JP2024017933A

JP2024017933A - DC-DC converter

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Publication number: JP2024017933A
Application number: JP2022120909A
Authority: JP
Inventors: 文哉服部; Fumiya Hattori
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 2022-07-28
Filing date: 2022-07-28
Publication date: 2024-02-08

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter that can reduce power conversion losses on the entire path from a low voltage portion to a high voltage portion while providing isolation on the path from the low voltage portion to the high voltage portion.

SOLUTION: The DC-DC converter includes a switching circuit that converts DC voltage to AC voltage, a plurality of transformers connecting a secondary side output terminal of a front stage transformer and a primary side input terminal of a subsequent stage transformer in multiple stages, and a rectifier circuit that converts the AC voltage output from the last stage of the transformers into DC voltage.

SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a DC-DC converter.

高圧部（例えば１０ｋＶ超）にあるスイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタ）をオン／オフさせるためには、スイッチの駆動回路（例えばトランジスタのゲートの電圧を制御する回路）に対して、所定の電位差（例えば直流２４Ｖ）の電圧制御信号を供給する必要がある。そのため、低圧部にある直流２４Ｖの直流電圧源と高圧部にあるスイッチとの間には、一般的に絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが使用され、低圧部と高圧部との間を絶縁しつつ、高圧部において所定の電位差の電圧制御信号を出力している。しかし、一般に、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの入出力端子間の耐圧は、高電圧用途であっても数ｋＶ程度であるので、単独（１つだけ）で使用すると、絶縁破壊が発生して故障してしまう。 In order to turn on/off a switch (e.g., a transistor such as a MOSFET) in a high voltage section (e.g., over 10 kV), a predetermined potential difference is applied to the switch drive circuit (e.g., a circuit that controls the voltage at the gate of the transistor). It is necessary to supply a voltage control signal (for example, 24 VDC). Therefore, an isolated DC-DC converter is generally used between the 24V DC voltage source in the low-voltage section and the switch in the high-voltage section. A voltage control signal with a predetermined potential difference is output in the high voltage section. However, in general, the withstand voltage between the input and output terminals of an isolated DC-DC converter is only a few kV even for high-voltage applications, so if it is used alone (only one), dielectric breakdown will occur and failure will occur. Resulting in.

このような高電圧下で、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを使用可能とするために、例えば、低圧部と高圧部との間に、高電圧用途の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを多段に複数接続して使用することが考えられる（類似技術としては特許文献１がある。）。即ち、複数の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータで低圧部と高圧部との間にかかる電圧を分担負担し、各絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの入出力端子間にかかる電圧を耐圧以下にすることが考えられる。しかしながら、このような使用方法によると、各絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ内のコンバータでの電力変換損失が累積されるため、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換効率が低下するという課題があった。 In order to enable the use of isolated DC-DC converters under such high voltages, for example, multiple isolated DC-DC converters for high voltage applications may be connected in multiple stages between the low voltage section and the high voltage section. (A similar technique is Patent Document 1.) In other words, the idea is to share the burden of the voltage between the low voltage section and the high voltage section with multiple isolated DC-DC converters, and to reduce the voltage applied between the input and output terminals of each isolated DC-DC converter to below the withstand voltage. It will be done. However, according to this method of use, power conversion losses in the converters in each isolated DC-DC converter accumulate, resulting in a problem in that the power conversion efficiency over the entire path from the low-voltage section to the high-voltage section decreases. was there.

特開平４‐５８７６４号公報Japanese Patent Application Publication No. 4-58764

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、低圧部から高圧部に至る経路中での絶縁を行いつつ、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換損失を低減できるＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and provides a DC-DC that can reduce power conversion loss in the entire path from the low-voltage section to the high-voltage section while providing insulation in the path from the low-voltage section to the high-voltage section. The purpose is to provide a converter.

本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにあっては、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランスと、前記トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、を備える。 In the DC-DC converter according to the present embodiment, a switching circuit that converts a DC voltage into an AC voltage, a secondary output terminal of a transformer in a previous stage, and a primary input terminal of a transformer in a subsequent stage are connected in multiple stages. The transformer includes a plurality of transformers, and a rectifier circuit that converts an AC voltage output from the final stage of the transformer into a DC voltage.

本発明によれば、低圧部から高圧部に至る経路中での絶縁を行いつつ、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換損失を低減できるＤＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a DC-DC converter that can reduce power conversion loss over the entire path from the low-voltage section to the high-voltage section while providing insulation in the path from the low-voltage section to the high-voltage section.

図１は、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。FIG. 1 is a circuit block diagram showing an example of the configuration of a general DC-DC converter. 図２は、実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの基本構成の一例を示す回路ブロック図である。FIG. 2 is a circuit block diagram showing an example of the basic configuration of the DC-DC converter according to the embodiment. 図３Ａは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第１の設定例を示す図である。FIG. 3A is a diagram showing a first setting example of the turns ratio of the windings when four transformers are connected. 図３Ｂは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第２の設定例を示す図である。FIG. 3B is a diagram showing a second setting example of the turns ratio of the windings when four transformers are connected. 図４は、漏れインダクタンスを考慮し、共振用コンデンサを接続したＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。FIG. 4 is a circuit block diagram showing an example of the configuration of a DC-DC converter in which a resonance capacitor is connected in consideration of leakage inductance. 図５は、トランスの結合係数を変化させることによって、電力変換効率を更に向上させたＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。FIG. 5 is a circuit block diagram showing an example of the configuration of a DC-DC converter in which power conversion efficiency is further improved by changing the coupling coefficient of the transformer. 図６は、図５のトランスの別の実現形態の１例を示す回路ブロック図である。FIG. 6 is a circuit block diagram showing an example of another implementation form of the transformer of FIG. 5.

本発明のＤＣ－ＤＣコンバータについて、図面を参照して説明する。 The DC-DC converter of the present invention will be explained with reference to the drawings.

（一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成）
図１を用いて、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成を説明する。図１は、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。 (Schematic configuration of general DC-DC converter)
A schematic configuration of a general DC-DC converter will be explained using FIG. 1. FIG. 1 is a circuit block diagram showing an example of the configuration of a general DC-DC converter.

ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、スイッチング回路１２と、トランス１４と、整流回路１６とを備える。スイッチング回路１２は、直流電圧Ｅ１をスイッチングすることによって交流電圧に変換する。トランス１４は、入力側（１次側）のコイルに入力された電圧を、１次側のコイルの巻線の巻数と２次側のコイルの巻線の巻数との比率に応じて降圧または昇圧する変圧器である。なお、トランス１４の入力側巻線と出力側巻線との間は電気的に絶縁されている。整流回路１６は、トランス１４が出力した交流電圧を整流して直流電圧Ｅ２を出力する。 The DC-DC converter 10 includes a switching circuit 12, a transformer 14, and a rectifier circuit 16. The switching circuit 12 converts the DC voltage E1 into an AC voltage by switching it. The transformer 14 steps down or steps up the voltage input to the input side (primary side) coil depending on the ratio of the number of turns of the primary side coil to the number of turns of the secondary side coil. It is a transformer that Note that the input side winding and the output side winding of the transformer 14 are electrically insulated. The rectifier circuit 16 rectifies the AC voltage output by the transformer 14 and outputs a DC voltage E2.

低圧部（例えば２４Ｖ）と高圧部（例えば１０ｋＶ超）との間で絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを使用する場合には、絶縁破壊を防止するために、上記構造のＤＣ－ＤＣコンバータ１０を多段に接続する使用方法が想定される。しかし、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を多段に接続した場合には、スイッチング回路１２と整流回路１６とをそれぞれ複数回通過するため、直流を交流に変換して降圧または昇圧を行った後で直流に変換するという処理を複数回繰り返すことになる。したがって、電力変換損失が累積されるので、電力変換効率の低下を招いてしまう。また、接続されるＤＣ－ＤＣコンバータ１０のそれぞれが、スイッチング回路１２と整流回路１６とを備えているため、回路の専有面積が増加してしまう。 When using an isolated DC-DC converter between a low voltage section (e.g. 24V) and a high voltage section (e.g. over 10kV), the DC-DC converter 10 having the above structure is connected in multiple stages to prevent dielectric breakdown. It is assumed that the usage method is to connect. However, when the DC-DC converter 10 is connected in multiple stages, it passes through the switching circuit 12 and the rectifier circuit 16 multiple times, so the DC-DC converter is converted into AC, step-down or step-up, and then converted to DC. This process will be repeated multiple times. Therefore, power conversion losses are accumulated, resulting in a decrease in power conversion efficiency. Furthermore, since each of the connected DC-DC converters 10 includes a switching circuit 12 and a rectifier circuit 16, the area occupied by the circuit increases.

（実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成）
図２を用いて、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの概略構成を説明する。図２は、実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの基本構成の一例を示す回路ブロック図である。 (Schematic configuration of DC-DC converter of embodiment)
A schematic configuration of the DC-DC converter 20a of this embodiment will be explained using FIG. 2. FIG. 2 is a circuit block diagram showing an example of the basic configuration of the DC-DC converter according to the embodiment.

ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａは、スイッチング回路２２と、複数のトランス２４Ａ（トランス２４ａ、トランス２４ｂ，トランス２４ｃ）と、整流回路２６とを備える。 The DC-DC converter 20a includes a switching circuit 22, a plurality of transformers 24A (transformer 24a, transformer 24b, transformer 24c), and a rectifier circuit 26.

スイッチング回路２２は、直流電圧Ｅ１を交流電圧に変換する。 The switching circuit 22 converts the DC voltage E1 into an AC voltage.

複数のトランス２４Ａは、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した構成を有する。複数のトランス２４Ａを構成する各トランス（トランス２４ａ、トランス２４ｂ，トランス２４ｃ）は、それぞれ、入力側巻線の巻数と、出力側巻線の巻数の比率に応じて、入力電圧を昇圧または降圧する。なお、トランス２４Ａを構成するトランスの個数は、少なくとも２個以上であるとする。 The plurality of transformers 24A have a configuration in which the secondary output terminal of the preceding transformer and the primary input terminal of the subsequent transformer are connected in multiple stages. Each transformer (transformer 24a, transformer 24b, transformer 24c) constituting the plurality of transformers 24A boosts or steps down the input voltage depending on the ratio of the number of turns of the input side winding to the number of turns of the output side winding. . Note that the number of transformers constituting the transformer 24A is at least two.

整流回路２６は、複数のトランス２４Ａのうち最終段のトランス２４ｃから出力される交流電圧を直流電圧Ｅ２に変換する。 The rectifier circuit 26 converts the AC voltage output from the final stage transformer 24c among the plurality of transformers 24A into a DC voltage E2.

スイッチング回路２２は、非絶縁の昇圧コンバータ２２ａと、インバータ２２ｂとを備える。 The switching circuit 22 includes a non-insulated boost converter 22a and an inverter 22b.

昇圧コンバータ２２ａは、入力側の直流電圧Ｅ１を昇圧する。なお、昇圧コンバータ２２ａの出力電圧値は、調整機能により調整可能である。なお、昇圧コンバータ２２ａは非絶縁であるため、絶縁性能はない。また、昇圧コンバータ２２ａは、ドライブ電力が大きくなると、配線の寄生抵抗によって電圧降下が生じるため、出力電圧が、所望の電圧を下回る恐れがある。そのため、昇圧コンバータ２２ａは、入力電圧が低下した場合であっても出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有する。 The boost converter 22a boosts the DC voltage E1 on the input side. Note that the output voltage value of the boost converter 22a can be adjusted by an adjustment function. Note that since the boost converter 22a is non-insulated, it does not have insulation performance. Further, when the drive power of the boost converter 22a increases, a voltage drop occurs due to the parasitic resistance of the wiring, so the output voltage may fall below a desired voltage. Therefore, boost converter 22a has a feedback circuit that keeps the output voltage constant even when the input voltage decreases.

インバータ２２ｂは、スイッチング回路を有して、入力側の直流電圧をスイッチングすることによって交流電圧に変換する。なお、本実施形態では、インバータ２２ｂの出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有していないが、フィードバック回路を付加することもできる。 The inverter 22b has a switching circuit and converts the DC voltage on the input side into an AC voltage by switching it. Note that although this embodiment does not have a feedback circuit for keeping the output voltage of the inverter 22b constant, a feedback circuit may be added.

ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａは、上記のように、昇圧コンバータ２２ａとインバータ２２ｂとを備えているので、電圧変換部の段数が２段（昇圧コンバータ２２ａとインバータ２２ｂ）となり、回路全体として部品点数削減および高効率動作を実現することができる。例えば、図１のＤＣ－ＤＣコンバータ１０を４段構成にすると、電圧変換部の段数も４段となるが、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａでは２段で済む。 As described above, the DC-DC converter 20a includes the boost converter 22a and the inverter 22b, so the number of stages of the voltage conversion section is two (the boost converter 22a and the inverter 22b), which reduces the number of parts and reduces the number of components in the entire circuit. High efficiency operation can be achieved. For example, if the DC-DC converter 10 of FIG. 1 has a four-stage configuration, the number of stages of the voltage conversion section will also be four, but the DC-DC converter 20a only needs two stages.

また、複数のトランス２４Ａについて、当該複数のトランス２４Ａにおける電力損失を低減するために、１段目（トランス２４ａ）の入力側（１次側）の巻線の巻数と、最終段（トランス２４ｃ）の出力側（２次側）の巻線の巻数とが等しく設定される。そして、それ以外のトランス（図２のトランス２４ｂ）の巻線の巻数は、より少ない値に設定される。 In addition, regarding the plurality of transformers 24A, in order to reduce power loss in the plurality of transformers 24A, the number of turns of the winding on the input side (primary side) of the first stage (transformer 24a) and the winding of the final stage (transformer 24c) The number of turns of the output side (secondary side) winding is set to be equal to the number of turns of the output side (secondary side) winding. The number of turns of the windings of the other transformers (transformer 24b in FIG. 2) is set to a smaller value.

なお、トランス２４Ａを、複数のトランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃを多段に接続した構成とすることによって、個々のトランスの入出力端子間にかかる電圧を低減することができる。その結果、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの入出力端子間にかかる電圧が高い場合（例えば１０ｋＶ）であっても絶縁破壊を防止できる。言い換えると、複数のトランスを多段に接続することによって、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの耐圧を稼ぐことができる。 Note that by forming the transformer 24A in a configuration in which a plurality of transformers 24a, 24b, and 24c are connected in multiple stages, the voltage applied between the input and output terminals of each transformer can be reduced. As a result, dielectric breakdown can be prevented even when the voltage applied between the input and output terminals of the DC-DC converter 20a is high (for example, 10 kV). In other words, by connecting a plurality of transformers in multiple stages, the withstand voltage of the DC-DC converter 20a can be increased.

また、トランス２４Ａにおいて、中間部の巻線の巻数を低減できるため、低寄生キャパシタのトランスが実現できる。例えば、１段目の巻数比２：１のトランス２４ａの１次側励磁インダクタンスが１０μＨであり、２段目の巻数比１：１のトランス２４ｂの１次側励磁インダクタンスが５μＨであっても、２段目のトランス２４ｂの励磁インダクタンスは、インバータ２２ｂからは等価的に並列に２０μＨに見えるため、巻数を減らせる。なお、全てのトランスの巻線の巻数比を１：１とし、且つ、各トランスの１次側励磁インダクタンスを１０μＨにすることもできる。しかし、２段目のトランス２４ｂの励磁インダクタンスは、インバータ２２ｂからは等価的に並列に１０μＨに見えるため、巻数比２：１の場合よりもインバータ２２ｂから見たインピーダンスが減少し、不必要に入力電流が大きくなる。これにより昇圧コンバータ２２ａとインバータ２２ｂの損失が大きくなるため、効率の低下に繋がるため、望ましい構成ではない。 Furthermore, in the transformer 24A, since the number of turns of the winding in the intermediate portion can be reduced, a transformer with low parasitic capacitance can be realized. For example, even if the primary side excitation inductance of the first-stage transformer 24a with a turns ratio of 2:1 is 10 μH, and the primary side excitation inductance of the second-stage transformer 24b with a turns ratio of 1:1 is 5 μH, Since the excitation inductance of the second-stage transformer 24b appears to be equivalently 20 μH in parallel from the inverter 22b, the number of turns can be reduced. Note that it is also possible to set the turns ratio of the windings of all transformers to 1:1, and to set the primary side excitation inductance of each transformer to 10 μH. However, since the excitation inductance of the second-stage transformer 24b appears to be equivalently 10 μH in parallel from the inverter 22b, the impedance seen from the inverter 22b decreases compared to when the turns ratio is 2:1, and unnecessary input is caused. The current increases. This is not a desirable configuration because the loss of boost converter 22a and inverter 22b becomes large, leading to a decrease in efficiency.

（ＤＣ－ＤＣコンバータが備える複数のトランスの巻線の巻数比の設定）
図３Ａと図３Ｂを用いて、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａを構成する複数のトランス２４Ｂの巻線の巻数比の設定方法を説明する。図３Ａは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第１の設定例を示す図である。図３Ｂは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第２の設定例を示す図である。 (Setting the turns ratio of the windings of multiple transformers included in the DC-DC converter)
A method of setting the turns ratio of the windings of the plurality of transformers 24B constituting the DC-DC converter 20a will be explained using FIGS. 3A and 3B. FIG. 3A is a diagram showing a first setting example of the turns ratio of the windings when four transformers are connected. FIG. 3B is a diagram showing a second setting example of the turns ratio of the windings when four transformers are connected.

図３Ａに示すトランス２４Ｂは、４台の同性能のトランス（トランス２４ｄ、トランス２４ｅ、トランス２４ｆ、トランス２４ｇ）を多段に接続した構成になっている。なお、全てのトランスの巻線の巻数比は、全て１：１であり、各トランスの１次側励磁インダクタンスＬｍは１０μＨであるとする。このとき、インバータ２２ｂから見たトランス２４Ｂ全体の励磁インダクタンスは、各トランスの励磁インダクタが並列接続されていると見なしたときの合成インダクタンスとして算出できるので、２．５μＨとなり、入力側から不必要に電流が流れ込む。 The transformer 24B shown in FIG. 3A has a configuration in which four transformers (transformers 24d, transformers 24e, transformers 24f, and transformers 24g) having the same performance are connected in multiple stages. It is assumed that the turns ratio of the windings of all the transformers is 1:1, and the primary side excitation inductance Lm of each transformer is 10 μH. At this time, the excitation inductance of the entire transformer 24B viewed from the inverter 22b can be calculated as a composite inductance when the excitation inductors of each transformer are considered to be connected in parallel, so it is 2.5 μH, which is unnecessary from the input side. current flows into.

これに対して、図３Ｂに示すトランス２４Ｃは、４台のトランス（トランス２４ｈ、トランス２４ｉ、トランス２４ｊ、トランス２４ｋ）を多段に接続した構成になっている。トランス２４Ｃを構成する中間部のトランス２４ｉとトランス２４ｊは、１次側励磁インダクタンスＬｍが５μＨとされている。また、トランス２４ｋの１次側励磁インダクタンスＬｍが２．５μＨとされている。 On the other hand, the transformer 24C shown in FIG. 3B has a configuration in which four transformers (transformer 24h, transformer 24i, transformer 24j, and transformer 24k) are connected in multiple stages. The transformer 24i and the transformer 24j in the middle part of the transformer 24C have a primary side excitation inductance Lm of 5 μH. Further, the primary side excitation inductance Lm of the transformer 24k is set to 2.5 μH.

この場合、上記と同様に、インバータ２２ｂから見たトランス２４Ｃ全体の励磁インダクタンスは、各トランスの励磁インダクタが並列接続されていると見なしたときの合成インダクタンスとして算出できる。ここで、トランス２４Ｃを構成する各トランスの励磁インダクタンスを１段目に換算すると、１段目のトランス２４ｈの励磁インダクタンスは１０μＨ（１段目なので１次側励磁インダクタンスＬｍである１０μＨと同じ）、２段目のトランス２４ｉの励磁インダクタンスは２０μＨ、３段目のトランス２４ｊの励磁インダクタンスは２０μＨ、４段目のトランス２４ｋの励磁インダクタンスは１０μＨとなる。そのため、インバータ２２ｂから見たトランス２４Ｃ全体の励磁インダクタンスは、約３．３μＨとなる。したがって、図３Ａの構成と比較すると、巻線の巻数を減らしながら、入力側から流れ込む電流を低減することができる。このように、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａを構成する各トランスの巻線の巻数比を調整することによって、電力変換効率を向上させることが可能となる。 In this case, similarly to the above, the excitation inductance of the entire transformer 24C viewed from the inverter 22b can be calculated as the combined inductance when it is assumed that the excitation inductors of each transformer are connected in parallel. Here, when converting the excitation inductance of each transformer constituting the transformer 24C to the first stage, the excitation inductance of the first stage transformer 24h is 10 μH (since it is the first stage, it is the same as the primary side excitation inductance Lm of 10 μH), The excitation inductance of the second-stage transformer 24i is 20 μH, the excitation inductance of the third-stage transformer 24j is 20 μH, and the excitation inductance of the fourth-stage transformer 24k is 10 μH. Therefore, the excitation inductance of the entire transformer 24C as viewed from the inverter 22b is approximately 3.3 μH. Therefore, compared to the configuration of FIG. 3A, the current flowing from the input side can be reduced while reducing the number of turns of the winding. In this way, by adjusting the turns ratio of the windings of each transformer constituting the DC-DC converter 20a, it is possible to improve the power conversion efficiency.

なお、４段目のトランス２４ｋの１次側励磁インダクタンスＬｍを２．５μＨにしているのは、励磁インダクタンスを１段目に換算したときに、１段目のトランス２４ｈの励磁インダクタンスと同じ値にするためである。 The primary side excitation inductance Lm of the fourth stage transformer 24k is set to 2.5μH because when the excitation inductance is converted to the first stage, it is the same value as the excitation inductance of the first stage transformer 24h. This is to do so.

（ＤＣ－ＤＣコンバータの効率向上）
図４を用いて、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの効率を更に向上させる方法を説明する。図４は、漏れインダクタンスを考慮し、共振用コンデンサを接続したＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。 (Improving efficiency of DC-DC converter)
A method for further improving the efficiency of the DC-DC converter 20a will be described using FIG. 4. FIG. 4 is a circuit block diagram showing an example of the configuration of a DC-DC converter in which a resonance capacitor is connected in consideration of leakage inductance.

図３Ｂで説明した構成によって、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの効率を向上させることができるが、実際は、各トランスが漏れインダクタンスを有するため、図３Ｂの構成であると、漏れインダクタンスによって電圧降下が生じて、出力電圧が低下する。そのため、出力電圧の低下を補うために入力電圧を大きくしなければならない。入力電圧を大きくすることによって、回路電流が増加するため、効率が低下する。 The configuration described in FIG. 3B can improve the efficiency of the DC-DC converter 20a, but in reality, since each transformer has leakage inductance, the configuration in FIG. 3B causes a voltage drop due to the leakage inductance. , the output voltage decreases. Therefore, the input voltage must be increased to compensate for the decrease in output voltage. Increasing the input voltage increases circuit current, which reduces efficiency.

図４は、漏れインダクタンスを考慮し、共振用コンデンサＣを接続したＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂの構成例（共振インバータ以降を抜粋）である。漏れインダクタンスは、トランスを構成する入力側（１次側）のコイルに電流が流れることによって発生する磁束のうち、出力側（２次側）のコイルに到達しない磁束（漏れ磁束）によって発生する。漏れインダクタンスを有するトランスは、等価回路的には、当該トランスの１次巻線または２次巻線に対して、直列にチョークコイルが接続された回路構成を有する。一般に、１次側のコイルと２次側のコイルとの結合係数が低いトランスは、大きな漏れインダクタンスを有する。 FIG. 4 is a configuration example (excerpt from the resonance inverter) of a DC-DC converter 20b in which a resonance capacitor C is connected in consideration of leakage inductance. Leakage inductance is caused by magnetic flux (leakage flux) that does not reach the output side (secondary side) coil among the magnetic flux generated when a current flows through the input side (primary side) coil that constitutes the transformer. In terms of an equivalent circuit, a transformer having leakage inductance has a circuit configuration in which a choke coil is connected in series to a primary winding or a secondary winding of the transformer. Generally, a transformer with a low coupling coefficient between a primary coil and a secondary coil has a large leakage inductance.

このような漏れインダクタンスの成分を打ち消すために、図４に示すトランス２４Ａを構成するトランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃの各々の１次巻線および２次巻線に直列に、共振用コンデンサＣを挿入する。共振用コンデンサＣは、漏れインダクタンスによって擬似的に発生したチョークコイルとともに直列共振回路を構成する。したがって、スイッチング回路２２（共振インバータ２２ｃ）のスイッチング周波数を、直列共振回路の共振周波数と一致させることによって、漏れインダクタンス成分を打ち消すことができる。挿入する共振用コンデンサＣの容量値は、共振インバータ２２ｃのスイッチング周波数と、共振用コンデンサＣと漏れインダクタンスによって擬似的に発生したチョークコイルとで構成される直列共振回路の共振周波数と、が等しくなるように設定する。なお、本実施形態では、共振インバータ２２ｃの出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有していないが、フィードバック回路を付加することもできる。 In order to cancel such a leakage inductance component, a resonance capacitor C is connected in series with the primary winding and secondary winding of each transformer 24a, transformer 24b, and transformer 24c that constitute the transformer 24A shown in FIG. insert. The resonant capacitor C constitutes a series resonant circuit together with a choke coil that is pseudo-generated by leakage inductance. Therefore, by matching the switching frequency of the switching circuit 22 (resonant inverter 22c) with the resonant frequency of the series resonant circuit, the leakage inductance component can be canceled out. The capacitance value of the inserted resonant capacitor C is such that the switching frequency of the resonant inverter 22c is equal to the resonant frequency of the series resonant circuit composed of the resonant capacitor C and a choke coil generated artificially by leakage inductance. Set it as follows. Note that although this embodiment does not have a feedback circuit for keeping the output voltage of the resonant inverter 22c constant, a feedback circuit may be added.

なお、図４に示すように、共振用コンデンサＣは、トランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃの１次巻線および２次巻線のそれぞれ両側に挿入される。これは、トランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃの間を流れる交流電流が、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂの下流側から上流側へ逆流するのを防止するためである。 Note that, as shown in FIG. 4, the resonance capacitors C are inserted on both sides of the primary windings and secondary windings of the transformers 24a, 24b, and 24c, respectively. This is to prevent the alternating current flowing between the transformers 24a, 24b, and 24c from flowing backward from the downstream side to the upstream side of the DC-DC converter 20b.

このように、共振用コンデンサＣと漏れインダクタンスとが構成する直列共振回路の共振周波数を、共振インバータ２２ｃのスイッチング周波数を合わせることによって、トランスの結合係数が低い場合であっても、高い電力変換効率で電力を伝送することができる。 In this way, by matching the resonant frequency of the series resonant circuit formed by the resonant capacitor C and the leakage inductance with the switching frequency of the resonant inverter 22c, high power conversion efficiency can be achieved even when the coupling coefficient of the transformer is low. can transmit power.

なお、トランス１個の構成で、高い電力変換効率で電力を伝送することも可能である。即ち、共振用コンデンサとトランスの自己インダクタンスの共振周波数とを一致させることで、トランスの結合係数が低い場合でも電力を伝送できる。しかし、この構成によると、負荷電流は電流源動作となるため、負荷が変わっても入出力電流が変わらない。したがって、無負荷時には出力電圧が大電圧となってしまうため、固定負荷以外には適用するのには向いていない。そのため、ゲート駆動のような定電圧が要求される回路では、図４で説明したように、漏れインダクタとキャパシタを利用した共振方法を適用するのが望ましい。 Note that it is also possible to transmit power with high power conversion efficiency with a configuration including one transformer. That is, by matching the resonance frequency of the resonance capacitor and the self-inductance of the transformer, power can be transmitted even when the coupling coefficient of the transformer is low. However, according to this configuration, since the load current is operated as a current source, the input/output current does not change even if the load changes. Therefore, since the output voltage becomes a large voltage when there is no load, it is not suitable for applications other than fixed loads. Therefore, in a circuit that requires a constant voltage such as a gate drive, it is desirable to apply a resonance method using a leakage inductor and a capacitor, as explained with reference to FIG.

（ＤＣ－ＤＣコンバータの更なる効率向上）
図５と図６を用いて、電力変換効率を更に向上させるＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成例を説明する。図５は、トランスの結合係数を変化させることによって、電力変換効率を更に向上させたＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。図６は、図５のトランスの別の実現形態の１例を示す回路ブロック図である。 (Further efficiency improvement of DC-DC converter)
An example of a circuit configuration of a DC-DC converter that further improves power conversion efficiency will be described with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 is a circuit block diagram showing an example of the configuration of a DC-DC converter in which power conversion efficiency is further improved by changing the coupling coefficient of the transformer. FIG. 6 is a circuit block diagram showing an example of another implementation form of the transformer of FIG. 5.

トランスの巻線には巻線間容量や巻線分布容量という回路図には現れない容量成分（寄生容量）が存在する。そして、結合係数が高いトランスにあっては、漏れインダクタンスは小さいが、寄生容量が大きくなる。逆に結合係数が低いトランスにあっては、漏れインダクタンスは大きいが、寄生容量が小さくなる。このように、寄生容量と漏れインダクタンスとは、トレードオフの関係を有する。 The transformer windings have capacitance components (parasitic capacitance) that do not appear in the circuit diagram, such as inter-winding capacitance and winding distributed capacitance. A transformer with a high coupling coefficient has a small leakage inductance, but a large parasitic capacitance. Conversely, a transformer with a low coupling coefficient has a large leakage inductance but a small parasitic capacitance. In this way, parasitic capacitance and leakage inductance have a trade-off relationship.

トランスの寄生容量を低減させるためには、例えば、１次側巻線と２次側巻線との距離を離すことによって、結合係数を低くするのが効果的である。しかしながら、トランスの結合係数を低くすると、トランスへの入力電圧がそのまま励磁インダクタに印加されるため、励磁電流が大きくなって、電力変換効率が悪化してしまう。これを解決するためには、励磁インダクタンスを大きくして励磁電流を小さくするか、励磁インダクタンスによるインピーダンスを大きくみせるために共振インバータのスイッチング周波数を大きくする必要がある。 In order to reduce the parasitic capacitance of the transformer, it is effective to lower the coupling coefficient by, for example, increasing the distance between the primary winding and the secondary winding. However, when the coupling coefficient of the transformer is lowered, the input voltage to the transformer is directly applied to the excitation inductor, which increases the excitation current and deteriorates the power conversion efficiency. In order to solve this problem, it is necessary to either increase the excitation inductance and reduce the excitation current, or to increase the switching frequency of the resonant inverter in order to make the impedance due to the excitation inductance appear larger.

図５に示すＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃは、前記したＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂが備える共振インバータ２２ｃ（図４参照）のスイッチング周波数を数ＭＨｚに高めた、共振インバータ２２ｄを備える。なお、共振インバータ２２ｄは、共振インバータ２２ｃと同様に、本実施形態では出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有していないが、フィードバック回路を付加することもできる。このように、スイッチング周波数を数ＭＨｚに高めた共振インバータ２２ｄを用いることによって、励磁インダクタンスをより小さくしても、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃのトランス２４Ｄの巻線を高インピーダンスとすることができる。 The DC-DC converter 20c shown in FIG. 5 includes a resonant inverter 22d in which the switching frequency of the resonant inverter 22c (see FIG. 4) included in the aforementioned DC-DC converter 20b is increased to several MHz. Note that, like the resonant inverter 22c, the resonant inverter 22d does not have a feedback circuit for keeping the output voltage constant in this embodiment, but a feedback circuit may be added. In this way, by using the resonant inverter 22d whose switching frequency is increased to several MHz, the winding of the transformer 24D of the DC-DC converter 20c can have high impedance even if the excitation inductance is made smaller.

更に、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃは、トランス２４Ｄを構成する初段のトランス２４ｌの巻数比をＮ：１、最終段のトランス２４ｎの巻数比を１：Ｎとすることで、中段の巻数比が１：１のトランス２４ｍに流れる電流を低減させる。 Further, in the DC-DC converter 20c, the turns ratio of the first stage transformer 24l constituting the transformer 24D is N:1, and the turns ratio of the last stage transformer 24n is 1:N, so that the middle stage turns ratio is 1:1. The current flowing through the transformer 24m of No. 1 is reduced.

ここで、トランス２４Ｄを構成する複数のトランス（２４ｌ、２４ｍ、２４ｎ）について、初段のトランス２４ｌと最終段のトランス２４ｎとは、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃに流れる電流を低減させるのが主目的であるため、結合係数を可能な限り高くする。そして、中段のトランス２４ｍは、寄生容量を小さくするために、１次側巻線と２次側巻線との距離を大きくとることによって、結合係数を小さくする。 Here, among the plurality of transformers (24l, 24m, 24n) constituting the transformer 24D, the primary purpose of the first stage transformer 24l and the final stage transformer 24n is to reduce the current flowing to the DC-DC converter 20c. Therefore, the coupling coefficient should be made as high as possible. In order to reduce parasitic capacitance, the middle stage transformer 24m reduces the coupling coefficient by increasing the distance between the primary winding and the secondary winding.

トランス２４Ｄは、例えば、図６に示すトランス２４Ｅのように、更に複数段で構成してもよい。図６は、トランス２４Ｅを、６台のトランス、即ち、トランス２４ｏ、トランス２４ｐ、トランス２４ｑ、トランス２４ｒ、トランス２４ｓ、トランス２４ｔで構成した例である。 The transformer 24D may be further configured with multiple stages, for example, like a transformer 24E shown in FIG. FIG. 6 shows an example in which the transformer 24E is composed of six transformers, namely, a transformer 24o, a transformer 24p, a transformer 24q, a transformer 24r, a transformer 24s, and a transformer 24t.

図６の構成によると、最終段のトランス２４ｔの巻線の巻数比が１：Ｎとなっているため、２次巻線の巻数が１次巻線の巻数よりも多くなり、広範囲に巻線を巻くことができる。これによって、高電圧側の電界強度を緩和することができる。更に、最終段のトランス２４ｔの巻線の導電部位を拡張して、後段の整流回路２６の導電部とすることによって、電界強度を緩和することができる。 According to the configuration of FIG. 6, since the turns ratio of the windings of the final stage transformer 24t is 1:N, the number of turns of the secondary winding is greater than the number of turns of the primary winding, and the windings are spread over a wide range. can be rolled. This allows the electric field strength on the high voltage side to be relaxed. Furthermore, by expanding the conductive portion of the winding of the final stage transformer 24t and using it as a conductive portion of the subsequent rectifier circuit 26, the electric field strength can be alleviated.

（実施形態の作用効果）
以上説明したように、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａは、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路２２と、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランス２４ａ、２４ｂ、２４ｃと、トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２６と、を備える。このような構成にすると、個々のトランスの入出力端子間にかかる電圧を低減することができる。そのため、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの入出力端子間にかかる電圧が高い場合（例えば１０ｋＶ）であっても絶縁破壊を防止できる。また、従来ＤＣ－ＤＣコンバータを単に多段に接続して使用する場合と比較すると、スイッチング回路と整流回路をそれぞれ１度しか通過しないため、高い電力変換効率を発揮させることができる。 (Operations and effects of embodiments)
As described above, the DC-DC converter 20a of this embodiment includes the switching circuit 22 that converts DC voltage into AC voltage, the secondary output terminal of the transformer in the front stage, and the primary input terminal of the transformer in the rear stage. The transformer includes a plurality of transformers 24a, 24b, and 24c connected in multiple stages, and a rectifier circuit 26 that converts the AC voltage output from the final stage of the transformer into a DC voltage. With this configuration, the voltage applied between the input and output terminals of each transformer can be reduced. Therefore, even if the voltage applied between the input and output terminals of the DC-DC converter 20a is high (for example, 10 kV), dielectric breakdown can be prevented. Furthermore, compared to the case where conventional DC-DC converters are simply connected in multiple stages, the power passes through the switching circuit and the rectifier circuit only once each, so it is possible to achieve high power conversion efficiency.

また、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂは、多段に接続されたトランス２４Ａのうち、入力段のトランス２４ａは降圧機能を有し、出力段のトランス２４ｃは昇圧機能を有し、入力段のトランス２４ａの１次側の巻数と出力段のトランス２４ｃの２次側の巻数とが等しく、中間段のトランス２４ｂは巻数比が１：１である。したがって、中間段のトランス２４ｂの巻線の巻数を低減することで、低寄生キャパシタのトランスを実現することができる。このように、巻線の巻数比を調整することによって、電力変換効率を向上させることができる。 In addition, in the DC-DC converter 20b of this embodiment, among the transformers 24A connected in multiple stages, the input stage transformer 24a has a step-down function, the output stage transformer 24c has a step-up function, and the input stage transformer 24a has a step-up function. The number of turns on the primary side of the transformer 24a is equal to the number of turns on the secondary side of the output stage transformer 24c, and the turns ratio of the intermediate stage transformer 24b is 1:1. Therefore, by reducing the number of windings of the intermediate stage transformer 24b, a transformer with low parasitic capacitance can be realized. In this way, power conversion efficiency can be improved by adjusting the turns ratio of the winding.

また、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂにおいて、多段に接続されたトランス２４Ａの、入力段のトランスの１次側入力線と、出力段のトランスの２次側出力線と、トランス同士の接続線と、にそれぞれ直列に、トランスの漏れインダクタンスを打ち消す容量の共振用コンデンサＣが接続される。したがって、寄生容量が低減されることによって、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂの電力変換効率を向上させることができる。 In addition, in the DC-DC converter 20b of this embodiment, the primary side input line of the input stage transformer, the secondary side output line of the output stage transformer, and the connection between the transformers of the transformers 24A connected in multiple stages. A resonance capacitor C having a capacitance that cancels out the leakage inductance of the transformer is connected in series with each of the lines. Therefore, by reducing the parasitic capacitance, the power conversion efficiency of the DC-DC converter 20b can be improved.

また、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃにおいて、多段に接続されたトランス２４Ｄのうち、入力段のトランス２４ｌと出力段のトランス２４ｎ以外のトランス２４ｍは、入力段のトランス２４ｌと出力段のトランス２４ｎよりも結合係数が小さくされる。したがって、中段のトランス２４ｍに流れる電流を低減することができるため、電力変換効率を更に向上させることができる。 In the DC-DC converter 20c of the present embodiment, among the transformers 24D connected in multiple stages, the transformers 24m other than the input stage transformer 24l and the output stage transformer 24n are the input stage transformer 24l and the output stage transformer. The coupling coefficient is made smaller than that of 24n. Therefore, the current flowing through the middle-stage transformer 24m can be reduced, so that the power conversion efficiency can be further improved.

以上、本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例示であり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although the embodiments of the present invention have been described above, these embodiments are merely illustrative and are not intended to limit the scope of the invention. This novel embodiment can be implemented in various other forms, and various omissions, substitutions, and changes can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and their modifications are included within the scope and gist of the invention, as well as within the scope of the invention described in the claims and its equivalents.

２０ａ、２０ｂ、２０ｃＤＣ－ＤＣコンバータ
２２スイッチング回路
２２ａ昇圧コンバータ
２２ｂインバータ
２２ｃ、２２ｄ共振インバータ
２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｅトランス
２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｌ、２４ｍ、２４ｎトランス
２６整流回路
Ｃ共振用コンデンサ 20a, 20b, 20c DC-DC converter 22 Switching circuit 22a Boost converter 22b Inverter 22c, 22d Resonant inverter 24A, 24B, 24C, 24D, 24E Transformer 24a, 24b, 24c, 24l, 24m, 24n Transformer 26 Rectifier circuit C For resonance capacitor

Claims

直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、
前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランスと、
前記トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、を備える、
ＤＣ－ＤＣコンバータ。 A switching circuit that converts DC voltage to AC voltage,
a plurality of transformers in which a secondary output terminal of a preceding transformer and a primary input terminal of a subsequent transformer are connected in multiple stages;
a rectifier circuit that converts the AC voltage output from the final stage of the transformer into DC voltage;
DC-DC converter.

多段に接続された前記トランスのうち、入力段のトランスは降圧機能を有し、
出力段のトランスは昇圧機能を有し、
入力段のトランスの１次側の巻数と出力段のトランスの２次側の巻数とが等しく、中間段のトランスは巻数比が１：１である、
請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。 Among the transformers connected in multiple stages, the input stage transformer has a step-down function,
The output stage transformer has a step-up function,
The number of turns on the primary side of the input stage transformer is equal to the number of turns on the secondary side of the output stage transformer, and the turns ratio of the intermediate stage transformer is 1:1.
The DC-DC converter according to claim 1.

多段に接続された前記トランスの、入力段のトランスの１次側入力線と、出力段のトランスの２次側出力線と、トランス同士の接続線と、にそれぞれ直列に、前記トランスの漏れインダクタンスを打ち消す容量のコンデンサが接続される、
請求項１または請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。 The leakage inductance of the transformer is connected in series with the primary side input line of the input stage transformer, the secondary side output line of the output stage transformer, and the connection line between the transformers, respectively, of the transformers connected in multiple stages. A capacitor with a capacity to cancel out is connected,
The DC-DC converter according to claim 1 or claim 2.

多段に接続された前記トランスのうち、入力段と出力段のトランス以外のトランスは、入力段と出力段のトランスよりも結合係数が小さくされる、
請求項３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。 Among the transformers connected in multiple stages, the coupling coefficients of the transformers other than the input stage and output stage transformers are made smaller than those of the input stage and output stage transformers,
The DC-DC converter according to claim 3.