JP2023061370A - Motor drive control device and motor drive control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。 The present invention relates to a motor drive control device and a motor drive control method.
一般に、ロータとして永久磁石を採用しているステッピングモータやブラシレスＤＣモータ等の永久磁石型モータ（以下、「モータ」とも称する。）の最大回転速度は、永久磁石（ロータ）による鎖交磁束とモータを駆動するためのインバータ回路等の駆動回路の電源電圧によって制約を受ける。 In general, the maximum rotational speed of a permanent magnet type motor such as a stepping motor or a brushless DC motor (hereinafter also referred to as "motor") that employs a permanent magnet as a rotor is determined by the interlinkage magnetic flux of the permanent magnet (rotor) and the motor. is restricted by the power supply voltage of a drive circuit such as an inverter circuit for driving the .
モータの最大回転速度を上げる手法として、弱め磁束制御が知られている。弱め磁束制御は、モータのベクトル制御において、永久磁石（ロータ）による鎖交磁束を減磁する電流をステータ（コイル）に流すことにより、モータの最高回転速度を向上させる制御である（特許文献１参照）。
Flux-weakening control is known as a technique for increasing the maximum rotational speed of a motor. The flux-weakening control is a control that increases the maximum rotational speed of the motor by passing a current through the stator (coil) that demagnetizes the interlinking magnetic flux of the permanent magnet (rotor) in the vector control of the motor (
ベクトル制御において、永久磁石による鎖交磁束を減磁する電流（以下、「減磁電流」とも称する。）の大きさは、ｄ軸電流によって決まる。したがって、弱め磁束制御を行う場合には、減磁電流としてのｄ軸電流の目標値を算出し、ｄ軸電流がその目標値に一致するようにモータを駆動する。 In vector control, the magnitude of the current that demagnetizes the magnetic flux linkage by the permanent magnet (hereinafter also referred to as "demagnetizing current") is determined by the d-axis current. Therefore, when performing flux-weakening control, the target value of the d-axis current as the demagnetizing current is calculated, and the motor is driven so that the d-axis current matches the target value.
一般に、弱め磁束制御における減磁電流（ｄ軸電流）の目標値は、駆動対象のモータの特性を示すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスおよびｑ軸のインダクタンスに基づいて算出される。 In general, the target value of the demagnetizing current (d-axis current) in the flux-weakening control is calculated based on the d-axis inductance and the q-axis inductance as parameters indicating the characteristics of the motor to be driven.
従来、ｄ軸のインダクタンスおよびｑ軸のインダクタンスの値は、例えば、事前に、駆動対象のモータ毎に計測しておき、モータ駆動制御装置を構成するマイコン等の記憶領域に予め記憶していた。 Conventionally, the values of the d-axis inductance and the q-axis inductance are, for example, measured in advance for each motor to be driven and stored in advance in a storage area such as a microcomputer that constitutes a motor drive control device.
しかしながら、モータのｄ軸のインダクタンスおよびｑ軸のインダクタンスを精度よく計測することは容易ではなく、ｄ軸のインダクタンスおよびｑ軸のインダクタンスの計測値は誤差を含んでいる場合がある。この場合、弱め磁束制御において設定される減磁電流の目標値が適切な値にならず、十分な減磁効果が得られないため、モータの最大回転速度を向上させることができないおそれがある。 However, it is not easy to accurately measure the d-axis inductance and the q-axis inductance of the motor, and the measured values of the d-axis inductance and the q-axis inductance may contain errors. In this case, the target value of the demagnetizing current set in flux-weakening control does not become an appropriate value, and a sufficient demagnetizing effect cannot be obtained, so there is a possibility that the maximum rotational speed of the motor cannot be increased.
本発明は、上述した課題を解消するためのものであり、弱め磁束制御において、モータの最大回転速度を確実に向上させることを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-described problems, and to reliably increase the maximum rotational speed of a motor in flux-weakening control.
本発明の代表的な実施の形態に係るモータ駆動制御装置は、モータを駆動させるための駆動制御信号を出力する制御回路と、前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、前記制御回路は、前記モータのコイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、前記モータのロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、前記駆動電流値と、前記回転角度と、前記回転速度とに基づいて、ベクトル制御に係る演算を行って前記駆動制御信号を生成するベクトル制御演算部と、を有し、前記ベクトル制御演算部は、前記モータの弱め磁束制御を行う場合に、前記モータが第１駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度と、前記モータが前記第１駆動状態と異なる第２駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度とに基づいて、前記モータの特性を表すパラメータを算出し、前記パラメータに基づいて前記駆動制御信号を生成することを特徴とする。 A motor drive control device according to a representative embodiment of the present invention includes a control circuit that outputs a drive control signal for driving a motor; a drive circuit for driving, the control circuit comprising: a drive current value acquisition unit that acquires a drive current value of the coil of the motor; a rotation angle acquisition unit that acquires the rotation angle of the rotor of the motor; and a vector control calculation unit that performs calculations related to vector control based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed to generate the drive control signal. and, when performing flux-weakening control of the motor, the vector control calculation unit calculates the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in the first drive state, calculating a parameter representing a characteristic of the motor based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in a second drive state different from the first drive state; The drive control signal is generated based on the
本発明の一態様によれば、弱め磁束制御において、モータの最大回転速度を確実に向上させることが可能となる。 According to one aspect of the present invention, it is possible to reliably increase the maximum rotational speed of the motor in the flux-weakening control.
［第１の実施の形態］
以下、本発明の第１の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
[First embodiment]
A specific example of the first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the following description, constituent elements common to each embodiment are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted.
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０を備えたモータユニット１００の構成を示す図である。
FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a
図１に示すように、モータユニット１００は、モータ３と、モータ３の回転位置を検出するための回転位置検出器４と、モータ３の回転を制御するモータ駆動制御装置１０と、を備えている。モータユニット１００は、例えば、ファン等のモータを駆動源として用いる種々の機器に適用することができる。
As shown in FIG. 1, the
モータ３は、永久磁石型モータである。本実施の形態において、モータ３は、例えば、２相（Ａ相およびＢ相）のコイルを有するステッピングモータである。
The
モータ駆動制御装置１０は、例えば、モータ３のＡ相およびＢ相のコイルに周期的に駆動電流を流してモータ３のロータ（永久磁石）を回転させる。
The motor
具体的に、モータ駆動制御装置１０は、制御回路１および駆動回路２を有している。
なお、図１に示されているモータ駆動制御装置１０の構成要素は、全体の一部であり、モータ駆動制御装置１０は、図１に示されたものに加えて、他の構成要素を有していてもよい。
Specifically, the motor
The components of the motor
駆動回路２は、制御回路１から出力された駆動制御信号Ｓｄに基づいてモータ３を駆動する。駆動回路２は、例えば、インバータ回路（不図示）と電流検出回路５を含む。
The
インバータ回路は、直流電源とグラウンド電位との間に配置され、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、負荷としてのモータ３のコイルを駆動する回路である。例えば、インバータ回路は、直列に接続された２つの駆動用トランジスタを含むスイッチングレグを駆動対象のコイル毎に有し、入力された駆動制御信号Ｓｄに基づいて、２つの駆動用トランジスタが交互にオン・オフ動作（スイッチング動作）を行うことにより、負荷としてのコイルを駆動する。
The inverter circuit is arranged between the DC power supply and the ground potential, and is a circuit that drives the coil of the
駆動制御信号Ｓｄは、モータ３の駆動を制御するための信号である。具体的には、駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２としてのインバータ回路を構成する各スイッチ素子のオン／オフの状態によって定まるモータ３の各相のコイルの通電パターンを切り替えるための信号である。例えば、駆動制御信号Ｓｄは、駆動回路２としてのインバータ回路を構成する各駆動用トランジスタを駆動するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。
The drive control signal Sd is a signal for controlling the drive of the
電流検出回路５は、モータ３の各相のコイルの駆動電流を検出するための回路である。電流検出回路５は、例えば、直流電源とグラウンド電位との間にインバータ回路と直列に接続されたシャント抵抗である。電流検出回路５は、モータ３の各相のコイルに流れる電流をシャント抵抗によって電圧に変換し、その電圧を電流検出信号Ｓｉとして出力する。
The current detection circuit 5 is a circuit for detecting the driving current of each phase coil of the
回転位置検出器４は、モータ３のロータの回転位置を検出するための装置である。回転位置検出器４は、例えば、エンコーダである。回転位置検出器４は、モータ３のロータの回転位置に応じた回転位置検出信号Ｓｅを出力する。なお、回転位置検出器４は、エンコーダに限定されず、ホール素子等であってもよい。
A
制御回路１は、例えば外部から入力される、モータ３の動作の目標状態を指示する駆動指令信号Ｓｃに基づいて、モータ３を駆動させるための駆動制御信号Ｓｄを生成し、モータ３の駆動を制御する。具体的に、制御回路１は、電流検出回路５からの電流検出信号Ｓｉ、および回転位置検出器４からの回転位置検出信号Ｓｅに基づいて、モータ３のロータの回転速度やトルク等の情報を得ることにより、モータ３の回転状態を監視するとともに、モータ３が駆動指令信号Ｓｃによって指定された動作状態となるように駆動制御信号Ｓｄを生成し、駆動回路２に与える。
The
本実施の形態において、制御回路１は、例えば、ＣＰＵ等のプロセッサと、ＲＡＭ，ＲＯＭ等の各種記憶装置と、カウンタ（タイマ）、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換回路、クロック発生回路、および入出力Ｉ／Ｆ回路等の周辺回路とが、バスや専用線を介して互いに接続された構成を有するプログラム処理装置（例えばマイクロコントローラ）である。
In this embodiment, the
なお、モータ駆動制御装置１０は、制御回路１の少なくとも一部と駆動回路２の少なくとも一部とが一つの集積回路装置（ＩＣ）としてパッケージ化された構成であってもよいし、制御回路１と駆動回路２がそれぞれ個別の集積回路装置としてそれぞれパッケージ化された構成であってもよい。
Note that the motor
制御回路１は、ベクトル制御に基づく演算を行うことにより、モータ３の制御量を算出し、算出した制御量に基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。
The
制御回路１は、モータ３の駆動を制御するための動作モードとして、クローズド制御モードと、オープン制御モードとを有する。クローズド制御モードは、モータ３の回転速度ωと目標回転速度ωｒｅｆとの差が小さくなるように回転速度ωをフィードバックし、制御量を算出する動作モードである。オープン制御モードは、回転速度ωをフィードバックせず、目標回転速度ωｒｅｆに応じた制御量を算出する動作モードである。
The
本実施の形態において、制御回路１がクローズド制御モードによってモータ３の駆動を制御することを「同期駆動」とも称し、制御回路１がオープン制御モードによってモータ３の駆動を制御することを「非同期駆動」とも称する。
In the present embodiment, the
また、制御回路１は、モータ３の同期駆動時に弱め磁束制御を行う動作モードを有する。制御回路１は、弱め磁束制御において減磁電流の目標値を算出するとき、モータの特性を表すパラメータとして、予め設定された値を用いるのではなく、モータ３の駆動状態に基づいて自ら算出した値を用いる。
The
以下、制御回路１の具体的な構成および動作について詳細に説明する。
A specific configuration and operation of the
図２は、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０における制御回路１の機能ブロック構成を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing the functional block configuration of the
図２に示すように、制御回路１は、駆動制御信号Ｓｄを生成するための機能ブロックとして、例えば、駆動指令取得部１１、駆動電流値取得部１２、回転角度取得部１３、回転速度取得部１４、およびベクトル制御演算部１５を有する。
As shown in FIG. 2, the
これらの機能ブロックは、例えば、制御回路１としてのプログラム処理装置において、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムに従って各種演算処理を実行するとともに、カウンタやＡ／Ｄ変換回路等の周辺回路を制御することによって実現される。
These functional blocks, for example, in a program processing device as the
駆動指令取得部１１は、駆動指令信号Ｓｃを受信し、受信した駆動指令信号Ｓｃを解析することにより、駆動指令信号Ｓｃで指定されたモータ３の目標となる動作状態を指定する値を取得する。例えば、駆動指令信号Ｓｃは、モータ駆動制御装置１０の外部に設けられた、モータユニット１００を制御するための上位装置から出力される。
The drive
駆動指令信号Ｓｃは、モータ３の動作の目標状態を指示する値を含む。本実施の形態において、駆動指令信号Ｓｃは、例えば、モータ３のロータの回転速度を指定する速度指令信号である。駆動指令信号Ｓｃは、モータ３のロータの回転速度の目標値（目標回転速度）ωｒｅｆの値を含む。以下、本実施の形態では、駆動指令信号Ｓｃを「速度指令信号Ｓｃ」とも称する。
The drive command signal Sc includes a value that indicates the target state of operation of the
速度指令信号Ｓｃは、例えば、指定する目標回転速度ωｒｅｆに応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号である。駆動指令取得部１１は、例えば、速度指令信号ＳｃとしてのＰＷＭ信号のデューティ比を解析し、解析したデューティ比に応じた回転速度を目標回転速度ωｒｅｆとして出力する。
The speed command signal Sc is, for example, a PWM signal having a duty ratio corresponding to the specified target rotation speed ωref. The drive
駆動電流値取得部１２は、モータ３の各相のコイルの駆動電流値の測定値を取得する機能部である。駆動電流値取得部１２は、例えば、電流検出回路５から出力された電流検出信号Ｓｉに基づいて、Ａ相のコイルに流れる電流の測定値（駆動電流値Ｉａ）、およびＢ相のコイルに流れる電流の計測値（駆動電流値Ｉｂ）をそれぞれ算出する。
The drive current
回転角度取得部１３は、モータ３のロータの回転角度の測定値を取得する機能部である。回転角度取得部１３は、例えば、回転位置検出器４から出力された回転位置検出信号Ｓｅに基づいて、モータ３のロータの回転角度（回転位置）θを算出する。
The rotation
回転速度取得部１４は、モータ３のロータの回転速度の測定値を取得する機能部である。回転速度取得部１４は、例えば、回転位置検出器４から出力された回転位置検出信号Ｓｅに基づいて、モータ３のロータの回転速度ωを算出する。
The rotation
ベクトル制御演算部１５は、駆動電流値取得部１２によって取得した駆動電流値Ｉａ，Ｉｂと、回転角度取得部１３によって取得した回転角度θと、回転速度取得部１４によって取得した回転速度ωとに基づいてベクトル制御に係る演算を行うことにより、駆動制御信号Ｓｄを生成する。
The vector
具体的に、ベクトル制御演算部１５は、同期駆動制御部３１、非同期駆動制御部３２、座標変換部２３，２４、パラメータ算出部２７、および駆動制御信号生成部２８を有する。
Specifically, the
座標変換部２４は、駆動電流値取得部１２によって取得した各相の駆動電流値Ｉａ，Ｉｂと、回転角度取得部１３によって取得したロータの回転角度θとに基づいて、回転座標系におけるｑ軸の電流値Ｉｑを算出する。
The coordinate
具体的には、座標変換部２４は、回転角度取得部１３によって取得した回転角度θ（ｓｉｎθおよびｃｏｓθ）を用いて駆動電流値取得部１２によって取得した２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の電流値Ｉａ，Ｉｂをパーク変換することにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系（ｄ，ｑ）の電流値Ｉｄ，Ｉｑをそれぞれ算出する。
Specifically, the coordinate
同期駆動制御部３１は、クローズド制御モードにおいてモータ３の駆動を制御する場合に、モータ３の制御量の目標値を算出する機能部である。例えば、同期駆動制御部３１は、速度制御部１６、ｑ軸電流目標値算出部１７、ｑ軸電流誤差算出部１８、ｑ軸制御部１９、ｄ軸電流目標値算出部２０、ｄ軸電流誤差算出部２１、およびｄ軸制御部２２を有する。
The synchronous
速度制御部１６は、駆動指令取得部１１から出力された目標回転速度ωｒｅｆに基づいて制御量を算出する。具体的には、制御回路１の動作モードがクローズド制御モードである場合、すなわちモータ３を同期駆動する場合には、速度制御部１６は、目標回転速度ωｒｅｆと回転速度ωとの差（ωｒｅｆ‐ω）に応じた制御量を算出する。例えば、速度制御部１６は、ＰＩ制御演算により、誤差（ωｒｅｆ‐ω）がゼロになるように、モータ３の制御量を算出する。
The
ｑ軸電流目標値算出部１７は、速度制御部１６によって算出された制御量に基づいて、ｑ軸電流の目標値Ｉｑｔを算出する。
The q-axis current
ｑ軸電流誤差算出部１８は、ｑ軸電流目標値算出部１７によって算出したｑ軸電流の目標値Ｉｑｔと座標変換部２４によって算出したｑ軸電流値Ｉｑとの差（Ｉｑｔ‐Ｉｑ）を算出する。
The q-axis
ｑ軸制御部１９は、ｑ軸電流誤差算出部１８によって算出した、ｑ軸電流の目標値Ｉｑｔとｑ軸電流値Ｉｑとの差（Ｉｑｔ‐Ｉｑ）が小さくなるように、回転座標系（ｄ，ｑ）におけるｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを算出する。例えば、ｑ軸制御部１９は、ＰＩ制御演算により、誤差（Ｉｑｔ‐Ｉｑ）がゼロになるようにモータ３の制御量を算出し、その制御量に応じたｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを算出する。
The q-
ｄ軸電流目標値算出部２０は、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系におけるｄ軸電流の目標値Ｉｄｔを算出する。具体的には、制御回路１の動作モードがクローズド制御モードである場合、すなわちモータ３を同期駆動する場合には、ｄ軸電流目標値算出部２０は、例えば、ｄ軸電流の目標値Ｉｄｔをゼロとする。詳細は後述するが、制御回路１が弱め磁束制御を行うとき、ｄ軸電流目標値算出部２０は、減磁電流としてのｄ軸電流の目標値Ｉｄｔを算出する。
The d-axis current target
ｄ軸電流誤差算出部２１は、ｄ軸電流目標値算出部２０によって算出したｄ軸電流の目標値Ｉｄｔと座標変換部２４によって算出したｄ軸電流値Ｉｄとの差（Ｉｄｔ‐Ｉｄ）を算出する。
The d-axis
ｄ軸制御部２２は、ｄ軸電流誤差算出部２１によって算出した、ｄ軸電流の目標値Ｉｄｔとｄ軸電流値Ｉｄとの差（Ｉｄｔ‐Ｉｄ）が小さくなるように、回転座標系（ｄ，ｑ）におけるｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔを算出する。例えば、ｄ軸制御部２２は、ＰＩ制御演算により、誤差（Ｉｄｔ‐Ｉｄ）がゼロになるようにモータ３の制御量を算出し、その制御量に基づいて、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔを算出する。
The d-
非同期駆動制御部３２は、オープン制御モードにおいてモータ３の駆動を制御する場合に、モータ３の制御量の目標値を算出する機能部である。例えば、非同期駆動制御部３２は、目標位置決定部３３および目標電圧決定部３４を有する。
The asynchronous
目標位置決定部３３は、制御回路１の動作モードがオープン制御モードである場合、すなわちモータ３を駆動する場合に、モータ３の回転角度（回転位置）の目標値を決定する。例えば、目標位置決定部３３は、駆動指令取得部１１から出力された目標回転速度ωｒｅｆを積分することによって、モータ３の回転角度の目標値としての目標回転角度θｔを算出して出力する。
The target
目標電圧決定部３４は、制御回路１の動作モードがオープン制御モードである場合、すなわちモータ３を駆動する場合に、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔとｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを決定する。例えば、目標電圧決定部３４は、下記式（１）を満足するｄ軸電圧およびｑ軸電圧の値（固定値）を、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔ（固定値）として算出し、出力する。式（１）において、Ｖｃは電源電圧である。
The target
座標変換部２３は、２相（ｄ、ｑ）の回転座標系におけるｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系におけるＡ相の電圧目標値ＶａおよびＢ相の電圧目標値Ｖｂに変換する機能部である。
The coordinate
例えば、モータ３を同期駆動する場合（クローズド制御モード）には、座標変換部２３は、ｑ軸制御部１９によって算出したｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔと、ｄ軸制御部２２によって算出したｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔと、回転角度取得部１３によって取得したロータの回転角度θとに基づいて、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系におけるＡ相の電圧目標値ＶａおよびＢ相の電圧目標値Ｖｂをそれぞれ算出する。
For example, when the
具体的には、座標変換部２３は、回転角度取得部１３によって取得した回転角度θ（ｓｉｎθおよびｃｏｓθ）を用いて２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを逆パーク変換することにより、２相（ｄ，ｑ）の固定座標系（Ａ，Ｂ）の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂをそれぞれ算出する。
Specifically, the coordinate
一方、モータ３を非同期駆動する場合（オープン制御モード）には、座標変換部２３は、目標電圧決定部３４によって決定したｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔと、目標位置決定部３３によって決定した目標回転角度θｔとに基づいて、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系におけるＡ相の電圧目標値ＶａおよびＢ相の電圧目標値Ｖｂをそれぞれ算出する。
On the other hand, when the
具体的には、座標変換部２３は、目標位置決定部３３によって決定した目標回転角度θｔ（ｓｉｎθｔおよびｃｏｓθｔ）を用いて２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを逆パーク変換することにより、２相（ｄ，ｑ）の固定座標系（Ａ，Ｂ）の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂをそれぞれ算出する。
Specifically, the coordinate
駆動制御信号生成部２８は、電圧目標値Ｖａ，Ｖｂと回転角度θとに基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する。具体的に、駆動制御信号生成部２８は、座標変換部２３から出力された電圧目標値Ｖａ，Ｖｂと回転角度θとに基づいて空間ベクトル変換を行うことにより、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の電圧信号（ＰＷＭ信号）を生成し、駆動制御信号Ｓｄとして出力する。
The drive
本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０において、制御回路１が弱め磁束制御を行うとき、制御回路１は、後述するパラメータ算出部２７によって算出された、モータ３の特性を表すパラメータであるｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑに基づいて、ｄ軸電流の目標値Ｉｄｔを算出し、減磁電流の目標値とする。
In the motor
図３Ａおよび図３Ｂは、弱め磁束制御におけるｄ軸電流およびｑ軸電流のベクトルの一例を示す図である。 3A and 3B are diagrams showing examples of vectors of d-axis current and q-axis current in flux-weakening control.
図３Ａおよび図３Ｂに示すように、弱め磁束制御時のｄ軸電流およびｑ軸電流の値は、電流円３００と電圧円３０１，３０２とが交わる点によって定められる。図３Ａには、同期駆動時において、電源電圧がＶｃで固定、回転速度ω０であるときの電圧円３０１と電流円３００が示され、図３Ｂには、非同期駆動時において、電源電圧がＶｃで固定、回転速度ω１（≠ω０）であるときの電圧円３０２と電流円３００が示されている。
As shown in FIGS. 3A and 3B, the values of the d-axis current and the q-axis current during flux-weakening control are determined by the points where the
電流円３００は、ｄ軸電流およびｑ軸電流が同じ値Ｉａｍ、すなわちｄ軸電流およびｑ軸電流の電流ベクトル長が互いに等しくなるｄ軸電流およびｑ軸電流の範囲を示し、例えば、下記式（２）によって表される。ここで、ｉｄはｄ軸電流値、ｉｑはｑ軸電流値、ｉａｍは所定の電流値を表している。
A
電圧円３０１，３０２は、弱め磁束制御時にｄ軸電流およびｑ軸電流の取り得る範囲を示し、モータの回転速度ωおよび電圧Ｖｉｎの値に依存する。例えば、電圧円３０１，３０２は、下記式（３）によって表される。電圧Ｖｉｎは、下記式（４）で表される。
Voltage circles 301 and 302 indicate possible ranges of the d-axis current and the q-axis current during flux-weakening control, and depend on the values of the motor rotation speed ω and the voltage Vin. For example,
ここで、ωはモータの回転速度、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、φは鎖交磁束をそれぞれ表している。また、Ｖａ，Ｖｂは、Ａ相およびＢ相の電圧目標値をそれぞれ表し、Ｖｉｎは電圧目標値Ｖａ，Ｖｂのベクトル長を表している。 Here, ω represents the rotational speed of the motor, Ld represents the d-axis inductance, Lq represents the q-axis inductance, and φ represents the flux linkage. Va and Vb represent the voltage target values of the A phase and B phase, respectively, and Vin represents the vector length of the voltage target values Va and Vb.
弱め磁束制御を行うとき、減磁電流の目標値は、例えば、上記式（２）、式（３）、および式（４）に基づく下記式（５）を用いて算出することができる。ここで、Ｖｍは電源電圧、Ｉｄｔはｄ軸電流の目標値、Ｉｑｔはｑ軸電流の目標値、ωｔ［ｒａｄ／ｓ］はモータの回転速度の目標値をそれぞれ表している。 When performing flux-weakening control, the target value of the demagnetizing current can be calculated using, for example, the following equation (5) based on the above equations (2), (3), and (4). Here, Vm is the power supply voltage, Idt is the target value of the d-axis current, Iqt is the target value of the q-axis current, and ωt [rad/s] is the target value of the rotation speed of the motor.
制御回路１が弱め磁束制御を行うとき、ｄ軸電流目標値算出部２０は、例えば、上記式（５）に基づいて、減磁電流としてのｄ軸電流の目標値Ｉｄｔを算出する。
When the
なお、ｄ軸電流目標値算出部２０による減磁電流の目標値の算出方法として、上記（５）を用いる手法を例示したが、これに限定されず、弱め磁束制御において減磁電流を決定するための、種々の公知の手法を採用することができる。
As a method of calculating the target value of the demagnetizing current by the d-axis current target
上記式（５）から理解されるように、弱め磁束制御における減磁電流の目標値を算出するためには、モータの特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの夫々の値が必要となる。 As can be understood from the above equation (5), in order to calculate the target value of the demagnetizing current in the flux-weakening control, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq as parameters representing the motor characteristics value is required.
本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０では、パラメータ算出部２７が、減磁電流の目標値の算出に用いる、モータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出する。
In the motor
具体的には、パラメータ算出部２７は、モータ３の弱め磁束制御を行う場合に、モータ３が第１駆動状態であるときの駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωと、モータ３が第１駆動状態と異なる第２駆動状態であるときの駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωとに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値を算出する。
Specifically, when performing flux-weakening control of the
より具体的には、パラメータ算出部２７は、第１駆動状態における電圧円に基づく第１方程式と第２駆動状態における電圧円に基づく第２方程式とに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを算出する。
More specifically, the
ここで、第１駆動状態とは、例えば、モータ３を同期駆動している状態であり、第２駆動状態とは、例えば、モータ３を非同期駆動している状態である。
Here, the first drive state is, for example, a state in which the
例えば、パラメータ算出部２７は、先ず、第１駆動状態としての同期駆動時におけるｄ軸電流値Ｉｄ０、ｑ軸電流値Ｉｑ０、および回転速度ω０を上記式（３）に代入することによって、第１駆動状態における下記式（６）を得る。ここでは、一例として、Ｖｉｎ＝Ｖｃとしている。
For example, the
次に、パラメータ算出部２７は、第２駆動状態としての非同期駆動時におけるｄ軸電流値Ｉｄ１、ｑ軸電流値Ｉｑ１、および回転速度ω１を上記式（３）に代入することによって、第２駆動状態における下記式（７）を得る。ここでは、一例として、Ｖｉｎ＝Ｖｃとしている。
Next, the
次に、パラメータ算出部２７は、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑについて、上記式（６）および上記式（７）の連立方程式を解くことにより、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを算出する。
Next, the
このようにして算出されたｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値は、例えば、図示されない制御回路１内の記憶領域に記憶され、弱め磁束制御を行うときの減磁電流の算出に用いられる。 The values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq thus calculated are stored, for example, in a storage area in the control circuit 1 (not shown), and are used to calculate the demagnetizing current when performing flux-weakening control. Used.
次に、モータ駆動制御装置１０によるモータ３の駆動制御の流れについて説明する。
Next, the flow of drive control of the
図４は、モータ駆動制御装置１０によるモータ３の駆動制御の流れを示すフローチャートである。
FIG. 4 is a flow chart showing the flow of drive control of the
先ず、例えば、モータ駆動制御装置１０の起動後、上位装置から速度指令信号Ｓｃがモータ駆動制御装置１０に入力された場合、制御回路１の駆動指令取得部１１が、速度指令信号Ｓｃを解析することにより、速度指令信号Ｓｃによって指定されたモータ３の目標回転速度ωｒｅｆの情報を取得する（ステップＳ１）。
First, for example, after the motor
次に、制御回路１は、モータ３の同期駆動（クローズド制御モード）を開始する（ステップＳ２）。
Next, the
クローズド制御モードにおいて、先ず、制御回路１は、モータ３の回転角度θ０、回転速度ω０、および駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０をそれぞれ測定する（ステップＳ３）。具体的には、上述したように、回転角度取得部１３が、回転位置検出器４としてのエンコーダから出力された回転位置検出信号Ｓｅに基づいてモータ３のロータの回転角度θ０を算出する。また、回転速度取得部１４が、回転位置検出信号Ｓｅに基づいて、モータ３のロータの回転速度ω０を算出する。また、駆動電流値取得部１２が、電流検出回路５から出力された電流検出信号Ｓｉに基づいて、Ａ相およびＢ相のコイルの駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０を算出する。
In the closed control mode, the
次に、制御回路１は、ステップＳ３において取得した同期駆動時（第１駆動状態）の回転角度θ０、回転速度ω０、駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０に基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄ０およびｑ軸電流値Ｉｑ０をそれぞれ算出する（ステップＳ４）。具体的には、上述したように、座標変換部２４が、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の駆動電流値Ｉａ，Ｉｂに対して、回転角度θ０を用いてパーク変換を行うことにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄ０およびｑ軸電流値Ｉｑ０をそれぞれ算出する。
Next, based on the rotation angle θ0, the rotation speed ω0, and the drive current values Ia0 and Ib0 during the synchronous drive (first drive state) obtained in step S3, the
次に、制御回路１は、ステップＳ４において算出したｄ軸電流値Ｉｄ０およびｑ軸電流値Ｉｑ０に基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ５）。具体的には、先ず、速度制御部１６が、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆとステップＳ３で取得したモータ３の回転速度ω０との誤差に応じた制御量を算出する。ｑ軸電流目標値算出部１７が、速度制御部１６によって算出された制御量に基づいて、ｑ軸電流の目標値Ｉｑｔを算出する。次に、ｑ軸電流誤差算出部１８が、ｑ軸電流目標値算出部１７によって算出されたｑ軸電流の目標値ＩｑｔとステップＳ４において算出されたｑ軸電流値Ｉｑ０との誤差を算出する。ｑ軸制御部１９が、ｑ軸電流誤差算出部１８によって算出された誤差がゼロになるようにｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを算出する。
Next, the
また、ｄ軸電流目標値算出部２０が、ｑ軸電流の目標値Ｉｑｔ（例えば、ゼロ）を算出する。ｄ軸電流誤差算出部２１が、ｄ軸電流目標値算出部２０によって算出されたｄ軸電流の目標値ＩｄｔとステップＳ４において算出されたｄ軸電流値Ｉｄ０との誤差を算出する。次に、ｄ軸制御部２２が、ｄ軸電流誤差算出部２１によって算出された誤差がゼロになるようにｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔを算出する。
The d-axis current
次に、座標変換部２３が、ｑ軸制御部１９によって算出されたｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔとｄ軸制御部２２によって算出されたｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔを、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂに変換する。駆動制御信号生成部２８が、公知の空間ベクトル変換の演算を行うことにより、電圧目標値Ｖａ，Ｖｂに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。これにより、モータ３は、回転速度ω０が目標回転速度ωｒｅｆに一致するように駆動される（同期駆動状態）。
Next, the coordinate
次に、制御回路１は、弱め磁束制御を行うか否かを判定する（ステップＳ６）。弱め磁束制御を行わない場合には、制御回路１は、モータ３の同期駆動を継続する（ステップＳ３～Ｓ５）。
Next, the
一方、弱め磁束制御を行う場合には、制御回路１は、動作モードをクローズド制御モードからオープン制御モードに変更し、モータ３の非同期駆動を開始する（ステップＳ７）。
On the other hand, when performing flux-weakening control, the
オープン制御モードにおいて、先ず、制御回路１は、モータ３の回転角度θ１、回転速度ω１、および駆動電流値Ｉａ１，Ｉｂ１を測定する（ステップＳ８）。なお、ステップＳ８の具体的な測定方法は、ステップＳ３と同様である。
In the open control mode, the
次に、制御回路１は、ステップＳ８において取得した非同期駆動時（第２駆動状態）の回転角度θ１、回転速度ω１、駆動電流値Ｉａ１，Ｉｂ１に基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄ１およびｑ軸電流値Ｉｑ１をそれぞれ算出する（ステップＳ９）。具体的には、上述したように、座標変換部２４が、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の駆動電流値Ｉａ，Ｉｂに対して、回転角度θ１を用いて座標変換を行うことにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄ１およびｑ軸電流値Ｉｑ１をそれぞれ算出する。
Next, the
次に、制御回路１は、オープン制御モードにおいて駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ１０）。具体的には、制御回路１は、実際のモータ３の回転速度ωのフィードバック制御を行わず、目標回転速度ωｒｅｆ、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔ、およびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔに応じた制御量を算出し、当該制御量に基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する。
Next, the
より具体的には、上述したように、目標位置決定部３３が、モータ３の目標回転速度ωｒｅｆを積分することにより目標回転角度θｔを算出する。目標電圧決定部３４が、上記式（１）に基づいて、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔをそれぞれ算出する。次に、座標変換部２３が、目標電圧決定部３４によって算出されたｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを、目標位置決定部３３によって算出された目標回転角度θｔを用いて逆パーク変換を行うことにより、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂをそれぞれ算出する。そして、駆動制御信号生成部２８が、公知の空間ベクトル変換の演算を行うことにより、電圧目標値Ｖａ，Ｖｂに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。
これにより、モータ３は、指定された目標回転速度ωｒｅｆおよび固定値であるｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔに応じた制御量に基づいて、駆動される（非同期駆動状態）。
More specifically, as described above, the target
As a result, the
次に、制御回路１は、モータ３の特性を表すパラメータを算出する（ステップＳ１１）。具体的には、パラメータ算出部２７が、ステップＳ３およびステップＳ４において算出したモータ３の同期駆動時（第１駆動状態）の回転角度θ０、回転速度ω０、ｄ軸電流値Ｉｄ０、およびｑ軸電流値Ｉｑ０と、ステップＳ８およびステップＳ９において算出したモータ３の非同期駆動時（第２駆動状態）の回転角度θ１、回転速度ω１、ｄ軸電流値Ｉｄ１、およびｑ軸電流値Ｉｑ１とに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑをそれぞれ算出する。
Next, the
より具体的には、パラメータ算出部２７が、上述したように、モータ３の同期駆動時（第１駆動状態）の測定値に基づいて上記式（６）を生成するとともに、モータ３の非同期駆動時（第１駆動状態）の測定値に基づいて上記式（７）を生成し、上記式（６）および上記式（７）の連立方程式を解くことにより、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑをそれぞれ算出する。
More specifically, as described above, the
次に、制御回路１は、弱め磁束制御における減磁電流（ｄ軸電流）の目標値を算出する（ステップＳ１２）。具体的には、上述したように、ｄ軸電流目標値算出部２０が、上記式（５）とステップＳ１１において算出されたｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑとに基づいて、減磁電流としてのｄ軸電流の目標値Ｉｄｔを算出する。
Next, the
次に、制御回路１は、ステップＳ１２において算出した減磁電流の目標値Ｉｄｔに基づいて、弱め磁束制御を開始する（ステップＳ１３）。具体的には、制御回路１は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値ＩｑがステップＳ１２において算出したｄ軸電流値Ｉｄ０とｑ軸電流値Ｉｑ０にそれぞれ一致するように、駆動制御信号Ｓｄを生成する。これにより、弱め磁束制御によってモータ３が駆動される。
Next, the
以上、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、モータ３の弱め磁束制御を行う場合に、モータ３が第１駆動状態（例えば、同期駆動状態）であるときの駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０、回転角度θ０、および回転速度ω０と、モータ３が第１駆動状態と異なる第２駆動状態（例えば、非同期駆動状態）であるときの駆動電流値Ｉａ１，Ｉｂ１、回転角度θ１、および回転速度ω１とに基づいて、モータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。
As described above, the motor
これによれば、実際に制御対象のモータ３が駆動しているときの測定値に基づいて上記パラメータ（ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑ）を算出するので、従来に比べて、誤差の少ないｄ軸のインダクタンスおよびｑ軸のインダクタンスの値を得ることができる。そして、モータ駆動制御装置１０は、算出したｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑに基づいて減磁電流の目標値を算出し、その目標値に基づいてモータの弱め磁束制御を行うので、十分な減磁効果が得ることができ、モータの最大回転速度を向上させることが可能となる。
According to this, the parameters (d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq) are calculated based on the measured values when the
また、モータ駆動制御装置１０は、第１駆動状態（例えば、同期駆動状態）におけるｄ軸の電流値およびｑ軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第１方程式（上記式（６））と、第２駆動状態（例えば、非同期駆動状態）におけるｄ軸の電流値およびｑ軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第２方程式（上記式（７））とに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを算出する。
これによれば、複雑な演算を行うことなく、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを得ることが可能となる。
In addition, the motor
According to this, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq can be obtained without performing complicated calculations.
また、第１駆動状態を、モータ３が回転速度ωに対するクローズド制御によって駆動されている状態（同期駆動状態）とし、第２駆動状態を、モータ３がオープン制御によって駆動されている状態（非同期駆動状態）とすることにより、上位装置等からの駆動指令信号によって指定されたモータの理想の駆動状態から大きく逸脱することなく、二つの異なる駆動状態におけるモータ３の回転速度、回転角度、および駆動電流値を測定することが可能となる。すなわち、二つの異なる駆動状態におけるモータ３の回転速度、回転角度、および駆動電流値を測定するためにモータの制御方法を切り替えることによる、モータの動作への悪影響を最小限に抑えることが可能となる。
The first drive state is the state in which the
［第２の実施の形態］
以下、本発明の第２の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。
[Second embodiment]
A specific example of the second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第２の実施の形態は、先に説明した図１に示したモータユニット１００が備えるモータ駆動制御装置１０が有する制御回路１において実現される別の機能に関するものである。このため、以下の説明において、第１の実施の形態と共通するモータユニット１００、モータ駆動制御装置１０の構成については、構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
The second embodiment relates to another function implemented in the
以下、第２の実施の形態に係る制御回路１の具体的な構成および動作について詳細に説明する。
A specific configuration and operation of the
図５は、第２の実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０における制御回路１の機能ブロック構成を示す図である。図５に示す制御回路１は、駆動制御信号Ｓｄを生成するための機能ブロックとして、図２に示した制御回路１と同様に、例えば、駆動指令取得部１１、駆動電流値取得部１２、回転角度取得部１３、回転速度取得部１４、およびベクトル制御演算部１５を有する。制御回路１は、上述したように図１に示したモータユニット１００におけるモータ駆動制御装置１０が有する、プログラム処理装置（例えばマイクロコントローラ）により実現される。図５に示す制御回路１において、主にベクトル制御演算部１５における非同期駆動制御部３２Ｂの構成および動作と、非同期駆動制御部３２Ｂの動作に伴うパラメータ算出部２７の動作と、データ保存部３７Ｂの構成および動作とが、図２などを参照して先に説明した制御回路１と相違する。
FIG. 5 is a diagram showing the functional block configuration of the
非同期駆動制御部３２Ｂは、非同期駆動制御部３２と同様に、オープン制御モードにおいてモータ３の駆動を制御する場合に、モータ３の制御量の目標値を算出する機能部である。例えば、非同期駆動制御部３２Ｂは、目標位置決定部３３Ｂ、目標電圧決定部３４Ｂ、速度指令部３５Ｂ、および脱調判定部３６Ｂを有する。
The asynchronous
目標位置決定部３３Ｂは、制御回路１の動作モードがオープン制御モードである場合に、モータ３の回転角度（回転位置）の目標値を決定する。例えば、目標位置決定部３３は、速度指令部３５Ｂから出力された速度指令値ωｎを積分することによって、モータ３の回転角度の目標値としての目標回転角度θｔを算出して出力する。
The target
目標電圧決定部３４Ｂは、制御回路１の動作モードがオープン制御モードである場合に、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔとｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを決定する。例えば、目標電圧決定部３４は、上述した式（１）を満足するｄ軸電圧およびｑ軸電圧の値（固定値）を、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔ（固定値）として算出し、出力する。
The target
速度指令部３５Ｂは、制御回路１の動作モードがオープン制御モードである場合に、目標位置決定部３３Ｂにモータ３の回転角度（回転位置）を出力する。速度指令部３５Ｂは、複数の速度指令値ωｎを目標位置決定部３３Ｂに指令する。速度指令値ωｎは、例えば、ωｎ＝０から任意の値ｎまでの間において所定の間隔で定められている複数の異なる値である。複数の異なる値である速度指令値ωｎを目標位置決定部３３Ｂに出力することにより、非同期駆動制御部３２Ｂは、オープン制御においてモータ３の回転速度を変化（増加、増速）させることができる。速度指令部３５Ｂは、第１駆動状態および第２駆動状態のそれぞれにおいて、速度指令値ωｎを変化させてモータ３の回転速度を変化させる。
The
脱調判定部３６Ｂは、モータ３に脱調が発生しているか否かを判定する。脱調判定部３６Ｂは、第１駆動状態および第２駆動状態それぞれにおいて、目標位置決定部３３Ｂから取得したモータ３の目標回転角度θｔと、回転角度取得部１３から取得した回転速度、すなわち、モータ３のロータの回転角度θとに基づいて、モータ３に脱調が発生しているか否かを判定する。脱調判定部３６Ｂは、モータ３に脱調が発生しているか否かの判定結果を示す脱調判定信号Ｓｏを、パラメータ算出部２７に出力する。
The step-out
データ保存部３７Ｂは、パラメータ算出部２７がモータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出するために、モータ３が第１駆動状態および第２駆動状態のそれぞれであるときに取得した、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωが保存されている。データ保存部３７Ｂには、具体的には、第１駆動状態および第２駆動状態のそれぞれについて、モータ３に脱調が発生する直前にパラメータ算出部２７が取得した、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωが保存されている。
The
本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０において、パラメータ算出部２７は、少なくとも２つの駆動状態のそれぞれについて、モータ３に脱調が発生する直前にパラメータ算出部２７が取得した値に基づいて、減磁電流の目標値の算出に用いる、モータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出する。
In the motor
具体的には、パラメータ算出部２７は、少なくとも２つの駆動状態の一例として、第１駆動状態および第２駆動状態のそれぞれについて、モータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出する。すなわち、パラメータ算出部２７は、モータ３が第１駆動状態であるときにおいてモータ３に脱調が発生する直前に取得した、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωと、モータ３が第１駆動状態と異なる第２駆動状態であるときにおいてモータ３に脱調が発生する直前に取得した、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωとに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値を算出する。より具体的には、パラメータ算出部２７は、第１駆動状態における電圧円に基づく第１方程式と第２駆動状態における電圧円に基づく第２方程式とに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを算出する。
Specifically, the
ここで、第１駆動状態および第２駆動状態は、第１の実施の形態と異なり、いずれもモータ３を非同期駆動している状態である（オープン制御モード）。第２の実施の形態において、第１駆動状態と第２駆動状態との相違は、電圧指令値としてのｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔの少なくとも一方が異なる点である。本実施の形態における第１駆動状態および第２駆動状態は、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔの少なくとも一方の相違により、座標変換部２３により算出される２相（ｄ，ｑ）の固定座標系（Ａ，Ｂ）の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂが相違する。本実施の形態における第１駆動状態および第２駆動状態は、２相（ｄ，ｑ）の固定座標系（Ａ，Ｂ）の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂの相違により、駆動制御信号生成部２８において上記式（４）により算出される電圧Ｖｉｎが相違する。以下の説明において、第１駆動状態における電圧Ｖｉｎを電圧Ｖｉｎ０、第２駆動状態における電圧Ｖｉｎを電圧Ｖｉｎ１とする。第１駆動状態における電圧Ｖｉｎ０、および、第２駆動状態における電圧Ｖｉｎ１は、それぞれの算出に用いられるｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔまたはｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔの少なくともいずれか一方の値が相違していればよい。
Here, unlike the first embodiment, the first drive state and the second drive state are states in which the
例えば、パラメータ算出部２７は、先ず、第１駆動状態におけるｄ軸電流値Ｉｄ０、ｑ軸電流値Ｉｑ０、回転速度ω０、および電圧Ｖｉｎ０を上記式（３）に代入することによって、第１駆動状態における上記式（８）を得る。
For example, the
次に、パラメータ算出部２７は、第２駆動状態におけるｄ軸電流値Ｉｄ１、ｑ軸電流値Ｉｑ１、回転速度ω１、および電圧Ｖｉｎ１を上記式（３）に代入することによって、第２駆動状態における上記式（９）を得る。
Next, the
次に、パラメータ算出部２７は、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑについて、上記式（８）および上記式（９）の連立方程式を解くことにより、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを算出する。
Next, the
このようにして算出されたｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値は、例えば、データ保存部３７Ｂ(図示されない制御回路１内の記憶領域）に記憶され、弱め磁束制御を行うときの減磁電流の算出に用いられる。
The values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq thus calculated are stored, for example, in the
パラメータ算出部２７は、第１駆動状態および第２駆動状態における、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値を算出する際に用いられた複数の回転速度ω、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および、電圧Ｖｉｎの組み合わせを、データ保存部３７Ｂに保存する。パラメータ算出部２７は、脱調判定部３６Ｂから取得した脱調判定信号Ｓｏに応じて、モータ３に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、回転速度ω、電圧Ｖｉｎを、データ保存部３７Ｂに保存する。
The
次に、モータ駆動制御装置１０によるモータ３の駆動制御の流れについて説明する。
Next, the flow of drive control of the
図６は、第２の実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０によるモータ３の駆動制御の流れを示すフローチャートである。図６において、パラメータ算出部２７に用いられる少なくとも２つの駆動状態の一例として、いずれも非同期駆動状態であって、電圧指令値が異なる第１駆動状態および第２駆動状態において取得した値を用いて、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出する例について説明する。
FIG. 6 is a flow chart showing the flow of drive control of the
先ず、例えば、モータ駆動制御装置１０の起動後、制御回路１の目標電圧決定部３４Ｂが、第１駆動状態の第１の電圧指令値としてのｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを設定する（ステップＳ１０１）。ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔに応じて、座標変換部２３が、２相（ｄ，ｑ）の固定座標系（Ａ，Ｂ）の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂを算出する。制御回路１では、上記式（４）により、第１駆動状態における電圧Ｖｉｎ０を算出する。
First, for example, after the motor
制御回路１の速度指令部３５Ｂが、モータ３の速度指令値ωｎの情報を目標位置決定部３３Ｂに出力する（ステップＳ１０２）。ステップＳ１０２において、速度指令値ωｎは任意の初期値である。
The
制御回路１は、第１駆動状態において、制御回路１は、モータ３の回転角度θ、回転速度ω、および駆動電流値Ｉａ，Ｉｂを測定する（ステップＳ１０３）。測定されるモータ３の回転角度θ、回転速度ω、および駆動電流値Ｉａ，Ｉｂは、上述したように、第１駆動状態においては回転角度θ０、回転速度ω０、および駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０であり、第２駆動状態おいては回転角度θ１、回転速度ω１、および駆動電流値Ｉａ１，Ｉｂ１である。なお、ステップＳ１０３の具体的な測定方法は、第１の実施の形態におけるステップＳ３と同様である。
In the first drive state, the
次に、制御回路１は、ステップＳ１０３において取得した第１駆動状態および第２駆動状態のそれぞれにおける回転角度θ、回転速度ω、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂに基づいて、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑをそれぞれ算出する（ステップＳ１０４）。具体的には、第１の実施の形態におけるステップＳ９と同様に、座標変換部２４が、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の駆動電流値Ｉａ，Ｉｂに対して、回転角度θ１を用いて座標変換を行うことにより、２相（ｄ，ｑ）の回転座標系のｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑをそれぞれ算出する。算出されるｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑは、第１駆動状態においてはＩｄ０，Ｉｑ０であり、第２駆動状態においてはＩｄ１，Ｉｑ１である。
Next, based on the rotation angle θ, the rotation speed ω, and the drive current values Ia and Ib in each of the first drive state and the second drive state obtained in step S103, the
次に、制御回路１は、駆動制御信号Ｓｄを生成する（ステップＳ１０５）。具体的には、制御回路１は、実際のモータ３の回転速度ωのフィードバック制御を行わず、速度指令部３５Ｂが出力した速度指令値ωｎ、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔ、およびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔに応じた制御量を算出し、当該制御量に基づいて、駆動制御信号Ｓｄを生成する。
Next, the
より具体的には、上述したように、目標位置決定部３３Ｂが、速度指令部３５Ｂが出力したモータ３の速度指令値ωｎを積分することにより目標回転角度θｔを算出する。目標電圧決定部３４Ｂが、上記式（１）に基づいて、ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔをそれぞれ算出する。次に、座標変換部２３が、目標電圧決定部３４Ｂによって算出されたｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを、目標位置決定部３３Ｂによって算出された目標回転角度θｔを用いて逆パーク変換を行うことにより、２相（Ａ，Ｂ）の固定座標系の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂをそれぞれ算出する。そして、駆動制御信号生成部２８が、公知の空間ベクトル変換の演算を行うことにより、電圧目標値Ｖａ，Ｖｂに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。
これにより、モータ３は、速度指令部３５Ｂにより指定された速度指令値ωｎおよび固定値であるｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔに応じた制御量に基づいて、駆動される（非同期駆動状態）。制御回路１は、モータ３の回転が静定するまで待機する（ステップＳ１０６）。
More specifically, as described above, the target
As a result, the
脱調判定部３６Ｂは、目標位置決定部３３Ｂから取得したモータ３の目標回転角度θｔと、回転角度取得部１３から取得したモータ３のロータの回転角度θとの差分に基づいて、モータ３に脱調が発生しているか否かを判定する（ステップＳ１０７）。脱調判定部３６Ｂは、モータ３に脱調が発生しているか否かの判定結果を示す脱調判定信号Ｓｏを、パラメータ算出部２７に出力する。
Based on the difference between the target rotation angle θt of the
脱調が発生していない場合（Ｓ１０７：ＮＯ）、速度指令部３５Ｂは、Ｓ１０１で出力した速度指令値ωｎとは異なる値、具体的には、ステップＳ１０１で設定された速度指令値ωｎよりも増速した速度指令値ωｎを、目標位置決定部３３Ｂに出力する（ステップＳ１０８）。速度指令部３５Ｂにより増速された速度指令値ωｎが設定された後、制御回路１による処理はＳ１０３に戻り、脱調が発生するまでＳ１０３からＳ１０７までの処理を繰り返す。
If step-out has not occurred (S107: NO), the
一方、脱調が発生している場合（Ｓ１０７：ＹＥＳ）、パラメータ算出部２７は、脱調判定部３６Ｂから取得した脱調判定信号Ｓｏに応じて、第１駆動状態および第２駆動状態それぞれについて、モータ３に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、回転速度ω、および電圧Ｖｉｎを、データ保存部３７Ｂに保存する（ステップＳ１０９）。
On the other hand, if a step-out has occurred (S107: YES), the
次に、制御回路１は、第１駆動状態および第２駆動状態それぞれについて、モータ３に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωを、データ保存部３７Ｂに保存することができたか否かを判定する（ステップＳ１１０）。
Next, for each of the first drive state and the second drive state, the
第１駆動状態および第２駆動状態それぞれについて、モータ３に脱調が発生する直前に取得した駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、回転速度ω、および電圧Ｖｉｎを、データ保存部３７Ｂに保存することができていない場合（Ｓ１１０：ＮＯ）、制御回路１の目標電圧決定部３４Ｂが、第２駆動状態の第２の電圧指令値としてのｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔを設定する（ステップＳ１１１）。ｄ軸電圧の目標値Ｖｄｔおよびｑ軸電圧の目標値Ｖｑｔに応じて、座標変換部２３が、２相（ｄ，ｑ）の固定座標系（Ａ，Ｂ）の電圧目標値Ｖａ，Ｖｂを算出する。制御回路１では、上記式（４）により、第２駆動状態における電圧Ｖｉｎ１を算出する。第２駆動状態における電圧Ｖｉｎ１を設定した後、制御回路１は、Ｓ１０２の処理に戻る。
For each of the first drive state and the second drive state, the drive current values Ia and Ib, the rotation angle θ, the rotation speed ω, and the voltage Vin acquired immediately before the
次に、第１駆動状態および第２駆動状態それぞれについて、データ保存部３７Ｂにデータを保存することができている場合（Ｓ１１０：ＹＥＳ）、制御回路１は、モータ３の特性を表すパラメータを算出する（ステップＳ１１２）。具体的には、パラメータ算出部２７が、ステップＳ１０３およびステップＳ１０４において算出し、ステップＳ１０９においてデータ保存部３７Ｂに保存したモータ３の第１駆動状態の回転角度θ０、回転速度ω０、ｄ軸電流値Ｉｄ０、ｑ軸電流値Ｉｑ０、および電圧Ｖｉｎ０と、第２駆動状態の回転角度θ１、回転速度ω１、ｄ軸電流値Ｉｄ１、ｑ軸電流値Ｉｑ１、および電圧Ｖｉｎ１と、に基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑをそれぞれ算出する。
Next, if the data can be stored in the
より具体的には、パラメータ算出部２７が、上述したように、上記式（８）および上記式（９）の連立方程式を解くことにより、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑをそれぞれ算出する。
More specifically, as described above, the
次に、制御回路１は、弱め磁束制御における減磁電流（ｄ軸電流）の目標値を算出する（ステップＳ１１３）。具体的には、上述したように、ｄ軸電流目標値算出部２０が、上記式（５）とステップＳ１１２において算出されたｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑとに基づいて、減磁電流としてのｄ軸電流の目標値Ｉｄｔを算出する。
Next, the
以上、本実施の形態に係るモータ駆動制御装置１０は、モータ３が第１駆動状態であるときの駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０、回転角度θ０、および回転速度ω０と、モータ３が第１駆動状態と異なる、具体的には第１駆動状態における第１の電圧指令値とは異なる第２の電圧指令値でモータ３を駆動する第２駆動状態であるときの駆動電流値Ｉａ１，Ｉｂ１、回転角度θ１、および回転速度ω１とに基づいて、モータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。
As described above, the motor
特に、本実施の形態に係る制御回路１を有するモータ駆動制御装置１０は、第１駆動状態における電圧Ｖｉｎ０に応じて取得された駆動電流値Ｉａ０，Ｉｂ０、回転角度θ０、回転速度ω０、および、電圧Ｖｉｎ０と、第２駆動状態における電圧Ｖｉｎ１に応じて取得された駆動電流値Ｉａ１，Ｉｂ１、回転角度θ１、回転速度ω１、および、電圧Ｖｉｎ１と、に基づいて、モータ３の特性を表すパラメータとしてのｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。
In particular, the motor
これによれば、実際に制御対象のモータ３が駆動しているときの測定値に基づいて上記パラメータ（ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑ）を算出するので、従来に比べて、誤差の少ないｄ軸のインダクタンスおよびｑ軸のインダクタンスの値を得ることができる。そして、モータ駆動制御装置１０は、算出したｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑに基づいて減磁電流の目標値を算出し、その目標値に基づいてモータの弱め磁束制御を行うので、十分な減磁効果が得ることができ、モータの最大回転速度を向上させることが可能となる。
According to this, the parameters (d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq) are calculated based on the measured values when the
また、本実施の形態に係る制御回路１を有するモータ駆動制御装置１０は、モータ３に脱調が発生しているか否かを判定する脱調判定部３６Ｂを有し、段階的に増速した複数の速度指令値ωｎによりモータ３を駆動し、電圧指令値が異なる第１駆動状態および第２駆動状態それぞれについて、モータ３に脱調が発生していると判定された直前の速度指令値ωｎにおける駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωを取得する。本実施の形態に係る制御回路１を有するモータ駆動制御装置１０は、電圧Ｖｉｎ０である第１駆動状態、および、電圧Ｖｉｎ１である第２駆動状態それぞれについて取得された、駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωに基づいて、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを算出し、当該パラメータに基づいて駆動制御信号Ｓｄを生成する。第１駆動状態および第２駆動状態それぞれにおける、モータ３に脱調が発生していると判定された直前における速度指令値ωｎに応じて取得された駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωは、データ保存部３７Ｂに保存される。
これによれば、モータ３がオープン制御によって駆動されている状態（非同期駆動状態）である第１駆動状態および第２駆動状態において、モータ３に脱調が発生する直前に取得した速度指令値ωｎに応じて取得された駆動電流値Ｉａ，Ｉｂ、回転角度θ、および回転速度ωに基づいて連立方程式を解いてパラメータを算出する。このため、本実施の形態に係る制御回路１を有するモータ駆動制御装置１０によれば、実際に制御対象のモータ３が駆動しているときに脱調が発生した測定値に基づいて上記パラメータ（ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑ）を算出し、算出したｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑに基づいて減磁電流の目標値を算出するので、モータの最大回転速度を向上させることが可能となる。
Further, the motor
According to this, in the first drive state and the second drive state in which the
≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
<<Expansion of Embodiment>>
The invention made by the present inventor has been specifically described above based on the embodiment, but the present invention is not limited thereto, and it goes without saying that various modifications can be made without departing from the gist of the invention. .
例えば、上記実施の形態では、モータ３（永久磁石型モータ）がステッピングモータである場合を例示したが、これに限られず、モータ３は、例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルを有する３相ブラシレスＤＣモータ等であってもよい。すなわち、モータ３は、ベクトル制御によって駆動可能であれば、モータの種類は限定されない。
For example, in the above-described embodiment, the motor 3 (permanent magnet type motor) is a stepping motor. A three-phase brushless DC motor or the like may be used. That is, the type of
また、本実施の形態では、一例として、第１の実施の形態において第１駆動状態が同期駆動状態、第２駆動状態が非同期駆動状態である場合を説明し、第２の実施の形態において第１駆動状態および第２駆動状態がいずれも非同期駆動状態であって、第１駆動状態と第２駆動状態とが電圧指令値が異なる場合を説明したが、これに限られず、第１駆動状態と第２駆動状態は、互いに異なる状態であればよい。すなわち、２つの異なるモータ３の動作状態におけるｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑを含む等式が得ることができれば、第１駆動状態および第２駆動状態は、上述の例に限定されない。例えば、同期駆動状態において第１回転速度でモータ３が回転しているときのｄ軸電流およびｑ軸電流の測定値を上記式（３）に代入して得られた式と、同期駆動状態において第１回転速度と異なる第２回転速度でモータ３が回転しているときのｄ軸電流およびｑ軸電流の測定値を上記式（３）に代入して得られた式とを連立することにより、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出してもよい。
Further, in the present embodiment, as an example, a case where the first drive state is the synchronous drive state and the second drive state is the asynchronous drive state in the first embodiment will be described, and in the second embodiment, the second drive state will be described. Although both the first drive state and the second drive state are asynchronous drive states and the voltage command values are different between the first drive state and the second drive state, the present invention is not limited to this. The second drive states may be different states. That is, the first drive state and the second drive state are not limited to the above example, as long as an equation including the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq in two different operating states of the
また、第２の実施の形態では、少なくとも２つの駆動状態の一例として、いずれも非同期駆動状態であって電圧指令値が異なる第１駆動状態および第２駆動状態の２つの駆動状態において取得した値を用いて、パラメータ算出部２７が、ｄ軸のインダクタンスＬｄおよびｑ軸のインダクタンスＬｑの値をそれぞれ算出する例について説明したが、パラメータの算出に用いられる駆動状態が３つ以上であってもよい。
Further, in the second embodiment, as an example of at least two drive states, values acquired in two drive states, a first drive state and a second drive state, both of which are asynchronous drive states and have different voltage command values. , the
また、モータの回転角度および回転速度の検出方法は、上述の手法に限定されない。例えば、モータ駆動制御装置１０が回転位置検出器４を有しない構成（センサレス方式）である場合には、制御回路１は、センサレス方式に係る公知の演算により、モータの回転角度θおよび回転速度ωを算出してもよい。
Also, the method for detecting the rotation angle and rotation speed of the motor is not limited to the above-described methods. For example, when the motor
また、上述のフローチャートは具体例であって、このフローチャートに限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されていてもよいし、処理が並列化されていてもよい。 Also, the above-described flowchart is a specific example, and the present invention is not limited to this flowchart. For example, other processes may be inserted between each step, or the processes may be parallelized.
１…制御回路、２…駆動回路、３…モータ、４…回転位置検出器（エンコーダ）、５…電流検出回路、１０…モータ駆動制御装置、１１…駆動指令取得部、１２…駆動電流値取得部、１３…回転角度取得部、１４…回転速度取得部、１５…ベクトル制御演算部、１６…速度制御部、１７…ｑ軸電流目標値算出部、１８…ｑ軸電流誤差算出部、１９…ｑ軸制御部、２０…ｄ軸電流目標値算出部、２１…ｄ軸電流誤差算出部、２２…ｄ軸制御部、２３，２４…座標変換部、２７…パラメータ算出部、２８…駆動制御信号生成部、３１…同期駆動制御部、３２，３２Ｂ…非同期駆動制御部、３３，３３Ｂ…目標位置決定部、３４，３４Ｂ…目標電圧決定部、３５Ｂ…速度指令部、３６Ｂ…脱調判定部、３７Ｂ…データ保存部、１００…モータユニット、３００…電流円、３０１，３０２…電圧円、Ｓｅ…回転位置検出信号、Ｓｉ…電流検出信号、Ｓｃ…駆動指令信号（速度指令信号）、Ｓｄ…駆動制御信号（ＰＷＭ信号）、Ｓｏ…脱調判定信号、Ｉａ，Ｉｂ…駆動電流値、Ｉｄ…ｄ軸電流値、Ｉｑ…ｑ軸電流値、Ｉｑｔ…ｑ軸電流の目標値、Ｉｄｔ…ｄ軸電流の目標値、Ｖｄｔ…ｄ軸電圧の目標値、Ｖｑｔ…ｑ軸電圧の目標値、ω…回転速度、ωｒｅｆ…目標回転速度、θ…回転角度。
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記制御回路から出力された前記駆動制御信号に基づいて前記モータを駆動する駆動回路と、を備え、
前記制御回路は、
前記モータのコイルの駆動電流値を取得する駆動電流値取得部と、
前記モータのロータの回転角度を取得する回転角度取得部と、
前記ロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、
前記駆動電流値と、前記回転角度と、前記回転速度とに基づいて、ベクトル制御に係る演算を行って前記駆動制御信号を生成するベクトル制御演算部と、を有し、
前記ベクトル制御演算部は、前記モータの弱め磁束制御を行う場合に、前記モータが第１駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度と、前記モータが前記第１駆動状態と異なる第２駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度とに基づいて、前記モータの特性を表すパラメータを算出し、前記パラメータに基づいて前記駆動制御信号を生成する
モータ駆動制御装置。 a control circuit that outputs a drive control signal for driving the motor;
a drive circuit that drives the motor based on the drive control signal output from the control circuit;
The control circuit is
a drive current value acquisition unit that acquires a drive current value of the coil of the motor;
a rotation angle acquisition unit that acquires the rotation angle of the rotor of the motor;
a rotational speed acquisition unit that acquires the rotational speed of the rotor;
a vector control calculation unit that performs calculations related to vector control based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed to generate the drive control signal;
The vector control calculation unit, when performing flux-weakening control of the motor, calculates the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in the first drive state, and the motor is in the first drive state. A parameter representing a characteristic of the motor is calculated based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed in a second drive state different from the drive state, and the drive control signal is based on the parameter. to generate a motor drive controller.
前記パラメータは、前記モータのｄ軸のインダクタンスと前記モータのｑ軸のインダクタンスを含む
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 1,
The motor drive control device, wherein the parameters include a d-axis inductance of the motor and a q-axis inductance of the motor.
前記ベクトル制御演算部は、
前記第１駆動状態におけるｄ軸の電流値およびｑ軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第１方程式と、前記第２駆動状態におけるｄ軸の電流値およびｑ軸の電流値の範囲を示す電圧円を表す第２方程式と、に基づいて、前記モータのｄ軸のインダクタンスと前記モータのｑ軸のインダクタンスを算出する
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 2,
The vector control calculation unit
A first equation representing a voltage circle indicating the range of the d-axis current value and the q-axis current value in the first drive state, and the range of the d-axis current value and the q-axis current value in the second drive state and a second equation representing the voltage circle shown in FIG.
前記ベクトル制御演算部は、前記モータの弱め磁束制御を行う場合に、前記パラメータに基づいて、ｄ軸の電流の目標値を算出する
モータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to any one of claims 1 to 3,
A motor drive control device, wherein the vector control calculation unit calculates a target value of a d-axis current based on the parameter when performing flux-weakening control of the motor.
前記第１駆動状態は、前記モータが前記回転速度に対するクローズド制御によって駆動されている状態であり、
前記第２駆動状態は、前記モータがオープン制御によって駆動されている状態である
モータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to any one of claims 1 to 3,
the first drive state is a state in which the motor is driven by closed control over the rotational speed;
The motor drive control device, wherein the second drive state is a state in which the motor is driven by open control.
前記第１駆動状態は、前記モータが前記ベクトル制御における第１の電圧指令値によって駆動されている状態であり、
前記第２駆動状態は、前記モータが前記ベクトル制御における前記第１の電圧指令値と異なる第２の電圧指令値によって駆動されている状態である
モータ駆動制御装置。 The motor drive control device according to any one of claims 1 to 3,
the first drive state is a state in which the motor is driven by a first voltage command value in the vector control;
The second drive state is a state in which the motor is driven by a second voltage command value different from the first voltage command value in the vector control. Motor drive control device.
前記ベクトル制御演算部は、前記第１駆動状態および前記第２駆動状態の少なくとも一方において、前記モータに脱調が発生するよりも前に取得された前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度に基づいて、前記パラメータを算出する
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 6,
The vector control calculation unit calculates, in at least one of the first drive state and the second drive state, the drive current value, the rotation angle, and the rotation angle obtained before step-out occurs in the motor. A motor drive control device that calculates the parameter based on speed.
前記ベクトル制御演算部は、前記第１駆動状態および前記第２駆動状態の少なくとも一方において速度指令値を段階的に増加させて脱調を発生させる
モータ駆動制御装置。 In the motor drive control device according to claim 7,
The vector control calculation unit increases stepwise a speed command value in at least one of the first drive state and the second drive state to cause step-out. A motor drive control device.
前記モータが第１駆動状態であるときの前記モータのコイルの駆動電流値、前記モータのロータの回転角度、および前記ロータの回転速度と、を取得する第１ステップと、
前記モータが前記第１駆動状態と異なる第２駆動状態であるときの前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度とを取得する第２ステップと、
前記第１ステップと前記第２ステップにおいて取得した前記駆動電流値、前記回転角度、および前記回転速度に基づいて、前記モータの特性を表すパラメータを算出する第３ステップと、
前記第３ステップにおいて算出した前記パラメータに基づいて、前記弱め磁束制御における前記モータの減磁電流の目標値を算出する第４ステップと、
前記第４ステップにおいて算出した前記減磁電流の目標値に基づいて、前記モータを駆動させるための駆動制御信号を生成する第５ステップと、を含む
モータ駆動制御方法。 When performing flux-weakening control of a motor,
a first step of acquiring a drive current value of a coil of the motor, a rotation angle of a rotor of the motor, and a rotation speed of the rotor when the motor is in a first drive state;
a second step of acquiring the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed when the motor is in a second drive state different from the first drive state;
a third step of calculating parameters representing characteristics of the motor based on the drive current value, the rotation angle, and the rotation speed obtained in the first step and the second step;
a fourth step of calculating a target value of the demagnetizing current of the motor in the flux-weakening control based on the parameters calculated in the third step;
and a fifth step of generating a drive control signal for driving the motor based on the target value of the demagnetizing current calculated in the fourth step. A motor drive control method.
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