＷ相電流Ｉｗを検出する電流センサＳｅ３をさらに備える場合、電流変換部７は、推定部８により推定される位置θ＾を用いて、電流センサＳｅ１～Ｓｅ３により検出されるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換するように構成してもよい。 If the inverter circuit 2 further includes a current sensor Se3 that detects the W-phase current Iw flowing through the W-phase of the motor M in addition to the current sensors Se1 and Se2, the current conversion unit 7 may be configured to convert the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw detected by the current sensors Se1 to Se3 into the d-axis current Id and the q-axis current Iq using the position θ^ estimated by the estimation unit 8.

推定部８は、電動機Ｍのｑ軸インダクタンスＬｑをパラメータとして含む電動機ＭのモデルＭ_Ｌｑと、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、電圧指令値算出部１５から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とを用いて、電動機Ｍの拡張誘起電圧ｅを推定する。 The estimation unit 8 estimates the extended induced voltage e of the motor M using a model M _Lq of the motor M including the q-axis inductance Lq of the motor M as a parameter, the d-axis current Id and the q-axis current Iq output from the current conversion unit 7, and the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* output from the voltage command value calculation unit 15.

また、推定部８は、拡張誘起電圧ｅを用いて、電動機Ｍの回転子の位置θ＾を推定する。 The estimation unit 8 also estimates the rotor position θ^ of the electric motor M using the extended induced voltage e.

また、推定部８は、位置θ＾を一定時間（演算部６のクロック周期など）で除算することにより回転数ω＾を推定する。 In addition, the estimation unit 8 estimates the rotation speed ω^ by dividing the position θ^ by a fixed time (such as the clock period of the calculation unit 6).

図２は、電動機ＭのモデルＭ_Ｌｑを用いた拡張誘起電圧ｅの推定方法を説明するための図である。なお、モデルＭ_Ｌｑは、下記式３により示され、任意の値に調整可能なパラメータとしてｑ軸インダクタンスＬｑを含む。Ｒを電動機Ｍの抵抗成分とし、ｐを微分演算子とし、ωを回転子の角周波数（例えば、前回の制御タイミングにおいて推定部８により推定される回転数θ＾とする）とし、Ｉを下記式４により示される単位行列とし、Ｊを下記式５により示される単位行列とする。
｛（Ｒ＋ｐＬｑ）Ｉ－ωＬｑＪ｝ ・・・式３ 2 is a diagram for explaining a method for estimating the extended induced voltage e using a model M _Lq of the electric motor M. The model M _Lq is expressed by the following formula 3, and includes a q-axis inductance Lq as a parameter that can be adjusted to an arbitrary value. R is a resistance component of the electric motor M, p is a differential operator, ω is an angular frequency of the rotor (for example, the rotation speed θ^ estimated by the estimator 8 at the previous control timing), I is a unit matrix expressed by the following formula 4, and J is a unit matrix expressed by the following formula 5.
{(R+pLq)I-ωLqJ} ...Equation 3

まず、推定部８は、電圧ｖ_αと、モデルＭ_Ｌｑから出力される電圧Ｖｅ_αとの差に相当する拡張誘起電圧ｅ_αを求めるとともに、電圧ｖ_βと、モデルＭ_Ｌｑから出力される電圧Ｖｅ_βとの差に相当する拡張誘起電圧ｅ_βを求める。なお、電圧Ｖｅ_α＝｛（Ｒ＋ｐＬｑ）Ｉ－ωＬｑＪ｝×ｉ_αとし、電圧Ｖｅ_β＝｛（Ｒ＋ｐＬｑ）Ｉ－ωＬｑＪ｝×ｉ_βとする。また、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、下記式６により示される。また、電圧ｖ_α、ｖ_βが電動機Ｍに入力され、電動機Ｍから出力される電流ｉ_α、ｉ_βがモデルＭ_Ｌｑに入力されるものとする。また、電圧ｖ_αは、電圧指令値算出部１５から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を、電動機ＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのＵ相に対応する固定座標系のα軸に変換した電圧とする。また、電圧ｖ_βは、電圧指令値算出部１５から出力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、α軸を基準に９０度進んだ固定座標系のβ軸に変換した電圧とする。また、電流ｉ_αは、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄを、α軸に変換した電流とする。また、電流ｉ_βは、電流変換部７から出力されるｑ軸電流Ｉｑをβ軸に変換した電流とする。 First, the estimation unit 8 obtains an extended induced voltage e _α corresponding to the difference between the voltage v _α and the voltage Ve _α output from the model M _Lq , and obtains an extended induced voltage e _β corresponding to the difference between the voltage v _β and the voltage Ve _β output from the model M _Lq . Here, the voltage Ve _α = {(R + pLq) I - ωLqJ} x i _α , and the voltage Ve _β = {(R + pLq) I - ωLqJ} x i _β . The extended induced voltages e _α and e _β are expressed by the following formula 6. It is also assumed that the voltages v _α and v _β are input to the motor M, and the currents i _α and i _β output from the motor M are input to the model M _Lq . It is also assumed that the voltage v _α is a voltage obtained by converting the d-axis voltage command value Vd* output from the voltage command value calculation unit 15 into the α-axis of a fixed coordinate system corresponding to the U-phase of the U-phase, V-phase, and W-phase of the motor M. Moreover, the voltage _vβ is a voltage obtained by converting the q-axis voltage command value Vq* output from the voltage command value calculation unit 15 into the β-axis of a fixed coordinate system advanced by 90 degrees from the α-axis as a reference. The current _iα is a current obtained by converting the d-axis current Id output from the current conversion unit 7 into the α-axis. The current _iβ is a current obtained by converting the q-axis current Iq output from the current conversion unit 7 into the β-axis.

次に、推定部８は、回転数ω＾が閾値ωｔｈ以下である場合、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対して停止低速域の信号処理（同期検波処理やフィルタリング処理など）を行うことで、拡張誘起電圧ｅ_αｈ、ｅ_βｈを推定する。また、推定部８は、回転数ω＾が閾値ωｔｈより大きい場合、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対して中高速域の信号処理（フィルタリング処理など）を行うことで、拡張誘起電圧ｅ_αω、ｅ_βωを推定する。なお、閾値ωｔｈと比較される回転数ω＾は、例えば、前回の制御タイミングにおいて推定部８により推定される回転数ω＾とする。 Next, when the rotation speed ω^ is equal to or less than the threshold value ωth, the estimation unit 8 estimates the extended induced voltages e _αh and e _βh by performing signal processing (synchronous detection processing, filtering processing, etc.) of the extended induced voltages e _α and e _β in the stop/low speed range. When the rotation speed ω^ is greater than the threshold value ωth, the estimation unit 8 estimates the extended induced voltages e _αω and e _βω by performing signal processing (filtering processing, etc.) of the extended induced voltages e _α and e _β in the medium/high speed range. Note that the rotation speed ω^ compared with the threshold value ωth is, for example, the rotation speed ω^ estimated by the estimation unit 8 at the previous control timing.

そして、推定部８は、回転数ω＾が閾値ωｔｈ以下である場合、下記式７を計算することにより、位置θ＾を推定し、回転数ω＾が閾値ωｔｈより大きい場合、下記式８を計算することにより、位置θ＾を推定する。 Then, when the rotation speed ω^ is equal to or less than the threshold value ωth, the estimation unit 8 estimates the position θ^ by calculating the following formula 7, and when the rotation speed ω^ is greater than the threshold value ωth, the estimation unit 8 estimates the position θ^ by calculating the following formula 8.

なお、推定部８は、回転数ω＾が閾値ωｔｈより大きい場合、下記式９に示す電圧方程式を用いて回転数ω＾を推定し、その推定した回転数ω＾により位置θ＾を推定するように構成してもよい。 When the rotation speed ω^ is greater than the threshold value ωth, the estimation unit 8 may be configured to estimate the rotation speed ω^ using the voltage equation shown in Equation 9 below, and to estimate the position θ^ based on the estimated rotation speed ω^.

また、図１に示す減算部９は、推定部８により推定される回転数ω＾と外部から入力される回転数指令値ω＊との回転数差Δωを算出する。 The subtraction unit 9 shown in FIG. 1 calculates the rotation speed difference Δω between the rotation speed ω^ estimated by the estimation unit 8 and the rotation speed command value ω* input from the outside.

トルク指令値算出部１０は、減算部９から出力される回転数差Δωを用いて、トルク指令値Ｔ＊を算出する。例えば、トルク指令値算出部１０は、記憶部４に記憶されている、電動機Ｍの回転子の回転数（角周波数）と電動機Ｍのトルクとが互いに対応付けられている情報（不図示）を参照して、回転数差Δωに相当する回転数に対応するトルクを、トルク指令値Ｔ＊として求める。 The torque command value calculation unit 10 calculates the torque command value T* using the rotation speed difference Δω output from the subtraction unit 9. For example, the torque command value calculation unit 10 refers to information (not shown) stored in the memory unit 4 that associates the rotation speed (angular frequency) of the rotor of the electric motor M with the torque of the electric motor M, and determines the torque corresponding to the rotation speed equivalent to the rotation speed difference Δω as the torque command value T*.

電流指令値出力部１１は、トルク指令値Ｔ＊を用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。例えば、電流指令値出力部１１は、記憶部４に記憶されている、電動機Ｍのトルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが互いに対応付けられている情報（不図示）を参照して、トルク指令値Ｔ＊に対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。 The current command value output unit 11 uses the torque command value T* to output the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq*. For example, the current command value output unit 11 refers to information (not shown) stored in the memory unit 4 in which the torque of the motor M is associated with the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq*, and determines the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq* that correspond to the torque command value T*.

すなわち、電流指令値出力部１１は、回転数ω＾と回転数指令値ω＊との回転数差Δωによりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、基本０（ゼロ）［Ａ］であるが、電動機Ｍの特性（電動機Ｍの種類や製造バラツキ等）によって変動することがある。 That is, the current command value output unit 11 outputs the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq* based on the rotation speed difference Δω between the rotation speed ω^ and the rotation speed command value ω*. Note that the d-axis current command value Id* is basically 0 (zero) [A], but may vary depending on the characteristics of the electric motor M (such as the type of electric motor M and manufacturing variations).

信号生成部１２は、電流指令値出力部１１から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に拡張誘起電圧を励起させるための高周波信号を重畳させるとともに、電動機Ｍのｄ軸において磁気飽和が起きるように電流指令値出力部１１から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセット（増加）させることでオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´を生成する。言い換えると、信号生成部１２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に、高周波信号とオフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}（直流電流）を重畳（加算）させることでオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´を生成する。これにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊によって電動機Ｍが制御される場合のｄ軸電流Ｉｄを、増磁方向にオフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}分オフセットさせてｄ軸電流Ｉｄ´に変化させることができる。 The signal generating unit 12 generates an offset d-axis current command value Id*' by superimposing a high-frequency signal for exciting an extended induced voltage on the d-axis current command value Id* output from the current command value output unit 11 and offsetting (increasing) the d-axis current command value Id* output from the current command value output unit 11 so that magnetic saturation occurs in the d-axis of the motor M. In other words, the signal generating unit 12 generates an offset d-axis current command value Id*' by superimposing (adding) the high-frequency signal and an offset current Id _offset (DC current) on the d-axis current command value Id*. This makes it possible to change the d-axis current Id when the motor M is controlled by the d-axis current command value Id* to the d-axis current Id' by offsetting it by the _offset current Id offset in the magnetization direction.

なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が０（ゼロ）［Ａ］である場合、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び高周波信号の振幅は、固定値とする。すなわち、オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の振幅は、固定値となる。固定値は、実験やシミュレーションにより予め求められているものとする。 When the d-axis current command value Id* is 0 (zero) [A], the value of the offset current Id _offset and the amplitude of the high-frequency signal are fixed values. That is, the amplitude of the offset d-axis current command value Id*' is a fixed value. The fixed value is determined in advance by an experiment or a simulation.

ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が変動する場合、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び／又は高周波信号の振幅を固定値とすると、後述するように、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において磁気飽和を起こすことができなかったり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が電動機Ｍの許容電流値Ｉｄ_ｕｐを超えてしまうおそれがある。そのため、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が変動する場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が電動機Ｍの許容電流値Ｉｄ_ｕｐを超えないように、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び／又は高周波信号の振幅を変動させてもよい。または、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が変動する場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が電動機Ｍの許容電流値を超えないようにするとともに、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において磁気飽和が起こるように、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び／又は高周波信号の振幅を変動させてもよい。なお、許容電流値Ｉｄ_ｕｐが十分に大きい場合、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び高周波信号の振幅ｄは変動させる必要がなく、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値をｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において磁気飽和が起こる大きさに設定するとともに、高周波信号の振幅ｄを拡張誘起電圧が励起できる大きさに設定しておけばよい。 When the d-axis current command value Id* fluctuates, if the value of the offset current Id _offset and/or the amplitude of the high-frequency signal are fixed, as described below, there is a risk that magnetic saturation cannot occur over one entire period of the d-axis current Id' or that the d-axis current command value Id* exceeds the allowable current value Id _up of the motor M. Therefore, when the d-axis current command value Id* fluctuates, the value of the offset current Id offset and/or the amplitude of the high-frequency signal may be varied so that the d-axis current command value Id* does not exceed the allowable current value Id _up of the motor M. Alternatively, when the d-axis current command value Id* fluctuates, the value of the offset current Id _offset and/or the amplitude of the high-frequency signal may be varied so that the d-axis current command value Id* does not exceed the allowable current value of the motor _M and magnetic saturation occurs over one entire period of the d-axis current Id'. In addition, when the allowable current value Id _up is sufficiently large, there is no need to vary the value of the offset current Id _offset and the amplitude d of the high-frequency signal. It is sufficient to set the value of the offset current Id _offset to a magnitude that causes magnetic saturation throughout one cycle of the d-axis current Id', and to set the amplitude d of the high-frequency signal to a magnitude that can excite an extended induced voltage.

減算部１３は、信号生成部１２から出力されるオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´と、電流変換部７から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄ（ｄ軸電流差）を算出する。 The subtraction unit 13 calculates the difference ΔId (d-axis current difference) between the offset d-axis current command value Id*' output from the signal generation unit 12 and the d-axis current Id output from the current conversion unit 7.

減算部１４は、電流指令値出力部１１から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、電流変換部７から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。 The subtraction unit 14 calculates the difference ΔIq between the q-axis current command value Iq* output from the current command value output unit 11 and the q-axis current Iq output from the current conversion unit 7.

電圧指令値算出部１５は、減算部１３から出力される差ΔＩｄ及び減算部１４から出力される差ΔＩｑを用いたＰＩ制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。例えば、電圧指令値算出部１５は、下記式１０を計算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求めるとともに、下記式１１を計算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例項の定数とし、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数とし、Ｌｑは電動機Ｍのｑ軸インダクタンスとし、Ｌｄは電動機Ｍのｄ軸インダクタンスとし、ω＾は推定部８により推定される回転数とし、Ｋｅは誘起電圧定数とする。 The voltage command value calculation unit 15 calculates the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* by PI control using the difference ΔId output from the subtraction unit 13 and the difference ΔIq output from the subtraction unit 14. For example, the voltage command value calculation unit 15 calculates the d-axis voltage command value Vd* by calculating the following formula 10, and calculates the q-axis voltage command value Vq* by calculating the following formula 11. Note that Kp is a constant of the proportional term of the PI control, Ki is a constant of the integral term of the PI control, Lq is the q-axis inductance of the motor M, Ld is the d-axis inductance of the motor M, ω^ is the rotation speed estimated by the estimation unit 8, and Ke is an induced voltage constant.

ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｄ＋∫（Ｋｉ×差ΔＩｄ）－ω＾ＬｑＩｑ・・・式１０ d-axis voltage command value Vd* = Kp x difference ΔId + ∫ (Ki x difference ΔId) - ω^LqIq ... Equation 10

ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｑ＋∫（Ｋｉ×差ΔＩｑ）＋ω＾ＬｄＩｄ＋ω＾Ｋｅ・・・式１１ q-axis voltage command value Vq* = Kp x difference ΔIq + ∫ (Ki x difference ΔIq) + ω^LdId + ω^Ke ... Equation 11

すなわち、電圧指令値算出部１５は、ｄ軸電流Ｉｄとオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´との差ΔＩｄが小さくなるようにｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともにｑ軸電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との差ΔＩｑが小さくなるようにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。 That is, the voltage command value calculation unit 15 calculates the d-axis voltage command value Vd* so that the difference ΔId between the d-axis current Id and the offset d-axis current command value Id*' is small, and calculates the q-axis voltage command value Vq* so that the difference ΔIq between the q-axis current Iq and the q-axis current command value Iq* is small.

電圧指令値変換部１６は、推定部８により推定される位置θ＾を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。例えば、電圧指令値変換部１６は、下記式１２に示す変換行列Ｃ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。 The voltage command value converter 16 converts the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* into a U-phase voltage command value Vu*, a V-phase voltage command value Vv*, and a W-phase voltage command value Vw* using the position θ^ estimated by the estimator 8. For example, the voltage command value converter 16 converts the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* into a U-phase voltage command value Vu*, a V-phase voltage command value Vv*, and a W-phase voltage command value Vw* using a conversion matrix C2 shown in the following formula 12.

ところで、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が比較的小さい表面磁石型モータなどを電動機Ｍとして採用する場合では、拡張誘起電圧ｅの振幅Ａ_ｅが比較的小さくなるため、拡張誘起電圧ｅの推定精度が低下して電動機Ｍの制御性が低下するおそれがある。 Incidentally, when a surface permanent magnet type motor having a comparatively small salient pole ratio (Lq/Ld) is used as the electric motor M, the amplitude _Ae of the extended induced voltage e becomes comparatively small, which may reduce the estimation accuracy of the extended induced voltage e and reduce the controllability of the electric motor M.

そこで、実施形態の制御装置１における信号生成部１２は、電動機Ｍのｄ軸において磁気飽和が起きるようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせてオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´を生成している。言い換えると、信号生成部１２は、ｄ軸電流Ｉｄが増磁方向に増加（変化）するようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊にオフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}を加算してオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´を生成している。 Therefore, the signal generating unit 12 in the control device 1 of the embodiment generates an offset d-axis current command value Id*' by offsetting the d-axis current command value Id* so that magnetic saturation occurs in the d-axis of the electric motor M. In other words, the signal generating unit 12 generates the offset d-axis current command value Id*' by adding the offset current Id _offset to the d-axis current command value Id* so that the d-axis current Id increases (changes) in the magnetization direction.

図３は、電動機Ｍにおけるｄ軸電流Ｉｄとｄ軸鎖交磁束Ψｄとの関係の一例を示す図である。なお、図３に示す二次元座標の横軸はｄ軸電流Ｉｄを示し、縦軸はｄ軸鎖交磁束Ψｄを示し、実線はｄ軸電流Ｉｄとｄ軸鎖交磁束Ψｄとの関係の一例を示している。 Figure 3 is a diagram showing an example of the relationship between the d-axis current Id and the d-axis interlinkage magnetic flux Ψd in the electric motor M. Note that the horizontal axis of the two-dimensional coordinate system shown in Figure 3 indicates the d-axis current Id, the vertical axis indicates the d-axis interlinkage magnetic flux Ψd, and the solid line shows an example of the relationship between the d-axis current Id and the d-axis interlinkage magnetic flux Ψd.

一般に、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸鎖交磁束Ψｄとの関係は、図３に示すように、ｄ軸電流Ｉｄが増加するほどｄ軸鎖交磁束Ψｄが増加し、すなわち、ｄ軸電流Ｉｄが増磁方向に増加し、増磁方向へのｄ軸電流Ｉｄの増加がある程度進むと、破線枠内の実線のように、ｄ軸電流Ｉｄの増加に対するｄ軸鎖交磁束Ψｄの増加が鈍くなりｄ軸において磁気飽和が起こる。 In general, the relationship between the d-axis current Id and the d-axis interlinkage magnetic flux Ψd is as shown in Figure 3, where the d-axis current Id increases as the d-axis current Id increases. In other words, when the d-axis current Id increases in the magnetization direction and the increase in the d-axis current Id in the magnetization direction progresses to a certain extent, as shown by the solid line in the dashed frame, the increase in the d-axis interlinkage magnetic flux Ψd in response to the increase in the d-axis current Id slows down, and magnetic saturation occurs on the d-axis.

例えば、ｄ軸電流Ｉｄの増加量に対するｄ軸鎖交磁束Ψｄの増加量の割合（実線の傾き）が所定値より小さいとき、ｄ軸において磁気飽和が起こっていると判断する場合において、ｄ軸において磁気飽和が起こるときのｄ軸電流Ｉｄの最小値をｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔとする。なお、所定値は、実験やシミュレーションなどにより予め求められているものとする。 For example, when it is determined that magnetic saturation occurs on the d-axis when the ratio (slope of the solid line) of the increase in the d-axis flux linkage ψd to the increase in the d-axis current Id is smaller than a predetermined value, the minimum value of the d-axis current Id when magnetic saturation occurs on the d-axis is set as the d-axis saturation current _Idst . Note that the predetermined value is determined in advance by an experiment, a simulation, or the like.

この場合、ｄ軸電流Ｉｄがｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上になると、ｄ軸において磁気飽和が起こっていると判断することができる。 In this case, when the d-axis current Id becomes equal to or greater than the d-axis saturation current _Idst , it can be determined that magnetic saturation has occurred in the d-axis.

また、ｄ軸電流Ｉｄの増加量に対するｄ軸鎖交磁束Ψｄの増加量の割合（実線の傾き）は電動機Ｍのｄ軸インダクタンスＬｄに相当するため、ｄ軸電流Ｉｄがｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上になると、ｄ軸インダクタンスＬｄが比較的小さいと判断することができる。 In addition, the ratio of the increase in the d-axis interlinkage magnetic flux Ψd to the increase in the d-axis current Id (the slope of the solid line) corresponds to the d-axis inductance Ld of the motor M. Therefore, when the d-axis current Id becomes equal to or greater than the d-axis saturation current _Idst , it can be determined that the d-axis inductance Ld is relatively small.

図４（ａ）は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせていない場合のｄ軸電流Ｉｄの一例を示す図である。また、図４（ｂ）は、ｄ軸電流Ｉｄが増磁方向に増加するようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせた場合の増加後のｄ軸電流Ｉｄ´の一例を示す図である。なお、図４（ａ）及び図４（ｂ）において、二次元座標の横軸は時間を示し、縦軸は電流を示し、実線はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせていない場合のｄ軸電流Ｉｄを示し、破線はｑ軸電流を示し、一点鎖線はｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔを示し、二点鎖線はｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせた場合の増加後のｄ軸電流Ｉｄ´を示している。また、ｄ軸電流Ｉｄの１周期とｄ軸電流Ｉｄ´の１周期は互いに同じとする。 Fig. 4(a) is a diagram showing an example of the d-axis current Id when the d-axis current command value Id* is not offset. Fig. 4(b) is a diagram showing an example of the increased d-axis current Id' when the d-axis current command value Id* is offset so that the d-axis current Id increases in the magnetization direction. In Fig. 4(a) and Fig. 4(b), the horizontal axis of the two-dimensional coordinate system indicates time, the vertical axis indicates current, the solid line indicates the d-axis current Id when the d-axis current command value Id* is not offset, the broken line indicates the q-axis current, the dashed line indicates the d-axis saturation current Id _st , and the two-dot chain line indicates the increased d-axis current Id' when the d-axis current command value Id* is offset. Also, one period of the d-axis current Id and one period of the d-axis current Id' are the same.

図４（ａ）及び図４（ｂ）に示すように、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期のうち、ｄ軸電流Ｉｄ´がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上である飽和期間Ｔｓｔ´は、ｄ軸電流Ｉｄの１周期のうち、ｄ軸電流Ｉｄがｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上である飽和期間Ｔｓｔより長い。すなわち、ｄ軸電流Ｉｄが増磁方向に増加するようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせた場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせていない場合に比べて、ｄ軸において磁気飽和が起きる期間を増加させることができる。 4A and 4B, in one period of the d-axis current Id', the saturation period Tst' during which the d-axis current Id' is equal to or greater _than the d-axis saturation current Idst is longer than the saturation period Tst during which the d-axis current Id is equal to or greater than the d-axis saturation current _Idst in one period of the d-axis current Id. In other words, when the d-axis current command value Id* is offset so that the d-axis current Id increases in the magnetization direction, the period during which magnetic saturation occurs on the d-axis can be increased compared to when the d-axis current command value Id* is not offset.

すなわち、実施形態の制御装置１では、ｄ軸電流Ｉｄが増磁方向に増加するようにｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をオフセットさせることで、ｄ軸において磁気飽和が起きる期間を増加させることができ、ｄ軸インダクタンスＬｄが比較的小さくなる期間を増加させることができる。これにより、拡張誘起電圧ｅの振幅Ａ_ｅを比較的大きくさせることができる期間を増加させることができるため、拡張誘起電圧ｅがノイズの影響を受け難くなる期間が増加し、回転子の位置θ＾の推定精度低下を抑制することができ、電動機Ｍの制御性低下を抑制することができる。 That is, in the control device 1 of the embodiment, by offsetting the d-axis current command value Id* so that the d-axis current Id increases in the magnetization direction, it is possible to increase the period during which magnetic saturation occurs in the d-axis and to increase the period during which the d-axis inductance Ld becomes relatively small. This increases the period during which the amplitude Ae of the extended induced voltage _e can be made relatively large, thereby increasing the period during which the extended induced voltage e is less susceptible to the effects of noise, thereby suppressing the deterioration of the estimation accuracy of the rotor position θ^ and suppressing the deterioration of the controllability of the motor M.

なお、本発明は、以上の実施形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。 The present invention is not limited to the above embodiments, and various improvements and modifications are possible without departing from the spirit of the present invention.

＜変形例１＞
オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値は、電動機Ｍのｄ軸において磁気飽和が起こるときのｄ軸電流Ｉｄであってもよい。すなわち、信号生成部１２は、オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上になるように、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び高周波信号の振幅は設定されてもよい。 <Modification 1>
The minimum value of the offset d-axis current command value Id*' may be the d-axis current Id when magnetic saturation occurs in the d-axis of the electric motor M. In other words, the signal generating unit 12 may set the value of the offset current Id offset and the amplitude of the high-frequency signal so that the minimum value of the offset d- _axis current command value Id*' is equal to or greater than the d-axis saturation current Id _st .

図５（ａ）は、オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上である場合の増加後のｄ軸電流Ｉｄ´の一例を示す図である。なお、図５（ａ）において、二次元座標の横軸は時間を示し、縦軸は電流を示し、破線はｑ軸電流を示し、一点鎖線はｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔを示し、二点鎖線はオフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上である場合の増加後のｄ軸電流Ｉｄ´を示している。 5A is a diagram showing an example of the increased d-axis current Id' when the minimum value of the offset d-axis current command value Id*' is equal to or greater than the d-axis saturation current _Idst . In FIG. 5A, the horizontal axis of the two-dimensional coordinate system indicates time, the vertical axis indicates current, the dashed line indicates the q-axis current, the one-dot chain line indicates the d-axis saturation current _Idst , and the two-dot chain line indicates the increased d-axis current Id' when the minimum value of the offset d-axis current command value Id*' is equal to or _greater than the d-axis saturation current Idst.

図５（ａ）に示すように、オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上である場合、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において、ｄ軸電流Ｉｄ´がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上になるため、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において磁気飽和を起こすことができる。これにより、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において拡張誘起電圧ｅの振幅Ａ_ｅを比較的大きくさせることができるため、拡張誘起電圧ｅがノイズの影響をさらに受け難くさせることができる。そのため、回転子の位置θ＾の推定精度低下をさらに抑制することができ、電動機Ｍの制御性低下をさらに抑制することができる。 As shown in Fig. 5A, when the minimum value of the offset d-axis current command value Id*' is equal to or _larger than the d-axis saturation current Idst, the d-axis current Id' is equal to or larger than the d-axis saturation current Idst throughout one _cycle of the d-axis current Id', so that magnetic saturation can occur throughout one cycle of the d-axis current Id'. This allows the amplitude _Ae of the extended induced voltage e to be relatively large throughout one cycle of the d-axis current Id', so that the extended induced voltage e can be made even less susceptible to the effects of noise. This allows further suppression of deterioration in the estimation accuracy of the rotor position θ^, and further suppression of deterioration in the controllability of the motor M.

＜変形例２＞
変形例２の信号生成部１２では、オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値がｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上になるように、かつ、ｄ軸電流Ｉｄ´が電動機Ｍの許容電流値Ｉｄ_ｕｐ以下となるように、オフセット電流Ｉｄ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値及び高周波信号の振幅を設定している。 <Modification 2>
In the signal generating unit 12 of the second modification, the value of the offset current Id offset and the amplitude of the high-frequency signal are set so that the minimum value of the _offset d-axis current command value Id*' is equal to or greater than the d-axis saturation current Id _st and the d-axis current Id' is equal to or less than the allowable current value Id _up of the motor M.

これにより、図５（ｂ）に示すように、オフセットｄ軸電流指令値Ｉｄ＊´の最小値をｄ軸飽和電流Ｉｄ_ｓｔ以上に調整しつつ、増加後のｄ軸電流Ｉｄ´の最大値を電動機Ｍの許容電流値Ｉｄ_ｕｐ以下とすることができるため、ｄ軸電流Ｉｄ´の１周期全体において磁気飽和を起こしつつ、ｄ軸電流Ｉｄ´を電動機Ｍの許容電流値Ｉｄ_ｕｐ以下とすることができる。 As a result, as shown in FIG. 5( b ), the minimum value of the offset d-axis current command value Id*′ can be adjusted to be equal to or greater than the d-axis saturation current Id _st , while the maximum value of the increased d-axis current Id′ can be set to be equal to or less than the allowable current value Id _up of the motor M. Therefore, the d-axis current Id′ can be set to be equal to or less than the allowable current value Id _up of the motor M while causing magnetic saturation throughout one cycle of the d-axis current Id′.

１ 制御装置
２ インバータ回路
３ 制御回路
４ 記憶部
５ ドライブ回路
６ 演算部
７ 電流変換部
８ 推定部
９ 減算部
１０ トルク指令値算出部
１１ 電流指令値出力部
１２ 信号生成部
１３ 減算部
１４ 減算部
１５ 電圧指令値算出部
１６ 電圧指令値変換部
Ｐ 電源
Ｃ コンデンサ
Ｓｅ１ 電流センサ
Ｓｅ２ 電流センサ
REFERENCE SIGNS LIST 1 Control device 2 Inverter circuit 3 Control circuit 4 Memory unit 5 Drive circuit 6 Calculation unit 7 Current conversion unit 8 Estimation unit 9 Subtraction unit 10 Torque command value calculation unit 11 Current command value output unit 12 Signal generation unit 13 Subtraction unit 14 Subtraction unit 15 Voltage command value calculation unit 16 Voltage command value conversion unit P Power supply C Capacitor Se1 Current sensor Se2 Current sensor

Claims (2)

搬送波の電圧値と電圧指令値との比較結果により電動機を駆動させるインバータの動作を制御する制御装置であって、
前記電動機の拡張誘起電圧の位相により前記電動機の回転子の位置及び回転数を推定する推定部と、
前記位置を用いて前記電動機の各相に流れる電流をｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する変換部と、
前記回転数と回転数指令値との回転数差によりｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を出力する電流指令値出力部と、
前記ｄ軸電流指令値に高周波信号を重畳させるとともに、前記電動機のｄ軸において磁気飽和が起きるように前記ｄ軸電流指令値をオフセットさせてオフセットｄ軸電流指令値を生成する信号生成部と、
前記ｄ軸電流と前記オフセットｄ軸電流指令値との差が小さくなるようにｄ軸電圧指令値を算出するとともに、前記ｑ軸電流と前記ｑ軸電流指令値との差が小さくなるようにｑ軸電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、
前記位置を用いて前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を前記電圧指令値に変換する電圧指令値変換部と、
を備える制御装置。 A control device that controls the operation of an inverter that drives an electric motor based on a comparison result between a voltage value of a carrier wave and a voltage command value,
an estimation unit that estimates a position and a rotation speed of a rotor of the electric motor based on a phase of an extended induced voltage of the electric motor;
a conversion unit that converts a current flowing through each phase of the electric motor into a d-axis current and a q-axis current using the position;
a current command value output unit that outputs a d-axis current command value and a q-axis current command value according to a difference between the rotation speed and a rotation speed command value;
a signal generating unit that generates an offset d-axis current command value by superimposing a high-frequency signal on the d-axis current command value and offsetting the d-axis current command value so that magnetic saturation occurs in the d-axis of the motor;
a voltage command value calculation unit that calculates a d-axis voltage command value so as to reduce a difference between the d-axis current and the offset d-axis current command value, and calculates a q-axis voltage command value so as to reduce a difference between the q-axis current and the q-axis current command value;
a voltage command value conversion unit that converts the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value into the voltage command value using the position;
A control device comprising: 請求項１に記載の制御装置であって、
前記オフセットｄ軸電流指令値の最小値は、前記電動機のｄ軸において磁気飽和が起こるときの前記ｄ軸電流である
ことを特徴とする制御装置。

The control device according to claim 1 ,
The control device according to claim 1, wherein the minimum value of the offset d-axis current command value is the d-axis current when magnetic saturation occurs in the d-axis of the motor.

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