JP2023168843A - Multi-phase llc resonant converter circuit - Google Patents
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- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims abstract description 118
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 66
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 49
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 11
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 10
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 10
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
本発明は、直流電源の第1の直流電圧を第2の直流電圧に変換して出力するための多相LLC共振コンバータ回路に関する。 The present invention relates to a multiphase LLC resonant converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power supply into a second DC voltage and outputting the converted voltage.
従来、直流電源の第1の直流電圧を第2の直流電圧に変換して出力するためのコンバータ回路として、多相(N相)LLC共振コンバータ回路が知られている(特許文献1参照)。この回路は、直流電源に複数(N個)のLLC共振コンバータを並列に接続して、各々のLLC共振コンバータの高周波トランスの一次側巻線に接続された共振回路の共振電流が360°/Nの位相差をもつように各々のLLC共振コンバータのスイッチをオン・オフさせる。 Conventionally, a multi-phase (N-phase) LLC resonant converter circuit is known as a converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power source into a second DC voltage and outputting the second DC voltage (see Patent Document 1). This circuit connects multiple (N) LLC resonant converters in parallel to a DC power source, and the resonant current of the resonant circuit connected to the primary winding of the high frequency transformer of each LLC resonant converter is 360°/N. The switches of each LLC resonant converter are turned on and off so as to have a phase difference of .
LLC共振コンバータは、直流電源の電圧値が定格(例えば、380V)の場合は、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数が共振回路の共振周波数付近となるように設計するのが良い。一方、直流入力電圧の電圧値が低下(例えば、300Vに低下)した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、回路損失が増加して効率が低下する。同じ出力電力で考えた場合、直流入力電圧の電圧値が低下すると、それに反比例して直流入力電流の値が増加するため、効率がある程度低下するのは自然なことである。しかし、実際は、直流入力電流の値の増加以上に共振回路に流れる共振電流のピーク値が増加している。共振電流を増加させている不要な電流の大部分は、スイッチング周波数の3倍の周波数を有する3次高調波電流である。 When the voltage value of the DC power supply is rated (for example, 380 V), the LLC resonant converter is preferably designed so that the switching frequency for turning on and off the switch is near the resonant frequency of the resonant circuit. On the other hand, if a step-up operation is performed by lowering the switching frequency of the switch when the voltage value of the DC input voltage decreases (for example, to 300 V), circuit loss increases and efficiency decreases. Considering the same output power, when the voltage value of the DC input voltage decreases, the value of the DC input current increases in inverse proportion to it, so it is natural that the efficiency decreases to some extent. However, in reality, the peak value of the resonant current flowing through the resonant circuit increases more than the increase in the value of the DC input current. Most of the unwanted current that increases the resonant current is a third harmonic current with a frequency three times the switching frequency.
図11に、従来例の多相LLC共振コンバータ回路13を示す。この回路は、直流電源Vinの電源ラインに接続された第1中性線N1とフローティングな第2中性線N2の両方を有する(特許文献1,2参照)。従来例の多相LLC共振コンバータ回路13は、多相動作モードでは、共振回路41,42,43に流れる共振電流ir1,ir2,ir3を自然平衡することができるとともに、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えることが可能である。
FIG. 11 shows a conventional multiphase LLC
従来例の多相LLC共振コンバータ回路13は、直流電源30の直流入力電圧Vinが定格(例えば、380V)の場合は、図12(a)に示すように、直列共振回路41,42,43の各相に流れる共振電流ir(ir1,ir2,ir3)はほぼ正弦波状となり、図12(b)に示すように、中性線N1に流れる中性線電流inの値はほぼゼロとなる。しかし、直流電源30の直流入力電圧Vinが定格(例えば、380V)から低下(例えば、300Vに低下)した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、図13(a)に示すように、共振電流ir(ir1,ir2,ir3)に3次高調波成分が生じることにより共振電流irの実効値が増加する。また、図13(b)に示すように、第1中性線N1には中性線電流inとして3次高調波電流が流れてしまう。
When the DC input voltage Vin of the
更に、従来例の多相LLC共振コンバータ回路13では、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えたときに、共振周波数が変化してしまう。
Furthermore, in the conventional polyphase LLC
本発明の一態様は、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる3次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えた際に共振周波数が変化しない多相LLC共振コンバータ回路を提供する。 One aspect of the present invention is that in a multiphase operation mode, an increase in resonant current and the generation of third harmonic current flowing in a neutral line can be suppressed during boost operation when the DC input voltage drops below the rated value, and To provide a multi-phase LLC resonant converter circuit whose resonance frequency does not change when switching from a phase operation mode to a single-phase operation mode.
本発明の一態様に係る多相LLC共振コンバータ回路は、直流電源の第1の直流電圧を第2の直流電圧に変換して出力するための多相LLC共振コンバータ回路であって、前記直流電源に並列に接続される、第1スイッチと第2スイッチが直列に接続された直列回路と、一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、前記第1スイッチと前記第2スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと、前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサと、前記一次側巻線と前記共振コンデンサとの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサとを備えた共振回路と、前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路とをそれぞれ備えた第1-第N(Nは2以上の整数)のLLC共振コンバータと、前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した第1中性線と、前記第1中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記分割共振コンデンサの他端を互いに接続した第2中性線と、前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に第2の直流電圧を出力するための出力コンデンサとを備える。 A multi-phase LLC resonant converter circuit according to one aspect of the present invention is a multi-phase LLC resonant converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power source to a second DC voltage and outputting the second DC voltage, the DC power source a high frequency transformer including a series circuit in which a first switch and a second switch are connected in series, a primary winding and a secondary winding; a resonant reactor connected between a connection point with the switch and one end of the primary winding; a resonant capacitor having one end connected to the other end of the primary winding; 1st to Nth (N is an integer greater than or equal to 2), a first neutral wire connecting the other ends of the resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters to each other, the first neutral wire, and the DC power supply. a neutral line reactor connected between either one of the positive and negative power supply lines, and a second neutral line in which the other ends of the divided resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters are connected to each other. and an output capacitor connected in parallel to the output side of the rectifier circuit of the first to Nth LLC resonant converters and outputting a second DC voltage at both ends thereof.
上記の態様によれば、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる3次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えたときに周波数が変化しない多相LLC共振コンバータ回路を提供することができる。 According to the above aspect, in the multiphase operation mode, it is possible to suppress an increase in resonant current and the generation of third harmonic current flowing in the neutral wire during boost operation when the DC input voltage has decreased below the rating, and also suppress the generation of third harmonic current flowing in the neutral wire. It is possible to provide a multi-phase LLC resonant converter circuit whose frequency does not change when switching from phase operation mode to single-phase operation mode.
以下、本発明の実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されるものではない。 Hereinafter, a polyphase LLC resonant converter circuit according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments described below.
(第1実施形態)
図1は、第1実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10の構成を示す回路図である。ここでは、多相LLC共振コンバータ回路10の相数N=3の場合(三相LLC共振コンバータ回路)の構成について説明する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a multiphase LLC
多相LLC共振コンバータ回路10は、直流電圧値Vinを有する直流電源30に並列接続される、第1スイッチQ11と第2スイッチQ12が直列に接続された第1直列回路S1と、第1スイッチQ21と第2スイッチQ22が直列に接続された第2直列回路S2と、第1スイッチQ31と第2スイッチQ32が直列に接続された第3直列回路S3とを備える。
The multiphase LLC
第1実施形態では、各スイッチQ11,Q12,Q21,Q22,Q31,Q32には、Nチャネル型MOSFETを用いているが、他のスイッチング素子を用いてもよい。 In the first embodiment, N-channel MOSFETs are used for each of the switches Q11, Q12, Q21, Q22, Q31, and Q32, but other switching elements may be used.
第1直列回路S1の第1スイッチQ11と第2スイッチQ12との接続点には、第1共振リアクトルLr1の一端が接続される。第2直列回路S2の第1スイッチQ21と第2スイッチQ22との接続点には、第2共振リアクトルLr2の一端が接続される。第3直列回路S3の第1スイッチQ31と第2スイッチQ32との接続点には、第3共振リアクトルLr3の一端が接続される。 One end of the first resonant reactor Lr1 is connected to a connection point between the first switch Q11 and the second switch Q12 of the first series circuit S1. One end of the second resonant reactor Lr2 is connected to the connection point between the first switch Q21 and the second switch Q22 of the second series circuit S2. One end of the third resonant reactor Lr3 is connected to a connection point between the first switch Q31 and the second switch Q32 of the third series circuit S3.
第1共振リアクトルLr1の他端には第1高周波トランスT1の一次側巻線Lp1の一端が接続され、第1高周波トランスT1の一次側巻線Lp1の他端には第1共振コンデンサCr1の一端が接続され、第1高周波トランスT1の一次側巻線Lp1と第1共振コンデンサCr1の接続点には第1分割共振コンデンサCn1の一端が接続されて、第1共振回路41を構成する。第1高周波トランスT1は、コアと一次側巻線Lp1と二次側巻線Ls1を備える。一次側巻線Lp1と二次側巻線Ls1は、互いに絶縁されている。
One end of the primary winding Lp1 of the first high frequency transformer T1 is connected to the other end of the first resonant reactor Lr1, and one end of the first resonant capacitor Cr1 is connected to the other end of the primary winding Lp1 of the first high frequency transformer T1. is connected, and one end of the first divided resonant capacitor Cn1 is connected to the connection point between the primary winding Lp1 of the first high-frequency transformer T1 and the first resonant capacitor Cr1, thereby forming a first
第2共振リアクトルLr2の他端には第2高周波トランスT2の一次側巻線Lp2の一端が接続され、第2高周波トランスT2の一次側巻線Lp2の他端には第2共振コンデンサCr2の一端が接続され、第2高周波トランスT2の一次側巻線Lp2と第2共振コンデンサCr2の接続点には第2分割共振コンデンサCn2の一端が接続されて、第2共振回路42を構成する。第2高周波トランスT2は、コアと一次側巻線Lp2と二次側巻線Ls2を備える。一次側巻線Lp2と二次側巻線Ls2は、互いに絶縁されている。
One end of the primary winding Lp2 of the second high frequency transformer T2 is connected to the other end of the second resonant reactor Lr2, and one end of the second resonant capacitor Cr2 is connected to the other end of the primary winding Lp2 of the second high frequency transformer T2. is connected, and one end of the second divided resonant capacitor Cn2 is connected to the connection point between the primary winding Lp2 of the second high-frequency transformer T2 and the second resonant capacitor Cr2, thereby forming a second
第3共振リアクトルLr3の他端には第3高周波トランスT3の一次側巻線Lp3の一端が接続され、第3高周波トランスT3の一次側巻線Lp3の他端には第3共振コンデンサCr3の一端が接続され、第3高周波トランスT3の一次側巻線Lp3と第3共振コンデンサCr3の接続点には第3分割共振コンデンサCn3の一端が接続されて、第3共振回路43を構成する。第3高周波トランスT3は、コアと一次側巻線Lp3と二次側巻線Ls3を備える。一次側巻線Lp3と二次側巻線Ls3は、互いに絶縁されている。
One end of the primary winding Lp3 of the third high frequency transformer T3 is connected to the other end of the third resonant reactor Lr3, and one end of the third resonant capacitor Cr3 is connected to the other end of the primary winding Lp3 of the third high frequency transformer T3. is connected, and one end of the third divided resonant capacitor Cn3 is connected to the connection point between the primary winding Lp3 of the third high-frequency transformer T3 and the third resonant capacitor Cr3, thereby forming a third
第1共振コンデンサCr1の他端と、第2共振コンデンサCr2の他端と、第3共振コンデンサCr3の他端は、第1中性線N1によって互いに接続されている。 The other end of the first resonant capacitor Cr1, the other end of the second resonant capacitor Cr2, and the other end of the third resonant capacitor Cr3 are connected to each other by a first neutral wire N1.
第1中性線N1は、中性線リアクトルLnを介して、直流電源30の負極側の電源ラインに接続される。なお、第1中性線N1は、中性線リアクトルLnを介して、直流電源30の正極側の電源ラインに接続されてもよい。
The first neutral line N1 is connected to the negative electrode side power line of the
第1分割共振コンデンサCn1の他端と、第2分割共振コンデンサCn2の他端と、第3分割共振コンデンサCn3の他端は、フローティングな第2中性線N2によって互いに接続されている。 The other end of the first divided resonant capacitor Cn1, the other end of the second divided resonant capacitor Cn2, and the other end of the third divided resonant capacitor Cn3 are connected to each other by a floating second neutral wire N2.
共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3は、等しいインダクタンス値Lrに設定されている。各々の共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3は、後述の第2実施形態のように磁気結合を利用しない場合には、高周波トランスT1,T2,T3の漏れインダクタンスを利用することも可能である。共振コンデンサCr1,Cr2,Cr3は、等しい静電容量αCrに設定されている。分割共振コンデンサCn1,Cn2,Cn3は、等しい静電容量(1-α)Crに設定されている。ここで、αは、共振コンデンサCr1,Cr2,Cr3と分割共振コンデンサCn1,Cn2,Cn3の静電容量の分割比であり、0<α<1の値を有するパラメータである。インダクタンス値Lrと静電容量Crは、所望の共振周波数の値によって決定される。中性線リアクトルLnのインダクタンス値Lnについては、後述する。 The resonant reactors Lr1, Lr2, and Lr3 are set to have the same inductance value Lr . Each of the resonant reactors Lr1, Lr2, and Lr3 can also utilize the leakage inductance of the high-frequency transformers T1, T2, and T3 when magnetic coupling is not utilized as in the second embodiment described later. The resonant capacitors Cr1, Cr2, and Cr3 are set to have the same capacitance αCr . The divided resonant capacitors Cn1, Cn2, and Cn3 are set to have the same capacitance (1-α) Cr . Here, α is a division ratio of the capacitance of the resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3 and the divided resonant capacitors Cn1, Cn2, Cn3, and is a parameter having a value of 0<α<1. The inductance value L r and capacitance C r are determined by the desired resonant frequency value. The inductance value Ln of the neutral line reactor Ln will be described later.
高周波トランスT1,T2,T3は、同じ規格の高周波トランスを用いればよく、一次側巻線Lp1,Lp2,Lp3は、それぞれ等しい巻数Npを有するとともに等しいインダクタンス値Lpに設定されており、二次側巻線Ls1,Ls2,Ls3は、それぞれ等しい巻数Nsと等しいインダクタンス値Lsに設定されている。一次側巻線Lpの巻数Npと二次側巻線Lsの巻数Nsの比は、直流入力電圧Vinと直流出力電圧Voの比によって決定すればよい。 The high-frequency transformers T1, T2, and T3 may be high-frequency transformers of the same standard, and the primary windings Lp1, Lp2, and Lp3 each have the same number of turns Np and are set to the same inductance value Lp , and the The side windings Ls1, Ls2, and Ls3 are each set to have an equal number of turns Ns and an equal inductance value Ls . The ratio between the number of turns Np of the primary winding Lp and the number of turns Ns of the secondary winding Ls may be determined by the ratio of the DC input voltage Vin and the DC output voltage Vo.
第1高周波トランスT1の二次側巻線Ls1の負極側には第1整流ダイオードD1aのカソードが接続され、第1高周波トランスT1の二次側巻線Ls1の正極側には第2整流ダイオードD1bのカソードが接続される。第1整流ダイオードD1aと第2整流ダイオードD1bにより、第1整流回路51が構成されている。第1高周波トランスT1の二次側巻線Ls1の中性点が出力コンデンサCoの一端に接続され、第1整流ダイオードD1aと第2整流ダイオードD1bのアノードが出力コンデンサCoの他端に接続されることにより、二次側巻線Ls1の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。
A cathode of a first rectifier diode D1a is connected to the negative electrode side of the secondary winding Ls1 of the first high frequency transformer T1, and a second rectifier diode D1b is connected to the positive electrode side of the secondary winding Ls1 of the first high frequency transformer T1. The cathode of is connected. A
第2高周波トランスT2の二次側巻線Ls2の負極側には第3整流ダイオードD2aのカソードが接続され、第2高周波トランスT2の二次側巻線Ls2の正極側には第4整流ダイオードD2bのカソードが接続される。第3整流ダイオードD2aと第4整流ダイオードD2bにより、第2整流回路52が構成されている。第2高周波トランスT2の二次側巻線Ls2の中性点が出力コンデンサCoの一端に接続され、第3整流ダイオードD2aと第4整流ダイオードD2bのアノードが出力コンデンサCoの他端に接続されることにより、二次側巻線Ls2の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。
The cathode of a third rectifier diode D2a is connected to the negative electrode side of the secondary winding Ls2 of the second high frequency transformer T2, and the fourth rectifier diode D2b is connected to the positive electrode side of the secondary winding Ls2 of the second high frequency transformer T2. The cathode of is connected. A
第3高周波トランスT3の二次側巻線Ls3の負極側には第5整流ダイオードD3aのカソードが接続され、第3高周波トランスT3の二次側巻線Ls3の正極側には第6整流ダイオードD3bのカソードが接続される。第5整流ダイオードD3aと第6整流ダイオードD3bにより、第3整流回路53が構成されている。第3高周波トランスT3の二次側巻線Ls3の中性点が出力コンデンサCoの一端に接続され、第5整流ダイオードD3aと第6整流ダイオードD3bのアノードが出力コンデンサCoの他端に接続されることにより、二次側巻線Ls3の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。
A cathode of a fifth rectifier diode D3a is connected to the negative electrode side of the secondary winding Ls3 of the third high frequency transformer T3, and a sixth rectifier diode D3b is connected to the positive electrode side of the secondary winding Ls3 of the third high frequency transformer T3. The cathode of is connected. A
なお、整流回路51,52,53として整流ダイオードを用いる形式を例示したが、二次側巻線Ls1,Ls2,Ls3の出力電圧を整流することができればよく、その構成は任意である。
Although the
第1直列回路S1と第1共振回路41と第1高周波トランスT1と第1整流回路51により、第1のLLC共振コンバータが構成されている。同様に、第2直列回路S2と第2共振回路42と第2高周波トランスT2と第2整流回路52により、第2のLLC共振コンバータが構成され、第3直列回路S3と第3共振回路43と第3高周波トランスT3と第3整流回路53により、第3のLLC共振コンバータが構成されている。
The first series circuit S1, the first
第1-第3のLLC共振コンバータの出力が、出力コンデンサCoの両端に並列に接続され、直流出力電圧Voが出力される。 The outputs of the first to third LLC resonant converters are connected in parallel to both ends of an output capacitor Co, and a DC output voltage Vo is output.
多相LLC共振コンバータ回路10は、スイッチQ11,Q12,Q21,Q22,Q31,Q32のゲートに接続され、スイッチQ11,Q12,Q21,Q22,Q31,Q32のオン・オフを制御するための制御回路60を備える。
The multiphase LLC
制御回路60は、第1直列回路S1の第1スイッチQ11と第2スイッチQ12を交互にオン・オフさせることにより、第1共振回路41を流れる第1共振電流ir1を生成する。制御回路60は、第2直列回路S2の第1スイッチQ21と第2スイッチQ22を交互にオン・オフさせることにより、第2共振回路42を流れる第2共振電流ir2を生成する。制御回路60は、第3直列回路S3の第1スイッチQ31と第2スイッチQ32を交互にオン・オフさせることにより、第3共振回路43を流れる第3共振電流ir3を生成する。
The control circuit 60 generates a first resonant current ir1 flowing through the first
制御回路60は、所定の周波数fでスイッチQ11,Q12,Q21,Q22,Q31,Q32のオン・オフするゲート信号を制御することにより、所定の周波数fを有する共振電流ir1,ir2,ir3を生成する。 The control circuit 60 generates resonant currents ir1, ir2, and ir3 having a predetermined frequency f by controlling gate signals that turn on and off the switches Q11, Q12, Q21, Q22, Q31, and Q32 at a predetermined frequency f. do.
制御回路60は、多相LLC共振コンバータ回路10の第1、第2、第3のLLC共振コンバータの全てを動作させる多相動作モードと、多相LLC共振コンバータ回路10の第1、第2、第3のLLC共振コンバータのうちのいずれか1つのLLC共振コンバータを動作させ、その他のLLC共振コンバータの動作を停止する単相動作モードを有する。
The control circuit 60 operates in a multiphase operation mode in which all of the first, second, and third LLC resonant converters of the multiphase LLC
制御回路60は、多相動作モードのときには、共振回路41,42,43に流れる共振電流ir1,ir2,ir3が互いに360°/3=120°の位相差となるように、直列回路S1,S2,S3の全てのスイッチQ11,Q12,Q21,Q22,Q31,Q32のオン・オフを制御する。
In the multiphase operation mode, the control circuit 60 connects the series circuits S1 and S2 so that the resonance currents ir1, ir2, and ir3 flowing through the
多相動作モードのときの共振周波数fr1は、共振回路41,42,43による共振周波数として式1のように表される。
式1のように、多相動作モードのときの共振周波数fr1は、分割比αおよび中性線リアクトルLnには依存しない。多相動作モードのときには、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数としての所定の周波数fは、式1の共振周波数fr1に応じて設定すればよい。
これにより、直列共振回路41,42,43に流れる共振電流ir1,ir2,ir3が生成される。
As in
As a result, resonant currents ir1, ir2, and ir3 flowing through the series
多相動作モードのときで直流電源30の直流入力電圧Vinが定格値(例えば、380V)である場合、互いに120°の位相差を持つ共振電流ir1,ir2,ir3が成分を打ち消しあうため、電流ir1+ir2+ir3は、通常はほぼゼロとなる。このときに、1つの共振回路に流れる共振電流irは、従来例で示した図12(a)と同様になり、第1中性線N1に流れる中性線電流inは、従来例で示した図12(b)と同様になる。
When the DC input voltage Vin of the
多相動作モードのときで直流電源30の直流入力電圧Vinが定格値未満(例えば、300V)であるときに、スイッチング周波数fをfr1よりも小さくして昇圧動作を行うと、例えば、従来例の場合では第1中性線N1に図13(b)に示したような3次高調波成分を有する中性線電流inが発生してしまう。これに対し、第1実施形態のように、第1中性線N1と直流電源50の負極側(または正極側)の電源ラインの間に中性線リアクトルLnを接続することにより、3次高調波成分を有する中性線電流inの発生を抑制することができる。この様子を示したのが、図2であり、図2(a)は、昇圧動作時に1つの共振回路に流れる共振電流irであり、図2(b)は、昇圧動作時に第1中性線N1に流れる中性線電流inである。
When the DC input voltage Vin of the
このように、図2(b)に示す第1実施形態で昇圧動作時に第1中性線N1に流れる中性線電流inは、図13(b)に示す従来例で昇圧動作時に第1中性線N1に流れる中性線電流inと比べてその大きさを抑制することができる。また、図2(a)に示す第1実施形態で昇圧動作時に1つの共振回路に流れる共振電流irは、図13(a)に示す従来例で昇圧動作時に1つの共振回路に流れる共振電流irと比べて、高調波成分の大きさを抑制することができる。 In this way, the neutral wire current in flowing through the first neutral wire N1 during the boost operation in the first embodiment shown in FIG. The magnitude of the neutral wire current in can be suppressed compared to the neutral wire current in flowing through the sex wire N1. Furthermore, the resonant current ir flowing through one resonant circuit during boost operation in the first embodiment shown in FIG. 2(a) is different from the resonant current ir flowing through one resonant circuit during boost operation in the conventional example shown in FIG. Compared to this, the magnitude of harmonic components can be suppressed.
図3は、直流入力電圧Vinの値が定格(380V)以下のときに、図11に示す従来例の構成(破線)と図1に示す第1実施形態の構成(実線)において共振回路41,42,43のいずれかに流れる共振電流ir(ir1,ir2,ir3)の実効値を比較したものである(インダクタンス値は、Ln=Lr/3に設定)。図3より、第1実施形態では従来例に対して共振電流の実効値の増加を抑制できていることがわかる。
FIG. 3 shows that when the value of the DC input voltage Vin is below the rating (380V), the
制御回路60は、単相動作モードのときには、第1、第2、第3のLLC共振コンバータのいずれか1つの直列回路の第1スイッチと第2スイッチのオン・オフを制御するとともに、その他2つのLLC共振コンバータの第1スイッチと第2スイッチはオフとするように制御する。ここでは、制御回路60は、単相動作モードのときには、第1のLLC共振コンバータの直列回路S1の第1スイッチQ11と第2スイッチQ12のオン・オフを制御するとともに、第2、第3のLLC共振コンバータの直列回路S2,S3の第1スイッチQ21,Q31と第2スイッチQ22,Q32はオフとするように制御する場合を考える。 In the single-phase operation mode, the control circuit 60 controls on/off of the first switch and the second switch of the series circuit of any one of the first, second, and third LLC resonant converters, and controls the other two switches. The first switch and the second switch of each LLC resonant converter are controlled to be turned off. Here, in the single-phase operation mode, the control circuit 60 controls on/off of the first switch Q11 and the second switch Q12 of the series circuit S1 of the first LLC resonant converter, and also controls the on/off of the second switch Q11 and the second switch Q12. Consider a case where the first switches Q21, Q31 and the second switches Q22, Q32 of the series circuits S2, S3 of the LLC resonant converter are controlled to be turned off.
単相動作モードのときの共振周波数fr2は、共振回路41と共振コンデンサCr2,Cr3と分割共振コンデンサCn2,Cn3と中性線リアクトルLnによる共振周波数として式2のように表される。
単相動作モードのときには、第1直列回路S1のスイッチQ11,Q12をオン・オフするスイッチング周波数fは、式2の共振周波数fr2に応じて設定すればよい。 In the single-phase operation mode, the switching frequency f for turning on and off the switches Q11 and Q12 of the first series circuit S1 may be set according to the resonance frequency f r2 of Equation 2.
ここで、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際に、共振周波数が増加しない条件(fr2≦fr1)を考えると、式1と式2より式3が求まる。
特に、式4の条件(fr2=fr1)にすることにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなるため、切り替え時の過渡特性を向上させることができる。
中性線リアクトルLnと共振リアクトルLrのインダクタンス比をLn/Lr=λとすると、式4は式5のように表される。
式5を分割比αについての形に変形すると式6のように表される。
中性線リアクトルLnと共振リアクトルLrのインダクタンス比Ln/Lr=λと、分割比αを式5または式6のような条件に設定することにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなる(fr2=fr1)。
By setting the inductance ratio L n /L r =λ of the neutral line reactor Ln and the resonant reactor Lr and the division ratio α to the conditions shown in
図4は、α=0.5のときの、中性線リアクトルLnと共振リアクトルLrのインダクタンス比Ln/Lrと、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際の共振周波数の変化率fr2/fr1との関係を示す図である。図4より、α=0.5のときでは、Ln/Lr=1/3のときに、共振周波数の変化率fr2/fr1=1、すなわち、共振周波数が変化せず、Ln/Lr>1/3のときに、fr2/fr1<1となり、共振周波数の増加が抑制されていることがわかる。 Figure 4 shows the inductance ratio L n /L r between the neutral line reactor Ln and the resonant reactor Lr when α=0.5, and the change in the resonance frequency when switching from the three-phase operation mode to the single-phase operation mode. It is a figure which shows the relationship with ratio f r2 /f r1 . From FIG. 4, when α=0.5, when L n /L r = 1/3, the rate of change of the resonant frequency f r2 /f r1 = 1, that is, the resonant frequency does not change and L n It can be seen that when /L r >1/3, f r2 /f r1 <1, and the increase in the resonant frequency is suppressed.
図5(a)は、図11に示す従来例の多相LLC共振コンバータ回路13で三相動作モードから単相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Voと各相の共振電流ir1,ir2,ir3の過渡波形を示す。図5(b)は、第1実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10(α=0.5、Ln=Lr/3)で三相動作モードから単相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Voと各相の共振電流ir1,ir2,ir3の過渡波形を示す。三相動作から単相動作への切り換え時の条件は、動作周波数f=69.4kHz固定、出力コンデンサCoの静電容量Co=1000μF、等価直列抵抗=18mΩ、出力電流Io=12.5A(出力電圧Vo=48.0Vで出力電力Po=600W)を用いた。
FIG. 5(a) shows the DC output voltage Vo and the voltage of each phase when the conventional multi-phase LLC
図5(a)に示す従来例の場合、三相から単相に切り替えた直後に、出力電圧Vo、共振電流ir1ともに大きなオーバーシュートが生じ、整定後の出力電圧Voの平均値は51.5Vに上昇してしまう。図5(b)に示す第1実施形態の場合、三相から単相に切り替えた直後の出力電圧Vo、共振電流ir1のオーバーシュートは小さく、整定後の出力電圧Vo平均値は48.0Vのままである。 In the case of the conventional example shown in FIG. 5(a), a large overshoot occurs in both the output voltage Vo and the resonance current ir1 immediately after switching from three-phase to single-phase, and the average value of the output voltage Vo after settling is 51.5V. It will rise to . In the case of the first embodiment shown in FIG. 5(b), the overshoot of the output voltage Vo and resonance current ir1 immediately after switching from three-phase to single-phase is small, and the average value of the output voltage Vo after settling is 48.0V. It remains as it is.
図6(a)は、図11に示す従来例の多相LLC共振コンバータ回路13で単相動作モードから三相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Voと各相の共振電流ir1,ir2,ir3の過渡波形を示す。図6(b)は、第1実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10(α=0.5、Ln=Lr/3)で単相動作モードから三相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Voと各相の共振電流ir1,ir2,ir3の過渡波形を示す。単相動作から三相動作へ切り替え時の条件は、従来例の動作周波数f=79.8kHz固定、第1実施形態の動作周波数f=69.4kHz固定、出力コンデンサCoの静電容量Co=1000μF、等価直列抵抗=18mΩ、出力電流Io=12.5A(出力電圧Vo=48.0Vで出力電力Po=600W)を用いた。
FIG. 6(a) shows the DC output voltage Vo and the voltage of each phase when the conventional multi-phase LLC
図6(a)に示す従来例の場合、整定後の出力電圧平均値は45.3Vに下降してしまう。図6(b)に示す第1実施形態の場合、整定後の出力電圧平均値は48.0Vのままである。
このため、図11に示す従来例のLLC共振コンバータ回路13では、相数を切り替えるときにフィードバック制御による動作周波数fの操作を必要としていたが、図1に示す実施形態に係るLLC共振コンバータ回路10では、相数を切り替えるときのフィードバック制御による動作周波数fの操作を不要とすることができる。このため、実施形態に係るLLC共振コンバータ回路10は、例えば、柱上変圧器等の商用周波数変圧器の代替が期待される直流変圧器(DCX)への応用に適する。
In the case of the conventional example shown in FIG. 6(a), the average value of the output voltage after settling drops to 45.3V. In the case of the first embodiment shown in FIG. 6(b), the average output voltage value after settling remains 48.0V.
Therefore, in the conventional LLC
ここで、共振リアクトルLr1、Lr2、Lr3と中性線リアクトルLnが同じ規格のコアに巻かれている場合を考える。共振リアクトルLr1、Lr2、Lr3の巻数をNr、中性線リアクトルLnの巻数をNn、巻数比をNn/Nr=n(=√λ)とすると、式2は式7のように書き換えることができる。
したがって、以下のような式8の条件の下でfr2=fr1となる。
また、式8を分割比αに関する式に変形すると、式9のようになる。
ここで、例えば、α=0.5を採用した場合、n=1/√3=0.577とすればよい。
なお、コアとしては、例えば、3脚コアを用いることができ、それぞれのリアクトルLr1、Lr2、Lr3、Lnは3脚コアの真ん中の脚に巻けばよいが、それ以外の形態を用いてもよい。
Here, for example, if α=0.5 is adopted, n=1/√3=0.577.
Note that as the core, for example, a three-legged core can be used, and each reactor Lr1, Lr2, Lr3, and Ln may be wound around the middle leg of the three-legged core, but other forms may also be used. .
第1実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10では、第1中性線N1が中性線リアクトルLnを介して直流電源30の負極(または、正極)に接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。更に、中性線リアクトルLnが高周波数成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路41,42,43に流れる共振電流ir1,ir2,ir3に含まれる3次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制するとともに、第1中性線N1から中性線リアクトルLnを介して直流電源30の負極(または、正極)に流れる中性線電流inに含まれる3次高調波などの高調波成分を抑制することができる。
In the multiphase LLC
第1実施形態では、相数N=3の三相LLC共振コンバータ回路について説明したが、N=2またはN>3としてN個のLLC共振コンバータを備える多相LLC共振コンバータ回路のような構成にしてもよい。この場合、多相動作モードのときには、それぞれのLLC共振コンバータの共振電流irの位相差が360°/Nになるように制御回路60によって動作させればよい。さらに、N個のうちのN1(N1<N)個のLLC共振コンバータを動作させて、N-N1個のLLC共振コンバータの動作を停止するように制御回路60によって動作させることも可能である。本明細書でいう「第1のLLC共振コンバータの第1スイッチと第2スイッチのオン・オフを共振回路と中性線リアクトルによる第2共振周波数に応じた第2の周波数で制御し、第2-第NのLLC共振コンバータの第1スイッチと第2スイッチをオフにする」は、「第1のLLC共振コンバータ」が複数個のLLC共振コンバータであってもよい。例えば、4個のLLC共振コンバータのうちの2個のスイッチを第2の周波数で制御し、残りの2個のスイッチをオフにしてもよい。代替的に、6個のLLC共振コンバータのうちの2個又は3個のスイッチを第2の周波数で制御し、残りの4個又は3個のスイッチをオフにしてもよい。 In the first embodiment, a three-phase LLC resonant converter circuit with the number of phases N=3 has been described, but a configuration like a multi-phase LLC resonant converter circuit including N LLC resonant converters with N=2 or N>3 may be used. You can. In this case, in the multiphase operation mode, the control circuit 60 may operate the LLC resonant converters so that the phase difference between the resonant currents ir becomes 360°/N. Furthermore, it is also possible to operate the control circuit 60 so as to operate N1 (N1<N) LLC resonant converters out of N and stop the operation of N−N1 LLC resonant converters. In this specification, "on/off of the first switch and the second switch of the first LLC resonant converter is controlled at a second frequency corresponding to the second resonant frequency by the resonant circuit and the neutral line reactor, -Turning off the first switch and second switch of the N-th LLC resonant converter" may mean that the "first LLC resonant converter" is a plurality of LLC resonant converters. For example, two switches of the four LLC resonant converters may be controlled at the second frequency, and the remaining two switches may be turned off. Alternatively, two or three switches of the six LLC resonant converters may be controlled at the second frequency and the remaining four or three switches are turned off.
また、単相動作モードのときには、N=2またはN>3のN個のLLC共振コンバータのうちの任意の1個のLLC共振コンバータのみを動作させるようにすればよい。この場合でも、第1実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10の単相動作モードと同様に動作することができる。
Furthermore, in the single-phase operation mode, only one arbitrary LLC resonant converter out of N LLC resonant converters where N=2 or N>3 may be operated. Even in this case, the multiphase LLC
(第2実施形態)
図7は、第2実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10Aの構成を示す回路図である。
(Second embodiment)
FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of a multiphase LLC
多相LLC共振コンバータ回路10Aは、図1に示す第1実施形態に対して、第1中性線リアクトルLn1、第2中性線リアクトルLn2、第3中性線リアクトルLn3の直列に接続された3個の中性線リアクトルを備えるという点が相違している。ここでは、相違点のみを説明し、共通点についての説明は省略する。
The multiphase LLC
図7,8に示すように、第1中性線リアクトルLn1が第1共振リアクトルLr1と第1のコアTn1により磁気結合されており、第2中性線リアクトルLn2が第2共振リアクトルLr2と第2のコアTn2により磁気結合されており、第3中性線リアクトルLn3が第3共振リアクトルLr3と第3のコアTn3により磁気結合されている。 As shown in FIGS. 7 and 8, the first neutral line reactor Ln1 is magnetically coupled to the first resonant reactor Lr1 and the first core Tn1, and the second neutral line reactor Ln2 is magnetically coupled to the second resonant reactor Lr2 and the first core Tn1. The third neutral line reactor Ln3 is magnetically coupled to the third resonant reactor Lr3 and the third core Tn3.
図8では、コアとして3脚コアを用いており、各リアクトルは3脚コアTn1,Tn2,Tn3の真ん中の脚に巻かれている。3脚コアTn1,Tn2,Tn3の真ん中の脚には、中心近傍にエアギャップが設けられている。 In FIG. 8, a three-legged core is used as the core, and each reactor is wound around the middle leg of the three-legged cores Tn1, Tn2, and Tn3. An air gap is provided near the center of the middle leg of the three-legged cores Tn1, Tn2, and Tn3.
図8の変形例として、図9では、コアとして5脚コアTnを用いて、中心側の3脚に各リアクトルが巻かれている状態を示している。5脚コアTnの中心側の3脚には、各々の脚の中心近傍にエアギャップが設けられている。相数Nが3以外の場合でも、(N+2)脚のコアを用いれば、類似の構成とすることができる。その他、目的とする使用状態によって、コアとしては、図8,9で示したもの以外のものでも任意のものを採用することができる。 As a modification of FIG. 8, FIG. 9 shows a state in which a five-legged core Tn is used as the core, and each reactor is wound around the three legs on the center side. An air gap is provided near the center of each of the three legs on the center side of the five-legged core Tn. Even when the number of phases N is other than 3, a similar configuration can be achieved by using cores with (N+2) legs. In addition, any core other than those shown in FIGS. 8 and 9 may be used as the core depending on the intended usage state.
図8,9では、便宜上、第1中性線リアクトルLn1と第1共振リアクトルLr1、第2中性線リアクトルLn2と第2共振リアクトルLr2、第3中性線リアクトルLn3と第3共振リアクトルLr3をそれぞれ分けて示している。実際には、互いの結合度を高めるために、第1中性線リアクトルLn1と第1共振リアクトルLr1、第2中性線リアクトルLn2と第2共振リアクトルLr2、第3中性線リアクトルLn3と第3共振リアクトルLr3は、それぞれ重ね巻きまたはバイファイラ巻きとして、密結合な状態にしている。 In FIGS. 8 and 9, for convenience, the first neutral reactor Ln1 and the first resonant reactor Lr1, the second neutral reactor Ln2 and the second resonant reactor Lr2, and the third neutral reactor Ln3 and the third resonant reactor Lr3 are shown. Each is shown separately. Actually, in order to increase the degree of mutual coupling, the first neutral line reactor Ln1 and the first resonant reactor Lr1, the second neutral line reactor Ln2 and the second resonant reactor Lr2, the third neutral line reactor Ln3 and the third The three resonant reactors Lr3 are each tightly coupled by being wound in an overlapping manner or bifilar wound.
図8,9のような構成とすることで、第1実施形態のように各々の共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3、中性線リアクトルLnに個別のコアを用いる場合と比較して、コアの数を少なくすることができる。 With the configurations shown in FIGS. 8 and 9, the number of cores can be reduced compared to the case where individual cores are used for each of the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 and the neutral line reactor Ln as in the first embodiment. can be reduced.
第2実施形態では、三相動作モードの共振周波数fr3は、共振電流ir1,ir2,ir3の基本波が120°の位相差を持っており、中性線N1に流れる電流inに含まれる基本波成分は零である。中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の自己インダクタンス及び共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3と中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の相互インダクタンスは無視できるため、第1実施形態と同様に式10のように表される。
これに対して、共振電流ir1,ir2,ir3に重畳されている3次高調波電流は、各相で同じ位相となり、中性線N1および中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3には、各相の3次高調波電流が重ね合わされたものが流れる。このため、3次高調波電流に対しては、中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の自己インダクタンス及び共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3と中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の相互インダクタンスの成分が発生する。 On the other hand, the third harmonic current superimposed on the resonant currents ir1, ir2, ir3 has the same phase in each phase, and the neutral line N1 and the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 have the same phase in each phase. A superimposed third harmonic current flows. Therefore, for third harmonic current, components of self inductance of neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 and mutual inductance of resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 and neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 are generated. do.
ここで、共振リアクトルLr1、Lr2、Lr3の巻数をNr、また、第1実施形態と比較するため、中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の全巻数をNn、即ち、各々の中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の巻数をNn/3であるとすると、各々の共振リアクトルLr1、Lr2、Lr3と中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の巻数比は(Nn/3)/Nr=n/3となる。各々の中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の自己インダクタンス値をlnとすると、3次高調波電流に対する各共振リアクトルの共振インダクタンス値Lrtは、自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式11のように表される。
ここで、kは共振リアクトル巻線と中性線リアクトル巻線の結合係数である。このように、3次高調波に対しては、共振リアクトルLrのインダクタンス値を大きくすることができる。
Here, the number of turns of the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 is N r , and for comparison with the first embodiment, the total number of turns of the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 is N n , that is, each neutral line Assuming that the number of turns of reactors Ln1, Ln2, Ln3 is N n /3, the turns ratio of each resonance reactor Lr1, Lr2, Lr3 and neutral line reactor Ln1, Ln2, Ln3 is (N n /3)/N r =n/3. Letting the self-inductance value of each neutral line reactor Ln1, Ln2, Ln3 be ln , the resonant inductance value Lrt of each resonant reactor with respect to the third harmonic current can be calculated using the formula by considering the self-inductance and mutual inductance. It is expressed as 11.
Here, k is a coupling coefficient between the resonant reactor winding and the neutral reactor winding. In this way, the inductance value of the resonant reactor Lr can be increased for the third harmonic.
三相動作モードのときの3次高調波電流に対する中性線リアクトル3直列分の全中性線インダクタンス値Lntは、式12のように表される。
3次高調波電流に対する全インダクタンス値Ltは、共振リアクトルが並列接続とみなされることに注意して、式13のように表される。
一方、第1実施形態における3次高調波電流に対する全インダクタンス値Ltは式14のように表される。
3次高調波電流に対する第2実施形態の全インダクタンス値Ltが第1実施形態よりも大きくなる条件は、式13と式14を比較することにより、式15のように得られる。
すなわち、密結合で結合係数がk~1で巻数比n<1(n/3<1/3=0.333)の場合、3次高調波電流に対しては、第2実施形態の全インダクタンス値の方が、第1実施形態の全インダクタンス値よりも大きくなる。換言すると、巻数比n<1(n/3<1/3=0.333)の場合、3次高調波電流に対しては、第2実施形態の中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の全巻数を第1実施形態の中性線リアクトルLnの巻数Nnより小さくしても、第2実施形態の全インダクタンス値を第1実施形態の全インダクタンス値とほぼ等しい値とすることができる。 In other words, in the case of close coupling, the coupling coefficient is k~1, and the turns ratio n<1 (n/3<1/3=0.333), for the third harmonic current, the total inductance of the second embodiment is The value is larger than the total inductance value of the first embodiment. In other words, when the turns ratio n<1 (n/3<1/3=0.333), all the turns of the neutral line reactors Ln1, Ln2, and Ln3 of the second embodiment are Even if the number of turns is smaller than the number of turns N n of the neutral line reactor Ln of the first embodiment, the total inductance value of the second embodiment can be made almost equal to the total inductance value of the first embodiment.
次に、単相動作モードのときの全共振インダクタンス値Lrt1を考える。単相動作時の全共振インダクタンス値Lrt1は、Lr1の自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式16のように表される。
同様に、単相動作モードのときの全中性線インダクタンス値Lnt1を考える。単相動作時の全中性線インダクタンス値Lnt1は、Ln1については自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮し、Ln2,Ln3については自己インダクタンスのみを考慮すればよいので、式17のように表される。
したがって、単相動作モードのときの共振周波数fr4は、共振リアクトルLrについても相互インダクタンスを含んだ全インダクタンス値Lrt1を用いることにより、式18のように表される。
単相動作モードのときには、第1直列回路S1のスイッチQ11,Q12をオン・オフするスイッチング周波数fは、式18の共振周波数fr4に応じて設定すればよい。
15式より、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際に、共振周波数が変化しない条件(fr4=fr3)として式19が求まる。
From Equation 15, Equation 19 is determined as a condition (f r4 = f r3 ) under which the resonance frequency does not change when switching from three-phase operation mode to single-phase operation mode.
式19をn/3について解くと、式20が求まる。ただし、結合係数をk=1(密結合)とした。
したがって、巻数比を、採用した分割比αを用いて式20から求まる値n/3に設定することにより、三相動作モードのときの共振周波数fr3と単相動作モードのときの共振周波数fr4が等しくなる(fr4=fr3)。例えば、分割比α=0.5を採用した場合、巻数比n/3=0.138に設定することにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなる(fr4=fr3)。
式20を分割比αに関する式に変形すると、式21のようになる。
When
分割比αを、採用した巻数比n/3またはnを用いて式21から求まる値に設定することにより、三相動作モードのときの共振周波数fr3と単相動作モードのときの共振周波数fr4が等しくなる(fr4=fr3)。 By setting the division ratio α to a value determined from Equation 21 using the employed turns ratio n/3 or n, the resonant frequency f r3 in the three-phase operation mode and the resonant frequency f r3 in the single-phase operation mode can be set. r4 become equal (f r4 = f r3 ).
ここで、第2実施形態における中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3の全巻数Nnと共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3の全巻数3Nrとの比を巻線増加率ρとすると、巻線増加率ρは式20より式22のように表される。
これに対して、第1実施形態のように磁気結合を用いない場合の中性線リアクトルLnの巻数Nnと共振リアクトルLr1,Lr2,Lr3の全巻数3Nrとの比を巻線増加率ρ0とすると、巻線増加率ρ0は式8より式23のように表される。
式22の第2実施形態での巻線増加率ρと式23の第1実施形態での巻線増加率ρ0を分割比αについてプロットしたものが図10である。したがって、分割比α>0.25の範囲では、第2実施形態での巻線増加率ρの方が第1実施形態での巻線増加率ρ0よりも小さくなる(ρ<ρ0)、すなわち、第2実施形態のように磁気結合を用いた方が第1実施形態のように磁気結合を用いない方よりも中性線リアクトルの巻数が少なくなる。
FIG. 10 is a plot of the winding increase rate ρ in the second embodiment of Equation 22 and the winding increase rate ρ 0 in the first embodiment of
第2実施形態に係る多相LLC共振コンバータ回路10Aでも、第1実施形態と同様、中性線N1が中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3を介して直流電源30の負極側(または、正極側)の電源ラインに接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3が高調波成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路41,42,43に流れる共振電流ir1,ir2,ir3に含まれる3次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制する。更に、中性線N1から中性線リアクトルLn1,Ln2,Ln3を介して直流電源30の負極側(または、正極側)の電源ラインに流れる中性線電流inに含まれる3次高調波などの高調波成分を抑制することができる。
Similarly to the first embodiment, in the multiphase LLC
10,10A 多相LLC共振コンバータ回路
30 直流電源
41,42,43 共振回路
51,52,53 整流回路
Cn1,Cn2,Cn3 分割共振コンデンサ
Co 出力コンデンサ
Cr1,Cr2,Cr3 共振コンデンサ
f スイッチング周波数
fr1、fr2、fr3、fr4 共振周波数
in 中性線電流
ir,ir1,ir2,ir3 共振電流
Ln 中性線リアクトル
Lr1,Lr2,Lr3 共振リアクトル
N1 第1中性線
N2 第2中性線
Q11,Q21,Q31 第1スイッチ
Q21,Q22,Q32 第2スイッチ
S1,S2,S3 直列回路
T1,T2,T3 高周波トランス
Vin 直流入力電圧
Vo 直流出力電圧
α 共振コンデンサと分割共振コンデンサの静電容量の分割比
λ 中性線リアクトルと共振リアクトルのインダクタンス比
10,10A Multiphase LLC
Claims (10)
前記直流電源に並列に接続される、第1スイッチと第2スイッチが直列に接続された直列回路と、
一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、
前記第1スイッチと前記第2スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと、前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサと、前記一次側巻線と前記共振コンデンサとの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサとを備えた共振回路と、
前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路と
をそれぞれ備えた第1-第N(Nは2以上の整数)のLLC共振コンバータと、
前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した第1中性線と、
前記第1中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、
前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記分割共振コンデンサの他端を互いに接続した第2中性線と、
前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に第2の直流電圧を出力するための出力コンデンサと
を備える多相LLC共振コンバータ回路。 A multi-phase LLC resonant converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power supply to a second DC voltage and outputting the same,
a series circuit in which a first switch and a second switch are connected in series, the series circuit being connected in parallel to the DC power supply;
A high frequency transformer having a primary winding and a secondary winding;
a resonant reactor connected between a connection point between the first switch and the second switch and one end of the primary winding; and a resonant capacitor, one end of which is connected to the other end of the primary winding. a resonant circuit comprising a split resonant capacitor having one end connected to a connection point between the primary winding and the resonant capacitor;
first to Nth (N is an integer of 2 or more) LLC resonant converters each comprising a rectifier circuit for rectifying the output of the secondary winding;
a first neutral wire connecting the other ends of the resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters;
a neutral line reactor connected between the first neutral line and one of the positive and negative power lines of the DC power supply;
a second neutral wire connecting the other ends of the split resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters;
A multiphase LLC resonant converter circuit comprising an output capacitor connected in parallel to the output side of the rectifier circuit of the first to Nth LLC resonant converters and outputting a second DC voltage at both ends thereof.
前記制御回路は、
前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記第1スイッチと第2スイッチの各々のオン・オフを、前記共振回路による第1共振周波数に応じた第1の周波数で、かつ、前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記直列共振回路を流れる前記第1の周波数の共振電流が360°/Nの位相差となるように制御する多相動作モードと、
前記第1のLLC共振コンバータの前記第1スイッチと第2スイッチのオン・オフを前記共振回路と前記中性線リアクトルによる第2共振周波数に応じた第2の周波数で制御し、第2-第NのLLC共振コンバータの前記第1スイッチと第2スイッチをオフにする単相動作モードと
を備える
請求項1に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 further comprising a control circuit for controlling on/off of the first switch and the second switch of the first to Nth LLC resonant converters,
The control circuit includes:
The first switch and the second switch of the first to Nth LLC resonant converters are turned on and off at a first frequency corresponding to the first resonant frequency of the resonant circuit, and a multiphase operation mode in which the resonant current of the first frequency flowing through the series resonant circuit of the N-th LLC resonant converter is controlled to have a phase difference of 360°/N;
On/off of the first switch and the second switch of the first LLC resonant converter is controlled at a second frequency corresponding to a second resonant frequency of the resonant circuit and the neutral line reactor; 2. The polyphase LLC resonant converter circuit of claim 1, comprising a single phase mode of operation in which the first and second switches of the N LLC resonant converter are turned off.
請求項2に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 A division ratio of capacitance between the resonant capacitor and the divided resonant capacitor and an inductance ratio between the resonant reactor and the neutral line reactor are set so that the first resonant frequency and the second resonant frequency are equal to each other. The polyphase LLC resonant converter circuit according to claim 2.
請求項1から3のいずれか1項に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 4. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 1, wherein the resonant reactor is a leakage inductance of the high frequency transformer.
前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第1-第Nの中性線リアクトルとのN個の対が、それぞれ第1-第Nのコアにより磁気結合されている
請求項1から3のいずれか1項に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 The neutral line reactor includes first to Nth neutral line reactors that are N reactors having equal inductance values connected in series,
N pairs of the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are magnetically coupled by the first to Nth cores, respectively. 4. The multiphase LLC resonant converter circuit according to any one of 1 to 3.
前記第1-第NのLLC共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第1-第Nの中性線リアクトルとが、それぞれ(N+2)脚コアの第2-第N+1の中脚により磁気結合されている
請求項1から3のいずれか1項に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 The neutral line reactor includes first to Nth neutral line reactors that are N reactors having equal inductance values connected in series,
The resonant reactors of the first to Nth LLC resonance converters and the first to Nth neutral line reactors are magnetically coupled by the second to N+1 middle legs of the (N+2) leg cores, respectively. A polyphase LLC resonant converter circuit according to any one of claims 1 to 3.
請求項5に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 6. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 5, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are wound in an overlapping manner.
請求項5に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 6. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 5, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are bifilar-wound.
請求項6に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 7. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 6, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are wound in an overlapping manner.
請求項6に記載の多相LLC共振コンバータ回路。 7. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 6, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are bifilar-wound.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022080186A JP2023168843A (en) | 2022-05-16 | 2022-05-16 | Multi-phase llc resonant converter circuit |
PCT/JP2023/018137 WO2023224008A1 (en) | 2022-05-16 | 2023-05-15 | Multi-phase llc resonant converter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2023168843A true JP2023168843A (en) | 2023-11-29 |
Family
ID=88835621
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022080186A Pending JP2023168843A (en) | 2022-05-16 | 2022-05-16 | Multi-phase llc resonant converter circuit |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2023168843A (en) |
WO (1) | WO2023224008A1 (en) |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2299580A3 (en) * | 2009-06-24 | 2011-07-27 | STMicroelectronics S.r.l. | Multi-phase resonant converter and method of controlling it |
JP7352179B2 (en) * | 2020-01-24 | 2023-09-28 | オムロン株式会社 | Overcurrent protection devices, DC/DC converter devices, and power systems |
JP7501341B2 (en) * | 2020-03-18 | 2024-06-18 | 株式会社Gsユアサ | 3-phase LLC converter |
-
2022
- 2022-05-16 JP JP2022080186A patent/JP2023168843A/en active Pending
-
2023
- 2023-05-15 WO PCT/JP2023/018137 patent/WO2023224008A1/en unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2023224008A1 (en) | 2023-11-23 |
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