JP2022175029A - 複合共振回路の駆動制御装置及び非接触給電システム - Google Patents

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Abstract

【課題】送電側のみの情報を用いて、従来技術に比較して短時間で、最適な動作周波数に制御する。【解決手段】本発明の複合共振回路の駆動制御装置は、互いに電磁的結合された送受電コイルのインダクタンスＬを含む複数個のＬＣ共振回路で構成される複合共振回路を駆動制御する。複合共振回路の駆動制御装置は、入力される直流電力を所定の動作周波数でスイッチングすることにより、前記直流電力を交流電力に変換して前記複合共振回路を駆動するインバータ回路と，前記インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出器と，所定の極値探索法を用いて、前記動作周波数を変化しながら前記インバータ回路の駆動信号を発生して前記インバータ回路を駆動し、前記検出された入力電流に基づいて、前記複合共振回路の共振周波数を探索し、前記探索された共振周波数に基づいて前記動作周波数を設定する周波数制御及び駆動部とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、複数の共振回路を備える複合共振回路を駆動制御する、複合共振回路の駆動制御装置と、前記複合共振回路の駆動制御装置を用いた非接触給電システムとに関する。
従来、例えば無線搬送車（ＡＧＶ（Automatic Guided Vehicle)などの移動体はリチウムイオンバッテリーなどの充電池を搭載している。この充電池を充電するときは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行う。
前記非接触給電を用いた非接触給電システムでは、利便性や安全性向上のために広く検討されている。使用されるアプリケーションでは送受電コイル間の位置関係が変動する場合があり、これによる磁気特性の変化は電力変換(供給)効率を高く保つことの阻害要因の１つとなっている。ここで、送受電コイル間の位置関係の変動による結合度ｋ及びインダクタンスＬの変化により、共振周波数が変化するため、伝送効率や力率の低下によって回路の電力変換効率が悪化する。よって、送受電コイル間の位置関係の変動に応じて、最適な動作周波数に制御する必要がある。
そして、例えば特許文献１に係る非接触給電システムでは、最適動作周波数を決定するために受電側の情報を用いる方法が用いられている。
特許第６２０１３８８号公報
しかし、最適動作周波数を決定するために受電側の情報を用いる方法においては、送受電間の通信が必要となり、通信時間の分だけ時間がかかるといった課題があった。
本発明の目的は以上の問題点を解決し、送電側のみの情報を用いて、従来技術に比較して短時間で、最適な動作周波数に制御することができる複合共振回路の駆動制御装置及び、前記複合共振回路の駆動制御装置を用いた非接触給電システムを提供することにある。
本発明の一態様に係る複合共振回路の駆動制御装置は、互いに電磁的結合された送受電コイルのインダクタンスＬを含む複数個のＬＣ共振回路で構成された複合共振回路を駆動制御する複合共振回路の駆動制御装置であって、
入力される直流電力を所定の動作周波数でスイッチングすることにより、前記直流電力を交流電力に変換して前記複合共振回路を駆動するインバータ回路と，
前記インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出器と，
電流検出器 所定の極値探索法を用いて、前記動作周波数を変化しながら前記インバータ回路の駆動信号を発生して前記インバータ回路を駆動し、前記検出された入力電流に基づいて、前記複合共振回路の共振周波数を探索し、前記探索された共振周波数に基づいて前記動作周波数を設定する周波数制御及び駆動部と、を備える。
従って、本発明に係る複合共振回路の駆動制御装置によれば、送電側のみの情報を用いて、従来技術に比較して短時間で、最適な動作周波数に制御することができる。
実施形態に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。 図１の周波数制御及び駆動部１７の詳細構成例を示すブロック図である。 非接触給電システムの基本回路を示す回路図である。 図３の非接触給電システムにおける伝送効率及び入力力率の周波数特性の一例を示すグラフである。 負荷が充電池であるときの、充電電圧に対する充電電流及び等価負荷抵抗の特性を示すグラフである。 充電池を充電するときの充電プロファイルの一例を示すグラフである。 非接触給電システムで用いる共振タンクの入出力間利得の周波数特性を示すグラフである。 図１の周波数制御及び駆動部１７による周波数サーチの方法を説明するための入力インピーダンスＺｉｎの位相θの周波数特性を示すグラフである。 図８のＬ性領域における入力電流波形を示す図である。 図８の共振周波数における入力電流波形を示す図である。 図８のＣ性領域における入力電流波形を示す図である。 図１の周波数制御及び駆動部１７の動作を示す各信号のタイミングチャートである。 図２のスイッチング検出及び判定回路が、検出信号Ｓ４６をスイッチング検出信号ＳＷＤＳと比較することで、周波数のスッチングを検出する動作を示すタイミングチャートである。 図２のワンショットパルス発生器（ＯＰＧ）４６により発生される検出信号Ｓ４６のハイレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４５とスイッチング検出信号ＳＷＤＳとの時間的関係を示すタイミングチャートである。 図２のワンショットパルス発生器（ＯＰＧ）４６により発生される検出信号Ｓ４６のハイレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４６とスイッチング検出信号ＳＷＤＳとの時間的関係を示すタイミングチャートである。 図２のＳＷＤＳ信号のローレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４６とＳＷＤＳ信号との時間的関係（ＮＧ事例）を示すタイミングチャートである。 図２のＳＷＤＳ信号のローレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４６とＳＷＤＳ信号との時間的関係（ＯＫ事例）を示すタイミングチャートである。 図２の周波数制御及び駆動部１７において、共振周波数を検出した後、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）達成のマージン確保のための調整方法を示す、入力電圧及び入力電流の位相差の周波数特性を示すグラフである。 図１の非接触給電システムにより実行される、周波数サーチ及び給電開始処理を示すフローチャートである。 スイープ法による周波数サーチ方法を示す、入力インピーダンスＺｉｎの位相θの周波数特性を示すグラフである。 図１８Ａの共振周波数における入力電流の波形図である。 図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、スイープ法による周波数サーチ処理（動作周波数の下限から開始する場合）を示すフローチャートである。 図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、スイープ法による周波数サーチ処理（動作周波数の上限から開始する場合）を示すフローチャートである。 山登り法による周波数サーチ方法を示す、入力インピーダンスＺｉｎの位相θの周波数特性を示すグラフである。 図２１Ａの共振周波数における入力電流の波形図である。 図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、山登り法による周波数サーチ処理（動作周波数の下限から開始する場合）の第１の部分を示すフローチャートである。 図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、山登り法による周波数サーチ処理（動作周波数の下限から開始する場合）の第２の部分を示すフローチャートである。 図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、山登り法による周波数サーチ処理（動作周波数の上限から開始する場合）の第１の部分を示すフローチャートである。 図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、山登り法による周波数サーチ処理（動作周波数の上限から開始する場合）の第２の部分を示すフローチャートである。 実施形態に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例１に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例２に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例３に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例４に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例５に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例６に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例７に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例８に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例９に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例１０に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例１１に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例１２に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例１３に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。 変形例１４に係る整流回路の構成例を示す回路図である。 変形例１５に係る整流回路の構成例を示す回路図である。 変形例１６に係る整流回路の構成例を示す回路図である。 変形例１７に係る整流回路の構成例を示す回路図である。 変形例１８に係る整流回路の構成例を示す回路図である。
以下、本発明に係る実施形態及び変形例について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
（発明者の知見）
図３は非接触給電システムの基本回路を示す回路図である。図３において、送電側の交流電源３０は、抵抗Ｒ１とインダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路である送電側ＲＬＣ共振回路、及び、抵抗Ｒ２とインダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路である受電側ＲＬＣ共振回路を介して抵抗ＲＬに接続される。ここで、インダクタＬ１とインダクタＬ２は結合度ｋで電磁的に結合されてトランスＴＲ１を構成する。以上のように構成された非接触給電システムにおいて、交流電源３０からの交流電力が、送電側ＲＬＣ共振回路及び受電側ＲＬＣ共振回路を介して抵抗ＲＬに伝送される。
図４は図３の非接触給電システムにおける伝送効率及び入力力率の周波数特性の一例を示すグラフである。図４から明らかなように、送受電コイル間（インダクタＬ１，Ｌ２間）の位置関係の変動による結合度ｋ及びインダクタンスＬの変化により、共振周波数が変化するため、伝送効率又は入力力率の低下によって回路の電力変換効率が悪化する。よって、送受電コイル間の位置関係の変動に応じて、最適な動作周波数（インバータ回路のスイッチング周波数）に制御する必要がある。この課題を解決するために、以下の非接触給電システムを考案した。
（実施形態）
図１は実施形態に係る非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。
図１の非接触給電システムでは、送電装置１００の入力電流Ｉｉｎを検出することで、送電コイル間（インダクタＬ１，Ｌ２間）の位置関係が変わる毎にインバータ回路１２の動作周波数（スイッチング周波数）を最適化するための周波数サーチを行い、電力変換効率を最大化する複合共振回路の駆動制御装置を提供することを特徴とする。ここで、最適な動作周波数は、伝送効率及び入力力率が最大であって、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作となる動作周波数である。これにより、本実施形態では以下の特有の効果を有する。
（１）伝送効率を最大化するための受電装置２００のＤＣ／ＤＣコンバータ２３を削除できる。図１において、変形例のために、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３を挿入しているが、本実施形態では、詳細後述するように、削除してもよい。
（２）送電装置１００で効率を最大化できるために、受電装置２００におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２３によるインピーダンスマッチングを行うことは不要である。
例えばＡＧＶシステムでは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行うが、当該充電前に、本実施形態に係る周波数サーチを含む動作周波数の最適化処理を実行することを特徴とする。
図５は負荷が充電池であるときの、充電電圧に対する充電電流及び等価負荷抵抗の特性を示すグラフであり、図６は充電池を充電するときの充電プロファイルの一例を示すグラフである。また、図７は非接触給電システムで用いる共振タンクの入出力間利得の周波数特性を示すグラフである。なお、図６において、ＣＣ充電領域は定電流充電領域であり、ＣＶ充電領域は定電圧充電領域である。
図５から明らかなように、充電池の残量によって負荷ＲＬが変動する。その結果、図７に示すように、回路の出力特性である出力電圧及び出力電流が変動する。従って、例えば図６に示すように、充電池の充電プロファイルを満たすための制御が必要になる。
図８は図１の周波数制御及び駆動部１７による周波数サーチの方法を説明するための入力インピーダンスＺｉｎの位相θの周波数特性を示すグラフである。また、図９Ａは図８のＬ性領域における入力電流波形を示す図であり、図９Ｂは図８の共振周波数における入力電流波形を示す図であり、図９Ｃは図８のＣ性領域における入力電流波形を示す図である。
本実施形態では、図８～図９Ｃに示すように、インバータ回路１２の動作周波数の範囲内で入力力率が１の点である共振周波数においては負電流がほぼ流れないことを利用し、入力電流が負電流又はその近傍値であるか否かを判断して周波数サーチを行うことで、動作周波数を最適な共振周波数に設定することを特徴とする。なお、インバータ回路１２に対してゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作をさせるためには、周波数サーチした複合共振回路の共振周波数から、インバータ回路１２の動作周波数を１ｋＨｚ程度低周波側に移動させて設定して動作させることが好ましい。
図１の非接触給電システムは、送電装置１００と、受電装置２００とを備えて構成される。ここで、送電装置１００は、力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という。）１１と、キャパシタＣ３０と、ＰＦＣ回路１１の動作を制御するＰＦＣ制御部を含む送電制御部１６と、電流検出器１８と、周波数制御及び駆動部１７と、送電ＬＣ共振回路１３と、アンテナ１５Ａを有する無線通信回路１５とを備えて構成される。
ここで、電流検出器１８と、インバータ回路１２と、周波数制御及び駆動部１７とにより、送電ＬＣ共振回路１３及び受電ＬＣ共振回路１４を含む複合共振回路を駆動制御する、複合共振回路の駆動制御装置５０を構成する。ここで、図１６を参照して後述するように、複合共振回路は、インバータ回路１２の動作周波数範囲内において、送電ＬＣ共振回路１３に流れる電流と、送電ＬＣ共振回路１３に印加される電圧との位相差が０となり、力率が１である共振周波数を有することが好ましい。
一方、受電装置２００は、受電ＬＣ共振回路１４と、整流回路２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３と、負荷２４と、負荷２４の電圧及び電流を検出してＤＣ／ＤＣコンバータ２３を制御する受電制御部２０と、アンテナ２５Ａを有する無線通信回路２５とを備えて構成される。
ここで、送電装置１００と受電装置２００とは例えば充電などの電源供給のために互いに近傍に位置する。これにより、送電ＬＣ共振回路１３と受電ＬＣ共振回路１４とは例えば電磁的に結合してトランスＴＲ１を構成する。また、無線通信回路１５と無線通信回路２５とはそれぞれアンテナ１５Ａ，２５Ａを用いて無線通信を行うことで、必要な情報データを送受信する。なお、ＰＦＣ回路１１は、詳細後述するように、整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路であってもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する。本実施形態では、受電制御部２０は、充電完了判定を行って、その情報を、無線通信回路２５．１５を介して送電制御部１６に送信する。
図１の送電装置１００において、ＰＦＣ回路１１は、例えば商用交流電源等の交流電源３０からの交流電圧である入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換しかつ、送電制御部１６内のＰＦＣ制御部の制御のもとで所定の力率改善方法を用いて入力電圧に対して力率改善処理を行って出力電圧を、キャパシタＣ３０及び電流検出器１８を介してインバータ回路１２に出力する。電流検出器１８は、入力電流Ｉｉｎを検出して当該入力電流Ｉｉｎに対応する（例えば比例する）レベルを有する入力電流信号ＳＩｉｎを周波数制御及び駆動部１７に出力する。周波数制御及び駆動部１７による前置処理にて入力電流信号ＳＩｉｎ及び動作周波数に基づいて共振周波数を設定する周波数サーチ処理が実行された後、インバータ回路１２は入力される直流電圧を、周波数制御及び駆動部１７からの例えばＰＷＭゲート信号に基づいてスイッチングすることで、所定の交流電圧に変換して送電ＬＣ共振回路１３、受電ＬＣ共振回路１４を介して整流回路２２に出力する。
ここで、送電制御部１６のＰＦＣ制御部は、負荷２４への出力電圧及び出力電流等の負荷情報を、受電制御部２０から無線通信回路２５，１５を介して受信して、当該負荷情報に基づいて、ＰＦＣ回路１１を、前記力率改善処理を行うように制御する。送電ＬＣ共振回路１３は、例えば図２４Ａに図示される、インダクタＬ１とキャパシタＣ１からなるＬＣ共振回路であって、入力電圧に基づいて所定の共振周波数ｆｒで共振して当該共振周波数ｆｒを有する交流電圧を含む交流電力を発生して、送電ＬＣ共振回路１３に結合された受電ＬＣ共振回路１４に送電する。
図１の受電装置２００において、受電ＬＣ共振回路１４は、例えば図２４Ａに図示される、インダクタＬ２とキャパシタＣ２からなるＬＣ共振回路であって、送電ＬＣ共振回路１３からの交流電力を受電して、当該交流電力の交流電圧を整流回路２２に出力する。整流回路２２は入力される交流電圧を直流電圧に整流して負荷２４に出力する。受電制御部２０は、負荷２４への出力電圧及び出力電流を検出し、それらの情報及び充電完了判定情報を含む情報を、無線通信回路２５，１５を介して送電制御部１６に送信する。
なお、整流回路２２は、詳細後述するように、例えば、半波整流回路、両波整流回路、フルブリッジ整流回路、ハーフアクティブ整流回路、倍電圧整流回路、又は倍電流整流回路などの整流回路であってもよい。また、整流回路２２は入力される交流電力を直流電力に整流してもよい。
図２は図１の周波数制御及び駆動部１７の詳細構成例を示すブロック図である。
図２において、周波数制御及び駆動部１７は、負電流検出回路４０と、スイッチング検出及び判定回路４７と、スイッチング周波数制御回路４８と、駆動信号発生回路４９とを備えて構成される。ここで、負電流検出回路４０は、信号増幅器４１と、コンパレータ４２と、遅延回路４３と、ワンショットパルス発生器（以下、ＯＰＧという）４４と、アンドゲート４５と、ＯＰＧ４６とを備えて構成される。また、スイッチング検出及び判定回路４７は、所定のパルス幅を有するスイッチング検出信号であるＳＷＤＳ信号を発生するＳＷＤＳ発生器４７Ａを含む。
電流検出器１８からの入力電流信号ＳＩｉｎは、信号増幅器４１を介してコンパレータ４２の反転入力端子に入力される。コンパレータ４２の反転入力端子にはゼロ電圧が入力される。コンパレータ４２は、入力電流信号ＳＩｉｎをゼロ電圧と比較することで、負電流が発生しているか否かを示す検出信号Ｓ４２を発生してアンドゲート４５に出力する。ここで、検出信号Ｓ４２は、負電流の発生時にハイレベルとなる一方、負電流が発生していないときにローレベルとなる。送電制御部１６からの所定幅のゲート信号Ｓｇａｔｅは、アンドゲート４５における負電流検出タイミングを合わせるために他方の回路による遅延時間に対応する時間だけ遅延する遅延回路４３を介してＯＰＧ４４に入力される。ＯＰＧ４４は入力信号の立ち上がりに応答して所定幅のパルスであるゲート幅信号Ｓ４４を発生してアンドゲート４５に出力する。アンドゲート４５は入力される２個の信号の論理積を演算して、演算後の検出信号Ｓ４５をＯＰＧ４６に出力する。ＯＰＧ４６は入力される検出信号Ｓ４５の立ち上がりに応答して所定幅のパルスである検出信号Ｓ４６を発生してスイッチング検出及び判定回路４７に出力する。
スイッチング検出及び判定回路４７は、入力される検出信号Ｓ４６と、ＳＷＤＳ信号とに基づいて、ともにローレベルであるときに、インバータ回路１２の動作周波数が共振周波数に設定されたと判定して判定信号をスイッチング周波数制御回路４８に出力する。スイッチング周波数制御回路４８は後述する周波数サーチ処理を実行し、設定すべきスイッチング周波数を示す信号を駆動信号発生回路４９に出力する。これに応答して、駆動信号発生回路４９は、指定された動作周波数を有するゲート制御信号Ｓ１～Ｓ４を発生してインバータ回路１２のＭＯＳトランジスタのゲートに印加する。
図１０は図１の周波数制御及び駆動部１７の動作の一例を示す各信号のタイミングチャートである。図１０から明らかなように、周波数制御及び駆動部１７は、入力電流信号ＳＩｉｎ及びゲート信号Ｓｇａｔｅに基づいて、検出信号Ｓ４２，Ｓ４４，Ｓ４５，Ｓ４６を発生することができる。
図１１は図２のスイッチング検出及び判定回路が、検出信号Ｓ４６をＳＷＤＳ信号と比較することで、周波数のスッチングを検出する動作を示すタイミングチャートである。なお、図１１～図１５のタイミングチャートにおいて、図示の便宜上、各検出信号Ｓ４５，Ｓ４６とＳＷＤＳ信号との違いを明確にするために、ＳＷＤＳ信号のレベルを若干上側にシフトして図示している。
スイッチング周波数制御回路４８は、共振周波数と判定するまで、インバータ回路１２の動作周波数を上昇又は下降するように制御する。これに対して、前段のスイッチング検出及び判定回路４７は、図１１の１１１に示すように、検出信号Ｓ４６とＳＷＤＳ信号がともにローレベルとなったときに共振周波数であると判定する。ここで、誤検出防止のために、送電制御部１６で例えば両方の信号の所定パルス数を計数するように構成してもよい。
次いで、ＯＰＧ４６が出力する検出信号Ｓ４６のパルス幅（ハイレベル期間）について以下に説明する。
図１２は図２のＯＰＧ４６により発生される検出信号Ｓ４６のパルス幅（ハイレベル期間）の設定を説明するための、検出信号Ｓ４５とＳＷＤＳ信号との時間的関係を示すタイミングチャートである。また、図１３は図２のＯＰＧ（ＯＰＧ）４６により発生される検出信号Ｓ４６のハイレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４６とＳＷＤＳ信号との時間的関係を示すタイミングチャートである。
図１２の１１２から明らかなように、一般的に、アンドゲート４５が出力する検出信号Ｓ４５のパルス幅は短いので、ＯＰＧ４６を後段に設けることで、図１３の１１３に示すように、検出タイミングがずれた場合も含めて、共振周波数の誤検出を防止している。
従って、検出信号Ｓ４６のパルス幅は、（１）アンドゲート４５の検出信号Ｓ４５のパルス幅以上で、かつ（２）インバータ回路１２のスイッチング周波数ｆｓｗの周期Ｔｆｓｗ以下であればよい。これにより、ＯＰＧ４６が１個のパルスを出力したら最大値で、次のアンドゲート４５の検出信号Ｓ４５の出力端まで、ハイレベル期間を保持することが可能となる。
次いで、ＳＷＤＳ信号のローレベル期間について以下に説明する。
図１４は図２のＳＷＤＳ信号のローレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４６とＳＷＤＳ信号との時間的関係（ＮＧ事例）を示すタイミングチャートである。また、図１５は図２のＳＷＤＳ信号のローレベル期間の設定を説明するための、検出信号Ｓ４６とＳＷＤＳ信号との時間的関係（ＯＫ事例）を示すタイミングチャートである。
ＳＷＤＳ信号のローレベル期間は、アンドゲート４５の検出信号Ｓ４５のハイレベル期間以下で設定される。その理由は、図１４のＮＧ事例の１１４に示すように、ＳＷＤＳ信号のローレベル期間が検出信号Ｓ４５よりも長いと、ＳＷＤＳ信号の１個のパルスのローレベル期間で、スイッチング検出及び判定回路４７が検出信号Ｓ４６の二値信号のうちのローレベルとハイレベルの両方を検出する可能性があるためである。この場合、動作周波数を正しくサーチできない。これに対して、図１５のＯＫ事例では、ＳＷＤＳ信号の１個のパルスのローレベル期間で、スイッチング検出及び判定回路４７が検出信号Ｓ４６の二値信号のうちのローレベルとハイレベルのいずれかを検出できることを示している。
図１６は図２の周波数制御及び駆動部１７において、共振周波数を検出した後、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）達成のマージン確保のための調整方法を示す、入力電圧及び入力電流の位相差（送電ＬＣ共振回路１３に印加される電圧と、送電用ＬＣ共振回路１３に流れる電流の位相差）の周波数特性を示すグラフである。図１６から明らかなように、本実施形態に係る複合共振回路は、インバータ回路１２の動作周波数範囲内において、送電ＬＣ共振回路１３に流れる電流と、送電ＬＣ共振回路１３に印加される電圧との位相差が０となり、力率が１である共振周波数を有する。
本実施形態では、上述のように、スイッチング検出及び判定回路４７がスイッチングを検出した後、スイッチング周波数制御回路４８は、負荷の大きさに合わせて動作周波数をサーチして調整し、最適動作周波数である共振周波数に基づいて動作周波数を設定する。ここで、図１６に示すように、重負荷の場合（周波数８３．５ｋＨｚ以下）伝送効率又は入力力率が大幅に低下しない程度（例えば０．５～１ｋＨｚ）動作周波数を下げるように制御することが好ましい。一方、軽負荷の場合（周波数８３．５ｋＨｚ以上）伝送効率又は入力力率が大幅に低下しない程度（例えば０．５～１ｋＨｚ）動作周波数を上げるように制御することが好ましい。
次いで、図１の非接触給電システム及び周波数制御及び駆動部１７により実行される周波数サーチ及び給電開始処理の具体例について以下に説明する。
図１７は図１の非接触給電システムにより実行される、周波数サーチ及び給電開始処理を示すフローチャートである。
図１７のステップＳ１において、まず、送電制御部１６は、無線通信回路１５，２５を介して受電制御部２０と無線通信を行って、受電制御部２０を認識して、受電制御部２０と通信制御を開始する。次いで、ステップＳ２において、送電制御部１６は、周波数制御及び駆動部１７に対して、所定の初期動作周波数でインバータ回路１２のスイッチングを開始するように指示し、ステップＳ３で、送電制御部１６は、ＰＦＣ回路１１を起動して、ＰＦＣ回路１１から所定電圧をインバータ回路１２に出力するように指示する。そして、ステップＳ４で、送電制御部１６は、周波数制御及び駆動部１７に対して、周波数サーチ処理を実行させる。
次いで、ステップＳ５において、共振周波数のサーチ処理が完了したか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ４に戻る。ステップＳ６では、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）の動作マージンのために、インバータ回路１２の動作周波数を調整する。具体的には、複合共振回路の特性に応じて、共振周波数から動作周波数を所定の周波数変化量Δｆ（動作周波数よりも十分に小さい正値）だけ低く又は高くするように調整する。さらに、ステップＳ７で、給電開始処理を実行した後、当該周波数サーチ及び給電開始処理を終了する。
まず、周波数サーチ処理の一例として、「スイープ法」による周波数サーチ処理について以下に説明する。
図１８Ａはスイープ法による周波数サーチ方法を示す、入力インピーダンスＺｉｎの位相θの周波数特性を示すグラフである。また、図１８Ｂは図１８Ａの共振周波数における入力電流の波形図である。
スイープ法は、図１８Ａに示すように、動作周波数を例えば周期的に一方向に一度だけ変化させ、入力電流Ｉｉｎに負電流が流れない（図１８Ｂ参照）動作周波数を探索する手法である。スイープ法は、一方向に一度動作周波数を変化するため、後述する山登り法よりも短時間で、共振周波数の負荷非依存点を探索できるが、動作周波数の分解能によっては正確に探索できない場合がある。
図１９は図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、スイープ法による周波数サーチ処理（動作周波数の下限から開始する場合；図１７のサブルーチン）を示すフローチャートである。
図１９のステップＳ１１において、まず、入力電流Ｉｉｎを示す入力電流信号ＳＩｉｎを検出し、ステップＳ１２において、Ｉｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１４に進む。ここで、Ｉｉｎｔｈは負電流判定の入力電流しきい値であって、例えば、０又は０近傍値である。次いで、ステップＳ１３では、ＳＷＤＳ信号を用いて所定ｎ回連続してＩｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、インバータ回路１２の動作周波数（スイッチング周波数）ｆｓｗを所定の周波数変化量Δｆだけ上昇させた後、ステップＳ１１に戻る。さらに、ステップＳ１５では、現在の動作周波数が共振周波数であり、複合共振回路の共振周波数をサーチしたと判断して周波数サーチ処理を終了し、元のメインルーチンに戻る。
図２０は図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、スイープ法による周波数サーチ処理（動作周波数の上限から開始する場合；図１７のサブルーチン）を示すフローチャートである。図２０の周波数サーチ処理は、図１９の周波数サーチ処理と比較して以下の点が異なる。
（１）ステップＳ１４に代えて、ステップＳ１４Ａを備える。ステップＳ１４Ａでは、インバータ回路１２の動作周波数（スイッチング周波数）ｆｓｗを所定の周波数変化量Δｆだけ下降させる。
以上説明したように、図１９又は図２０のスイープ法による周波数サーチ処理を実行することで、複合共振回路の共振周波数を探索できる。
次いで、周波数サーチ処理の一例として、「山登り法」による周波数サーチ処理について以下に説明する。
図２１Ａは山登り法による周波数サーチ方法を示す、入力インピーダンスＺｉｎの位相θの周波数特性を示すグラフである。また、図２１Ｂは図２１Ａの共振周波数における入力電流の波形図である。山登り法では、図２１ＡのＳＳ１～ＳＳ５で示すように、予め設定した動作周波数から一方向に動作周波数を変化させ、入力電流Ｉｉｎにおいて負電流が有り、負電流が無し（共振周波数であって図２１Ｂ参照）、負電流が有り、のパターンを検出した場合に共振周波数を通過したと判定し、動作周波数の変化の方向を反転させる。そして、反転する度に動作周波数変化量Δｆを所定のデクリメント値Δｆｄだけ小さくし、これを繰り返し、共振周波数を探索する。従って、山登り法では、スイープ法の繰り返しによって周波数サーチの精度を向上できる。
図２２Ａ及び図２２Ｂは図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、山登り法による周波数サーチ処理（動作周波数の下限から開始する場合；図１７のサブルーチン）を示すフローチャートである。
図２２ＡのステップＳ２０において、まず、周波数変化量Δｆに初期周波数変化量Δｆ０を設定した後、ステップＳ２１で、入力電流Ｉｉｎを示す入力電流信号ＳＩｉｎを検出し、ステップＳ２２で、Ｉｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２４に進む。ここで、Ｉｉｎｔｈは負電流判定の入力電流しきい値であって、例えば、０又は０近傍値（正値又は負値）である。ステップＳ２３では、ＳＷＤＳ信号を用いて所定ｎ回連続してＩｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ上昇させて設定した後、ステップＳ２５で動作周波数ｆｓｗは動作周波数の上限か否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２１に戻る。
ステップＳ２６において、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ上昇させて設定した後、ステップＳ２７で、周波数変化量Δｆをデクリメント値Δｆｄだけ小さくさせて設定し、ステップＳ２８で、周波数変化量Δｆ＜Δｆｔｈであるか（山登り法での探索精度に鑑みて、極値に近い点であるか）否かが判断され、ＹＥＳのときは図２２ＢのステップＳ３６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２９に進む。ここで、Δｆｔｈは周波数変化量Δｆのしきい値であって、初期周波数変化量Δｆ０よりも十分に小さい正の値に設定される。
ステップＳ２９では、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ下降させて設定した後、ステップＳ３０で、入力電流Ｉｉｎを示す入力電流信号ＳＩｉｎを検出し、ステップＳ３１において、Ｉｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断される。ここで、ＹＥＳのときはステップＳ３２に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３３に進む。
ステップＳ３２において、ＳＷＤＳ信号を用いて所定ｎ回連続してＩｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３３に進む。ステップＳ３３では、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ下降させて設定した後、ステップＳ３４で、動作周波数ｆｓｗは動作周波数の下限か否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３０に戻る。ステップＳ３５では、周波数変化量Δｆをデクリメント値Δｆｄだけ小さくさせて設定した後、ステップＳ２４に戻る。
図２２ＢのステップＳ３６において、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ下降させて設定した後、ステップＳ３７で、入力電流Ｉｉｎを示す入力電流信号ＳＩｉｎを検出し、ステップＳ３８で、Ｉｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断される。ここで、ＹＥＳのときはステップＳ４０に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３６に戻る。次いで、ステップＳ３９において、ＳＷＤＳ信号を用いて所定ｎ回連続してＩｉｎ≧Ｉｉｎｔｈであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ４０に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３６に戻る。ステップＳ４０において、現在の動作周波数が複合共振回路の共振周波数であって当該共振周波数をサーチしたと判断して周波数サーチ処理を終了し、元のメインルーチンに戻る。
以上説明したように、図２２Ａ及び図２２Ｂの周波数サーチ処理によれば、山登り法を用いて動作周波数を変化しながら、複合共振回路の共振周波数を探索することができる。
図２３Ａ及び図２３Ｂは図２の周波数制御及び駆動部１７により実行される、山登り法による周波数サーチ処理（動作周波数の上限から開始する場合；図１７のサブルーチン）を示すフローチャートである。図２３Ａ及び図２３ｂの周波数サーチ処理は、図２２Ａ及び図２２Ｂの周波数サーチ処理と比較して、以下の点が異なる。
（１）ステップＳ２４、Ｓ２６に代えてそれぞれ、ステップＳ２４Ａ、Ｓ２６Ａを備える。ステップＳ２４Ａ、Ｓ２６Ａでは、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ下降させて設定する。
（２）ステップＳ２９、Ｓ３３、Ｓ３６に代えてそれぞれ、ステップＳ２９Ａ、Ｓ３３Ａ、３Ｓ３６Ａを備える。ステップＳ２９Ａ、Ｓ３３Ａ、Ｓ３６Ａでは、動作周波数ｆｓｗを周波数変化量Δｆだけ上昇させて設定する。
以上説明したように、図２３Ａ及び図２３Ｂの周波数サーチ処理によれば、山登り法を用いて動作周波数を変化しながら、複合共振回路の共振周波数を探索することができる。
以上説明したように、本実施形態に係る複合共振回路の駆動制御装置５０によれば、インダクタＬ１，Ｌ２間の結合度ｋ及びインダクタＬ１等が変化しても、力率１である共振周波数でインバータ回路１２を動作させることができる。これにより、複合共振回路におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。したがって、複合共振回路の送受電コイル間の位置関係の変動に応じて、従来技術に比較して短時間で、最適な動作周波数に制御することができる。
また、複合共振回路の駆動制御装置５０を用いて非接触給電システムを構成することで、伝送効率を最大化するための受電装置２００のＤＣ／ＤＣコンバータ２３を削除できる。図１において、変形例のために、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３を挿入しているが、本実施形態では、詳細後述するように、削除してもよい。また、送電装置１００で効率を最大化できるために、受電装置２００におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２３によるインピーダンスマッチングを行うことは不要である。
以上の実施形態において、複合共振回路の共振周波数を探索する方法として、スイープ法又は山登り法を用いているが、本発明はこれに限らず、他の種々の公知の極値探索法を用いてもよい。
（非接触給電システムの変形例）
図１に実施形態に係る非接触給電システムの構成例を示している。本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい。
［表１］
――――――――――――――――――――――――――――――――
ケース１ ケース２ ケース３ ケース４
――――――――――――――――――――――――――――――――
ＰＦＣ回路 有 無（注１）無（注１） 有
ＤＣ／ＤＣコンバータ 有 有 無（注２）無（注２）
無線通信回路 有又は無 有又は無 有又は無 有又は無
――――――――――――――――――――――――――――――――
（注１）ＰＦＣ回路１１が無いときは、ＰＦＣ回路１１を整流回路に置き換える。このとき、送電制御部１６はＰＦＣ制御部を含まない。
（注２）受電制御部２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３がなく、整流回路２２がダイオードのみで構成される場合でＰＦＣ回路１１がない場合は不要であり、このとき、無線通信回路１５，２５は不要である。
（複合共振回路の実施形態及び変形例）
以下、実施形態及び変形例で用いる複合共振回路の構成例を示す。なお、以下の変形例は一例であって、他の種々のＬＣ共振回路を用いて較正してもよい。
図２４Ａは実施形態に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ａにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４とを備えて構成される。
図２４Ｂは変形例１に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｂにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２０の並列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｂとを備えて構成される。
図２４Ｃは変形例２に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｃにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１０の並列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｃと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２０の並列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｂとを備えて構成される。
図２４Ｄは変形例３に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｄにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１０の並列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｃと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４とを備えて構成される。
図２４Ｅは変形例４に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｅにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２，Ｃ２０の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｅとを備えて構成される。
図２４Ｆは変形例５に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｆにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１０の並列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｃと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２，Ｃ２０の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｅとを備えて構成される。
図２４Ｇは変形例６に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｇにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１，Ｃ１０の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｇと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４とを備えて構成される。
図２４Ｈは変形例７に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｈにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１，Ｃ１０の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｇと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２０の並列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｂとを備えて構成される。
図２４Ｉは変形例８に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｉにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１，Ｃ１０の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｇと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２，Ｃ２０の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｅとを備えて構成される。
図２４Ｊは変形例９に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｊにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１，Ｃ１０の直列回路に、インダクタＬ１０をさらに含む送電ＬＣ共振回路１３Ｊと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４とを備えて構成される。
図２４Ｋは変形例１０に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｋにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１，Ｃ１０の直列回路に、インダクタＬ１０をさらに含む送電ＬＣ共振回路１３Ｊと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２０の並列回路を含む受電ＬＣ共振回路１４Ｂとを備えて構成される。
図２４Ｌは変形例１１に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｌにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３と、インダクタＬ２とキャパシタＣ２，Ｃ２０の直列回路に、インダクタＬ２０をさらに含む受電ＬＣ共振回路１４Ｌとを備えて構成される。
図２４Ｍは変形例１２に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｍにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１０の並列回路を含む送電ＬＣ共振回路１３Ｃと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２，Ｃ２０の直列回路に、インダクタＬ２０をさらに含む受電ＬＣ共振回路１４Ｌとを備えて構成される。
図２４Ｎは変形例１３に係る複合共振回路の構成例を示す回路図である。図２４Ｎにおいて、複合共振回路は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１，Ｃ１０の直列回路に、インダクタＬ１０をさらに含む送電ＬＣ共振回路１３Ｊと、インダクタＬ２とキャパシタＣ２，Ｃ２０の直列回路に、インダクタＬ２０をさらに含む受電ＬＣ共振回路１４Ｌとを備えて構成される。
（整流回路の変形例）
以下、変形例に係る整流回路の構成例を示す。なお、以下の変形例は一例であって、他の種々の整流回路を用いて較正してもよい。
図２５Ａは変形例１４に係る整流回路の構成例を示す回路図である。図２５Ａの整流回路は、整流ダイオードＤ１と平滑用電解キャパシタＣ５を備えて半波整流回路を構成する。
図２５Ｂは変形例１５に係る整流回路の構成例を示す回路図である。図２５Ｂの整流回路は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２と平滑用電解キャパシタＣ５を備えて全波整流回路を構成する。
図２５Ｃは変形例１６に係る整流回路の構成例を示す回路図である。図２５Ｃの整流回路は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を備えてフルブリッジ整流回路を構成する。
図２５Ｄは変形例１７に係る整流回路の構成例を示す回路図である。図２５Ｄの整流回路は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２及びＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２、並びに平滑用電解キャパシタＣ５を備えてハーフアクティブ整流回路を構成する。ここで、Ｃｐ１，Ｃｐ２は寄生キャパシタであり、Ｄｐ１，Ｄｐ２は寄生ダイオードである。当該ハーフアクティブ整流回路では、公知の通り短絡モードを有して出力電力を調整することができる。なお、上下のアームの構成を互いに逆にしてもよい。
図２５Ｅは変形例１８に係る整流回路の構成例を示す回路図である。図２５Ｅの整流回路は、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２、並びに平滑用電解キャパシタＣ５を備えて倍電圧整流回路を構成する。ここで、Ｃｐ１，Ｃｐ２は寄生キャパシタであり、Ｄｐ１，Ｄｐ２は寄生ダイオードである。なお、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２はダイオードで置き換えてもよい。
以上の実施形態及び変形例において、互いに電磁的に結合された２個のＬＣ共振回路を含む複合共振回路を用いているが、本発明はこれに限らず、互いに電磁的に結合された複数個のＬＣ共振回路を用いてもよい。
以上詳述したように、本発明に係る複合共振回路の駆動制御装置５０によれば、複合共振回路の送受電コイル間の位置関係の変動に応じて、従来技術に比較して短時間で、最適な動作周波数に制御することができる。
また、複合共振回路の駆動制御装置５０を用いて非接触給電システムを構成することで、伝送効率を最大化するための受電装置２００のＤＣ／ＤＣコンバータ２３を削除できる。さらに、送電装置１００側で伝送効率を最大化できるために、受電装置２００におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２３によるインピーダンスマッチングを行うことは不要である。
１１ 力率改善回路（ＰＦＣ回路）
１２ インバータ回路
１３，１３Ｃ～１３Ｊ 送電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１４，１４Ｂ～１４Ｌ 受電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１５ 無線通信回路
１５Ａ アンテナ
１６ 送電制御部
１７ 周波数制御及び駆動部
１８ 電流検出器
２０ 受電制御部
２２ 整流回路
２３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２４ 負荷
２５ 無線通信回路
２５Ａ アンテナ
３０ 交流電源
４０ 負電流検出回路
４１ 信号増幅器
４２ コンパレータ
４３ 遅延回路
４４ ワンショットパルス発生器（ＯＰＧ）
４５ アンドゲート
４６ ワンショットパルス発生器（ＯＰＧ）
４７ スイッチング検出及び判定回路
４７Ａ ＳＷＤＳ発生器
４８ スイッチング周波数制御回路
４９ 駆動信号発生回路
５０ 複合共振回路の駆動制御装置
１００ 送電装置
２００ 受電装置
Ｃ１～Ｃ３０ キャパシタ
Ｃｐ１～Ｃｐ２ 寄生キャパシタ
Ｄ１～Ｄ４ 整流ダイオード
Ｄｐ１～Ｄｐ２
Ｌ１～Ｌ２０ インダクタ
Ｑ１～Ｑ５ ＭＯＳトランジスタ
ＲＬ 負荷抵抗
ＴＲ１ トランス

Claims (10)

  1. 互いに電磁的結合された送受電コイルのインダクタンスＬを含む複数個のＬＣ共振回路で構成された複合共振回路を駆動制御する複合共振回路の駆動制御装置であって、
    入力される直流電力を所定の動作周波数でスイッチングすることにより、前記直流電力を交流電力に変換して前記複合共振回路を駆動するインバータ回路と，
    前記インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出器と，
    所定の極値探索法を用いて、前記動作周波数を変化しながら前記インバータ回路の駆動信号を発生して前記インバータ回路を駆動し、前記検出された入力電流に基づいて、前記複合共振回路の共振周波数を探索し、前記探索された共振周波数に基づいて前記動作周波数を設定する周波数制御及び駆動部と、
    を備える複合共振回路の駆動制御装置。
  2. 前記周波数制御及び駆動部は、前記入力電流が負電流又はその近傍値であるか否かに基づいて、前記複合共振回路の共振周波数を探索する、
    請求項１に記載の複合共振回路の駆動制御装置。
  3. 前記周波数制御及び駆動部は、前記複合共振回路の共振特性に基づいて、前記探索された共振周波数から所定の周波数だけ低周波側又は高周波側に動作周波数を移動させることで、前記インバータ回路に対してゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）動作をさせる、
    請求項１又は２に記載の複合共振回路の駆動制御装置。
  4. 前記複合共振回路は、
    前記インバータ回路からの交流電力を送電する送電ＬＣ共振回路と、
    前記送電ＬＣ共振回路のインダクタンスＬと電磁的に結合され、前記送電ＬＣ共振回路からの交流電力を受電する受電ＬＣ共振回路とを含み、
    前記複合共振回路は、前記インバータ回路の動作周波数範囲内において、前記送電ＬＣ共振回路に流れる電流と、前記送電ＬＣ共振回路に印加される電圧との位相差が０となり、力率が１である共振周波数を有する、
    請求項１～３のうちのいずれか１つに記載の複合共振回路の駆動制御装置。
  5. 前記極値探索法は、スイープ法又は山登り法である、
    請求項１～４のうちのいずれか１つに記載の複合共振回路の駆動制御装置。
  6. 請求項４又は、請求項４に従属する請求項５に記載の複合共振回路の駆動制御装置を備える非接触給電システムであって、
    前記非接触給電システムは、送電装置と、受電装置とを備え、
    前記送電装置は、
    前記送電ＬＣ共振回路と、
    前記入力電流検出器と、
    前記インバータ回路と、
    前記周波数制御及び駆動部とを備え、
    前記受電装置は、前記受電ＬＣ共振回路を備える、
    非接触給電システム。
  7. 前記送電装置はさらに、
    前記入力電流検出器の前段に設けられ、所定の交流電圧に基づいて入力電流の波形を整形することにより力率を改善する力率改善回路を備える、
    請求項６に記載の非接触給電システム。
  8. 前記送電装置はさらに、
    前記入力電流検出器の前段に設けられ、入力される交流電力を所定の直流電圧に整流する第１の整流回路と、
    前記第１の整流回路からの直流電圧を所定の直流電圧に変換する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備える、請求項６に記載の非接触給電システム。
  9. 前記受電装置はさらに、
    前記受電ＬＣ共振回路からの交流電力を直流電力に変換する第２の整流回路を、
    備える、請求項６～８のうちのいずれか１つに記載の非接触給電システム。
  10. 前記受電装置はさらに、
    前記第２の整流回路からの直流電圧を所定の直流電圧に変換する第２のＤＣ／ＤＣコンバータを、
    備える、請求項９に記載の非接触給電システム。
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US20140333150A1 (en) * 2012-01-26 2014-11-13 Pioneer Corporation Power transmitting apparatus and power transmitting method
CN104508943A (zh) * 2012-10-04 2015-04-08 株式会社东芝 控制装置、送电装置、受电装置以及控制方法
JP6201388B2 (ja) 2013-04-15 2017-09-27 日産自動車株式会社 非接触給電システム
JP6146620B2 (ja) * 2014-06-09 2017-06-14 株式会社デンソー 非接触電力伝送システム
JP6911594B2 (ja) * 2017-07-12 2021-07-28 トヨタ自動車株式会社 非接触電力伝送システム

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