JP2021129440A - Control device and control method of permanent magnet motor - Google Patents

Abstract

To provide a control device and a control method of a permanent magnet motor capable of appropriately calculating a d-axis inductance and a q-axis inductance.SOLUTION: A control device of a permanent magnet motor has: a d-axis inductance calculation unit calculating a d-axis inductance from a voltage equation using d-axis voltage when a d-axis sine wave is provided as d-axis current and q-axis current is made zero in an idle state of the permanent magnet motor, an amplitude of the d-axis sine wave, a frequency of the d-axis sine wave, and offset current of the d-axis sine wave; and a q-axis inductance calculation unit calculating a q-axis inductance from the voltage equation using q-axis voltage when a q-axis sine wave is provided as q-axis current and torque zero current is provided as the d-axis current in the idle state of the permanent magnet motor, the amplitude of the q-axis sine wave, the frequency of the q-axis sine wave, and the torque zero current as the d-axis current.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、永久磁石電動機の制御装置及び制御方法に関する。 The present invention relates to a control device and a control method for a permanent magnet motor.

特許文献１は、モータ定数の自動計測技術に関する同期モータの制御装置を開示している。同期モータの制御装置は、電流制御手段と、電流検出部と、２軸電流変換手段と、同定手段と、を有している。 Patent Document 1 discloses a control device for a synchronous motor, which relates to an automatic measurement technique for motor constants. The control device of the synchronous motor includes a current control means, a current detection unit, a biaxial current conversion means, and an identification means.

電流制御手段は、電流指令に検出電流が追従するように、電流指令と検出電流との偏差に対応した電圧指令を演算し、出力する。電流検出部は、電圧指令を反映した３相交流電圧が与えられる同期モータの相電流を検出する。２軸電流変換手段は、電流検出部によって検出された相電流をｄ−ｑ回転座標上の検出電流ｉｄ、ｉｑに変換する。 The current control means calculates and outputs a voltage command corresponding to the deviation between the current command and the detected current so that the detected current follows the current command. The current detection unit detects the phase current of the synchronous motor to which the three-phase AC voltage reflecting the voltage command is applied. The biaxial current conversion means converts the phase current detected by the current detection unit into the detected currents id and iq on the dq rotation coordinates.

同定手段は、同期モータのモータ定数を同定するものであり、次の（Ａ）〜（Ｃ）の各手段を有している。
（Ａ）モータ定数を同定する処理の開始に応じて、同期モータの回転子を所定位置に引き込むとともに、ｄ軸に所定の直流電流指令ｉｄ＊を設定し、ｑ軸の電流指令ｉｑ＊をゼロに設定し、処理の実行期間中はそれらの電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を保持する手段。
（Ｂ）直流電流指令ｉｄ＊または直流電流指令ｉｄ＊と検出電流ｉｄとの偏差にモータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ｉｄＭ＊を重畳し、電流指令ｉｑ＊または電流指令ｉｑ＊と検出電流ｉｑとの偏差にｑ軸同定信号ｉｑＭ＊を重畳するとともに、それら同定信号ｉｄＭ＊、ｉｑＭ＊が重畳された電流指令を電流制御手段に与える手段。
（Ｃ）電流制御手段の出力である電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づく電圧情報と、検出電流ｉｄ、ｉｑに基づく電流情報と、回転子の静止位置に基づく位置情報とを用いて、同期モータと当該制御装置を含む系のモデルに含まれるパラメータを逐次推定し、推定されたパラメータからｄ軸およびｑ軸に関するモータ定数を求める手段。 The identification means is for identifying the motor constant of the synchronous motor, and has the following means (A) to (C).
(A) In response to the start of the process of identifying the motor constant, the rotor of the synchronous motor is pulled into a predetermined position, a predetermined DC current command id * is set on the d-axis, and the current command iq * on the q-axis is set to zero. A means for setting to and holding those current commands id * and iq * during the execution period of the process.
(B) The d-axis identification signal idM * for identifying the motor constant is superimposed on the deviation between the DC current command id * or the DC current command id * and the detected current id, and the current command iq * or the current command iq * is detected. A means for superimposing the q-axis identification signal iqM * on the deviation from the current iq and giving a current command on which the identification signals idM * and iqM * are superimposed to the current control means.
(C) A synchronous motor using voltage information based on voltage commands Vd * and Vq *, which are outputs of current control means, current information based on detected currents id and iq, and position information based on the stationary position of the rotor. A means for sequentially estimating the parameters included in the model of the system including the control device and obtaining the motor constants related to the d-axis and the q-axis from the estimated parameters.

特開２００８−１８２８８１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2008-182881

しかしながら、特許文献１の同期モータの制御装置は、同定手段がモータ定数を求めるのに際し、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの逐次同定が必須であるため、当該逐次同定ひいてはモータ定数の算出の煩雑化と精度悪化と長時間化を招くおそれがある。また、特許文献１の同期モータの制御装置は、モータ定数を同定するためのｄ軸同定信号ｉｄＭ＊とｑ軸同定信号ｉｑＭ＊として、例えば、定格電流の１％程度の大きさ（振幅）を持つＭ系列信号（２値信号）を用いているため、やはり、モータ定数の算出の煩雑化と精度悪化と長時間化を招くおそれがある。 However, in the synchronous motor control device of Patent Document 1, when the identification means obtains the motor constant, sequential identification of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq is indispensable. Therefore, the sequential identification and the calculation of the motor constant are performed. There is a risk of complication, deterioration of accuracy, and lengthening of time. Further, the control device for the synchronous motor of Patent Document 1 uses, for example, a magnitude (amplitude) of about 1% of the rated current as the d-axis identification signal idM * and the q-axis identification signal iqM * for identifying the motor constant. Since the M-series signal (binary signal) to be used is used, there is a possibility that the calculation of the motor constant becomes complicated, the accuracy deteriorates, and the time becomes long.

本発明は、以上の問題意識に基づいてなされたものであり、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを好適に算出することができる永久磁石電動機の制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made based on the above awareness of the problem, and an object of the present invention is to provide a control device and a control method for a permanent magnet motor capable of suitably calculating a d-axis inductance and a q-axis inductance.

本実施形態の永久磁石電動機の制御装置は、永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出部と、永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出部と、を有することを特徴とする。 The control device for the permanent magnet electric motor of the present embodiment is the d-axis voltage and the amplitude of the d-axis sine wave when the d-axis sine wave is applied as the d-axis current and the q-axis current is set to zero in the stopped state of the permanent magnet electric motor. , The d-axis inductance calculation unit that calculates the d-axis inductance from the voltage equation using the d-axis sine wave frequency and the d-axis sine wave offset current, and the q-axis sine wave as the q-axis current when the permanent magnet motor is stopped. Calculate the q-axis inductance from the voltage equation using the q-axis voltage when the torque zero current is given as the d-axis current, the amplitude of the q-axis sine wave, the frequency of the q-axis sine wave, and the torque zero current as the d-axis current. It is characterized by having a q-axis inductance calculation unit and a q-axis inductance calculation unit.

本実施形態の永久磁石電動機の制御方法は、永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出ステップと、永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出ステップと、を有することを特徴とする。 The control method of the permanent magnet electric motor of the present embodiment is the d-axis voltage and the amplitude of the d-axis sine wave when the d-axis sine wave is given as the d-axis current and the q-axis current is set to zero in the stopped state of the permanent magnet electric motor. , The d-axis inductance calculation step to calculate the d-axis inductance from the voltage equation using the d-axis sine wave frequency and the d-axis sine wave offset current, and the q-axis sine wave as the q-axis current in the stopped state of the permanent magnet motor. Calculate the q-axis inductance from the voltage equation using the q-axis voltage when the torque zero current is given as the d-axis current, the amplitude of the q-axis sine wave, the frequency of the q-axis sine wave, and the torque zero current as the d-axis current. It is characterized by having a q-axis inductance calculation step.

これにより、永久磁石電動機の停止状態でｄ軸電流とｑ軸電流（ｄ軸正弦波、ｑ軸正弦波、トルクゼロ電流、オフセット電流）を与えたときの各種パラメータに基づいて、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスを好適に算出することができる。 As a result, the d-axis inductance and q are based on various parameters when the d-axis current and q-axis current (d-axis sine wave, q-axis sine wave, torque zero current, offset current) are applied while the permanent magnet motor is stopped. The shaft inductance can be preferably calculated.

前記ｄ軸電流としての前記トルクゼロ電流は、前記ｄ軸正弦波の前記オフセット電流であってもよい。 The zero torque current as the d-axis current may be the offset current of the d-axis sine wave.

これにより、トルクゼロ電流とオフセット電流を別々に設定することなく共通化できるので、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスの算出を容易化することができる。 As a result, the zero torque current and the offset current can be shared without being set separately, so that the calculation of the d-axis inductance and the q-axis inductance can be facilitated.

前記ｄ軸インダクタンス算出部は（前記ｄ軸インダクタンス算出ステップでは）、前記ｄ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視してもよい。 The d-axis inductance calculation unit (in the d-axis inductance calculation step), when the frequency of the d-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, in the voltage equation, the sine wave component of the amplitude and frequency of the d-axis sine wave. You may ignore the multiplication term of.

これにより、電圧方程式において、極めて小さいｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視することで、ｄ軸インダクタンスの算出を容易化することができる。 Thereby, in the voltage equation, the calculation of the d-axis inductance can be facilitated by ignoring the multiplication term of the amplitude of the extremely small d-axis sine wave and the sinusoidal component of the frequency.

前記ｑ軸インダクタンス算出部は（前記ｑ軸インダクタンス算出ステップでは）、前記ｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視してもよい。 The q-axis inductance calculation unit (in the q-axis inductance calculation step), when the frequency of the q-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, in the voltage equation, the sine wave component of the amplitude and frequency of the q-axis sine wave. You may ignore the multiplication term of.

これにより、電圧方程式において、極めて小さいｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視することで、ｑ軸インダクタンスの算出を容易化することができる。 Thereby, in the voltage equation, the calculation of the q-axis inductance can be facilitated by ignoring the multiplication term of the amplitude of the extremely small q-axis sine wave and the sinusoidal component of the frequency.

本発明によれば、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを好適に算出することができる永久磁石電動機の制御装置及び制御方法を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a control device and a control method for a permanent magnet motor capable of suitably calculating a d-axis inductance and a q-axis inductance.

実施形態の永久磁石電動機の制御装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the control device of the permanent magnet motor of an embodiment. 電流制御部のｄ軸インダクタンス算出部とｑ軸インダクタンス算出部の構成を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the structure of the d-axis inductance calculation part and the q-axis inductance calculation part of a current control part.

以下、図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。 Hereinafter, embodiments will be described in detail based on the drawings.

図１は、実施形態の永久磁石電動機の制御装置の一例を示す図である。永久磁石電動機としては、例えば、ＰＭ（Permanent Magnet）モータとしての埋込永久磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）を用いることができる。 FIG. 1 is a diagram showing an example of a control device for a permanent magnet motor according to an embodiment. As the permanent magnet motor, for example, an embedded permanent magnet type synchronous motor (IPMSM: Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) as a PM (Permanent Magnet) motor can be used.

図１に示す制御装置１は、例えば、電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車などの車両に搭載される永久磁石電動機（以下、単に「電動機」と呼ぶことがある）Ｍを駆動するための制御装置であって、インバータ回路２と、制御回路３とを備える。なお、電動機Ｍは、回転子の位相θ（電気角）を検出し、その検出した位相θを制御回路３に出力する電気角検出部Ｓｐ（レゾルバなど）を備えているものとする。 The control device 1 shown in FIG. 1 is a control device for driving a permanent magnet motor (hereinafter, may be simply referred to as “motor”) M mounted on a vehicle such as an electric forklift or a plug-in hybrid vehicle. Therefore, it includes an inverter circuit 2 and a control circuit 3. It is assumed that the electric motor M includes an electric angle detecting unit Sp (resolver or the like) that detects the phase θ (electrical angle) of the rotor and outputs the detected phase θ to the control circuit 3.

インバータ回路２は、電源Ｐから供給される直流電力を交流電力に変換して電動機Ｍを駆動するものであって、電圧センサＳｖと、コンデンサＣと、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など）と、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端が電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端が電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４、ＳＷ６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｉ１を介して電動機ＭのＵ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ３のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ４のコレクタ端子との接続点は電流センサＳｉ２を介して電動機ＭのＶ相の入力端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ５のエミッタ端子とスイッチング素子ＳＷ６のコレクタ端子との接続点は電動機ＭのＷ相の入力端子に接続されている。なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を特に区別しない場合、単に、スイッチング素子ＳＷとする。 The inverter circuit 2 converts the DC power supplied from the power supply P into AC power to drive the electric motor M, and drives the electric motor M. The voltage sensor Sv, the capacitor C, and the switching elements SW1 to SW6 (IGBT (Insulated Gate Bipolar)). (Transistor), etc.) and current sensors Si1 and Si2 are provided. That is, one end of the capacitor C is connected to the positive electrode terminal of the power supply P and each collector terminal of the switching elements SW1, SW3, SW5, and the other end of the capacitor C is the negative electrode terminal of the power supply P and each of the switching elements SW2, SW4, SW6. It is connected to the emitter terminal. The connection point between the emitter terminal of the switching element SW1 and the collector terminal of the switching element SW2 is connected to the U-phase input terminal of the motor M via the current sensor Si1. The connection point between the emitter terminal of the switching element SW3 and the collector terminal of the switching element SW4 is connected to the V-phase input terminal of the motor M via the current sensor Si2. The connection point between the emitter terminal of the switching element SW5 and the collector terminal of the switching element SW6 is connected to the input terminal of the W phase of the motor M. When the switching elements SW1 to SW6 are not particularly distinguished, they are simply referred to as switching elements SW.

電圧センサＳｖは、電源Ｐの電圧Ｖｉｎを検出し、その検出した電圧Ｖｉｎを制御回路３に送る。 The voltage sensor Sv detects the voltage Vin of the power supply P and sends the detected voltage Vin to the control circuit 3.

コンデンサＣは、電圧Ｖｉｎを平滑する。 The capacitor C smoothes the voltage Vin.

スイッチング素子ＳＷ１は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ１がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ１がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ２は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ２がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ２がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ３は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ３がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ３がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ４は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ４がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ４がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ５は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ５がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ５がローレベルであるときオフする。スイッチング素子ＳＷ６は、制御回路３から出力されるパルス幅変調信号Ｓ６がハイレベルであるときオンし、パルス幅変調信号Ｓ６がローレベルであるときオフする。なお、搬送波は、三角波、ノコギリ波（鋸歯状波）、逆ノコギリ波などとする。また、パルス幅変調信号Ｓ１〜Ｓ６を特に区別しない場合、単に、パルス幅変調信号Ｓとする。 The switching element SW1 is turned on when the pulse width modulation signal S1 output from the control circuit 3 is at a high level, and is turned off when the pulse width modulation signal S1 is at a low level. The switching element SW2 is turned on when the pulse width modulation signal S2 output from the control circuit 3 is at a high level, and is turned off when the pulse width modulation signal S2 is at a low level. The switching element SW3 is turned on when the pulse width modulation signal S3 output from the control circuit 3 is at a high level, and is turned off when the pulse width modulation signal S3 is at a low level. The switching element SW4 is turned on when the pulse width modulation signal S4 output from the control circuit 3 is at a high level, and is turned off when the pulse width modulation signal S4 is at a low level. The switching element SW5 is turned on when the pulse width modulation signal S5 output from the control circuit 3 is at a high level, and is turned off when the pulse width modulation signal S5 is at a low level. The switching element SW6 is turned on when the pulse width modulation signal S6 output from the control circuit 3 is at a high level, and is turned off when the pulse width modulation signal S6 is at a low level. The carrier wave is a triangular wave, a sawtooth wave (sawtooth wave), an inverse sawtooth wave, or the like. Further, when the pulse width modulation signals S1 to S6 are not particularly distinguished, it is simply referred to as the pulse width modulation signal S.

スイッチング素子Ｓｗ１〜ＳＷ６がそれぞれオン、オフすることで、電源Ｐから出力される直流の電圧Ｖｉｎが、互いに位相が１２０度ずつ異なる交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換される。そして、交流電圧Ｖｕが電動機ＭのＵ相の入力端子に印加され、交流電圧Ｖｖが電動機ＭのＶ相の入力端子に印加され、交流電圧Ｖｗが電動機ＭのＷ相の入力端子に印加されることで、電動機Ｍに互いに位相が１２０度ずつ異なる交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れ、電動機Ｍの回転子が回転する。 When the switching elements Sw1 to SW6 are turned on and off, respectively, the DC voltage Vin output from the power supply P is converted into AC voltages Vu, Vv, and Vw whose phases differ by 120 degrees from each other. Then, the AC voltage Vu is applied to the U-phase input terminal of the motor M, the AC voltage Vv is applied to the V-phase input terminal of the motor M, and the AC voltage Vw is applied to the W-phase input terminal of the motor M. As a result, alternating currents Iu, Iv, and Iw whose phases differ from each other by 120 degrees flow through the motor M, and the rotor of the motor M rotates.

電流センサＳｉ１は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＵ相に流れる交流電流Ｉｕを検出して制御回路３に出力する。また、電流センサＳｉ２は、ホール素子やシャント抵抗などにより構成され、電動機ＭのＶ相に流れる交流電流Ｉｖを検出して制御回路３に出力する。 The current sensor Si1 is composed of a Hall element, a shunt resistor, and the like, and detects the alternating current Iu flowing in the U phase of the motor M and outputs it to the control circuit 3. Further, the current sensor Si2 is composed of a Hall element, a shunt resistor, and the like, and detects the alternating current Iv flowing in the V phase of the motor M and outputs it to the control circuit 3.

制御回路３は、ドライブ回路４と、演算部５と、記憶部６とを備える。なお、記憶部６は、ＲＡＭ（Random Access Memory）またはＲＯＭ（Read Only Memory）などにより構成され、後述する、電動機Ｍの回転数ωと電動機Ｍのトルクとが互いに対応付けられている情報Ｄ１、電動機Ｍのトルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが互いに対応付けられている情報Ｄ２などを記憶しているものとする。 The control circuit 3 includes a drive circuit 4, a calculation unit 5, and a storage unit 6. The storage unit 6 is composed of a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), or the like, and the information D1 in which the rotation speed ω of the motor M and the torque of the motor M are associated with each other, which will be described later. It is assumed that the information D2 and the like in which the torque of the motor M and the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are associated with each other are stored.

ドライブ回路４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などにより構成され、演算部５から出力されるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と搬送波の周波数ｆとを比較し、その比較結果に応じたパルス幅変調信号Ｓ１〜Ｓ６をスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれのゲート端子に出力する。なお、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を特に区別しない場合、単に、電圧指令値Ｖ＊とする。 The drive circuit 4 is composed of an IC (Integrated Circuit) or the like, and has U-phase voltage command value Vu *, V-phase voltage command value Vv *, W-phase voltage command value Vw * and carrier frequency output from the calculation unit 5. It is compared with f, and the pulse width modulation signals S1 to S6 corresponding to the comparison result are output to the respective gate terminals of the switching elements SW1 to SW6. When the U-phase voltage command value Vu *, the V-phase voltage command value Vv *, and the W-phase voltage command value Vw * are not particularly distinguished, the voltage command value V * is simply used.

演算部５は、マイクロコンピュータなどにより構成され、回転数演算部７と、減算部８と、トルク制御部９と、トルク／電流指令値変換部１０と、座標変換部１１と、減算部１２と、減算部１３と、電流制御部１４と、座標変換部１５とを備える。例えば、マイクロコンピュータが記憶部６に記憶されているプログラムを実行することにより、回転数演算部７、減算部８、トルク制御部９、トルク／電流指令値変換部１０、座標変換部１１、減算部１２、減算部１３、電流制御部１４、及び座標変換部１５が実現される。 The calculation unit 5 is composed of a microcomputer or the like, and includes a rotation number calculation unit 7, a subtraction unit 8, a torque control unit 9, a torque / current command value conversion unit 10, a coordinate conversion unit 11, and a subtraction unit 12. , A subtraction unit 13, a current control unit 14, and a coordinate conversion unit 15. For example, by executing a program stored in the storage unit 6, the microcomputer executes a rotation number calculation unit 7, a subtraction unit 8, a torque control unit 9, a torque / current command value conversion unit 10, a coordinate conversion unit 11, and a subtraction. A unit 12, a subtraction unit 13, a current control unit 14, and a coordinate conversion unit 15 are realized.

回転数演算部７は、電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、電動機Ｍの回転数ωを演算する。例えば、回転数演算部７は、位相θを所定時間（演算部５の動作クロックなど）で除算することにより回転数ωを求める。 The rotation speed calculation unit 7 calculates the rotation speed ω of the motor M using the phase θ detected by the electric angle detection unit Sp. For example, the rotation speed calculation unit 7 obtains the rotation speed ω by dividing the phase θ by a predetermined time (such as the operation clock of the calculation unit 5).

減算部８は、外部から入力される回転数指令値ω＊と回転数演算部７から出力される回転数ωとの差Δωを算出する。 The subtraction unit 8 calculates the difference Δω between the rotation speed command value ω * input from the outside and the rotation speed ω output from the rotation speed calculation unit 7.

トルク制御部９は、減算部８から出力される差Δωを用いて、トルク指令値Ｔ＊を求める。例えば、トルク制御部９は、記憶部６に記憶されている、電動機Ｍの回転数ωと電動機Ｍのトルクとが互いに対応付けられている情報Ｄ１を参照して、差Δωに相当する回転数ωに対応するトルクを、トルク指令値Ｔ＊として求める。 The torque control unit 9 obtains the torque command value T * by using the difference Δω output from the subtraction unit 8. For example, the torque control unit 9 refers to the information D1 stored in the storage unit 6 in which the rotation speed ω of the motor M and the torque of the motor M are associated with each other, and the rotation speed corresponding to the difference Δω. The torque corresponding to ω is obtained as the torque command value T *.

トルク／電流指令値変換部１０は、トルク制御部９から出力されるトルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部１０は、記憶部６に記憶されている、電動機Ｍのトルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが互いに対応付けられている情報Ｄ２を参照して、トルク指令値Ｔ＊に相当するトルクに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。 The torque / current command value conversion unit 10 converts the torque command value T * output from the torque control unit 9 into the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. For example, the torque / current command value conversion unit 10 stores information in the storage unit 6 in which the torque of the motor M and the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are associated with each other. With reference to D2, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * corresponding to the torque corresponding to the torque command value T * are obtained.

座標変換部１１は、電流センサＳｉ１により検出される交流電流Ｉｕ及び電流センサＳｉ２により検出される交流電流Ｉｖを用いて、電動機ＭのＷ相に流れる交流電流Ｉｗを求める。なお、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２により検出される電流は、交流電流Ｉｕ、Ｉｖの組み合わせに限定されず、交流電流Ｉｖ、Ｉｗの組み合わせ、または、交流電流Ｉｕ、Ｉｗの組み合わせでもよい。電流センサＳｉ１、Ｓｉ２により交流電流Ｉｖ、Ｉｗが検出される場合、座標変換部１１は、交流電流Ｉｖ、Ｉｗを用いて、交流電流Ｉｕを求める。また、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２により交流電流Ｉｕ、Ｉｗが検出される場合、座標変換部１１は、交流電流Ｉｕ、Ｉｗを用いて、交流電流Ｉｖを求める。 The coordinate conversion unit 11 uses the alternating current Iu detected by the current sensor Si1 and the alternating current Iv detected by the current sensor Si2 to obtain the alternating current Iw flowing in the W phase of the electric motor M. The current detected by the current sensors Si1 and Si2 is not limited to the combination of the alternating currents Iu and Iv, and may be a combination of the alternating currents Iv and Iw or a combination of the alternating currents Iu and Iw. When the alternating currents Iv and Iw are detected by the current sensors Si1 and Si2, the coordinate conversion unit 11 obtains the alternating current Iu using the alternating currents Iv and Iw. When the alternating currents Iu and Iw are detected by the current sensors Si1 and Si2, the coordinate conversion unit 11 obtains the alternating current Iv using the alternating currents Iu and Iw.

また、座標変換部１１は、電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ（弱め界磁を発生させるための電流成分）及びｑ軸電流Ｉｑ（トルクを発生させるための電流成分）に変換する。例えば、座標変換部１１は、下記式１に示す変換行列Ｃ１を用いて、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。 Further, the coordinate conversion unit 11 uses the phase θ detected by the electric angle detection unit Sp to convert the alternating currents Iu, Iv, and Iw into the d-axis current Id (current component for generating a field weakening) and the q-axis. Converts to current Iq (current component for generating torque). For example, the coordinate conversion unit 11 converts the alternating currents Iu, Iv, and Iw into the d-axis current Id and the q-axis current Iq by using the transformation matrix C1 shown in the following equation 1.

なお、インバータ回路２において、電流センサＳｉ１、Ｓｉ２の他に、電動機ＭのＷ相に流れる交流電流Ｉｗを検出する電流センサＳｉ３をさらに備える場合、座標変換部１１は、電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、電流センサＳｉ１〜Ｓｉ３により検出される交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換するように構成してもよい。 When the inverter circuit 2 is further provided with a current sensor Si3 for detecting the alternating current Iw flowing in the W phase of the motor M in addition to the current sensors Si1 and Si2, the coordinate conversion unit 11 detects it by the electric angle detection unit Sp. The AC currents Iu, Iv, and Iw detected by the current sensors Si1 to Si3 may be converted into the d-axis current Id and the q-axis current Iq by using the phase θ.

減算部１２は、トルク／電流指令値変換部１０から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、座標変換部１１から出力されるｄ軸電流Ｉｄとの差ΔＩｄを算出する。 The subtraction unit 12 calculates the difference ΔId between the d-axis current command value Id * output from the torque / current command value conversion unit 10 and the d-axis current Id output from the coordinate conversion unit 11.

減算部１３は、トルク／電流指令値変換部１０から出力されるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、座標変換部１１から出力されるｑ軸電流Ｉｑとの差ΔＩｑを算出する。 The subtraction unit 13 calculates the difference ΔIq between the q-axis current command value Iq * output from the torque / current command value conversion unit 10 and the q-axis current Iq output from the coordinate conversion unit 11.

電流制御部１４は、減算部１２から出力される差ΔＩｄ及び減算部１３から出力される差ΔＩｑを用いたＰＩ（Proportional Integral）制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。例えば、電流制御部１４は、下記式２を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を算出するとともに、下記式３を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例項の定数とし、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数とし、Ｌｑは電動機Ｍを構成するコイルのｑ軸インダクタンスとし、Ｌｄは電動機Ｍを構成するコイルのｄ軸インダクタンスとし、ωは電動機Ｍの回転子の回転数とし、Ｋｅは誘起電圧定数とする。 The current control unit 14 controls the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq by PI (Proportional Integral) control using the difference ΔId output from the subtraction unit 12 and the difference ΔIq output from the subtraction unit 13. * Calculate. For example, the current control unit 14 calculates the d-axis voltage command value Vd * using the following formula 2 and calculates the q-axis voltage command value Vq * using the following formula 3. Kp is a constant of the proportional term of PI control, Ki is a constant of the integration term of PI control, Lq is the q-axis inductance of the coil constituting the motor M, and Ld is the d-axis inductance of the coil constituting the motor M. Let ω be the number of revolutions of the rotor of the motor M, and Ke be the induced voltage constant.

ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫（差ΔＩｄ）−ωＬｑＩｑ…式２
ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＝Ｋｐ×差ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫（差ΔＩｑ）＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅ…式３ d-axis voltage command value Vd * = Kp × difference ΔId + Ki × ∫ (difference ΔId) −ωLqIq… Equation 2
q-axis voltage command value Vq * = Kp × difference ΔIq + Ki × ∫ (difference ΔIq) + ωLdId + ωKe ... Equation 3

座標変換部１５は、電圧センサＳｖにより検出される電圧Ｖｉｎ及び電気角検出部Ｓｐにより検出される位相θを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。例えば、座標変換部１５は、下記式４に示す変換行列Ｃ２を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊に変換する。 The coordinate conversion unit 15 uses the voltage Vin detected by the voltage sensor Sv and the phase θ detected by the electric angle detection unit Sp to set the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * in the U phase. It is converted into a voltage command value Vu *, a V-phase voltage command value Vv *, and a W-phase voltage command value Vw *. For example, the coordinate conversion unit 15 uses the transformation matrix C2 shown in the following equation 4 to convert the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * into the U-phase voltage command value Vu * and the V-phase voltage command value. Convert to Vv * and W phase voltage command value Vw *.

このように、電流制御部１４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出するためのパラメータとして、電動機Ｍを構成するコイルのｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとを使用する。このため、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの精度が低いと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の精度も低下してしまう。 As described above, the current control unit 14 uses the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq of the coils constituting the motor M as parameters for calculating the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq *. To use. Therefore, if the accuracy of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq is low, the accuracy of the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * also decreases.

本実施形態では、上記問題を重要な技術課題として捉えて、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを好適に（高精度に）算出するための構成要素として、図２に示すように、電流制御部１４に、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄと、ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑとを設けている。 In the present embodiment, the above problem is regarded as an important technical problem, and as a component for appropriately (highly accurate) calculating the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq, current control is performed as shown in FIG. The d-axis inductance calculation unit 14d and the q-axis inductance calculation unit 14q are provided in the unit 14.

より具体的に、永久磁石電動機Ｍの停止時に、ｄ軸電流及びｑ軸電流として交流（正弦波）を与えた場合のｄ軸及びｑ軸の各種パラメータと電圧方程式から、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄとｑ軸インダクタンス算出部１４ｑによって別々に算出される。 More specifically, from the various parameters and voltage equations of the d-axis and q-axis when alternating current (sine wave) is applied as the d-axis current and q-axis current when the permanent magnet motor M is stopped, the d-axis inductance Ld and q The shaft inductance Lq is calculated. The d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are calculated separately by the d-axis inductance calculation unit 14d and the q-axis inductance calculation unit 14q.

ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを算出するためのｄｑ座標系の電圧方程式は、下記式５で表される。 The voltage equation of the dq coordinate system for calculating the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq is expressed by the following equation 5.

＜ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄによるｄ軸インダクタンスＬｄの算出＞
上記式５の電圧方程式において、ｄ軸電流ｉｄとしてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流ｉｑをゼロとした場合、トルクがゼロとなるため永久磁石電動機Ｍが回転しない（停止状態となる）。すなわち、下記式６、７、８が成立する。このとき、上記式５の電圧方程式の一行目（ｄ軸電圧の式）は、下記式９のように書き下される。下記式６−９において、ｉｄｈはｄ軸正弦波の振幅を示しており、ωｈはｄ軸正弦波の周波数（角周波数）を示しており、ｔは時間を示しており、Ｒａは永久磁石電動機Ｍの抵抗値を示している。また、ｉｄ０は、永久磁石電動機Ｍの停止状態において弱め界磁によって永久磁石電動機Ｍを回転方向に位置決めするのに十分な値に設定されたオフセット電流である。 <Calculation of d-axis inductance Ld by d-axis inductance calculation unit 14d>
In the voltage equation of the above equation 5, when a d-axis sine wave is given as the d-axis current id and the q-axis current iq is set to zero, the torque becomes zero and the permanent magnet motor M does not rotate (becomes a stopped state). That is, the following equations 6, 7, and 8 hold. At this time, the first line (d-axis voltage equation) of the voltage equation of the above equation 5 is written down as in the following equation 9. In the following equation 6-9, idh indicates the amplitude of the d-axis sine wave, ωh indicates the frequency (angular frequency) of the d-axis sine wave, t indicates the time, and Ra indicates the permanent magnet electric motor. The resistance value of M is shown. Further, id0 is an offset current set to a value sufficient to position the permanent magnet motor M in the rotation direction by the field weakening in the stopped state of the permanent magnet motor M.

ｉｄ＝ｉｄ０＋ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）…式６
ｉｑ＝０…式７
ω＝０…式８
Ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ＋Ｌｄ×ｐｉｄ
＝Ｒａ×（ｉｄ０＋ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））＋Ｌｄ×ωｈ×ｉｄｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式９ id = id0 + idh × sin (ωh × t)… Equation 6
iq = 0 ... Equation 7
ω = 0 ... Equation 8
Vd = Ra × id + Ld × pid
= Ra × (id0 + idh × sin (ωh × t)) + Ld × ωh × idh × cos (ωh × t)… Equation 9

ここで、ｄ軸正弦波の周波数ωｈを十分に早くすると、上記式９の右辺第一項の「ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）」が右辺第二項の「ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）」に比べて無視できる（ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）＜＜ｃｏｓ（ωｈ×ｔ））。このため、上記式９を下記式１０に簡略化できる。下記式１０を変形することにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを算出することができる。 Here, when the frequency ωh of the d-axis sine wave is made sufficiently fast, the “sin (ωh × t)” in the first term on the right side of the above equation 9 is compared with the “cos (ωh × t)” in the second term on the right side. It can be ignored (sin (ωh × t) << cos (ωh × t)). Therefore, the above equation 9 can be simplified to the following equation 10. The d-axis inductance Ld can be calculated by modifying the following equation 10.

Ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ０＋Ｌｄ×ωｈ×ｉｄｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式１０ Vd = Ra × id0 + Ld × ωh × idh × cos (ωh × t)… Equation 10

このように、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄは、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｄ軸電流ｉｄとしてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流ｉｑをゼロとした場合のｄ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸正弦波の振幅ｉｄｈ、ｄ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスＬｄを算出する。 In this way, the d-axis inductance calculation unit 14d gives the d-axis sine wave as the d-axis current id in the stopped state of the permanent magnet electric motor M, and sets the q-axis current iq to zero. The d-axis inductance Ld is calculated from a voltage equation using the amplitude idh of the sine wave, the frequency ωh of the d-axis sine wave, and the offset current id0 of the d-axis sine wave.

ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄは、ｄ軸正弦波の周波数ωｈが所定閾値より大きい場合に、電圧方程式において、ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視する（ゼロとみなす）。別言すると、電圧方程式におけるｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｄｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視できるように十分に大きなｄ軸正弦波の周波数ωｈを設定する。なお、所定閾値の設定方法や具体値には自由度があり、種々の設計変更が可能であるが、例えば、永久磁石電動機Ｍの抵抗値Ｒａとｄ軸インダクタンスＬｄを基準として、Ｒａ／Ｌｄの数倍、数十倍、数百倍に設定することができる。 When the frequency ωh of the d-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, the d-axis inductance calculation unit 14d is a multiplication term of the amplitude of the d-axis sine wave and the sine wave component of the frequency (idh × sin (ωh × t). )) Is ignored (considered as zero). In other words, set the frequency ωh of the d-axis sine wave large enough so that the multiplication term (idh × sin (ωh × t)) of the amplitude of the d-axis sine wave and the frequency sine wave component in the voltage equation can be ignored. .. The method of setting the predetermined threshold value and the specific value have a degree of freedom, and various design changes can be made. For example, Ra / Ld is based on the resistance value Ra and the d-axis inductance Ld of the permanent magnet motor M. It can be set to several times, several tens of times, and several hundred times.

＜ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑによるｑ軸インダクタンスＬｑの算出＞
上記式５の電圧方程式において、ｑ軸電流ｉｑとしてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流ｉｄとして永久磁石電動機Ｍが回転しない程度のトルクゼロ電流を与えた場合、トルクがゼロとなるため永久磁石電動機Ｍが回転しない（停止状態となる）。本実施形態では、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流を、上述したｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０と同一にしている（ｉｄ＝ｉｄ０）。しかし、永久磁石電動機Ｍの停止状態において弱め界磁によって永久磁石電動機Ｍを回転方向に位置決めできる限りにおいて、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流を、上述したｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０と異ならせてもよい（ｉｄ≠ｉｄ０）。 <Calculation of q-axis inductance Lq by q-axis inductance calculation unit 14q>
In the voltage equation of the above equation 5, when a q-axis sine wave is given as the q-axis current iq and a torque zero current is given as the d-axis current id to the extent that the permanent magnet motor M does not rotate, the torque becomes zero, so that the permanent magnet motor M does not rotate (stops). In the present embodiment, the torque zero current as the d-axis current id is made the same as the offset current id0 of the d-axis sine wave described above (id = id0). However, as long as the permanent magnet motor M can be positioned in the rotation direction by the field weakening in the stopped state of the permanent magnet motor M, the torque zero current as the d-axis current id is made different from the offset current id0 of the d-axis sinusoidal wave described above. It may be (id ≠ id0).

上記の場合、下記式１１、１２、１３が成立する。このとき、上記式５の電圧方程式の二行目（ｑ軸電圧の式）は、下記式１４のように書き下される。下記式１１−１４において、ｉｑｈはｑ軸正弦波の振幅を示しており、ωｈはｑ軸正弦波の周波数（角周波数）を示しており、ｔは時間を示しており、Ｒａは永久磁石電動機Ｍの抵抗値を示している。 In the above case, the following equations 11, 12, and 13 are established. At this time, the second line (q-axis voltage equation) of the voltage equation of the above equation 5 is written down as in the following equation 14. In Equation 11-14 below, iqh indicates the amplitude of the q-axis sine wave, ωh indicates the frequency (angular frequency) of the q-axis sine wave, t indicates the time, and Ra indicates the permanent magnet electric motor. The resistance value of M is shown.

ｉｄ＝ｉｄ０…式１１
ｉｑ＝ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）…式１２
ω＝０…式１３
Ｖｑ＝Ｒａ×ｉｑ＋Ｌｑ×ｐｉｑ
＝Ｒａ×ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）＋Ｌｑ×ωｈ×ｉｑｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式１４ id = id0 ... Equation 11
iq = iqh × sin (ωh × t)… Equation 12
ω = 0 ... Equation 13
Vq = Ra x iq + Lq x piq
= Ra × iqh × sin (ωh × t) + Lq × ωh × iqh × cos (ωh × t)… Equation 14

ここで、ｑ軸正弦波の周波数ωｈを十分に早くすると、上記式１４の右辺第一項の「ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）」が右辺第二項の「ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）」に比べて無視できる（ｓｉｎ（ωｈ×ｔ）＜＜ｃｏｓ（ωｈ×ｔ））。このため、上記式１４を下記式１５に簡略化できる。下記式１５を変形することにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出することができる。 Here, when the frequency ωh of the q-axis sine wave is made sufficiently fast, the “sin (ωh × t)” in the first term on the right side of the above equation 14 is compared with the “cos (ωh × t)” in the second term on the right side. It can be ignored (sin (ωh × t) << cos (ωh × t)). Therefore, the above equation 14 can be simplified to the following equation 15. The q-axis inductance Lq can be calculated by modifying the following equation 15.

Ｖｑ＝Ｌｑ×ωｈ×ｉｑｈ×ｃｏｓ（ωｈ×ｔ）…式１５ Vq = Lq x ωh x iqh x cos (ωh x t) ... Equation 15

このように、ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑは、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｑ軸電流ｉｑとしてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流ｉｄとしてトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を与えた場合のｑ軸電圧Ｖｑ、ｑ軸正弦波の振幅ｉｑｈ、ｑ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。 As described above, when the q-axis inductance calculation unit 14q is in the stopped state of the permanent magnet electric motor M, a q-axis sine wave is given as the q-axis current iq and a torque zero current (for example, offset current id0) is given as the d-axis current id. The q-axis inductance Lq is calculated from the voltage equation using the q-axis voltage Vq, the q-axis sine wave amplitude iqh, the q-axis sine wave frequency ωh, and the torque zero current (for example, offset current id0) as the d-axis current id.

ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑは、ｑ軸正弦波の周波数ωｈが所定閾値より大きい場合に、電圧方程式において、ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視する（ゼロとみなす）。別言すると、電圧方程式におけるｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視できるように十分に大きなｑ軸正弦波の周波数ωｈを設定する。なお、所定閾値の設定方法や具体値には自由度があり、種々の設計変更が可能であるが、例えば、永久磁石電動機Ｍの抵抗値Ｒａとｑ軸インダクタンスＬｑを基準として、Ｒａ／Ｌｑの数倍、数十倍、数百倍に設定することができる。 When the frequency ωh of the q-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, the q-axis inductance calculation unit 14q is a multiplication term of the amplitude of the q-axis sine wave and the sine wave component of the frequency (iqh × sin (ωh × t). )) Is ignored (considered as zero). In other words, set the frequency ωh of the q-axis sine wave large enough so that the multiplication term (iqh × sin (ωh × t)) of the amplitude of the q-axis sine wave and the frequency sine wave component in the voltage equation can be ignored. .. The method of setting the predetermined threshold value and the specific value have a degree of freedom, and various design changes can be made. For example, Ra / Lq is based on the resistance value Ra of the permanent magnet motor M and the q-axis inductance Lq. It can be set to several times, several tens of times, and several hundred times.

このように、本実施形態の永久磁石電動機Ｍの制御装置１によれば、ｄ軸インダクタンス算出部１４ｄが、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｄ軸電流ｉｄとしてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流ｉｑをゼロとした場合のｄ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸正弦波の振幅ｉｄｈ、ｄ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸正弦波のオフセット電流ｉｄ０を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスＬｄを算出し、ｑ軸インダクタンス算出部１４ｑが、永久磁石電動機Ｍの停止状態で、ｑ軸電流ｉｑとしてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流ｉｄとしてトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を与えた場合のｑ軸電圧Ｖｑ、ｑ軸正弦波の振幅ｉｑｈ、ｑ軸正弦波の周波数ωｈ、ｄ軸電流ｉｄとしてのトルクゼロ電流（例えばオフセット電流ｉｄ０）を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。これにより、永久磁石電動機Ｍの停止状態でｄ軸電流とｑ軸電流（ｄ軸正弦波、ｑ軸正弦波、トルクゼロ電流、オフセット電流）を与えたときの各種パラメータに基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑを好適に（高精度に）算出することができる。すなわち、上述した特許文献１のように、ｄ軸インダクタンスＬｄやｑ軸インダクタンスＬｑの逐次同定が不要であり、ｄ軸正弦波やｑ軸正弦波と比べて演算が複雑となるＭ系列信号（２値信号）を使用しなくて済む。 As described above, according to the control device 1 of the permanent magnet electric motor M of the present embodiment, the d-axis inductance calculation unit 14d gives a d-axis sinusoidal wave as the d-axis current id in the stopped state of the permanent magnet electric motor M q. Calculate the d-axis inductance Ld from the voltage equation using the d-axis voltage Vd when the axis current iq is zero, the d-axis sinusoidal amplitude idh, the d-axis sinusoidal frequency ωh, and the d-axis sinusoidal offset current id0. Then, q when the q-axis inductance calculation unit 14q gives a q-axis sinusoidal wave as the q-axis current iq and a torque zero current (for example, offset current id0) as the d-axis current id while the permanent magnet electric motor M is stopped. The q-axis inductance Lq is calculated from a voltage equation using the shaft voltage Vq, the amplitude iqh of the q-axis sine wave, the frequency ωh of the q-axis sine wave, and the torque zero current (for example, the offset current id0) as the d-axis current id. As a result, the d-axis inductance Ld is based on various parameters when the d-axis current and the q-axis current (d-axis sine wave, q-axis sine wave, torque zero current, offset current) are applied while the permanent magnet motor M is stopped. And the q-axis inductance Lq can be calculated suitably (with high accuracy). That is, as in Patent Document 1 described above, it is not necessary to sequentially identify the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq, and the calculation is complicated as compared with the d-axis sine wave and the q-axis sine wave (2). You don't have to use the value signal).

なお、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。 The present invention is not limited to the above embodiments, and various improvements and changes can be made without departing from the gist of the present invention.

実施形態では、ｄ軸インダクタンス算出部及びｑ軸インダクタンス算出部は、ｄ軸正弦波の周波数又はｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、電圧方程式において、ｄ軸正弦波又はｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視してｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスを算出しているが、所定閾値以下の周波数のｄ軸正弦波又はｑ軸正弦波を用いてｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスを算出してもよい。しかし、この場合、ｄ軸正弦波又はｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項（ｉｑｈ×ｓｉｎ（ωｈ×ｔ））を無視できなくなるためｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスの算出が難しくなる。 In the embodiment, the d-axis inductance calculation unit and the q-axis inductance calculation unit determine the d-axis sine wave or the q-axis sine wave in the voltage equation when the frequency of the d-axis sine wave or the frequency of the q-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value. The d-axis inductance and q-axis inductance are calculated ignoring the multiplication term (iqh × sin (ωh × t)) of the wave amplitude and the frequency sine wave component, but the d-axis sine wave with a frequency below a predetermined threshold Alternatively, the d-axis inductance and the q-axis inductance may be calculated using a q-axis sine wave. However, in this case, the multiplication term (iqh × sin (ωh × t)) of the amplitude of the d-axis sine wave or the q-axis sine wave and the sinusoidal component of the frequency cannot be ignored, so that the d-axis inductance and the q-axis inductance can be calculated. It gets harder.

１ 永久磁石電動機の制御装置
２ インバータ回路
３ 制御回路
４ ドライブ回路
５ 演算部
６ 記憶部
７ 回転数演算部
８ 減算部
９ トルク制御部
１０ トルク／電流指令値変換部
１１ 座標変換部
１２ 減算部
１３ 減算部
１４ 電流制御部
１４ｄ ｄ軸インダクタンス算出部
１４ｑ ｑ軸インダクタンス算出部
１５ 座標変換部
Ｍ 永久磁石電動機 1 Permanent magnet motor control device 2 Inverter circuit 3 Control circuit 4 Drive circuit 5 Calculation unit 6 Storage unit 7 Rotation speed calculation unit 8 Subtraction unit 9 Torque control unit 10 Torque / current command value conversion unit 11 Coordinate conversion unit 12 Subtraction unit 13 Subtraction unit 14 Current control unit 14d d-axis inductance calculation unit 14q q-axis inductance calculation unit 15 Coordinate conversion unit M Permanent magnet motor

Claims (8)

永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出部と、
永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出部と、
を有することを特徴とする永久磁石電動機の制御装置。 When the permanent magnet motor is stopped and the d-axis sine wave is given as the d-axis current and the q-axis current is set to zero, the d-axis voltage, the amplitude of the d-axis sine wave, the frequency of the d-axis sine wave, and the d-axis sine wave. The d-axis inductance calculation unit that calculates the d-axis inductance from the voltage equation using the offset current of
When the permanent magnet motor is stopped, a q-axis sine wave is given as the q-axis current and a torque zero current is given as the d-axis current. The q-axis inductance calculation unit that calculates the q-axis inductance from the voltage equation using the torque zero current as the current,
A control device for a permanent magnet motor, characterized in that it has. 前記ｄ軸電流としての前記トルクゼロ電流は、前記ｄ軸正弦波の前記オフセット電流である、
ことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石電動機の制御装置。 The torque zero current as the d-axis current is the offset current of the d-axis sine wave.
The control device for a permanent magnet motor according to claim 1. 前記ｄ軸インダクタンス算出部は、前記ｄ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の永久磁石電動機の制御装置。 When the frequency of the d-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, the d-axis inductance calculation unit ignores the multiplication term of the amplitude of the d-axis sine wave and the sine wave component of the frequency in the voltage equation.
The control device for a permanent magnet motor according to claim 1 or 2. 前記ｑ軸インダクタンス算出部は、前記ｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の永久磁石電動機の制御装置。 When the frequency of the q-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, the q-axis inductance calculation unit ignores the multiplication term of the amplitude of the q-axis sine wave and the sinusoidal component of the frequency in the voltage equation.
The control device for a permanent magnet motor according to any one of claims 1 to 3. 永久磁石電動機の停止状態で、ｄ軸電流としてｄ軸正弦波を与えてｑ軸電流をゼロとした場合のｄ軸電圧、ｄ軸正弦波の振幅、ｄ軸正弦波の周波数、ｄ軸正弦波のオフセット電流を用いた電圧方程式からｄ軸インダクタンスを算出するｄ軸インダクタンス算出ステップと、
永久磁石電動機の停止状態で、ｑ軸電流としてｑ軸正弦波を与えてｄ軸電流としてトルクゼロ電流を与えた場合のｑ軸電圧、ｑ軸正弦波の振幅、ｑ軸正弦波の周波数、ｄ軸電流としてのトルクゼロ電流を用いた電圧方程式からｑ軸インダクタンスを算出するｑ軸インダクタンス算出ステップと、
を有することを特徴とする永久磁石電動機の制御方法。 When the permanent magnet motor is stopped and the d-axis sine wave is given as the d-axis current and the q-axis current is set to zero, the d-axis voltage, the amplitude of the d-axis sine wave, the frequency of the d-axis sine wave, and the d-axis sine wave. The d-axis inductance calculation step for calculating the d-axis inductance from the voltage equation using the offset current of
When the permanent magnet motor is stopped, a q-axis sine wave is given as the q-axis current and a torque zero current is given as the d-axis current. The q-axis inductance calculation step to calculate the q-axis inductance from the voltage equation using the torque zero current as the current, and
A method of controlling a permanent magnet motor, characterized in that it has. 前記ｄ軸電流としての前記トルクゼロ電流は、前記ｄ軸正弦波の前記オフセット電流である、
ことを特徴とする請求項５に記載の永久磁石電動機の制御方法。 The torque zero current as the d-axis current is the offset current of the d-axis sine wave.
The method for controlling a permanent magnet motor according to claim 5. 前記ｄ軸インダクタンス算出ステップでは、前記ｄ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｄ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
ことを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の永久磁石電動機の制御方法。 In the d-axis inductance calculation step, when the frequency of the d-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, the multiplication term of the amplitude of the d-axis sine wave and the sine wave component of the frequency is ignored in the voltage equation.
The method for controlling a permanent magnet motor according to claim 5 or 6, wherein the permanent magnet motor is characterized in that. 前記ｑ軸インダクタンス算出ステップでは、前記ｑ軸正弦波の周波数が所定閾値より大きい場合に、前記電圧方程式において、前記ｑ軸正弦波の振幅と周波数の正弦波成分の乗算項を無視する、
ことを特徴とする請求項５から請求項７のいずれかに記載の永久磁石電動機の制御方法。 In the q-axis inductance calculation step, when the frequency of the q-axis sine wave is larger than a predetermined threshold value, the multiplication term of the amplitude of the q-axis sine wave and the sinusoidal component of the frequency is ignored in the voltage equation.
The method for controlling a permanent magnet motor according to any one of claims 5 to 7.

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