JP2022072321A - Power conversion circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流（ＡＣ）－直流（ＤＣ）電力変換回路に関する。 The present invention relates to an alternating current (AC) -direct current (DC) power conversion circuit.
商用電源等の交流電源から電動車両等の蓄電池へ高効率に給電するためのパワーエレクトロニクス装置として、高周波トランス及びパワー半導体スイッチを駆使した半導体電力変換器が小型化及び軽量化の観点から注目されている。一例として、特許文献１では、高周波トランス及びパワー半導体スイッチを用いたＡＣ－ＤＣコンバータが提案されている。具体的に、提案されているＡＣ－ＤＣコンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路により構成される１次側コンバータと、フルブリッジインバータ回路の出力側を１次側に接続する高周波トランスと、高周波トランスの２次側に接続され、整流回路を有し交流を直流に変換する２次側コンバータとを備える。このＡＣ－ＤＣコンバータによれば、入力される低周波交流を１段の回路構成により高周波交流に変換することで、電力損失を少なくし、部品点数を減らし、かつ電力変換の効率の向上を図ることができる。
As a power electronics device for supplying power from an AC power source such as a commercial power source to a storage battery such as an electric vehicle with high efficiency, a semiconductor power converter that makes full use of a high-frequency transformer and a power semiconductor switch has attracted attention from the viewpoint of miniaturization and weight reduction. There is. As an example,
本件発明者らは、上記特許文献１で提案されている従来のＡＣ－ＤＣコンバータには、次のような問題点があることを見出した。すなわち、ＡＣ－ＤＣコンバータの基本的な用途として、商用電源等の交流電源から直流電源（バッテリ）に電力を供給することが挙げられる。一方で、例えば、災害等により交流電源が停電した場合に、直流電源から交流電源（電力系統）又は負荷へ電力を回生することが望まれる。ＡＣ－ＤＣコンバータがこの電力の回生にも利用することができれば、交流電源から直流電源への電力の供給及び直流電源から交流電源又は負荷への電力の回生の両方を１つの電力変換回路で担うことができる。しかしながら、従来のＡＣ－ＤＣコンバータでは、２次側コンバータが４つのダイオードで構成されている。そのため、２次側コンバータにおいて１方向にしか電力を伝達することができず、２次側のバッテリから１次側の交流電源へ電力を回生することができない。
The inventors of the present invention have found that the conventional AC-DC converter proposed in
本発明は、一側面では、このような事情を鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電源から直流電源への電力の供給及び直流電源から交流電源又は負荷への電力の回生が可能な（すなわち、双方向の電力変換が可能な）電力変換回路を提供することである。 The present invention has been made in view of such circumstances on one aspect, and an object thereof is capable of supplying electric power from an AC power source to a DC power source and regenerating electric power from a DC power source to an AC power source or a load. It is to provide a power conversion circuit (that is, capable of bidirectional power conversion).
本発明は、上述した課題を解決するために、以下の構成を採用する。 The present invention adopts the following configuration in order to solve the above-mentioned problems.
すなわち、本発明の一側面に係る電力変換回路は、高周波トランス、ブリッジレッグ、直流キャパシタ、及びフルブリッジ回路を備える。ブリッジレッグは、高周波トランスの１次側に配置され、第１レッグ、第２レッグ、及び第３レッグを備える。ブリッジレッグは、第１アクティブスイッチ及び第２アクティブスイッチが第１レッグに配置され、第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチが第２レッグに配置され、第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチが第３レッグに配置され、高周波トランスの１次側の一端が、第２レッグにおける第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチの間の接続点に接続され、並びに高周波トランスの１次側の他端が、第３レッグにおける第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチの間の接続点に接続されるように構成される。直流キャパシタは、ブリッジレッグの第３レッグに並列に接続される。フルブリッジ回路は、高周波トランスの２次側に配置され、第１レッグ及び第２レッグを備える。フルブリッジ回路は、第７アクティブスイッチ及び第８アクティブスイッチがフルブリッジ回路の第１レッグに配置され、第９アクティブスイッチ及び第１０アクティブスイッチがフルブリッジ回路の第２レッグに配置され、高周波トランスの２次側の一端が、フルブリッジ回路の第１レッグにおける第７アクティブスイッチ及び第８アクティブスイッチの間の接続点に接続され、並びに高周波トランスの２次側の他端が、フルブリッジ回路の第２レッグにおける第９アクティブスイッチ及び第１０アクティブスイッチの間の接続点に接続されるように構成される。ブリッジレッグは、ブリッジレッグの第１レッグにおける第１アクティブスイッチ及び第２アクティブスイッチの間の接続点に交流電源の一端がリアクトルを介して接続し、ブリッジレッグの第２レッグにおける第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチの間の接続点に交流電源の他端が接続するように構成される。そして、フルブリッジ回路は、直流電源に並列に接続するように構成される。 That is, the power conversion circuit according to one aspect of the present invention includes a high frequency transformer, a bridge leg, a DC capacitor, and a full bridge circuit. The bridge leg is located on the primary side of the high frequency transformer and comprises a first leg, a second leg, and a third leg. In the bridge leg, the first active switch and the second active switch are arranged on the first leg, the third active switch and the fourth active switch are arranged on the second leg, and the fifth active switch and the sixth active switch are arranged on the third leg. Arranged on the leg, one end of the primary side of the high frequency transformer is connected to the connection point between the third active switch and the fourth active switch on the second leg, and the other end of the primary side of the high frequency transformer is the second. It is configured to be connected to the connection point between the 5th and 6th active switches on the 3rd leg. The DC capacitor is connected in parallel to the third leg of the bridge leg. The full bridge circuit is located on the secondary side of the high frequency transformer and comprises a first leg and a second leg. In the full bridge circuit, the 7th active switch and the 8th active switch are arranged on the 1st leg of the full bridge circuit, and the 9th active switch and the 10th active switch are arranged on the 2nd leg of the full bridge circuit. One end of the secondary side is connected to the connection point between the 7th active switch and the 8th active switch on the 1st leg of the full bridge circuit, and the other end of the secondary side of the high frequency transformer is the second end of the full bridge circuit. It is configured to be connected to the connection point between the 9th active switch and the 10th active switch on the 2nd leg. In the bridge leg, one end of the AC power supply is connected via a reactor to the connection point between the first active switch and the second active switch in the first leg of the bridge leg, and the third active switch and the third active switch in the second leg of the bridge leg. The other end of the AC power supply is configured to be connected to the connection point between the fourth active switches. The full bridge circuit is configured to be connected in parallel to the DC power supply.
当該構成に係る電力変換回路では、高周波トランスの１次側に配置されるブリッジレッグの第１アクティブスイッチ－第４アクティブスイッチの作用により、交流電源から入力される交流の電力を直流に変換することができる。また、第３アクティブスイッチ‐第６アクティブスイッチの作用により、得られた直流を高周波の交流に変換することができる。直流キャパシタは、第１アクティブスイッチ‐第４アクティブスイッチにより構成されるコンバータ対して直流出力キャパシタとして作用する一方、第３アクティブスイッチ‐第６アクティブスイッチにより構成されるインバータの入力キャパシタとして作用する。得られた高周波の交流は、高周波トランスにより１次側から２次側に伝達される。そして、フルブリッジ回路の４つのアクティブスイッチ（第７アクティブスイッチ‐第１０アクティブスイッチ）の作用により、１次側から伝達された高周波の交流を直流に変換することができる。したがって、当該構成に係る電力変換回路によれば、１次側から２次側に交流を直流に変換し、１次側の交流電源から２次側の直流電源へ電力を供給することができる。 In the power conversion circuit related to this configuration, the AC power input from the AC power supply is converted to DC by the action of the 1st active switch-4th active switch of the bridge leg arranged on the primary side of the high frequency transformer. Can be done. In addition, the obtained direct current can be converted into high-frequency alternating current by the action of the third active switch-6th active switch. The DC capacitor acts as a DC output capacitor for a converter composed of a first active switch-4th active switch, while acting as an input capacitor for an inverter composed of a third active switch-6th active switch. The obtained high-frequency alternating current is transmitted from the primary side to the secondary side by a high-frequency transformer. Then, by the action of the four active switches (7th active switch-10th active switch) of the full bridge circuit, the high frequency alternating current transmitted from the primary side can be converted into direct current. Therefore, according to the power conversion circuit according to the configuration, AC can be converted into DC from the primary side to the secondary side, and power can be supplied from the AC power supply on the primary side to the DC power supply on the secondary side.
加えて、当該構成に係る電力変換回路では、交流から直流に変換する２次側の整流器が、４つのアクティブスイッチを備えるフルブリッジ回路により構成されている。このフルブリッジ回路によれば、４つのアクティブスイッチの作用により、直流電源から供給される直流の電力を交流に変換することができる。高周波トランスにより２次側から１次側に交流を伝達し、ブリッジレッグの第３アクティブスイッチ‐第６アクティブスイッチの作用により、伝達された交流を直流に変換することができる。そして、ブリッジレッグの第１アクティブスイッチ‐第４アクティブスイッチの作用により、得られた直流を低周波又は商用の交流に変換することができる。したがって、当該構成に係る電力変換回路によれば、２次側から１次側に直流を交流に変換し、２次側の直流電源から１次側の交流電源へ電力を供給することができる。よって、当該構成によれば、交流電源から直流電源への電力の供給及び直流電源から交流電源又は負荷への電力の回生が可能な（すなわち、双方向の電力変換が可能な）電力変換回路を提供することができる。 In addition, in the power conversion circuit according to the configuration, the rectifier on the secondary side that converts alternating current to direct current is configured by a full bridge circuit including four active switches. According to this full bridge circuit, the DC power supplied from the DC power supply can be converted into alternating current by the action of the four active switches. Alternating current can be transmitted from the secondary side to the primary side by a high-frequency transformer, and the transmitted alternating current can be converted to direct current by the action of the third active switch-6th active switch of the bridge leg. Then, by the action of the first active switch-4th active switch of the bridge leg, the obtained direct current can be converted into low frequency or commercial alternating current. Therefore, according to the power conversion circuit according to the configuration, it is possible to convert DC into AC from the secondary side to the primary side and supply power from the DC power supply on the secondary side to the AC power supply on the primary side. Therefore, according to the configuration, a power conversion circuit capable of supplying power from an AC power source to a DC power source and regenerating power from a DC power source to an AC power source or a load (that is, capable of bidirectional power conversion) is provided. Can be provided.
上記一側面に係る電力変換回路において、ブリッジレッグの第１レッグにおける第１アクティブスイッチ及び第２アクティブスイッチは、交流電源からの入力電流の極性に応じて同期整流するよう制御されるように構成されてよい。 In the power conversion circuit according to the above aspect, the first active switch and the second active switch in the first leg of the bridge leg are configured to be controlled to be synchronously rectified according to the polarity of the input current from the AC power supply. It's okay.
上記特許文献１で提案されている従来のＡＣ－ＤＣコンバータでは、１次側の整流回路にダイオードを用いている。ダイオードは導通損失が大きいため、このダイオードの熱を放出するための放熱機構が大掛かりになってしまい、コンバータが大型化してしまう。これに対して、当該構成によれば、第１アクティブスイッチ及び第２アクティブスイッチを交流電源からの入力電流の極性に応じて同期整流させることで、ブリッジレッグにおいて整流する際の導通損失を低減することができる。したがって、当該構成によれば、電力変換回路の小型化を図ることができる。
In the conventional AC-DC converter proposed in
上記一側面に係る電力変換回路において、ブリッジレッグの第２レッグにおける第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチは、交流電源からの入力電圧の瞬時値を昇圧しながら、交流電源からの入力電流及び入力電圧を同相に近付けるように、入力電圧の位相同期ループから算出された周波数において入力電流の瞬時値に応じて制御されるように構成されてよい。 In the power conversion circuit according to the above aspect, the third active switch and the fourth active switch in the second leg of the bridge leg boost the instantaneous value of the input voltage from the AC power supply, and input the input current and the input from the AC power supply. It may be configured to be controlled according to the instantaneous value of the input current at the frequency calculated from the phase synchronization loop of the input voltage so that the voltage approaches the same phase.
上記特許文献１で提案されている従来のＡＣ－ＤＣコンバータでは、交流電源の電流が不連続モードで流れるため、ピーク電流が高くなりリアクトルが大型化し、これにより、コンバータも大型化してしまう。コンバータの大型化を避けるために、小型のリアクトルを用いると、コンバータの電力容量が小さくなってしまい、変換可能な電力が小さくなってしまう。これに対して、当該構成によれば、交流電源の電流を連続モードで流れるようにすることができるため、ピーク電流を抑えることができる。そのため、リアクトルを小型化することで、コンバータを小型化することができる。或いは、コンバータの電力容量を大きくすることができ、これにより、変換可能な電力を大きくすることができる。なお、不連続モードは、スイッチオンに応じて電流がゼロから上昇し、スイッチをオフにするとゼロに向かって減少し、次のスイッチオンまでにゼロレベルにまで落ちる電流波形となるモードを示す。一方、連続モードは、スイッチング１周期中にゼロまで減少することなく上昇下降を繰り返す波形となるモードを示す。
In the conventional AC-DC converter proposed in
上記一側面に係る電力変換回路において、第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチは、直流キャパシタの電圧に対して直流電源への負荷電圧を下げる降圧動作モードにおいて、第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチの駆動パルスが、第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチの駆動パルスに対して、オン時比率を揃えながら、位相シフトパルス変調により位相が遅れるよう制御されるように構成されてよい。第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチは、直流キャパシタの電圧に対して直流電源への負荷電圧を上げる昇圧動作モードにおいて、第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチの駆動パルスのパターンが、第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチの駆動パルスのパターンと一致するよう制御されるように構成されてよい。そして、第９アクティブスイッチ及び第１０アクティブスイッチは、直流キャパシタの電圧に対して直流電源への負荷電圧を上げる昇圧動作モードにおいて、第９アクティブスイッチ及び第１０アクティブスイッチの駆動パルスが、第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチの駆動パルスに対して、オン時比率を揃えながら、位相シフトパルス変調により位相が遅れるよう制御されるように構成されてよい。 In the power conversion circuit according to the above aspect, the fifth active switch and the sixth active switch are the fifth active switch and the sixth active switch in the step-down operation mode in which the load voltage to the DC power supply is lowered with respect to the voltage of the DC capacitor. The drive pulse of the above may be configured to be controlled so that the phase of the drive pulse of the third active switch and the fourth active switch is delayed by the phase shift pulse modulation while keeping the on-time ratio uniform. In the fifth active switch and the sixth active switch, in the step-up operation mode in which the load voltage to the DC power supply is raised with respect to the voltage of the DC capacitor, the drive pulse pattern of the fifth active switch and the sixth active switch is the third active. It may be configured to be controlled to match the drive pulse pattern of the switch and the fourth active switch. Then, in the 9th active switch and the 10th active switch, in the boosting operation mode in which the load voltage to the DC power supply is increased with respect to the voltage of the DC capacitor, the drive pulse of the 9th active switch and the 10th active switch is the third active. The drive pulse of the switch and the fourth active switch may be configured to be controlled so that the phase is delayed by phase shift pulse modulation while keeping the on-time ratios uniform.
上記特許文献１で提案されている従来のＡＣ－ＤＣコンバータでは、２次側のコンバータが４つのダイオードにより構成されているため、１次側から２次側への出力電圧を昇圧動作モードでしか制御することができない。これに対して、当該構成によれば、２次側への出力電圧を昇圧動作モード及び降圧動作モードの両方で制御することができる。これにより、直流電源への出力電圧に対して正常値（ノミナル値）から上下方向にある程度の幅を持たせることができる。したがって、当該構成によれば、様々な直流電源の電圧（バッテリ電圧）に充電対応できるＡＣ－ＤＣ電力変換回路を提供することができる。
In the conventional AC-DC converter proposed in
上記一側面に係る電力変換回路において、第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチは、交流電源からの入力電圧に対する入力電流の位相差を制御するように、第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチのオン時比率が調整されるように構成されてよい。 In the power conversion circuit according to the above aspect, the third active switch and the fourth active switch turn on the third active switch and the fourth active switch so as to control the phase difference of the input current with respect to the input voltage from the AC power supply. It may be configured so that the time ratio is adjusted.
上記特許文献１で提案されている従来のＡＣ－ＤＣコンバータでは、交流電源からの入力電圧及び入力電流の位相が同相になるようにしか制御することができない。これに対して、当該構成によれば、スイッチングの制御により、入力電圧及び入力電流の位相を同相にしたり、入力電圧及び入力電流の間に位相差を設けて無効電力を出力したりすることができる。つまり、無効電力の出力量により、１次側での電圧の変動を調整することができる。これにより、１次側で電圧が変動する事由が生じても、電力変換回路にその影響が及び難くし、電力変換回路の動作を安定化させることができる。更に、交流電源に接続されている他の負荷に対しても電圧を安定化させることができるので、電源系統の電圧変動対策機能を持たせることが可能であることを意味する。
In the conventional AC-DC converter proposed in
本発明によれば、交流電源から直流電源への電力の供給及び直流電源から交流電源又は負荷への電力の回生が可能な電力変換回路を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a power conversion circuit capable of supplying electric power from an AC power source to a DC power source and regenerating electric power from a DC power source to an AC power source or a load.
以下、本発明の一側面に係る実施の形態（以下、「本実施形態」とも表記する）を、図面に基づいて説明する。ただし、以下で説明する本実施形態は、あらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良又は変形を行うことができることは言うまでもない。本発明の実施にあたって、実施形態に応じた具体的構成が適宜採用されてよい。 Hereinafter, an embodiment according to one aspect of the present invention (hereinafter, also referred to as “the present embodiment”) will be described with reference to the drawings. However, the embodiments described below are merely examples of the present invention in all respects. Needless to say, various improvements or modifications can be made without departing from the scope of the present invention. In carrying out the present invention, a specific configuration according to the embodiment may be appropriately adopted.
［構成例］
図１は、本実施形態に係る電力変換回路１の構成の一例を示す回路図である。本実施形態に係る電力変換回路１は、高周波トランス１０、ブリッジレッグ２０、直流キャパシタＣｄ及びフルブリッジ回路３０を備える。電力変換回路１は、高周波トランス１０の１次側では交流電源Ｖｓ（例えば、商用電源）に接続され、２次側では直流電源ＲＬ（例えば、バッテリ）に接続される。交流電源Ｖｓには、昇圧用のリアクトルＬｂとして作用するインダクタが直列に接続され、直流電源ＲＬには、直流キャパシタＣｏが並列に接続される。
[Configuration example]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the
高周波トランス１０は、商用電源等の交流の周波数に対して高周波（一例では、数ｋＨｚ－数百ｋＨｚ）の交流を転送するように構成される。なお、以下の説明では、高周波トランス１０の転送する交流の周波数と比較して、交流電源Ｖｓから入力される交流の周波数を「低周波」とも称する。高周波トランス１０の１次側及び２次側それぞれの一端には、インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）として作用するインダクタが直列に接続されている。また、高周波トランス１０の１次側には、励磁インダクタンスＬｍとして作用するインダクタが、高周波トランス１０に並列に接続している。各インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）は、高周波トランス１０を構成するインダクタの漏れインダクタンスから構成されてもよいし、高周波トランス１０とは別部品である外付けのインダクタにより構成されてもよい。
The
励磁電流を利用しない非共振形のゼロ電圧スイッチングを用いる場合には、高周波トランス１０は、インダクタ（漏れインダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を含む）に対して励磁インダクタンスＬｍが十分大きくなるように設計される。一方、励磁電流を利用する共振形の電力変換回路を用いる場合には、高周波トランス１０は、インダクタ（漏れインダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を含む）に対して励磁インダクタンスＬｍが相対的に小さくなるように設計される。高周波トランス１０には、公知の高周波トランスが適宜用いられてよい。
When using non-resonant zero voltage switching that does not utilize the exciting current, the
ブリッジレッグ２０は、高周波トランス１０の１次側に配置され、第１レッグ２１、第２レッグ２２、及び第３レッグ２３を備える。各レッグ２１－２３は、互いに並列に接続されている。このブリッジレッグ２０には、各レッグ２１－２３にアクティブスイッチが２つずつ（詳細には、各接続点（２１１、２２１、２３１）から分かれる６つのアームにそれぞれ１つずつ）、合計６つのアクティブスイッチ（第１アクティブスイッチＱ１－第６アクティブスイッチＱ６）が配置される。具体的に、第１アクティブスイッチＱ１及び第２アクティブスイッチＱ２が第１レッグ２１に配置される。第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４が第２レッグ２２に配置される。第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６が第３レッグ２３に配置される。
The
ブリッジレッグ２０は、第１レッグ２１における第１アクティブスイッチＱ１及び第２アクティブスイッチＱ２の間の接続点２１１に交流電源Ｖｓの一端がリアクトルＬｂを介して接続するよう構成される。ブリッジレッグ２０は、第２レッグ２２における第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の間の接続点２２１に交流電源Ｖｓの他端が接続するように構成される。また、高周波トランス１０の１次側の一端が、漏れインダクタンスＬ１を介して、第２レッグ２２における第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の間の接続点２２１に接続される。高周波トランス１０の１次側の他端が、第３レッグ２３における第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６の間の接続点２３１に接続される。
The
直流キャパシタＣｄは、ブリッジレッグ２０の各レッグ２１－２３に並列に接続される。直流キャパシタＣｄは、いわゆるリンク電圧源として作用する。
The DC capacitor Cd is connected in parallel to each leg 21-23 of the
フルブリッジ回路３０は、高周波トランス１０の２次側に配置され、第１レッグ３１及び第２レッグ３２を備える。各レッグ（３１、３２）は、互いに並列に接続されている。このフルブリッジ回路３０には、各レッグ（３１、３２）にアクティブスイッチが２つずつ（詳細には、各接続点（３１１、３２１）から分かれる４つのアームにそれぞれ１つずつ）、合計４つのアクティブスイッチ（第７アクティブスイッチＱ７－第１０アクティブスイッチＱ１０）が配置される。具体的に、第７アクティブスイッチＱ７及び第８アクティブスイッチＱ８が第１レッグ３１に配置される。第９アクティブスイッチＱ９及び第１０アクティブスイッチＱ１０が第２レッグ３２に配置される。
The
高周波トランス１０の２次側の一端が、漏れインダクタンスＬ２を介して、第１レッグ３１における第７アクティブスイッチＱ７及び第８アクティブスイッチＱ８の間の接続点３１１に接続される。高周波トランス１０の２次側の他端が、第２レッグ３２における第９アクティブスイッチＱ９及び第１０アクティブスイッチＱ１０の間の接続点３２１に接続される。フルブリッジ回路３０は、直列電源Ｏに並列に接続するように構成される。
One end of the secondary side of the
各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０は、寄生ダイオード又は逆並列ダイオードを備えることで、順方向だけではなく、逆方向にも導通可能となる。各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０には、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等が用いられてよい。後述する同期整流の動作を実現するためには、第１アクティブスイッチＱ１及び第２アクティブスイッチＱ２には、パワーＭＯＳＦＥＴを用いてよい。電力変換回路１の各構成要素は適宜製造されてよく、製造された各構成要素により電力変換回路１は適宜組み立てられてよい。
By providing the parasitic diode or the antiparallel diode, each active switch Q1-Q10 can conduct not only in the forward direction but also in the reverse direction. For each active switch Q1-Q10, for example, a power MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor), an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or the like may be used. In order to realize the operation of synchronous rectification described later, a power MOSFET may be used for the first active switch Q1 and the second active switch Q2. Each component of the
［動作例］
１次側の交流電源Ｖｓから得られる電力を２次側に供給する場合、電力変換回路１は、ブリッジレッグ２０の第１アクティブスイッチＱ１－第４アクティブスイッチＱ４のスイッチングにより、交流電源Ｖｓから入力される交流の電力を直流に変換する。つまり、第１アクティブスイッチＱ１－第４アクティブスイッチＱ４が、ブリッジを使わずに単相の交流電源Ｖｓから得られる電力の力率を改善する（すなわち、交流電源Ｖｓからの入力電圧及び入力電流の位相を同位相にする）ように構成されたコンバータとして動作する。
[Operation example]
When supplying the power obtained from the AC power supply Vs on the primary side to the secondary side, the
次に、電力変換回路１は、ブリッジレッグ２０の第３アクティブスイッチＱ３－第６アクティブスイッチＱ６のスイッチングにより、得られた直流を高周波（一例では、数ｋＨｚ－数百ｋＨｚ）の交流に変換する。つまり、第３アクティブスイッチＱ３－第６アクティブスイッチＱ６が、フルブリッジの回路構成により直流を高周波の交流に変換するように構成されたインバータとして動作する。
Next, the
このブリッジレッグ２０における変換の際、直流キャパシタＣｄは、第１アクティブスイッチＱ１－第４アクティブスイッチＱ４により構成されるコンバータに対して直流出力キャパシタとして作用する一方で、第３アクティブスイッチＱ３－第６アクティブスイッチＱ６により構成されるインバータの入力キャパシタとして作用する。
During the conversion in the
得られた高周波の交流は、高周波トランス１０により１次側から２次側に転送される。そして、電力変換回路１は、フルブリッジ回路３０の第７アクティブスイッチＱ７－第１０アクティブスイッチＱ１０のスイッチングにより、１次側から伝達された高周波の交流を直流に変換する。つまり、フルブリッジ回路３０は、整流器として動作する。これにより、本実施形態に係る電力変換回路１は、１次側から２次側に交流を直流に変換し、１次側の交流電源Ｖｓから２次側の直流電源ＲＬへ電力を供給することができる。
The obtained high-frequency alternating current is transferred from the primary side to the secondary side by the high-
他方、２次側の直流電源ＲＬから得られる電力を１次側に供給する場合、電力変換回路１は、フルブリッジ回路３０の第７アクティブスイッチＱ７－第１０アクティブスイッチＱ１０のスイッチングにより、直流電源ＲＬから入力される直流の電力を交流に変換する。得られた交流は、高周波トランス１０により、２次側から１次側に転送される。次に、電力変換回路１は、ブリッジレッグ２０の第３アクティブスイッチＱ３－第６アクティブスイッチＱ６のスイッチングにより、伝達された交流を直流に変換する。そして、電力変換回路１は、ブリッジレッグ２０の第１アクティブスイッチＱ１－第４アクティブスイッチＱ４のスイッチングにより、得られた直流を低周波又は商用周波数の交流に変換する。これにより、本実施形態に係る電力変換回路１は、２次側から１次側に直流を交流に変換し、２次側の直流電源ＲＬから１次側の交流電源Ｖｓへ電力を供給することができる。
On the other hand, when the power obtained from the DC power supply RL on the secondary side is supplied to the primary side, the
以上のとおり、本実施形態に係る電力変換回路１によれば、交流電源Ｖｓから直流電源ＲＬへの電力の供給及び直流電源ＲＬから交流電源Ｖｓへの電力の回生（すなわち、双方向の電力変換）を行うことができる。なお、交流電源Ｖｓから得られる電力を利用する場合、直流電源ＲＬの部分には、充電対象のバッテリ等の使用目的に応じた装置が接続されてよい。一方、直流電源ＲＬから得られる電力を利用する場合、交流電源Ｖｓの部分には、商用周波数の交流で動作する機械等の使用目的に応じた装置が接続されてよい。
As described above, according to the
［制御システム］
図２は、本実施形態に係る電力変換回路１の備える制御装置５であって、各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０を制御するための制御装置５の構成の一例を示す概念図である。なお、図２は、交流電源Ｖｓの入力電圧ｖinの極性が正である（ｖin＞０）ときの動作を示し、括弧内は、入力電圧ｖinの極性が負である（ｖin＜０）ときの動作を示す。後述する図３Ａ、図３Ｂ、及び図５でも同様の表記を用いる。
[Control system]
FIG. 2 is a conceptual diagram showing an example of the configuration of the
図２に示されるとおり、制御装置５は、交流電源Ｖｓの入力電圧ｖin、リアクトルＬｂに流れる入力電流ｉin、及び直流キャパシタＣｄの電圧Ｖcdに基づいて、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４のスイッチングを行うように構成される。具体的には、制御装置５は、直流キャパシタＣｄの電圧指令値Ｖcd
*から電圧Ｖcdの値を引き算し、得られた信号の比例積分（ＰＩ）を計算する。電圧指令値Ｖcd
*は、適宜設定されてよい。この比例積分（ＰＩ）の演算により、制御装置５は、信号Ｉin
*を得る。また、制御装置５は、入力電圧ｖinの信号を位相同期ループ（ＰＬＬ）に入力し、入力電圧ｖinの周波数ωを計算する。制御装置５は、位相同期ループ（ＰＬＬ）から得られる周波数ωの信号を信号Ｉin
*と掛け合わせることで、信号ｉin
*を得る。以下の式１は、得られる信号ｉin
*の一例を示す。
As shown in FIG. 2, the
これにより、制御装置５は、交流電源Ｖｓの入力電圧ｖin、入力電流ｉin、及び直流キャパシタＣｄの電圧Ｖcdに基づいて、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４のオン時比率ｄ（０＜ｄ＜１）を調整することで、交流電源Ｖｓからの入力電圧ｖinの瞬時値を昇圧しながら連続モードで入力電流ｉinの力率を改善する。すなわち、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４は、直流キャパシタＣｄの電圧Ｖcdを昇圧しながら、交流電源Ｖｓからの入力電流ｉin及び入力電圧ｖinを同相に近付けるように、入力電圧ｖinの位相同期ループ（ＰＬＬ）から算出された周波数ωにおいて入力電流ｉinの瞬時値に応じて制御されるように構成される。
As a result, the
この第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の制御によれば、交流電源Ｖｓからの入力電流ｉinを連続モードで流れるようにすることができるため、ピーク電流を抑えることができる。そのため、リアクトルＬｂを小型化することで、電力変換回路１を小型化することができる。或いは、電力変換回路１の電力容量を大きくすることができ、これにより、電力変換回路１により変換可能な電力を大きくすることができる。
According to the control of the third active switch Q3 and the fourth active switch Q4, the input current i in from the AC power supply Vs can be made to flow in the continuous mode, so that the peak current can be suppressed. Therefore, the
また、制御装置５は、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の制御と同時に、入力電流ｉinに基づいて、第１アクティブスイッチＱ１及び第２アクティブスイッチＱ２のスイッチングを行うように構成される。具体的には、制御装置５は、信号の正負を検出するために、入力電流ｉinの信号とグランドとを比較器により比較する。制御装置５は、比較器から得られる信号を第１アクティブスイッチＱ１（ｖin＜０の場合、第２アクティブスイッチＱ２）のゲート信号として出力する。更に、制御装置５は、比較器から得られる信号をＮＯＴ回路により反転し、反転された信号を第２アクティブスイッチＱ２（ｖin＜０の場合、第１アクティブスイッチＱ１）のゲート信号として出力する。これにより、第１アクティブスイッチＱ１及び第２アクティブスイッチＱ２は、交流電源Ｖｓからの入力電流の極性に応じて同期整流するよう制御されるように構成される。
Further, the
この第１アクティブスイッチＱ１及び第２アクティブスイッチＱ２の制御によれば、各アクティブスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の寄生ダイオード又は逆並列ダイオードに電流を導通させる代わりに、ドレイン‐ソース間の電流の経路に対して逆方向に電流を流すことで、導通電圧を低減することができる。その結果、ブリッジレッグ２０の各アクティブスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の作用により整流する際の導通損失を低減することができる。したがって、本実施形態によれば、各アクティブスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の発熱を冷却するための冷却機構の大型化を防ぐことができ、これにより、電力変換回路１の小型化を図ることができる。
According to the control of the first active switch Q1 and the second active switch Q2, instead of conducting the current through the parasitic diode or the antiparallel diode of each active switch (Q1 and Q2), the current path between the drain and the source is used. On the other hand, the conduction voltage can be reduced by passing a current in the opposite direction. As a result, the conduction loss at the time of rectification can be reduced by the action of each active switch (Q1, Q2) of the
なお、入力電圧の極性に応じて役割を交換する第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４のオン時比率ｄ及び電圧変換比Ｍは、電源周波数の２倍の脈動成分（２ω）を有する電圧Ｖcdと電圧指令値Ｖcd
*により決定される電圧の制御変数ｍとに基づいて、以下の式２及び式３により表される。
The on-time ratio d and the voltage conversion ratio M of the third active switch Q3 and the fourth active switch Q4, which exchange roles according to the polarity of the input voltage, are voltages having a pulsating component (2ω) twice the power supply frequency. It is expressed by the following
更に、制御装置５は、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の駆動パルス並びに直流電源ＲＬへの負荷電圧Ｖoに基づいて、１次側の第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６、並びに２次側の第９アクティブスイッチＱ９及び第１０アクティブスイッチＱ１０のスイッチングを行うように構成される。具体的に、制御装置５は、指令値Ｖo
*から負荷電圧Ｖoの値を引き算し、得られた信号と第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の駆動パルスとを位相シフト変調器（Phase Shift Modulator）に入力する。これにより、制御装置５は、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の駆動パルスに対して位相角φ（φ＝ｔφ／ＴS、ｔφは位相シフトによりずれる時間を示す）分だけ位相の遅れた信号を生成する。
Further, the
直流キャパシタＣｄの電圧Ｖcdに対して直流電源ＲＬへの負荷電圧Ｖoを下げる降圧動作モード（Ｖo＜Ｖcd）では、制御装置５は、位相シフト変調器から得られる信号をパルス幅変調により１次側で位相シフトさせるパルスを生成するように構成されたパルス生成器（Primary Phase Shift PWM Pulse Generator）に入力する。制御装置５は、パルス生成器により得られる信号を第５アクティブスイッチＱ５（ｖin＜０の場合、第６アクティブスイッチＱ６）のゲート信号として出力する。更に、制御装置５は、パルス生成器により得られる信号をＮＯＴ回路により反転し、反転された信号を第６アクティブスイッチＱ６（ｖin＜０の場合、第５アクティブスイッチＱ５）のゲート信号として出力する。これにより、第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６は、降圧動作モードにおいて、第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６の駆動パルスが、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の駆動パルスに対して、オン時比率を揃えながら、位相パルス変調により位相が遅れるよう制御されるように構成される。なお、降圧動作モードでは、制御装置５は、第７アクティブスイッチＱ７－第１０アクティブスイッチＱ１０をオフにするように制御する。
In the step-down operation mode ( Vo <V cd ) in which the load voltage Vo to the DC power supply RL is lowered with respect to the voltage V cd of the DC capacitor Cd , the
一方、直流キャパシタＣｄの電圧Ｖcdに対して直流電源ＲＬへの負荷電圧Ｖoを上げる昇圧動作モード（Ｖo＞Ｖcd／ａ）では、制御装置５は、第３アクティブスイッチＱ３と同一の駆動パルスで第６アクティブスイッチＱ６をスイッチングし、第４アクティブスイッチＱ４と同一の駆動パルスで第５アクティブスイッチＱ５をスイッチングする。更に、昇圧動作モードでは、制御装置５は、位相シフト変調器から得られる信号をパルス幅変調により２次側で位相シフトさせるパルスを生成するように構成されたパルス生成器（Secondary Phase Shift PWM Pulse Generator）に入力する。制御装置５は、パルス生成器により得られる信号を第９アクティブスイッチＱ９（ｖin＜０の場合、第１０アクティブスイッチＱ１０）のゲート信号として出力する。更に、制御装置５は、パルス生成器により得られる信号をＮＯＴ回路により反転し、反転された信号を第１０アクティブスイッチＱ１０（ｖin＜０の場合、第９アクティブスイッチＱ９）のゲート信号として出力する。
On the other hand, in the boost operation mode (V o > V cd / a) in which the load voltage Vo to the DC power supply RL is increased with respect to the voltage V cd of the DC capacitor Cd, the
これにより、第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６は、昇圧動作モードにおいて、第５アクティブスイッチＱ５及び第６アクティブスイッチＱ６の駆動パルスのパターンが、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の駆動パルスのパターンと一致するよう制御されるように構成される。また、第９アクティブスイッチＱ９及び第１０アクティブスイッチＱ１０は、昇圧動作モードにおいて、第９アクティブスイッチＱ９及び第１０アクティブスイッチＱ１０の駆動パルスが、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の駆動パルスに対して、オン時比率を揃えながら、位相パルス変調により位相が遅れるよう制御されるように構成される。なお、昇圧動作モードでは、制御装置５は、第７アクティブスイッチＱ７及び第８アクティブスイッチＱ８をオフにし、ダイオード整流器として機能させる。
As a result, in the 5th active switch Q5 and the 6th active switch Q6, in the boost operation mode, the drive pulse pattern of the 5th active switch Q5 and the 6th active switch Q6 is changed to the 3rd active switch Q3 and the 4th active switch Q4. It is configured to be controlled to match the pattern of the drive pulse of. Further, in the 9th active switch Q9 and the 10th active switch Q10, in the boost operation mode, the drive pulse of the 9th active switch Q9 and the 10th active switch Q10 is the drive pulse of the 3rd active switch Q3 and the 4th active switch Q4. On the other hand, it is configured to be controlled so that the phase is delayed by phase pulse modulation while keeping the on-time ratios uniform. In the boost operation mode, the
図３Ａは、降圧動作モード時において電力変換回路１の各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０に対して制御装置５により生成される駆動パルスのパターンの一例を示す。図３Ｂは、昇圧動作モード時において電力変換回路１の各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０に対して制御装置５により生成される駆動パルスのパターンの一例を示す。この制御方法によれば、２次側への出力電圧を昇圧動作モード及び降圧動作モードの両方で制御することができる。これにより、直流電源ＲＬへの出力電圧に対して正常値から上下方向にある程度の幅を持たせることができる。したがって、この制御方法によれば、様々な直流電源の電圧（バッテリ電圧）に充電対応できるＡＣ－ＤＣ電力変換回路を提供することができる。また、パワー半導体スイッチのパルス変調により、高周波トランス１０の１次・２次巻数比に大きく依存せず入出力電圧比を調整できるため、高周波トランス１０の設計において自由度が増す。
FIG. 3A shows an example of a drive pulse pattern generated by the
図４Ａは、昇圧動作モードにおいて高周波トランス１０にエネルギーを蓄積する時の等価回路の一例を示す。図４Ｂは、昇圧動作モードにおいて高周波トランス１０からエネルギーを放出する時の等価回路の一例を示す。図４Ａ及び図４Ｂに示されるとおり、上記昇圧動作モードでは、各インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）にエネルギーを蓄積する期間及び各インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）からエネルギーを放出する期間を確保して昇圧動作を行うことができる。なお、高周波トランス１０の２次側（すなわち、フルブリッジ回路３０）において、第７アクティブスイッチＱ７及び第８アクティブスイッチＱ８は、上記のように完全にオフにするのではなく、高周波トランス１０の巻線電流に基づき同期整流させるように制御されてもよい。
FIG. 4A shows an example of an equivalent circuit when energy is stored in the
図５は、本実施形態に係る電力変換回路１の各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０を制御するための制御装置５Ａであって、無効電力を出力可能に拡張された制御装置５Ａの構成の一例を示す概念図である。本実施形態に係る電力変換回路１は、上記制御装置５に代えて、当該制御装置５Ａを備えてもよい。制御装置５Ａは、位相同期ループ（ＰＬＬ）により算出された入力電圧ｖinの周波数ωに周波数ωDを加える。進相無効電力を制御する際には、制御装置５Ａは、正の値を周波数（位相差）ωDに指定する（ωD＞０）。一方、遅相無効電力を制御する際には、制御装置５Ａは、負の値を周波数ωDに指定する（ωD＜０）。この周波数ωDを加える点を除き、制御装置５Ａは、上記制御装置５と同様に各アクティブスイッチＱ１－Ｑ１０を制御するように構成される。以下の式４は、得られる信号ｉin
*の一例を示す。
FIG. 5 shows an example of a configuration of a
この制御装置５Ａにより、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４は、交流電源Ｖｓからの入力電圧ｖinに対する入力電流ｉinの位相差を制御するように、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４のオン時比率ｄが調整されるように構成される。この制御方法によれば、第３アクティブスイッチＱ３及び第４アクティブスイッチＱ４の制御により、入力電圧ｖin及び入力電流ｉinの位相を同相にしたり、入力電圧ｖin及び入力電流ｉinの間に位相差ωDを設けて無効電力を出力することができる。その結果、１次側で電圧が変動する事由が生じても、電力変換回路１にその影響が及び難くし、電力変換回路１の動作を安定化させることができる。
By this
図８は、無効電力を出力する場合の更なる効果の一例を示す。通常、交流電源から負荷まで距離が遠くなると、線路インピーダンスでの電圧降下により交流電圧が低下する。例えば、電力系統の低圧受電電圧は１０１±６Ｖの範囲内で供給されるよう管理されているが、ＡＣ－ＤＣ電力変換回路の充放電時又は他の負荷の変動により電源電圧が変動することがある。これに対して、ＡＣ－ＤＣ電力変換回路から進みの無効電力を出力することで、電圧降下を抑制することができる。また電圧上昇時に遅れの無効電力を出力することにより、電圧上昇を抑制することが可能となる。 FIG. 8 shows an example of a further effect when the reactive power is output. Normally, when the distance from the AC power supply to the load increases, the AC voltage drops due to the voltage drop at the line impedance. For example, the low voltage received voltage of the power system is controlled to be supplied within the range of 101 ± 6V, but the power supply voltage may fluctuate during charging / discharging of the AC-DC power conversion circuit or due to fluctuations in other loads. be. On the other hand, the voltage drop can be suppressed by outputting the forward reactive power from the AC-DC power conversion circuit. Further, by outputting the delayed reactive power when the voltage rises, it is possible to suppress the voltage rise.
［実験例］
市販のコンピュータを用いて、上記電力変換回路１における力率改善及び負荷電圧の制御をシミュレーションにより検証した。以下の表１は、採用した回路条件を示す。
[Experimental example]
Using a commercially available computer, the power factor improvement and load voltage control in the
図６は、降圧動作モードをシミュレーションした結果を示す。図７は、昇圧動作モードをシミュレーションした結果を示す。図６及び図７に示されるとおり、いずれの動作モードにおいても負荷変動前後の定常状態において入力電流ｉinは、入力電圧ｖinと同相でかつ正弦波状に制御されており、力率改善を達成可能であることが分かった。同時に、１次側の電圧Ｖcdがその指令値である３００［Ｖ］に追従しながら、負荷電圧（出力）Ｖoは、降圧動作モードでは２００［Ｖ］、昇圧動作モードでは３００［Ｖ］にそれぞれ制御される結果が得られた。以上の検証結果により、上記電力変換回路１は、１段にて周波数変換を行いながら、１次側の力率を高力率にし、かつ直流電圧を制御することができるものであり、その有用性を示すことができた。
FIG. 6 shows the result of simulating the step-down operation mode. FIG. 7 shows the result of simulating the boost operation mode. As shown in FIGS. 6 and 7, the input current i in is controlled in the same phase as the input voltage v in and in a sine and cosine shape in the steady state before and after the load fluctuation in both operation modes, and the power factor is improved. It turned out to be possible. At the same time, the load voltage (output) Vo is 200 [V] in the step-down operation mode and 300 [V] in the step-up operation mode while the voltage V cd on the primary side follows the command value of 300 [V]. The results were controlled respectively. Based on the above verification results, the
１…電力変換回路、
１０…高周波トランス、２０…ブリッジレッグ、３０…フルブリッジ回路、
Ｃｄ…直流キャパシタ、
Ｑ１－Ｑ１０…アクティブスイッチ、
Ｖｓ…交流電源、ＲＬ…直流電源
1 ... Power conversion circuit,
10 ... high frequency transformer, 20 ... bridge leg, 30 ... full bridge circuit,
Cd ... DC capacitor,
Q1-Q10 ... Active switch,
Vs ... AC power supply, RL ... DC power supply
Claims (5)
前記高周波トランスの１次側に配置され、第１レッグ、第２レッグ、及び第３レッグを備えるブリッジレッグであって、
第１アクティブスイッチ及び第２アクティブスイッチが前記第１レッグに配置され、
第３アクティブスイッチ及び第４アクティブスイッチが前記第２レッグに配置され、
第５アクティブスイッチ及び第６アクティブスイッチが前記第３レッグに配置され、
前記高周波トランスの１次側の一端が、前記第２レッグにおける前記第３アクティブスイッチ及び前記第４アクティブスイッチの間の接続点に接続され、
前記高周波トランスの１次側の他端が、前記第３レッグにおける前記第５アクティブスイッチ及び前記第６アクティブスイッチの間の接続点に接続される、
ブリッジレッグと、
前記ブリッジレッグの前記第３レッグに並列に接続される直流キャパシタと、
前記高周波トランスの２次側に配置され、第１レッグ及び第２レッグを備えるフルブリッジ回路であって、
第７アクティブスイッチ及び第８アクティブスイッチがフルブリッジ回路の前記第１レッグに配置され、
第９アクティブスイッチ及び第１０アクティブスイッチがフルブリッジ回路の前記第２レッグに配置され、
前記高周波トランスの２次側の一端が、フルブリッジ回路の前記第１レッグにおける前記第７アクティブスイッチ及び前記第８アクティブスイッチの間の接続点に接続され、
前記高周波トランスの２次側の他端が、フルブリッジ回路の前記第２レッグにおける前記第９アクティブスイッチ及び前記第１０アクティブスイッチの間の接続点に接続される、
フルブリッジ回路と、
を備える電力変換回路であって、
前記ブリッジレッグは、前記ブリッジレッグの前記第１レッグにおける前記第１アクティブスイッチ及び前記第２アクティブスイッチの間の接続点に交流電源の一端がリアクトルを介して接続し、前記ブリッジレッグの前記第２レッグにおける前記第３アクティブスイッチ及び前記第４アクティブスイッチの間の接続点に交流電源の他端が接続するように構成され、
前記フルブリッジ回路は、直流電源に並列に接続するように構成される、
電力変換回路。 High frequency transformer and
A bridge leg located on the primary side of the high frequency transformer and comprising a first leg, a second leg, and a third leg.
The first active switch and the second active switch are arranged on the first leg.
The third active switch and the fourth active switch are arranged on the second leg.
The 5th active switch and the 6th active switch are arranged on the 3rd leg.
One end of the primary side of the high frequency transformer is connected to a connection point between the third active switch and the fourth active switch on the second leg.
The other end of the primary side of the high frequency transformer is connected to the connection point between the fifth active switch and the sixth active switch on the third leg.
With the bridge leg,
A DC capacitor connected in parallel to the third leg of the bridge leg,
A full bridge circuit arranged on the secondary side of the high frequency transformer and having a first leg and a second leg.
The 7th active switch and the 8th active switch are arranged on the first leg of the full bridge circuit.
The ninth active switch and the tenth active switch are arranged on the second leg of the full bridge circuit.
One end of the secondary side of the high frequency transformer is connected to the connection point between the 7th active switch and the 8th active switch in the 1st leg of the full bridge circuit.
The other end of the secondary side of the high frequency transformer is connected to the connection point between the 9th active switch and the 10th active switch on the 2nd leg of the full bridge circuit.
With a full bridge circuit,
It is a power conversion circuit equipped with
In the bridge leg, one end of an AC power supply is connected to a connection point between the first active switch and the second active switch in the first leg of the bridge leg via a reactor, and the second leg of the bridge leg is connected. The other end of the AC power supply is configured to connect to the connection point between the third active switch and the fourth active switch on the leg.
The full bridge circuit is configured to be connected in parallel with a DC power supply.
Power conversion circuit.
請求項１に記載の電力変換回路。 The first active switch and the second active switch are configured to be controlled to be synchronously rectified according to the polarity of the input current from the AC power supply.
The power conversion circuit according to claim 1.
請求項１又は２に記載の電力変換回路。 The third active switch and the fourth active switch phase-synchronize the input voltage so that the input current and the input voltage from the AC power supply approach the same phase while boosting the instantaneous value of the input voltage from the AC power supply. It is configured to be controlled according to the instantaneous value of the input current at the frequency calculated from the loop.
The power conversion circuit according to claim 1 or 2.
前記第５アクティブスイッチ及び前記第６アクティブスイッチは、前記直流キャパシタの電圧に対して前記直流電源への負荷電圧を上げる昇圧動作モードにおいて、前記第５アクティブスイッチ及び前記第６アクティブスイッチの駆動パルスのパターンが、前記第３アクティブスイッチ及び前記第４アクティブスイッチの駆動パルスのパターンと一致するよう制御されるように構成され、
前記第９アクティブスイッチ及び前記第１０アクティブスイッチは、前記直流キャパシタの電圧に対して前記直流電源への負荷電圧を上げる昇圧動作モードにおいて、前記第９アクティブスイッチ及び前記第１０アクティブスイッチの駆動パルスが、前記第３アクティブスイッチ及び前記第４アクティブスイッチの駆動パルスに対して、オン時比率を揃えながら、位相パルス変調により位相が遅れるよう制御されるように構成される、
請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換回路。 The fifth active switch and the sixth active switch have drive pulses of the fifth active switch and the sixth active switch in a step-down operation mode in which the load voltage to the DC power supply is lowered with respect to the voltage of the DC capacitor. , The phase of the drive pulse of the third active switch and the fourth active switch is controlled to be delayed by phase pulse modulation while keeping the on-time ratio uniform.
The fifth active switch and the sixth active switch are the drive pulses of the fifth active switch and the sixth active switch in a step-up operation mode in which the load voltage to the DC power supply is increased with respect to the voltage of the DC capacitor. The pattern is configured to be controlled to match the drive pulse pattern of the third active switch and the fourth active switch.
The 9th active switch and the 10th active switch have drive pulses of the 9th active switch and the 10th active switch in a boosting operation mode in which the load voltage to the DC power supply is increased with respect to the voltage of the DC capacitor. , The phase of the drive pulse of the third active switch and the fourth active switch is controlled so as to be delayed by phase pulse modulation while having the same on-time ratio.
The power conversion circuit according to any one of claims 1 to 3.
請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換回路。 In the third active switch and the fourth active switch, the on-time ratios of the third active switch and the fourth active switch are adjusted so as to control the phase difference of the input current with respect to the input voltage from the AC power supply. Configured to
The power conversion circuit according to any one of claims 1 to 4.
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