JP2023172465A - Power conversion device - Google Patents
Power conversion device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2023172465A JP2023172465A JP2022084290A JP2022084290A JP2023172465A JP 2023172465 A JP2023172465 A JP 2023172465A JP 2022084290 A JP2022084290 A JP 2022084290A JP 2022084290 A JP2022084290 A JP 2022084290A JP 2023172465 A JP2023172465 A JP 2023172465A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- conversion device
- power conversion
- capacitor
- power modules
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 80
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 65
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 64
- 229910002601 GaN Inorganic materials 0.000 claims description 4
- JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N Gallium nitride Chemical compound [Ga]#N JMASRVWKEDWRBT-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 4
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 4
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 claims description 4
- 229910003460 diamond Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 239000010432 diamond Substances 0.000 claims description 3
- AJNVQOSZGJRYEI-UHFFFAOYSA-N digallium;oxygen(2-) Chemical compound [O-2].[O-2].[O-2].[Ga+3].[Ga+3] AJNVQOSZGJRYEI-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 229910001195 gallium oxide Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 32
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 28
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 20
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 14
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 13
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 12
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 10
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 229910005191 Ga 2 O 3 Inorganic materials 0.000 description 1
- HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N Lithium ion Chemical compound [Li+] HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000012141 concentrate Substances 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 229910001416 lithium ion Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 229910052987 metal hydride Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910052759 nickel Inorganic materials 0.000 description 1
- PXHVJJICTQNCMI-UHFFFAOYSA-N nickel Substances [Ni] PXHVJJICTQNCMI-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- -1 nickel metal hydride Chemical class 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本願は、電力変換装置に関するものである。 The present application relates to a power conversion device.
近年、ハイブリッド自動車及び電気自動車などの電動パワートレイン用の電力変換装置は、IGBT及びMOSFETなどの半導体素子を内蔵したパワーモジュールにより構成され、このパワーモジュールを複数並列接続し同時にスイッチング駆動することにより電力容量を増大化させている。 In recent years, power conversion devices for electric power trains such as hybrid vehicles and electric vehicles are composed of power modules containing built-in semiconductor elements such as IGBTs and MOSFETs, and power is generated by connecting multiple power modules in parallel and switching them simultaneously. Capacity is increasing.
この種の電力変換装置では、並列接続された複数のパワーモジュールに内蔵される半導体素子の特性差に起因するパワーモジュール間の特性差、主回路及び制御回路のインダクタンスのばらつきにより、パワーモジュールのスイッチング動作のタイミングが異なる事象が発生する。 In this type of power converter, switching of power modules is caused by differences in characteristics between power modules due to differences in characteristics of semiconductor elements built in multiple power modules connected in parallel, and variations in inductance of the main circuit and control circuit. Events occur with different timings of operations.
スイッチングタイミングの差により電流アンバランスが発生し、例えば最も早くスイッチングオンしたパワーモジュールに電流が集中し、損失が増大してそのパワーモジュールが破壊するおそれがあった。 A current imbalance occurs due to the difference in switching timing, and for example, current concentrates on the power module that is switched on earliest, increasing loss and potentially destroying that power module.
これに対し、パワーモジュール間のスイッチングタイミングずれを抑制する手段が知られている。例えば、電力変換装置の構造として、にゲート配線のインピーダンスが大きくなる位置のモジュールにはゲート閾値電圧が低くスイッチングタイミングの早い特性のパワーモジュールを実装するようにして、パワーモジュール間のスイッチングタイミングずれを低減する手法が提示されている(例えば、特許文献1参照)。 On the other hand, there are known means for suppressing the switching timing deviation between power modules. For example, in the structure of a power conversion device, power modules with low gate threshold voltage and fast switching timing are installed in modules where the impedance of gate wiring is high, thereby reducing switching timing deviations between power modules. A method for reducing this has been proposed (for example, see Patent Document 1).
また、複数の半導体素子の特性にばらつきがあっても、半導体素子の特性とゲート駆動電圧との関係をマップ情報として用いて、各半導体素子が所望の特性を示すように可変のゲート駆動電圧を与えられる構成をとる手法が提示されている(例えば、特許文献2参照)。 In addition, even if there are variations in the characteristics of multiple semiconductor devices, the relationship between the characteristics of the semiconductor devices and the gate drive voltage is used as map information to set the variable gate drive voltage so that each semiconductor device exhibits the desired characteristics. A method of adopting the given configuration has been proposed (for example, see Patent Document 2).
特許文献1に開示された方法を用いれば、スイッチングタイミングずれを低減することができる。しかし、パワーモジュール間のスイッチングタイミングをそろえるようにパワーモジュールの特性を選定して実装する必要があり電力変換装置の製造工程が複雑化する、歩留まりが悪化しコストが高くなってしまう。 By using the method disclosed in Patent Document 1, switching timing deviation can be reduced. However, the characteristics of the power modules must be selected and mounted so that the switching timings between the power modules are aligned, which complicates the manufacturing process of the power conversion device, lowers the yield, and increases costs.
特許文献2に開示された方法を用いれば、特許文献1の方法と同様に、スイッチングタイミングずれを低減することができる。しかし、提示される手法を実現するためにゲート駆動回路が複雑化しコストが高くなる、設計難易度が上がるという課題が生じる。
If the method disclosed in
さらに、発明者らは、並列接続されたパワーモジュール間でスイッチングのタイミングがずれると、各パワーモジュール間で電圧差が生じてパワーモジュール間のインダクタンスとパワーモジュール内の半導体素子の寄生容量により、パワーモジュール間で共振現象が発生することを見出した。この共振による電圧振幅が、ドレイン―ソース間電圧に発生するサージに重畳することでドレイン―ソース間にかかる電圧が大きくなりパワーモジュールを破壊に至らしめるのである。これは特に損失を減らすために高di/dtにてスイッチングを行う場合に顕著に現れる課題である。 Furthermore, the inventors discovered that when the switching timings of power modules connected in parallel are shifted, a voltage difference occurs between each power module, and the inductance between the power modules and the parasitic capacitance of the semiconductor elements within the power module cause the power to be lost. It was discovered that a resonance phenomenon occurs between modules. When the voltage amplitude caused by this resonance is superimposed on the surge generated in the drain-source voltage, the voltage applied between the drain and source increases, leading to destruction of the power module. This problem is especially noticeable when switching is performed at high di/dt to reduce loss.
これを回避するためには、一般的に導通時の抵抗が大きくて損失の大きい耐圧の高い素子を選択する、あるいは大きな損失が発生することを許容する設計として高di/dtの高速駆動ではなく、低di/dtの低速駆動の設定としなければならない。損失が大きくなると、これを許容するためにコストの高い大きいサイズの半導体素子あるいは高価な高性能素子を使う必要がある。 In order to avoid this, it is generally necessary to select a high-voltage element that has a large resistance during conduction and a large loss, or to use a design that allows for large losses rather than a high-di/dt high-speed drive. , low di/dt, low speed drive settings. When the loss becomes large, it is necessary to use an expensive large-sized semiconductor device or an expensive high-performance device to accommodate this loss.
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、簡便な構成により、スイッチングタイミングずれを発端として発生するパワーモジュール間の共振を低減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。 The present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and provides a power conversion device that can reduce resonance between power modules that occurs due to switching timing deviation with a simple configuration. With the goal.
本願に開示される電力変換装置は、複数のパワーモジュールが並列接続された主回路を有するスイッチ素子群を含む電力変換器、複数の前記パワーモジュールの駆動を制御する制御部、及び電源と前記電力変換器との間に接続された第一のコンデンサを備えた電力変換装置であって、前記主回路内の複数の前記パワーモジュールの間を接続する電気的な経路に並列に接続された第二のコンデンサを備えたものである。 The power conversion device disclosed in the present application includes a power converter including a switch element group having a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel, a control unit that controls driving of the plurality of power modules, a power source and the power source. A power conversion device comprising a first capacitor connected between the converter and the second capacitor connected in parallel to an electrical path connecting between the plurality of power modules in the main circuit. It is equipped with a capacitor.
本願に開示される電力変換装置によれば、主回路内の複数の前記パワーモジュール間を接続する電気的な経路に並列に接続された第二のコンデンサを備えたので、スイッチングタイミングずれを発端として発生するパワーモジュール間の共振を低減することが可能となる。 According to the power conversion device disclosed in the present application, since the second capacitor is connected in parallel to the electrical path connecting the plurality of power modules in the main circuit, switching timing deviation can be caused by It becomes possible to reduce resonance between power modules that occurs.
以下、本願で開示される電力変換装置の実施の形態について図を参照して説明する。本実施の形態に係る電力変換装置は、パワーエレクトロニクス分野のインバータあるいはコンバータなどに関するものである。なお、各図中、同一符号は、同一または相当部分を示すものとする。 Embodiments of the power converter device disclosed in this application will be described below with reference to the drawings. The power conversion device according to this embodiment relates to an inverter, a converter, or the like in the field of power electronics. In each figure, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
実施の形態1.
以下に、実施の形態1に係る電力変換装置について図を用いて説明する。
<電力変換装置の概略構成>
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。実施の形態1に係る電力変換装置は、電力変換器50として例えばインバータから構成され、電力変換器50の入力側には直流電源1が接続され、出力側には負荷であるモータ9が接続されている。
Embodiment 1.
The power conversion device according to Embodiment 1 will be described below with reference to the drawings.
<Schematic configuration of power converter>
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion device according to a first embodiment. The power converter device according to the first embodiment includes a
直流電圧を出力する直流電源1は、例えばバッテリであり、この電力変換装置が電気自動車あるいはハイブリッド自動車に適用された場合には、直流電源の代表的な例として、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる蓄電池が用いられ、その電圧は少なくとも100V以上である。 The DC power source 1 that outputs a DC voltage is, for example, a battery, and when this power conversion device is applied to an electric vehicle or a hybrid vehicle, a typical example of the DC power source is a battery such as nickel metal hydride or lithium ion. A storage battery consisting of a secondary battery is used, and its voltage is at least 100V or more.
電力変換器50の入力段には、電圧リプル及びノイズ除去用の平滑用コンデンサ2を備え、電力変換器50は半導体スイッチング素子群3~8を備えた、3相インバータである。インバータは平滑用コンデンサ2の出力電圧を、3相交流として3相出力端子Vu、Vv、Vwに出力する。インバータの3相出力端子は発電機あるいは電動機等からなるモータ9に接続され三相交流を供給する。
The input stage of the
制御部10は制御線32a~32fにより、各半導体スイッチング素子群3~8をそれぞれ予め設定されたデッドタイムを挟んでオン、オフ制御する。具体的には、制御部10はゲートドライバ回路11を備えており、半導体スイッチング素子群3は制御線32aを介して制御部10から出力される制御信号により、半導体スイッチング素子群4は制御線32bを介して制御部10から出力される制御信号により、半導体スイッチング素子群5は制御線32cを介して制御部10から出力される制御信号により、半導体スイッチング素子群6は制御線32dを介して制御部10から出力される制御信号により、半導体スイッチング素子群7は制御線32eを介して制御部10から出力される制御信号により、半導体スイッチング素子群8は制御線32fを介して制御部10から出力される制御信号により、スイッチング動作を行う。
The
インバータの入力電圧を取得するため、電圧センサ回路(SV1)20がインバータ入力段に平滑用コンデンサ2と並列に設置され、制御部10は、信号線31aを介して入力電圧情報を取得する。また、電流センサ回路(SC1~3)21a~21cがインバータの3相出力端子Vu,Vv,Vwとモータ9との間に設けられており、各相の電流Iu,Iv,Iwの値を検出する。制御部10は、信号線31b~31dを介して、各相の電流値を取得する。
In order to obtain the input voltage of the inverter, a voltage sensor circuit (SV1) 20 is installed in parallel with the smoothing
モータ9には回転角センサ(Sns)30が設けられ、モータ9の回転角θmを検出し、検出された回転角θmは信号線31fを介して、制御部10に入力される。また、外部から、モータ9のトルク指令値Trq*及び直流電圧指令値V2*がそれぞれ信号線42a、42bを介して制御部10に入力される。
The motor 9 is provided with a rotation angle sensor (Sns) 30 to detect the rotation angle θm of the motor 9, and the detected rotation angle θm is input to the
実施の形態1に係る電力変換装置では、インバータに用いられているパワーモジュールの半導体スイッチング素子をMOSFET(Mertal oxide Semiconductor Field Effect Transistor)としているが、これに限るものではなく例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)とDi(Diode:ダイオード)で構成されてもよい。 In the power conversion device according to the first embodiment, the semiconductor switching element of the power module used in the inverter is a MOSFET (Mertal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), but is not limited to this, and for example, an IGBT (Insulated Gate Bi polar Transistor) and Di (Diode).
図2は、実施の形態1に係る電力変換装置の半導体スイッチング素子群の構造を詳細に示した図で、図2では例として半導体スイッチング素子群3の構造を示した図である。半導体スイッチング素子群3は、複数のパワーモジュール3a、3bから構成されており、パワーモジュール3aとパワーモジュール3bが並列に接続されている。各パワーモジュール3a、3bの半導体スイッチング素子の電極であるドレイン、ソースはそれぞれ接続されており、制御部10の具備するゲートドライバ回路11はゲート抵抗3Ra、3Rbを介して各パワーモジュール3a、3bに接続されている。パワーモジュール3aを含む側をA相、パワーモジュール3bを含む側をB相と称する。なお、他の半導体スイッチング素子群4~8も同様に、複数のパワーモジュールが並列に接続された構造を有する。
FIG. 2 is a diagram showing in detail the structure of the semiconductor switching element group of the power conversion device according to the first embodiment, and FIG. 2 is a diagram showing the structure of the semiconductor
<パワーモジュール間の共振>
次に、発明者らが見出した、パワーモジュール間で共振現象、すなわち並列接続されたパワーモジュール間でスイッチングのタイミングがずれると、各パワーモジュール間で電圧差が生じてパワーモジュール間のインダクタンスとパワーモジュール内の半導体素子の寄生容量により、パワーモジュール間で共振が発生する現象、について説明する。
<Resonance between power modules>
Next, the inventors discovered that when there is a resonance phenomenon between power modules, that is, when the switching timing is shifted between power modules connected in parallel, a voltage difference occurs between each power module, and the inductance and power between the power modules increase. A phenomenon in which resonance occurs between power modules due to parasitic capacitance of semiconductor elements within the modules will be described.
図3は、図1の電力変換器50であるインバータのうち半導体スイッチング素子群3,4が接続された1つのレグの回路構成を示したもので、本実施の形態1に係る回路構成に対する比較例である。図3において、各パワーモジュール3a、4aの側がA相、各パワーモジュール3b、4bの側がB相である。また、各パワーモジュール3a、3b、4a、4bに図示されたコンデンサは、それぞれドレイン―ソース間、ドレイン―ゲート間、ゲート―ソース間に存在する寄生容量を表している。また、回路中の各寄生インダクタンスを、3La1,3Lb1,3Lga,3Lgb,3Lsa,3Lsb,3La2,3Lb2,4La1,4Lb1,4Lga,4Lgb,4Lsa,4Lsb,4La2,4Lb2の符号で示している。
FIG. 3 shows the circuit configuration of one leg to which the semiconductor
以下に、下アーム側の半導体スイッチング素子群4がターンオンしたときの、半導体スイッチング素子群3の各パワーモジュール間で共振が発生するメカニズムの一例を、図4A~図4Fを用いて説明する。なお、回路中流れる電流を矢印で示している。
An example of a mechanism in which resonance occurs between the power modules of the semiconductor
(1)モードA
図4Aは、モードAの状態を示しており、半導体スイッチング素子群3,4はともにオフ状態であり、インバータの出力側のモータ9から電流が流入している状態を考える。このとき、モータ9側から流れ込む電流は、半導体スイッチング素子群3のパワーモジュール3a、3bの内部ダイオードを介してソースからドレインに流れている。
(1) Mode A
FIG. 4A shows a state in mode A, in which semiconductor
(2)モードB
図4Bは、モードBの状態を示しており、半導体スイッチング素子群4がターンオンする。ここで、パワーモジュール4aに対して、パワーモジュール4bが遅れてターンオンする。このため、パワーモジュール4aのドレイン電流がパワーモジュール4bに対して大きい。一方で、パワーモジュール3aの内部ダイオードに流れている電流は、パワーモジュール3bに比べて小さくなる。このため、パワーモジュール3aの電流がパワーモジュール3bより先に0となりリカバリが発生する。
(2) Mode B
FIG. 4B shows a state in mode B, in which the semiconductor switching element group 4 is turned on. Here, the
(3)モードC
図4Cは、モードCの状態を示している。パワーモジュール3aの内部ダイオードにリカバリが発生するため、リカバリ電流がA相側に流れる。このとき、B相側のパワーモジュール3bはリカバリが発生していない。パワーモジュール3bの内部ダイオードは導通状態である。
(3) Mode C
FIG. 4C shows the state of mode C. Since recovery occurs in the internal diode of the
(4)モードD
図4Dは、モードDの状態を示している。パワーモジュール3aの内部ダイオードがリカバリ後、パワーモジュール3aのドレイン―ソース間の寄生容量が充電されドレイン―ソース間電圧Vds_3aが上昇する。一方、パワーモジュール3bの内部ダイオードは導通状態のためドレイン―ソース間電圧Vds_3bはほぼ0Vである。このとき、Vds_3a>Vds_3bとなり、A相のパワーモジュール3aとB相のパワーモジュール3bとの間に電位差が発生する。
(4) Mode D
FIG. 4D shows the mode D state. After the internal diode of the
(5)モードE
図4Eは、モードEの状態を示している。パワーモジュール3bのドレイン―ソース間電圧Vds_3bはほぼ0Vとなった後、リカバリが完了しパワーモジュール3bの内部ダイオードを導通することができず、電流は寄生容量に流れる。すなわち、半導体スイッチ群3において、A相のドレイン―ソース間電圧Vds_3aは増加し、B相と電位差が発生したため、A相からB相に電流が流れパワーモジュール3bのドレイン―ソース間の寄生容量は充電される。その後は、各パワーモジュール3a、3bの寄生容量間で共振する。ここで、半導体スイッチング素子群4に流れるターンオン電流は説明簡略化のため割愛する。
(5) Mode E
FIG. 4E shows the state of mode E. After the drain-source voltage Vds_3b of the
(6)モードF
図4Fは、モードFの状態を示している。パワーモジュール3a、3bのリカバリ電流が減少するときに、パワーモジュール3aと平滑用コンデンサ2と間の寄生インダクタンス3La1,3La2,4La1,4La2、パワーモジュール3bと平滑用コンデンサ2と間の寄生インダクタンス3Lb1,3Lb2,4Lb1,4Lb2により、それぞれサージ電圧が発生し、各パワーモジュール3a、3bの寄生容量は平滑用コンデンサ2の電圧よりも高い電圧まで充電される。この時、寄生インダクタンスによるサージ電圧とモードEで説明したパワーモジュール間の共振による充電電圧が重畳される。ここでも、半導体スイッチング素子群4に流れるターンオン電流は説明簡略化のため割愛する。
(6) Mode F
FIG. 4F shows the state of mode F. When the recovery currents of the
上記では、パワーモジュール3a、3bを並列接続させた半導体スイッチング素子群3及びパワーモジュール4a、4bを並列接続させた半導体スイッチング素子群4を備えた構成において、半導体スイッチング素子群4のパワーモジュール4a、4bのスイッチングにずれが生じ、それに伴う現象について説明した。この例では、スイッチング時のリカバリタイミングがばらつくことにより、非スイッチング側の半導体スイッチング素子群3のパワーモジュール3a、3b間に電位差が発生し、共振電流が流れる。これにより、パワーモジュール3a、3b間に共振電圧が発生することで、平滑用コンデンサ2と各パワーモジュール3a、3bとの間の寄生インダクタンスによるサージ電圧に共振電圧が重畳され、パワーモジュール3a、3bのドレイン―ソース間電圧が増大する。
In the above configuration, the
図5は、比較例の電力変換装置が図4A~図4Fに示したモードA~Fで動作した時の各パワーモジュール3a、3bのドレイン―ソース間の電圧波形、及びパワーモジュール3a、3bのドレイン―ソース間の共振電圧波形を示す図である。リカバリタイミングがずれることで、半導体スイッチング素子群3のVdsに電位差が発生し、パワーモジュール3a、3b間で共振する。そのときに流れる電流による充電電圧(共振電圧)が、サージ電圧のピーク電圧に重畳されることで、ドレイン―ソース間にかかる電圧が大きくなりパワーモジュールが破壊する恐れがあることが確認できる。共振による電流により、パワーモジュール3bのドレイン―ソース間の寄生容量の充電電圧が増加していくため、パワーモジュール3bのドレイン―ソース間電圧はパワーモジュール3aより共振電圧の重畳による影響を大きく受けている。
FIG. 5 shows the voltage waveform between the drain and source of each
上記では、半導体スイッチング素子群4のスイッチングのずれによるリカバリについてスイッチングしていない半導体スイッチング素子群3への影響で説明したが、スイッチングタイミングのずれによるリカバリ発生のタイミングのずれはあくまでも一例である。スイッチングのタイミングが揃っていても、各半導体スイッチング素子群の主回路の寄生インダクタンス成分が揃っていなければ、半導体スイッチング素子群内でターンオン時の電流が異なることになり、リカバリタイミングのずれを生じさせることになる。ここで各半導体スイッチング素子群の主回路の寄生インダクタンス成分とは、半導体スイッチング素子群3であれば、寄生インダクタンス3La1,3La2,3Lb1,3Lb2であり、半導体スイッチング素子群4であれば、寄生インダクタンス4La1,4La2,4Lb1,4Lb2である。
In the above, recovery due to a switching deviation of the semiconductor switching element group 4 has been explained in terms of the effect on the non-switching semiconductor
<パワーモジュール間の共振電圧の抑制>
本実施の形態1に係る電力変換装置について、上記の課題に対する解決案について説明する。すなわち、図4A~図4Fで説明したサージ電圧の増大を抑制するためには、動作モードEで発生するパワーモジュール間の共振電圧を抑制する必要がある。
<Suppression of resonance voltage between power modules>
Regarding the power conversion device according to the first embodiment, a solution to the above problem will be explained. That is, in order to suppress the increase in surge voltage described in FIGS. 4A to 4F, it is necessary to suppress the resonance voltage between power modules that occurs in operation mode E.
図6Aは、実施の形態1に係る電力変換装置の回路構成の一例を示す図で、図1のインバータのうち半導体スイッチング素子群3,4が接続された1つのレグの回路構成を示したものである。図4の比較例の構成と異なるのは、図4Eで示した共振経路において、パワーモジュールが並列接続された主回路のA相とB相との間にコンデンサ100Cを挿入したことである。図6Aにおいては、上アームのパワーモジュール3a、3bのドレイン間に挿入している。その他の構成は、図4の比較例で示した構成と同様であるので、説明を省略する。また、図6Bは、図6AにモードEでパワーモジュール間の共振電圧の発生する共振経路を示した図である。
FIG. 6A is a diagram showing an example of the circuit configuration of the power conversion device according to the first embodiment, and shows the circuit configuration of one leg of the inverter in FIG. 1 to which semiconductor
図7は、図4の回路構成である比較例及び図6の回路構成である実施の形態1の共振状態を示す図である。図において、横軸は周波数、縦軸は共振経路のインピーダンスを示している。比較例の共振は、パワーモジュール3a、3b間で構成されるLC共振周波数f0で発生する。この共振を抑制するために、図6Aのようにコンデンサ100Cを挿入すると、比較例のLC共振周波数f0よりも低い周波数の第一の共振周波数f1と比較例のLC共振周波数f0よりも高い周波数の第二の共振周波数f2とを備えるようになる。これにより、LC共振周波数f0におけるインピーダンスZ0に応じて発生していた共振電圧を、第一の共振周波数f1におけるインピーダンスZ1と第二の共振周波数f2におけるインピーダンスZ2による共振電圧に分散させることができる。ここで、共振経路とは、各パワーモジュールの寄生容量と各パワーモジュールを接続するドレインライン、ソースラインから構成される閉回路を指す。すなわち、比較例においては図4Eで示した閉回路、図6Bの本実施の形態1においては、比較例の閉回路にコンデンサ100Cを経由する回路を含む閉回路である。
FIG. 7 is a diagram showing the resonance state of the comparative example having the circuit configuration of FIG. 4 and the first embodiment having the circuit configuration of FIG. 6. In the figure, the horizontal axis shows the frequency, and the vertical axis shows the impedance of the resonance path. Resonance in the comparative example occurs at the LC resonance frequency f0 formed between the
図8は、図5に示した比較例におけるパワーモジュール3a、3bのドレイン―ソース間の共振電圧波形(破線)に共振回路にコンデンサ100Cを挿入した実施の形態1における共振電圧波形(実線)を重ねて示した図である。また、図9は、共振電圧波形に対し高速フーリエ変換処理を行った結果を比較例(破線)と実施の形態1(実線)とを対比して示した図である。図8において、コンデンサ100Cを挿入することで、ドレインソース電圧ピークのタイミングにおける、共振電圧が減少していることがわかる。これは、図9に示されるように、LC共振周波数f0を複数の共振周波数f1,f2に分散しており、共振電圧の振幅が減少するためである。
FIG. 8 shows the resonant voltage waveform (solid line) in Embodiment 1 in which a
図10は、図5に示した比較例におけるパワーモジュール3bのドレイン―ソース間の電圧波形(破線)に、コンデンサ100Cを挿入した実施の形態1におけるパワーモジュール3bのドレイン―ソース間の電圧波形(実線)を重ねて示した図である。図10に示されるように、ドレイン―ソース間の電圧のピーク値を減少させることが可能となる。このようにドレイン―ソース間の電圧のピーク値を減少させることができれば、スイッチング素子を低損失かつ高速スイッチング駆動させることができ、小型で安価な素子を用いることが可能となる。
FIG. 10 shows the drain-source voltage waveform (dashed line) of the
以上のように、実施の形態1によれば、複数のパワーモジュールが並列接続されたスイッチング素子群を備えた電力変換装置において、複数のパワーモジュールを接続する経路と並列にコンデンサを接続して簡易な構造で共振抑制回路を構成したので、スイッチングタイミングずれを発端として発生するパワーモジュール間の共振電圧の振幅を低減することが可能となる。また、パワーモジュールのドレイン―ソース間の電圧のピーク値を減少させることが可能となる。これにより、スイッチング素子を低損失かつ高速スイッチング(高di/dt)駆動させることができ、小型で安価な素子を用いることが可能な電力変換装置を提供することができる。パワーモジュールのスイッチングで発生するサージ電圧に、パワーモジュール間の共振が重畳すると、パワーモジュールのドレイン―ソース間の耐圧を超過する虞があったが、本実施の形態によれば共振電圧の振幅を低減し、ドレイン―ソース間の耐圧以内に抑えることができる。 As described above, according to Embodiment 1, in a power conversion device including a switching element group in which a plurality of power modules are connected in parallel, a capacitor is connected in parallel with a path connecting a plurality of power modules. Since the resonance suppression circuit is configured with this structure, it is possible to reduce the amplitude of resonance voltage between power modules that occurs due to a switching timing shift. Furthermore, it is possible to reduce the peak value of the voltage between the drain and source of the power module. Thereby, it is possible to drive the switching element with low loss and high speed switching (high di/dt), and it is possible to provide a power conversion device that can use small and inexpensive elements. If the resonance between the power modules were superimposed on the surge voltage generated by the switching of the power modules, there was a risk that the withstand voltage between the drain and source of the power module would be exceeded.However, according to this embodiment, the amplitude of the resonant voltage can be reduced. can be suppressed to within the drain-source breakdown voltage.
図6Aで示した実施の形態1の回路構成において、コンデンサ100Cをパワーモジュール3a、3bのドレイン間に挿入しているが、これに限るものではなく、例えば、上アームのパワーモジュール3a、3bのソース間あるいは下アームのパワーモジュール4a、4bのドレイン間に挿入しても、同様に効果を得ることができる。すなわち、並列に接続されたパワーモジュールを構成する半導体スイッチング素子の第一電極間または第二電極間にコンデンサ100Cを接続すればよい。
In the circuit configuration of the first embodiment shown in FIG. 6A, the
図11は、実施の形態1に係る電力変換装置の回路構成の別の例を示す図である。図11においては、上アームのパワーモジュール3a、3bのソース間にコンデンサ100Cを挿入している。その他の構成は、図6Aで示した構成と同様であるので、説明を省略する。図11では、共振経路には、ゲート抵抗3Rb,3Raが含まれているので、この抵抗での電力消費し、共振電圧の振幅は時間に応じて減衰していく。
FIG. 11 is a diagram showing another example of the circuit configuration of the power conversion device according to the first embodiment. In FIG. 11, a
一方、図6A及び図6Bで示した上アームのドレイン間及び下アームのドレイン間にコンデンサ100Cを挿入した場合は、ゲート抵抗を導通していた共振電流が、コンデンサ100Cを通るようになるため、ゲート抵抗による共振電圧の減衰量が減少する。このことから、上アームのドレイン間、下アームのソース間にコンデンサを挿入する方がより効果的に共振電圧を抑制することが可能である。すなわち、レグのように並列に接続されたパワーモジュールが複数直列に接続された電力変換器においては、隣接するスイッチ素子群に接続されていない側の半導体スイッチング素子の第一の電極間または第二の電極間にコンデンサ100Cを接続すればよい。
On the other hand, if a
また、コンデンサ100Cを挿入した実施の形態1の電力変換装置において、図7で示したように比較例のLC共振周波数f0でのインピーダンスZ0よりも、第一の共振周波数f1での第一のインピーダンスZ1及び第二の共振周波数f2での第二のインピーダンスZ2が大きい特性を有している例について示したが、これに限るものではない。例えば、第二のインピーダンスZ2が比較例のインピーダンスZ0より小さい場合においても同様の効果を得ることができる。
In addition, in the power conversion device of the first embodiment in which the
但し、図7で示したように比較例のインピーダンスZ0よりも、第一のインピーダンスZ1及び第二のインピーダンスZ2の両方が大きい場合には、共振を分散させるだけでなく、インピーダンスの増加により、共振振幅を低減させることができるため、より効果的である。 However, as shown in FIG. 7, when both the first impedance Z1 and the second impedance Z2 are larger than the impedance Z0 of the comparative example, not only the resonance is dispersed, but also the resonance is It is more effective because the amplitude can be reduced.
実施の形態2.
以下に、実施の形態2に係る電力変換装置について図を用いて説明する。
実施の形態1においては、図7を用いて、比較例のLC共振周波数f0でのインピーダンスZ0とコンデンサ100Cを挿入した場合の第一の共振周波数f1での第一のインピーダンスZ1及び第二の共振周波数f2での第二のインピーダンスZ2との関係について説明した。本実施の形態2においては、コンデンサ100Cを挿入した場合の第一の共振周波数f1及び第二の共振周波数f2の関係について説明する。なお、実施の形態2に係る電力変換装置の回路構成は実施の形態1と同様であるので、説明を省略する。
Below, a power conversion device according to a second embodiment will be described using figures.
In the first embodiment, using FIG. 7, the impedance Z0 at the LC resonance frequency f0 of the comparative example, the first impedance Z1 and the second resonance at the first resonance frequency f1 when the
図12は、図8で示したコンデンサ100Cを並列接続された複数のパワーモジュールの主回路に挿入した場合のドレイン―ソース間電圧に現れる共振電圧の推移を示す図及びそれを各共振周波数f1,f2成分に分解した図である。図12に示すように、共振開始のタイミングにおいて、各周波数成分の波形は負のピークの位相であり、ここから時間経過とともに位相が変化する。ここで、第二の共振周波数f2が、第一の共振周波数f1の偶数倍に近い値となるようにすればよい。すなわち、f2≒2n×f1(nは自然数)である。このような関係にあると、第一の共振周波数f1における共振電圧の正のピーク時に第二の共振周波数f2における共振電圧は負のピークとなり、振幅を相殺できることになり、好適である。ここで、第二の共振周波数f2が、第一の共振周波数f1の偶数倍に近い値というのは、(2n-0.5)×f1≦f2≦(2n+0.5)×f1を満たすことである。例えばn=1において、1.5×f1≦f2≦2.5×f2を満たすことである。
FIG. 12 is a diagram showing the transition of the resonance voltage appearing in the drain-source voltage when the
実施の形態1では、第一のインピーダンスZ1及び第二のインピーダンスZ2が、比較例のインピーダンスZ0よりも、大きくする方がよかったが、実施の形態2では、インピーダンスに限定することはない。第二の共振周波数f2が、第一の共振周波数f2の偶数倍に近い値とすることで同等の効果を奏する。さらに、実施の形態1と2を組み合わせて、設定すればより効果的となる。なお、第一の共振周波数f1及び第二の共振周波数f2の設定はコンデンサ100Cの容量を調整することで行うことができる。
In the first embodiment, it was better to make the first impedance Z1 and the second impedance Z2 larger than the impedance Z0 of the comparative example, but in the second embodiment, the impedance is not limited. The same effect can be achieved by setting the second resonant frequency f2 to a value close to an even multiple of the first resonant frequency f2. Furthermore, it will be more effective if
以上のように、実施の形態2によれば、複数のパワーモジュールを接続する経路に並列に接続したコンデンサにより分散される第一の共振周波数f1及び第二の共振周波数f2に対し、第二の共振周波数f2が、第一の共振周波数f2の偶数倍に近い値とすることで実施の形態1と同様の効果を奏する。 As described above, according to the second embodiment, with respect to the first resonant frequency f1 and the second resonant frequency f2 distributed by the capacitors connected in parallel to the path connecting a plurality of power modules, the second resonant frequency By setting the resonant frequency f2 to a value close to an even multiple of the first resonant frequency f2, the same effects as in the first embodiment can be achieved.
パワーモジュール間の電位差による共振現象は、電位差が大きいほど発生する。スイッチングタイミング、リカバリのタイミングのずれを抑えることができても、スイッチング速度(dV/dt)が早いと、少しのタイミングのずれでも電位差が発生してしまう。このため、本実施の形態1及び2に係る電力変換装置は、高速でスイッチングし、電位差が発生しやすい素子ほど効果を奏する。つまり、半導体スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体である半導体素子ほど共振が発生しやすく、本実施の形態1及び2の効果を得られやすい。ワイドバンドギャップ半導体は、例えばSiC(炭化ケイ素)、GaN(窒化ガリウム)、Ga2O3(酸化ガリウム)、C(ダイヤモンド)等からなる半導体である。
The resonance phenomenon caused by the potential difference between power modules occurs as the potential difference becomes larger. Even if shifts in switching timing and recovery timing can be suppressed, if the switching speed (dV/dt) is fast, even a slight shift in timing will generate a potential difference. Therefore, the power conversion devices according to
実施の形態3.
以下に、実施の形態3に係る電力変換装置について図を用いて説明する。
実施の形態3では、実施の形態1および2に係る電力変換装置の実装例について説明する。
Below, a power conversion device according to
In
<実施例1>
図13Aは、実施の形態3に係る電力変換装置の一部構造を示す上面図、図13Bは、図13A中A―A方向から見た側面図である。図において、コンデンサ100Cはフレーム113ネジまたはばね等で固定されている。パワーモジュール3aの主回路の端子110a、パワーモジュール3bの主回路の端子110bはそれぞれコンデンサ100Cの端子112a、112bとネジまたは溶接により接続される。ここで、コンデンサ100Cはチップコンデンサと比較して大電流に対応可能なディスクリートのコンデンサである例である。
<Example 1>
13A is a top view showing a partial structure of the power conversion device according to
この例では、コンデンサ100Cに直列の寄生インダクタンス成分を小さく接続できるため、共振振幅の低減効果が大きいことに加えて、コンデンサ100Cをフレーム113に固定させることで、振動耐久性を確保できる構成である。また、フレーム113はパワーモジュール3a、3bを固定することもでき、パワーモジュール3a、3bの振動耐久性も高めることが可能である。
In this example, since the parasitic inductance component in series with the
<実施例2>
図14Aは、実施の形態3に係る別の電力変換装置の一部構造を示す上面図で、基板を透視した図、図14A中B―B方向から見た側面図、図14Cは、図14Aとは異なり基板を透視していない上面図である。図において、基板114の一方の面にコンデンサ100Cが実装され、パワーモジュール3a、3bは基板114の他方の面側に配置されている。パワーモジュール3aの主回路の端子110a及びパワーモジュール3bの主回路の端子110bの一つのノード全て、もしくはその一部が基板114に接続され、基板114上の導体を介してコンデンサ100Cに接続される。
<Example 2>
FIG. 14A is a top view showing a partial structure of another power conversion device according to
また、基板114には、パワーモジュール3aの制御端子111a,111b及びパワーモジュール3bの制御端子111c,111dが接続され、基板114に搭載された制御部10に接続される。また、基板114に接続される主回路の端子110a,110bは制御端子あるいは保護回路、状態検出回路に接続される端子を兼ねていてもよい。実施例2では、1つの基板114を用い、端子を併用することにより、小型で低コストに実現できる構成である。
Further, the
なお、実施例1,2では、ディスクリートのコンデンサを用いて説明しているが、これに限るものではなく、チップコンデンサを用いることでも同様の効果を奏する。 Although the first and second embodiments are described using discrete capacitors, the present invention is not limited to this, and the same effect can be achieved by using a chip capacitor.
以上のように実施の形態3によれば、実施の形態1及び2と同様の効果を奏するとともに、実施の形態1及び2に係る電力変換装置を簡便で小型化可能な構成で実現できる。
As described above, according to
なお、本実施の形態1から3における制御部10は、ハードウエアの一例を図15に示すように、プロセッサ1000と記憶装置2000から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ1000は、記憶装置2000から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ1000にプログラムが入力される。また、プロセッサ1000は、演算結果等のデータを記憶装置2000の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
Note that the
<他の実施の形態>
上記各実施の形態に係る電力変換装置において、電力変換器50としてインバータを例に説明しているが、これに限るものではなくコンバータでもよい。複数のパワーモジュールが並列に接続された構成を含む電力変換器において発生する同様の課題に対し、本実施の形態に係る電力変換装置は効果を奏する。
<Other embodiments>
In the power converter devices according to each of the embodiments described above, an inverter is used as an example of the
各実施の形態に係る電力変換装置では、パワーモジュール内部のチップ数については図示していないが、パワーモジュール内のチップ数では1つでも複数でもよい。チップ数に限らず、同様の効果を奏する。 In the power conversion device according to each embodiment, although the number of chips inside the power module is not illustrated, the number of chips inside the power module may be one or more. Similar effects can be achieved regardless of the number of chips.
各実施の形態に係る電力変換装置では、パワーモジュールの並列数は2並列構成の例で説明したが、これに限るものではなく複数並列であれば3並列でもよく、同様の効果を奏する。 In the power conversion device according to each embodiment, the number of parallel power modules is described as an example of two parallel configurations, but the number is not limited to this, and as long as a plurality of power modules are parallel, three parallel configurations may be used, and the same effect can be achieved.
各実施の形態に係る電力変換装置では、1つのレグを例に挙げ、上アームと下アームとを機能的に区別して説明したが、これに限るものではなく、上下アームの一体型パワーモジュールを並列接続する構成でもよく、同様の効果を奏することができる。例えば、1アームのみで構成される昇圧チョッパ回路において、スイッチングオフ時に発生する共振現象に対しても、同様の効果を奏することができる。 Although the power conversion device according to each embodiment has been described using one leg as an example and functionally distinguishing the upper arm and the lower arm, the present invention is not limited to this. A configuration in which they are connected in parallel may also be used, and similar effects can be achieved. For example, in a boost chopper circuit configured with only one arm, the same effect can be achieved with respect to the resonance phenomenon that occurs when switching off.
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、1つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも1つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも1つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
Although this application describes various exemplary embodiments and examples, various features, aspects, and functions described in one or more embodiments may be applicable to a particular embodiment. The present invention is not limited to, and can be applied to the embodiments alone or in various combinations.
Accordingly, countless variations not illustrated are envisioned within the scope of the technology disclosed herein. For example, this includes cases where at least one component is modified, added, or omitted, and cases where at least one component is extracted and combined with components of other embodiments.
以下、本開示の諸態様を付記としてまとめて記載する。 Hereinafter, various aspects of the present disclosure will be collectively described as supplementary notes.
(付記1)
複数のパワーモジュールが並列接続された主回路を有するスイッチ素子群を含む電力変換器、複数の前記パワーモジュールの駆動を制御する制御部、及び電源と前記電力変換器との間に接続された第一のコンデンサを備えた電力変換装置であって、
前記主回路内の複数の前記パワーモジュールの間を接続する電気的な経路に並列に接続された第二のコンデンサを備えた電力変換装置。
(付記2)
複数の前記パワーモジュールはそれぞれ第一の電極及び第二の電極を有する半導体スイッチング素子を含んでおり、
前記第二のコンデンサは複数の前記パワーモジュールの半導体スイッチング素子の第一の電極間または第二の電極間に接続された、付記1に記載の電力変換装置。
(付記3)
前記電力変換器は前記スイッチ素子群が複数直列にされており、
前記第二のコンデンサは直列に接続された少なくとも1つの前記スイッチ素子群の主回路内に接続された、付記1に記載の電力変換装置。
(付記4)
複数の前記パワーモジュールはそれぞれ第一の電極及び第二の電極を有する半導体スイッチング素子を含んでおり、
前記第二のコンデンサは直列に接続された少なくとも1つの前記スイッチ素子群の主回路内であって、隣接する前記スイッチ素子群に接続されていない側の前記半導体スイッチング素子の第一の電極間または第二の電極間に接続された、付記3に記載の電力変換装置。
(付記5)
前記第二のコンデンサを具備しない前記電力変換装置における複数の前記パワーモジュールが並列接続された主回路での共振周波数f0に対し、
前記第二のコンデンサを具備する前記電力変換装置における複数の前記パワーモジュールが並列接続された主回路での共振周波数は前記共振周波数f0より低周波数の第一の共振周波数f1と、前記共振周波数f0より高周波数の第二の共振周波数f2とを有し、
前記共振周波数f0における共振経路のインピーダンスZ0よりも前記第一の共振周波数f1における共振経路のインピーダンスZ1及び前記第二の共振周波数における共振経路のインピーダンスZ2は大きい、付記1から4のいずれか1つの付記に記載の電力変換装置。
(付記6)
前記第二のコンデンサを具備しない前記電力変換装置における複数の前記パワーモジュールが並列接続された主回路での共振周波数f0に対し、
前記第二のコンデンサを具備する前記電力変換装置における複数の前記パワーモジュールが並列接続された主回路での共振周波数は前記共振周波数f0より低周波数の第一の共振周波数f1と、前記共振周波数f0より高周波数の第二の共振周波数f2とを有し、
(2n-0.5)×f1≦f2≦(2n+0.5)×f1(nは自然数)を満たす、付記1から5のいずれか1つの付記に記載の電力変換装置。
(付記7)
複数の前記パワーモジュールは半導体スイッチング素子を含んでおり、前記半導体スイッチング素子は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム、及びダイヤモンドのいずれか1つのワイドバンドギャップ半導体で構成される、付記1から6のいずれか1つの付記に記載の電力変換装置。
(Additional note 1)
a power converter including a switch element group having a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel; a control unit that controls driving of the plurality of power modules; and a power converter connected between a power source and the power converter. A power conversion device comprising one capacitor,
A power conversion device including a second capacitor connected in parallel to an electrical path connecting between the plurality of power modules in the main circuit.
(Additional note 2)
Each of the plurality of power modules includes a semiconductor switching element having a first electrode and a second electrode,
The power conversion device according to supplementary note 1, wherein the second capacitor is connected between first electrodes or between second electrodes of semiconductor switching elements of the plurality of power modules.
(Additional note 3)
In the power converter, a plurality of the switch element groups are connected in series,
The power conversion device according to supplementary note 1, wherein the second capacitor is connected within a main circuit of at least one of the switch element groups connected in series.
(Additional note 4)
Each of the plurality of power modules includes a semiconductor switching element having a first electrode and a second electrode,
The second capacitor is located between the first electrodes of the semiconductor switching elements on the side that is not connected to the adjacent switch element group in the main circuit of at least one of the switch element groups connected in series, or The power conversion device according to
(Appendix 5)
With respect to the resonance frequency f0 in the main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel in the power conversion device that does not include the second capacitor,
In the power conversion device including the second capacitor, a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel has a resonance frequency that is a first resonance frequency f1 lower than the resonance frequency f0, and a resonance frequency f0. and a second resonant frequency f2 of a higher frequency,
Any one of appendices 1 to 4, wherein the impedance Z1 of the resonant path at the first resonant frequency f1 and the impedance Z2 of the resonant path at the second resonant frequency are larger than the impedance Z0 of the resonant path at the resonant frequency f0. The power conversion device described in the appendix.
(Appendix 6)
With respect to the resonance frequency f0 in the main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel in the power conversion device that does not include the second capacitor,
In the power conversion device including the second capacitor, a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel has a resonance frequency that is a first resonance frequency f1 that is lower than the resonance frequency f0, and a resonance frequency f0. and a second resonant frequency f2 of a higher frequency,
The power conversion device according to any one of Supplementary Notes 1 to 5, which satisfies (2n-0.5)×f1≦f2≦(2n+0.5)×f1 (n is a natural number).
(Appendix 7)
The plurality of power modules include a semiconductor switching element, and the semiconductor switching element is composed of a wide band gap semiconductor of any one of silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, and diamond. The power conversion device according to any one of the supplementary notes.
1:直流電源、 2:平滑用コンデンサ、 3~8:半導体スイッチング素子群、 3a,3b,4a,4b:パワーモジュール、 9:モータ、 10:制御部、 11:ゲートドライバ回路、 20:電圧センサ回路(SV1)、 21a~21c:電流センサ回路(SC1~3)、 30:回転角センサ(Sns)、 31a~31d,31f:信号線、 32a~32f:制御線、 42a,42b:信号線、 50:電力変換器、 100C:コンデンサ、 110a,110b:主回路の端子、 111a~111d:制御端子、112a,112b:端子、 113:フレーム、114:基板、 1000:プロセッサ、 2000:記憶装置 1: DC power supply, 2: Smoothing capacitor, 3 to 8: Semiconductor switching element group, 3a, 3b, 4a, 4b: Power module, 9: Motor, 10: Control section, 11: Gate driver circuit, 20: Voltage sensor Circuit (SV1), 21a to 21c: Current sensor circuit (SC1 to 3), 30: Rotation angle sensor (Sns), 31a to 31d, 31f: Signal line, 32a to 32f: Control line, 42a, 42b: Signal line, 50: Power converter, 100C: Capacitor, 110a, 110b: Main circuit terminals, 111a to 111d: Control terminals, 112a, 112b: Terminals, 113: Frame, 114: Board, 1000: Processor, 2000: Storage device
Claims (7)
前記主回路内の複数の前記パワーモジュールの間を接続する電気的な経路に並列に接続された第二のコンデンサを備えた電力変換装置。 a power converter including a switch element group having a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel; a control unit that controls driving of the plurality of power modules; and a power converter connected between a power source and the power converter. A power conversion device comprising one capacitor,
A power conversion device including a second capacitor connected in parallel to an electrical path connecting between the plurality of power modules in the main circuit.
前記第二のコンデンサは複数の前記パワーモジュールの半導体スイッチング素子の第一の電極間または第二の電極間に接続された、請求項1に記載の電力変換装置。 Each of the plurality of power modules includes a semiconductor switching element having a first electrode and a second electrode,
The power conversion device according to claim 1, wherein the second capacitor is connected between first electrodes or between second electrodes of semiconductor switching elements of the plurality of power modules.
前記第二のコンデンサは直列に接続された少なくとも1つの前記スイッチ素子群の主回路内に接続された、請求項1に記載の電力変換装置。 In the power converter, a plurality of the switch element groups are connected in series,
The power conversion device according to claim 1, wherein the second capacitor is connected within a main circuit of at least one of the switch element groups connected in series.
前記第二のコンデンサは直列に接続された少なくとも1つの前記スイッチ素子群の主回路内であって、隣接する前記スイッチ素子群に接続されていない側の前記半導体スイッチング素子の第一の電極間または第二の電極間に接続された、請求項3に記載の電力変換装置。 Each of the plurality of power modules includes a semiconductor switching element having a first electrode and a second electrode,
The second capacitor is located between the first electrodes of the semiconductor switching elements on the side that is not connected to the adjacent switch element group in the main circuit of at least one of the switch element groups connected in series, or The power conversion device according to claim 3, connected between the second electrodes.
前記第二のコンデンサを具備する前記電力変換装置における複数の前記パワーモジュールが並列接続された主回路での共振周波数は前記共振周波数f0より低周波数の第一の共振周波数f1と、前記共振周波数f0より高周波数の第二の共振周波数f2とを有し、
前記共振周波数f0における共振経路のインピーダンスZ0よりも前記第一の共振周波数f1における共振経路のインピーダンスZ1及び前記第二の共振周波数における共振経路のインピーダンスZ2は大きい、請求項1に記載の電力変換装置。 With respect to the resonance frequency f0 in the main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel in the power conversion device that does not include the second capacitor,
In the power conversion device including the second capacitor, a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel has a resonance frequency that is a first resonance frequency f1 lower than the resonance frequency f0, and a resonance frequency f0. and a second resonant frequency f2 of a higher frequency,
The power conversion device according to claim 1, wherein an impedance Z1 of the resonant path at the first resonant frequency f1 and an impedance Z2 of the resonant path at the second resonant frequency are larger than an impedance Z0 of the resonant path at the resonant frequency f0. .
前記第二のコンデンサを具備する前記電力変換装置における複数の前記パワーモジュールが並列接続された主回路での共振周波数は前記共振周波数f0より低周波数の第一の共振周波数f1と、前記共振周波数f0より高周波数の第二の共振周波数f2とを有し、
(2n-0.5)×f1≦f2≦(2n+0.5)×f1(nは自然数)を満たす、請求項1に記載の電力変換装置。 With respect to the resonance frequency f0 in the main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel in the power conversion device that does not include the second capacitor,
In the power conversion device including the second capacitor, a main circuit in which a plurality of power modules are connected in parallel has a resonance frequency that is a first resonance frequency f1 lower than the resonance frequency f0, and a resonance frequency f0. and a second resonant frequency f2 of a higher frequency,
The power conversion device according to claim 1, which satisfies (2n-0.5)×f1≦f2≦(2n+0.5)×f1 (n is a natural number).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022084290A JP2023172465A (en) | 2022-05-24 | 2022-05-24 | Power conversion device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022084290A JP2023172465A (en) | 2022-05-24 | 2022-05-24 | Power conversion device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2023172465A true JP2023172465A (en) | 2023-12-06 |
Family
ID=89029168
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022084290A Pending JP2023172465A (en) | 2022-05-24 | 2022-05-24 | Power conversion device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2023172465A (en) |
-
2022
- 2022-05-24 JP JP2022084290A patent/JP2023172465A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8786327B2 (en) | Electronic components with reactive filters | |
CN102804570B (en) | 3-stage pulse width modulation inverter with discharge network | |
JP4995919B2 (en) | Converter circuit for switching multiple switching voltage levels | |
US10277112B2 (en) | Physical topology for a power converter | |
US9520807B2 (en) | Power converter that delays state changes of on/off pulses and control method thereof | |
US8767369B2 (en) | Method, power unit, and power system having gate voltage limiting circuit | |
WO2015025512A1 (en) | Drive device, power conversion device, and vehicle | |
US7660094B2 (en) | Inverter circuit | |
CN107710580B (en) | Circuit arrangement for fast switching of a converter | |
WO2016084136A1 (en) | Four-terminal snubber capacitor and capacitor module | |
CN113394955A (en) | Wiring circuit of semiconductor device, method of controlling the same, semiconductor device, power conversion device, and electrical system for railway vehicle | |
JP2023172465A (en) | Power conversion device | |
WO2020003634A1 (en) | Power conversion device | |
JP4110052B2 (en) | Inverter circuit | |
EP4278383A1 (en) | Power module and method for assembling a power module | |
JP4487682B2 (en) | Capacitor and installation method | |
US11901839B2 (en) | Semiconductor device and power conversion apparatus | |
JP7258113B1 (en) | power converter | |
JP2013504999A (en) | Power semiconductor module and power semiconductor circuit device | |
JP2023155949A (en) | Power conversion device | |
US20110249478A1 (en) | Power output stage for a pulse-controlled inverter | |
CN118302945A (en) | Switching circuit and inverter circuit | |
JP2023140714A (en) | Semiconductor device | |
KR20200041139A (en) | Motor controlling apparatus | |
JP3517165B2 (en) | Voltage-driven power semiconductor device |