JP2023061370A - Motor drive control device and motor drive control method - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 15
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 55
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 32
- 230000004907 flux Effects 0.000 abstract description 6
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 abstract 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 22
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 20
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 17
- 238000013500 data storage Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 101100112673 Rattus norvegicus Ccnd2 gene Proteins 0.000 description 8
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 7
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 2
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。 The present invention relates to a motor drive control device and a motor drive control method.
一般に、ロータとして永久磁石を採用しているステッピングモータやブラシレスDCモータ等の永久磁石型モータ(以下、「モータ」とも称する。)の最大回転速度は、永久磁石(ロータ)による鎖交磁束とモータを駆動するためのインバータ回路等の駆動回路の電源電圧によって制約を受ける。 In general, the maximum rotational speed of a permanent magnet type motor such as a stepping motor or a brushless DC motor (hereinafter also referred to as "motor") that employs a permanent magnet as a rotor is determined by the interlinkage magnetic flux of the permanent magnet (rotor) and the motor. is restricted by the power supply voltage of a drive circuit such as an inverter circuit for driving the .
モータの最大回転速度を上げる手法として、弱め磁束制御が知られている。弱め磁束制御は、モータのベクトル制御において、永久磁石(ロータ)による鎖交磁束を減磁する電流をステータ(コイル)に流すことにより、モータの最高回転速度を向上させる制御である(特許文献1参照)。
Flux-weakening control is known as a technique for increasing the maximum rotational speed of a motor. The flux-weakening control is a control that increases the maximum rotational speed of the motor by passing a current through the stator (coil) that demagnetizes the interlinking magnetic flux of the permanent magnet (rotor) in the vector control of the motor (
ベクトル制御において、永久磁石による鎖交磁束を減磁する電流(以下、「減磁電流」とも称する。)の大きさは、d軸電流によって決まる。したがって、弱め磁束制御を行う場合には、減磁電流としてのd軸電流の目標値を算出し、d軸電流がその目標値に一致するようにモータを駆動する。 In vector control, the magnitude of the current that demagnetizes the magnetic flux linkage by the permanent magnet (hereinafter also referred to as "demagnetizing current") is determined by the d-axis current. Therefore, when performing flux-weakening control, the target value of the d-axis current as the demagnetizing current is calculated, and the motor is driven so that the d-axis current matches the target value.
一般に、弱め磁束制御における減磁電流(d軸電流)の目標値は、駆動対象のモータの特性を示すパラメータとしてのd軸のインダクタンスおよびq軸のインダクタンスに基づいて算出される。 In general, the target value of the demagnetizing current (d-axis current) in the flux-weakening control is calculated based on the d-axis inductance and the q-axis inductance as parameters indicating the characteristics of the motor to be driven.
従来、d軸のインダクタンスおよびq軸のインダクタンスの値は、例えば、事前に、駆動対象のモータ毎に計測しておき、モータ駆動制御装置を構成するマイコン等の記憶領域に予め記憶していた。 Conventionally, the values of the d-axis inductance and the q-axis inductance are, for example, measured in advance for each motor to be driven and stored in advance in a storage area such as a microcomputer that constitutes a motor drive control device.
しかしながら、モータのd軸のインダクタンスおよびq軸のインダクタンスを精度よく計測することは容易ではなく、d軸のインダクタンスおよびq軸のインダクタンスの計測値は誤差を含んでいる場合がある。この場合、弱め磁束制御において設定される減磁電流の目標値が適切な値にならず、十分な減磁効果が得られないため、モータの最大回転速度を向上させることができないおそれがある。 However, it is not easy to accurately measure the d-axis inductance and the q-axis inductance of the motor, and the measured values of the d-axis inductance and the q-axis inductance may contain errors. In this case, the target value of the demagnetizing current set in flux-weakening control does not become an appropriate value, and a sufficient demagnetizing effect cannot be obtained, so there is a possibility that the maximum rotational speed of the motor cannot be increased.
本発明は、上述した課題を解消するためのものであり、弱め磁束制御において、モータの最大回転速度を確実に向上させることを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-described problems, and to reliably increase the maximum rotational speed of a motor in flux-weakening control.
本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置は、モータを駆動させるための駆動制御信号を出力する制御回路と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、前記制御回路は、前記モータのコイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、前記モータのロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、前記駆動電流値と、前記回転角度と、前記回転速度とに基づいて、ベクトル制御に係る演算を行って前記駆動制御信号を生成するベクトル制御演算部と、を有し、前記ベクトル制御演算部は、前記モータの弱め磁束制御を行う場合に、前記モータが第1駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度と、前記モータが前記第1駆動状態と異なる第2駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度とに基づいて、前記モータの特性を表すパラメータを算出し、前記パラメータに基づいて前記駆動制御信号を生成することを特徴とする。 A motor drive control device according to a representative embodiment of the present invention includes a control circuit that outputs a drive control signal for driving a motor; a drive circuit for driving, the control circuit comprising: a drive current value acquisition unit that acquires a drive current value of the coil of the motor; a rotation angle acquisition unit that acquires the rotation angle of the rotor of the motor; and a vector control calculation unit that performs calculations related to vector control based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed to generate the drive control signal. and, when performing flux-weakening control of the motor, the vector control calculation unit calculates the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in the first drive state, calculating a parameter representing a characteristic of the motor based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in a second drive state different from the first drive state; The drive control signal is generated based on the
本発明の一態様によれば、弱め磁束制御において、モータの最大回転速度を確実に向上させることが可能となる。 According to one aspect of the present invention, it is possible to reliably increase the maximum rotational speed of the motor in the flux-weakening control.
[第1の実施の形態]
以下、本発明の第1の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
[First embodiment]
A specific example of the first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the following description, constituent elements common to each embodiment are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted.
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るモータ駆動制御装置10を備えたモータユニット100の構成を示す図である。
FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a
図1に示すように、モータユニット100は、モータ3と、モータ3の回転位置を検出するための回転位置検出器4と、モータ3の回転を制御するモータ駆動制御装置10と、を備えている。モータユニット100は、例えば、ファン等のモータを駆動源として用いる種々の機器に適用することができる。
As shown in FIG. 1, the
モータ3は、永久磁石型モータである。本実施の形態において、モータ3は、例えば、2相(A相およびB相)のコイルを有するステッピングモータである。
The
モータ駆動制御装置10は、例えば、モータ3のA相およびB相のコイルに周期的に駆動電流を流してモータ3のロータ(永久磁石)を回転させる。
The motor
具体的に、モータ駆動制御装置10は、制御回路1および駆動回路2を有している。
なお、図1に示されているモータ駆動制御装置10の構成要素は、全体の一部であり、モータ駆動制御装置10は、図1に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。
Specifically, the motor
The components of the motor
駆動回路2は、制御回路1から出力された駆動制御信号Sdに基づいてモータ3を駆動する。駆動回路2は、例えば、インバータ回路(不図示)と電流検出回路5を含む。
The
インバータ回路は、直流電源とグラウンド電位との間に配置され、入力された駆動制御信号Sdに基づいて、負荷としてのモータ3のコイルを駆動する回路である。例えば、インバータ回路は、直列に接続された2つの駆動用トランジスタを含むスイッチングレグを駆動対象のコイル毎に有し、入力された駆動制御信号Sdに基づいて、2つの駆動用トランジスタが交互にオン・オフ動作(スイッチング動作)を行うことにより、負荷としてのコイルを駆動する。
The inverter circuit is arranged between the DC power supply and the ground potential, and is a circuit that drives the coil of the
駆動制御信号Sdは、モータ3の駆動を制御するための信号である。具体的には、駆動制御信号Sdは、駆動回路2としてのインバータ回路を構成する各スイッチ素子のオン/オフの状態によって定まるモータ3の各相のコイルの通電パターンを切り替えるための信号である。例えば、駆動制御信号Sdは、駆動回路2としてのインバータ回路を構成する各駆動用トランジスタを駆動するためのPWM(Pulse Width Modulation)信号である。
The drive control signal Sd is a signal for controlling the drive of the
電流検出回路5は、モータ3の各相のコイルの駆動電流を検出するための回路である。電流検出回路5は、例えば、直流電源とグラウンド電位との間にインバータ回路と直列に接続されたシャント抵抗である。電流検出回路5は、モータ3の各相のコイルに流れる電流をシャント抵抗によって電圧に変換し、その電圧を電流検出信号Siとして出力する。
The current detection circuit 5 is a circuit for detecting the driving current of each phase coil of the
回転位置検出器4は、モータ3のロータの回転位置を検出するための装置である。回転位置検出器4は、例えば、エンコーダである。回転位置検出器4は、モータ3のロータの回転位置に応じた回転位置検出信号Seを出力する。なお、回転位置検出器4は、エンコーダに限定されず、ホール素子等であってもよい。
A
制御回路1は、例えば外部から入力される、モータ3の動作の目標状態を指示する駆動指令信号Scに基づいて、モータ3を駆動させるための駆動制御信号Sdを生成し、モータ3の駆動を制御する。具体的に、制御回路1は、電流検出回路5からの電流検出信号Si、および回転位置検出器4からの回転位置検出信号Seに基づいて、モータ3のロータの回転速度やトルク等の情報を得ることにより、モータ3の回転状態を監視するとともに、モータ3が駆動指令信号Scによって指定された動作状態となるように駆動制御信号Sdを生成し、駆動回路2に与える。
The
本実施の形態において、制御回路1は、例えば、CPU等のプロセッサと、RAM,ROM等の各種記憶装置と、カウンタ(タイマ)、A/D変換回路、D/A変換回路、クロック発生回路、および入出力I/F回路等の周辺回路とが、バスや専用線を介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置(例えばマイクロコントローラ)である。
In this embodiment, the
なお、モータ駆動制御装置10は、制御回路1の少なくとも一部と駆動回路2の少なくとも一部とが一つの集積回路装置(IC)としてパッケージ化された構成であってもよいし、制御回路1と駆動回路2がそれぞれ個別の集積回路装置としてそれぞれパッケージ化された構成であってもよい。
Note that the motor
制御回路1は、ベクトル制御に基づく演算を行うことにより、モータ3の制御量を算出し、算出した制御量に基づいて駆動制御信号Sdを生成する。
The
制御回路1は、モータ3の駆動を制御するための動作モードとして、クローズド制御モードと、オープン制御モードとを有する。クローズド制御モードは、モータ3の回転速度ωと目標回転速度ωrefとの差が小さくなるように回転速度ωをフィードバックし、制御量を算出する動作モードである。オープン制御モードは、回転速度ωをフィードバックせず、目標回転速度ωrefに応じた制御量を算出する動作モードである。
The
本実施の形態において、制御回路1がクローズド制御モードによってモータ3の駆動を制御することを「同期駆動」とも称し、制御回路1がオープン制御モードによってモータ3の駆動を制御することを「非同期駆動」とも称する。
In the present embodiment, the
また、制御回路1は、モータ3の同期駆動時に弱め磁束制御を行う動作モードを有する。制御回路1は、弱め磁束制御において減磁電流の目標値を算出するとき、モータの特性を表すパラメータとして、予め設定された値を用いるのではなく、モータ3の駆動状態に基づいて自ら算出した値を用いる。
The
以下、制御回路1の具体的な構成および動作について詳細に説明する。
A specific configuration and operation of the
図2は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置10における制御回路1の機能ブロック構成を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing the functional block configuration of the
図2に示すように、制御回路1は、駆動制御信号Sdを生成するための機能ブロックとして、例えば、駆動指令取得部11、駆動電流値取得部12、回転角度取得部13、回転速度取得部14、およびベクトル制御演算部15を有する。
As shown in FIG. 2, the
これらの機能ブロックは、例えば、制御回路1としてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやA/D変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。
These functional blocks, for example, in a program processing device as the
駆動指令取得部11は、駆動指令信号Scを受信し、受信した駆動指令信号Scを解析することにより、駆動指令信号Scで指定されたモータ3の目標となる動作状態を指定する値を取得する。例えば、駆動指令信号Scは、モータ駆動制御装置10の外部に設けられた、モータユニット100を制御するための上位装置から出力される。
The drive
駆動指令信号Scは、モータ3の動作の目標状態を指示する値を含む。本実施の形態において、駆動指令信号Scは、例えば、モータ3のロータの回転速度を指定する速度指令信号である。駆動指令信号Scは、モータ3のロータの回転速度の目標値(目標回転速度)ωrefの値を含む。以下、本実施の形態では、駆動指令信号Scを「速度指令信号Sc」とも称する。
The drive command signal Sc includes a value that indicates the target state of operation of the
速度指令信号Scは、例えば、指定する目標回転速度ωrefに応じたデューティ比を有するPWM信号である。駆動指令取得部11は、例えば、速度指令信号ScとしてのPWM信号のデューティ比を解析し、解析したデューティ比に応じた回転速度を目標回転速度ωrefとして出力する。
The speed command signal Sc is, for example, a PWM signal having a duty ratio corresponding to the specified target rotation speed ωref. The drive
駆動電流値取得部12は、モータ3の各相のコイルの駆動電流値の測定値を取得する機能部である。駆動電流値取得部12は、例えば、電流検出回路5から出力された電流検出信号Siに基づいて、A相のコイルに流れる電流の測定値(駆動電流値Ia)、およびB相のコイルに流れる電流の計測値(駆動電流値Ib)をそれぞれ算出する。
The drive current
回転角度取得部13は、モータ3のロータの回転角度の測定値を取得する機能部である。回転角度取得部13は、例えば、回転位置検出器4から出力された回転位置検出信号Seに基づいて、モータ3のロータの回転角度(回転位置)θを算出する。
The rotation
回転速度取得部14は、モータ3のロータの回転速度の測定値を取得する機能部である。回転速度取得部14は、例えば、回転位置検出器4から出力された回転位置検出信号Seに基づいて、モータ3のロータの回転速度ωを算出する。
The rotation
ベクトル制御演算部15は、駆動電流値取得部12によって取得した駆動電流値Ia,Ibと、回転角度取得部13によって取得した回転角度θと、回転速度取得部14によって取得した回転速度ωとに基づいてベクトル制御に係る演算を行うことにより、駆動制御信号Sdを生成する。
The vector
具体的に、ベクトル制御演算部15は、同期駆動制御部31、非同期駆動制御部32、座標変換部23,24、パラメータ算出部27、および駆動制御信号生成部28を有する。
Specifically, the
座標変換部24は、駆動電流値取得部12によって取得した各相の駆動電流値Ia,Ibと、回転角度取得部13によって取得したロータの回転角度θとに基づいて、回転座標系におけるq軸の電流値Iqを算出する。
The coordinate
具体的には、座標変換部24は、回転角度取得部13によって取得した回転角度θ(sinθおよびcosθ)を用いて駆動電流値取得部12によって取得した2相(A,B)の固定座標系の電流値Ia,Ibをパーク変換することにより、2相(d,q)の回転座標系(d,q)の電流値Id,Iqをそれぞれ算出する。
Specifically, the coordinate
同期駆動制御部31は、クローズド制御モードにおいてモータ3の駆動を制御する場合に、モータ3の制御量の目標値を算出する機能部である。例えば、同期駆動制御部31は、速度制御部16、q軸電流目標値算出部17、q軸電流誤差算出部18、q軸制御部19、d軸電流目標値算出部20、d軸電流誤差算出部21、およびd軸制御部22を有する。
The synchronous
速度制御部16は、駆動指令取得部11から出力された目標回転速度ωrefに基づいて制御量を算出する。具体的には、制御回路1の動作モードがクローズド制御モードである場合、すなわちモータ3を同期駆動する場合には、速度制御部16は、目標回転速度ωrefと回転速度ωとの差(ωref‐ω)に応じた制御量を算出する。例えば、速度制御部16は、PI制御演算により、誤差(ωref‐ω)がゼロになるように、モータ3の制御量を算出する。
The
q軸電流目標値算出部17は、速度制御部16によって算出された制御量に基づいて、q軸電流の目標値Iqtを算出する。
The q-axis current
q軸電流誤差算出部18は、q軸電流目標値算出部17によって算出したq軸電流の目標値Iqtと座標変換部24によって算出したq軸電流値Iqとの差(Iqt‐Iq)を算出する。
The q-axis
q軸制御部19は、q軸電流誤差算出部18によって算出した、q軸電流の目標値Iqtとq軸電流値Iqとの差(Iqt‐Iq)が小さくなるように、回転座標系(d,q)におけるq軸電圧の目標値Vqtを算出する。例えば、q軸制御部19は、PI制御演算により、誤差(Iqt‐Iq)がゼロになるようにモータ3の制御量を算出し、その制御量に応じたq軸電圧の目標値Vqtを算出する。
The q-
d軸電流目標値算出部20は、2相(d,q)の回転座標系におけるd軸電流の目標値Idtを算出する。具体的には、制御回路1の動作モードがクローズド制御モードである場合、すなわちモータ3を同期駆動する場合には、d軸電流目標値算出部20は、例えば、d軸電流の目標値Idtをゼロとする。詳細は後述するが、制御回路1が弱め磁束制御を行うとき、d軸電流目標値算出部20は、減磁電流としてのd軸電流の目標値Idtを算出する。
The d-axis current target
d軸電流誤差算出部21は、d軸電流目標値算出部20によって算出したd軸電流の目標値Idtと座標変換部24によって算出したd軸電流値Idとの差(Idt‐Id)を算出する。
The d-axis
d軸制御部22は、d軸電流誤差算出部21によって算出した、d軸電流の目標値Idtとd軸電流値Idとの差(Idt‐Id)が小さくなるように、回転座標系(d,q)におけるd軸電圧の目標値Vdtを算出する。例えば、d軸制御部22は、PI制御演算により、誤差(Idt‐Id)がゼロになるようにモータ3の制御量を算出し、その制御量に基づいて、d軸電圧の目標値Vdtを算出する。
The d-
非同期駆動制御部32は、オープン制御モードにおいてモータ3の駆動を制御する場合に、モータ3の制御量の目標値を算出する機能部である。例えば、非同期駆動制御部32は、目標位置決定部33および目標電圧決定部34を有する。
The asynchronous
目標位置決定部33は、制御回路1の動作モードがオープン制御モードである場合、すなわちモータ3を駆動する場合に、モータ3の回転角度(回転位置)の目標値を決定する。例えば、目標位置決定部33は、駆動指令取得部11から出力された目標回転速度ωrefを積分することによって、モータ3の回転角度の目標値としての目標回転角度θtを算出して出力する。
The target
目標電圧決定部34は、制御回路1の動作モードがオープン制御モードである場合、すなわちモータ3を駆動する場合に、d軸電圧の目標値Vdtとq軸電圧の目標値Vqtを決定する。例えば、目標電圧決定部34は、下記式(1)を満足するd軸電圧およびq軸電圧の値(固定値)を、d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqt(固定値)として算出し、出力する。式(1)において、Vcは電源電圧である。
The target
座標変換部23は、2相(d、q)の回転座標系におけるd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを、2相(A,B)の固定座標系におけるA相の電圧目標値VaおよびB相の電圧目標値Vbに変換する機能部である。
The coordinate
例えば、モータ3を同期駆動する場合(クローズド制御モード)には、座標変換部23は、q軸制御部19によって算出したq軸電圧の目標値Vqtと、d軸制御部22によって算出したd軸電圧の目標値Vdtと、回転角度取得部13によって取得したロータの回転角度θとに基づいて、2相(A,B)の固定座標系におけるA相の電圧目標値VaおよびB相の電圧目標値Vbをそれぞれ算出する。
For example, when the
具体的には、座標変換部23は、回転角度取得部13によって取得した回転角度θ(sinθおよびcosθ)を用いて2相(d,q)の回転座標系のd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを逆パーク変換することにより、2相(d,q)の固定座標系(A,B)の電圧目標値Va,Vbをそれぞれ算出する。
Specifically, the coordinate
一方、モータ3を非同期駆動する場合(オープン制御モード)には、座標変換部23は、目標電圧決定部34によって決定したd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtと、目標位置決定部33によって決定した目標回転角度θtとに基づいて、2相(A,B)の固定座標系におけるA相の電圧目標値VaおよびB相の電圧目標値Vbをそれぞれ算出する。
On the other hand, when the
具体的には、座標変換部23は、目標位置決定部33によって決定した目標回転角度θt(sinθtおよびcosθt)を用いて2相(d,q)の回転座標系のd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを逆パーク変換することにより、2相(d,q)の固定座標系(A,B)の電圧目標値Va,Vbをそれぞれ算出する。
Specifically, the coordinate
駆動制御信号生成部28は、電圧目標値Va,Vbと回転角度θとに基づいて、駆動制御信号Sdを生成する。具体的に、駆動制御信号生成部28は、座標変換部23から出力された電圧目標値Va,Vbと回転角度θとに基づいて空間ベクトル変換を行うことにより、2相(A,B)の固定座標系の電圧信号(PWM信号)を生成し、駆動制御信号Sdとして出力する。
The drive
本実施の形態に係るモータ駆動制御装置10において、制御回路1が弱め磁束制御を行うとき、制御回路1は、後述するパラメータ算出部27によって算出された、モータ3の特性を表すパラメータであるd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqに基づいて、d軸電流の目標値Idtを算出し、減磁電流の目標値とする。
In the motor
図3Aおよび図3Bは、弱め磁束制御におけるd軸電流およびq軸電流のベクトルの一例を示す図である。 3A and 3B are diagrams showing examples of vectors of d-axis current and q-axis current in flux-weakening control.
図3Aおよび図3Bに示すように、弱め磁束制御時のd軸電流およびq軸電流の値は、電流円300と電圧円301,302とが交わる点によって定められる。図3Aには、同期駆動時において、電源電圧がVcで固定、回転速度ω0であるときの電圧円301と電流円300が示され、図3Bには、非同期駆動時において、電源電圧がVcで固定、回転速度ω1(≠ω0)であるときの電圧円302と電流円300が示されている。
As shown in FIGS. 3A and 3B, the values of the d-axis current and the q-axis current during flux-weakening control are determined by the points where the
電流円300は、d軸電流およびq軸電流が同じ値Iam、すなわちd軸電流およびq軸電流の電流ベクトル長が互いに等しくなるd軸電流およびq軸電流の範囲を示し、例えば、下記式(2)によって表される。ここで、idはd軸電流値、iqはq軸電流値、iamは所定の電流値を表している。
A
電圧円301,302は、弱め磁束制御時にd軸電流およびq軸電流の取り得る範囲を示し、モータの回転速度ωおよび電圧Vinの値に依存する。例えば、電圧円301,302は、下記式(3)によって表される。電圧Vinは、下記式(4)で表される。
Voltage circles 301 and 302 indicate possible ranges of the d-axis current and the q-axis current during flux-weakening control, and depend on the values of the motor rotation speed ω and the voltage Vin. For example,
ここで、ωはモータの回転速度、Ldはd軸のインダクタンス、Lqはq軸のインダクタンス、φは鎖交磁束をそれぞれ表している。また、Va,Vbは、A相およびB相の電圧目標値をそれぞれ表し、Vinは電圧目標値Va,Vbのベクトル長を表している。 Here, ω represents the rotational speed of the motor, Ld represents the d-axis inductance, Lq represents the q-axis inductance, and φ represents the flux linkage. Va and Vb represent the voltage target values of the A phase and B phase, respectively, and Vin represents the vector length of the voltage target values Va and Vb.
弱め磁束制御を行うとき、減磁電流の目標値は、例えば、上記式(2)、式(3)、および式(4)に基づく下記式(5)を用いて算出することができる。ここで、Vmは電源電圧、Idtはd軸電流の目標値、Iqtはq軸電流の目標値、ωt[rad/s]はモータの回転速度の目標値をそれぞれ表している。 When performing flux-weakening control, the target value of the demagnetizing current can be calculated using, for example, the following equation (5) based on the above equations (2), (3), and (4). Here, Vm is the power supply voltage, Idt is the target value of the d-axis current, Iqt is the target value of the q-axis current, and ωt [rad/s] is the target value of the rotation speed of the motor.
制御回路1が弱め磁束制御を行うとき、d軸電流目標値算出部20は、例えば、上記式(5)に基づいて、減磁電流としてのd軸電流の目標値Idtを算出する。
When the
なお、d軸電流目標値算出部20による減磁電流の目標値の算出方法として、上記(5)を用いる手法を例示したが、これに限定されず、弱め磁束制御において減磁電流を決定するための、種々の公知の手法を採用することができる。
As a method of calculating the target value of the demagnetizing current by the d-axis current target
上記式(5)から理解されるように、弱め磁束制御における減磁電流の目標値を算出するためには、モータの特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの夫々の値が必要となる。 As can be understood from the above equation (5), in order to calculate the target value of the demagnetizing current in the flux-weakening control, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq as parameters representing the motor characteristics value is required.
本実施の形態に係るモータ駆動制御装置10では、パラメータ算出部27が、減磁電流の目標値の算出に用いる、モータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出する。
In the motor
具体的には、パラメータ算出部27は、モータ3の弱め磁束制御を行う場合に、モータ3が第1駆動状態であるときの駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωと、モータ3が第1駆動状態と異なる第2駆動状態であるときの駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωとに基づいて、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値を算出する。
Specifically, when performing flux-weakening control of the
より具体的には、パラメータ算出部27は、第1駆動状態における電圧円に基づく第1方程式と第2駆動状態における電圧円に基づく第2方程式とに基づいて、d軸のインダクタンスLdとq軸のインダクタンスLqを算出する。
More specifically, the
ここで、第1駆動状態とは、例えば、モータ3を同期駆動している状態であり、第2駆動状態とは、例えば、モータ3を非同期駆動している状態である。
Here, the first drive state is, for example, a state in which the
例えば、パラメータ算出部27は、先ず、第1駆動状態としての同期駆動時におけるd軸電流値Id0、q軸電流値Iq0、および回転速度ω0を上記式(3)に代入することによって、第1駆動状態における下記式(6)を得る。ここでは、一例として、Vin=Vcとしている。
For example, the
次に、パラメータ算出部27は、第2駆動状態としての非同期駆動時におけるd軸電流値Id1、q軸電流値Iq1、および回転速度ω1を上記式(3)に代入することによって、第2駆動状態における下記式(7)を得る。ここでは、一例として、Vin=Vcとしている。
Next, the
次に、パラメータ算出部27は、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqについて、上記式(6)および上記式(7)の連立方程式を解くことにより、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを算出する。
Next, the
このようにして算出されたd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値は、例えば、図示されない制御回路1内の記憶領域に記憶され、弱め磁束制御を行うときの減磁電流の算出に用いられる。 The values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq thus calculated are stored, for example, in a storage area in the control circuit 1 (not shown), and are used to calculate the demagnetizing current when performing flux-weakening control. Used.
次に、モータ駆動制御装置10によるモータ3の駆動制御の流れについて説明する。
Next, the flow of drive control of the
図4は、モータ駆動制御装置10によるモータ3の駆動制御の流れを示すフローチャートである。
FIG. 4 is a flow chart showing the flow of drive control of the
先ず、例えば、モータ駆動制御装置10の起動後、上位装置から速度指令信号Scがモータ駆動制御装置10に入力された場合、制御回路1の駆動指令取得部11が、速度指令信号Scを解析することにより、速度指令信号Scによって指定されたモータ3の目標回転速度ωrefの情報を取得する(ステップS1)。
First, for example, after the motor
次に、制御回路1は、モータ3の同期駆動(クローズド制御モード)を開始する(ステップS2)。
Next, the
クローズド制御モードにおいて、先ず、制御回路1は、モータ3の回転角度θ0、回転速度ω0、および駆動電流値Ia0,Ib0をそれぞれ測定する(ステップS3)。具体的には、上述したように、回転角度取得部13が、回転位置検出器4としてのエンコーダから出力された回転位置検出信号Seに基づいてモータ3のロータの回転角度θ0を算出する。また、回転速度取得部14が、回転位置検出信号Seに基づいて、モータ3のロータの回転速度ω0を算出する。また、駆動電流値取得部12が、電流検出回路5から出力された電流検出信号Siに基づいて、A相およびB相のコイルの駆動電流値Ia0,Ib0を算出する。
In the closed control mode, the
次に、制御回路1は、ステップS3において取得した同期駆動時(第1駆動状態)の回転角度θ0、回転速度ω0、駆動電流値Ia0,Ib0に基づいて、2相(d,q)の回転座標系のd軸電流値Id0およびq軸電流値Iq0をそれぞれ算出する(ステップS4)。具体的には、上述したように、座標変換部24が、2相(A,B)の固定座標系の駆動電流値Ia,Ibに対して、回転角度θ0を用いてパーク変換を行うことにより、2相(d,q)の回転座標系のd軸電流値Id0およびq軸電流値Iq0をそれぞれ算出する。
Next, based on the rotation angle θ0, the rotation speed ω0, and the drive current values Ia0 and Ib0 during the synchronous drive (first drive state) obtained in step S3, the
次に、制御回路1は、ステップS4において算出したd軸電流値Id0およびq軸電流値Iq0に基づいて、駆動制御信号Sdを生成する(ステップS5)。具体的には、先ず、速度制御部16が、モータ3の目標回転速度ωrefとステップS3で取得したモータ3の回転速度ω0との誤差に応じた制御量を算出する。q軸電流目標値算出部17が、速度制御部16によって算出された制御量に基づいて、q軸電流の目標値Iqtを算出する。次に、q軸電流誤差算出部18が、q軸電流目標値算出部17によって算出されたq軸電流の目標値IqtとステップS4において算出されたq軸電流値Iq0との誤差を算出する。q軸制御部19が、q軸電流誤差算出部18によって算出された誤差がゼロになるようにq軸電圧の目標値Vqtを算出する。
Next, the
また、d軸電流目標値算出部20が、q軸電流の目標値Iqt(例えば、ゼロ)を算出する。d軸電流誤差算出部21が、d軸電流目標値算出部20によって算出されたd軸電流の目標値IdtとステップS4において算出されたd軸電流値Id0との誤差を算出する。次に、d軸制御部22が、d軸電流誤差算出部21によって算出された誤差がゼロになるようにd軸電圧の目標値Vdtを算出する。
The d-axis current
次に、座標変換部23が、q軸制御部19によって算出されたq軸電圧の目標値Vqtとd軸制御部22によって算出されたd軸電圧の目標値Vdtを、2相(A,B)の固定座標系の電圧目標値Va,Vbに変換する。駆動制御信号生成部28が、公知の空間ベクトル変換の演算を行うことにより、電圧目標値Va,Vbに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。これにより、モータ3は、回転速度ω0が目標回転速度ωrefに一致するように駆動される(同期駆動状態)。
Next, the coordinate
次に、制御回路1は、弱め磁束制御を行うか否かを判定する(ステップS6)。弱め磁束制御を行わない場合には、制御回路1は、モータ3の同期駆動を継続する(ステップS3~S5)。
Next, the
一方、弱め磁束制御を行う場合には、制御回路1は、動作モードをクローズド制御モードからオープン制御モードに変更し、モータ3の非同期駆動を開始する(ステップS7)。
On the other hand, when performing flux-weakening control, the
オープン制御モードにおいて、先ず、制御回路1は、モータ3の回転角度θ1、回転速度ω1、および駆動電流値Ia1,Ib1を測定する(ステップS8)。なお、ステップS8の具体的な測定方法は、ステップS3と同様である。
In the open control mode, the
次に、制御回路1は、ステップS8において取得した非同期駆動時(第2駆動状態)の回転角度θ1、回転速度ω1、駆動電流値Ia1,Ib1に基づいて、2相(d,q)の回転座標系のd軸電流値Id1およびq軸電流値Iq1をそれぞれ算出する(ステップS9)。具体的には、上述したように、座標変換部24が、2相(A,B)の固定座標系の駆動電流値Ia,Ibに対して、回転角度θ1を用いて座標変換を行うことにより、2相(d,q)の回転座標系のd軸電流値Id1およびq軸電流値Iq1をそれぞれ算出する。
Next, the
次に、制御回路1は、オープン制御モードにおいて駆動制御信号Sdを生成する(ステップS10)。具体的には、制御回路1は、実際のモータ3の回転速度ωのフィードバック制御を行わず、目標回転速度ωref、d軸電圧の目標値Vdt、およびq軸電圧の目標値Vqtに応じた制御量を算出し、当該制御量に基づいて、駆動制御信号Sdを生成する。
Next, the
より具体的には、上述したように、目標位置決定部33が、モータ3の目標回転速度ωrefを積分することにより目標回転角度θtを算出する。目標電圧決定部34が、上記式(1)に基づいて、d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtをそれぞれ算出する。次に、座標変換部23が、目標電圧決定部34によって算出されたd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを、目標位置決定部33によって算出された目標回転角度θtを用いて逆パーク変換を行うことにより、2相(A,B)の固定座標系の電圧目標値Va,Vbをそれぞれ算出する。そして、駆動制御信号生成部28が、公知の空間ベクトル変換の演算を行うことにより、電圧目標値Va,Vbに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。
これにより、モータ3は、指定された目標回転速度ωrefおよび固定値であるd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtに応じた制御量に基づいて、駆動される(非同期駆動状態)。
More specifically, as described above, the target
As a result, the
次に、制御回路1は、モータ3の特性を表すパラメータを算出する(ステップS11)。具体的には、パラメータ算出部27が、ステップS3およびステップS4において算出したモータ3の同期駆動時(第1駆動状態)の回転角度θ0、回転速度ω0、d軸電流値Id0、およびq軸電流値Iq0と、ステップS8およびステップS9において算出したモータ3の非同期駆動時(第2駆動状態)の回転角度θ1、回転速度ω1、d軸電流値Id1、およびq軸電流値Iq1とに基づいて、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqをそれぞれ算出する。
Next, the
より具体的には、パラメータ算出部27が、上述したように、モータ3の同期駆動時(第1駆動状態)の測定値に基づいて上記式(6)を生成するとともに、モータ3の非同期駆動時(第1駆動状態)の測定値に基づいて上記式(7)を生成し、上記式(6)および上記式(7)の連立方程式を解くことにより、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqをそれぞれ算出する。
More specifically, as described above, the
次に、制御回路1は、弱め磁束制御における減磁電流(d軸電流)の目標値を算出する(ステップS12)。具体的には、上述したように、d軸電流目標値算出部20が、上記式(5)とステップS11において算出されたd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqとに基づいて、減磁電流としてのd軸電流の目標値Idtを算出する。
Next, the
次に、制御回路1は、ステップS12において算出した減磁電流の目標値Idtに基づいて、弱め磁束制御を開始する(ステップS13)。具体的には、制御回路1は、d軸電流値Idおよびq軸電流値IqがステップS12において算出したd軸電流値Id0とq軸電流値Iq0にそれぞれ一致するように、駆動制御信号Sdを生成する。これにより、弱め磁束制御によってモータ3が駆動される。
Next, the
以上、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置10は、モータ3の弱め磁束制御を行う場合に、モータ3が第1駆動状態(例えば、同期駆動状態)であるときの駆動電流値Ia0,Ib0、回転角度θ0、および回転速度ω0と、モータ3が第1駆動状態と異なる第2駆動状態(例えば、非同期駆動状態)であるときの駆動電流値Ia1,Ib1、回転角度θ1、および回転速度ω1とに基づいて、モータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。
As described above, the motor
これによれば、実際に制御対象のモータ3が駆動しているときの測定値に基づいて上記パラメータ(d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLq)を算出するので、従来に比べて、誤差の少ないd軸のインダクタンスおよびq軸のインダクタンスの値を得ることができる。そして、モータ駆動制御装置10は、算出したd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqに基づいて減磁電流の目標値を算出し、その目標値に基づいてモータの弱め磁束制御を行うので、十分な減磁効果が得ることができ、モータの最大回転速度を向上させることが可能となる。
According to this, the parameters (d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq) are calculated based on the measured values when the
また、モータ駆動制御装置10は、第1駆動状態(例えば、同期駆動状態)におけるd軸の電流値およびq軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第1方程式(上記式(6))と、第2駆動状態(例えば、非同期駆動状態)におけるd軸の電流値およびq軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第2方程式(上記式(7))とに基づいて、d軸のインダクタンスLdとq軸のインダクタンスLqを算出する。
これによれば、複雑な演算を行うことなく、d軸のインダクタンスLdとq軸のインダクタンスLqを得ることが可能となる。
In addition, the motor
According to this, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq can be obtained without performing complicated calculations.
また、第1駆動状態を、モータ3が回転速度ωに対するクローズド制御によって駆動されている状態(同期駆動状態)とし、第2駆動状態を、モータ3がオープン制御によって駆動されている状態(非同期駆動状態)とすることにより、上位装置等からの駆動指令信号によって指定されたモータの理想の駆動状態から大きく逸脱することなく、二つの異なる駆動状態におけるモータ3の回転速度、回転角度、および駆動電流値を測定することが可能となる。すなわち、二つの異なる駆動状態におけるモータ3の回転速度、回転角度、および駆動電流値を測定するためにモータの制御方法を切り替えることによる、モータの動作への悪影響を最小限に抑えることが可能となる。
The first drive state is the state in which the
[第2の実施の形態]
以下、本発明の第2の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。
[Second embodiment]
A specific example of the second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第2の実施の形態は、先に説明した図1に示したモータユニット100が備えるモータ駆動制御装置10が有する制御回路1において実現される別の機能に関するものである。このため、以下の説明において、第1の実施の形態と共通するモータユニット100、モータ駆動制御装置10の構成については、構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
The second embodiment relates to another function implemented in the
以下、第2の実施の形態に係る制御回路1の具体的な構成および動作について詳細に説明する。
A specific configuration and operation of the
図5は、第2の実施の形態に係るモータ駆動制御装置10における制御回路1の機能ブロック構成を示す図である。図5に示す制御回路1は、駆動制御信号Sdを生成するための機能ブロックとして、図2に示した制御回路1と同様に、例えば、駆動指令取得部11、駆動電流値取得部12、回転角度取得部13、回転速度取得部14、およびベクトル制御演算部15を有する。制御回路1は、上述したように図1に示したモータユニット100におけるモータ駆動制御装置10が有する、プログラム処理装置(例えばマイクロコントローラ)により実現される。図5に示す制御回路1において、主にベクトル制御演算部15における非同期駆動制御部32Bの構成および動作と、非同期駆動制御部32Bの動作に伴うパラメータ算出部27の動作と、データ保存部37Bの構成および動作とが、図2などを参照して先に説明した制御回路1と相違する。
FIG. 5 is a diagram showing the functional block configuration of the
非同期駆動制御部32Bは、非同期駆動制御部32と同様に、オープン制御モードにおいてモータ3の駆動を制御する場合に、モータ3の制御量の目標値を算出する機能部である。例えば、非同期駆動制御部32Bは、目標位置決定部33B、目標電圧決定部34B、速度指令部35B、および脱調判定部36Bを有する。
The asynchronous
目標位置決定部33Bは、制御回路1の動作モードがオープン制御モードである場合に、モータ3の回転角度(回転位置)の目標値を決定する。例えば、目標位置決定部33は、速度指令部35Bから出力された速度指令値ωnを積分することによって、モータ3の回転角度の目標値としての目標回転角度θtを算出して出力する。
The target
目標電圧決定部34Bは、制御回路1の動作モードがオープン制御モードである場合に、d軸電圧の目標値Vdtとq軸電圧の目標値Vqtを決定する。例えば、目標電圧決定部34は、上述した式(1)を満足するd軸電圧およびq軸電圧の値(固定値)を、d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqt(固定値)として算出し、出力する。
The target
速度指令部35Bは、制御回路1の動作モードがオープン制御モードである場合に、目標位置決定部33Bにモータ3の回転角度(回転位置)を出力する。速度指令部35Bは、複数の速度指令値ωnを目標位置決定部33Bに指令する。速度指令値ωnは、例えば、ωn=0から任意の値nまでの間において所定の間隔で定められている複数の異なる値である。複数の異なる値である速度指令値ωnを目標位置決定部33Bに出力することにより、非同期駆動制御部32Bは、オープン制御においてモータ3の回転速度を変化(増加、増速)させることができる。速度指令部35Bは、第1駆動状態および第2駆動状態のそれぞれにおいて、速度指令値ωnを変化させてモータ3の回転速度を変化させる。
The
脱調判定部36Bは、モータ3に脱調が発生しているか否かを判定する。脱調判定部36Bは、第1駆動状態および第2駆動状態それぞれにおいて、目標位置決定部33Bから取得したモータ3の目標回転角度θtと、回転角度取得部13から取得した回転速度、すなわち、モータ3のロータの回転角度θとに基づいて、モータ3に脱調が発生しているか否かを判定する。脱調判定部36Bは、モータ3に脱調が発生しているか否かの判定結果を示す脱調判定信号Soを、パラメータ算出部27に出力する。
The step-out
データ保存部37Bは、パラメータ算出部27がモータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出するために、モータ3が第1駆動状態および第2駆動状態のそれぞれであるときに取得した、駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωが保存されている。データ保存部37Bには、具体的には、第1駆動状態および第2駆動状態のそれぞれについて、モータ3に脱調が発生する直前にパラメータ算出部27が取得した、駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωが保存されている。
The
本実施の形態に係るモータ駆動制御装置10において、パラメータ算出部27は、少なくとも2つの駆動状態のそれぞれについて、モータ3に脱調が発生する直前にパラメータ算出部27が取得した値に基づいて、減磁電流の目標値の算出に用いる、モータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出する。
In the motor
具体的には、パラメータ算出部27は、少なくとも2つの駆動状態の一例として、第1駆動状態および第2駆動状態のそれぞれについて、モータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出する。すなわち、パラメータ算出部27は、モータ3が第1駆動状態であるときにおいてモータ3に脱調が発生する直前に取得した、駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωと、モータ3が第1駆動状態と異なる第2駆動状態であるときにおいてモータ3に脱調が発生する直前に取得した、駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωとに基づいて、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値を算出する。より具体的には、パラメータ算出部27は、第1駆動状態における電圧円に基づく第1方程式と第2駆動状態における電圧円に基づく第2方程式とに基づいて、d軸のインダクタンスLdとq軸のインダクタンスLqを算出する。
Specifically, the
ここで、第1駆動状態および第2駆動状態は、第1の実施の形態と異なり、いずれもモータ3を非同期駆動している状態である(オープン制御モード)。第2の実施の形態において、第1駆動状態と第2駆動状態との相違は、電圧指令値としてのd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtの少なくとも一方が異なる点である。本実施の形態における第1駆動状態および第2駆動状態は、d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtの少なくとも一方の相違により、座標変換部23により算出される2相(d,q)の固定座標系(A,B)の電圧目標値Va,Vbが相違する。本実施の形態における第1駆動状態および第2駆動状態は、2相(d,q)の固定座標系(A,B)の電圧目標値Va,Vbの相違により、駆動制御信号生成部28において上記式(4)により算出される電圧Vinが相違する。以下の説明において、第1駆動状態における電圧Vinを電圧Vin0、第2駆動状態における電圧Vinを電圧Vin1とする。第1駆動状態における電圧Vin0、および、第2駆動状態における電圧Vin1は、それぞれの算出に用いられるd軸電圧の目標値Vdtまたはq軸電圧の目標値Vqtの少なくともいずれか一方の値が相違していればよい。
Here, unlike the first embodiment, the first drive state and the second drive state are states in which the
例えば、パラメータ算出部27は、先ず、第1駆動状態におけるd軸電流値Id0、q軸電流値Iq0、回転速度ω0、および電圧Vin0を上記式(3)に代入することによって、第1駆動状態における上記式(8)を得る。
For example, the
次に、パラメータ算出部27は、第2駆動状態におけるd軸電流値Id1、q軸電流値Iq1、回転速度ω1、および電圧Vin1を上記式(3)に代入することによって、第2駆動状態における上記式(9)を得る。
Next, the
次に、パラメータ算出部27は、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqについて、上記式(8)および上記式(9)の連立方程式を解くことにより、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを算出する。
Next, the
このようにして算出されたd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値は、例えば、データ保存部37B(図示されない制御回路1内の記憶領域)に記憶され、弱め磁束制御を行うときの減磁電流の算出に用いられる。
The values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq thus calculated are stored, for example, in the
パラメータ算出部27は、第1駆動状態および第2駆動状態における、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値を算出する際に用いられた複数の回転速度ω、駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および、電圧Vinの組み合わせを、データ保存部37Bに保存する。パラメータ算出部27は、脱調判定部36Bから取得した脱調判定信号Soに応じて、モータ3に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、回転速度ω、電圧Vinを、データ保存部37Bに保存する。
The
次に、モータ駆動制御装置10によるモータ3の駆動制御の流れについて説明する。
Next, the flow of drive control of the
図6は、第2の実施の形態に係るモータ駆動制御装置10によるモータ3の駆動制御の流れを示すフローチャートである。図6において、パラメータ算出部27に用いられる少なくとも2つの駆動状態の一例として、いずれも非同期駆動状態であって、電圧指令値が異なる第1駆動状態および第2駆動状態において取得した値を用いて、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出する例について説明する。
FIG. 6 is a flow chart showing the flow of drive control of the
先ず、例えば、モータ駆動制御装置10の起動後、制御回路1の目標電圧決定部34Bが、第1駆動状態の第1の電圧指令値としてのd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを設定する(ステップS101)。d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtに応じて、座標変換部23が、2相(d,q)の固定座標系(A,B)の電圧目標値Va,Vbを算出する。制御回路1では、上記式(4)により、第1駆動状態における電圧Vin0を算出する。
First, for example, after the motor
制御回路1の速度指令部35Bが、モータ3の速度指令値ωnの情報を目標位置決定部33Bに出力する(ステップS102)。ステップS102において、速度指令値ωnは任意の初期値である。
The
制御回路1は、第1駆動状態において、制御回路1は、モータ3の回転角度θ、回転速度ω、および駆動電流値Ia,Ibを測定する(ステップS103)。測定されるモータ3の回転角度θ、回転速度ω、および駆動電流値Ia,Ibは、上述したように、第1駆動状態においては回転角度θ0、回転速度ω0、および駆動電流値Ia0,Ib0であり、第2駆動状態おいては回転角度θ1、回転速度ω1、および駆動電流値Ia1,Ib1である。なお、ステップS103の具体的な測定方法は、第1の実施の形態におけるステップS3と同様である。
In the first drive state, the
次に、制御回路1は、ステップS103において取得した第1駆動状態および第2駆動状態のそれぞれにおける回転角度θ、回転速度ω、駆動電流値Ia,Ibに基づいて、2相(d,q)の回転座標系のd軸電流値Idおよびq軸電流値Iqをそれぞれ算出する(ステップS104)。具体的には、第1の実施の形態におけるステップS9と同様に、座標変換部24が、2相(A,B)の固定座標系の駆動電流値Ia,Ibに対して、回転角度θ1を用いて座標変換を行うことにより、2相(d,q)の回転座標系のd軸電流値Idおよびq軸電流値Iqをそれぞれ算出する。算出されるd軸電流値Id及びq軸電流値Iqは、第1駆動状態においてはId0,Iq0であり、第2駆動状態においてはId1,Iq1である。
Next, based on the rotation angle θ, the rotation speed ω, and the drive current values Ia and Ib in each of the first drive state and the second drive state obtained in step S103, the
次に、制御回路1は、駆動制御信号Sdを生成する(ステップS105)。具体的には、制御回路1は、実際のモータ3の回転速度ωのフィードバック制御を行わず、速度指令部35Bが出力した速度指令値ωn、d軸電圧の目標値Vdt、およびq軸電圧の目標値Vqtに応じた制御量を算出し、当該制御量に基づいて、駆動制御信号Sdを生成する。
Next, the
より具体的には、上述したように、目標位置決定部33Bが、速度指令部35Bが出力したモータ3の速度指令値ωnを積分することにより目標回転角度θtを算出する。目標電圧決定部34Bが、上記式(1)に基づいて、d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtをそれぞれ算出する。次に、座標変換部23が、目標電圧決定部34Bによって算出されたd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを、目標位置決定部33Bによって算出された目標回転角度θtを用いて逆パーク変換を行うことにより、2相(A,B)の固定座標系の電圧目標値Va,Vbをそれぞれ算出する。そして、駆動制御信号生成部28が、公知の空間ベクトル変換の演算を行うことにより、電圧目標値Va,Vbに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。
これにより、モータ3は、速度指令部35Bにより指定された速度指令値ωnおよび固定値であるd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtに応じた制御量に基づいて、駆動される(非同期駆動状態)。制御回路1は、モータ3の回転が静定するまで待機する(ステップS106)。
More specifically, as described above, the target
As a result, the
脱調判定部36Bは、目標位置決定部33Bから取得したモータ3の目標回転角度θtと、回転角度取得部13から取得したモータ3のロータの回転角度θとの差分に基づいて、モータ3に脱調が発生しているか否かを判定する(ステップS107)。脱調判定部36Bは、モータ3に脱調が発生しているか否かの判定結果を示す脱調判定信号Soを、パラメータ算出部27に出力する。
Based on the difference between the target rotation angle θt of the
脱調が発生していない場合(S107:NO)、速度指令部35Bは、S101で出力した速度指令値ωnとは異なる値、具体的には、ステップS101で設定された速度指令値ωnよりも増速した速度指令値ωnを、目標位置決定部33Bに出力する(ステップS108)。速度指令部35Bにより増速された速度指令値ωnが設定された後、制御回路1による処理はS103に戻り、脱調が発生するまでS103からS107までの処理を繰り返す。
If step-out has not occurred (S107: NO), the
一方、脱調が発生している場合(S107:YES)、パラメータ算出部27は、脱調判定部36Bから取得した脱調判定信号Soに応じて、第1駆動状態および第2駆動状態それぞれについて、モータ3に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、回転速度ω、および電圧Vinを、データ保存部37Bに保存する(ステップS109)。
On the other hand, if a step-out has occurred (S107: YES), the
次に、制御回路1は、第1駆動状態および第2駆動状態それぞれについて、モータ3に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωを、データ保存部37Bに保存することができたか否かを判定する(ステップS110)。
Next, for each of the first drive state and the second drive state, the
第1駆動状態および第2駆動状態それぞれについて、モータ3に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、回転速度ω、および電圧Vinを、データ保存部37Bに保存することができていない場合(S110:NO)、制御回路1の目標電圧決定部34Bが、第2駆動状態の第2の電圧指令値としてのd軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtを設定する(ステップS111)。d軸電圧の目標値Vdtおよびq軸電圧の目標値Vqtに応じて、座標変換部23が、2相(d,q)の固定座標系(A,B)の電圧目標値Va,Vbを算出する。制御回路1では、上記式(4)により、第2駆動状態における電圧Vin1を算出する。第2駆動状態における電圧Vin1を設定した後、制御回路1は、S102の処理に戻る。
For each of the first drive state and the second drive state, the drive current values Ia and Ib, the rotation angle θ, the rotation speed ω, and the voltage Vin acquired immediately before the
次に、第1駆動状態および第2駆動状態それぞれについて、データ保存部37Bにデータを保存することができている場合(S110:YES)、制御回路1は、モータ3の特性を表すパラメータを算出する(ステップS112)。具体的には、パラメータ算出部27が、ステップS103およびステップS104において算出し、ステップS109においてデータ保存部37Bに保存したモータ3の第1駆動状態の回転角度θ0、回転速度ω0、d軸電流値Id0、q軸電流値Iq0、および電圧Vin0と、第2駆動状態の回転角度θ1、回転速度ω1、d軸電流値Id1、q軸電流値Iq1、および電圧Vin1と、に基づいて、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqをそれぞれ算出する。
Next, if the data can be stored in the
より具体的には、パラメータ算出部27が、上述したように、上記式(8)および上記式(9)の連立方程式を解くことにより、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqをそれぞれ算出する。
More specifically, as described above, the
次に、制御回路1は、弱め磁束制御における減磁電流(d軸電流)の目標値を算出する(ステップS113)。具体的には、上述したように、d軸電流目標値算出部20が、上記式(5)とステップS112において算出されたd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqとに基づいて、減磁電流としてのd軸電流の目標値Idtを算出する。
Next, the
以上、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置10は、モータ3が第1駆動状態であるときの駆動電流値Ia0,Ib0、回転角度θ0、および回転速度ω0と、モータ3が第1駆動状態と異なる、具体的には第1駆動状態における第1の電圧指令値とは異なる第2の電圧指令値でモータ3を駆動する第2駆動状態であるときの駆動電流値Ia1,Ib1、回転角度θ1、および回転速度ω1とに基づいて、モータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。
As described above, the motor
特に、本実施の形態に係る制御回路1を有するモータ駆動制御装置10は、第1駆動状態における電圧Vin0に応じて取得された駆動電流値Ia0,Ib0、回転角度θ0、回転速度ω0、および、電圧Vin0と、第2駆動状態における電圧Vin1に応じて取得された駆動電流値Ia1,Ib1、回転角度θ1、回転速度ω1、および、電圧Vin1と、に基づいて、モータ3の特性を表すパラメータとしてのd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。
In particular, the motor
これによれば、実際に制御対象のモータ3が駆動しているときの測定値に基づいて上記パラメータ(d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLq)を算出するので、従来に比べて、誤差の少ないd軸のインダクタンスおよびq軸のインダクタンスの値を得ることができる。そして、モータ駆動制御装置10は、算出したd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqに基づいて減磁電流の目標値を算出し、その目標値に基づいてモータの弱め磁束制御を行うので、十分な減磁効果が得ることができ、モータの最大回転速度を向上させることが可能となる。
According to this, the parameters (d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq) are calculated based on the measured values when the
また、本実施の形態に係る制御回路1を有するモータ駆動制御装置10は、モータ3に脱調が発生しているか否かを判定する脱調判定部36Bを有し、段階的に増速した複数の速度指令値ωnによりモータ3を駆動し、電圧指令値が異なる第1駆動状態および第2駆動状態それぞれについて、モータ3に脱調が発生していると判定された直前の速度指令値ωnにおける駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωを取得する。本実施の形態に係る制御回路1を有するモータ駆動制御装置10は、電圧Vin0である第1駆動状態、および、電圧Vin1である第2駆動状態それぞれについて取得された、駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωに基づいて、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Sdを生成する。第1駆動状態および第2駆動状態それぞれにおける、モータ3に脱調が発生していると判定された直前における速度指令値ωnに応じて取得された駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωは、データ保存部37Bに保存される。
これによれば、モータ3がオープン制御によって駆動されている状態(非同期駆動状態)である第1駆動状態および第2駆動状態において、モータ3に脱調が発生する直前に取得した速度指令値ωnに応じて取得された駆動電流値Ia,Ib、回転角度θ、および回転速度ωに基づいて連立方程式を解いてパラメータを算出する。このため、本実施の形態に係る制御回路1を有するモータ駆動制御装置10によれば、実際に制御対象のモータ3が駆動しているときに脱調が発生した測定値に基づいて上記パラメータ(d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLq)を算出し、算出したd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqに基づいて減磁電流の目標値を算出するので、モータの最大回転速度を向上させることが可能となる。
Further, the motor
According to this, in the first drive state and the second drive state in which the
≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
<<Expansion of Embodiment>>
The invention made by the present inventor has been specifically described above based on the embodiment, but the present invention is not limited thereto, and it goes without saying that various modifications can be made without departing from the gist of the invention. .
例えば、上記実施の形態では、モータ3(永久磁石型モータ)がステッピングモータである場合を例示したが、これに限られず、モータ3は、例えば、U相、V相、W相のコイルを有する3相ブラシレスDCモータ等であってもよい。すなわち、モータ3は、ベクトル制御によって駆動可能であれば、モータの種類は限定されない。
For example, in the above-described embodiment, the motor 3 (permanent magnet type motor) is a stepping motor. A three-phase brushless DC motor or the like may be used. That is, the type of
また、本実施の形態では、一例として、第1の実施の形態において第1駆動状態が同期駆動状態、第2駆動状態が非同期駆動状態である場合を説明し、第2の実施の形態において第1駆動状態および第2駆動状態がいずれも非同期駆動状態であって、第1駆動状態と第2駆動状態とが電圧指令値が異なる場合を説明したが、これに限られず、第1駆動状態と第2駆動状態は、互いに異なる状態であればよい。すなわち、2つの異なるモータ3の動作状態におけるd軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqを含む等式が得ることができれば、第1駆動状態および第2駆動状態は、上述の例に限定されない。例えば、同期駆動状態において第1回転速度でモータ3が回転しているときのd軸電流およびq軸電流の測定値を上記式(3)に代入して得られた式と、同期駆動状態において第1回転速度と異なる第2回転速度でモータ3が回転しているときのd軸電流およびq軸電流の測定値を上記式(3)に代入して得られた式とを連立することにより、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出してもよい。
Further, in the present embodiment, as an example, a case where the first drive state is the synchronous drive state and the second drive state is the asynchronous drive state in the first embodiment will be described, and in the second embodiment, the second drive state will be described. Although both the first drive state and the second drive state are asynchronous drive states and the voltage command values are different between the first drive state and the second drive state, the present invention is not limited to this. The second drive states may be different states. That is, the first drive state and the second drive state are not limited to the above example, as long as an equation including the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq in two different operating states of the
また、第2の実施の形態では、少なくとも2つの駆動状態の一例として、いずれも非同期駆動状態であって電圧指令値が異なる第1駆動状態および第2駆動状態の2つの駆動状態において取得した値を用いて、パラメータ算出部27が、d軸のインダクタンスLdおよびq軸のインダクタンスLqの値をそれぞれ算出する例について説明したが、パラメータの算出に用いられる駆動状態が3つ以上であってもよい。
Further, in the second embodiment, as an example of at least two drive states, values acquired in two drive states, a first drive state and a second drive state, both of which are asynchronous drive states and have different voltage command values. , the
また、モータの回転角度および回転速度の検出方法は、上述の手法に限定されない。例えば、モータ駆動制御装置10が回転位置検出器4を有しない構成(センサレス方式)である場合には、制御回路1は、センサレス方式に係る公知の演算により、モータの回転角度θおよび回転速度ωを算出してもよい。
Also, the method for detecting the rotation angle and rotation speed of the motor is not limited to the above-described methods. For example, when the motor
また、上述のフローチャートは具体例であって、このフローチャートに限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されていてもよいし、処理が並列化されていてもよい。 Also, the above-described flowchart is a specific example, and the present invention is not limited to this flowchart. For example, other processes may be inserted between each step, or the processes may be parallelized.
1…制御回路、2…駆動回路、3…モータ、4…回転位置検出器(エンコーダ)、5…電流検出回路、10…モータ駆動制御装置、11…駆動指令取得部、12…駆動電流値取得部、13…回転角度取得部、14…回転速度取得部、15…ベクトル制御演算部、16…速度制御部、17…q軸電流目標値算出部、18…q軸電流誤差算出部、19…q軸制御部、20…d軸電流目標値算出部、21…d軸電流誤差算出部、22…d軸制御部、23,24…座標変換部、27…パラメータ算出部、28…駆動制御信号生成部、31…同期駆動制御部、32,32B…非同期駆動制御部、33,33B…目標位置決定部、34,34B…目標電圧決定部、35B…速度指令部、36B…脱調判定部、37B…データ保存部、100…モータユニット、300…電流円、301,302…電圧円、Se…回転位置検出信号、Si…電流検出信号、Sc…駆動指令信号(速度指令信号)、Sd…駆動制御信号(PWM信号)、So…脱調判定信号、Ia,Ib…駆動電流値、Id…d軸電流値、Iq…q軸電流値、Iqt…q軸電流の目標値、Idt…d軸電流の目標値、Vdt…d軸電圧の目標値、Vqt…q軸電圧の目標値、ω…回転速度、ωref…目標回転速度、θ…回転角度。
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、
前記制御回路は、
前記モータのコイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、
前記モータのロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、
前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、
前記駆動電流値と、前記回転角度と、前記回転速度とに基づいて、ベクトル制御に係る演算を行って前記駆動制御信号を生成するベクトル制御演算部と、を有し、
前記ベクトル制御演算部は、前記モータの弱め磁束制御を行う場合に、前記モータが第1駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度と、前記モータが前記第1駆動状態と異なる第2駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度とに基づいて、前記モータの特性を表すパラメータを算出し、前記パラメータに基づいて前記駆動制御信号を生成する
モータ駆動制御装置。 a control circuit that outputs a drive control signal for driving the motor;
a drive circuit that drives the motor based on the drive control signal output from the control circuit;
The control circuit is
a drive current value acquisition unit that acquires a drive current value of the coil of the motor;
a rotation angle acquisition unit that acquires the rotation angle of the rotor of the motor;
a rotational speed acquisition unit that acquires the rotational speed of the rotor;
a vector control calculation unit that performs calculations related to vector control based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed to generate the drive control signal;
The vector control calculation unit, when performing flux-weakening control of the motor, calculates the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in the first drive state, and the motor is in the first drive state. A parameter representing a characteristic of the motor is calculated based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed in a second drive state different from the drive state, and the drive control signal is based on the parameter. to generate a motor drive controller.
前記パラメータは、前記モータのd軸のインダクタンスと前記モータのq軸のインダクタンスを含む
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 1,
The motor drive control device, wherein the parameters include a d-axis inductance of the motor and a q-axis inductance of the motor.
前記ベクトル制御演算部は、
前記第1駆動状態におけるd軸の電流値およびq軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第1方程式と、前記第2駆動状態におけるd軸の電流値およびq軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第2方程式と、に基づいて、前記モータのd軸のインダクタンスと前記モータのq軸のインダクタンスを算出する
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 2,
The vector control calculation unit
A first equation representing a voltage circle indicating the range of the d-axis current value and the q-axis current value in the first drive state, and the range of the d-axis current value and the q-axis current value in the second drive state and a second equation representing the voltage circle shown in FIG.
前記ベクトル制御演算部は、前記モータの弱め磁束制御を行う場合に、前記パラメータに基づいて、d軸の電流の目標値を算出する
モータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to any one of claims 1 to 3,
A motor drive control device, wherein the vector control calculation unit calculates a target value of a d-axis current based on the parameter when performing flux-weakening control of the motor.
前記第1駆動状態は、前記モータが前記回転速度に対するクローズド制御によって駆動されている状態であり、
前記第2駆動状態は、前記モータがオープン制御によって駆動されている状態である
モータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to any one of claims 1 to 3,
the first drive state is a state in which the motor is driven by closed control over the rotational speed;
The motor drive control device, wherein the second drive state is a state in which the motor is driven by open control.
前記第1駆動状態は、前記モータが前記ベクトル制御における第1の電圧指令値によって駆動されている状態であり、
前記第2駆動状態は、前記モータが前記ベクトル制御における前記第1の電圧指令値と異なる第2の電圧指令値によって駆動されている状態である
モータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to any one of claims 1 to 3,
the first drive state is a state in which the motor is driven by a first voltage command value in the vector control;
The second drive state is a state in which the motor is driven by a second voltage command value different from the first voltage command value in the vector control. Motor drive control device.
前記ベクトル制御演算部は、前記第1駆動状態および前記第2駆動状態の少なくとも一方において、前記モータに脱調が発生するよりも前に取得された前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度に基づいて、前記パラメータを算出する
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 6,
The vector control calculation unit calculates, in at least one of the first drive state and the second drive state, the drive current value, the rotation angle, and the rotation angle obtained before step-out occurs in the motor. A motor drive control device that calculates the parameter based on speed.
前記ベクトル制御演算部は、前記第1駆動状態および前記第2駆動状態の少なくとも一方において速度指令値を段階的に増加させて脱調を発生させる
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 7,
The vector control calculation unit increases stepwise a speed command value in at least one of the first drive state and the second drive state to cause step-out. A motor drive control device.
前記モータが第1駆動状態であるときの前記モータのコイルの駆動電流値、前記モータのロータの回転角度、および前記ロータの回転速度と、を取得する第1ステップと、
前記モータが前記第1駆動状態と異なる第2駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度とを取得する第2ステップと、
前記第1ステップと前記第2ステップにおいて取得した前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度に基づいて、前記モータの特性を表すパラメータを算出する第3ステップと、
前記第3ステップにおいて算出した前記パラメータに基づいて、前記弱め磁束制御における前記モータの減磁電流の目標値を算出する第4ステップと、
前記第4ステップにおいて算出した前記減磁電流の目標値に基づいて、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第5ステップと、を含む
モータ駆動制御方法。 When performing flux-weakening control of a motor,
a first step of acquiring a drive current value of a coil of the motor, a rotation angle of a rotor of the motor, and a rotation speed of the rotor when the motor is in a first drive state;
a second step of acquiring the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in a second drive state different from the first drive state;
a third step of calculating parameters representing characteristics of the motor based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed obtained in the first step and the second step;
a fourth step of calculating a target value of the demagnetizing current of the motor in the flux-weakening control based on the parameters calculated in the third step;
and a fifth step of generating a drive control signal for driving the motor based on the target value of the demagnetizing current calculated in the fourth step. A motor drive control method.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021170884 | 2021-10-19 | ||
JP2021170884 | 2021-10-19 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2023061370A true JP2023061370A (en) | 2023-05-01 |
Family
ID=86239125
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022161679A Pending JP2023061370A (en) | 2021-10-19 | 2022-10-06 | Motor drive control device and motor drive control method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2023061370A (en) |
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