JP2023168843A - Multi-phase llc resonant converter circuit - Google Patents

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祐輝 青柳
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Abstract

To provide a multi-phase LLC resonant converter circuit which can suppress an increase in a resonance current at a step-up operation of an input voltage and in which a resonant frequency does not change when a multi- and single-phase operation is switched.SOLUTION: A multi-phase LLC resonant converter circuit 10 comprises: first to third LLC resonant converters each of which includes series circuits S1-S3 of a first switch and a second switch connected in parallel to a DC power supply, high-frequency transformers T1-T3 including a primary-side winding and a secondary-side winding, and resonant circuits including resonant reactors Lr1-Lr3 connected between a connection point between the first switch and the second switch and one end of the primary-side winding, resonant capacitors Cr1-Cr3 in which one end is connected to the other end of the primary-side winding, and split resonant capacitors Cn1-Cn3 in which one end is connected to a connection point between the primary-side winding and the resonant capacitors; a neutral line N1 connecting the other ends of the resonant capacitors; a neutral line reactor Ln connected between the first neutral line and a power line of the DC power supply; and a second neutral line N2 connecting the other ends of the split resonant capacitors.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路に関する。 The present invention relates to a multiphase LLC resonant converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power supply into a second DC voltage and outputting the converted voltage.

従来、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するためのコンバータ回路として、多相（Ｎ相）ＬＬＣ共振コンバータ回路が知られている（特許文献１参照）。この回路は、直流電源に複数（Ｎ個）のＬＬＣ共振コンバータを並列に接続して、各々のＬＬＣ共振コンバータの高周波トランスの一次側巻線に接続された共振回路の共振電流が３６０°／Ｎの位相差をもつように各々のＬＬＣ共振コンバータのスイッチをオン・オフさせる。 Conventionally, a multi-phase (N-phase) LLC resonant converter circuit is known as a converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power source into a second DC voltage and outputting the second DC voltage (see Patent Document 1). This circuit connects multiple (N) LLC resonant converters in parallel to a DC power source, and the resonant current of the resonant circuit connected to the primary winding of the high frequency transformer of each LLC resonant converter is 360°/N. The switches of each LLC resonant converter are turned on and off so as to have a phase difference of .

ＬＬＣ共振コンバータは、直流電源の電圧値が定格（例えば、３８０Ｖ）の場合は、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数が共振回路の共振周波数付近となるように設計するのが良い。一方、直流入力電圧の電圧値が低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、回路損失が増加して効率が低下する。同じ出力電力で考えた場合、直流入力電圧の電圧値が低下すると、それに反比例して直流入力電流の値が増加するため、効率がある程度低下するのは自然なことである。しかし、実際は、直流入力電流の値の増加以上に共振回路に流れる共振電流のピーク値が増加している。共振電流を増加させている不要な電流の大部分は、スイッチング周波数の３倍の周波数を有する３次高調波電流である。 When the voltage value of the DC power supply is rated (for example, 380 V), the LLC resonant converter is preferably designed so that the switching frequency for turning on and off the switch is near the resonant frequency of the resonant circuit. On the other hand, if a step-up operation is performed by lowering the switching frequency of the switch when the voltage value of the DC input voltage decreases (for example, to 300 V), circuit loss increases and efficiency decreases. Considering the same output power, when the voltage value of the DC input voltage decreases, the value of the DC input current increases in inverse proportion to it, so it is natural that the efficiency decreases to some extent. However, in reality, the peak value of the resonant current flowing through the resonant circuit increases more than the increase in the value of the DC input current. Most of the unwanted current that increases the resonant current is a third harmonic current with a frequency three times the switching frequency.

図１１に、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３を示す。この回路は、直流電源Ｖｉｎの電源ラインに接続された第１中性線Ｎ１とフローティングな第２中性線Ｎ２の両方を有する（特許文献１，２参照）。従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３は、多相動作モードでは、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３を自然平衡することができるとともに、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えることが可能である。 FIG. 11 shows a conventional multiphase LLC resonant converter circuit 13. This circuit has both a first neutral wire N1 connected to the power line of the DC power source Vin and a floating second neutral wire N2 (see Patent Documents 1 and 2). The conventional multiphase LLC resonant converter circuit 13 is capable of naturally balancing the resonant currents ir1, ir2, and ir3 flowing through the resonant circuits 41, 42, and 43 in the multiphase operation mode, and is capable of naturally balancing the resonant currents ir1, ir2, and ir3 flowing in the resonant circuits 41, 42, and 43, and converts the resonant currents ir1, ir2, and ir3 flowing from the multiphase operation mode to the single phase. It is possible to switch to an operating mode.

従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３は、直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格（例えば、３８０Ｖ）の場合は、図１２（ａ）に示すように、直列共振回路４１，４２，４３の各相に流れる共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）はほぼ正弦波状となり、図１２（ｂ）に示すように、中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎの値はほぼゼロとなる。しかし、直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格（例えば、３８０Ｖ）から低下（例えば、３００Ｖに低下）した際に、スイッチのスイッチング周波数を下げることにより昇圧動作を行うと、図１３（ａ）に示すように、共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）に３次高調波成分が生じることにより共振電流ｉｒの実効値が増加する。また、図１３（ｂ）に示すように、第１中性線Ｎ１には中性線電流ｉｎとして３次高調波電流が流れてしまう。 When the DC input voltage Vin of the DC power supply 30 is rated (for example, 380V), the conventional polyphase LLC resonant converter circuit 13 operates as shown in FIG. The resonance current ir (ir1, ir2, ir3) flowing through each phase has a substantially sinusoidal shape, and as shown in FIG. 12(b), the value of the neutral line current in flowing through the neutral line N1 becomes almost zero. However, when the DC input voltage Vin of the DC power supply 30 decreases from the rated value (for example, 380V) (for example, to 300V) and the voltage step-up operation is performed by lowering the switching frequency of the switch, the result shown in FIG. 13(a) occurs. As shown, the effective value of the resonant current ir increases due to the generation of the third harmonic component in the resonant current ir (ir1, ir2, ir3). Moreover, as shown in FIG. 13(b), a third harmonic current flows through the first neutral wire N1 as the neutral wire current in.

更に、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３では、多相動作モードから単相動作モードへ切り換えたときに、共振周波数が変化してしまう。 Furthermore, in the conventional polyphase LLC resonant converter circuit 13, the resonant frequency changes when switching from the polyphase operation mode to the single-phase operation mode.

特許６６９６６１７号公報Patent No. 6696617 特開２０２１－１５３３８２号公報Japanese Patent Application Publication No. 2021-153382

本発明の一態様は、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる３次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えた際に共振周波数が変化しない多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供する。 One aspect of the present invention is that in a multiphase operation mode, an increase in resonant current and the generation of third harmonic current flowing in a neutral line can be suppressed during boost operation when the DC input voltage drops below the rated value, and To provide a multi-phase LLC resonant converter circuit whose resonance frequency does not change when switching from a phase operation mode to a single-phase operation mode.

本発明の一態様に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路は、直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路であって、前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路と、一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと、前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサと、前記一次側巻線と前記共振コンデンサとの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサとを備えた共振回路と、前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路とをそれぞれ備えた第１－第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のＬＬＣ共振コンバータと、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した第１中性線と、前記第１中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記分割共振コンデンサの他端を互いに接続した第２中性線と、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に第２の直流電圧を出力するための出力コンデンサとを備える。 A multi-phase LLC resonant converter circuit according to one aspect of the present invention is a multi-phase LLC resonant converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power source to a second DC voltage and outputting the second DC voltage, the DC power source a high frequency transformer including a series circuit in which a first switch and a second switch are connected in series, a primary winding and a secondary winding; a resonant reactor connected between a connection point with the switch and one end of the primary winding; a resonant capacitor having one end connected to the other end of the primary winding; 1st to Nth (N is an integer greater than or equal to 2), a first neutral wire connecting the other ends of the resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters to each other, the first neutral wire, and the DC power supply. a neutral line reactor connected between either one of the positive and negative power supply lines, and a second neutral line in which the other ends of the divided resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters are connected to each other. and an output capacitor connected in parallel to the output side of the rectifier circuit of the first to Nth LLC resonant converters and outputting a second DC voltage at both ends thereof.

上記の態様によれば、多相動作モードでは、直流入力電圧が定格よりも低下した際の昇圧動作時に共振電流の増加と中性線に流れる３次高調波電流の発生を抑制できるとともに、多相動作モードから単相動作モードへの切り換えたときに周波数が変化しない多相ＬＬＣ共振コンバータ回路を提供することができる。 According to the above aspect, in the multiphase operation mode, it is possible to suppress an increase in resonant current and the generation of third harmonic current flowing in the neutral wire during boost operation when the DC input voltage has decreased below the rating, and also suppress the generation of third harmonic current flowing in the neutral wire. It is possible to provide a multi-phase LLC resonant converter circuit whose frequency does not change when switching from phase operation mode to single-phase operation mode.

図１は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a multiphase LLC resonant converter circuit according to a first embodiment. 図２（ａ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図２（ｂ）は、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。FIG. 2(a) is a time chart showing the waveform of the resonant current when the DC power supply voltage (300V) is boosted in the multiphase LLC resonant converter circuit according to the first embodiment. b) is a time chart showing the waveform of the neutral line current when the voltage (300V) of the DC power supply is being boosted. 図３は、第１実施形態（実線）と従来例（破線）の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において直流入力電圧の昇圧動作をしているときの、直流入力電圧（定格：３８０Ｖ）の値に対する共振電流の実効値をプロットした図である。FIG. 3 shows the resonance with respect to the value of the DC input voltage (rated: 380V) when boosting the DC input voltage in the multiphase LLC resonant converter circuit of the first embodiment (solid line) and the conventional example (broken line). It is a figure which plotted the effective value of electric current. 図４は、静電容量の分割比α＝０．５の場合の、インダクタンス比Ｌｎ／Ｌｒと単相動作時の共振周波数変化率ｆｒ２／ｆｒ１の関係をプロットした図である。FIG. 4 is a diagram plotting the relationship between the inductance ratio L n /L r and the resonant frequency change rate f r2 /f r1 during single-phase operation when the capacitance division ratio α=0.5. 図５（ａ）は従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で三相動作から単相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形であり、図５（ｂ）は第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータで三相動作から単相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形である。Fig. 5(a) shows the transient waveforms of the output voltage and the resonant current of each phase when switching from three-phase operation to single-phase operation in a conventional multi-phase LLC resonant converter circuit, and Fig. 5(b) shows the transient waveforms of the It is a transient waveform of the output voltage and the resonant current of each phase when switching from three-phase operation to single-phase operation in the multi-phase LLC resonant converter according to the embodiment. 図６（ａ）は従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で単相動作から三相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形であり、図６（ｂ）は第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータで単相動作から三相動作に切り替えた際の出力電圧と各相の共振電流の過渡波形である。FIG. 6(a) shows the transient waveforms of the output voltage and the resonant current of each phase when switching from single-phase operation to three-phase operation in a conventional multi-phase LLC resonant converter circuit, and FIG. 6(b) shows the transient waveforms of the It is a transient waveform of the output voltage and the resonant current of each phase when switching from single-phase operation to three-phase operation in the multi-phase LLC resonant converter according to the embodiment. 図７は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of a multiphase LLC resonant converter circuit according to the second embodiment. 図８は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で用いられる共振リアクトルと中性線リアクトルを個別のコアにより磁気結合している構成を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a configuration in which a resonant reactor and a neutral reactor used in a multiphase LLC resonant converter circuit according to the second embodiment are magnetically coupled by separate cores. 図９は、第２実施形態の変形例に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路で用いられる共振リアクトルと中性線リアクトルを５脚コアにより磁気結合している構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration in which a resonant reactor and a neutral line reactor used in a multiphase LLC resonant converter circuit according to a modification of the second embodiment are magnetically coupled by a five-legged core. 図１０は、第１実施形態の巻線増加率ρ０と第２実施形態の巻線増加率ρを静電容量の分割比αについてプロットした図である。FIG. 10 is a diagram in which the winding increase rate ρ 0 of the first embodiment and the winding increase rate ρ of the second embodiment are plotted with respect to the capacitance division ratio α. 図１１は、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路の構成を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional multiphase LLC resonant converter circuit. 図１２（ａ）は、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧が定格（３８０Ｖ）のときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図１２（ｂ）は、直流電源の電圧が定格（３８０Ｖ）のときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。FIG. 12(a) is a time chart showing the waveform of the resonant current when the voltage of the DC power supply is rated (380V) in a conventional multiphase LLC resonant converter circuit, and FIG. 12(b) is a time chart showing the waveform of the resonant current when the DC power supply 12 is a time chart showing the waveform of the neutral line current when the voltage of the battery is at the rated voltage (380V). 図１３（ａ）は、従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路において、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの共振電流の波形を示すタイムチャートであり、図１３（ｂ）は、直流電源の電圧（３００Ｖ）を昇圧動作しているときの中性線電流の波形を示すタイムチャートである。FIG. 13(a) is a time chart showing the waveform of the resonant current when the DC power supply voltage (300V) is boosted in a conventional multi-phase LLC resonant converter circuit, and FIG. 13(b) is , is a time chart showing the waveform of the neutral line current when the voltage (300V) of the DC power supply is boosted.

以下、本発明の実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されるものではない。 Hereinafter, a polyphase LLC resonant converter circuit according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments described below.

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の構成を示す回路図である。ここでは、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の相数Ｎ＝３の場合（三相ＬＬＣ共振コンバータ回路）の構成について説明する。 (First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a multiphase LLC resonant converter circuit 10 according to the first embodiment. Here, the configuration of the multiphase LLC resonant converter circuit 10 when the number of phases N=3 (three-phase LLC resonant converter circuit) will be described.

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、直流電圧値Ｖｉｎを有する直流電源３０に並列接続される、第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２が直列に接続された第１直列回路Ｓ１と、第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２が直列に接続された第２直列回路Ｓ２と、第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２が直列に接続された第３直列回路Ｓ３とを備える。 The multiphase LLC resonant converter circuit 10 includes a first series circuit S1 in which a first switch Q11 and a second switch Q12 are connected in series, which are connected in parallel to a DC power supply 30 having a DC voltage value Vin, and a first switch Q21. and a second series circuit S2 in which a second switch Q22 is connected in series, and a third series circuit S3 in which a first switch Q31 and a second switch Q32 are connected in series.

第１実施形態では、各スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いているが、他のスイッチング素子を用いてもよい。 In the first embodiment, N-channel MOSFETs are used for each of the switches Q11, Q12, Q21, Q22, Q31, and Q32, but other switching elements may be used.

第１直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２との接続点には、第１共振リアクトルＬｒ１の一端が接続される。第２直列回路Ｓ２の第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２との接続点には、第２共振リアクトルＬｒ２の一端が接続される。第３直列回路Ｓ３の第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２との接続点には、第３共振リアクトルＬｒ３の一端が接続される。 One end of the first resonant reactor Lr1 is connected to a connection point between the first switch Q11 and the second switch Q12 of the first series circuit S1. One end of the second resonant reactor Lr2 is connected to the connection point between the first switch Q21 and the second switch Q22 of the second series circuit S2. One end of the third resonant reactor Lr3 is connected to a connection point between the first switch Q31 and the second switch Q32 of the third series circuit S3.

第１共振リアクトルＬｒ１の他端には第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１の一端が接続され、第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１の他端には第１共振コンデンサＣｒ１の一端が接続され、第１高周波トランスＴ１の一次側巻線Ｌｐ１と第１共振コンデンサＣｒ１の接続点には第１分割共振コンデンサＣｎ１の一端が接続されて、第１共振回路４１を構成する。第１高周波トランスＴ１は、コアと一次側巻線Ｌｐ１と二次側巻線Ｌｓ１を備える。一次側巻線Ｌｐ１と二次側巻線Ｌｓ１は、互いに絶縁されている。 One end of the primary winding Lp1 of the first high frequency transformer T1 is connected to the other end of the first resonant reactor Lr1, and one end of the first resonant capacitor Cr1 is connected to the other end of the primary winding Lp1 of the first high frequency transformer T1. is connected, and one end of the first divided resonant capacitor Cn1 is connected to the connection point between the primary winding Lp1 of the first high-frequency transformer T1 and the first resonant capacitor Cr1, thereby forming a first resonant circuit 41. The first high frequency transformer T1 includes a core, a primary winding Lp1, and a secondary winding Ls1. The primary winding Lp1 and the secondary winding Ls1 are insulated from each other.

第２共振リアクトルＬｒ２の他端には第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２の一端が接続され、第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２の他端には第２共振コンデンサＣｒ２の一端が接続され、第２高周波トランスＴ２の一次側巻線Ｌｐ２と第２共振コンデンサＣｒ２の接続点には第２分割共振コンデンサＣｎ２の一端が接続されて、第２共振回路４２を構成する。第２高周波トランスＴ２は、コアと一次側巻線Ｌｐ２と二次側巻線Ｌｓ２を備える。一次側巻線Ｌｐ２と二次側巻線Ｌｓ２は、互いに絶縁されている。 One end of the primary winding Lp2 of the second high frequency transformer T2 is connected to the other end of the second resonant reactor Lr2, and one end of the second resonant capacitor Cr2 is connected to the other end of the primary winding Lp2 of the second high frequency transformer T2. is connected, and one end of the second divided resonant capacitor Cn2 is connected to the connection point between the primary winding Lp2 of the second high-frequency transformer T2 and the second resonant capacitor Cr2, thereby forming a second resonant circuit 42. The second high frequency transformer T2 includes a core, a primary winding Lp2, and a secondary winding Ls2. The primary winding Lp2 and the secondary winding Ls2 are insulated from each other.

第３共振リアクトルＬｒ３の他端には第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３の一端が接続され、第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３の他端には第３共振コンデンサＣｒ３の一端が接続され、第３高周波トランスＴ３の一次側巻線Ｌｐ３と第３共振コンデンサＣｒ３の接続点には第３分割共振コンデンサＣｎ３の一端が接続されて、第３共振回路４３を構成する。第３高周波トランスＴ３は、コアと一次側巻線Ｌｐ３と二次側巻線Ｌｓ３を備える。一次側巻線Ｌｐ３と二次側巻線Ｌｓ３は、互いに絶縁されている。 One end of the primary winding Lp3 of the third high frequency transformer T3 is connected to the other end of the third resonant reactor Lr3, and one end of the third resonant capacitor Cr3 is connected to the other end of the primary winding Lp3 of the third high frequency transformer T3. is connected, and one end of the third divided resonant capacitor Cn3 is connected to the connection point between the primary winding Lp3 of the third high-frequency transformer T3 and the third resonant capacitor Cr3, thereby forming a third resonant circuit 43. The third high-frequency transformer T3 includes a core, a primary winding Lp3, and a secondary winding Ls3. The primary winding Lp3 and the secondary winding Ls3 are insulated from each other.

第１共振コンデンサＣｒ１の他端と、第２共振コンデンサＣｒ２の他端と、第３共振コンデンサＣｒ３の他端は、第１中性線Ｎ１によって互いに接続されている。 The other end of the first resonant capacitor Cr1, the other end of the second resonant capacitor Cr2, and the other end of the third resonant capacitor Cr3 are connected to each other by a first neutral wire N1.

第１中性線Ｎ１は、中性線リアクトルＬｎを介して、直流電源３０の負極側の電源ラインに接続される。なお、第１中性線Ｎ１は、中性線リアクトルＬｎを介して、直流電源３０の正極側の電源ラインに接続されてもよい。 The first neutral line N1 is connected to the negative electrode side power line of the DC power supply 30 via the neutral line reactor Ln. Note that the first neutral line N1 may be connected to the power line on the positive side of the DC power supply 30 via the neutral line reactor Ln.

第１分割共振コンデンサＣｎ１の他端と、第２分割共振コンデンサＣｎ２の他端と、第３分割共振コンデンサＣｎ３の他端は、フローティングな第２中性線Ｎ２によって互いに接続されている。 The other end of the first divided resonant capacitor Cn1, the other end of the second divided resonant capacitor Cn2, and the other end of the third divided resonant capacitor Cn3 are connected to each other by a floating second neutral wire N2.

共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、等しいインダクタンス値Ｌｒに設定されている。各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、後述の第２実施形態のように磁気結合を利用しない場合には、高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の漏れインダクタンスを利用することも可能である。共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３は、等しい静電容量αＣｒに設定されている。分割共振コンデンサＣｎ１，Ｃｎ２，Ｃｎ３は、等しい静電容量（１－α）Ｃｒに設定されている。ここで、αは、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３と分割共振コンデンサＣｎ１，Ｃｎ２，Ｃｎ３の静電容量の分割比であり、０＜α＜１の値を有するパラメータである。インダクタンス値Ｌｒと静電容量Ｃｒは、所望の共振周波数の値によって決定される。中性線リアクトルＬｎのインダクタンス値Ｌｎについては、後述する。 The resonant reactors Lr1, Lr2, and Lr3 are set to have the same inductance value Lr . Each of the resonant reactors Lr1, Lr2, and Lr3 can also utilize the leakage inductance of the high-frequency transformers T1, T2, and T3 when magnetic coupling is not utilized as in the second embodiment described later. The resonant capacitors Cr1, Cr2, and Cr3 are set to have the same capacitance αCr . The divided resonant capacitors Cn1, Cn2, and Cn3 are set to have the same capacitance (1-α) Cr . Here, α is a division ratio of the capacitance of the resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3 and the divided resonant capacitors Cn1, Cn2, Cn3, and is a parameter having a value of 0<α<1. The inductance value L r and capacitance C r are determined by the desired resonant frequency value. The inductance value Ln of the neutral line reactor Ln will be described later.

高周波トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３は、同じ規格の高周波トランスを用いればよく、一次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３は、それぞれ等しい巻数Ｎｐを有するとともに等しいインダクタンス値Ｌｐに設定されており、二次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３は、それぞれ等しい巻数Ｎｓと等しいインダクタンス値Ｌｓに設定されている。一次側巻線Ｌｐの巻数Ｎｐと二次側巻線Ｌｓの巻数Ｎｓの比は、直流入力電圧Ｖｉｎと直流出力電圧Ｖｏの比によって決定すればよい。 The high-frequency transformers T1, T2, and T3 may be high-frequency transformers of the same standard, and the primary windings Lp1, Lp2, and Lp3 each have the same number of turns Np and are set to the same inductance value Lp , and the The side windings Ls1, Ls2, and Ls3 are each set to have an equal number of turns Ns and an equal inductance value Ls . The ratio between the number of turns Np of the primary winding Lp and the number of turns Ns of the secondary winding Ls may be determined by the ratio of the DC input voltage Vin and the DC output voltage Vo.

第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の負極側には第１整流ダイオードＤ１ａのカソードが接続され、第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の正極側には第２整流ダイオードＤ１ｂのカソードが接続される。第１整流ダイオードＤ１ａと第２整流ダイオードＤ１ｂにより、第１整流回路５１が構成されている。第１高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｌｓ１の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第１整流ダイオードＤ１ａと第２整流ダイオードＤ１ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ１の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。 A cathode of a first rectifier diode D1a is connected to the negative electrode side of the secondary winding Ls1 of the first high frequency transformer T1, and a second rectifier diode D1b is connected to the positive electrode side of the secondary winding Ls1 of the first high frequency transformer T1. The cathode of is connected. A first rectifier circuit 51 is configured by the first rectifier diode D1a and the second rectifier diode D1b. The neutral point of the secondary winding Ls1 of the first high-frequency transformer T1 is connected to one end of the output capacitor Co, and the anodes of the first rectifier diode D1a and the second rectifier diode D1b are connected to the other end of the output capacitor Co. As a result, the AC voltage output to both ends of the secondary winding Ls1 is full-wave rectified and smoothed.

第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の負極側には第３整流ダイオードＤ２ａのカソードが接続され、第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の正極側には第４整流ダイオードＤ２ｂのカソードが接続される。第３整流ダイオードＤ２ａと第４整流ダイオードＤ２ｂにより、第２整流回路５２が構成されている。第２高周波トランスＴ２の二次側巻線Ｌｓ２の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第３整流ダイオードＤ２ａと第４整流ダイオードＤ２ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ２の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。 The cathode of a third rectifier diode D2a is connected to the negative electrode side of the secondary winding Ls2 of the second high frequency transformer T2, and the fourth rectifier diode D2b is connected to the positive electrode side of the secondary winding Ls2 of the second high frequency transformer T2. The cathode of is connected. A second rectifier circuit 52 is configured by the third rectifier diode D2a and the fourth rectifier diode D2b. The neutral point of the secondary winding Ls2 of the second high-frequency transformer T2 is connected to one end of the output capacitor Co, and the anodes of the third rectifier diode D2a and the fourth rectifier diode D2b are connected to the other end of the output capacitor Co. As a result, the AC voltage output to both ends of the secondary winding Ls2 is full-wave rectified and smoothed.

第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の負極側には第５整流ダイオードＤ３ａのカソードが接続され、第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の正極側には第６整流ダイオードＤ３ｂのカソードが接続される。第５整流ダイオードＤ３ａと第６整流ダイオードＤ３ｂにより、第３整流回路５３が構成されている。第３高周波トランスＴ３の二次側巻線Ｌｓ３の中性点が出力コンデンサＣｏの一端に接続され、第５整流ダイオードＤ３ａと第６整流ダイオードＤ３ｂのアノードが出力コンデンサＣｏの他端に接続されることにより、二次側巻線Ｌｓ３の両端に出力される交流電圧が全波整流されるとともに平滑化される。 A cathode of a fifth rectifier diode D3a is connected to the negative electrode side of the secondary winding Ls3 of the third high frequency transformer T3, and a sixth rectifier diode D3b is connected to the positive electrode side of the secondary winding Ls3 of the third high frequency transformer T3. The cathode of is connected. A third rectifier circuit 53 is configured by the fifth rectifier diode D3a and the sixth rectifier diode D3b. The neutral point of the secondary winding Ls3 of the third high-frequency transformer T3 is connected to one end of the output capacitor Co, and the anodes of the fifth rectifier diode D3a and the sixth rectifier diode D3b are connected to the other end of the output capacitor Co. As a result, the AC voltage output to both ends of the secondary winding Ls3 is full-wave rectified and smoothed.

なお、整流回路５１，５２，５３として整流ダイオードを用いる形式を例示したが、二次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３の出力電圧を整流することができればよく、その構成は任意である。 Although the rectifier circuits 51, 52, and 53 use rectifier diodes as an example, the configuration is arbitrary as long as the output voltages of the secondary windings Ls1, Ls2, and Ls3 can be rectified.

第１直列回路Ｓ１と第１共振回路４１と第１高周波トランスＴ１と第１整流回路５１により、第１のＬＬＣ共振コンバータが構成されている。同様に、第２直列回路Ｓ２と第２共振回路４２と第２高周波トランスＴ２と第２整流回路５２により、第２のＬＬＣ共振コンバータが構成され、第３直列回路Ｓ３と第３共振回路４３と第３高周波トランスＴ３と第３整流回路５３により、第３のＬＬＣ共振コンバータが構成されている。 The first series circuit S1, the first resonant circuit 41, the first high frequency transformer T1, and the first rectifier circuit 51 constitute a first LLC resonant converter. Similarly, the second series circuit S2, the second resonant circuit 42, the second high frequency transformer T2, and the second rectifier circuit 52 constitute a second LLC resonant converter, and the third series circuit S3 and the third resonant circuit 43 constitute a second LLC resonant converter. The third high-frequency transformer T3 and the third rectifier circuit 53 constitute a third LLC resonant converter.

第１－第３のＬＬＣ共振コンバータの出力が、出力コンデンサＣｏの両端に並列に接続され、直流出力電圧Ｖｏが出力される。 The outputs of the first to third LLC resonant converters are connected in parallel to both ends of an output capacitor Co, and a DC output voltage Vo is output.

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のゲートに接続され、スイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフを制御するための制御回路６０を備える。 The multiphase LLC resonant converter circuit 10 is a control circuit connected to the gates of switches Q11, Q12, Q21, Q22, Q31, and Q32, and for controlling on/off of the switches Q11, Q12, Q21, Q22, Q31, and Q32. 60.

制御回路６０は、第１直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２を交互にオン・オフさせることにより、第１共振回路４１を流れる第１共振電流ｉｒ１を生成する。制御回路６０は、第２直列回路Ｓ２の第１スイッチＱ２１と第２スイッチＱ２２を交互にオン・オフさせることにより、第２共振回路４２を流れる第２共振電流ｉｒ２を生成する。制御回路６０は、第３直列回路Ｓ３の第１スイッチＱ３１と第２スイッチＱ３２を交互にオン・オフさせることにより、第３共振回路４３を流れる第３共振電流ｉｒ３を生成する。 The control circuit 60 generates a first resonant current ir1 flowing through the first resonant circuit 41 by alternately turning on and off the first switch Q11 and the second switch Q12 of the first series circuit S1. The control circuit 60 generates a second resonant current ir2 flowing through the second resonant circuit 42 by alternately turning on and off the first switch Q21 and the second switch Q22 of the second series circuit S2. The control circuit 60 generates a third resonant current ir3 flowing through the third resonant circuit 43 by alternately turning on and off the first switch Q31 and the second switch Q32 of the third series circuit S3.

制御回路６０は、所定の周波数ｆでスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフするゲート信号を制御することにより、所定の周波数ｆを有する共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３を生成する。 The control circuit 60 generates resonant currents ir1, ir2, and ir3 having a predetermined frequency f by controlling gate signals that turn on and off the switches Q11, Q12, Q21, Q22, Q31, and Q32 at a predetermined frequency f. do.

制御回路６０は、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータの全てを動作させる多相動作モードと、多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータのうちのいずれか１つのＬＬＣ共振コンバータを動作させ、その他のＬＬＣ共振コンバータの動作を停止する単相動作モードを有する。 The control circuit 60 operates in a multiphase operation mode in which all of the first, second, and third LLC resonant converters of the multiphase LLC resonant converter circuit 10 are operated, and in a multiphase operation mode in which all of the first, second, and third LLC resonant converters of the multiphase LLC resonant converter circuit 10 are operated. It has a single-phase operation mode in which any one of the third LLC resonant converters is operated and the other LLC resonant converters are stopped.

制御回路６０は、多相動作モードのときには、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が互いに３６０°／３＝１２０°の位相差となるように、直列回路Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の全てのスイッチＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のオン・オフを制御する。 In the multiphase operation mode, the control circuit 60 connects the series circuits S1 and S2 so that the resonance currents ir1, ir2, and ir3 flowing through the resonance circuits 41, 42, and 43 have a phase difference of 360°/3=120°. , S3.

多相動作モードのときの共振周波数ｆｒ１は、共振回路４１，４２，４３による共振周波数として式１のように表される。

Figure 2023168843000002
…（式１） The resonant frequency f r1 in the multiphase operation mode is expressed as the resonant frequency by the resonant circuits 41, 42, and 43 as shown in Equation 1.
Figure 2023168843000002
 ...(Formula 1)

式１のように、多相動作モードのときの共振周波数ｆｒ１は、分割比αおよび中性線リアクトルＬｎには依存しない。多相動作モードのときには、スイッチをオン・オフするスイッチング周波数としての所定の周波数ｆは、式１の共振周波数ｆｒ１に応じて設定すればよい。
これにより、直列共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が生成される。 As in Equation 1, the resonant frequency f r1 in the multiphase operation mode does not depend on the division ratio α and the neutral line reactor Ln. In the multiphase operation mode, the predetermined frequency f as a switching frequency for turning on and off the switch may be set according to the resonant frequency f r1 of Equation 1.
As a result, resonant currents ir1, ir2, and ir3 flowing through the series resonant circuits 41, 42, and 43 are generated.

多相動作モードのときで直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格値（例えば、３８０Ｖ）である場合、互いに１２０°の位相差を持つ共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３が成分を打ち消しあうため、電流ｉｒ１＋ｉｒ２＋ｉｒ３は、通常はほぼゼロとなる。このときに、１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒは、従来例で示した図１２（ａ）と同様になり、第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎは、従来例で示した図１２（ｂ）と同様になる。 When the DC input voltage Vin of the DC power supply 30 is the rated value (for example, 380V) in the multiphase operation mode, the components of the resonant currents ir1, ir2, and ir3 having a phase difference of 120° cancel each other out, so that the current ir1+ir2+ir3 is usually approximately zero. At this time, the resonant current ir flowing through one resonant circuit is the same as that shown in FIG. The result is similar to that shown in FIG. 12(b).

多相動作モードのときで直流電源３０の直流入力電圧Ｖｉｎが定格値未満（例えば、３００Ｖ）であるときに、スイッチング周波数ｆをｆｒ１よりも小さくして昇圧動作を行うと、例えば、従来例の場合では第１中性線Ｎ１に図１３（ｂ）に示したような３次高調波成分を有する中性線電流ｉｎが発生してしまう。これに対し、第１実施形態のように、第１中性線Ｎ１と直流電源５０の負極側（または正極側）の電源ラインの間に中性線リアクトルＬｎを接続することにより、３次高調波成分を有する中性線電流ｉｎの発生を抑制することができる。この様子を示したのが、図２であり、図２（ａ）は、昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒであり、図２（ｂ）は、昇圧動作時に第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎである。 When the DC input voltage Vin of the DC power supply 30 is less than the rated value (for example, 300V) in the multiphase operation mode, if the switching frequency f is made lower than fr1 and the voltage step-up operation is performed, for example, the conventional example In this case, a neutral line current in having a third harmonic component as shown in FIG. 13(b) is generated in the first neutral line N1. In contrast, as in the first embodiment, by connecting the neutral line reactor Ln between the first neutral line N1 and the power line on the negative side (or positive side) of the DC power supply 50, the third harmonic Generation of the neutral line current in having a wave component can be suppressed. This situation is shown in FIG. 2. FIG. 2(a) shows the resonant current ir flowing through one resonant circuit during boost operation, and FIG. 2(b) shows the resonant current ir flowing through one resonant circuit during boost operation. This is the neutral line current in flowing through N1.

このように、図２（ｂ）に示す第１実施形態で昇圧動作時に第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎは、図１３（ｂ）に示す従来例で昇圧動作時に第１中性線Ｎ１に流れる中性線電流ｉｎと比べてその大きさを抑制することができる。また、図２（ａ）に示す第１実施形態で昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒは、図１３（ａ）に示す従来例で昇圧動作時に１つの共振回路に流れる共振電流ｉｒと比べて、高調波成分の大きさを抑制することができる。 In this way, the neutral wire current in flowing through the first neutral wire N1 during the boost operation in the first embodiment shown in FIG. The magnitude of the neutral wire current in can be suppressed compared to the neutral wire current in flowing through the sex wire N1. Furthermore, the resonant current ir flowing through one resonant circuit during boost operation in the first embodiment shown in FIG. 2(a) is different from the resonant current ir flowing through one resonant circuit during boost operation in the conventional example shown in FIG. Compared to this, the magnitude of harmonic components can be suppressed.

図３は、直流入力電圧Ｖｉｎの値が定格（３８０Ｖ）以下のときに、図１１に示す従来例の構成（破線）と図１に示す第１実施形態の構成（実線）において共振回路４１，４２，４３のいずれかに流れる共振電流ｉｒ（ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３）の実効値を比較したものである（インダクタンス値は、Ｌｎ＝Ｌｒ／３に設定）。図３より、第１実施形態では従来例に対して共振電流の実効値の増加を抑制できていることがわかる。 FIG. 3 shows that when the value of the DC input voltage Vin is below the rating (380V), the resonant circuit 41, 42 and 43 (the inductance value is set to L n =L r /3). From FIG. 3, it can be seen that in the first embodiment, the increase in the effective value of the resonant current can be suppressed compared to the conventional example.

制御回路６０は、単相動作モードのときには、第１、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータのいずれか１つの直列回路の第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを制御するとともに、その他２つのＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチはオフとするように制御する。ここでは、制御回路６０は、単相動作モードのときには、第１のＬＬＣ共振コンバータの直列回路Ｓ１の第１スイッチＱ１１と第２スイッチＱ１２のオン・オフを制御するとともに、第２、第３のＬＬＣ共振コンバータの直列回路Ｓ２，Ｓ３の第１スイッチＱ２１，Ｑ３１と第２スイッチＱ２２，Ｑ３２はオフとするように制御する場合を考える。 In the single-phase operation mode, the control circuit 60 controls on/off of the first switch and the second switch of the series circuit of any one of the first, second, and third LLC resonant converters, and controls the other two switches. The first switch and the second switch of each LLC resonant converter are controlled to be turned off. Here, in the single-phase operation mode, the control circuit 60 controls on/off of the first switch Q11 and the second switch Q12 of the series circuit S1 of the first LLC resonant converter, and also controls the on/off of the second switch Q11 and the second switch Q12. Consider a case where the first switches Q21, Q31 and the second switches Q22, Q32 of the series circuits S2, S3 of the LLC resonant converter are controlled to be turned off.

単相動作モードのときの共振周波数ｆｒ２は、共振回路４１と共振コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３と分割共振コンデンサＣｎ２，Ｃｎ３と中性線リアクトルＬｎによる共振周波数として式２のように表される。

Figure 2023168843000003
…（式２） The resonant frequency f r2 in the single-phase operation mode is expressed as the resonant frequency by the resonant circuit 41, the resonant capacitors Cr2 and Cr3, the divided resonant capacitors Cn2 and Cn3, and the neutral line reactor Ln as shown in Equation 2.
Figure 2023168843000003
 ...(Formula 2)

単相動作モードのときには、第１直列回路Ｓ１のスイッチＱ１１，Ｑ１２をオン・オフするスイッチング周波数ｆは、式２の共振周波数ｆｒ２に応じて設定すればよい。 In the single-phase operation mode, the switching frequency f for turning on and off the switches Q11 and Q12 of the first series circuit S1 may be set according to the resonance frequency f r2 of Equation 2.

ここで、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際に、共振周波数が増加しない条件（ｆｒ２≦ｆｒ１）を考えると、式１と式２より式３が求まる。

Figure 2023168843000004
…（式３） Here, considering the condition (f r2 ≦ f r1 ) that the resonance frequency does not increase when switching from the three-phase operation mode to the single-phase operation mode, Equation 3 can be obtained from Equations 1 and 2.
Figure 2023168843000004
 ...(Formula 3)

特に、式４の条件（ｆｒ２＝ｆｒ１）にすることにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなるため、切り替え時の過渡特性を向上させることができる。

Figure 2023168843000005
…（式４） In particular, by setting the condition of Equation 4 (f r2 = f r1 ), the resonant frequency does not change when switching between the three-phase operation mode and the single-phase operation mode, so the transient characteristics at the time of switching can be improved. .
Figure 2023168843000005
 ...(Formula 4)

中性線リアクトルＬｎと共振リアクトルＬｒのインダクタンス比をＬｎ／Ｌｒ＝λとすると、式４は式５のように表される。

Figure 2023168843000006
…（式５） When the inductance ratio of the neutral line reactor Ln and the resonant reactor Lr is set to L n /L r =λ, Equation 4 is expressed as Equation 5.
Figure 2023168843000006
 ...(Formula 5)

式５を分割比αについての形に変形すると式６のように表される。

Figure 2023168843000007
…（式６） When Equation 5 is transformed into a form for the division ratio α, it is expressed as Equation 6.
Figure 2023168843000007
 ...(Formula 6)

中性線リアクトルＬｎと共振リアクトルＬｒのインダクタンス比Ｌｎ／Ｌｒ＝λと、分割比αを式５または式６のような条件に設定することにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなる（ｆｒ２＝ｆｒ１）。 By setting the inductance ratio L n /L r =λ of the neutral line reactor Ln and the resonant reactor Lr and the division ratio α to the conditions shown in Equation 5 or Equation 6, three-phase operation mode and single-phase operation mode can be controlled. At the time of switching, the resonant frequency no longer changes (f r2 = f r1 ).

図４は、α＝０．５のときの、中性線リアクトルＬｎと共振リアクトルＬｒのインダクタンス比Ｌｎ／Ｌｒと、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際の共振周波数の変化率ｆｒ２／ｆｒ１との関係を示す図である。図４より、α＝０．５のときでは、Ｌｎ／Ｌｒ＝１／３のときに、共振周波数の変化率ｆｒ２／ｆｒ１＝１、すなわち、共振周波数が変化せず、Ｌｎ／Ｌｒ＞１／３のときに、ｆｒ２／ｆｒ１＜１となり、共振周波数の増加が抑制されていることがわかる。 Figure 4 shows the inductance ratio L n /L r between the neutral line reactor Ln and the resonant reactor Lr when α=0.5, and the change in the resonance frequency when switching from the three-phase operation mode to the single-phase operation mode. It is a figure which shows the relationship with ratio f r2 /f r1 . From FIG. 4, when α=0.5, when L n /L r = 1/3, the rate of change of the resonant frequency f r2 /f r1 = 1, that is, the resonant frequency does not change and L n It can be seen that when /L r >1/3, f r2 /f r1 <1, and the increase in the resonant frequency is suppressed.

図５（ａ）は、図１１に示す従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３で三相動作モードから単相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。図５（ｂ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０（α＝０．５、Ｌｎ＝Ｌｒ／３）で三相動作モードから単相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。三相動作から単相動作への切り換え時の条件は、動作周波数ｆ＝６９．４ｋＨｚ固定、出力コンデンサＣｏの静電容量Ｃｏ＝１０００μＦ、等価直列抵抗＝１８ｍΩ、出力電流Ｉｏ＝１２．５Ａ（出力電圧Ｖｏ＝４８．０Ｖで出力電力Ｐｏ＝６００Ｗ）を用いた。 FIG. 5(a) shows the DC output voltage Vo and the voltage of each phase when the conventional multi-phase LLC resonant converter circuit 13 shown in FIG. 11 switches from three-phase operation mode to single-phase operation mode at a fixed frequency. The transient waveforms of resonance currents ir1, ir2, and ir3 are shown. FIG. 5(b) shows switching from the three-phase operation mode to the single-phase operation mode at a fixed frequency in the multiphase LLC resonant converter circuit 10 (α=0.5, L n =L r /3) according to the first embodiment. The transient waveforms of the DC output voltage Vo and the resonant currents ir1, ir2, and ir3 of each phase are shown. The conditions for switching from three-phase operation to single-phase operation are: operating frequency f = 69.4kHz fixed, capacitance Co of output capacitor Co = 1000μF, equivalent series resistance = 18mΩ, output current Io = 12.5A ( An output voltage Vo=48.0V and an output power Po=600W) were used.

図５（ａ）に示す従来例の場合、三相から単相に切り替えた直後に、出力電圧Ｖｏ、共振電流ｉｒ１ともに大きなオーバーシュートが生じ、整定後の出力電圧Ｖｏの平均値は５１．５Ｖに上昇してしまう。図５（ｂ）に示す第１実施形態の場合、三相から単相に切り替えた直後の出力電圧Ｖｏ、共振電流ｉｒ１のオーバーシュートは小さく、整定後の出力電圧Ｖｏ平均値は４８．０Ｖのままである。 In the case of the conventional example shown in FIG. 5(a), a large overshoot occurs in both the output voltage Vo and the resonance current ir1 immediately after switching from three-phase to single-phase, and the average value of the output voltage Vo after settling is 51.5V. It will rise to . In the case of the first embodiment shown in FIG. 5(b), the overshoot of the output voltage Vo and resonance current ir1 immediately after switching from three-phase to single-phase is small, and the average value of the output voltage Vo after settling is 48.0V. It remains as it is.

図６（ａ）は、図１１に示す従来例の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１３で単相動作モードから三相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。図６（ｂ）は、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０（α＝０．５、Ｌｎ＝Ｌｒ／３）で単相動作モードから三相動作モードに切り替えを固定周波数で行った際の、直流出力電圧Ｖｏと各相の共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の過渡波形を示す。単相動作から三相動作へ切り替え時の条件は、従来例の動作周波数ｆ＝７９．８ｋＨｚ固定、第１実施形態の動作周波数ｆ＝６９．４ｋＨｚ固定、出力コンデンサＣｏの静電容量Ｃｏ＝１０００μＦ、等価直列抵抗＝１８ｍΩ、出力電流Ｉｏ＝１２．５Ａ（出力電圧Ｖｏ＝４８．０Ｖで出力電力Ｐｏ＝６００Ｗ）を用いた。 FIG. 6(a) shows the DC output voltage Vo and the voltage of each phase when the conventional multi-phase LLC resonant converter circuit 13 shown in FIG. 11 switches from the single-phase operation mode to the three-phase operation mode at a fixed frequency. The transient waveforms of resonance currents ir1, ir2, and ir3 are shown. FIG. 6(b) shows switching from the single-phase operation mode to the three-phase operation mode at a fixed frequency in the multiphase LLC resonant converter circuit 10 (α=0.5, L n =L r /3) according to the first embodiment. The transient waveforms of the DC output voltage Vo and the resonant currents ir1, ir2, and ir3 of each phase are shown. The conditions for switching from single-phase operation to three-phase operation are: the operating frequency f of the conventional example is fixed at 79.8 kHz, the operating frequency f of the first embodiment is fixed at 69.4 kHz, and the capacitance of the output capacitor Co is C o = 1000 μF, equivalent series resistance = 18 mΩ, and output current Io = 12.5 A (output voltage Vo = 48.0 V and output power Po = 600 W) were used.

図６（ａ）に示す従来例の場合、整定後の出力電圧平均値は４５．３Ｖに下降してしまう。図６（ｂ）に示す第１実施形態の場合、整定後の出力電圧平均値は４８．０Ｖのままである。
このため、図１１に示す従来例のＬＬＣ共振コンバータ回路１３では、相数を切り替えるときにフィードバック制御による動作周波数ｆの操作を必要としていたが、図１に示す実施形態に係るＬＬＣ共振コンバータ回路１０では、相数を切り替えるときのフィードバック制御による動作周波数ｆの操作を不要とすることができる。このため、実施形態に係るＬＬＣ共振コンバータ回路１０は、例えば、柱上変圧器等の商用周波数変圧器の代替が期待される直流変圧器（ＤＣＸ）への応用に適する。 In the case of the conventional example shown in FIG. 6(a), the average value of the output voltage after settling drops to 45.3V. In the case of the first embodiment shown in FIG. 6(b), the average output voltage value after settling remains 48.0V.
Therefore, in the conventional LLC resonant converter circuit 13 shown in FIG. 11, it was necessary to manipulate the operating frequency f by feedback control when switching the number of phases, but the LLC resonant converter circuit 13 according to the embodiment shown in FIG. In this case, it is possible to eliminate the need to manipulate the operating frequency f by feedback control when switching the number of phases. Therefore, the LLC resonant converter circuit 10 according to the embodiment is suitable for application to, for example, a direct current transformer (DCX) that is expected to replace a commercial frequency transformer such as a pole transformer.

ここで、共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎが同じ規格のコアに巻かれている場合を考える。共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３の巻数をＮｒ、中性線リアクトルＬｎの巻数をＮｎ、巻数比をＮｎ／Ｎｒ＝ｎ（＝√λ）とすると、式２は式７のように書き換えることができる。

Figure 2023168843000008
…（式７） Here, consider a case where the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 and the neutral line reactor Ln are wound around a core of the same standard. Assuming that the number of turns of the resonant reactors Lr1, Lr2, and Lr3 is N r , the number of turns of the neutral line reactor Ln is N n , and the turns ratio is N n /N r =n (=√λ), Equation 2 becomes as shown in Equation 7. Can be rewritten.
Figure 2023168843000008
 ...(Formula 7)

したがって、以下のような式８の条件の下でｆｒ２＝ｆｒ１となる。

Figure 2023168843000009
…（式８） Therefore, under the condition of Equation 8 below, f r2 = f r1 .
Figure 2023168843000009
 ...(Formula 8)

また、式８を分割比αに関する式に変形すると、式９のようになる。

Figure 2023168843000010
…（式９） Further, when formula 8 is transformed into a formula regarding the division ratio α, formula 9 is obtained.
Figure 2023168843000010
 ...(Formula 9)

ここで、例えば、α＝０．５を採用した場合、ｎ＝１／√３＝０．５７７とすればよい。
なお、コアとしては、例えば、３脚コアを用いることができ、それぞれのリアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３、Ｌｎは３脚コアの真ん中の脚に巻けばよいが、それ以外の形態を用いてもよい。 Here, for example, if α=0.5 is adopted, n=1/√3=0.577.
Note that as the core, for example, a three-legged core can be used, and each reactor Lr1, Lr2, Lr3, and Ln may be wound around the middle leg of the three-legged core, but other forms may also be used. .

第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０では、第１中性線Ｎ１が中性線リアクトルＬｎを介して直流電源３０の負極（または、正極）に接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。更に、中性線リアクトルＬｎが高周波数成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制するとともに、第１中性線Ｎ１から中性線リアクトルＬｎを介して直流電源３０の負極（または、正極）に流れる中性線電流ｉｎに含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制することができる。 In the multiphase LLC resonant converter circuit 10 according to the first embodiment, the first neutral line N1 is connected to the negative pole (or positive pole) of the DC power supply 30 via the neutral line reactor Ln, so that the multiphase operation is possible. It is possible to operate by switching between mode and single-phase operation mode. Furthermore, since the neutral line reactor Ln exhibits a high impedance value with respect to alternating current with high frequency components, the resonance currents ir1, ir2, and ir3 flowing through the resonance circuits 41, 42, and 43 are In addition to suppressing harmonic components such as the third harmonic contained therein to suppress an increase in the effective value, the first neutral line N1 is connected to the negative pole (or positive pole) of the DC power supply 30 via the neutral line reactor Ln. It is possible to suppress harmonic components such as third harmonics contained in the flowing neutral line current in.

第１実施形態では、相数Ｎ＝３の三相ＬＬＣ共振コンバータ回路について説明したが、Ｎ＝２またはＮ＞３としてＮ個のＬＬＣ共振コンバータを備える多相ＬＬＣ共振コンバータ回路のような構成にしてもよい。この場合、多相動作モードのときには、それぞれのＬＬＣ共振コンバータの共振電流ｉｒの位相差が３６０°／Ｎになるように制御回路６０によって動作させればよい。さらに、Ｎ個のうちのＮ１（Ｎ１＜Ｎ）個のＬＬＣ共振コンバータを動作させて、Ｎ－Ｎ１個のＬＬＣ共振コンバータの動作を停止するように制御回路６０によって動作させることも可能である。本明細書でいう「第１のＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを共振回路と中性線リアクトルによる第２共振周波数に応じた第２の周波数で制御し、第２－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの第１スイッチと第２スイッチをオフにする」は、「第１のＬＬＣ共振コンバータ」が複数個のＬＬＣ共振コンバータであってもよい。例えば、４個のＬＬＣ共振コンバータのうちの２個のスイッチを第２の周波数で制御し、残りの２個のスイッチをオフにしてもよい。代替的に、６個のＬＬＣ共振コンバータのうちの２個又は３個のスイッチを第２の周波数で制御し、残りの４個又は３個のスイッチをオフにしてもよい。 In the first embodiment, a three-phase LLC resonant converter circuit with the number of phases N=3 has been described, but a configuration like a multi-phase LLC resonant converter circuit including N LLC resonant converters with N=2 or N>3 may be used. You can. In this case, in the multiphase operation mode, the control circuit 60 may operate the LLC resonant converters so that the phase difference between the resonant currents ir becomes 360°/N. Furthermore, it is also possible to operate the control circuit 60 so as to operate N1 (N1<N) LLC resonant converters out of N and stop the operation of N−N1 LLC resonant converters. In this specification, "on/off of the first switch and the second switch of the first LLC resonant converter is controlled at a second frequency corresponding to the second resonant frequency by the resonant circuit and the neutral line reactor, -Turning off the first switch and second switch of the N-th LLC resonant converter" may mean that the "first LLC resonant converter" is a plurality of LLC resonant converters. For example, two switches of the four LLC resonant converters may be controlled at the second frequency, and the remaining two switches may be turned off. Alternatively, two or three switches of the six LLC resonant converters may be controlled at the second frequency and the remaining four or three switches are turned off.

また、単相動作モードのときには、Ｎ＝２またはＮ＞３のＮ個のＬＬＣ共振コンバータのうちの任意の１個のＬＬＣ共振コンバータのみを動作させるようにすればよい。この場合でも、第１実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０の単相動作モードと同様に動作することができる。 Furthermore, in the single-phase operation mode, only one arbitrary LLC resonant converter out of N LLC resonant converters where N=2 or N>3 may be operated. Even in this case, the multiphase LLC resonant converter circuit 10 can operate in the same manner as the single-phase operation mode of the first embodiment.

（第２実施形態）
図７は、第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａの構成を示す回路図である。 (Second embodiment)
FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of a multiphase LLC resonant converter circuit 10A according to the second embodiment.

多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａは、図１に示す第１実施形態に対して、第１中性線リアクトルＬｎ１、第２中性線リアクトルＬｎ２、第３中性線リアクトルＬｎ３の直列に接続された３個の中性線リアクトルを備えるという点が相違している。ここでは、相違点のみを説明し、共通点についての説明は省略する。 The multiphase LLC resonant converter circuit 10A has a first neutral line reactor Ln1, a second neutral line reactor Ln2, and a third neutral line reactor Ln3 connected in series with respect to the first embodiment shown in FIG. The difference is that three neutral line reactors are provided. Here, only the differences will be explained, and the explanation of the common points will be omitted.

図７，８に示すように、第１中性線リアクトルＬｎ１が第１共振リアクトルＬｒ１と第１のコアＴｎ１により磁気結合されており、第２中性線リアクトルＬｎ２が第２共振リアクトルＬｒ２と第２のコアＴｎ２により磁気結合されており、第３中性線リアクトルＬｎ３が第３共振リアクトルＬｒ３と第３のコアＴｎ３により磁気結合されている。 As shown in FIGS. 7 and 8, the first neutral line reactor Ln1 is magnetically coupled to the first resonant reactor Lr1 and the first core Tn1, and the second neutral line reactor Ln2 is magnetically coupled to the second resonant reactor Lr2 and the first core Tn1. The third neutral line reactor Ln3 is magnetically coupled to the third resonant reactor Lr3 and the third core Tn3.

図８では、コアとして３脚コアを用いており、各リアクトルは３脚コアＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の真ん中の脚に巻かれている。３脚コアＴｎ１，Ｔｎ２，Ｔｎ３の真ん中の脚には、中心近傍にエアギャップが設けられている。 In FIG. 8, a three-legged core is used as the core, and each reactor is wound around the middle leg of the three-legged cores Tn1, Tn2, and Tn3. An air gap is provided near the center of the middle leg of the three-legged cores Tn1, Tn2, and Tn3.

図８の変形例として、図９では、コアとして５脚コアＴｎを用いて、中心側の３脚に各リアクトルが巻かれている状態を示している。５脚コアＴｎの中心側の３脚には、各々の脚の中心近傍にエアギャップが設けられている。相数Ｎが３以外の場合でも、（Ｎ＋２）脚のコアを用いれば、類似の構成とすることができる。その他、目的とする使用状態によって、コアとしては、図８，９で示したもの以外のものでも任意のものを採用することができる。 As a modification of FIG. 8, FIG. 9 shows a state in which a five-legged core Tn is used as the core, and each reactor is wound around the three legs on the center side. An air gap is provided near the center of each of the three legs on the center side of the five-legged core Tn. Even when the number of phases N is other than 3, a similar configuration can be achieved by using cores with (N+2) legs. In addition, any core other than those shown in FIGS. 8 and 9 may be used as the core depending on the intended usage state.

図８，９では、便宜上、第１中性線リアクトルＬｎ１と第１共振リアクトルＬｒ１、第２中性線リアクトルＬｎ２と第２共振リアクトルＬｒ２、第３中性線リアクトルＬｎ３と第３共振リアクトルＬｒ３をそれぞれ分けて示している。実際には、互いの結合度を高めるために、第１中性線リアクトルＬｎ１と第１共振リアクトルＬｒ１、第２中性線リアクトルＬｎ２と第２共振リアクトルＬｒ２、第３中性線リアクトルＬｎ３と第３共振リアクトルＬｒ３は、それぞれ重ね巻きまたはバイファイラ巻きとして、密結合な状態にしている。 In FIGS. 8 and 9, for convenience, the first neutral reactor Ln1 and the first resonant reactor Lr1, the second neutral reactor Ln2 and the second resonant reactor Lr2, and the third neutral reactor Ln3 and the third resonant reactor Lr3 are shown. Each is shown separately. Actually, in order to increase the degree of mutual coupling, the first neutral line reactor Ln1 and the first resonant reactor Lr1, the second neutral line reactor Ln2 and the second resonant reactor Lr2, the third neutral line reactor Ln3 and the third The three resonant reactors Lr3 are each tightly coupled by being wound in an overlapping manner or bifilar wound.

図８，９のような構成とすることで、第１実施形態のように各々の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３、中性線リアクトルＬｎに個別のコアを用いる場合と比較して、コアの数を少なくすることができる。 With the configurations shown in FIGS. 8 and 9, the number of cores can be reduced compared to the case where individual cores are used for each of the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 and the neutral line reactor Ln as in the first embodiment. can be reduced.

第２実施形態では、三相動作モードの共振周波数ｆｒ３は、共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３の基本波が１２０°の位相差を持っており、中性線Ｎ１に流れる電流ｉｎに含まれる基本波成分は零である。中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の相互インダクタンスは無視できるため、第１実施形態と同様に式１０のように表される。

Figure 2023168843000011
…（式１０） In the second embodiment, the resonance frequency f r3 in the three-phase operation mode is such that the fundamental waves of the resonance currents ir1, ir2, and ir3 have a phase difference of 120°, and the fundamental wave included in the current in flowing through the neutral wire N1 is The wave component is zero. Since the self-inductance of the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 and the mutual inductance of the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 and the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 can be ignored, as in the first embodiment, as in Equation 10. expressed.
Figure 2023168843000011
 ...(Formula 10)

これに対して、共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に重畳されている３次高調波電流は、各相で同じ位相となり、中性線Ｎ１および中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３には、各相の３次高調波電流が重ね合わされたものが流れる。このため、３次高調波電流に対しては、中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の相互インダクタンスの成分が発生する。 On the other hand, the third harmonic current superimposed on the resonant currents ir1, ir2, ir3 has the same phase in each phase, and the neutral line N1 and the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 have the same phase in each phase. A superimposed third harmonic current flows. Therefore, for third harmonic current, components of self inductance of neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 and mutual inductance of resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 and neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 are generated. do.

ここで、共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３の巻数をＮｒ、また、第１実施形態と比較するため、中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数をＮｎ、即ち、各々の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の巻数をＮｎ／３であるとすると、各々の共振リアクトルＬｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３と中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の巻数比は（Ｎｎ／３）／Ｎｒ＝ｎ／３となる。各々の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の自己インダクタンス値をｌｎとすると、３次高調波電流に対する各共振リアクトルの共振インダクタンス値Ｌｒｔは、自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式１１のように表される。

Figure 2023168843000012
…（式１１）
ここで、ｋは共振リアクトル巻線と中性線リアクトル巻線の結合係数である。このように、３次高調波に対しては、共振リアクトルＬｒのインダクタンス値を大きくすることができる。 Here, the number of turns of the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 is N r , and for comparison with the first embodiment, the total number of turns of the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 is N n , that is, each neutral line Assuming that the number of turns of reactors Ln1, Ln2, Ln3 is N n /3, the turns ratio of each resonance reactor Lr1, Lr2, Lr3 and neutral line reactor Ln1, Ln2, Ln3 is (N n /3)/N r =n/3. Letting the self-inductance value of each neutral line reactor Ln1, Ln2, Ln3 be ln , the resonant inductance value Lrt of each resonant reactor with respect to the third harmonic current can be calculated using the formula by considering the self-inductance and mutual inductance. It is expressed as 11.
Figure 2023168843000012
 ...(Formula 11)
Here, k is a coupling coefficient between the resonant reactor winding and the neutral reactor winding. In this way, the inductance value of the resonant reactor Lr can be increased for the third harmonic.

三相動作モードのときの３次高調波電流に対する中性線リアクトル３直列分の全中性線インダクタンス値Ｌｎｔは、式１２のように表される。

Figure 2023168843000013
…（式１２） The total neutral line inductance value L nt of three series neutral line reactors with respect to the third harmonic current in the three-phase operation mode is expressed as in Equation 12.
Figure 2023168843000013
 ...(Formula 12)

３次高調波電流に対する全インダクタンス値Ｌｔは、共振リアクトルが並列接続とみなされることに注意して、式１３のように表される。

Figure 2023168843000014
…（式１３） The total inductance value L t for the third harmonic current is expressed as in Equation 13, noting that the resonant reactors are considered to be connected in parallel.
Figure 2023168843000014
 ...(Formula 13)

一方、第１実施形態における３次高調波電流に対する全インダクタンス値Ｌｔは式１４のように表される。

Figure 2023168843000015
…（式１４） On the other hand, the total inductance value L t for the third harmonic current in the first embodiment is expressed as in Equation 14.
Figure 2023168843000015
 ...(Formula 14)

３次高調波電流に対する第２実施形態の全インダクタンス値Ｌｔが第１実施形態よりも大きくなる条件は、式１３と式１４を比較することにより、式１５のように得られる。

Figure 2023168843000016
…（式１５） The condition that the total inductance value Lt of the second embodiment with respect to the third harmonic current is larger than that of the first embodiment can be obtained as shown in Equation 15 by comparing Equations 13 and 14.
Figure 2023168843000016
 ...(Formula 15)

すなわち、密結合で結合係数がｋ～１で巻数比ｎ＜１（ｎ／３＜１／３＝０．３３３）の場合、３次高調波電流に対しては、第２実施形態の全インダクタンス値の方が、第１実施形態の全インダクタンス値よりも大きくなる。換言すると、巻数比ｎ＜１（ｎ／３＜１／３＝０．３３３）の場合、３次高調波電流に対しては、第２実施形態の中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数を第1実施形態の中性線リアクトルＬｎの巻数Ｎｎより小さくしても、第２実施形態の全インダクタンス値を第１実施形態の全インダクタンス値とほぼ等しい値とすることができる。 In other words, in the case of close coupling, the coupling coefficient is k~1, and the turns ratio n<1 (n/3<1/3=0.333), for the third harmonic current, the total inductance of the second embodiment is The value is larger than the total inductance value of the first embodiment. In other words, when the turns ratio n<1 (n/3<1/3=0.333), all the turns of the neutral line reactors Ln1, Ln2, and Ln3 of the second embodiment are Even if the number of turns is smaller than the number of turns N n of the neutral line reactor Ln of the first embodiment, the total inductance value of the second embodiment can be made almost equal to the total inductance value of the first embodiment.

次に、単相動作モードのときの全共振インダクタンス値Ｌｒｔ１を考える。単相動作時の全共振インダクタンス値Ｌｒｔ１は、Ｌｒ１の自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮することにより、式１６のように表される。

Figure 2023168843000017
…（式１６） Next, consider the total resonant inductance value L rt1 in the single-phase operation mode. The total resonant inductance value L rt1 during single-phase operation is expressed as in Equation 16 by considering the self inductance and mutual inductance of Lr1.
Figure 2023168843000017
 ...(Formula 16)

同様に、単相動作モードのときの全中性線インダクタンス値Ｌｎｔ１を考える。単相動作時の全中性線インダクタンス値Ｌｎｔ１は、Ｌｎ１については自己インダクタンスと相互インダクタンスを考慮し、Ｌｎ２，Ｌｎ３については自己インダクタンスのみを考慮すればよいので、式１７のように表される。

Figure 2023168843000018
…（式１７） Similarly, consider the total neutral line inductance value L nt1 in the single-phase operation mode. The total neutral line inductance value L nt1 during single-phase operation is expressed as Equation 17 since it is necessary to consider the self inductance and mutual inductance for Ln1, and only the self inductance for Ln2 and Ln3. .
Figure 2023168843000018
 ...(Formula 17)

したがって、単相動作モードのときの共振周波数ｆｒ４は、共振リアクトルＬｒについても相互インダクタンスを含んだ全インダクタンス値Ｌｒｔ１を用いることにより、式１８のように表される。

Figure 2023168843000019
…（式１８） Therefore, the resonant frequency f r4 in the single-phase operation mode is expressed as in Equation 18 by using the total inductance value L rt1 including the mutual inductance for the resonant reactor Lr.
Figure 2023168843000019
 ...(Formula 18)

単相動作モードのときには、第１直列回路Ｓ１のスイッチＱ１１，Ｑ１２をオン・オフするスイッチング周波数ｆは、式１８の共振周波数ｆｒ４に応じて設定すればよい。
１５式より、三相動作モードから単相動作モードに切り替えた際に、共振周波数が変化しない条件（ｆｒ４＝ｆｒ３）として式１９が求まる。

Figure 2023168843000020
…（式１９） In the single-phase operation mode, the switching frequency f for turning on and off the switches Q11 and Q12 of the first series circuit S1 may be set according to the resonance frequency f r4 of Equation 18.
From Equation 15, Equation 19 is determined as a condition (f r4 = f r3 ) under which the resonance frequency does not change when switching from three-phase operation mode to single-phase operation mode.
Figure 2023168843000020
 ...(Formula 19)

式１９をｎ／３について解くと、式２０が求まる。ただし、結合係数をｋ＝１（密結合）とした。

Figure 2023168843000021
…（式２０） When formula 19 is solved for n/3, formula 20 is obtained. However, the coupling coefficient was set to k=1 (tight coupling).
Figure 2023168843000021
 ...(Formula 20)

したがって、巻数比を、採用した分割比αを用いて式２０から求まる値ｎ／３に設定することにより、三相動作モードのときの共振周波数ｆｒ３と単相動作モードのときの共振周波数ｆｒ４が等しくなる（ｆｒ４＝ｆｒ３）。例えば、分割比α＝０．５を採用した場合、巻数比ｎ／３＝０．１３８に設定することにより、三相動作モードと単相動作モードの切り替え時に、共振周波数が変化しなくなる（ｆｒ４＝ｆｒ３）。
式２０を分割比αに関する式に変形すると、式２１のようになる。

Figure 2023168843000022
…（式２１） Therefore, by setting the turns ratio to the value n/3 found from equation 20 using the adopted division ratio α, the resonant frequency f r3 in the three-phase operation mode and the resonant frequency f r3 in the single-phase operation mode r4 become equal (f r4 = f r3 ). For example, when the division ratio α = 0.5 is adopted, by setting the turns ratio n/3 = 0.138, the resonant frequency will not change when switching between the three-phase operation mode and the single-phase operation mode (f r4 = f r3 ).
When Equation 20 is transformed into an equation regarding the division ratio α, it becomes Equation 21.
Figure 2023168843000022
 ...(Formula 21)

分割比αを、採用した巻数比ｎ／３またはｎを用いて式２１から求まる値に設定することにより、三相動作モードのときの共振周波数ｆｒ３と単相動作モードのときの共振周波数ｆｒ４が等しくなる（ｆｒ４＝ｆｒ３）。 By setting the division ratio α to a value determined from Equation 21 using the employed turns ratio n/3 or n, the resonant frequency f r3 in the three-phase operation mode and the resonant frequency f r3 in the single-phase operation mode can be set. r4 become equal (f r4 = f r3 ).

ここで、第２実施形態における中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３の全巻数Ｎｎと共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３の全巻数３Ｎｒとの比を巻線増加率ρとすると、巻線増加率ρは式２０より式２２のように表される。

Figure 2023168843000023
…（式２２） Here, if the ratio of the total number of turns N n of the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3 in the second embodiment and the total number of turns 3N r of the resonant reactors Lr1, Lr2, Lr3 is the winding increase rate ρ, then the winding increase The rate ρ is expressed from Equation 20 as shown in Equation 22.
Figure 2023168843000023
 ...(Formula 22)

これに対して、第１実施形態のように磁気結合を用いない場合の中性線リアクトルＬｎの巻数Ｎｎと共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３の全巻数３Ｎｒとの比を巻線増加率ρ０とすると、巻線増加率ρ０は式８より式２３のように表される。

Figure 2023168843000024
…（式２３） On the other hand, when magnetic coupling is not used as in the first embodiment, the ratio of the number of turns N n of the neutral line reactor Ln to the total number of turns 3N r of the resonant reactors Lr1, Lr2, and Lr3 is expressed as the winding increase rate ρ If it is set to 0 , the winding increase rate ρ 0 is expressed from Equation 8 as shown in Equation 23.
Figure 2023168843000024
 ...(Formula 23)

式２２の第２実施形態での巻線増加率ρと式２３の第１実施形態での巻線増加率ρ０を分割比αについてプロットしたものが図１０である。したがって、分割比α＞０．２５の範囲では、第２実施形態での巻線増加率ρの方が第１実施形態での巻線増加率ρ０よりも小さくなる（ρ＜ρ０）、すなわち、第２実施形態のように磁気結合を用いた方が第１実施形態のように磁気結合を用いない方よりも中性線リアクトルの巻数が少なくなる。 FIG. 10 is a plot of the winding increase rate ρ in the second embodiment of Equation 22 and the winding increase rate ρ 0 in the first embodiment of Equation 23 with respect to the division ratio α. Therefore, in the range of division ratio α>0.25, the winding increase rate ρ in the second embodiment is smaller than the winding increase rate ρ 0 in the first embodiment (ρ<ρ 0 ). That is, when magnetic coupling is used as in the second embodiment, the number of turns of the neutral line reactor is smaller than when magnetic coupling is not used like in the first embodiment.

第２実施形態に係る多相ＬＬＣ共振コンバータ回路１０Ａでも、第１実施形態と同様、中性線Ｎ１が中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３を介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに接続されているため、多相動作モードと単相動作モードを切り替えての動作が可能である。中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３が高調波成分の交流電流に対して高いインピーダンス値を示すため、多相動作モードにおける昇圧動作時には、共振回路４１，４２，４３に流れる共振電流ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３に含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制して実効値の増加を抑制する。更に、中性線Ｎ１から中性線リアクトルＬｎ１，Ｌｎ２，Ｌｎ３を介して直流電源３０の負極側（または、正極側）の電源ラインに流れる中性線電流ｉｎに含まれる３次高調波などの高調波成分を抑制することができる。 Similarly to the first embodiment, in the multiphase LLC resonant converter circuit 10A according to the second embodiment, the neutral line N1 is connected to the negative pole side (or the positive pole side) of the DC power supply 30 via the neutral line reactors Ln1, Ln2, and Ln3. ), it is possible to switch between multi-phase and single-phase operation modes. Since the neutral line reactors Ln1, Ln2, and Ln3 exhibit a high impedance value with respect to alternating current with harmonic components, the resonant currents ir1, ir2, and Harmonic components such as the third harmonic included in ir3 are suppressed to suppress an increase in the effective value. Furthermore, third harmonics, etc. contained in the neutral line current in flowing from the neutral line N1 to the negative electrode side (or positive electrode side) power line of the DC power supply 30 via the neutral line reactors Ln1, Ln2, Ln3, etc. Harmonic components can be suppressed.

１０，１０Ａ 多相ＬＬＣ共振コンバータ回路
３０ 直流電源
４１，４２，４３ 共振回路
５１，５２，５３ 整流回路
Ｃｎ１，Ｃｎ２，Ｃｎ３ 分割共振コンデンサ
Ｃｏ 出力コンデンサ
Ｃｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３ 共振コンデンサ
ｆ スイッチング周波数
ｆｒ１、ｆｒ２、ｆｒ３、ｆｒ４ 共振周波数
ｉｎ 中性線電流
ｉｒ，ｉｒ１，ｉｒ２，ｉｒ３ 共振電流
Ｌｎ 中性線リアクトル
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３ 共振リアクトル
Ｎ１ 第１中性線
Ｎ２ 第２中性線
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１ 第１スイッチ
Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３２ 第２スイッチ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 直列回路
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 高周波トランス
Ｖｉｎ 直流入力電圧
Ｖｏ 直流出力電圧
α 共振コンデンサと分割共振コンデンサの静電容量の分割比
λ 中性線リアクトルと共振リアクトルのインダクタンス比 10,10A Multiphase LLC resonant converter circuit 30 DC power supply 41, 42, 43 Resonant circuit 51, 52, 53 Rectifier circuit Cn1, Cn2, Cn3 Split resonant capacitor Co Output capacitor Cr1, Cr2, Cr3 Resonant capacitor f Switching frequency f r1 , f r2 , f r3 , f r4 resonance frequency in Neutral line current ir, ir1, ir2, ir3 Resonant current Ln Neutral line reactor Lr1, Lr2, Lr3 Resonant reactor N1 First neutral line N2 Second neutral line Q11, Q21, Q31 First switch Q21, Q22, Q32 Second switch S1, S2, S3 Series circuit T1, T2, T3 High frequency transformer Vin DC input voltage Vo DC output voltage α Division ratio of capacitance between resonant capacitor and divided resonant capacitor λ Inductance ratio of neutral line reactor and resonant reactor

Claims (10)

直流電源の第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して出力するための多相ＬＬＣ共振コンバータ回路であって、
前記直流電源に並列に接続される、第１スイッチと第２スイッチが直列に接続された直列回路と、
一次側巻線と二次側巻線とを備えた高周波トランスと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記一次側巻線の一端との間に接続された共振リアクトルと、前記一次側巻線の他端に一端が接続された共振コンデンサと、前記一次側巻線と前記共振コンデンサとの接続点に一端が接続された分割共振コンデンサとを備えた共振回路と、
前記二次側巻線の出力を整流するための整流回路と
をそれぞれ備えた第１－第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のＬＬＣ共振コンバータと、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振コンデンサの他端を互いに接続した第１中性線と、
前記第１中性線と、前記直流電源の正極と負極のいずれか一方の電源ラインとの間に接続された中性線リアクトルと、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記分割共振コンデンサの他端を互いに接続した第２中性線と、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記整流回路の出力側に並列に接続されて、両端に第２の直流電圧を出力するための出力コンデンサと
を備える多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 A multi-phase LLC resonant converter circuit for converting a first DC voltage of a DC power supply to a second DC voltage and outputting the same,
a series circuit in which a first switch and a second switch are connected in series, the series circuit being connected in parallel to the DC power supply;
A high frequency transformer having a primary winding and a secondary winding;
a resonant reactor connected between a connection point between the first switch and the second switch and one end of the primary winding; and a resonant capacitor, one end of which is connected to the other end of the primary winding. a resonant circuit comprising a split resonant capacitor having one end connected to a connection point between the primary winding and the resonant capacitor;
first to Nth (N is an integer of 2 or more) LLC resonant converters each comprising a rectifier circuit for rectifying the output of the secondary winding;
a first neutral wire connecting the other ends of the resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters;
a neutral line reactor connected between the first neutral line and one of the positive and negative power lines of the DC power supply;
a second neutral wire connecting the other ends of the split resonant capacitors of the first to Nth LLC resonant converters;
A multiphase LLC resonant converter circuit comprising an output capacitor connected in parallel to the output side of the rectifier circuit of the first to Nth LLC resonant converters and outputting a second DC voltage at both ends thereof. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと前記第２スイッチのオン・オフを制御するための制御回路を更に備え、
前記制御回路は、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチの各々のオン・オフを、前記共振回路による第１共振周波数に応じた第１の周波数で、かつ、前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記直列共振回路を流れる前記第１の周波数の共振電流が３６０°／Ｎの位相差となるように制御する多相動作モードと、
前記第１のＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチのオン・オフを前記共振回路と前記中性線リアクトルによる第２共振周波数に応じた第２の周波数で制御し、第２－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記第１スイッチと第２スイッチをオフにする単相動作モードと
を備える
請求項１に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 further comprising a control circuit for controlling on/off of the first switch and the second switch of the first to Nth LLC resonant converters,
The control circuit includes:
The first switch and the second switch of the first to Nth LLC resonant converters are turned on and off at a first frequency corresponding to the first resonant frequency of the resonant circuit, and a multiphase operation mode in which the resonant current of the first frequency flowing through the series resonant circuit of the N-th LLC resonant converter is controlled to have a phase difference of 360°/N;
On/off of the first switch and the second switch of the first LLC resonant converter is controlled at a second frequency corresponding to a second resonant frequency of the resonant circuit and the neutral line reactor; 2. The polyphase LLC resonant converter circuit of claim 1, comprising a single phase mode of operation in which the first and second switches of the N LLC resonant converter are turned off. 前記共振コンデンサと前記分割共振コンデンサの静電容量の分割比と、前記共振リアクトルと前記中性線リアクトルのインダクタンス比とは、前記第１共振周波数と前記第２共振周波数が等しくなるように設定されている
請求項２に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 A division ratio of capacitance between the resonant capacitor and the divided resonant capacitor and an inductance ratio between the resonant reactor and the neutral line reactor are set so that the first resonant frequency and the second resonant frequency are equal to each other. The polyphase LLC resonant converter circuit according to claim 2. 前記共振リアクトルは、前記高周波トランスの漏れインダクタンスである
請求項１から３のいずれか１項に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 4. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 1, wherein the resonant reactor is a leakage inductance of the high frequency transformer. 前記中性線リアクトルは、直列に接続された等しいインダクタンス値を有するＮ個のリアクトルである第１－第Ｎの中性線リアクトルを備え、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとのＮ個の対が、それぞれ第１－第Ｎのコアにより磁気結合されている
請求項１から３のいずれか１項に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 The neutral line reactor includes first to Nth neutral line reactors that are N reactors having equal inductance values connected in series,
N pairs of the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are magnetically coupled by the first to Nth cores, respectively. 4. The multiphase LLC resonant converter circuit according to any one of 1 to 3. 前記中性線リアクトルは、直列に接続された等しいインダクタンス値を有するＮ個のリアクトルである第１－第Ｎの中性線リアクトルを備え、
前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、それぞれ（Ｎ＋２）脚コアの第２－第Ｎ＋１の中脚により磁気結合されている
請求項１から３のいずれか１項に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 The neutral line reactor includes first to Nth neutral line reactors that are N reactors having equal inductance values connected in series,
The resonant reactors of the first to Nth LLC resonance converters and the first to Nth neutral line reactors are magnetically coupled by the second to N+1 middle legs of the (N+2) leg cores, respectively. A polyphase LLC resonant converter circuit according to any one of claims 1 to 3. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、重ね巻きされている
請求項５に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 6. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 5, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are wound in an overlapping manner. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、バイファイラ巻きされている
請求項５に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 6. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 5, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are bifilar-wound. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、重ね巻きされている
請求項６に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 7. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 6, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are wound in an overlapping manner. 前記第１－第ＮのＬＬＣ共振コンバータの前記共振リアクトルと前記第１－第Ｎの中性線リアクトルとが、バイファイラ巻きされている
請求項６に記載の多相ＬＬＣ共振コンバータ回路。 7. The multiphase LLC resonant converter circuit according to claim 6, wherein the resonant reactors of the first to Nth LLC resonant converters and the first to Nth neutral line reactors are bifilar-wound.
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