JP2021164076A - Electromagnetic field coupling type filter - Google Patents

Abstract

To provide an electromagnetic field coupling type filter that has a high no-load Q value and can provide many attenuation poles by using a half-wavelength resonator.SOLUTION: An electromagnetic field coupling type filter 1 includes three or more multiple lines 2i (i is an integer from 1 to n) in which adjacent half-wavelength resonator of a distributed constant type resonator are electromagnetically coupled and arranged in parallel, a first load capacitance element 3i that terminates one end of each line 2i, a second load capacitance element 4i that terminates the other end of the line 2i, a first stage coupling element 5i, i+1 that electrically connects one ends of adjacent line 2i, a second stage coupling elements 6i, i+1 that electrically connect the other ends of adjacent line 2i, and two input/output coupling elements 7, 7' that electrically connect the lines 21, 2n on both sides and input/output terminals 8, 8' outside thereof, and the aggregate of the plurality of lines 2i is asymmetric with respect to its center.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は、複数個の２分の１波長共振器を配列しそれらの隣接するもの同士を電磁界結合させた電磁界結合型フィルタに関する。 The present invention relates to an electromagnetic field coupling type filter in which a plurality of half wavelength resonators are arranged and their adjacent ones are electromagnetically coupled to each other.

マイクロ波などの高周波領域では、所要の帯域を通過させるフィルタとして、複数個の分布定数型共振器を配列しそれらの隣接するもの同士を電磁界結合させた電磁界結合型フィルタが用いられることがある。この分布定数型共振器は、分布定数を有する線路が２分の１波長で共振する２分の１波長共振器（例えば、非特許文献１〜３）と分布定数を有する線路が４分の１波長で共振する４分の１波長共振器（例えば、特許文献１）が知られている。２分の１波長共振器は、線路の両端が開放されたものであり、４分の１波長共振器は、線路の一端が開放され他端が短絡されたものである。２分の１波長共振器は、共振する波長の差により４分の１波長共振器よりもサイズが大きくなり易いが、４分の１波長共振器が短絡された他端から電流が流れるのに対し他端（及び一端）から電流が流れることはないので、基本的に損失が少なく、無負荷Ｑ値が高いという良好な特性を有する。 In the high frequency region such as microwaves, an electromagnetic field coupling type filter in which a plurality of distributed constant type resonators are arranged and their adjacent ones are electromagnetically coupled to each other may be used as a filter for passing a required band. be. In this distributed constant type resonator, a half wavelength resonator in which a line having a distributed constant resonates at a half wavelength (for example, Non-Patent Documents 1 to 3) and a line having a distributed constant are one quarter. A quarter wavelength resonator that resonates at a wavelength (for example, Patent Document 1) is known. A half-wavelength resonator has both ends of the line open, and a quarter-wavelength resonator has one end of the line open and the other end short-circuited. The half-wave resonator tends to be larger in size than the quarter-wave resonator due to the difference in the resonating wavelength, but the current flows from the other end where the quarter-wave resonator is short-circuited. On the other hand, since no current flows from the other end (and one end), the loss is basically small and the no-load Q value is high, which is a good characteristic.

ところで、高周波領域における電磁界結合型フィルタでは、小型化が常に求められており、その方法の一つとして、通過帯域の近傍の通過帯域外に減衰極を生成して減衰特性を向上させる方法が知られている。この方法の場合、共振器の段数を単純に増やして減衰特性を急峻にするのと同様の性能を少しの段数で実現することが可能であり、結果として電磁界結合型フィルタの小型化を実現できる。上記非特許文献１〜３及び特許文献１においても通過帯域の近傍の通過帯域外に減衰極を生成している。 By the way, in the electromagnetic field coupling type filter in the high frequency region, miniaturization is always required, and one of the methods is to generate an attenuation pole outside the pass band near the pass band to improve the attenuation characteristics. Are known. In the case of this method, it is possible to achieve the same performance as simply increasing the number of stages of the resonator to steep the attenuation characteristics with a small number of stages, and as a result, the electromagnetic field coupling type filter can be miniaturized. can. Also in Non-Patent Documents 1 to 3 and Patent Document 1, an attenuation pole is generated outside the passband near the passband.

特開平５−９５２０２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-95202

清水彩加、石崎俊雄、“電磁界結合型２分の１波長共振器フィルタにおける減衰極制御方法”、信学技報、一般社団法人電子情報通信学会、ＭＷ２０１６−１６１、２０１６年１２月Kiyomizuka, Toshio Ishizaki, "Attenuation pole control method in electromagnetic field coupling type half wavelength resonator filter", Shingaku Giho, Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, MW2016-161, December 2016 清水彩加、石崎俊雄、“電磁界結合型２分の１波長共振器フィルタの通過帯域設計に関する基礎検討”、信学技報、一般社団法人電子情報通信学会、ＭＷ２０１７−１２、２０１７年１２月Kiyomizuka, Toshio Ishizaki, "Basic Study on Passband Design of Electromagnetic Field Coupled Half Wavelength Resonator Filter", Shingaku Giho, Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, MW2017-12, December 2017 Ayaka Shimizu、Toshio Ishizaki、“A Novel Half-Wavelength Coupled-Resonator Filter with Multiple Attenuation Poles”、2018 48th European Microwave Conference (EuMC)、Sep. 2018Ayaka Shimizu, Toshio Ishizaki, “A Novel Half-Wavelength Coupled-Resonator Filter with Multiple Attenuation Poles”, 2018 48th European Microwave Conference (EuMC), Sep. 2018 G.L.Matthaei、L.Young、E.M.T.Jones、“Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures”、Artech House、1980(1964)G.L.Matthaei, L.Young, E.M.T.Jones, “Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures”, Artech House, 1980 (1964)

２分の１波長共振器を用い通過帯域の近傍の通過帯域外に減衰極を生成した電磁界結合型フィルタとして、図７に示す回路構成の電磁界結合型フィルタ１０１をあげることができる。電磁界結合型フィルタ１０１は、複数個（ｎ個）の線路１０２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）が平行に配列され、それらが分布定数型共振器の２分の１波長共振器として隣接するもの同士が電磁界結合している。線路１０２_ｉの両端部は、負荷容量素子１０３_ｉ、１０４_ｉを介して終端されている。更に、線路１０２_ｉ（ｉは１からｎ−１までの整数）は、その両端部が、隣接する線路１０２_ｉ＋１の両端部と段間結合素子（図においては段間結合容量素子）１０５_{ｉ，ｉ＋１}、１０６_{ｉ，ｉ＋１}を介してそれぞれ電気的に接続される。両外の２個の線路１０２_１、１０２_ｎは、入出力結合素子（図においては入出力結合容量素子）１０７、１０７’を介してその外の入出力端子１０８、１０８’とそれぞれ電気的に接続される。負荷容量素子１０３_ｉ、１０４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子１０５_{ｉ，ｉ＋１}、１０６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）は集中定数素子である。段間結合素子１０５_{ｉ，ｉ＋１}、１０６_{ｉ，ｉ＋１}は、多くの場合、段間結合容量素子である。入出力結合素子１０７、１０７’は集中定数素子（多くの場合は、容量素子）とすることができるが、電磁界結合を行う素子とすることも可能である。 As an electromagnetic field-coupled filter in which an attenuation pole is generated outside the passband near the passband using a half-wavelength resonator, the electromagnetic field-coupled filter 101 having the circuit configuration shown in FIG. 7 can be mentioned. In the electromagnetic field coupling type filter 101, a plurality of (n) lines 102 _i (i is an integer from 1 to n) are arranged in parallel, and these are used as a half wavelength resonator of a distributed constant type resonator. Adjacent objects are electromagnetically coupled. Both ends of the line 102 _i are terminated via _{load capacitance elements 103 i} and 104 _i. Further, the line 102 _i (i is an integer from 1 to n-1) has both ends of the adjacent line 102 _{i + 1} and an interstage coupling element (interstage coupling capacitance element in the figure) 105 _i, They are electrically connected via _{i + 1} , 106 _{i, and i + 1, respectively.} The two _{outer lines 102 1} and 102 _n are electrically connected to the other input / output terminals 108 and 108'via the input / output coupling elements (input / output coupling capacitance elements in the figure) 107 and 107', respectively. Be connected. The load capacitance elements 103 _i , 104 _i (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling elements 105 _{i, i + 1} , 106 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) are lumped constant elements. .. The interstage coupling elements 105 _{i, i + 1} , 106 _{i, i + 1} are often interstage coupling capacitance elements. The input / output coupling elements 107 and 107'can be lumped constant elements (in many cases, capacitive elements), but can also be elements that perform electromagnetic field coupling.

電磁界結合型フィルタ１０１では、線路１０２_ｉの分布定数によって決まる通過帯域の中心周波数が負荷容量素子１０３_ｉ、１０４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）により調整され所要の値まで下げられるようにすることができる。また、電磁界結合型フィルタ１０１では、段間結合素子１０５_{ｉ，ｉ＋１}、１０６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の各々の素子値（回路定数）により複数個の減衰極周波数の値を調整することができる。そのため、負荷容量素子１０３_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子１０５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の素子値が各段で互いに独立に設定でき、負荷容量素子１０４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子１０６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の素子値が各段で互いに独立に設定できれば、多くの減衰極を設けることが可能である。 In the electromagnetic field coupled filter 101, line 102 _i load center frequency of the pass band determined by the distributed constant of the capacitor ₁₀₃ i, ₁₀₄ i as (i is an integer from 1 to n) is reduced to a required value is adjusted by Can be. Further, in the electromagnetic field coupling type filter 101, a plurality of attenuation poles are used depending on the element values (circuit constants) of the _{interstage coupling elements 105 i, i + 1} , 106 _{i, i + 1 (i is an integer from 1 to n-1).} The frequency value can be adjusted. Therefore, the element values of the load capacitance element 103 _i (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling elements 105 _{i and i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) can be set independently for each stage. If the element values of the load capacitance element 104 _i (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling element 106 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) can be set independently for each stage. It is possible to provide many damping poles.

一方、４分の１波長共振器の電磁界結合型フィルタは、電磁界結合型フィルタ１０１において線路１０２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）を約半分の長さにし負荷容量素子１０４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子１０６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）を省略して線路１０２_ｉの他端を短絡することで構築することができるが、負荷容量素子１０４_ｉ及び段間結合素子１０６_{ｉ，ｉ＋１}が省略されるので、減衰極の数は２分の１波長共振器よりも少ない。本願の発明者の実験では、減衰極の最多の数は、２分の１波長共振器で２ｎ−１個、４分の１波長共振器でｎ−１個である。減衰極の数が多ければ、通過帯域から減衰極周波数までの幅を小さくして急峻な減衰特性を得つつ通過帯域外におけるリップルの高さを抑えることができ、それにより共振器の段数を少なくすることができる。 On the other hand, in the electromagnetic field coupling type filter of the quarter wavelength resonator, the line 102 _i (i is an integer from 1 to n) is reduced to about half the length in _{the electromagnetic field coupling type filter 101, and the load capacitance element 104 i} ( It can be constructed by omitting the interstage coupling elements 106 _{i and i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) and short-circuiting the other end of the _{line 102 i (i is an integer from 1 to n).} However, since the load capacitance element 104 _i and the interstage coupling element 106 _{i, i + 1} are omitted, the number of attenuation poles is smaller than that of the half wavelength resonator. In the experiment of the inventor of the present application, the maximum number of attenuation poles is 2n-1 for a half-wavelength resonator and n-1 for a quarter-wavelength resonator. If the number of attenuation poles is large, the width from the passband to the attenuation pole frequency can be reduced to obtain steep attenuation characteristics while suppressing the height of ripple outside the passband, thereby reducing the number of resonator stages. can do.

よって、２分の１波長共振器を用いた電磁界結合型フィルタは、多くの減衰極を設けることで共振器の段数を少なくし、線路１０２_ｉの長さの差をカバーして４分の１波長共振器の電磁界結合型フィルタに近いサイズの小型のものにすることが可能であり、或いはそれよりも小さなサイズの小型のものにすることも可能である。 Therefore, the electromagnetic field coupling type filter using the half wavelength resonator reduces the number of stages of the resonator by providing many attenuation poles, and covers the difference in the length of _{the line 102 i for 4 minutes.} It is possible to make a small one having a size close to that of the electromagnetic field coupling type filter of the one-wavelength resonator, or it is possible to make a small one having a size smaller than that.

しかしながら、電磁界結合型フィルタ１０１は、通過帯域において旧来の（例えば、非特許文献４に記載の）チェビシェフ特性又はバターワース特性を持つようにするならば、負荷容量素子１０３_ｉ、１０４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子１０５_{ｉ，ｉ＋１}、１０６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）などの素子値には制約があり、減衰極を多く設けるために単純に各々の素子値を互いに独立に設定できるというものではない。 However, if the electromagnetic field coupling type filter 101 is to have the conventional Chebyshev characteristic or Butterworth characteristic (for example, described in Non-Patent Document 4) in the pass band, the load capacitance elements 103 _i and 104 _i (i are). There are restrictions on element values such as (integer from 1 to n) and interstage coupling elements 105 _{i, i + 1} , 106 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1), so that many attenuation poles are provided. It is not simply possible to set each element value independently of each other.

本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、２分の１波長共振器を用いることで無負荷Ｑ値が高く、しかも多くの減衰極を設けることができる電磁界結合型フィルタを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above reasons, and an object of the present invention is an electromagnetic field coupling in which a no-load Q value is high and many attenuation poles can be provided by using a half-wavelength resonator. To provide a type filter.

上記目的を達成するために、請求項１に記載の電磁界結合型フィルタは、分布定数型共振器の２分の１波長共振器として隣接するもの同士が電磁界結合し平行に配列された３個以上の複数個の線路と、各々の前記線路の一端部を終端する集中定数素子の第１負荷容量素子と、各々の前記線路の他端部を終端する集中定数素子の第２負荷容量素子と、各々の隣接する前記線路の前記一端部同士を電気的に接続する集中定数素子の第１段間結合素子と、各々の隣接する前記線路の前記他端部同士を電気的に接続する集中定数素子の第２段間結合素子と、両外の前記線路とその外の入出力端子とを電気的に接続する２個の入出力結合素子と、を備え、前記複数個の線路の集合体は、その中心に対して非対称である。 In order to achieve the above object, in the electromagnetic field coupling type filter according to claim 1, adjacent ones are electromagnetically coupled to each other as a half wavelength resonator of a distributed constant type resonator and arranged in parallel. A plurality of lines, a first load capacitance element of a lumped constant element that terminates one end of each of the lines, and a second load capacitance element of a lumped constant element that terminates the other end of each of the lines. And the first-stage coupling element of the lumped constant element that electrically connects the one ends of the adjacent lines, and the concentration that electrically connects the other ends of the adjacent lines. An aggregate of the plurality of lines including a second-stage coupling element of a constant element and two input / output coupling elements that electrically connect the outer lines and the input / output terminals outside the two. Is asymmetric with respect to its center.

請求項２に記載の電磁界結合型フィルタは、請求項１に記載の電磁界結合型フィルタにおいて、前記複数個の線路の特性インピーダンスは、前記中心に対して非対称である。 The electromagnetic field-coupled filter according to claim 2 is the electromagnetic field-coupled filter according to claim 1, wherein the characteristic impedances of the plurality of lines are asymmetric with respect to the center.

請求項３に記載の電磁界結合型フィルタは、請求項２に記載の電磁界結合型フィルタにおいて、前記複数個の線路の幅は、前記中心に対して非対称である。 The electromagnetic field-coupled filter according to claim 3 is the electromagnetic field-coupled filter according to claim 2, wherein the widths of the plurality of lines are asymmetric with respect to the center.

請求項４に記載の電磁界結合型フィルタは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電磁界結合型フィルタにおいて、前記複数個の線路同士の間隔は、前記中心に対して非対称である。 The electromagnetic field-coupled filter according to claim 4 is the electromagnetic field-coupled filter according to any one of claims 1 to 3, wherein the distance between the plurality of lines is asymmetric with respect to the center. be.

本願発明の電磁界結合型フィルタによれば、２分の１波長共振器を用いることで無負荷Ｑ値が高く、しかも多くの減衰極を設けることができる。 According to the electromagnetic field coupling type filter of the present invention, the no-load Q value is high and many attenuation poles can be provided by using the half-wavelength resonator.

本発明の実施形態に係る電磁界結合型フィルタを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the electromagnetic field coupling type filter which concerns on embodiment of this invention. 同上の電磁界結合型フィルタの線路の数が３個の場合を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the case where the number of lines of the electromagnetic field coupling type filter of the same is three. 同上の電磁界結合型フィルタの線路の数が３個の場合の例を示す平面図である。It is a top view which shows the example of the case where the number of lines of the electromagnetic field coupling type filter of the same is three. 同上の電磁界結合型フィルタの等価回路図である。It is the equivalent circuit diagram of the above-mentioned electromagnetic field coupling type filter. 同上の電磁界結合型フィルタの線路の数が３個の場合の等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram in the case where the number of lines of the electromagnetic field coupling type filter of the above is three. 同上の電磁界結合型フィルタのシミュレーションによるフィルタ特性を示すグラフである。It is a graph which shows the filter characteristic by the simulation of the electromagnetic field coupling type filter of the same above. 従来の電磁界結合型フィルタを示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the conventional electromagnetic field coupling type filter.

以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。本発明の実施形態に係る電磁界結合型フィルタ１は、図１及び図２に示すように、３個以上の複数個（ｎ個）の線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と、各々の線路２_ｉに対応して設けられる第１負荷容量素子３_ｉと、同じく各々の線路２_ｉに対応して設けられる第２負荷容量素子４_ｉと、各々の隣接する線路２_ｉ、２_ｉ＋１（ｉは１からｎ−１までの整数）間（つまり段間）に対応して設けられる第１段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}と、同じく各々の隣接する線路２_ｉ、２_ｉ＋１（ｉは１からｎ−１までの整数）間（つまり段間）に対応して設けられる第２段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}と、２個の入出力結合素子７、７’と、を備えている。また、電磁界結合型フィルタ１は、２個の入出力端子８、８’を備えている。なお、符号中の下付き文字ｉは、電磁界結合型フィルタ１中の所定番目の段を示すものである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIGS. 1 and 2, the electromagnetic field coupling type filter 1 according to the embodiment of the present invention includes three or more (n) lines 2 _i (i is an integer from 1 to n). a first load capacitor element 3 _i provided corresponding to each of the line 2 _i, also a second load capacitor element 4 _i provided corresponding to each of the line 2 _i, each adjacent line 2 _{i, The first interstage coupling elements 5 i and i + 1} provided corresponding to 2 _{i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) (that is, between stages) and the adjacent lines 2 _i and 2 _{i + 1} (also adjacent to each other) _{i includes a second interstage coupling element 6 i, i + 1} provided corresponding to an interval (that is, an integer from 1 to n-1) (that is, an interstage), and two input / output coupling elements 7, 7'. ing. Further, the electromagnetic field coupling type filter 1 includes two input / output terminals 8 and 8'. The subscript i in the reference numeral indicates a predetermined stage in the electromagnetic field coupling type filter 1.

複数個の線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）は、平行に配列され、それらが分布定数型共振器の２分の１波長共振器として隣接するもの同士が電磁界結合している。 A plurality of lines 2 _i (i is an integer from 1 to n) are arranged in parallel, and adjacent ones are electromagnetically coupled to each other as a half wavelength resonator of a distributed constant type resonator. ..

複数個の線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の集合体は、その中心に対して非対称である。ｎが奇数の場合は、端から（ｎ＋１）／２番目の線路２_ｉ（ｉは（ｎ＋１）／２）の中心が集合体の中心であり、ｎが偶数の場合は、端からｎ／２番目の線路２_ｉ（ｉはｎ／２）と（ｎ／２）＋１番目の線路２_ｉ（ｉは（ｎ／２）＋１）の間隔の中心が集合体の中心である。例えば、３個の線路２_ｉ（ｉは１から３までの整数）の集合体の場合は、線路２_２の中心が集合体の中心であり、４個の線路２_ｉ（ｉは１から４までの整数）の集合体の場合は、線路２_２と線路２_３の間隔の中心が集合体の中心である。 The aggregate of a plurality of lines 2 _i (i is an integer from 1 to n) is asymmetric with respect to its center. When n is odd, _{the center of the second line 2 i} (i is (n + 1) / 2) from the end is the center of the aggregate, and when n is even, n / 2 from the end. The center of the interval between the second line 2 _i (i is n / 2) and (n / 2) + the first line 2 _i (i is (n / 2) +1) is the center of the aggregate. For example, in _{the case of an aggregate of three lines 2 i} (i is an integer from 1 to 3), _{the center of the line 2 2 is} the center of the aggregate, and four lines 2 _i (i are 1 to 4). for a collection of integers) to a center of the aggregate center of the interval of the line 2 ₂ and line 2 _3.

複数個の線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の集合体をその中心に対して非対称にするためには、複数個の線路２_ｉの特性インピーダンスを集合体の中心に対して非対称にすることができる。つまり、ｎが奇数の場合は、線路２_ｉ（ｉは（ｎ＋１）／２以外の１からｎまでの整数）の特性インピーダンスと線路２_{ｎ＋１−ｉ}の特性インピーダンスを互いに違えるようにし、ｎが偶数の場合は、線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の特性インピーダンスと線路２_{ｎ＋１−ｉ}の特性インピーダンスを互いに違えるようにすることができる。 In order to make an aggregate of a plurality of lines 2 _i (i is an integer from 1 to n) asymmetric with respect to its center, the characteristic impedance of the _{plurality of lines 2 i is asymmetric with respect to the center of the aggregate.} Can be. That is, when n is an odd number, _{the characteristic impedance of the line 2 i} (i is an integer from 1 to n other than (n + 1) / 2) and the characteristic impedance of the line 2 _{n + 1-i} are different from each other, and n is an even number. In the case of, _{the characteristic impedance of the line 2 i} (i is an integer from 1 to n) and the characteristic impedance of the line 2 _{n + 1-i} can be made different from each other.

線路の特性インピーダンスは、例えば、線路の幅を変えることによって変えることが出来る。 The characteristic impedance of the line can be changed, for example, by changing the width of the line.

例えば、図３（ａ）、（ｂ）は、誘電体基板９Ａを用いて３個の線路２_ｉ（ｉは１から３までの整数）を備えるストリップ型の電磁界結合型フィルタ１を構成するものである。誘電体基板９Ａ上には、金属層により、線路２_ｉが形成され、各素子の取り付け及び接続のために接地用のランド９Ｂと入出力用のランド９Ｃが形成されている。図３（ａ）では、線路２_１の幅、線路２_２の幅、線路２_３の幅を順番に変えており、それにより線路２_１の幅と線路２_３の幅を互いに違えるようにしている。 For example, FIGS. 3 (a) and 3 (b) constitute a strip-type electromagnetic field-coupled filter 1 having three _{lines 2 i (i is an integer from 1 to 3) using a dielectric substrate 9A.} It is a thing. _{A line 2i} is formed on the dielectric substrate 9A by a metal layer, and a land 9B for grounding and a land 9C for input / output are formed for mounting and connecting each element. In FIG. 3 (a), line 2 _first width, line 2 ₂ of width, and changing the width of the line 2 ₃ sequentially, thereby to the width of the line 2 _first width and the line 2 ₃ would affect each other There is.

また、複数個の線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の集合体をその中心に対して非対称にするためには、複数個の線路２_ｉの同士の間隔を集合体の中心に対して非対称にすることができる。つまり、ｎが奇数の場合は、線路２_ｉ（ｉは１からｎ−１までの整数）と線路２_ｉ＋１の間隔と線路２_{ｎ＋１−ｉ}と線路２_ｎ−ｉの間隔を互いに違えるようにし、ｎが偶数の場合は、線路２_ｉ（ｉはｎ／２以外の１からｎ−１までの整数）と線路２_ｉ＋１の間隔と線路２_{ｎ＋１−ｉ}と線路２_ｎ−ｉの間隔を互いに違えるようにすることができる。 Further, in order to make an aggregate of a plurality of lines 2 _i (i is an integer from 1 to n) asymmetric with respect to the center thereof _{, the distance between the plurality of lines 2 i} should be set at the center of the aggregate. On the other hand, it can be asymmetric. That is, when n is an odd number, _{the distance between the line 2 i} (i is an integer from 1 to n-1) and the line 2 _{i + 1 and} the distance between the line 2 _{n + 1-i} and the line 2 _n-i are different from each other. When n is even, _{the distance between the line 2 i} (i is an integer from 1 to n-1 other than n / 2) and the line 2 _{i + 1 and} the distance between the line 2 _{n + 1-i} and the line 2 _n-i are different from each other. Can be done.

例えば、図３（ｂ）では、線路２_１と線路２_２の間隔と線路２_２と線路２_３の間隔を互いに違えるようにしている。 For example, in FIG. 3 (b), and the spacing of the line _{2 1} and the line _{2 2} spacing and line _{2 2} and line _{2 3} would affect each other.

次に、第１負荷容量素子３_ｉ及び第２負荷容量素子４_ｉを説明する。第１負荷容量素子３_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）は、それを介して線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の一端部を終端するものである。第２負荷容量素子４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）は、それを介して線路２_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の他端部を終端するものである。第１負荷容量素子３_ｉと第２負荷容量素子４_ｉは、集中定数素子である。 Next, the first load capacitance element _3i and the second load capacitance element _4i will be described. The first load capacitance element 3 _i (i is an integer _{from 1 to n) terminates one end of the line 2 i} (i is an integer from 1 to n) via the first load capacitance element 3 i (i is an integer from 1 to n). The second load capacitance element 4 _i (i is an integer from 1 to n) terminates the other end of _{the line 2 i (i is an integer from 1 to n) via the second load capacitance element 4 i (i is an integer from 1 to n).} The first load capacitance element _3i and the second load capacitance element _4i are lumped constant elements.

第１段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）は、それを介して各々の隣接する線路２_ｉと線路２_ｉ＋１（ｉは１からｎ−１までの整数）の一端部同士を電気的に接続するものである。第２段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）は、それを介して各々の隣接する線路２_ｉと線路２_ｉ＋１（ｉは１からｎ−１までの整数）の他端部同士を電気的に接続するものである。第１段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}と第２段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}は、集中定数素子である。第１段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}と第２段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}は、多くの場合、段間結合容量素子である。 The first-stage coupling elements 5 _{i and i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) are connected to the adjacent line 2 _i and line 2 _{i + 1} (i is an integer from 1 to n-1). ) Are electrically connected to each other. The second-stage coupling elements 6 _{i and i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) are connected to the adjacent line 2 _i and line 2 _{i + 1} (i is an integer from 1 to n-1). ) Are electrically connected to each other. The first-stage coupling elements 5 _{i and i + 1} and the second-stage coupling elements 6 _{i and i + 1} are lumped constant elements. The first interstage coupling elements 5 _{i, i + 1} and the second interstage coupling elements 6 _{i, i + 1} are often interstage coupling capacitance elements.

２個の入出力結合素子７、７’は、それを介して両外の２個の線路２_１、２_ｎとその外の２個の入出力端子８、８’をそれぞれ電気的に接続するものである。入出力結合素子７、７’は集中定数素子（多くの場合は、容量素子）とすることができるが、電磁界結合を行う素子とすることも可能である。 The two input / output coupling elements 7 and 7'electrically connect the two outer lines 2 ₁ and 2 _n and the other two input / output terminals 8 and 8', respectively, via the two input / output coupling elements 7 and 7'. It is a thing. The input / output coupling elements 7 and 7'can be lumped constant elements (in many cases, capacitive elements), but can also be elements that perform electromagnetic field coupling.

次に、電磁界結合型フィルタ１のフィルタ特性について説明する。電磁界結合型フィルタ１は、通過帯域（通過帯域の近傍も含む）のフィルタ特性を解析するために、図４及び図５に示すように記載することができる。入出力端子８には、入力インピーダンス素子１０_０が接続され、入出力端子８’には出力インピーダンス素子１０_ｎ＋１が接続されている。電磁界結合型フィルタ１は、ｎ個の並列共振器１０_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）を入出力端子８から入出力端子８’にかけて順に有している。並列共振器１０_ｉは、並列の容量値とインダクタンス値をＣ_ｉ、Ｌ_ｉとすると、共振角周波数ω_０が次の式（１）で表される。

全ての並列共振器１０_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）について、共振角周波数ω_０が共通する。 Next, the filter characteristics of the electromagnetic field coupling type filter 1 will be described. The electromagnetic field coupling type filter 1 can be described as shown in FIGS. 4 and 5 in order to analyze the filter characteristics of the pass band (including the vicinity of the pass band). The output terminal 8 is connected to an input impedance element 10 _0, the output impedance element 10 n _{+ 1} is connected to the output terminal 8 '. The electromagnetic field coupling type filter 1 has n parallel resonators 10 _i (i is an integer from 1 to n) in order from the input / output terminal 8 to the input / output terminal 8'. Parallel resonator 10 _i is the parallel capacitance and inductance values C _i, when the L _i, the resonance angular frequency omega ₀ is expressed by the following equation (1).

_{The resonance angular frequency ω 0} is common to all parallel resonators 10 _i (i is an integer from 1 to n).

電磁界結合型フィルタ１は、（ｎ＋１）個のＪインバータ１１_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは０からｎまでの整数）を並列共振器１０_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の前後及び段間に有している。つまり、例えば、Ｊインバータ１１_０，１を、入力インピーダンス素子１０_０と並列共振器１０_１の間、Ｊインバータ１１_１，２を、並列共振器１０_１と並列共振器１０_２の間に有し、Ｊインバータ１１_{ｎ，ｎ＋１}を、並列共振器１０_ｎと出力インピーダンス素子１０_ｎ＋１の間に有している。 The electromagnetic field coupling type filter 1 has (n + 1) J inverters 11 _{i, i + 1} (i is an integer from 0 to n _{) before and after the parallel resonator 10 i} (i is an integer from 1 to n) and between stages. Have in. That is, for example, a J inverter _{11 0,1,} between the input impedance element 10 ₀ parallel resonator 10 _1, a J inverter _{11 1,} between the parallel resonators 10 ₁ and the parallel resonator 10 ₂ , J inverter 11 _{n, n + 1} is provided between the parallel resonator 10 _n and the output impedance element 10 _{n + 1} .

Ｊインバータ１１_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは０からｎまでの整数）のサセプタンスの値をＪ_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは０からｎまでの整数）とすると、Ｊ_{ｉ，ｉ＋１}は、電磁界結合型フィルタ１が適正なフィルタとして機能するためには、次の式（２）を満たす必要がある。

ここで、ＦＢＷは、比帯域幅（＝Δω／ω_０）である（なお、Δωは角周波数の帯域幅である）。ω_Ｃ´は、角周波数の規格化定数（詳しくは、原型ローパスフィルタの遮断角周波数）である。ｇ_ｉは、所要のフィルタ特性（例えば、チェビシェフ特性やバターワース（最大平坦）特性など）を決める基本パラメータである。Ｇ_Ｓは、入力インピーダンス素子１０_０のコンダクタンスの値、Ｇ_Ｌは、出力インピーダンス素子１０_ｎ＋１のコンダクタンスの値である。なお、式（２）の詳細な説明は、本願発明の要旨ではないので省略するが、必要ならば非特許文献４を参照することができる。 Assuming that the susceptance value of J inverter 11 _{i, i + 1} (i is an integer from 0 to n) is J _{i, i + 1} (i is an integer from 0 to n), J _{i, i + 1} is an electromagnetic field coupling type filter 1. In order for to function as an appropriate filter, it is necessary to satisfy the following equation (2).

Here, FBW is the specific bandwidth (= Δω / ω ₀ ) (where Δω is the bandwidth of the angular frequency). omega _{C 'is} the angular frequency of the normalization constant (more specifically, the original cut-off angular frequency of the low-pass filter) is. g _i is the required filter characteristics (e.g., Chebyshev characteristics and Butterworth (maximally flat) characteristic, etc.) is a basic parameter for determining the. G _S is the conductance value of the input impedance element 10 _{0, G L} is the conductance value of the output impedance element _{10 n + 1.} The detailed description of the formula (2) is omitted because it is not the gist of the present invention, but Non-Patent Document 4 can be referred to if necessary.

ここで、通過帯域においては、電磁界結合型フィルタ１をチェビシェフ特性又はバターワース特性を持つようにするならば、Ｊ_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは０からｎまでの整数）は、電磁界結合型フィルタ１の中心に対して対称にする必要がある。つまり、Ｊ_{ｉ，ｉ＋１}はＪ_{ｎ−ｉ，ｎ−ｉ＋１}と同じ値（例えば、Ｊ_０，１とＪ_{ｎ，ｎ＋１}を同じ値、Ｊ_１，２とＪ_{ｎ−１，ｎ}を同じ値）にする必要がある。 Here, in the pass band, if the electromagnetic field coupling type filter 1 is to have the Chebyshev characteristic or the Butterworth characteristic, Ji _{, i + 1} (i is an integer from 0 to n) is the electromagnetic field coupling type filter 1. Must be symmetrical with respect to the center of. That is, J _{i, i + 1} has the _{same value as J n-i, n-i + 1} (for example, J ₀ , 1 and J _{n, n + 1} have the same value, J ₁ , 2 and J _{n-1, n} have the same value). There is a need to.

一方、電磁界結合型フィルタ１の負荷容量素子３_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）及び段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）と負荷容量素子４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）及び段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の各段のサセプタンスは、分かれて一部が並列共振器１０_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）のサセプタンスの一部となり、一部がＪインバータ１１_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは０からｎまでの整数）の一部となる。 On the other hand, the load capacitance element 3 _i (i is an integer from 1 to n), the interstage coupling elements 5 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) and the load capacitance element 4 of the electromagnetic field coupling type filter 1. _{The susceptance of each stage of i} (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling elements 6 _{i and i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) is divided and partly parallel resonator 10 _i ( i is part of the susceptance of (integer from 1 to n), and part is part of J inverter 11 _{i, i + 1} (i is an integer from 0 to n).

電磁界結合型フィルタ１は、線路２_ｉが上記のようにその集合体の中心に対して非対称であるから、並列共振器１０_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）の各々は、共振角周波数ω_０が共通していても、容量値Ｃ_ｉとインダクタンス値Ｌ_ｉは共通する必要がない。従って、負荷容量素子３_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）及び段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）と負荷容量素子４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）及び段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）は、各段の素子値（回路定数）が独立に設定可能である。 In the electromagnetic field coupling type filter 1, since the line 2 _i is asymmetric with respect to the center of the aggregate as described above, each of the parallel resonators 10 _i (i is an integer from 1 to n) has a resonance angle. even when the frequency ω ₀ is not common, the capacitance value C _i and inductance value L _i do not need to be common. Therefore, the load capacitance element 3 _i (i is an integer from 1 to n), the interstage coupling elements 5 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) and the load capacitance element 4 _i (i is an integer from 1 to n-1). The element values (circuit constants) of each stage can be set independently for the interstage coupling elements 6 _{i and i + 1 (i is an integer from 1 to n-1).}

一方、電磁界結合型フィルタ１は、通過帯域外において、負荷容量素子３_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）及び段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の各段と負荷容量素子４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）及び段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の各段で互いに異なる減衰極周波数で***振させることで、多くの減衰極を生成することができる。 On the other hand, in the electromagnetic field coupling type filter 1, the load capacitance element 3 _i (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling elements 5 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) are used outside the passband. ), The load capacitance element 4 _i (i is an integer from 1 to n), and the interstage coupling elements 6 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) have different decay pole frequencies. By anti-resonating with, many attenuation poles can be generated.

よって、電磁界結合型フィルタ１は、通過帯域においてチェビシェフ特性又はバターワース（最大平坦）特性を持つようにしても、負荷容量素子３_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の素子値が各段で互いに独立に設定でき、負荷容量素子４_ｉ（ｉは１からｎまでの整数）と段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１からｎ−１までの整数）の素子値が各段で互いに独立に設定できるので、通過帯域外において多くの減衰極を設けることが可能である。 Therefore, even if the electromagnetic field coupling type filter 1 has a Chebyshev characteristic or a Butterworth (maximum flatness) characteristic in the pass band, the load capacitance element 3 _i (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling element 5 _{The element values of i and i + 1} (i is an integer from 1 to n-1) can be set independently for each stage, and the load capacitance element 4 _i (i is an integer from 1 to n) and the interstage coupling element 6 _{i , I + 1} (i is an integer from 1 to n-1) can be set independently of each other in each stage, so that many attenuation poles can be provided outside the passband.

このように、電磁界結合型フィルタ１は、２分の１波長共振器を用いているので無負荷Ｑ値が高く、しかも、多くの減衰極の数を設けることができる。それにより、共振器の段数を少なくすることができ、小型にすることができる。 As described above, since the electromagnetic field coupling type filter 1 uses a half wavelength resonator, the no-load Q value is high, and a large number of attenuation poles can be provided. As a result, the number of stages of the resonator can be reduced, and the size can be reduced.

次に、電磁界結合型フィルタ１のシミュレーションについて説明する。この電磁界結合型フィルタ１は、３個の線路２_ｉ（ｉは１から３までの整数）を備えたストリップ型のもので、図３（ａ）に示した構成である。図６の曲線ａは、その結果であるフィルタ特性の通過特性（Ｓ２１）を示すものである。図６に示すように、電磁界結合型フィルタ１は、通過帯域においてチェビシェフ特性（曲線ｂで示す）を示し、通過帯域の中心周波数ｆ_０が２．４８５ＧＨｚ、帯域幅Δｆ（＝Δω／２π）が１３０ＭＨｚとなるようにできている。また、５個の減衰極ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４、ｆ_５を有し、ｆ_１が１．３５ＧＨｚ、ｆ_２が２．００ＧＨｚ、ｆ_３が３．０５ＧＨｚ、ｆ_４が５．０４ＧＨｚ、ｆ_５が５．４８ＧＨｚとなるようにできている。なお、減衰極ｆ_１、ｆ_２、ｆ_３、ｆ_４、ｆ_５の位置は、負荷容量素子３_ｉ（ｉは１から３までの整数）の素子値及び段間結合素子５_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１から２までの整数）の素子値と負荷容量素子４_ｉ（ｉは１から３までの整数）の素子値及び段間結合素子６_{ｉ，ｉ＋１}（ｉは１から２までの整数）の素子値を変えることにより移動させることができることが確認できている。 Next, the simulation of the electromagnetic field coupling type filter 1 will be described. The electromagnetic field coupling type filter 1 is _{a strip type having three lines 2 i} (i is an integer from 1 to 3), and has the configuration shown in FIG. 3 (a). The curve a in FIG. 6 shows the passing characteristic (S21) of the filter characteristic as a result. As shown in FIG. 6, the electromagnetic field coupling type filter 1 exhibits Chebyshev characteristics (indicated by curve b) in the passband, the center frequency f ₀ of the passband is 2.485 GHz, and the bandwidth Δf (= Δω / 2π). Is designed to be 130 MHz. It also has five attenuation poles f ₁ , f ₂ , f ₃ , f ₄ , and f ₅ , where f ₁ is 1.35 GHz, f ₂ is 2.00 GHz, f ₃ is 3.05 GHz, and f ₄ is 5. It is designed so that .04 GHz and f _{5 are 5.48 GHz.} The positions of the damping poles f ₁ , f ₂ , f ₃ , f ₄ , and f ₅ are the element values of the load capacitance element 3 _i (i is an integer from 1 to 3) and the interstage coupling element 5 _{i, i + 1} ( Element value of i is an integer from 1 to 2) and element value of load capacitance element 4 _i (i is an integer from 1 to 3) and interstage coupling element 6 _{i, i + 1} (i is an integer from 1 to 2) It has been confirmed that it can be moved by changing the element value of.

以上、本発明の実施形態に係る電磁界結合型フィルタについて説明したが、本発明は、上述の実施形態に記載したものに限られることなく、特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。 Although the electromagnetic field coupling type filter according to the embodiment of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the one described in the above-described embodiment, but is within the scope of the claims. Various design changes are possible.

１ 電磁界結合型フィルタ
２_ｉ 線路
３_ｉ 第１負荷容量素子
４_ｉ 第２負荷容量素子
５_{ｉ，ｉ＋１} 第１段間結合素子
６_{ｉ，ｉ＋１} 第２段間結合素子
７、７’ 入出力結合素子
８、８’ 入出力端子
９Ａ 誘電体基板
９Ｂ 接地用のランド
９Ｃ 入出力用のランド 1 Electromagnetic field coupling type filter 2 _i line 3 _i 1st load capacitance element 4 _i 2nd load capacitance element 5 _{i, i + 1} 1st stage coupling element 6 _{i, i + 1} 2nd stage coupling element 7, 7'I / O coupling Element 8, 8'I / O terminal 9A Dielectric board 9B Land for grounding 9C Land for input / output

Claims (4)

分布定数型共振器の２分の１波長共振器として隣接するもの同士が電磁界結合し平行に配列された３個以上の複数個の線路と、
各々の前記線路の一端部を終端する集中定数素子の第１負荷容量素子と、
各々の前記線路の他端部を終端する集中定数素子の第２負荷容量素子と、
各々の隣接する前記線路の前記一端部同士を電気的に接続する集中定数素子の第１段間結合素子と、
各々の隣接する前記線路の前記他端部同士を電気的に接続する集中定数素子の第２段間結合素子と、
両外の前記線路とその外の入出力端子とを電気的に接続する２個の入出力結合素子と、
を備え、
前記複数個の線路の集合体は、その中心に対して非対称である電磁界結合型フィルタ。 As a half-wavelength resonator of a distributed constant type resonator, three or more lines in which adjacent ones are electromagnetically coupled and arranged in parallel, and a plurality of lines.
The first load capacitance element of the lumped constant element that terminates one end of each of the lines,
A second load capacitance element of a lumped constant element that terminates the other end of each of the lines,
A first-stage coupling element of a lumped constant element that electrically connects one end of each adjacent line,
A second-stage coupling element of a lumped constant element that electrically connects the other ends of the adjacent lines,
Two input / output coupling elements that electrically connect the outer lines and the input / output terminals outside the two,
With
The aggregate of the plurality of lines is an electromagnetic field coupling type filter that is asymmetric with respect to its center. 請求項１に記載の電磁界結合型フィルタにおいて、
前記複数個の線路の特性インピーダンスは、前記中心に対して非対称である電磁界結合型フィルタ。 In the electromagnetic field coupling type filter according to claim 1,
An electromagnetic field coupling type filter in which the characteristic impedances of the plurality of lines are asymmetric with respect to the center. 請求項２に記載の電磁界結合型フィルタにおいて、
前記複数個の線路の幅は、前記中心に対して非対称である電磁界結合型フィルタ。 In the electromagnetic field coupling type filter according to claim 2,
An electromagnetic field coupling type filter in which the widths of the plurality of lines are asymmetric with respect to the center. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電磁界結合型フィルタにおいて、
前記複数個の線路同士の間隔は、前記中心に対して非対称である電磁界結合型フィルタ。 In the electromagnetic field coupling type filter according to any one of claims 1 to 3,
An electromagnetic field coupling type filter in which the distance between the plurality of lines is asymmetric with respect to the center.

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