JP2023040159A - Phase shift detector and phase shift detection method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、位相シフト検出装置及び位相シフト検出方法に関し、例えば、リアルタイム系の通信並びに計測において、入力信号が単一周波数信号であるか否かを検出する位相シフトを検出する位相シフト検出装置に適用し得るものである。 The present invention relates to a phase shift detection device and a phase shift detection method, and for example, to a phase shift detection device for detecting whether or not an input signal is a single frequency signal in real-time communication and measurement. applicable.
例えば、通信回線に接続している通信装置は、通信回線を通じて、単一周波数信号である入力信号を検出すると、その信号に応じて制御処理を行なっている。特に、リアルタイム性が要求される通信装置は、処理遅延時間を抑えて、単一周波数信号の検出をすることが要求されている。 For example, when a communication device connected to a communication line detects an input signal, which is a single-frequency signal, through the communication line, it performs control processing according to the signal. In particular, communication devices that require real-time performance are required to detect single-frequency signals while suppressing processing delay time.
従来、入力信号が単一周波数信号であるか否かの検出方法には、様々な方法がある。 Conventionally, there are various methods for detecting whether an input signal is a single frequency signal.
例えば、入力信号の周波数が既知である場合、時間領域で、入力信号の周波数を検出するため、所望の選択帯域信号を0dB伝送する帯域通過フィルタ(BPF:Band Pass Filter)を設ける。判定部は、選択帯域信号Sの平均電力値POW_Sと、選択帯域外信号Nの平均電力値POW_Nとを算出し、更に信号対雑音比SNRを算出する。そして、選択帯域信号Sの平均電力値POW_Sが事前に定義した閾値TH_POW_S以上、かつ、信号対雑音比SNRが事前に定義した閾値TH_SNR以上であるとき、入力信号はBPFを通過可能な単一周波数信号であると判定する方法がある。 For example, when the frequency of the input signal is known, in order to detect the frequency of the input signal in the time domain, a band pass filter (BPF: Band Pass Filter) that transmits a desired selected band signal by 0 dB is provided. The determination unit calculates the average power value POW_S of the selected band signal S and the average power value POW_N of the selected out-of-band signal N, and further calculates the signal-to-noise ratio SNR. and when the average power value POW_S of the selected band signal S is greater than or equal to a predefined threshold TH_POW_S and the signal-to-noise ratio SNR is greater than or equal to a predefined threshold TH_SNR, the input signal is a single frequency passable through the BPF. There is a method for determining that it is a signal.
また例えば、入力信号の周波数が既知である場合、周波数領域で、入力信号の周波数を検出するため、離散フーリエ変換器(DFT:Discrete Fourier Transform)を設けて、時間領域の入力信号を事前に設定した複素周波数成分の実数部と虚数部に変換し、DFTは、事前に設定した周波数の平均電力値POW_Sを出力する。判定部は、事前に設定した周波数以外の平均電力値POW_Nを算出し、更に信号対雑音比SNRを算出する。
そして、事前に設定した周波数の平均電力値POW_Sが事前に定義した閾値TH_POW_S以上、かつ、信号対雑音比SNRが事前に定義した閾値TH_SNR以上であるとき、入力信号は単一周波数信号であると判定する方法がある。
Also, for example, when the frequency of the input signal is known, in order to detect the frequency of the input signal in the frequency domain, a discrete Fourier transform (DFT) is provided to set the input signal in the time domain in advance. Then, the DFT outputs the average power value POW_S of the frequency set in advance. The determination unit calculates the average power value POW_N for frequencies other than the preset frequency, and further calculates the signal-to-noise ratio SNR.
and when the average power value POW_S of the preset frequency is greater than or equal to a predefined threshold TH_POW_S, and the signal-to-noise ratio SNR is greater than or equal to a predefined threshold TH_SNR, the input signal is determined to be a single-frequency signal. There is a way to judge.
さらに例えば、特許文献1には、入力信号が離散的正弦波信号であるときに、単一周波数信号である離散的正弦波信号を、三角関数の公式から証明して、離散的正弦波信号の周波数を検出する方法が開示されている。
Furthermore, for example, in
また従来、単一周波数信号である入力信号の位相シフトを検出する方法として、例えば、特許文献2~特許文献4に開示される方法がある。
Conventionally, methods for detecting a phase shift of an input signal, which is a single-frequency signal, are disclosed in
しかしながら、従来の単一周波数信号を検出する方法は、事前に指定した周波数の信号の有無しか判定することができないので、入力信号の周波数が未知の場合には適用することができないという課題がある。 However, the conventional method of detecting a single frequency signal can only determine the presence or absence of a signal with a frequency specified in advance, so there is a problem that it cannot be applied when the frequency of the input signal is unknown. .
従来の周波数検出方法を用いて、周波数が未知である入力信号の周波数を検出しようとすると、それぞれ通過帯域が異なる複数のBPFやDFT等を、並列配備することが必要となってしまい、装置の大型化、コスト増加、消費電力増大を招いてしまうという課題がある。 When trying to detect the frequency of an input signal whose frequency is unknown using a conventional frequency detection method, it becomes necessary to arrange a plurality of BPFs, DFTs, etc., each having a different passband in parallel. There is a problem that it causes an increase in size, an increase in cost, and an increase in power consumption.
また従来の位相シフト検出方法も、入力信号である単一周波数信号の周波数の公称値が既知であることを前提としており、単一周波数信号の周波数の公称値が未知である場合には適用することができないという課題がある。 The conventional phase shift detection method also assumes that the nominal value of the frequency of the single-frequency signal that is the input signal is known, and is applied when the nominal value of the frequency of the single-frequency signal is unknown. I have a problem that I can't.
この場合も同様に、従来の位相シフト検出方法で対応しようとすると、検出する周波数の候補が複数種類あるとすると、複数の受信回路を並列に用意せざるを得なくなり、装置の大型化、コスト増加、消費電力増大を招いてしまうという課題がある。 In this case as well, if a conventional phase shift detection method is used to detect a plurality of frequency candidates, a plurality of receiver circuits must be prepared in parallel, resulting in an increase in size and cost of the device. There is a problem that it causes an increase in power consumption and an increase in power consumption.
そこで、本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、1つの検出回路を用意するだけで、任意の単一周波数信号の有無を判断でき、更に入力信号が単一周波数信号であれば、その周波数を検出することができる装置及び方法を提供しようとするものである。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the present invention has been made to solve the above problems. If so, the object is to provide an apparatus and method capable of detecting that frequency.
また、本発明は、入力信号の周波数の公称値が未知であっても、1つの検出回路で、適応制御により周波数と、位相シフト量を検出することができる位相シフト検出装置及び方法を提供しようとするものである。 Also, the present invention provides a phase shift detection apparatus and method that can detect the frequency and phase shift amount by adaptive control with one detection circuit even if the nominal value of the frequency of the input signal is unknown. and
かかる課題を解決するために、第1の本発明に係る位相シフト検出装置は、入力信号を所定の標本化周期で標本化して得た離散信号に基づいて、入力信号に発生する位相シフト量を検出する位相シフト検出装置において、(1)入力された入力離散信号に対して、少なくとも連続する過去の2つの離散信号に基づいて、単位標本余弦値と単位標本正弦値とを算出する単位標本余弦/正弦値算出手段と、(2)上記入力離散信号を遅延時間で遅延させる遅延回路手段と、(3)上記遅延回路手段の出力信号を参照信号とし、上記出力信号の推定信号を生成し、上記出力信号と上記推定信号との差分である推定誤差信号を用いて、第1のフィルタ係数と第2のフィルタ係数を逐次更新させる適応フィルタと、(4)上記第1のフィルタ係数と、上記第2のフィルタ係数と、上記単位標本余弦値と、上記単位標本正弦値とに基づいて、上記入力離散信号と上記遅延回路手段の上記出力信号との位相差を算出すると共に、ある時間区間の上記位相差と直前の時間区間の上記位相差との位相差差分値と、上記適応フィルタの収束率との振る舞いに基づいて、上記入力信号の位相シフト量を算出する位相シフト算出手段とを備えることを特徴とする。 In order to solve this problem, the phase shift detector according to the first aspect of the present invention detects the amount of phase shift occurring in the input signal based on discrete signals obtained by sampling the input signal at a predetermined sampling period. In a phase shift detector for detecting, (1) for an input discrete signal, a unit sample cosine value and a unit sample sine value are calculated based on at least two consecutive past discrete signals. (2) delay circuit means for delaying the input discrete signal by a delay time; (3) using the output signal of the delay circuit means as a reference signal to generate an estimated signal of the output signal; (4) the first filter coefficient; calculating a phase difference between the input discrete signal and the output signal of the delay circuit means based on the second filter coefficient, the unit sample cosine value, and the unit sample sine value; phase shift calculation means for calculating a phase shift amount of the input signal based on behavior of a phase difference difference value between the phase difference and the phase difference in the immediately preceding time interval and a convergence rate of the adaptive filter. It is characterized by
第2の本発明に係る位相シフト検出方法は、入力信号を所定の標本化周期で標本化して得た離散信号に基づいて、入力信号に発生する位相シフト量を検出する位相シフト検出方法において、(1)単位標本余弦/正弦値算出手段が、入力された入力離散信号に対して、少なくとも連続する過去の2つの離散信号に基づいて、単位標本余弦値と単位標本正弦値とを算出し、(2)遅延回路手段が、上記入力離散信号を遅延時間で遅延させ、(3)適応フィルタが、上記遅延回路手段の出力信号を参照信号とし、上記出力信号の推定信号を生成し、上記出力信号と上記推定信号との差分である推定誤差信号を用いて、第1のフィルタ係数と第2のフィルタ係数を逐次更新させ、(4)位相シフト算出手段が、上記第1のフィルタ係数と、上記第2のフィルタ係数と、上記単位標本余弦値と、上記単位標本正弦値とに基づいて、上記入力離散信号と上記遅延回路手段の上記出力信号との位相差を算出すると共に、ある時間区間の上記位相差と直前の時間区間の上記位相差との位相差差分値と、上記適応フィルタの収束率との振る舞いに基づいて、上記入力信号の位相シフト量を算出することを特徴とする。 A phase shift detection method according to a second aspect of the present invention is a phase shift detection method for detecting a phase shift amount generated in an input signal based on a discrete signal obtained by sampling the input signal at a predetermined sampling period, (1) A unit sample cosine/sine value calculating means calculates a unit sample cosine value and a unit sample sine value for an input discrete signal based on at least two consecutive past discrete signals; (2) delay circuit means for delaying the input discrete signal by a delay time; (3) adaptive filter for generating an estimated signal of the output signal using the output signal of the delay circuit means as a reference signal; sequentially updating the first filter coefficient and the second filter coefficient using an estimated error signal that is the difference between the signal and the estimated signal; calculating a phase difference between the input discrete signal and the output signal of the delay circuit means based on the second filter coefficient, the unit sample cosine value, and the unit sample sine value; The phase shift amount of the input signal is calculated based on the behavior of the phase difference difference value between the phase difference of and the phase difference of the immediately preceding time interval and the convergence rate of the adaptive filter.
本発明によれば、1つの検出回路を用意するだけで、任意の単一周波数信号の有無を判断でき、更に入力信号が単一周波数信号であれば、その周波数を検出することができる。
また、本発明によれば、入力信号の周波数の公称値が未知であっても、1つの検出回路で、適応制御により周波数と、位相シフト量を検出することができる。
According to the present invention, the presence or absence of an arbitrary single-frequency signal can be determined simply by preparing one detection circuit, and furthermore, if the input signal is a single-frequency signal, its frequency can be detected.
Further, according to the present invention, even if the nominal value of the frequency of the input signal is unknown, it is possible to detect the frequency and the phase shift amount by adaptive control with one detection circuit.
(A)第1の実施形態
以下では、本発明に係る単一周波数検出装置及び単一周波数検出方法の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
(A) First Embodiment Hereinafter, embodiments of a single frequency detection device and a single frequency detection method according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[序論]
まず、3つの従来の単一周波数信号の検出方法を例示する。
[Introduction]
First, three conventional single-frequency signal detection methods are illustrated.
第1の方法は、時間領域で、単一周波数信号を検出する方法である。 The first method is to detect a single frequency signal in the time domain.
図2に示すように、帯域通過フィルタ(BPF:Band Pass Filter)110には、所望する選択帯域信号が0dB伝送できるように前もって設定しておく。BPF110を0dB伝送できる選択帯域信号を「S」とし、選択帯域外信号を「N」とすると、入力信号は「S+N」、BPF出力信号は「S」と表すことができる。
As shown in FIG. 2, a band pass filter (BPF) 110 is set in advance so that a desired selected band signal can be transmitted at 0 dB. Assuming that the selected band signal that can be transmitted by the
判定器120は、選択帯域信号Sの平均電力POW_Sの値と帯域外信号Nの平均電力POW_Nの値とを算出し、さらに信号対雑音比SNRを算出する。
The
選択帯域信号Sの平均電力POW_Sの値が事前に定義した閾値TH_POW_S以上、かつ、信号対雑音比SNRが事前に定義した閾値TH_SNR以上であるとき、入力信号はBPFを通過可能な単一周波数信号であると判定することができる。 When the value of the average power POW_S of the selected band signal S is greater than or equal to a predefined threshold TH_POW_S and the signal-to-noise ratio SNR is greater than or equal to a predefined threshold TH_SNR, the input signal is a single frequency signal that can pass through the BPF. It can be determined that
これを具体的に式で表現する。
ここで、式(A-1-2)において、演算子<>は時間平均を表し、単一周波数信号Sとこれ以外の信号Nとの積SNの平均値<SN>はゼロである。 Here, in equation (A-1-2), the operator <> represents time average, and the average value <SN> of the product SN of the single-frequency signal S and the other signal N is zero.
第2の方法は、周波数領域での単一周波数信号の検出方式である。 The second method is a single-frequency signal detection scheme in the frequency domain.
図3に示すように、離散フーリエ変換器(DFT:Discrete Fourier Transform)210は、時間領域の入力信号を事前に設定した複素周波数成分の実数部と虚数部に変換するものである。なお、この実数部と虚数部の2乗和は、パーセヴァルの定理より、時間領域の平均電力に等価であることが周知されている。よって、DFT210からは、事前に設定した周波数の平均電力POW_Sの値を出力することができる。つまり、DFT210は、図2のBPF110に相当する。
As shown in FIG. 3, a Discrete Fourier Transform (DFT) 210 transforms an input signal in the time domain into real and imaginary parts of preset complex frequency components. It is well known that the sum of the squares of the real part and the imaginary part is equivalent to the average power in the time domain according to Parseval's theorem. Therefore, the DFT 210 can output the value of the average power POW_S of the preset frequency. In other words, the DFT 210 corresponds to the
これ以降の処理は、第1の方法と同様の処理により、判定器220は、信号Sの平均電力POW_Sの値と信号対雑音比SNRから入力信号が所望する単一周波数信号であるか否かを判定することができる。
Subsequent processing is the same as in the first method, and the
第3の方法は、特許文献1に開示される方法である。単一周波数信号である離散的正弦波信号sin(ωnT)は、式(A-2)の漸化式で表すことができる。これは三角関数の公式から証明できる。
ここで、ωは被検出信号の角周波数、Tは標本化周期、nは離散時間の指標を表す整数である。 Here, ω is the angular frequency of the signal under detection, T is the sampling period, and n is an integer representing the index of discrete time.
表現の簡易化のため、x(n)=sin(ωnT)とおき、式(A-2)に代入する。
式(A-3)の右辺第1項のcos(ωT)について表現し直すと、式(A-4)のようになる。
さらに、逆余弦関数を用いて角周波数ωについて式(A-4)を表現し直すと式(A-5)のようになる。
ここで、角周波数ωと周波数fには、ω=2πfなる関係があるので、周波数fについて上式を表現し直すと、式(A-6)と表すことができる。
なお、式(A-6)の逆余弦関数の{}内の分母x(n-1)がゼロのとき、除算結果は不定となる。これを回避するには、x(n)が離散的正弦波であるとき、x(n-1)=0なら分子のx(n)+x(n-2)=0であること、かつ、x(n-1)≠0なら任意のnに対してx(n-1)とx(n)+x(n-2)の比率は一定であることに着目すると、式(A-6)を、式(A-7)のように変形することが可能である。
特許文献1では、x(n)が離散的正弦波であると仮定したとき、式(A-6)によって、その周波数fが算出可能で,さらに,式(A-6)の逆余弦関数の{}内の分母x(n-1)がゼロでも、式(A-7)を採用すると、ゼロ割が回避できる確率が高くなることを特徴としている。なお、特許文献1では、式(A-7)だけではゼロ割を完全に回避できないので、さらなる処理を加えて、ゼロ割に遭遇する確率を低減させている。
In
しかしながら、上述したような従来の単一周波数信号を検出する第1および第2の方法は、事前に指定した周波数の信号の有無しか判定することができないので、入力信号の周波数が未知の場合には適用することができない。 However, the conventional first and second methods for detecting a single frequency signal as described above can only determine the presence or absence of a signal with a pre-specified frequency, so if the frequency of the input signal is unknown, cannot be applied.
例えば、第1の方法を用いて、入力信号の周波数が未知である場合に対応させようとすると、図4に例示するように、それぞれ通過帯域が異なる複数のBPF110を事前に並列に配備することが必要となる。 For example, if the first method is used to deal with the case where the frequency of the input signal is unknown, as illustrated in FIG. Is required.
図4の例では、例えばm個のBPF110を並列配備しているが、検出周波数に要求される周波数分解能が詳細化されるにつれ、mの値は大きくせざるを得ない。そのため、m個のBPFを並列配備することにより、装置の大型化、コスト増加、消費電力増大を招くと同時に、要求される周波数分解能に応じてmの値を変更しなければならないという課題がある。
In the example of FIG. 4, for example,
また、第2の方法を用いた場合も同様に、入力信号の周波数が事前に指定されている場合には適用できるが、入力信号の周波数が未知である場合には、そのまま適用することができない。 Similarly, when the second method is used, it can be applied when the frequency of the input signal is specified in advance, but when the frequency of the input signal is unknown, it cannot be applied as it is. .
入力信号の周波数が未知である場合に、第2の方法を用いて対処するには、図5に例示するように、それぞれ通過帯域が異なる複数のDFT210を並列配備することになる。
図5の場合も、m個のDFT210を並列配備している場合を例示している。この場合も、検出周波数に要求される周波数分解能が詳細化するにつれ、mの値は大きくせざるを得ない。
When the frequency of the input signal is unknown, using the second method, a plurality of
FIG. 5 also illustrates the case where
そのため、m個のDFT210を並列配備することにより、装置の大型化、コスト増加、消費電力増大を招くと同時に、要求される周波数分解能に応じてmの値を変更しなければならないという課題がある。
Therefore, the parallel arrangement of
なお、DFT210の代わりに、高速フーリエ変換FFT(Fast Fourier Transform)を使用すれば、m倍とならず、log2m倍に抑えることは可能である。しかしながら、FFTを採用したとしても、周波数分解能を詳細化するほど、周波数変換に必要となる入力信号の標本数が増大するので、処理遅延時間が増大する。これに関しては、DFT、FFTも差異はなく、理論的に回避不可能な課題である。この処理遅延の増大は、リアルタイム系通信およびリアルタイム系計測の分野においては致命的な欠点になることが多いので、このような分野では時間領域のBPF方式を採用するのが一般的である。
Note that if a fast Fourier transform (FFT) is used instead of the
第3の方法は、第1の実施形態の基本原理と同様に、式(A-2)に基づいているが、その実現法には決定的な差異がある。その差異の詳細な説明については後述する。 The third method is based on the formula (A-2) similarly to the basic principle of the first embodiment, but there is a decisive difference in its realization method. A detailed explanation of the difference will be given later.
第3の方法は、入力信号が単一周波数信号であるか否かを判定する方法が提示されておらず、これを判定するには算出された周波数の分散を算出する処理を追加せざるを得ない。これに対して、第1の実施形態は、適応フィルタを採用し、入力信号が単一周波数信号のときに限り、当該フィルタが収束し、かつ、その収束率を定量的に算出しているので、単一周波数の判定が明瞭となる。 The third method does not present a method for determining whether or not the input signal is a single-frequency signal. I don't get it. In contrast, the first embodiment adopts an adaptive filter, converges only when the input signal is a single frequency signal, and calculates the convergence rate quantitatively. , the decision of a single frequency becomes clear.
(A-1)基本原理
単一周波数信号である離散正弦波信号sin(ωnT)は、以下の漸化式で表すことができる。
ここで、ωは被検出信号の角周波数、Tは標本化周期、nは離散時間の指標を示す整数である。 Here, ω is the angular frequency of the signal to be detected, T is the sampling period, and n is an integer indicating the discrete time index.
上式(B-1)は、離散正弦波信号は過去2つの標本値から現在の標本値が決定されることを表している。換言すると,上式(B-1)は予測器を表している。 The above equation (B-1) expresses that the current sampled value of the discrete sinusoidal signal is determined from the past two sampled values. In other words, the above equation (B-1) represents the predictor.
表現の簡易化を図るため、上式(B-1)の離散正弦波信号を一般の離散信号x(n)で表現し直す。
上式(B-2-1)及び(B-2-2)は、静的制御と動的制御(適応制御)の観点から解釈することができる。 The above equations (B-2-1) and (B-2-2) can be interpreted in terms of static control and dynamic control (adaptive control).
[静的制御の観点]
静的制御の観点は、特許文献1の開示に相当するものである。式(B-2-1)において、入力信号x(n)は未知の正弦波信号とする。このとき、h1は未知数として扱うことになるので、式(B-2-1)をh1について表現し直すと、式(B-3)となる。
The viewpoint of static control corresponds to the disclosure of
式(B-3)の意味するところは、入力信号x(n)を用いて上式(B-3)に従って計算していき、h1が或る値に収束するのであれば、入力信号x(n)は単一周波数信号(正弦波信号)であり、かつ、その周波数fは、式(B-2-2)より、下式(B-4)から得られる。
[動的制御の観点]
動的制御の観点は、第1の実施形態に係る観点である。
[Perspective of dynamic control]
The aspect of dynamic control is the aspect according to the first embodiment.
式(B-2-1)の右辺は、有限インパルス応答(FIR:Finite Impulse Response)フィルタの差分方程式を表しており、左辺のx(n)は参照信号、右辺は参照信号x(n)の予測信号x^(n)と見做すことができる。なお、明細書の表現上の制限より、ここでは「^」と表現している。 The right side of equation (B-2-1) represents a difference equation of a finite impulse response (FIR) filter, x(n) on the left side is the reference signal, and the right side is the reference signal x(n). It can be regarded as the prediction signal x̂(n). It should be noted that, due to restrictions on expression in the specification, it is expressed as "^" here.
つまり,式(B-2-1)を以下のように書き直すことで、その意図することが鮮明になろう。
上式(B-5)において、右辺の3つの係数h0、h1、h2のうち、未知数(変数)はh1のみであり、h0とh2は定数(h0=0、h2=-1)であることに留意すべきである。 In the above equation (B-5), among the three coefficients h 0 , h 1 and h 2 on the right side, only h 1 is the unknown (variable), and h 0 and h 2 are constants (h 0 =0, h 2 = -1).
h1の算出に際しては、エコーキャンセラー等の適応フィルタで広く一般的に採用されている学習同定法を利用することができる。学習同定法は、別名、正規化最小二乗法(NLMS:Normalized Least Mean Square)とも呼ばれている。 When calculating h1 , it is possible to use a learning identification method that is widely and commonly used in adaptive filters such as echo cancellers. The learning identification method is also called another name, Normalized Least Mean Square (NLMS).
(A-2)第1の実施形態の構成及び動作
図1は、第1の実施形態に係る単一周波数検出装置の構成を示す構成図である。図1は、式(B-5)の実現法を表す構成図である。
(A-2) Configuration and Operation of First Embodiment FIG. 1 is a configuration diagram showing the configuration of a single frequency detection device according to the first embodiment. FIG. 1 is a block diagram showing how to implement the formula (B-5).
図1において、単一周波数検出装置10は、判定部11、シフトレジスタ(SFR)12、乗算器13及び14、加算器15及び16を有する。
In FIG. 1 , the single
シフトレジスタ(SFR)12は、入力信号x(n)が入力される毎に右隣にシフトし、連続する3つの標本値x(n)、x(n-1)、x(n-2)を格納する。すなわち、シフトレジスタ12は、入力信号x(n)(これを入力離散信号とも呼ぶ。)に対して、連続する過去の2つの離散信号を格納する。シフトレジスタ(SFR)12は、直前の第1の離散信号x(n-1)が格納されている箇所から信号x(n-1)を乗算器13に出力し、第1の離散信号x(n-1)の直前の第2の離散信号x(n-2)が格納されている箇所から信号x(n-2)を乗算器14に出力する。
A shift register (SFR) 12 shifts to the right each time an input signal x(n) is input, and produces three consecutive sample values x(n), x(n-1), x(n-2). to store That is, the shift register 12 stores two consecutive past discrete signals for the input signal x(n) (also referred to as an input discrete signal). The shift register (SFR) 12 outputs the signal x(n-1) to the
乗算器13は、信号x(n-1)に係数h1を乗算して加算器15に出力するものである。乗算器14は、信号x(n-2)に「-1」を乗算して加算器15に出力する。なお、実装に際してはx(n-2)に「-1」を乗算する必要はなく、単に加算器15で減算処理をしてもよい。
The
加算器15は、乗算器13からの出力信号と、乗算器14からの出力信号とを加算したものを予測信号x^(n)として、加算器16に出力する。
The adder 15 outputs the sum of the output signal from the
加算器16は、加算器15からの予測信号x^(n)と入力信号x(n)との差分を取り、その差分値を予測誤差信号e(n)として出力するものである。
The
図1における破線は、予測誤差信号e(n)がフィードバックされて、適用フィルタ係数h1を更新処理することを表している。 The dashed line in FIG. 1 represents that the prediction error signal e(n) is fed back to update the applied filter coefficient h1 .
判定部11は、加算器16から出力される予測誤差信号e(n)に基づいて、適応フィルタ係数h1が或る値に収束するか否かを監視しており、適応フィルタ係数h1が或る値に収束するならば、入力信号は単一周波数信号であると判定する。また、入力信号が単一周波数信号である場合に、判定部11は、単一周波数信号である入力信号の周波数を算出する。この入力信号の周波数の算出方法の詳細な説明は後述する。
The decision unit 11 monitors whether or not the adaptive filter coefficient h1 converges to a certain value based on the prediction error signal e(n) output from the
[適応フィルタの動作]
図1において、入力信号x(n)の予測信号x^(n)を下式(B-6)に従って算出する。
In FIG. 1, the prediction signal x̂(n) of the input signal x(n) is calculated according to the following equation (B-6).
予測誤差信号e(n)は下式(B-7)で得られる。
この予測誤差信号e(n)を用いて、下式(B-8)に従ってフィルタ係数h1を更新する。
ここで,αはステップゲインと呼ばれる上式の収束速度を決定する定数であり、0<α<1の範囲内から選択する。また、上式において、本来定数であるはずのh1のサフィックスに離散時間の指標nを加えて「h1,n」と表記した理由は、上式が示すように、実質的に、h1はnに関する変数扱いとなるからである。 Here, α is a constant called a step gain that determines the convergence speed in the above equation, and is selected within the range of 0<α<1. In addition, in the above equation, the reason why the discrete time index n is added to the suffix of h1 , which should be a constant, is written as "h1 ,n ". is treated as a variable with respect to n.
なお、式(B-8)による係数の更新処理は、入力信号x(n)の標本毎に実施されるとは限らない。なぜなら、入力信号x(n)が印加されていないとき、または、非常にそのレベルが小さいとき、式(B-8)の右辺第2項はゼロ割により不定となる可能性があるからである。この場合、h1,nは、更新せずに、h1,n=h1,n-1として直前の値を引き継ぐようにすることができる。 It should be noted that the coefficient updating process according to equation (B-8) is not always performed for each sample of the input signal x(n). This is because when the input signal x(n) is not applied or its level is very small, the second term on the right side of equation (B-8) may become indefinite due to division by zero. . In this case, h 1,n is not updated, and the previous value can be inherited as h 1,n =h 1,n−1 .
着目すべきは、一般に、学習同定法では正弦波信号が入力されると、局所解が無数に存在するため、時間と共にこれらの局所解を渡り歩き、その結果、学習同定法は非線形性が増大し、最悪な場合、発振して適応制御が破壊されることが周知されている。 It should be noted that, in general, when a sine wave signal is input in the learning identification method, there are an infinite number of local minima, so these local minima are traversed over time, and as a result, the nonlinearity of the learning identification method increases. , in the worst case, oscillates and destroys the adaptive control.
しかし、第1の実施形態によれば、逆に、入力信号が正弦波信号であるときに限り、1つの解が存在することを保証できる式(B-2)に基づいて、図1に示す構成で実装しているため、収束させることができる。これが第1の実施形態の特徴である。 However, according to the first embodiment, on the contrary, only when the input signal is a sinusoidal signal, based on the equation (B-2) that can guarantee that one solution exists, shown in FIG. Since it is implemented by configuration, it can be converged. This is the feature of the first embodiment.
[入力信号レベルのチェック]
次に、入力信号x(n)が正弦波信号であることを確認する前に、入力信号x(n)の電力レベルの値が或る閾値以上であることを確認する必要がある。これは、単純に入力信号x(n)の二乗平均値POW_Xを下式に従って算出し、POW_Xの値を閾値と比較すればよい。
Next, before confirming that the input signal x(n) is a sinusoidal signal, it is necessary to confirm that the value of the power level of the input signal x(n) is above a certain threshold. This can be done by simply calculating the mean square value POW_X of the input signal x(n) according to the following equation and comparing the value of POW_X with the threshold.
ここで、Nは二乗平均電力の測定区間に含まれる標本数であり、前もって、定めておくものとする。通常、平均電力値は上式の右辺をNで割ることで正規化するのであるが、これは、電力値の閾値をN倍することと等価につき、無用な計算を回避するために上式では意図的に正規化を施していない。 Here, N is the number of samples included in the measurement interval of the mean square power, and is determined in advance. Normally, the average power value is normalized by dividing the right side of the above equation by N, but this is equivalent to multiplying the power value threshold by N times. Intentionally not normalized.
電力閾値をTH_POW_Xとおくと、POW_X≧TH_POW_Xのとき、入力信号が正弦波信号であるか否かは判明しないけれども、何らかの信号が存在していることが判明する。 Letting TH_POW_X be the power threshold, when POW_X≧TH_POW_X, it is not known whether the input signal is a sinusoidal signal or not, but it is known that some signal is present.
逆に、POW_X<TH_POW_Xが成立する区間(N個の標本区間)では、入力信号は存在しないと見做せるので、式(B-8)に示す係数更新処理はN標本の間、停止させる。 Conversely, since it can be assumed that there is no input signal in a section (N sample sections) where POW_X<TH_POW_X holds, the coefficient updating process shown in Equation (B-8) is stopped for N samples.
[収束率]
入力信号x(n)が正弦波信号であるか否かを判定するには、下式(B-10)で表す予測誤差信号e(n)の二乗平均値POW_Eが十分に小さいことが要求される。
In order to determine whether or not the input signal x(n) is a sine wave signal, it is required that the mean square value POW_E of the prediction error signal e(n) expressed by the following equation (B-10) is sufficiently small. be.
しかしながら、予測誤差信号e(n)の二乗平均値POW_Eは、入力信号x(n)の二乗平均値POW_Xに比例するので、POW_EをPOW_Xで除算し正規化する必要がある。以上から、単一周波数信号検出装置10の収束率CRを下式(B-11)で定義する。
単一周波数信号検出装置10の判定部11は、収束率CRの閾値をTH_CRとする場合、POW_X≧TH_POW_X、かつ、CR≦TH_CRのとき、入力信号x(n)は単一周波数信号であると判定することができる。
When the threshold value of the convergence rate CR is TH_CR, the determination unit 11 of the single-frequency
[検出周波数の平均化]
次に、単一周波数信号の存在が確認されたとき、判定部11は、入力信号の周波数fを以下の手順で算出する。
Next, when the existence of the single-frequency signal is confirmed, the determination section 11 calculates the frequency f of the input signal by the following procedure.
ここで、h1,nのN標本の平均値MEAN_h1を算出した理由は、入力信号x(n)に雑音が混入されていることを想定している。この場合、式(B-8)で算出されるh1,nにも雑音成分が現れる。そこで、判定部11は、入力信号x(n)の周波数に平均化を施すことで、雑音成分の影響を緩和する。 Here, the reason why the average value MEAN_h1 of N samples of h1 ,n is calculated is that noise is mixed in the input signal x(n). In this case, a noise component also appears in h1 ,n calculated by equation (B-8). Therefore, the determination unit 11 reduces the influence of the noise component by averaging the frequency of the input signal x(n).
なお、上式に現れる逆余弦関数は、実装に際してはテーブル引きに置き換えてもよいが、これは本発明の関与することではない。 Note that the arc cosine function appearing in the above equation may be replaced with a table lookup in implementation, but this is not the concern of the present invention.
[保護論理]
式(B-9)で表す平均入力信号電力値POW_X、式(B-11)で表す収束率CR、式(B-12)で表す周波数fは、それぞれが、N標本の平均値である。このNの値を適当に選定することで短時間平均から長時間平均まで設定可能である。
[Protection logic]
The average input signal power value POW_X represented by equation (B-9), the convergence rate CR represented by equation (B-11), and the frequency f represented by equation (B-12) are each an average value of N samples. By appropriately selecting the value of N, it is possible to set from a short-term average to a long-term average.
しかしながら、実用上は、Nは短時間平均とし、それぞれの判定結果の連一致を取るほうが、柔軟性がある。 Practically, however, it is more flexible to take N as a short-time average and to take concurrences of the respective determination results.
そこで、判定部11は、以下に例示するように、平均入力信号電力値POW_Xと閾値TH_POW_Xとの比較結果に基づく第1の条件値(後述する条件フラグc0)と、収束率CRと閾値TH_CRとの比較結果に基づく第2の条件値(後述する条件フラグc1)との論理評価値を示す第3の条件値(後述する条件フラグdet)を算出し、第3の条件値の連続一致に基づいて、単一周波数信号の未検出状態もしくは検出状態を判定する。
以下、具体例を用いて説明する。
Therefore, as exemplified below, the determination unit 11 sets a first condition value (a condition flag c0 described later) based on the comparison result between the average input signal power value POW_X and the threshold TH_POW_X, the convergence rate CR and the threshold TH_CR. Calculates a third condition value (condition flag det, described later) that indicates a logical evaluation value with a second condition value (condition flag c1, described later) based on the comparison result of , and based on continuous matching of the third condition value to determine whether the single-frequency signal is undetected or detected.
A specific example will be described below.
条件フラグをc0,c1、detの3ビット用意し、以下のように定義する。
フラグc0:POW_X≧TH_POW_Xならばc0=1,POW_X<TH_POW_Xならばc0=0フラグc1:CR≦TH_CRならばc1=1,CR>TH_CRならばc1=0フラグdet:det=c0&c1(論理積)
Three bits c0, c1, and det are prepared as condition flags and defined as follows.
Flag c0: c0=1 if POW_X≧TH_POW_X, c0=0 if POW_X<TH_POW_X Flag c1: c1=1 if CR≦TH_CR, c1=0 if CR>TH_CR Flag det: det=c0&c1 (logical product)
ここで、POW_XとCRはN標本毎に算出されるので、フラグc0、c1、detもN標本毎に更新される。 Here, since POW_X and CR are calculated every N samples, the flags c0, c1 and det are also updated every N samples.
図6は、第1の実施形態に係る保護論理を採用したときの状態遷移図である。 FIG. 6 is a state transition diagram when adopting the protection logic according to the first embodiment.
図6では、単位周波数信号の検出に際し、後方保護4段、前段保護2段の保護論理を採用した場合を例示している。後方保護、前方保護の段数はこれに限定されるものではない。 FIG. 6 exemplifies a case where protection logic of four stages of rear protection and two stages of front protection is employed in detecting a unit frequency signal. The number of stages of rear protection and front protection is not limited to this.
後方保護は、リセットおよび単一周波数信号の検出開始指示後(S1)、単一周波数信号未検出の状態(S2)から単一周波数信号検出の状態(S3)への保護論理である。例えば、ある標本でフラグdet1=1となると、すぐに単一周波数信号の検出と判断するのではなく、これに連続する1段後の標本のフラグdetがdet=1であるか判断する。そして、当該1段後の標本のフラグdet=1であれば、さらに連続する2段後の標本のフラグdetがdet=1であるか否かを判断していき、当該2段後の標本のフラグdet=1であれば、さらに連続する3段後の標本のフラグdetがdet=1であるか否かを判断していく。このように、或る標本でdet=1であるときに、当該標本から3段後の標本まで連続してdet=1であれば、すなわち連続する4段の標本でdet=1であれば、単一周波数信号検出の状態(S3)と判断する。一方、或る標本から連続する3段後の標本までのいずれかの標本でdet=0であれば、単一周波数信号検出の状態と判断せず、単一周波数信号未検出の状態とする。 Backward protection is the protection logic from the single frequency signal undetected state (S2) to the single frequency signal detected state (S3) after a reset and an instruction to start detecting a single frequency signal (S1). For example, when the flag det1=1 in a certain sample, it is not immediately determined that a single-frequency signal is detected, but it is determined whether the flag det of the next successive sample is det=1. Then, if the flag det of the sample one step after is 1, it is determined whether the flag det of the sample two steps after is set to det=1. If the flag det=1, it is further determined whether the flag det of the sample after three consecutive stages is det=1. Thus, when det=1 in a certain sample, if det=1 continuously from the current sample to the sample three rows later, that is, if det=1 in four consecutive samples, then The single frequency signal detection state (S3) is determined. On the other hand, if det=0 in any sample from a certain sample to the sample after three consecutive stages, it is not determined as a state of single-frequency signal detection, and is set to a single-frequency signal undetected state.
前方保護は、単一周波数信号検出の状態(S3)から単一周波数信号未検出の状態(S2)への保護論理である。例えば、ある標本でフラグdet1=0となると、すぐに単一周波数信号未検出と判断するのではなく、これに連続する1段前の標本のフラグdetがdet=0であるか判断する。そして、当該1段前の標本のフラグdet=0であれば、単一周波数信号未検出と判断する。このように、或る標本でdet=0であるときに、当該標本から1段前の標本で連続してdet=0であれば、すなわち連続する2段の標本でdet=0であれば、単一周波数信号未検出の状態(S2)と判断する。一方、1段前の標本でdet=1であれば、単一周波数信号未検出の状態と判断しない。 Forward protection is the protection logic from the state of single frequency signal detection (S3) to the state of no single frequency signal detection (S2). For example, when the flag det1=0 in a certain sample, it is not immediately determined that the single frequency signal is not detected, but it is determined whether the flag det of the sample immediately preceding it is det=0. Then, if the flag det of the sample one stage before is 0, it is determined that the single-frequency signal has not been detected. In this way, when det=0 in a certain sample, if det=0 continuously in the sample one row before the current sample, that is, if det=0 in two successive samples, It is determined that the single frequency signal is not detected (S2). On the other hand, if det=1 in the sample one stage before, it is not determined that the single-frequency signal has not been detected.
[動作例]
以下では、固定電話回線上を流れる各種信号を本発明の単一周波数信号検出器で受信したときの動作例を提示する。
[Example of operation]
In the following, an example of operation when various signals flowing on a fixed telephone line are received by the single frequency signal detector of the present invention will be presented.
なお、ここでは、検出器の動作を明確化するため、後方保護と前方保護は意図的に施していない。 Note that rear and front protection are intentionally omitted here to clarify the operation of the detector.
入力信号は、200ミリ秒間隔で単一周波数信号Sが5種類と、非単一周波数信号NSが5種類の合計10種類が次の順序で交互に構成されている。
S(1),NS(1),S(2),NS(2),S(3),NS(3),S(4),NS(4),S(5)NS(5)
The input signals consist of 5 kinds of single-frequency signals S and 5 kinds of non-single-frequency signals NS, a total of 10 kinds, which are alternately arranged in the following order at intervals of 200 milliseconds.
S(1), NS(1), S(2), NS(2), S(3), NS(3), S(4), NS(4), S(5) NS(5)
ここで、それぞれの信号の種類を以下に示す。
S(1):2100Hz単一周波数信号,ITU-T V.25が定める着側モデムの応答信号NS(1):白色雑音S(2):980Hz単一周波数信号,IUT-T V.21モデムのch1 Mark
bit信号NS(2):音声S(3):1650Hz単一周波数信号,ITU-T V.21モデムのch2 Mark bit信号NS(3):保留音S(4):2225Hz単一周波数信号,Bell 103AモデムのMark bit信号NS(4):PB信号,'1',697Hz+1209HzS(5):1300Hz単一周波数信号,IUT-T V.23モデムのMark bit信号NS(5):複数の線スペクトル信号,ITU-T V.22モデムのMark bit信号
Here, the types of each signal are shown below.
S(1): 2100 Hz single frequency signal, ITU-T V. Destination modem response signal NS(1) defined by IUT-T V.25: white noise S(2): 980 Hz single frequency signal, IUT-T V. 21 modem ch1 Mark
bit signal NS(2): voice S(3): 1650 Hz single frequency signal, ITU-T V. 21 modem ch2 Mark bit signal NS(3): hold tone S(4): 2225 Hz single frequency signal, Bell 103A modem mark bit signal NS(4): PB signal, '1', 697 Hz + 1209 Hz S(5): 1300 Hz Single frequency signal, IUT-T V. Mark bit signal NS(5) of V.23 modem: multiple line spectrum signal, ITU-T V.3. 22 modem Mark bit signal
図7は、上記10種類の信号を連続して流したときの、単一周波数検出装置1の検出周波数と収束率を示す図である。
FIG. 7 is a diagram showing the detection frequency and the convergence rate of the single-
ここでは、単一周波数検出装置1の内部動作が観察できるようにするため、後方保護/前方保護は外している。
Here the rear/front protection has been removed so that the internal operation of the
図7において、単一周波数信号のときは収束率がゼロ近傍の値となり、そのときの検出周波数は単一周波数信号のそれを反映している。 In FIG. 7, when the single frequency signal is used, the convergence rate is close to zero, and the detection frequency at that time reflects that of the single frequency signal.
これに対して、非単一周波数信号のときは収束率が大きくなるので単一周波数信号でないことが明白である。 On the other hand, non-single-frequency signals have a higher convergence rate and are clearly not single-frequency signals.
なお,音声信号のときは収束率が小さくなることがある。このため、前方保護と後方保護が有用となるのである。 Note that the convergence rate may be small in the case of voice signals. This is why forward protection and rear protection are useful.
(A-3)第1の実施形態の効果
以上のように、第1の実施形態によれば、1つの検出器を用意するだけで、任意の単一周波数信号の有無を検出することができ、単一周波数信号である場合には、その周波数を検出することができる。
(A-3) Effect of the First Embodiment As described above, according to the first embodiment, it is possible to detect the presence or absence of any single-frequency signal simply by preparing one detector. , is a single frequency signal, its frequency can be detected.
(B)第2の実施形態
次に、本発明の位相シフト検出装置及び位相シフト検出方法の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
(B) Second Embodiment Next, embodiments of the phase shift detection device and the phase shift detection method of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[序論]
まず、第2の実施形態に係る位相シフト検出装置及び位相シフト検出方法を説明する前に、特許文献2~4を参照して、従来の位相シフト検出方法を説明する。
[Introduction]
First, prior to describing the phase shift detection device and phase shift detection method according to the second embodiment, conventional phase shift detection methods will be described with reference to
特許文献2及び3では、単一周波数信号の周波数の公称値は、前もって判明している。
公称周波数を中心周波数とするローカル発振器が設けられており、当該発振器は、入力信号の周波数と位相に微小な許容偏差内で同期可能であり、入力信号に同期した正弦波信号と余弦波信号を生成することができる。そして、入力信号と正弦波信号の積、入力信号と余弦波信号の積を取り、それぞれ低域濾波器を通して加算し、入力信号に施される位相シフト量を検出している。
In US Pat. Nos. 5,300,002 and 5,100,000, the nominal value of the frequency of the single frequency signal is known in advance.
A local oscillator centered at the nominal frequency is provided which is synchronizable to the frequency and phase of the input signal within a small tolerance and produces sine and cosine signals synchronized to the input signal. can be generated. Then, the product of the input signal and the sine wave signal and the product of the input signal and the cosine wave signal are obtained and added through a low-pass filter to detect the amount of phase shift applied to the input signal.
特許文献4でも、単一周波数信号の周波数の公称値は前もって判明している。位相反転検出装置は、入力信号に離散的フーリエ変換を施し、公称周波数のレベルと位相情報を出力する。そして、現在の位相情報と過去の位相情報の差分から位相シフト量を算出している。 Also in US Pat. No. 6,200,000, the nominal value of the frequency of the single-frequency signal is known in advance. The phase reversal detector performs a discrete Fourier transform on the input signal and outputs nominal frequency level and phase information. Then, the phase shift amount is calculated from the difference between the current phase information and the past phase information.
上述したように、従来の場合、入力信号である単一周波数信号の周波数の公称値が既知であることを前提としている。そのため、単一周波数信号の周波数が未知の場合、従来の位相シフト検出装置は適用することができないという課題がある。 As mentioned above, the conventional assumption is that the nominal value of the frequency of the single-frequency input signal is known. Therefore, when the frequency of the single frequency signal is unknown, there is a problem that the conventional phase shift detector cannot be applied.
従来の位相シフト検出装置を用いて、周波数が未知である単一周波数信号の位相シフト量を導出しようとすると、検出しようとする複数種類の周波数候補があるときには、その種類の数に応じた数の複数の受信回路を並列配備する必要があるので、装置規模が大きくなり、コスト増加、消費電力の増大が問題となる。 When trying to derive the phase shift amount of a single frequency signal whose frequency is unknown using a conventional phase shift detection device, when there are multiple types of frequency candidates to be detected, the number corresponding to the number of types Since it is necessary to arrange a plurality of receiving circuits in parallel, the scale of the apparatus becomes large, and there arises a problem of an increase in cost and an increase in power consumption.
この実施形態では、上述したような課題を解決するためになされたものであり、1つの受信回路で、入力信号の周波数の公称値が未知のままでも、適応制御により周波数と位相シフト量を検出することができる。 This embodiment has been made to solve the above-mentioned problems, and even if the nominal value of the frequency of the input signal is unknown, the frequency and phase shift amount can be detected by adaptive control in one receiving circuit. can do.
(B-1)基本原理
図8は、第2の実施形態において、1次FIR(Finite Impulse Response)フィルタの構成例を示す構成図である。
(B-1) Basic Principle FIG. 8 is a configuration diagram showing a configuration example of a primary FIR (Finite Impulse Response) filter in the second embodiment.
図8では、離散正弦波信号sin(ωnT)を1次FIRフィルタ20に印加したときの出力信号y(n)を考察する。図8に示すように、1次FIRフィルタ20は、シフトレジスタ21と、2つの乗算器22及び23と、1つの加算器24を有する。
In FIG. 8, consider the output signal y(n) when a discrete sinusoidal signal sin(ωnT) is applied to the first-
図8において、シフトレジスタ(SFR)21は、入力信号である離散正弦波信号sin(ωnT)が印加されるたびに、データ信号を右隣にシフトさせる。シフトレジスタ21は、現在の標本値である信号x(n)と、その1つ前の標本値の信号x(n-1)とを格納し、信号x(n)を乗算器22に出力し、信号x(n-1)を乗算器23に出力するようにしている。
In FIG. 8, the shift register (SFR) 21 shifts the data signal to the right every time the discrete sine wave signal sin(ωnT), which is the input signal, is applied. Shift register 21 stores signal x(n), which is the current sample value, and signal x(n−1), which is the previous sample value, and outputs signal x(n) to
乗算器22は、シフトレジスタ21から出力された信号x(n)にh0を乗算して加算器24に出力し、乗算器23は、シフトレジスタ21から出力された信号x(n-1)にh1を乗算して加算器24に出力する。
The
加算器24は、乗算器22の出力信号と乗算器23の出力信号とを加算して得た信号を出力信号y(n)として出力する。
したがって、出力信号y(n)は、式(C-1)で表すことができる。
ここで、下式(C-2-1)、(C-2-2)のように、p=h0+h1・cos(ωT),q=-h1・sin(ωT)とおき、式(C-1)に代入して表現し直すと、式(C-3)となる。
式(C-3)は、正弦波信号sin(ωnT)を1次FIRフィルタ20に印加すると、フィルタ係数h0とh1によって、任意の位相βを有する正弦波信号sin(ωnT+β)を作り出せることを示している。
Equation (C-3) indicates that when a sinusoidal signal sin(ωnT) is applied to the first-
[位相差βの算出]
次に、sin(ωnT)とsin(ωnT+β)が与えられたとき、この位相差を自動的に算出する方法を説明する。
[Calculation of phase difference β]
Next, a method for automatically calculating this phase difference when sin(ωnT) and sin(ωnT+β) are given will be described.
位相差βの算出に際して、式(C-4)に現れるpとqを算出する必要がある。さらに、pとqの算出に際しては、式(C-2-1),式(C-2-2)に示すh0とh1、および、cos(ωT)とsin(ωT)を算出する必要がある。したがって、以下では、h0とh1、および、cos(ωT)とsin(ωT)の算出方法を説明する。 When calculating the phase difference β, it is necessary to calculate p and q appearing in equation (C-4). Furthermore, when calculating p and q, it is necessary to calculate h 0 and h 1 and cos (ωT) and sin (ωT) shown in formulas (C-2-1) and (C-2-2). There is Therefore, a method for calculating h 0 and h 1 , and cos(ωT) and sin(ωT) will be described below.
[cosωTとsinωTの算出方法]
離散正弦波信号sin(ωnT)は、下式(C-5)の差分方程式で表すことができる。
A discrete sine wave signal sin(ωnT) can be expressed by the difference equation of the following equation (C-5).
これより、cos(ωT)とsin(ωT)は、式(C-6-1)と式(C-6-2)で得られる。
なお、上式(C-6-2)に従うと、sin(ωT)は0以上の値となるが、これは、次の事実から保証される。離散正弦波信号sin(ωnT)の周波数をFC、標本化周波数をFS(=1/T)とすると、標本化定理より、FCはFS/2未満が保証されている。そうすると、ωT=2πFCT=2π(FC/FS)<πが成立するので、sin(ωT)≧0が保証されるのである。 According to the above equation (C-6-2), sin(ωT) takes a value of 0 or more, which is guaranteed by the following fact. Assuming that the frequency of the discrete sine wave signal sin(ωnT) is F C and the sampling frequency is F S (=1/T), F C is guaranteed to be less than F S /2 according to the sampling theorem. Then, since ωT=2πF C T=2π(F C /F S )<π, sin(ωT)≧0 is guaranteed.
式(C-6-1)及び式(C-6-2)は、入力信号x(n)が正弦波信号の場合、x(n),x(n-1)≠0,x(n-2)の3つの連続する標本値からcos(ωT)とsin(ωT)が算出されることを示している。 Expressions (C-6-1) and (C-6-2) are x(n), x(n-1)≠0, x(n- 2) shows that cos(ωT) and sin(ωT) are calculated from three consecutive sample values.
式(C-6-1)の右辺の分母に現れるx(n-1)によるゼロ割回避は、x(n-1)の絶対値に下限閾値を設定することで実現できる。 Zero division avoidance by x(n-1) appearing in the denominator on the right side of equation (C-6-1) can be realized by setting a lower threshold for the absolute value of x(n-1).
さらに、入力信号x(n)が正弦波信号であることも保証しなければならないが、これは、次に説明するh0とh1の算出で使用する適応フィルタの収束率から正弦波信号であるか否かを判定できる。 Furthermore, it must be ensured that the input signal x(n) is a sinusoidal signal, which is a sinusoidal signal from the convergence rate of the adaptive filter used in the calculation of h0 and h1 described below. It can be determined whether there is
また別解として、第1の実施形態で説明した単一周波数検出装置1は、入力信号が単一周波数信号であるか否かを判定し、かつ、単一周波数信号であるならば、その周波数も検出することができるので、第1の実施形態の単一周波数検出装置1を利用するようにしてもよい。
As another solution, the single
[h0とh1の算出方法]
例えば、学習同定法(正規化最小二乗法)を採用した適応ディジタルフィルタ(ADF:Adaptive Digital Filter)への入力信号をsin(ωnT)、参照信号をsin(ωnT+β)として印加すると、適応ディジタルフィルタの収束後に、その係数h0とh1が得られる。
[How to calculate h0 and h1 ]
For example, when an input signal sin(ωnT) and a reference signal sin(ωnT+β) are applied to an adaptive digital filter (ADF) that employs a learning identification method (normalized least squares method), the adaptive digital filter After convergence, its coefficients h 0 and h 1 are obtained.
図9は、このh0とh1の算出方法を実現するアーキテクチャを例示している。図9に示すアーキテクチャ30は、学習同定法(正規化最小二乗法)を採用した適応ディジタルフィルタ31、純遅延器32、加算器33を有する。
FIG. 9 illustrates an architecture that implements this h 0 and h 1 calculation method. The
純遅延器32は、入力信号としてsin(ωnT)を入力し、sin(ωnT)に対して時間Tdだけ遅延させて出力するものである。純遅延器32が入力信号に与える固定時間(遅延時間)Tdは、位相差β=-δに相当する、純遅延器32から出力される信号を出力信号y(n)とする。
The
適応ディジタルフィルタ31は、図8に例示した1次FIRフィルタ20をベースとし、学習同定法に基づいた係数更新機能を有している。つまり、適応ディジタルフィルタ31は、学習同定法に基づいて係数を更新させて、純遅延器32から出力される出力信号y(n)を推定する。
The adaptive
加算器33は、純遅延器32から出力される信号y(n)と適応ディジタルフィルタ31から出力される信号y^(n)との差分を取る。
The
ここで、x(n)は入力信号であり、離散的正弦波信号sin(ωnT)とする。
y(n)は、x(n)に対して固定時間Tdで遅延させた信号とする。
y^(n)は、y(n)の推定信号とする。
e(n)は、y(n)とy^(n)との推定誤差信号とする。
Here, x(n) is an input signal and is a discrete sinusoidal signal sin(ωnT).
Let y(n) be a signal delayed by a fixed time Td with respect to x(n).
Let y^(n) be the estimated signal of y(n).
Let e(n) be the estimated error signal between y(n) and y^(n).
そうすると、係数h0とh1は、学習同定法により、以下のように算出できる。
ここで、αはステップゲインと呼ばれ、適応ディジタルフィルタ31の収束速度と収束精度を決定するパラメータであり、0<α<1の範囲の値である。ステップゲインαの値は事前に選択しておくことができる。
Here, α is called a step gain, which is a parameter that determines the convergence speed and convergence accuracy of the adaptive
適応ディジタルフィルタ31の収束判定は、入力信号x(n)と推定誤差信号e(n)の電力比の値に基づいて判定することができる。したがって適応ディジタルフィルタ31の収束率CRを下式(C-10)で定義する。
ここで、収束率CRの判定に用いる標本数Nは、実装に応じて適当に選定すればよいであろう。入力信号x(n)が正弦波信号のとき、かつ、x(n)に位相シフトが発生していないとき、CRの値は非常に小さい値となるので、前述したcos(ωT)の算出において、x(n)が正弦波信号であるか否かの判定は、このCRの値を監視すれば判断することができる。CRがゼロ値近傍のとき、係数h0とh1は収束していると見做せる。 Here, the number of samples N used to determine the convergence rate CR should be appropriately selected according to implementation. When the input signal x(n) is a sine wave signal and no phase shift occurs in x(n), the value of CR becomes a very small value. , x(n) are sinusoidal signals can be determined by monitoring the value of CR. When CR is near zero value, the coefficients h0 and h1 can be considered converged.
[正弦波信号に位相シフトγが施されたときのγの検出方法]
さて、離散的正弦波信号x(n)=sin(ωnT)にある時点で位相シフトγ1が施され、x(n)=sin(ωnT+γ1)になるとする。次の時点で、さらに位相シフトγ2が施され、x(n)=sin(ωnT+γ1+γ2)になるとする。以下、同様に位相シフトが施されるとする。ただし、この位相シフトのタイミングは一定周期とは限らず、かつ、位相シフト量も一定とは限らないとする。
[Method for detecting γ when phase shift γ is applied to sine wave signal]
Now suppose that the discrete sinusoidal signal x(n)=sin(ωnT) is given a phase shift γ1 at some point, so that x(n)=sin(ωnT+γ1). Assume that at the next instant, a further phase shift γ2 is applied such that x(n)=sin(ωnT+γ1+γ2). Hereinafter, it is assumed that the phase shift is applied in the same manner. However, the timing of this phase shift is not limited to a constant period, and the amount of phase shift is not limited to be constant.
このとき、図9に示すアーキテクチャ30は、これら位相シフト量γ1,γ2,γ3,…を検出することが可能である。これについて説明する。
At this time, the
図10は、第2の実施形態に係る適応ディジタルフィルタの入力信号x(n)と純遅延器の出力信号y(n)のタイミングを示す関係図である。 FIG. 10 is a relational diagram showing timings of the input signal x(n) of the adaptive digital filter and the output signal y(n) of the pure delay unit according to the second embodiment.
図10において、区間1,2,3,4で検出される位相差βは、それぞれ、-δ,-δ-γ1,-δ,-δ-γ2である。ここで、-δは位相シフト検出器に用意する純遅延で決定される量であり、オフセットとして見えているので、隣接区間の変化量だけに着目すると、区間2は-γ1を検出でき、区間4では-γ2を検出することができる。つまり、入力信号x(n)に施された位相シフト量を検出することができるのである。図9において、純遅延器32の固定時間(遅延時間)Tdを設けた理由は、ここにある。なお、Tdは、適応ディジタルフィルタ31の収束に要する時間よりも大きい値に選定しなくてはならない。
In FIG. 10, the phase differences β detected in
以上が、第2の実施形態に係る位相シフト検出装置及び位相シフト検出方法の基本原理である。 The above is the basic principle of the phase shift detection device and the phase shift detection method according to the second embodiment.
(B-2)実施形態の構成及び動作
以下では、上述した第2の実施形態の基本原理を実現するための位相シフト検出器の構成例を示すと共に、その位相シフト検出器の動作を説明する。
(B-2) Configuration and Operation of Embodiment Below, a configuration example of a phase shift detector for realizing the basic principle of the above-described second embodiment will be shown, and the operation of the phase shift detector will be described. .
図11は、第2の実施形態に係る位相シフト検出器の構成を示す構成図である。 FIG. 11 is a configuration diagram showing the configuration of a phase shift detector according to the second embodiment.
図11において、第2の実施形態に係る位相シフト検出器40は、遅延回路41、適応フィルタ42、位相シフト算出回路43、単位標本余弦/正弦値算出回路44を有する。
11, a
[入力信号]
入力信号x(n)が下式(D-1)で表す離散的正弦波信号であると想定して説明する。
Description will be made assuming that the input signal x(n) is a discrete sinusoidal signal represented by the following equation (D-1).
ここで,ωは角周波数、nは離散時間の指標(整数値)、Tは離散信号x(n)の標本化周期とする。 Here, ω is the angular frequency, n is the discrete time index (integer value), and T is the sampling period of the discrete signal x(n).
さらに、入力信号x(n)には、時刻n1,n2,n3…において、それぞれ、位相シフト(単位はラジアン)γ1,γ2,γ3,…が施されているものとする。これを式(D-2)に表す。
このような信号の例には、位相シフトキーイング(PSK)モデム信号やITU-T V.25で規定されている450ms周期で位相反転する2100Hz正弦波信号がある。 Examples of such signals include phase shift keying (PSK) modem signals and ITU-T V. There is a 2100 Hz sinusoidal signal with a phase reversal of 450 ms period specified in 25.
位相シフト検出器40は、入力信号x(n)が正弦波信号であるときに限り、上式(D-2)の位相シフトγ1,γ2,γ3,…を検出可能とする。これ以降、その動作を説明する。
[遅延回路]
遅延回路41は、入力信号x(n)をM標本だけ遅延させる機能を有する。遅延回路41の実現に際しては、シフトレジスタ、FIFO、メモリ等を利用することができる。遅延回路41の入力信号x(n)を離散的正弦波信号としたときのy(n)との関係を下式に示す。
The delay circuit 41 has a function of delaying the input signal x(n) by M samples. A shift register, FIFO, memory, or the like can be used to implement the delay circuit 41 . The following equation shows the relationship between the input signal x(n) of the delay circuit 41 and y(n) when the input signal x(n) is a discrete sine wave signal.
式(D-3)の意味するところは、y(n)はx(n)をM標本遅延させた信号なので、或る時刻n=n1に、x(n)に位相シフトが発生したとき、それがy(n)に反映されるのはM標本後のn=n1+Mである。つまり、このM標本区間では、x(n)にのみ位相シフトが発生しており、y(n)には位相シフトが反映されていないので、何らかの方法でx(n)にのみ発生した位相シフトを算出する機会を提供することになる。これが遅延回路41の目的である。 The meaning of equation (D-3) is that y(n) is a signal obtained by delaying x(n) by M samples, so when a phase shift occurs in x(n) at a certain time n=n1, It is n=n1+M after M samples that is reflected in y(n). In other words, in this M-sample interval, only x(n) has a phase shift, and y(n) does not reflect the phase shift. provides an opportunity to calculate This is the purpose of delay circuit 41 .
この位相シフト算出に要する時間をTlearnとすると、MT>Tlearn (D-4)を満足するように、前もってMの値を選定しておく必要がある。 Assuming that the time required for this phase shift calculation is Tlearn , it is necessary to select the value of M in advance so as to satisfy MT> Tlearn (D-4).
[適応フィルタ]
適応フィルタ42は、入力信号x(n)に対して、式(D-5)で表すFIRフィルタ演算を施し、y(n)の推定値y^(n)を生成する。
The adaptive filter 42 performs the FIR filter operation represented by equation (D-5) on the input signal x(n) to generate an estimated value y(n) of y(n).
ここで、適応フィルタ係数h0とh1は離散時間nに関する信号ではないものの時変パラメータであるため、サフィックスnを追記することで、時間関係を陽に表現している。 Here, since the adaptive filter coefficients h0 and h1 are not signals related to discrete time n but are time-varying parameters, the addition of suffix n expresses the temporal relationship explicitly.
式(D-5)で表す推定値y^(n)が真値y(n)に追従できるように、以下の係数更新処理を実施する。 The following coefficient updating process is performed so that the estimated value ŷ(n) represented by Equation (D-5) can follow the true value y(n).
真値y(n)とその推定値y^(n)の推定誤差信号e(n)は下式(D-6)で得られる。
この推定誤差信号e(n)はフィードバックされ、適応フィルタ係数h0、とh1を下式(D-7-1)~(D-7-3)に従って更新する。
ここで、αはステップゲインと呼ばれ、当該適応フィルタの収束速度と収束精度を決定するパラメータであり、0<α<1の範囲の値であり、前もって選定しておく。収束速度を重視するならばステップゲインαの値を1寄りの値とし、収束精度を重視するならばステップゲインαの値を0よりの値を選定すればよい。 Here, α is called a step gain and is a parameter that determines the convergence speed and convergence accuracy of the adaptive filter. If the convergence speed is important, the value of the step gain α should be closer to 1, and if the convergence accuracy is important, the value of the step gain α should be closer to 0.
入力信号が正弦波信号のとき、適応フィルタ42が作り出す推定値y^(n)は極めて高速に真値y(n)に収束する。この適応フィルタ42の収束率CRを、入力信号x(n)の平均電力値POW_xと、推定誤差信号e(n)の平均電力値POW_eの比率で定義する。
実装に際して、収束率CRの閾値TH_CRを定めておき、判断すればよい。 Upon implementation, a threshold value TH_CR for the convergence rate CR may be determined and determined.
ところで、式(D-7-2)、(D-7-3)で算出される適応フィルタ係数h0とh1は位相シフト算出回路43に提供されることになるが、入力信号x(n)には、外来雑音および符号化の量子化雑音が重畳されているので、これに応じて、h0とh1の値は揺らぐことになる。よって、h0とh1の平均値MEAN_h0とMEAN_h1を算出すれば雑音の影響は緩和できるので、これら平均値MEAN_h0とMEAN_h1を位相シフト算出回路43に提供する。ここで、平均値MEAN_h0とMEAN_h1の算出例を示す。
[単位標本余弦/正弦値算出回路]
ここで、cos(ωT)を単位標本余弦値、sin(ωT)を単位標本正弦値と呼ぶことにする。
[Unit sample cosine/sine value calculation circuit]
Here, cos(ωT) is called a unit sample cosine value, and sin(ωT) is called a unit sample sine value.
入力信号x(n)が、式(D-1)で表す離散的正弦波信号sin(ωnT)のとき、単位標本余弦値cos(ωT)を、三角関数の公式より、式(D-10)で得ることができる。
ところで、一般に、入力信号x(n)には外来雑音または符号化の量子化雑音が重畳されているので、連続した3つの標本値x(n),x(n-1),x(n-2)だけから式(D-10)を使用して算出されるcos(ωT)を真値とするには危険であり、cos(ωT)の平均値MEAN_cwtを取ることで雑音の影響を抑制することができる。そこで、単位標本余弦/正弦値算出回路44は、例えば、下式(D-11)でMEAN_cwtを算出することができる。
上式は、0≦j≦N-1の範囲で積分してNで除算する場合を例示しているが、或るjについて、分母のx(n-1-j)がゼロ値のとき、ゼロ割が発生し、計算値が不定となる可能性がある。よって、除算する前に、x(n-1-j)の値をチェックし、x(n-1-j)の値がゼロ近傍のときは上式の平均処理には加えない対策を取ればよい。 The above formula exemplifies the case of integrating in the range of 0≦j≦N−1 and dividing by N. For a certain j, when the denominator x(n−1−j) is zero, Division by zero may occur and the calculated value may become indefinite. Therefore, before dividing, check the value of x(n-1-j), and if the value of x(n-1-j) is near zero, take measures not to add it to the averaging process of the above formula. good.
単位標本正弦値sin(ωT)の平均値MEAN_swtは、下式で得られる。
[位相シフト算出回路]
位相シフト算出回路43は、前述した適応フィルタ42から入力信号の平均電力値POW_x、係数h0とh1の平均値MEAN_h0とMEAN_h1,収束率CR,単位標本余弦/正弦値算出回路44から平均単位標本余弦値MEAN_cwtと平均単位標本正弦値MEAN_swtを、それぞれ、N標本周期に1回取得し、これらの情報に基づいて、入力信号x(n)に発生する位相シフトを検出するものである。
[Phase shift calculation circuit]
The phase shift calculation circuit 43 calculates the average power value POW_x of the input signal from the adaptive filter 42, the average values MEAN_h0 and MEAN_h1 of the coefficients h0 and h1 , the convergence rate CR, and the average unit from the unit sample cosine/sine
適応フィルタ42の収束率CRの閾値には、ヒステリシス性を持たせるべく2種類TH_CRHとTH_CRLとを用意し、TH_CRH>TH_CRLなる関係を有するものとする。 For the threshold value of the convergence rate CR of the adaptive filter 42, two types TH_CRH and TH_CRL are prepared to have hysteresis, and the relationship TH_CRH>TH_CRL is assumed.
適応フィルタ42の学習が終了したとき、すなわち、y(n)≒y^(n)のときCR<TH_CRLとなり、x(n)又はy(n)に位相シフトが発生した際には、y(n)≠y^(n)となるので、推定誤差信号e(n)の振幅は増大、つまり、収束率CRが劣化し値が上昇する。適応フィルタ42はy(n)≒y^(n)に戻すべく、係数h0とh1の値を適宜変更していき、最終的には再びy(n)≒y^(n)となり、CR<TH_CRLに戻る。 When the learning of the adaptive filter 42 is completed, that is, when y(n)≈ŷ(n), CR<TH_CRL, and when a phase shift occurs in x(n) or y(n), y( Since n)≠ŷ(n), the amplitude of the estimated error signal e(n) increases, that is, the convergence rate CR deteriorates and its value increases. The adaptive filter 42 appropriately changes the values of the coefficients h0 and h1 in order to restore y( n )≈ŷ(n), and finally y(n)≈ŷ(n) again. Return to CR<TH_CRL.
入力信号x(n)と遅延回路41の出力信号y(n)の位相差βを以下の手順で算出する。
ここで、位相差βはN標本毎に算出されるので、N標本を1単位時間とする新しい時間指標kを導入し、β(k)と表記している。 Here, since the phase difference β is calculated every N samples, a new time index k is introduced with N samples as one unit time, and is denoted as β(k).
β(k)は、x(n)に位相シフトが発生していない状態では、x(n)=sin(ωnT)、y(n)=sin(ωnT-ωMT)より、β(k)=-ωMTである。 β(k) is β(k)=− ωMT.
x(n)に位相シフトγ1が発生し、x(n)=sin(ωnT+γ1)となったとき、β(k)=-ωMT-γ1となる。ここで、β(k)には遅延回路41の遅延時間に相当する-ωMTラジアンがオフセットとして重畳されているので、これをキャンセルすべく、β(k)自身の差分を取る。この新しい変数φ(k)を下式で定義する。
ここで、Lは指標kと同じくN標本を1単位としており、少なくとも適応フィルタ42の学習時間よりも長い値を前もって設定しておく。これにより、x(n)に位相シフトが発生していないときは、φ(k)=0となり、x(n)に位相シフトγ1が発生したときには、φ(k)=γ1を表すことができる。 Here, L has N samples as one unit, like the index k, and is set in advance to a value longer than at least the learning time of the adaptive filter 42 . Thus, φ(k)=0 when no phase shift occurs in x(n), and φ(k)=γ1 when a phase shift γ1 occurs in x(n). .
以上、説明の準備が整ったところで、ある時点で、入力信号x(n)に位相シフトγ1が発生したとき、この位相シフト量γ1を算出する過程を図12に基づいて説明する。 Now that the preparation for the description has been completed, the process of calculating the phase shift amount γ1 when the phase shift γ1 occurs in the input signal x(n) at a certain point will be described with reference to FIG.
図12において、時間指標kのとき、入力信号x(n)に位相シフトγ1が発生すると、適応フィルタ42の学習により、収束率CRは上昇し上限閾値TH_CRHを超過する。学習に要する時間は、ここでは、N標本以下とすると、次の時間指標k+1では、下限閾値TH_CRLをまだ下回っておらず、時間指標k+2で、CR<TH_CRLを満足する。このときの位相差微分φ(k+2)の値はγ1となる。
In FIG. 12, when the phase shift γ1 occurs in the input signal x(n) at the time index k, the learning of the adaptive filter 42 increases the convergence rate CR to exceed the upper threshold TH_CRH. Assuming that the time required for learning is N samples or less, the lower limit threshold TH_CRL is not yet exceeded at the next time index k+1, and CR<TH_CRL is satisfied at time
時間指標kでx(n)に位相シフトγ1が発生してから、M標本後、例えば図12では時間指標k+3に、y(n)に位相シフトが現れ、適応フィルタ42がこの位相シフト-γ1を検出するのは時間指標k+5である。
After the phase shift γ1 in x(n) at time index k, a phase shift appears in y(n) M samples later, eg at time index k+3 in FIG. is detected at the time
これは、無視すべきである.図12では時間指標k+7まで無視すべきことを表している。つまり、時間指標k+2でγ1を検出してから、N×L+M標本区間は無視するべきである。具体的な値は実装依存とする。 It should be ignored. FIG. 12 indicates that up to the time index k+7 should be ignored. That is, after detecting γ1 at time index k+2, the N×L+M sample interval should be ignored. Specific values are implementation-dependent.
ところで,入力信号x(n)が単一周波数信号であるとき、その周波数を知る必要があるときは、収束率CR<TH_CRLのとき、MEAN_cwtより、下式に従って周波数fを算出すればよい。
[動作例]
次に、第2の実施形態に係る位相シフト検出器40の動作例を説明する。
[Example of operation]
Next, an operation example of the
図13は、第2の実施形態に係る位相シフト検出器40の動作条件の一例を示す図である。
FIG. 13 is a diagram showing an example of operating conditions of the
図14は、図13の動作条件のときの位相シフト検出器40の収束率CR(k)と位相差β(k)の動作例を示している。
FIG. 14 shows an operation example of the convergence rate CR(k) and the phase difference β(k) of the
図13に示すように、動作条件は、入力信号x(n)を2079Hzの正弦波信号とし、200ms経過時点で位相シフト=205[deg]を施した。標本化周波数は8[kHz]、遅延時間はM=128[標本](=16ms),収束率CRと位相差βの算出周期N=40[標本](=5ms)とした。 As shown in FIG. 13, the operating conditions were that the input signal x(n) was a sine wave signal of 2079 Hz, and a phase shift of 205 [deg] was applied after 200 ms. The sampling frequency was 8 [kHz], the delay time was M=128 [samples] (=16 ms), and the calculation cycle of the convergence rate CR and the phase difference β was N=40 [samples] (=5 ms).
図14に示すように、位相差β(k)は、便宜上、値域を0[deg]≦β(k)<360[deg]の範囲に制限している。 As shown in FIG. 14, the value range of the phase difference β(k) is limited to the range of 0 [deg]≦β(k)<360 [deg] for convenience.
位相シフト発生前の位相差は、理論値-ωMTに代入すると、-ωMT=-2π・2079・(128/8000)
=-209[rad]
=-95[deg]
=265[deg]を得る。図14において、位相シフト前の位相差β(k)は、265[deg]近傍の値を示している。
Substituting the theoretical value -ωMT for the phase difference before the phase shift, -ωMT=-2π·2079·(128/8000)
=-209 [rad]
=-95[deg]
= 265 [deg]. In FIG. 14, the phase difference β(k) before the phase shift indicates a value around 265 [deg].
次にx(n)に位相シフト205[deg]が発生すると、それまでの位相差よりも205[deg]だけ近づくので、265-205=60[deg]が理論値となる。図14において、位相差β(k)は60[deg]近傍の値を示している。 Next, when a phase shift of 205 [deg] occurs in x(n), the theoretical value is 265-205=60 [deg] because it is closer by 205 [deg] than the previous phase difference. In FIG. 14, the phase difference β(k) shows values around 60 [deg].
さらに、図14に示すように、x(n)とy(n)に位相シフトが発生するときは、収束率CRの値が顕著に上昇し、位相シフトの発生タイミングを知ることができる。 Furthermore, as shown in FIG. 14, when a phase shift occurs in x(n) and y(n), the value of the convergence rate CR rises significantly, and the timing of phase shift occurrence can be known.
(B-3)第2の実施形態の効果
以上のように、第2の実施形態によれば、入力信号の周波数の公称値が未知である場合でも、1つの受信回路で、適応制御により周波数と位相シフト量を検出することができる。
(B-3) Effects of the Second Embodiment As described above, according to the second embodiment, even if the nominal value of the frequency of the input signal is unknown, one receiving circuit can adjust the frequency by adaptive control. and the amount of phase shift can be detected.
(C)第3の実施形態
次に、本発明に係る位相シフト検出装置及び位相シフト検出方法の、別の実施形態を説明する。
(C) Third Embodiment Next, another embodiment of the phase shift detection device and phase shift detection method according to the present invention will be described.
上述した第2の実施形態では、入力信号の単位標本余弦値の平均値MEAN_cwtは、入力信号x(n)から生成する場合を例示した。 In the second embodiment described above, the average value MEAN_cwt of the unit sample cosine values of the input signal is generated from the input signal x(n).
これに対して、第3の実施形態では、適応フィルタ係数の平均値MEAN_h0とMEAN_h1とから、単位標本余弦値の平均値MEAN_cwtを算出する方法を示す。 On the other hand, in the third embodiment, a method of calculating an average value MEAN_cwt of unit sample cosine values from average values MEAN_h0 and MEAN_h1 of adaptive filter coefficients is shown.
第2の実施形態の「(B-1)基本原理」で示した式(C-3)で表される正弦波信号y(n)の振幅(p2+q2)1/2を、例えば「1」とおくことができる。これは、図9における純遅延器32の利得が「1」の場合に相当する。
The amplitude (p 2 +q 2 ) 1/2 of the sinusoidal signal y(n) represented by the equation (C-3) shown in "(B-1) Basic principle" of the second embodiment is, for example, " 1” can be set. This corresponds to the case where the gain of the
そうすると、下式(E-1)と、式(C-2-1)及び式(C-2-2)とにより、下式(E-2-1)となり表現を変えると式(E-2-2)となる。
式(E-2-2)のh0とh1のそれぞれに、h0とh1の平均値MEAN_h0とMEAN_h1を代入すると、下式(E-3)のように、単位標本余弦値の平均値MEAN_cwtを得ることができる。
ただし、上式(E-3)において、MEAN_h0又はMEAN_h1がゼロ値のとき、上式は不定となり、MEAN_cwtを算出できないという制約がある。したがって、この制約を具体的に示しておく。 However, in the above equation (E-3), when MEAN_h0 or MEAN_h1 is a zero value, the above equation becomes indefinite and MEAN_cwt cannot be calculated. Therefore, this constraint is shown concretely.
[MEAN_h0=0のとき]
ここで、fは入力信号x(n)の周波数、Mは図11の遅延回路41の遅延タップ数、kは0以上(M-1)/2未満の整数、fs(=1/T)は標本化周波数である。 Here, f is the frequency of the input signal x(n), M is the number of delay taps of the delay circuit 41 in FIG. is the sampling frequency.
[MEAN_h1=0のとき]
ここで、fは入力信号x(n)の周波数、Mは図11の遅延回路の遅延タップ数、kは0以上M/2未満の整数、fs(=1/T)は標本化周波数である。 Here, f is the frequency of the input signal x(n), M is the number of delay taps of the delay circuit in FIG. 11, k is an integer greater than or equal to 0 and less than M/2, and fs (=1/T) is the sampling frequency. .
入力信号x(n)の周波数fが、式(E-4-3)と式(E-5-3)に該当するとき、第3の実施形態は適用することができない。しかしながら、入力信号の周波数の公称値が既知の場合、式(E-4-3)と式(E-5-3)に該当しないようにMの値を選定することで適用することができる。 The third embodiment cannot be applied when the frequency f of the input signal x(n) satisfies the equations (E-4-3) and (E-5-3). However, if the nominal value of the frequency of the input signal is known, it can be applied by choosing the value of M such that equations (E-4-3) and (E-5-3) do not apply.
なお、第3の実施形態は、第2の実施形態の単位標本余弦値の算出方法を、上述したように変形したものであり、それ以外は第2の実施形態と同じであるため、動作説明は省略する。 Note that the third embodiment is obtained by modifying the method of calculating the unit sample cosine value of the second embodiment as described above, and other than that, it is the same as the second embodiment. are omitted.
上述したように、第3の実施形態によれば、係数h0とh1の値(平均値MEAN_h0とMEAN_h1の値)を用いて、単位標本余弦値(平均値MEAN_cwtの値)を算出することができる。この場合でも、第2の実施形態と同様の効果を奏する。 As described above, according to the third embodiment, the values of coefficients h0 and h1 (values of mean values MEAN_h0 and MEAN_h1) are used to calculate a unit sample cosine value (value of mean value MEAN_cwt). can be done. Even in this case, the same effects as in the second embodiment are obtained.
(D)他の実施形態
例えば、ITU-T G.168で規定されるトーンディセーブラには、着信側モデムが通信開始時に送出する応答信号2100Hzの位相反転を検出する機能が求められている。搬送周波数の公称値2100[Hz]に対して許容偏差として1900[Hz]~2350[Hz]が規定されており、位相反転角度の公称値180[deg]に対して許容偏差として110[deg]~250[deg]が規定されている。この許容偏差は通信規格としては異例と言えるほど広範囲であるが、第2及び第3の実施形態によれば、この許容偏差でも何ら問題なく検出することが可能である。
(D) Other Embodiments For example, ITU-T G. The tone disabler specified in H.168 is required to have the function of detecting the phase inversion of the 2100 Hz response signal sent by the called modem at the start of communication. A permissible deviation of 1900 [Hz] to 2350 [Hz] is specified for the nominal value of the carrier frequency of 2100 [Hz], and a permissible deviation of 110 [deg] for the nominal value of the phase inversion angle of 180 [deg]. ~250 [deg] is defined. This allowable deviation is so wide that it can be said to be unusual for a communication standard, but according to the second and third embodiments, even this allowable deviation can be detected without any problem.
10…単一周波数検出装置、11…判定部、12…シフトレジスタ(SFR)、13及び14…乗算器、15及び16…加算器、
40…位相シフト検出器、41…遅延回路、42…適応フィルタ、43…位相シフト算出回路、44…単位標本余弦/正弦値算出回路。
10... Single frequency detector, 11... Determination unit, 12... Shift register (SFR), 13 and 14... Multipliers, 15 and 16... Adders,
40... Phase shift detector, 41... Delay circuit, 42... Adaptive filter, 43... Phase shift calculation circuit, 44... Unit sample cosine/sine value calculation circuit.
Claims (6)
入力された入力離散信号に対して、少なくとも連続する過去の2つの離散信号に基づいて、単位標本余弦値と単位標本正弦値とを算出する単位標本余弦/正弦値算出手段と、
上記入力離散信号を遅延時間で遅延させる遅延回路手段と、
上記遅延回路手段の出力信号を参照信号とし、上記出力信号の推定信号を生成し、上記出力信号と上記推定信号との差分である推定誤差信号を用いて、第1のフィルタ係数と第2のフィルタ係数を逐次更新させる適応フィルタと、
上記第1のフィルタ係数と、上記第2のフィルタ係数と、上記単位標本余弦値と、上記単位標本正弦値とに基づいて、上記入力離散信号と上記遅延回路手段の上記出力信号との位相差を算出すると共に、ある時間区間の上記位相差と直前の時間区間の上記位相差との位相差差分値と、上記適応フィルタの収束率との振る舞いに基づいて、上記入力信号の位相シフト量を算出する位相シフト算出手段と
を備えることを特徴とする位相シフト検出装置。 A phase shift detector that detects the amount of phase shift occurring in an input signal based on a discrete signal obtained by sampling the input signal at a predetermined sampling period,
unit sample cosine/sine value calculation means for calculating a unit sample cosine value and a unit sample sine value for an input discrete signal based on at least two consecutive past discrete signals;
delay circuit means for delaying the input discrete signal by a delay time;
Using the output signal of the delay circuit means as a reference signal, generating an estimated signal of the output signal, and using an estimated error signal, which is the difference between the output signal and the estimated signal, to obtain the first filter coefficient and the second filter coefficient. an adaptive filter that sequentially updates filter coefficients;
phase difference between the input discrete signal and the output signal of the delay circuit means based on the first filter coefficient, the second filter coefficient, the unit sample cosine value, and the unit sample sine value; is calculated, and the phase shift amount of the input signal is calculated based on the behavior of the phase difference difference value between the phase difference in a certain time interval and the phase difference in the immediately preceding time interval and the convergence rate of the adaptive filter. and phase shift calculating means for calculating a phase shift.
上記適応フィルタの上記収束率と、第1の閾値と、上記第1の閾値より大きい第2の閾値との比較により、上記位相シフトの発生を判断し、
上記適応フィルタの学習時間より長い時間指標区間で、上記位相差差分値を判断する
ことを特徴とする請求項1に記載の位相シフト検出装置。 The phase shift calculation means is
determining the occurrence of the phase shift by comparing the convergence rate of the adaptive filter, a first threshold, and a second threshold larger than the first threshold;
2. The phase shift detection device according to claim 1, wherein the phase difference differential value is determined in a time index interval longer than the learning time of the adaptive filter.
単位標本余弦/正弦値算出手段が、入力された入力離散信号に対して、少なくとも連続する過去の2つの離散信号に基づいて、単位標本余弦値と単位標本正弦値とを算出し、
遅延回路手段が、上記入力離散信号を遅延時間で遅延させ、
適応フィルタが、上記遅延回路手段の出力信号を参照信号とし、上記出力信号の推定信号を生成し、上記出力信号と上記推定信号との差分である推定誤差信号を用いて、第1のフィルタ係数と第2のフィルタ係数を逐次更新させ、
位相シフト算出手段が、上記第1のフィルタ係数と、上記第2のフィルタ係数と、上記単位標本余弦値と、上記単位標本正弦値とに基づいて、上記入力離散信号と上記遅延回路手段の上記出力信号との位相差を算出すると共に、ある時間区間の上記位相差と直前の時間区間の上記位相差との位相差差分値と、上記適応フィルタの収束率との振る舞いに基づいて、上記入力信号の位相シフト量を算出する
ことを特徴とする位相シフト検出方法。 In a phase shift detection method for detecting a phase shift amount generated in an input signal based on a discrete signal obtained by sampling the input signal at a predetermined sampling period,
A unit sample cosine/sine value calculating means calculates a unit sample cosine value and a unit sample sine value for the input discrete signal based on at least two consecutive past discrete signals,
delay circuit means for delaying the input discrete signal with a delay time;
An adaptive filter uses the output signal of the delay circuit means as a reference signal, generates an estimated signal of the output signal, and uses an estimated error signal, which is the difference between the output signal and the estimated signal, to obtain a first filter coefficient. and the second filter coefficients are sequentially updated,
Phase shift calculating means calculates the input discrete signal and the delay circuit means based on the first filter coefficient, the second filter coefficient, the unit sample cosine value, and the unit sample sine value. calculating the phase difference from the output signal, and calculating the input based on the behavior of the phase difference difference value between the phase difference in a certain time interval and the phase difference in the immediately preceding time interval and the convergence rate of the adaptive filter; A phase shift detection method, comprising calculating a phase shift amount of a signal.
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