JP2022060914A - Device and method for performing drive control of induction motor - Google Patents

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Abstract

To solve a problem that when an end timing of speed identification is determined using sign inversion of a torque current (a q-axis current) in order to identify speed at the time of free run restart, torque deviation increases.SOLUTION: A drive control device of an induction motor includes: a power converter for outputting electric power to the induction motor; a frequency estimation calculation unit for presuming rotation speed of the induction motor to output it as a frequency estimation value; a voltage command calculation unit for calculating a voltage command relative to the power converter based on a d-axis current command and a q-axis current command relative to a d-axis and a q-axis, respectively, that are rotation coordinate axes and the frequency estimation value; and a q-axis current command compensation calculation unit for adding a q-axis current command compensation value to the q-axis current command in accordance with the frequency estimation value at the time of free run restart of the induction motor.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、誘導電動機の駆動制御装置および駆動制御方法に関し、特に、誘導電動機の停車時および惰行時からのフリーラン再起動に好適な駆動制御に関する。 The present invention relates to a drive control device and a drive control method for an induction motor, and more particularly to a drive control suitable for free-run restart from when the induction motor is stopped and when the induction motor is coasting.

本技術分野の背景技術として、例えば特許文献１には、「電動機の回転速度を検出する速度検出手段を用いることなく速度センサレス制御により電動機を駆動する電動機制御部を備えたインバータ装置である。電動機制御部は、電動機がフリーラン状態であるときの回転速度を所定のパラメータを用いた条件に基づいて同定する速度サーチ機能と、電動機を実際の運転条件に基づいて運転させながらパラメータをティーチングするティーチング機能とを有する。」との記載がある。ここで、フリーラン状態とは、電動機を駆動するインバータのスイッチング素子ゲート指令が全てオフの状態で惰性走行している状態をいう。 As a background technology in the present technical field, for example, Patent Document 1 describes "an inverter device including an electric motor control unit that drives an electric motor by speed sensorless control without using a speed detecting means for detecting the rotational speed of the electric motor. The control unit has a speed search function that identifies the rotational speed when the motor is in the free-run state based on conditions using predetermined parameters, and teaching that teaches parameters while operating the motor based on actual operating conditions. It has a function. " Here, the free-run state means a state in which the inverter is coasting with all the switching element gate commands of the inverter driving the motor turned off.

特開２０１３－１０６４６１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2013-106461

特許文献１は、フリーラン状態から電動機を再始動（再起動）する時の速度を同定する方法について開示しているが、特許文献１の図２が示すように、トルク電流（ｑ軸電流）の符号反転を利用して速度同定の終了タイミングを判断しているため、トルク偏差が増大することになる。 Patent Document 1 discloses a method of identifying the speed at which the motor is restarted (restarted) from the free-run state, but as shown in FIG. 2 of Patent Document 1, torque current (q-axis current). Since the end timing of the speed identification is determined by using the sign inversion of, the torque deviation increases.

そこで、本発明の目的は、誘導電動機の運転において、トルク偏差の小さいフリーラン再起動を可能にする駆動制御装置を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide a drive control device that enables free-run restart with a small torque deviation in the operation of an induction motor.

上記の課題を解決するために、代表的な本発明に係る誘導電動機の駆動制御装置の一つは、誘導電動機に電力を出力する電力変換器と、誘導電動機の回転速度を推定して周波数推定値として出力する周波数推定演算部と、回転座標軸であるｄ軸とｑ軸とに対するｄ軸電流指令とｑ軸電流指令および周波数推定値に基づいて電力変換器に対する電圧指令を演算する電圧指令演算部と、誘導電動機のフリーラン再起動時に、周波数推定値に応じて、ｑ軸電流指令にｑ軸電流指令補償値を加算するｑ軸電流指令補償演算部とを備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, one of the typical drive control devices for an induction motor according to the present invention is a power converter that outputs power to the induction motor and frequency estimation by estimating the rotation speed of the induction motor. A frequency estimation calculation unit that outputs as a value, and a voltage command calculation unit that calculates a d-axis current command and q-axis current command for the d-axis and q-axis, which are rotation coordinate axes, and a voltage command for a power converter based on the frequency estimation value. It is characterized by including a q-axis current command compensation calculation unit that adds a q-axis current command compensation value to the q-axis current command according to the frequency estimation value when the free run of the induction motor is restarted.

本発明によれば、誘導電動機の駆動制御において、トルク偏差の小さいフリーラン再起動を実現することが可能となる。
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の発明を実施するための形態における説明により明らかにされる。 According to the present invention, it is possible to realize a free-run restart with a small torque deviation in the drive control of the induction motor.
Issues, configurations and effects other than those described above will be clarified by the following description of embodiments for carrying out the invention.

実施例１に係る誘導電動機の駆動制御装置の全体構成を表すブロック図である。It is a block diagram which shows the whole structure of the drive control device of the induction motor which concerns on Example 1. FIG. 実施例１の周波数推定演算部の構成を表す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structure of the frequency estimation calculation part of Example 1. FIG. ｑ軸電流指令補償演算部の構成を表す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structure of the q-axis current command compensation calculation unit. 実施例２の周波数推定演算部の構成を表す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structure of the frequency estimation calculation part of Example 2. FIG. 実施例３に係る電気車として、車両の一部を示す概略構成図である。It is a schematic block diagram which shows a part of the vehicle as the electric vehicle which concerns on Example 3. FIG.

以下、本発明を実施するための形態として、本発明の実施例１～３について、図面を用いて説明する。なお、同一の要素については、全ての図において、原則として同一の符号を付している。また、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。更に、以下に説明する構成は、あくまで実施例に過ぎず、本発明に係る実施態様が以下の具体的態様に限定されることを意図するものではない。 Hereinafter, Examples 1 to 3 of the present invention will be described with reference to the drawings as embodiments for carrying out the present invention. In principle, the same elements are designated by the same reference numerals in all the figures. Further, the description of the parts having the same function will be omitted. Furthermore, the configurations described below are merely examples, and the embodiments according to the present invention are not intended to be limited to the following specific embodiments.

図１は、本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動制御装置の全体構成を表すブロック図である。
本発明に係る駆動制御装置は、相電流検出回路２、インバータ３およびコントローラ４から構成され、誘導電動機１の駆動制御を行う。 FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a drive control device for an induction motor according to a first embodiment of the present invention.
The drive control device according to the present invention is composed of a phase current detection circuit 2, an inverter 3, and a controller 4, and controls the drive of the induction motor 1.

相電流検出回路２は、ホールＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等から構成され、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流電流の内、いずれかの２相を検出する態様を示している。三相交流電流が平衡状態であると仮定して、他の１相を演算により求める構成としているが、３相共に検出する構成としてもよい。 The phase current detection circuit 2 is composed of a Hall CT (Current Transformer) or the like, and shows an embodiment of detecting any two of the U-phase, V-phase, and W-phase three-phase alternating currents. Assuming that the three-phase alternating current is in an equilibrium state, the other one phase is calculated by calculation, but all three phases may be detected.

インバータ３は、直流電圧電源５、ゲート・ドライバ６および半導体スイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎを備える主回路部７から構成される。なお、本発明に係るインバータの構成は、半導体スイッチング素子の種類によって限定されるものではない。 The inverter 3 is composed of a DC voltage power supply 5, a gate driver 6, and a main circuit unit 7 including semiconductor switching elements Up to Swn . The configuration of the inverter according to the present invention is not limited to the type of the semiconductor switching element.

コントローラ４は、第一の座標変換部８、ｑ軸電流指令補償演算部９、周波数推定演算部１０、電圧指令演算部１１、位相演算部１２、第二の座標変換部１３およびＰＷＭ信号発生部１４から構成される。 The controller 4 includes a first coordinate conversion unit 8, a q-axis current command compensation calculation unit 9, a frequency estimation calculation unit 10, a voltage command calculation unit 11, a phase calculation unit 12, a second coordinate conversion unit 13, and a PWM signal generation unit. It is composed of 14.

第一の座標変換部８は、相電流検出回路２を用いて検出された三相交流電流ｉｕ、ｉｖおよびｉｗをｄｑ軸電流ｉｄおよびｉｑに変換する。なお、座標変換の際に必要な制御軸の位相としては、位相演算部１２が出力する位相を用いる。 The first coordinate conversion unit 8 converts the three-phase AC currents i u , iv and i w detected by using the phase current detection circuit 2 into the dq axis currents i d and i q . As the phase of the control axis required for coordinate conversion, the phase output by the phase calculation unit 12 is used.

図２は、周波数推定演算部１０の構成を表す機能ブロック図である。図２に示す、比例ゲインＫＰ１０１は以下の（１）式で表され、積分ゲインＫＩ１０２は以下の（２）式で表される。 FIG. 2 is a functional block diagram showing the configuration of the frequency estimation calculation unit 10. The proportional gain K P 101 shown in FIG. 2 is expressed by the following equation ( 1 ), and the integrated gain KI 102 is expressed by the following equation (2).

周波数推定演算部１０は、図２に示すｑ軸電流指令補償値Δｉｑ ＊を考慮せずｑ軸電流指令ｉｑ ＊のみの場合には、以下の（３）式によって周波数推定値を演算する。

Figure 2022060914000002
Figure 2022060914000003
Figure 2022060914000004
 The frequency estimation calculation unit 10 calculates the frequency estimation value by the following equation (3) when only the q-axis current command i q * is used without considering the q-axis current command compensation value Δi q * shown in FIG. ..
Figure 2022060914000002
Figure 2022060914000003
Figure 2022060914000004

ただし、ωｒは回転子周波数、ωａｃｒは電流制御応答角周波数、Ｌσ ＊は一次換算漏れインダクタンス設定値、 Ｍ＊は相互インダクタンス設定値、Ｌ２ ＊は二次自己インダクタンス設定値、Φ２ｄ ＊はｄ軸二次磁束指令、ｉｑ ＊はｑ軸電流指令、Ｒσ ＊は一次換算抵抗設定値、ｓはラプラス演算子である。なお、（３）式では、ｄ軸電流ｉｄを用いておらず、図２ではｄ軸電流ｉｄを省略している。 However, ω r is the rotor frequency, ω acr is the current control response angular frequency, L σ * is the primary conversion leakage inductance set value, M * is the mutual inductance set value, L 2 * is the secondary self-inductance set value, and Φ 2d . * Is the d-axis secondary magnetic flux command, i q * is the q-axis current command, R σ * is the primary conversion resistance set value, and s is the Laplace operator. It should be noted that the d -axis current id is not used in the equation (3), and the d -axis current id is omitted in FIG.

次に、本発明の特徴部分であるｑ軸電流指令補償演算部９について説明する。
図３は、ｑ軸電流指令補償演算部９の構成を表す機能ブロック図である。ｑ軸電流指令補償値設定部９１が、周波数推定演算部１０が出力する周波数推定値ωｒ＾に応じたｑ軸電流指令補償値Δｉｑ ＊を出力する。このｑ軸電流指令補償値Δｉｑ ＊がｑ軸電流指令ｉｑ ＊に加算され、ｑ軸電流指令補償演算部９の出力（ｉｑ ＊＋Δｉｑ ＊）となる。 Next, the q-axis current command compensation calculation unit 9, which is a feature of the present invention, will be described.
FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of the q-axis current command compensation calculation unit 9. The q-axis current command compensation value setting unit 91 outputs the q-axis current command compensation value Δi q * corresponding to the frequency estimation value ω r ^ output by the frequency estimation calculation unit 10. This q-axis current command compensation value Δi q * is added to the q-axis current command i q * , and becomes the output (i q * + Δi q * ) of the q-axis current command compensation calculation unit 9.

このように、ｑ軸電流指令補償演算部９によってｑ軸電流指令ｉｑ ＊にｑ軸電流指令補償値Δｉｑ ＊が加算されるため、周波数推定演算部１０が周波数推定値ωｒ＾の演算に用いる（３）式は、次式のように書き替えられる。

Figure 2022060914000005
In this way, the q-axis current command compensation calculation unit 9 adds the q-axis current command compensation value Δi q * to the q-axis current command i q * , so that the frequency estimation calculation unit 10 calculates the frequency estimation value ω r ^. The equation (3) used in is rewritten as the following equation.
Figure 2022060914000005

続いて、電圧指令演算部１１は、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊および周波数推定演算部１０が出力する周波数推定値ωｒ＾を入力として、ｄ軸電圧指令ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ ＊を、以下の（５）式および（６）式によって計算して出力する。

Figure 2022060914000006
Figure 2022060914000007
 ただし、Ｒ１ ＊は一次抵抗設定値、Ｔ２ ＊は二次時定数設定値である。 Subsequently, the voltage command calculation unit 11 inputs the d -axis current command id * , the q-axis current command i q * , and the frequency estimation value ω r ^ output by the frequency estimation calculation unit 10, and the d-axis voltage command v d. * And the q-axis voltage command v q * are calculated and output by the following equations (5) and (6).
Figure 2022060914000006
Figure 2022060914000007
 However, R 1 * is the primary resistance set value, and T 2 * is the secondary time constant set value.

位相演算部１２は、周波数推定演算部１０が出力する周波数推定値ωｒ＾を積分し、制御軸の位相θを演算する。求められた位相θは、第一の座標変換部８および第二の座標変換部１３に出力され、座標変換に用いられる。 The phase calculation unit 12 integrates the frequency estimation value ω r ^ output by the frequency estimation calculation unit 10 and calculates the phase θ of the control axis. The obtained phase θ is output to the first coordinate conversion unit 8 and the second coordinate conversion unit 13 and used for the coordinate conversion.

第二の座標変換部１３は、電圧指令演算部１１が出力するｄ軸とｑ軸の電圧指令ｖｄ ＊およびｖｑ ＊を三相交流電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊およびｖｗ ＊に変換する。第二の座標変換部１３が座標変換の際に必要とする制御軸の位相としては、位相演算部１２が出力する位相θを用いる。 The second coordinate conversion unit 13 converts the d-axis and q-axis voltage commands v d * and v q * output by the voltage command calculation unit 11 into three-phase AC voltage commands v u * , v v * and v w * . Convert. As the phase of the control axis required for the coordinate conversion by the second coordinate conversion unit 13, the phase θ output by the phase calculation unit 12 is used.

ＰＷＭ信号発生部１４は、図示しないキャリア周波数決定器にて演算されるキャリア周波数に基づいた三角波キャリアと、第二の座標変換部１３が出力する三相交流電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊およびｖｗ ＊との大小比較を行い、それを基にパルス幅変調（ＰＷＭ）を行う。パルス幅変調された信号は、ゲート・ドライバ６に出力される。 The PWM signal generation unit 14 includes a triangular wave carrier based on the carrier frequency calculated by a carrier frequency determinant (not shown), and three-phase AC voltage commands v u * , v v * and output by the second coordinate conversion unit 13. A magnitude comparison with v w * is performed, and pulse width modulation (PWM) is performed based on the comparison. The pulse width modulated signal is output to the gate driver 6.

次に、実施例１が解決する課題について説明する。
ｄ軸二次磁束Φ２ｄは、以下の（７）式で、また、トルクτｍは、以下の（８）式で、表される。

Figure 2022060914000008
Figure 2022060914000009
 ただし、Ｔ２は二次時定数、Ｍは相互インダクタンス、ωｓはすべり周波数、Φ２ｑはｑ軸二次磁束、Ｌ２は二次自己インダクタンス、Ｐｍは極対数である。 Next, the problem to be solved by the first embodiment will be described.
The d-axis secondary magnetic flux Φ 2d is expressed by the following equation (7), and the torque τ m is expressed by the following equation (8).
Figure 2022060914000008
Figure 2022060914000009
 However, T 2 is a secondary time constant, M is a mutual inductance, ω s is a slip frequency, Φ 2q is a q-axis secondary magnetic flux, L 2 is a secondary self-inductance, and P m is a pole logarithm.

（７）式より、ωｓ＜０、Φ２ｑ＞０となる場合には、ωｓＴ２Φ２ｑ＜０となることから、Φ２ｑ＞０の状態ですべり周波数ωｓが負となるとｄ軸二次磁束Φ２ｄの確立が妨げられる。なおここで、すべり周波数ωｓが負になるとは、回転子周波数推定値と実際の回転子周波数との偏差が負になるということである。 From equation (7), when ω s <0, Φ 2q > 0, ω s T 2 Φ 2q <0, so when Φ 2q > 0, the slip frequency ω s becomes negative, d. The establishment of the shaft secondary magnetic flux Φ 2d is hindered. Here, when the slip frequency ω s becomes negative, it means that the deviation between the estimated rotor frequency and the actual rotor frequency becomes negative.

さらに、近年の誘導電動機は、電力消費量削減のために低すべりに設計されるため、二次抵抗Ｒ２が小さい。よって、二次時定数Ｔ２は大きくなる傾向にあり、ωｓＴ２Φ２ｑの項の影響は大きくなっている。 Further, recent induction motors are designed to have a low slip in order to reduce power consumption, so that the secondary resistance R2 is small. Therefore, the secondary time constant T 2 tends to be large, and the influence of the term ω s T 2 Φ 2q is large.

また、ｄ軸二次磁束Φ２ｄが確立せず０に収束する場合、速度起電力も０となり、周波数推定ができなくなる。これを防ぐために、ｄ軸二次磁束Φ２ｄを確立させるべくｄ軸電流ｉｄを増加させると、（８）式よりｉｄΦ２ｑの項によるトルクが増大する。さらに、低すべりの誘導電動機においては、ωｓＴ２Φ２ｑの項の影響が大きいので、ｄ軸二次磁束Φ２ｄを確立させるためにｄ軸電流ｉｄを増加させる方針では、トルク偏差が一層増加することになる。 Further, when the d-axis secondary magnetic flux Φ 2d is not established and converges to 0, the velocity electromotive force also becomes 0, and frequency estimation cannot be performed. In order to prevent this, if the d -axis current id is increased in order to establish the d -axis secondary magnetic flux Φ 2d , the torque according to the term id Φ 2q increases from the equation (8). Furthermore, in a low-slip induction motor, the effect of the term ω s T 2 Φ 2q is large, so the policy of increasing the d -axis current id in order to establish the d-axis secondary magnetic flux Φ 2d causes a torque deviation. It will increase further.

そこで、実施例１に係る原理について説明する。
停止または惰行状態からフリーラン再起動指令がＯＮとなると、インバータ３に通電が開始される。この時、誘導電動機１の回転子周波数ωｒは不明であるため、周波数推定演算部１０が誘導電動機１の回転子周波数ωｒを推定する。 Therefore, the principle according to the first embodiment will be described.
When the free-run restart command is turned ON from the stopped or coasting state, the inverter 3 is energized. At this time, since the rotor frequency ω r of the induction motor 1 is unknown, the frequency estimation calculation unit 10 estimates the rotor frequency ω r of the induction motor 1.

ここで、（３）式で回転子周波数ωｒを推定できる理由は、以下の（９）式で表されるように、周波数推定値の偏差は、ｑ軸電流の偏差と比例関係にあるため、ｑ軸電流ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ ＊に一致するよう制御すれば、周波数推定値ωｒ＾が回転子周波数ωｒに一致するためである。

Figure 2022060914000010
Here, the reason why the rotor frequency ω r can be estimated by the equation (3) is that the deviation of the frequency estimation value is proportional to the deviation of the q-axis current as expressed by the following equation (9). This is because if the q-axis current i q is controlled to match the q-axis current command i q * , the frequency estimation value ω r ^ matches the rotor frequency ω r .
Figure 2022060914000010

また、前述したように、ｄ軸二次磁束Φ２ｄを確立させるために、ｄ軸電流ｉｄを増加させるとトルク偏差が増加する。そこで、実施例１では、フリーラン再起動期間において、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊にｑ軸電流指令補償値Δｉｑ ＊を加算することで、周波数推定値ωｒ＾が回転子周波数ωｒをアンダーシュートする量またはオーバーシュートする量を低減する。つまり、周波数推定値ωｒ＾が回転子周波数ωｒをアンダーシュートまたはオーバーシュートした結果により生じる負のすべりの絶対値の最大値を低減する。これにより、ωｓＴ２Φ２ｑの項の影響を小さくし、Φ２ｑ＞０の状態においてもｄ軸二次磁束Φ２ｄを確立させる。 Further, as described above, when the d -axis current id is increased in order to establish the d-axis secondary magnetic flux Φ 2d , the torque deviation increases. Therefore, in the first embodiment, the frequency estimation value ω r ^ determines the rotor frequency ω r by adding the q-axis current command compensation value Δi q * to the q-axis current command i q * during the free-run restart period. Reduce the amount of undershoot or overshoot. That is, the frequency estimation value ω r ^ reduces the maximum absolute value of the negative slip caused by the result of undershooting or overshooting the rotor frequency ω r . As a result, the influence of the term ω s T 2 Φ 2q is reduced, and the d-axis secondary magnetic flux Φ 2d is established even in the state of Φ 2q > 0.

以上のように、実施例１では、フリーラン再起動時にｑ軸電流指令補償演算部９によって周波数推定演算部１０の入力を補正するのみである。したがって、実施例１によれば、ｄ軸二次磁束Φ２ｄを確立させるために、ｄ軸電流ｉｄを増加させることはないため、トルク偏差の小さいフリーラン再起動が可能となる。 As described above, in the first embodiment, the input of the frequency estimation calculation unit 10 is only corrected by the q-axis current command compensation calculation unit 9 at the time of restarting the free run. Therefore, according to the first embodiment, since the d -axis current id is not increased in order to establish the d-axis secondary magnetic flux Φ 2d , free-run restart with a small torque deviation is possible.

実施例２は、先の実施例１と異なり、周波数推定演算部１０が可変ゲインを有する。以下、実施例１との相違点について説明する。
図４は、実施例２の周波数推定演算部１０の構成を表す機能ブロック図である。実施例２では、図２に示す実施例１の周波数推定演算部１０の構成要素に、可変ゲイン１０４を追加している。すなわち、共に周波数推定演算部１０の構成要素を示す図２と図４との差分が、可変ゲイン１０４である。 In the second embodiment, unlike the first embodiment, the frequency estimation calculation unit 10 has a variable gain. Hereinafter, the differences from the first embodiment will be described.
FIG. 4 is a functional block diagram showing the configuration of the frequency estimation calculation unit 10 of the second embodiment. In the second embodiment, the variable gain 104 is added to the components of the frequency estimation calculation unit 10 of the first embodiment shown in FIG. That is, the difference between FIG. 2 and FIG. 4, which both show the components of the frequency estimation calculation unit 10, is the variable gain 104.

ここで、可変ゲイン１０４は、周波数推定値ωｒ＾に応じて、そのゲインを変更する。ゲインの設定については、予め、周波数推定値対ゲインとなるテーブルを準備し、低速側で高速側よりもハイゲインとなるように設定する。可変ゲイン１０４を設けたことにより（３）式は以下のようになる。

Figure 2022060914000011
Here, the variable gain 104 changes its gain according to the frequency estimation value ω r ^. Regarding the gain setting, a table for frequency estimation vs. gain is prepared in advance, and the gain is set to be higher on the low speed side than on the high speed side. By providing the variable gain 104, the equation (3) becomes as follows.
Figure 2022060914000011

次に、実施例２が解決する課題について説明する。
フリーラン再起動における周波数推定の初期値が駆動周波数範囲の中間値から最高速の間で設定される場合がある。この場合、回転子周波数ωｒが低速である時には、周波数推定値ωｒ＾が回転子周波数ωｒに収束するまでに時間を要するため、フリーラン再起動期間が長くなる。 Next, the problem to be solved by the second embodiment will be described.
The initial value of frequency estimation in free run restart may be set between the middle value of the drive frequency range and the maximum speed. In this case, when the rotor frequency ω r is low, it takes time for the estimated frequency value ω r ^ to converge to the rotor frequency ω r , so that the free run restart period becomes long.

続いて、実施例２に係る原理について説明する。
停止または惰行状態からフリーラン再起動指令がＯＮとなると、インバータ３に通電が開始される。この時、フリーラン再起動における周波数推定の初期値が、駆動周波数範囲の中間値から最高速の間で設定され、周波数推定値ωｒ＾が、低速の回転子周波数ωｒに向かって収束を開始する。周波数推定値ωｒ＾が低速となるにつれて可変ゲイン１０４に設定されているゲインがハイゲインとなるため、低速域となるにつれて周波数推定演算部１０が高応答化する。これにより、低速域でも周波数推定値ωｒ＾を回転子周波数ωｒに高速に収束させることができる。 Subsequently, the principle according to the second embodiment will be described.
When the free-run restart command is turned ON from the stopped or coasting state, the inverter 3 is energized. At this time, the initial value of the frequency estimation in the free run restart is set between the intermediate value of the drive frequency range and the maximum speed, and the frequency estimation value ω r ^ converges toward the low-speed rotor frequency ω r . Start. Since the gain set in the variable gain 104 becomes high gain as the frequency estimation value ω r ^ becomes low speed, the frequency estimation calculation unit 10 becomes highly responsive as the frequency becomes low speed. As a result, the frequency estimation value ω r ^ can be quickly converged to the rotor frequency ω r even in the low speed range.

したがって、実施例２によれば、実施例１よりも低速域の周波数推定を高速に行うことができる。 Therefore, according to the second embodiment, the frequency estimation in the low speed region can be performed at a higher speed than in the first embodiment.

図５は、実施例３に係る電気車車両として、車両の一部を示す概略構成図である。実施例３は、実施例１または実施例２に係る誘導電動機の駆動制御装置を、電気車に搭載した場合の実施例である。
実施例３に係る電気車が搭載する駆動制御装置（２、３および４）には、架線１５より電力が供給され、この駆動制御装置（２、３および４）によって、電気車が搭載する複数台の誘導電動機１が駆動される。 FIG. 5 is a schematic configuration diagram showing a part of the electric vehicle according to the third embodiment. The third embodiment is an embodiment in which the drive control device for the induction motor according to the first or second embodiment is mounted on an electric vehicle.
Electric power is supplied from the overhead wire 15 to the drive control devices (2, 3 and 4) mounted on the electric vehicle according to the third embodiment, and the drive control devices (2, 3 and 4) are mounted on the electric vehicle. The induction motor 1 of the table is driven.

実施例１または実施例２に係る駆動制御装置を電気車に搭載することで、車両の惰行および停止状態からトルク偏差の小さいフリーラン再起動を行うことが可能となる。そのため、電気車の車体動揺を低減することができ、乗客の乗り心地等を改善することが可能である。 By mounting the drive control device according to the first or second embodiment on the electric vehicle, it is possible to restart the free run with a small torque deviation from the coasting and stopped states of the vehicle. Therefore, it is possible to reduce the shaking of the vehicle body of the electric vehicle and improve the ride quality of passengers.

また、本発明は、以上の各実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。 Further, the present invention is not limited to each of the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the gist of the present invention.

１ 誘導電動機、２ 相電流検出回路、３ インバータ、４ コントローラ、
５ 直流電圧電源、６ ゲート・ドライバ、７ 主回路部、８ 第一の座標変換部、
９ ｑ軸電流指令補償演算部、１０ 周波数推定演算部、１１ 電圧指令演算部、
１２ 位相演算部、１３ 第二の座標変換部、１４ ＰＷＭ信号発生部、１５ 架線、
９１ ｑ軸電流指令補償値設定部、１０１ 比例ゲイン、１０２ 積分ゲイン、
１０３ 積分器、１０４ 可変ゲイン 1 induction motor, 2-phase current detection circuit, 3 inverter, 4 controller,
5 DC voltage power supply, 6 gate driver, 7 main circuit section, 8 first coordinate conversion section,
9 q-axis current command compensation calculation unit, 10 frequency estimation calculation unit, 11 voltage command calculation unit,
12 Phase calculation unit, 13 Second coordinate conversion unit, 14 PWM signal generation unit, 15 Overhead wire,
91 q-axis current command compensation value setting unit, 101 proportional gain, 102 integrated gain,
103 integrator, 104 variable gain

Claims (6)

誘導電動機に電力を出力する電力変換器と、
前記誘導電動機の回転速度を推定して周波数推定値として出力する周波数推定演算部と、
回転座標軸であるｄ軸とｑ軸とに対するｄ軸電流指令とｑ軸電流指令および前記周波数推定値に基づいて前記電力変換器に対する電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
前記誘導電動機のフリーラン再起動時に、前記周波数推定値に応じて、前記ｑ軸電流指令にｑ軸電流指令補償値を加算するｑ軸電流指令補償演算部と
を備える誘導電動機の駆動制御装置。 A power converter that outputs power to an induction motor,
A frequency estimation calculation unit that estimates the rotation speed of the induction motor and outputs it as a frequency estimation value.
A voltage command calculation unit that calculates a d-axis current command and a q-axis current command for the d-axis and the q-axis, which are rotational coordinate axes, and a voltage command for the power converter based on the frequency estimation value.
A drive control device for an induction motor including a q-axis current command compensation calculation unit that adds a q-axis current command compensation value to the q-axis current command according to the frequency estimation value when the free run of the induction motor is restarted. 請求項１に記載の誘導電動機の駆動制御装置であって、
前記周波数推定演算部により、前記ｑ軸電流指令に前記ｑ軸電流指令補償値を加算した値とｑ軸電流検出値とを一致させる
ことを特徴とする誘導電動機の駆動制御装置。 The drive control device for an induction motor according to claim 1.
A drive control device for an induction motor, characterized in that the value obtained by adding the q-axis current command compensation value to the q-axis current command and the q-axis current detection value are matched by the frequency estimation calculation unit. 請求項１または２に記載の誘導電動機の駆動制御装置であって、
前記周波数推定演算部は、前記フリーラン再起動時に、自らが有するゲインを前記周波数推定値に応じて低速域では高速域よりも高く設定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動制御装置。 The drive control device for an induction motor according to claim 1 or 2.
The frequency estimation calculation unit is a drive control device for an induction motor, characterized in that, at the time of restarting the free run, the gain possessed by the frequency estimation calculation unit is set higher in the low speed range than in the high speed range according to the frequency estimation value. 請求項１から３のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動制御装置を備えた電気車。 An electric vehicle provided with the drive control device for the induction motor according to any one of claims 1 to 3. 誘導電動機の回転速度を推定して周波数推定値として出力する周波数推定演算ステップと、
回転座標軸であるｄ軸とｑ軸とに対するｄ軸電流指令とｑ軸電流指令および前記周波数推定値に基づいて、前記誘導電動機に電力を出力する電力変換器に対する電圧指令を演算する電圧指令演算ステップと、
前記誘導電動機のフリーラン再起動時に、前記周波数推定値に応じて、前記ｑ軸電流指令にｑ軸電流指令補償値を加算するｑ軸電流指令補償演算ステップと
を有する誘導電動機の駆動制御方法。 A frequency estimation calculation step that estimates the rotation speed of the induction motor and outputs it as a frequency estimation value,
A voltage command calculation step for calculating a voltage command for a power converter that outputs power to the induction motor based on the d-axis current command and the q-axis current command for the d-axis and the q-axis, which are rotational coordinate axes, and the frequency estimation value. When,
A drive control method for an induction motor having a q-axis current command compensation calculation step for adding a q-axis current command compensation value to the q-axis current command according to the frequency estimation value when the free run of the induction motor is restarted. 請求項５に記載の誘導電動機の駆動制御方法であって、
前記周波数推定演算ステップは、前記フリーラン再起動時に、前記周波数推定値に応じて低速域ではゲインを高速域よりも高く設定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動制御方法。 The drive control method for an induction motor according to claim 5.
The frequency estimation calculation step is a drive control method for an induction motor, characterized in that, at the time of restarting the free run, the gain is set higher in the low speed range than in the high speed range according to the frequency estimation value.
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JP2009165281A (en) 2008-01-08 2009-07-23 Fuji Electric Systems Co Ltd Speed-sensorless vector control device
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