JP2021135299A - Ｍｉｍｏレーダシステム - Google Patents

Abstract

【課題】容易に構成されるアンテナアレイを有するＭＩＭＯレーダシステムであって、レーダ対象の相対速度や測位角度を短時間の測定時間で高精度かつ大きな一義性範囲で決定することができるＭＩＭＯレーダシステムを提供する。【解決手段】本ＭＩＭＯレーダシステムは、制御評価装置と、角度分解方向（ｙ、ｚ）に互いに離間して配置された複数の送信アンテナを有する送信アレイと、前記角度分解方向に互いに離間して配置された複数の受信アンテナを有する受信アレイとを備え、前記送信アレイおよび前記受信アレイの各々におけるアンテナ間隔は、一義的な角度測定のためのナイキスト限界を下回るが、前記送信アレイおよび前記受信アレイの組み合わされたアンテナ間隔は、このナイキスト限界を上回るために構成されている。【選択図】図５

Description

本発明は、ＭＩＭＯレーダシステム、特に車両用のＭＩＭＯレーダシステムに関する。

レーダシステムは、より広い範囲で交通環境を検出するために車両に使用されており、車両または障害物などの位置測定された物体の距離、相対速度および方向角に関する情報を、車両を操縦する際の運転者の負担を軽減するか、または人間の運転者に完全に、または部分的に代替する、１つまたは複数の安全機能または快適機能に供給する。この際、高い角度分解能を達成するために、複数の送受信アンテナが使用されるＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ оｕｔｐｕｔ）システムの使用が増えている。

国際公開第２０１８／０７６００５号は、異なる種類のＭＩＭＯレーダシステムについて言及している。送信機および／または受信機は、異なる位置に配置することができる。仮想チャネルは、互いに直交する符号を使用して作成できる。チャネル分離のため、時分割多元接続方式であるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）や、周波数分割多元接続方式であるＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を用いることができる。

独国特許出願公開第１０２０１４２１２２８４号明細書から、送信に使用されるアンテナ素子の選択の点で異なる、様々な送信切換え状態に傾斜波の列が対応付けられ、時間的に互いに重なり合っている変調モデルで、送信信号が傾斜波状に周波数変調されるＭＩＭＯレーダ測定方法が知られている。一方、送信切換え状態には、時間的に互いに重なり合った複数の列が対応付けられている。列について得られた信号の二次元スペクトルのピーク位置に基づいて、所定の速度周期で周期性があるレーダ目標物の相対速度の値が決定される。送信切換え状態の列のスペクトルのスペクトル値の位相関係を、相対速度のそれぞれの周期値について予想される位相関係と比較し、その比較結果に基づいて相対速度の推定値が選択される。

米国特許出願公開第２０１７／０１６０３８０号明細書は、複数の送信アンテナが同時に送信するＭＩＭＯレーダシステムを記載している。擬似ランダム位相変調（ＰＲＰＭ、Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いて、それぞれの送信アンテナにルーティングされた信号の位相をランダムに変化させて、同時に放射された信号と受信された信号との間に直交性を得る。

複数の搬送波周波数を用いたデジタル変調方法は、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式として知られている。ＯＦＤＭ方式のレーダシステムへの使用がより一層検討されている。ＯＦＤＭ方式では、周波数帯域を直交する複数のサブバンドまたはサブキャリアに分割し（ＦＤＭ、ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ＯＦＤＭシンボルを順次送信する。ＯＦＤＭシンボルの送信信号は、シンボルの変調パターンにしたがって変調された、相互に直交するサブキャリア信号（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ ｓｉｇｎａｌｓ）で構成され、ＯＦＤＭシンボル周期内で同時に送信される。

出願人は既に、多重配列の繰り返し率が、一義的なドップラー測定のためのナイキスト限界を下回るため、相対速度の測定結果が高分解能でありながら多義的であるＭＩＭＯレーダシステムを提案している。この多義性を解消するために、提案された方法では、送信アレイの個々の送信アンテナに一義的に対応付けられる信号が、受信信号から再構成される多重分離法では、ドップラー効果による位相オフセットが適切に補正される場合にのみ、高品質な結果が得られることを利用している。しかし、このためには、当該物体の相対速度を知る必要がある。様々な多義性仮説を検査し、多重分離の際に最高の品質基準の信号を提供する仮説を選択することによって、多義性が解消される。

国際公開第２０１８／０７６００５号 独国特許出願公開第１０２０１４２１２２８４号明細書 米国特許出願公開第２０１７／０１６０３８０号明細書

本発明の課題は、容易に構成されるアンテナアレイを有するＭＩＭＯレーダシステムであって、レーダ対象の相対速度や測位角度を短時間の測定時間で高精度かつ大きな一義性範囲で決定することができるＭＩＭＯレーダシステムを提供することにある。

この課題は、本発明によれば、
− 角度分解方向に互いに離間して配置された複数の送信アンテナを有する送信アレイと、
− 角度分解方向に互いに離間して配置された複数の受信アンテナを有する受信アレイと、
− 制御評価装置と
を備えたＭＩＭＯレーダシステムによって解決され、
− 送信アレイおよび受信アレイのアンテナ間隔は、一義的な角度測定のためのナイキスト限界を上回るが（ナイキスト限界以下の空間周波数）、送信アレイおよび受信アレイを組み合わせたアンテナ間隔は、このナイキスト限界を下回り（ナイキスト限界以上の空間周波数）、
制御評価装置が、
− 繰り返し実施される複数の測定サイクルのそれぞれにおいて、複数の測定ブロックに分割される一連の送信信号を、送信アレイを介して送信し、各測定ブロック内で一様な多重化パターンが適用され、多重化パターンが測定ブロックごとに異なり、
− 各測定ブロックで受信した信号について、受信アレイに基づいてドップラー推定および角度推定を行い、
− ドップラー推定に基づいて受信信号のドップラー補正を行い、
− ドップラー補正された受信信号を復調し、
− 様々な送信アンテナから送信された信号の位相を考慮して、測定サイクルの様々な測定ブロックで受信された信号に基づいて、ドップラー推定および角度推定を改良する
ために構成されている。

本発明によって、ドップラー測定でなく、角度測定についてアンダーサンプリング、すなわちナイキスト限界以下のサンプリングが行われるという点で、以前に提案された方法が修正されている。このために、送信アレイの開口または受信アレイの開口のいずれかが、高い角度分離能力が得られるように選択されるが、そのために多義的な結果が得られる。送信アンテナおよび受信アンテナの様々な組合せを表す仮想アレイにおいて、個々のアンテナ間の隙間を埋めるように選択されており、一義的でありながら高分解能の結果が得られる。

しかし、仮想アレイに基づく角度推定では、受信信号の多重分離、すなわち、個々の送信アンテナに一義的に対応付けられる信号を再構成する必要があり、そのためには、ドップラー効果による位相の進行の補正が必要となる。

ここで提案されているシステムの特徴は、多重化パターンが繰り返される周期持続時間が、測定サイクルの全期間にわたり延伸しており、ひいては多数の測定ブロックを含むことである。高分解能で一義的なドップラー測定の目的のために、様々な測定ブロックで得られた信号は、測定サイクルの所与の合計持続時間について、正確なドップラー測定のために利用可能な測定時間が最大化されるように結合されてもよい。したがって、位置測定された物体の相対速度をより高い精度で決定することができる。これらの値はドップラー補正の基礎となるため、個々の送信アンテナから送信された信号の再構成（多重分離）の際に、より高い信号品質が得られ、これにより、アンテナアレイの所与の複雑さと、信号評価時の所与の計算量において、測定結果の全体的な精度が向上する。

本発明の有利な実施形態およびさらなる変形形態は、従属請求項から明らかになる。

延長された多重化周期を考慮して、延長された測定期間中に位置測定される物体の距離が変化することに起因する、信号評価時のマイグレーション効果を補正することが有利である。この目的のために、異なる測定ブロックで得られた信号について、位置測定された物体の距離および相対速度の推定値を表す信号ピークが全ての測定ブロックにおいて同じ位置で発生するように、多次元検出空間内で、相対速度および距離を表す座標を変換することができる。これにより、異なる測定ブロックで得られた信号を一緒に評価する場合に、マイグレーション効果が有害な影響を及ぼさないように補償される。

一実施形態では、レーダシステムは、ＦＭＣＷまたはチャープシーケンスレーダであり、このレーダでは、送信信号の周波数は、急峻な周波数傾斜波、いわゆるチャープの列に応じて変調され、その勾配は、傾斜波上のドップラー効果が無視できるほど大きく、ひいては、純粋な伝搬時間測定、すなわち距離測定が実行される。次に、ドップラー効果による傾斜波から傾斜波への位相シフトを評価して、相対速度の測定が行われる。

ＭＩＭＯの原理に応じて、異なる送信アンテナから送信される信号を互いに分離させる、適切な多重化および多重分離方法が必要とされる。ここで特に、符号分割多重化方式と時分割多重化方式が用いられる。

符号分割多重化では、送信アンテナから同時に送信される信号は、符号マトリクスで設定された直交符号または準直交符号で符号化されている。異なる送信アンテナへの符号分布は、各測定ブロック内では変化しないままであるが、測定ブロックごとに異なる。

完全な測定サイクルが、例えばそれぞれ送信アンテナについて異なる符号分布を設定するｎＭ測定ブロックを含む場合、異なる測定ブロックで受信された信号の位相は、ｎＭ成分を有するベクトルを形成する。正方符号マトリクスの場合、ｎＭは、送信アレイの同時送信アンテナ数に等しい。そして、受信した信号は、ベクトルに符号マトリクスの逆数を乗算することによって復号化できる。しかしながら、レーダ目標物で反射した際に符号化信号の直交性が維持されているか、少なくとも復元できることが前提条件となる。レーダ目標物の相対速度がゼロと異なる場合、ドップラー効果は、ある程度の直交性の妨害をもたらし、所定の送信アンテナに対する復号化信号が他の送信アンテナから発信される信号成分も含む結果となる。

よって、高い品質基準の測定結果を得るためには、受信した信号をドップラー効果に応じて補正する必要がある。

他の実施形態では、符号分割多重化方式の代わりに時分割多重化方式を使用することができる。その場合、各測定ブロックにおいて、送信アレイの単一の送信アンテナのみがアクティブであり、異なる送信アンテナ間は、固定パターンにしたがって測定ブロックごとに切り換えられる。ここで、個々のアンテナがアクティブ化される順序は、一般に、アンテナが送信アレイ内に立体的に配置される順序と同一ではない。したがって、レーダ目標物の相対的な動きは、信号が送信された時間オフセットに起因して、異なる送信アンテナから受信された信号間に特徴的な位相シフトをもたらし、これらの位相シフトは、信号が送信アレイの法線に対して特定の角度で放射される際に、角度に依存した伝搬時間差によって生じる位相シフトと区別される。この場合も、高分解能のドップラー測定に基づいて、相対運動に起因する位相誤差を補正することができる。

符号分割多重化および時分割多重化の組合せによって機能する本発明の実施形態も考えられる。

同様に、符号マトリクスが正方でない実施形態も考えられる。符号マトリクス（符号インスタンス）の列の数が送信アンテナの数よりも少ない場合、復号化時に過小決定方程式が得られるが、これは、（例えば、同時に位置測定されるレーダ目標物の数に関する）妥当性のある追加の仮定を用いて解くことができる。逆に、送信アンテナよりも多くの符号インスタンスが存在する場合には、過剰決定方程式が得られる。その場合、多義性分解能のより大きなロバスト性は、例えば、信号ノイズまたは他の干渉影響に対して得られる。

一実施形態では、受信アレイは、完全に閉塞していない大きい開口を有し、その結果受信アレイに基づく角度推定が高分解能であるが多義的であり、一方、送信アレイは、完全に閉塞しているが小さい開口を有し、したがってより低い分解能で一義的な角度測定を可能にする。しかし、他の実施形態では、送信アレイは大きい開口を有してもよく、受信アレイはより小さい開口を有してもよい。

以下に、実施例を図面に基づいて詳述する。

独立した距離および速度決定を行うＭＩＭＯレーダシステムのアナログ部の概略図である。 ＦＭＣＷ送信信号の周波数と送信信号の変調パターンを示す図である。 レーダシステムのアンテナアレイの図である。 レーダシステムの測位角度範囲の図である。 本発明の一実施形態にかかるデジタル信号評価装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態にかかるデジタル信号評価装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態にかかるデジタル信号評価装置のブロック図である。

図１〜図４に基づいて、送信信号の符号化が位相変調によって行われるＦＭＣＷ−ＭＩＭＯレーダシステムの一例として、高速チャープＭＩＭＯレーダシステムの一実施例を説明する。図１は、レーダシステムのアナログ部の構成を模式的に簡略化して示す。

周波数変調装置１０は、複数の送信アンテナ１４に対して周波数傾斜波の形態で同一の信号の列を生成する高周波発振器１２を制御する。複数の送信チャネルのそれぞれにおいて、増幅器１８に前置されているそれぞれの位相変調器１６が、符号生成器２２によって生成されたそれぞれの符号２０にしたがって信号の位相を変調する。位相変調された信号は、送信アンテナ１４の１つを介して放射される。物体２４で反射された送信信号は、複数の受信アンテナ２６で受信され、各受信チャネルでは、高周波発振器１２からの非位相変調信号成分とミキサ２８によって混合され、低周波数領域にもたらされる。そして、Ａ／Ｄ変換器３０により、通常の方法でＡ／Ｄ変換が行われる。

図２は、測定サイクル中に送信された信号の周波数推移を模式的に示している。その下には、送信信号が位相変調される符号ブロック３２のパターンが示されている。測定サイクルは、測定ブロック３２の数に分割されている。相対的に「速い」周波数傾斜波３４の列を有する「速いチャープ」の周波数変調パターンが使用され、その結果、距離および速度の評価を、例えば２次元フーリエ変換を用いて、互いに略独立して行うことができる。特に、傾斜波内のドップラーシフトを無視することができる。各周波数傾斜波３４は、持続時間Ｔ_Ｒを有する。

図２によると、個々の送信アンテナ１４に対する符号２０は、符号列Ｍに設定されている。符号マトリクスは、個々の送信アンテナに対する各信号に、当該符号２０の符号値Ａ、Ｂ、Ｃ、．．．を対応付ける。個々の符号値は、位相変調器１６が信号を変調する位相を定義する。符号インスタンスＩとも呼ばれる符号マトリクスの各列は、送信アンテナのそれぞれに特定の符号値を割り当て、それによって特定の位相変調を設定する符号分割多重化パターンを定義する。符号インスタンスの数は、同時に送信する送信アンテナの数に相当する。

各測定ブロック３２内では、符号インスタンス、ひいては多重化パターンは変化しないままであり、それぞれ次の測定ブロックへの移行時には、次の符号インスタンスに切り換えられる。符号インスタンスの数は、測定サイクル内の測定ブロック３２の数に等しい。

測定ブロック３２の列では、多重化パターンは、符号マトリクスＭの全ての符号インスタンスＩ＝１、．．．、ｍを経る。図２に示される例では、測定ブロック３２は、隙間なく連続し、クロックレート１／Ｔ_Ｍに相当する一様なブロック持続時間Ｔ_Ｍを有する。図２のインデックスＣ＃＝１．．．ｍは測定ブロックをカウントし、一方でインデックスＴＸ＝１．．．ｎ（ｎ＝ｍ）は送信アンテナをナンバリングする。符号マトリクスの符号２０は、互いに直交する（好ましくは完全に直交するか、または代替的に準直交する、すなわち、符号間の小さな相互相関である）。したがって、個々の送信アンテナの信号は符号によって符号化され、送信信号は、受信チャネルでの信号分離を可能にするために、互いに直交する。

他の実施形態では、測定ブロックは、同じ長さまたは異なる長さの間隔によって分離されてもよい。

図３に示すように、送信アンテナ１４は送信アレイ３６を形成し、受信アンテナ２６は受信アレイ３８を形成する。示された例では、両方のアレイは２次元であるため、方位角および仰角の両方でのＭＩＭＯ角度測定が可能である。

受信アレイ３８において、受信アンテナ２６は、角度分解方向ｙ、例えば方位角方向に等間隔に配置されている。個々の受信アンテナ間の距離が非常に大きいため、わずか数本のアンテナで大きな開口とそれに対応する高い角度分解能とが達成される。しかし、ここでアンテナからアンテナまでの距離がレーダ放射の波長の半分よりも大きいため、ナイキストの一義性基準を満たさない。

図４では、受信アレイ３８の平面に垂直な軸Ｘに対して、−θから＋θまでの角度を含むレーダセンサの視野が示されている。角度測定の結果は、測位角度が−θａから＋θａまでの著しく小さい間隔内にある場合にのみ一義的である。より大きい測位角度を除外できない場合、受信アンテナでの信号間の位相関係が同じである複数の角度があるため、測定は一義的でない。

図３に示す例では、受信アンテナ２６も仰角方向（角度分解方向ｚ）に等間隔に配置され、この方向においても、アンテナ間隔が大きいため、非一義的なアンダーサンプリングが行われる。

送信アレイ３６の送信アンテナ１４は、方位角方向に不均等な間隔で配置されているが、一義的な角度測定が可能となるように間隔が選択されている。しかし、開口は、受信アレイ３８の開口よりも著しく小さいため、角度分解能は低くなる。また、仰角方向では、送信アレイ３６は、小さな開口を有する一義的な角度測定のために構成されている。

図３は、送信アンテナから物体への信号と物体から受信アンテナへの信号の伝搬時間差が加算されるように、各受信アンテナ２６と各送信アンテナ１４とを組み合わせる場合に得られる合成アレイ４０をさらに示している。最終的に、レーダセンサの分解能を決定するのは、この仮想アレイ４０の開口である。しかし、受信アレイの多義性を解消できるように、各種送信アンテナ１４から発信される信号成分を受信信号において互いに分離する必要がある。

また、図３に示す例では、受信アンテナの各ｙ位置については、全てのｚ位置も受信アンテナによって占有されるため、受信アレイ３８内の２つの角度分解方向ｙおよびｚは、互いに分離されている。これに対し、送信アレイ３６は、いくつかのｙ位置（図３の右２つの位置）に対して、全てのｚ位置が占有されていない非分離型アレイの一例である。一般的に、分離アレイはデータ評価を容易にし、非分離アレイは必要となるアンテナ素子数が少ない。分離アレイと非分離アレイの決定は、送信側と受信側について、それぞれの要求に応じて異なって行うことができる。

また、アンテナ素子の（方位角および／または仰角における）等距離配置は、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の使用を可能にするため、データの評価を容易にする。他方で、アンテナの非等距離配置は、ここでは送信アンテナ１４の場合のように、一義的な角度範囲（図４）を所定の開口に対して最適化できるという利点を有する。

全体的に、ここに記載されたレーダシステムにおいては、等距離配置および非等距離配置、または分離配置および非分離配置の全ての組合せが考えられる。同様に、送信アレイが多義的な高分解能の角度測定のために構成されている一方で、受信アレイがより低い角度分解能を有する一義的な角度測定のために構成されている実施形態も可能である。

次に、図３によるアンテナアレイと、図２による多重化パターンで得られた受信信号を評価するための評価装置の一例について、図５を用いて説明する。

Ａ／Ｄ変換器３０から提供されるデジタルデータは、それぞれ完全な測定サイクルにわたってサンプリングされる。測定サイクル内に記録された（複素）信号値の総数は、受信アレイ３８の受信アンテナ２６の数ｎＲＸ、測定ブロックの数ｎＭ、各測定ブロック内の周波数傾斜波３４の繰り返しの数ｎｓ、および個々の周波数傾斜波３４上の走査点の数ｎｆの積によって与えられる。処理段階４２では、測定サイクルにわたってサンプリングされたデータは、４次元フーリエ変換（４Ｄ−ＦＦＴ）される。その結果、「方位角１」、「仰角１」、「ドップラー１」、「距離」の次元を持つ４次元スペクトルが得られる。「方位角１」の次元は、方位角方向に同一列に配置された受信アンテナ２６のデータに基づいて、方位角の測位角度範囲にわたる複素振幅の分布を示す。これに対応して、「仰角１」の次元は、仰角方向に同一列に配置された受信アンテナ２６のデータに基づいて、仰角範囲にわたる分布を示す。「ドップラー１」の次元は、周波数傾斜波のクロックレートｎｓ／Ｔ_Ｍ（傾斜波持続時間の逆数Ｔ_Ｒ）で「低速」走査によって得られたドップラースペクトルを示す。「方位角１」、「仰角１」の次元の結果は、それぞれのアンダーサンプリングのために多義的であることに注意する必要がある。「ドップラー１」の次元の結果は、選択されたクロックレートによって一義的であるが、個々の測定ブロックの持続時間が比較的短いため、小さい分解能のみを有する。「距離」の次元は、各周波数傾斜波３４上の「高速」走査に基づいた距離スペクトルを示す。この次元でも、結果は一義的である。各送信傾斜波について、個別のスペクトルが得られる。

４次元スペクトルでは、特定の座標位置に、位置測定された各レーダ目標物がピークとして表される。全てのレーダ目標物がレーダセンサに対して相対的に静止している時、連続する測定ブロックのそれぞれについて得られるパワースペクトルは互いに同一である。しかし、レーダ目標物の一つが非消失（ｎｏｎ−ｖａｎｉｓｈｉｎｇ）相対速度を有する場合、測定サイクルの期間にわたってこの物体の距離に顕著な変化が生じ得る。その後、スペクトル中のピークの距離座標の位置が測定ブロックごとにわずかに移動する、いわゆるマイグレーション効果が発生し、その移動の程度は相対速度に依存する。この効果は、スペクトル中のレーダ目標物のマイグレーションが逆になるように、距離座標を距離速度部分空間へ移動させることによって、比較的少ない計算量で補うことができる。この補正の結果、全てのピークが同じ位置を占めるスペクトルの集合が得られる。

これらの補正された４次元スペクトルは、その後、ピークをぼかすことなく、非干渉的に積分（複素振幅の絶対値の加算）できる。その結果、４次元の検出空間４４における振幅分布が得られる。この四次元空間の各点には振幅和の特定の値が対応付けられており、この空間内では、特定の距離、特定のドップラーシフト、特定の方位角、および特定の仰角において表された最大値の形態で、各位置測定された物体が表されているが、最後の２つの値は多義的であるため、方位角と仰角に関するいくつかの仮説のうちの１つだけを物体に対応付けることができる。そして、この検出空間４４では、検出されたピークの４次元座標が、それぞれ検出結果を表すように探索される。これらの各点に対して、（非コヒーレント積分の前に）、ｎＭ成分を有するベクトルを形成し、かつ、相対速度の測定を改良すると同時に、角度測定に残る多義性を解消するためにさらに評価される、ｎＭ複素振幅が存在する。

これに加え、異なる測定ブロックで得られた振幅が、検出された各物体に対する融合段階４６で（コヒーレントに）加算され、その結果、測定期間が測定サイクル全体に延長されるため、より高分解能のドップラースペクトルが得られ、ひいては相対速度についてより正確な結果「ドップラー２」が得られる。

この相対速度のより正確な値は、相対速度に応じて信号ベクトルに発生する位相を補正するために使用することができる。これにより、正しい復号化が可能であり、その成分が送信アンテナ１４の１つから発信される信号の位相をそれぞれ示す復号化信号ベクトルが得られるように、符号インスタンス内の符号の直交性が復元される。次いで、方位角方向に配置された送信アンテナ１４に属するこのベクトルの成分に基づいて、方位角についての一義的な（しかし低分解能の）値を決定でき、それに対応して、仰角についての一義的な値を、仰角方向に配置された送信アンテナに属する成分に基づいて決定できる。

これらの基準に基づいて、多義性の解決を、第２の検出段階４８で行うことができる。このために、融合段階４６で得られた位相補正され、復号化された信号ベクトルを、例えばコヒーレント加算された３次元スペクトルにまとめる。このスペクトルは、「ドップラー２」、「方位角２」、「仰角２」の次元を有し、このスペクトルの中で最もシャープな（そして最も高い）ピークは、物体の相対速度、方位角、仰角について真の一義的な値を表す。同様に、複数の目標物をこの３次元空間で解像することができる。

第１の検出段階４４で得られた結果「方位角１」、「仰角１」は高分解能であるが多義的であり、一方で、第２の検出段階４８で得られた結果は低分解能であるが一義的である。方位角についての最終的かつ一義的な値として、「方位角１」の高分解能値の中から、「方位角２」に最もよく調和する値を選択することで、これらの結果を融合することができる。仰角の値も同様の方法で融合される。

「ドップラー２」、「方位角２」、「仰角２」のスペクトルを検索する場合、「ドップラー１」、「方位角１」、「仰角１」の結果が既に存在しているため、検索された値が存在するはずの検出空間の比較的小さい領域のみが対象になるという事実を利用することができ、したがって、検索をこれらの領域に限定できる。

各位置測定物体が異なる相対速度を有する場合があるため、検出空間４４で得られた検出結果ごとに、融合段階４６における計算と第２の検出段階４８における計算とが別に実行される。

速度推定および角度推定を共に行う際の特に有利な点は、検出空間の多次元性が個々のピークを等化することに起因する。例えば、２つのレーダ目標物がほぼ同じ相対速度を有する場合、「相対速度」の次元だけで考えると、ピークの分離は難しくなる。一方、「相対速度」、「方位角」、「仰角」の次元を有する２次元または３次元の検出空間では、ピークは一般的に、互いに分離しやすいように著しく大きな間隔を有するため、相対速度の比較的小さい差分も検知して決定することができる。

図１に示すレーダシステムの構造はまた、送信信号が符号分割多重ではなく時分割多重で送信される代替的な動作モードを可能にする。その場合、符号生成器２２は、時間ごとに単一の送信アンテナのみがアクティブになり、特定の順序で送信アンテナを切り換えるように、個々の増幅器１８を駆動制御する。そして、これらの切り換えは、個々の測定ブロックを切り離す。送信信号は、それらが時間的にずれて送信されることにより、既に互いに分離されているため、この場合送信信号の符号化は不要である。それにもかかわらず、送信アンテナ１４から交互に送信される信号間の時間オフセットを補償するために、受信信号の位相補正が時分割多重化においても必要である。符号分割多重化における直交性復元のための位相補正と同様に、この場合においても、位相補正は相対速度について高い精度で決定可能な結果に基づく。

同様に、符号分割多重化と時分割多重化とを組み合わせた動作モードも考えられる。この場合、送信アンテナ１４は、それぞれが同時に送信し、それらの信号が対応するより小さい符号マトリクスで符号化されるグループに分割される。

また、図５に示す信号評価の種類にも様々な選択肢がある。

図６は、測定サイクルにわたってサンプリングされたデジタルデータが、処理段階４２において、まず、次元「ドップラー１」および「距離」の２次元フーリエ変換のみを行う例を示している。それによると、第１の検出段階では、検出された各物体について、「距離」の値と、相対速度について、低分解能の「ドップラー１」の値とが供給される。

融合段階４６では、相対速度の測定は、全ての測定ブロックの信号に基づいて改良され、それぞれの相対速度についての位相補正と、その後の位相補正された信号ベクトルの復号化とが行われる。このようにして、相対速度についての高分解能の値「ドップラー２」が得られるとともに、同時にアクティブな送信アンテナ１４に対応付けられた信号ＴＸの一組が得られる。そして、これらの信号を用いて、角度推定段階５２において、送信アレイ３６および受信アレイ３８に基づいた角度推定が行われ、これにより、方位角についての一義的かつ高分解能の値「方位角」が得られる。このようにして、第２の検出段階４８では、第１の段階の検出結果毎に、「ドップラー２」および「方位角」の２次元のスペクトルが得られる。

評価方法の別の変形例を図７に示す。この方法では、検出空間４４において、一義的な距離値、相対速度についての一義的な値「ドップラー１」および多義的な値「方位角１」が得られるように、処理段階４２において、「ドップラー１」、「距離」、「方位角１」の次元における３次元でフーリエ変換を行う。そして、融合段階４６では、各検出結果に対して位相補正および復号化が行われる。そして、方位角に対して一義的な値「方位角２」が得られるように、復号化された信号において、角度推定段階５２で、送信アレイ３６に基づいて角度推定が行われる。この段階では、より高分解能の値「ドップラー２」が供給される。そして、第２の検出段階４８では、「ドップラー２」および「方位角２」の次元の２次元スペクトルのピークが各検出結果について探索され、その後、検出段階４４および第２の検出段階４８で得られた検出結果が既に説明した方法で融合される。

また、図３とは異なり、送信アレイが大きく閉鎖していない開口を有し、受信アレイがより小さい開口を有するレーダシステムでは、送信アレイと受信アレイの役割を逆にして、前述の評価方法を同様に適用することができる。第１の段階では、角度推定は一義的だが分解能の低い値となり、第２の段階では、精度を向上させるために、これらの値の近傍のみを調査すればよい。

Claims (10)

1. − 角度分解方向（ｙ、ｚ）に互いに離間して配置された複数の送信アンテナ（１４）を有する送信アレイ（３６）と、
   − 前記角度分解方向に互いに離間して配置された複数の受信アンテナ（２６）を有する受信アレイ（３８）と、
   − 制御評価装置と
   を備えたＭＩＭＯレーダシステムであって、
   − 前記送信アレイおよび前記受信アレイの各々におけるアンテナ間隔は、一義的な角度測定のためのナイキスト限界を下回るが、前記送信アレイおよび前記受信アレイを組み合わせたアンテナ間隔は、このナイキスト限界を上回り、
   前記制御評価装置が、
   − 繰り返し実施される複数の測定サイクルのそれぞれで、複数の測定ブロックに分割される一連の送信信号を、前記送信アレイを介して送信し、各測定ブロック内で一様な多重化パターンが適用され、前記多重化パターンが測定ブロックごとに異なり、
   − 各測定ブロックで受信した信号について、前記受信アレイ（３８）に基づいてドップラー推定および角度推定を行い、
   − 前記ドップラー推定に基づいて受信信号のドップラー補正を行い、
   − ドップラー補正された前記受信信号を復調し、
   − 様々な送信アンテナから送信された信号の位相を考慮して、測定サイクルの様々な測定ブロックで受信された信号に基づいて、前記ドップラー推定および前記角度推定を改良する
   ために構成されているレーダシステム。
2. 前記制御評価装置が、
   − 各測定サイクルで、測定ブロックごとに分けられた、位置測定される物体についての距離測定を実施し、
   − 前記測定ブロック間の経過時間における前記物体の相対運動を補償するために、前記ドップラー補正の前に、前記異なる測定ブロックで得られた距離データの、速度に依存した座標変換を行うために構成されている、請求項１に記載のレーダシステム。
3. 前記多重化パターンが、前記送信アンテナ（１４）の少なくともいくつかに対する符号分割多重化を含む、請求項１または２に記載のレーダシステム。
4. 前記多重化パターンが、前記送信アンテナ（１４）の少なくともいくつかに対する時分割多重化を含む、請求項１から３のいずれか一項に記載のレーダシステム。
5. 前記送信信号（２０）が、各測定ブロック内で、傾斜波の勾配がＦＭＣＷ原理による距離測定のために構成されている周波数傾斜波（３４）の列を含む、請求項１から４のいずれか一項に記載のレーダシステム。
6. 前記送信アレイ（３６）が、少なくとも１つの角度次元における一義的な角度測定のために構成され、前記受信アレイ（３８）が、高分解能の多義的な角度測定のために構成されている、請求項１から５のいずれか一項に記載のレーダシステム。
7. 前記受信アレイ（３８）が、少なくとも１つの角度次元における一義的な角度測定のために構成され、前記送信アレイ（３６）が、高分解能の多義的な角度測定のために構成されている、請求項１から５のいずれか一項に記載のレーダシステム。
8. 前記受信アンテナ（２６）および／または前記送信アンテナ（１４）が、角度分解方向（ｙ、ｚ）において等距離に配置されている、請求項１から７のいずれか一項に記載のレーダシステム。
9. 受信アレイ（３８）に基づいて、前記送信アレイ（３６）に基づいた前記角度推定とは別に角度推定が行われる、請求項１から８のいずれか一項に記載のレーダシステム。
10. 前記受信アンテナ（２６）が、角度分解方向（ｙ、ｚ）において等距離に配置されており、前記角度推定が、前記受信アレイ（３８）に基づいて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって行われる、請求項９に記載のレーダシステム。

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