JP2021117116A

JP2021117116A - Physical quantity measuring device

Info

Publication number: JP2021117116A
Application number: JP2020010916A
Authority: JP
Inventors: 正和高久; Masakazu Takaku
Original assignee: Tokyo Seimitsu Co Ltd
Current assignee: Tokyo Seimitsu Co Ltd
Priority date: 2020-01-27
Filing date: 2020-01-27
Publication date: 2021-08-10
Anticipated expiration: 2040-01-27
Also published as: JP7368728B2

Abstract

To provide a physical quantity measuring device that improves resolution at a position near a discretionary measurement point.SOLUTION: A physical quantity measuring device 1 comprises: a sensor unit 20 for inputting an AC signal a for excitation and outputting a detection signal b that corresponds to a physical quantity relative to a measurement object; a complex compensation circuit 30 for outputting, from the AC signal a, a signal c having amplitude and phase shifts for zero-point setting; a first subtraction unit 40 for subtracting the output signal c of the complex compensation circuit 30 from the detection signal b of the sensor unit 20; a first signal processing unit 50 for rectifying a difference signal d outputted from the subtraction unit 40 and thereafter amplifying it; a second signal processing unit 60 for rectifying the output signal c outputted from the complex compensation circuit 30 and subtracting, from a rectified rectification signal g, a first DC constant voltage signal h which is the output signal of a DC constant voltage generation unit 64 and used for clearing a measurement signal at a discretionary measurement point to zero, the resolution of which needs to be improved, and amplifying a resulting difference signal i; and an addition unit 90 for adding together the output signals f, j of the first and second signal processing units 50, 60.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は物理量測定装置に係り、特に測定対象物との距離、変位、圧力等の測定対象物に対する物理量を測定する際に、任意に設定した測定点付近における分解能を向上させる技術に関する。 The present invention relates to a physical quantity measuring device, and particularly relates to a technique for improving the resolution in the vicinity of an arbitrarily set measurement point when measuring a physical quantity with respect to a measurement object such as a distance, displacement, and pressure from the measurement object.

一般に、交流信号により励磁されるコイルを有するセンサでは、測定範囲全域に渡って測定値の分解能を向上させることは困難である。 In general, it is difficult to improve the resolution of a measured value over the entire measurement range with a sensor having a coil excited by an AC signal.

例えば、特許文献１に記載のＬＶＤＴ(Linear Variable Differential Transformer)センサは、交流信号により励磁される一次コイルと、２つの二次コイルを有する差動トランス式による変位センサである。 For example, the LVDT (Linear Variable Differential Transformer) sensor described in Patent Document 1 is a differential transformer type displacement sensor having a primary coil excited by an AC signal and two secondary coils.

このＬＶＤＴセンサの回路には増幅器が導入され、増幅器の倍率（ゲイン）を調整することで、後段のＡ／Ｄ（Analog to Digital）コンバータの分解能を最大限に利用している。即ち、増幅器のゲインは、センサ出力の最大値が、Ａ／Ｄコンバータの最大入力範囲に入るように調整される。 An amplifier is introduced in the circuit of this LVDT sensor, and the resolution (gain) of the amplifier is adjusted to maximize the resolution of the A / D (Analog to Digital) converter in the subsequent stage. That is, the gain of the amplifier is adjusted so that the maximum value of the sensor output falls within the maximum input range of the A / D converter.

特開２００４−１５６４５９号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2004-156459

特許文献１に記載の発明は、ＬＶＤＴセンサの機械的基準点であるゼロ点（入力交流信号レベルが０Ｖの測定点）付近の「分解能」を向上させることが可能であるが、任意の測定点付近における「分解能」を向上させることができないという問題がある。 The invention described in Patent Document 1 can improve the "resolution" near the zero point (measurement point where the input AC signal level is 0V), which is the mechanical reference point of the LVDT sensor, but is an arbitrary measurement point. There is a problem that the "resolution" in the vicinity cannot be improved.

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、任意に設定した測定点付近における分解能を向上させることができる物理量測定装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a physical quantity measuring device capable of improving the resolution in the vicinity of an arbitrarily set measurement point.

上記目的を達成するために、本発明の第１態様に係る物理量測定装置は、第１振幅の交流信号を発生する交流信号源と、交流信号源から発生される交流信号を入力し、測定対象物に対する物理量に応じた検出信号を出力するセンサ部と、交流信号を入力し、ゼロ点設定用の第１ゲインにより交流信号を増幅し、かつゼロ点設定用の位相ずれを付与する補償部と、センサ部の検出信号から補償部の出力信号を減算する第１減算部と、第１整流回路及び第１増幅器を含む第１信号処理部であって、第１減算部から出力される差信号に対して整流及び第２ゲインによる増幅を行う第１信号処理部と、補償部から出力される出力信号を整流する第２整流回路と、第１振幅と前記第１ゲインとの積に比例した第１直流定電圧信号を発生する直流定電圧発生部と、第２整流回路の出力信号から第１直流定電圧信号を減算する第２減算部と、第２減算部から出力される減算信号を第２ゲインで増幅する第２増幅器と、第１増幅器の出力信号と前記第２増幅器の出力信号とを加算する加算部と、を備える。 In order to achieve the above object, the physical quantity measuring device according to the first aspect of the present invention inputs an AC signal source that generates an AC signal of the first amplitude and an AC signal generated from the AC signal source, and is a measurement target. A sensor unit that outputs a detection signal according to the physical quantity of an object, and a compensation unit that inputs an AC signal, amplifies the AC signal with the first gain for setting the zero point, and imparts a phase shift for setting the zero point. , The first subtraction unit that subtracts the output signal of the compensation unit from the detection signal of the sensor unit, and the first signal processing unit that includes the first rectifier circuit and the first amplifier, and the difference signal output from the first subtraction unit. The first signal processing unit that rectifies and amplifies by the second gain, the second rectifying circuit that rectifies the output signal output from the compensation unit, and the product of the first amplitude and the first gain are proportional to each other. The DC constant voltage generator that generates the first DC constant voltage signal, the second subtraction section that subtracts the first DC constant voltage signal from the output signal of the second rectifier circuit, and the subtraction signal output from the second subtraction section. It includes a second amplifier that amplifies with the second gain, and an adder that adds the output signal of the first amplifier and the output signal of the second amplifier.

本発明の第１態様によれば、センサ部の検出信号から、ゼロ点設定用の第１ゲインにより交流信号を増幅し、かつゼロ点設定用の位相ずれを付与する補償部の出力信号を減算する。これにより、センサ部から分解能を向上させたい任意の測定点（以下、「仮想ゼロ点」と称す）の検出信号が出力される場合、その検出信号から補償部の出力信号が減算された差信号は、ほぼ０レベルの信号になる。 According to the first aspect of the present invention, the output signal of the compensation unit that amplifies the AC signal by the first gain for setting the zero point and imparts the phase shift for setting the zero point is subtracted from the detection signal of the sensor unit. do. As a result, when a detection signal of an arbitrary measurement point (hereinafter referred to as "virtual zero point") whose resolution is desired to be improved is output from the sensor unit, a difference signal obtained by subtracting the output signal of the compensation unit from the detection signal. Becomes a signal at almost 0 level.

差信号は、その後、第１信号処理部により第２ゲインで増幅されるが、「仮想ゼロ点」ではほぼ０レベルの信号になるため、第２ゲインを大きくすることが可能であり、「仮想ゼロ点」付近の分解能を向上させることができる。また、温度等の影響により交流信号の増幅が変動する場合、センサ部の検出信号はそれに比例して変化するが、交流信号の振幅が変化しても「仮想ゼロ点」における差信号は常にゼロであり、「仮想ゼロ点」付近の測定精度の低減を抑制することができる。 The difference signal is then amplified by the first signal processing unit at the second gain, but since it becomes a signal of almost 0 level at the "virtual zero point", it is possible to increase the second gain, and "virtual". The resolution near the "zero point" can be improved. In addition, when the amplification of the AC signal fluctuates due to the influence of temperature, etc., the detection signal of the sensor unit changes in proportion to it, but even if the amplitude of the AC signal changes, the difference signal at the "virtual zero point" is always zero. Therefore, it is possible to suppress a decrease in measurement accuracy near the “virtual zero point”.

一方、第１信号処理部の出力信号に対して、補償部から出力される出力信号を第２整流回路で整流した後、第２ゲインで増幅する第２増幅器の出力信号を加算することで、「仮想ゼロ点」におけるセンサ部の出力信号に対して、補償部の出力信号の振幅、位相がずれていても、その影響がキャンセルされ、「仮想ゼロ点」付近の測定精度及び分解能には影響しないようにすることができる。 On the other hand, the output signal output from the compensation unit is rectified by the second rectifying circuit with respect to the output signal of the first signal processing unit, and then the output signal of the second amplifier amplified by the second gain is added. Even if the amplitude and phase of the output signal of the compensation unit deviate from the output signal of the sensor unit at the "virtual zero point", the effect is canceled and the measurement accuracy and resolution near the "virtual zero point" are affected. You can avoid it.

また、第２増幅器から出力される出力信号は、直流定電圧発生部からの第１直流定電圧信号（交流信号の第１振幅を示す電圧信号と第１ゲインとの積に比例した第１直流定電圧信号）を第２ゲインで増幅した電圧信号が減算されているため、測定点が「仮想ゼロ点」の場合にゼロになり、これにより「ゼロ点」の設定が可能になる。 The output signal output from the second amplifier is the first DC constant voltage signal from the DC constant voltage generator (the first DC proportional to the product of the voltage signal indicating the first amplitude of the AC signal and the first gain). Since the voltage signal obtained by amplifying the constant voltage signal) with the second gain is subtracted, it becomes zero when the measurement point is the “virtual zero point”, which makes it possible to set the “zero point”.

本発明の第２態様に係る物理量測定装置は、第１態様において、第１信号処理部は、差信号を第１整流回路により整流し、整流した整流信号を第１増幅器により第２ゲインで増幅し、又は差信号を第１増幅器により第２ゲインで増幅し、増幅した信号を第１整流回路により整流することが好ましい。 In the first aspect of the physical quantity measuring device according to the second aspect of the present invention, the first signal processing unit rectifies the difference signal by the first rectifier circuit, and the rectified rectified signal is amplified by the first amplifier with the second gain. Alternatively, it is preferable that the difference signal is amplified by the first amplifier at the second gain and the amplified signal is rectified by the first rectifier circuit.

第１信号処理部は、減算部から出力される差信号を整流してから第２ゲインにより増幅してもよいし、減算部から出力される差信号を第２ゲインにより増幅してから整流してもよいが、前者の方が好ましい。第１増幅器に入力する信号をより小さくすることができるからである。 The first signal processing unit may rectify the difference signal output from the subtraction unit and then amplify it with the second gain, or the first signal processing unit may amplify the difference signal output from the subtraction unit with the second gain and then rectify it. It may be possible, but the former is preferable. This is because the signal input to the first amplifier can be made smaller.

本発明の第３態様に係る物理量測定装置は、第１態様又は第２態様において、センサ部の出力信号は、交流信号と同じ周波数を有し、測定対象物に対する物理量に応じて振幅が変化し、かつ位相が変化する信号である。 In the physical quantity measuring device according to the third aspect of the present invention, in the first or second aspect, the output signal of the sensor unit has the same frequency as the AC signal, and the amplitude changes according to the physical quantity with respect to the measurement object. And, it is a signal whose phase changes.

本発明の第４態様に係る物理量測定装置は、第３態様において、ゼロ点設定用の第１ゲインは、交流信号の第１振幅と測定対象物の物理量が予め設定した物理量の場合にセンサ部から出力される検出信号の振幅との比であり、ゼロ点設定用の位相ずれは、測定対象物の物理量が予め設定した物理量の場合にセンサ部から出力される検出信号と交流信号との位相ずれであることが好ましい。 In the third aspect of the physical quantity measuring device according to the fourth aspect of the present invention, the first gain for setting the zero point is a sensor unit when the first amplitude of the AC signal and the physical quantity of the object to be measured are preset physical quantities. It is the ratio to the amplitude of the detection signal output from, and the phase shift for setting the zero point is the phase between the detection signal and the AC signal output from the sensor unit when the physical quantity of the measurement object is a preset physical quantity. It is preferable that there is a deviation.

本発明の第５態様に係る物理量測定装置は、第４態様において、補償部は、第１ゲイン及び位相ずれに応じて選択された抵抗及びコンデンサを含むことが好ましい。第１ゲイン及び位相ずれに応じて抵抗及びコンデンサを選択することで、「仮想ゼロ点」を設定することができる。 In the fourth aspect of the physical quantity measuring device according to the fifth aspect of the present invention, it is preferable that the compensation unit includes a resistor and a capacitor selected according to the first gain and the phase shift. The "virtual zero point" can be set by selecting a resistor and a capacitor according to the first gain and the phase shift.

本発明の第６態様に係る物理量測定装置は、第１態様から第５態様のいずれかにおいて、交流信号源は、交流信号の周波数を有する基準信号を発生する発振器と、基準信号を増幅し、交流信号を生成する可変増幅器と、可変増幅器から出力される交流信号を整流し、交流信号の振幅を示す直流電圧信号を出力する第３整流回路と、第１振幅に対応する第２直流定電圧信号を出力する直流定電圧源と、第２直流定電圧信号と直流電圧信号との差電圧に基づいて差電圧をゼロにするように可変増幅器のゲインを調整するゲイン調整部と、を備えることが好ましい。これにより、発振部から発振される交流信号の振幅を安定させることができ、交流信号の振幅の変動により、センサ出力がそれに比例して変動する不具合を防止することができる。 In the physical quantity measuring device according to the sixth aspect of the present invention, in any one of the first to fifth aspects, the AC signal source is an oscillator that generates a reference signal having a frequency of the AC signal, and amplifies the reference signal. A variable amplifier that generates an AC signal, a third rectifier circuit that rectifies the AC signal output from the variable amplifier and outputs a DC voltage signal indicating the amplitude of the AC signal, and a second DC constant voltage corresponding to the first amplitude. A DC constant voltage source that outputs a signal and a gain adjusting unit that adjusts the gain of the variable amplifier so that the difference voltage becomes zero based on the difference voltage between the second DC constant voltage signal and the DC voltage signal are provided. Is preferable. As a result, the amplitude of the AC signal oscillated from the oscillating unit can be stabilized, and it is possible to prevent a problem that the sensor output fluctuates in proportion to the fluctuation of the amplitude of the AC signal.

本発明の第７態様に係る物理量測定装置は、第６態様において、直流定電圧発生部は、直流定電圧源から第２直流定電圧信号を入力し、第２直流定電圧信号を第１ゲインに比例した第１直流定電圧信号を発生することが好ましい。直流定電圧発生部は、交流信号の振幅を制御するための第２直流定電圧信号を増幅して、第１直流定電圧信号を発生させるため、交流信号の振幅と第１直流定電圧信号とを連動させることができ、更なる測定精度の向上（両信号の差異による誤差の低減）を図ることができる。 In the sixth aspect of the physical quantity measuring device according to the seventh aspect of the present invention, the DC constant voltage generator inputs the second DC constant voltage signal from the DC constant voltage source, and the second DC constant voltage signal is the first gain. It is preferable to generate a first DC constant voltage signal proportional to. The DC constant voltage generator amplifies the second DC constant voltage signal for controlling the amplitude of the AC signal to generate the first DC constant voltage signal, so that the amplitude of the AC signal and the first DC constant voltage signal are combined. Can be linked, and further improvement in measurement accuracy (reduction of error due to difference between both signals) can be achieved.

本発明の第８態様に係る物理量測定装置は、第１態様から第７態様のいずれかにおいて、センサ部は、交流信号源から発生される交流信号が印加される検出コイルを有し、シングルエンド動作による検出信号を出力するセンサであることが好ましい。本発明は、特に検出信号自体にゼロ点を設定することできないシングルエンド動作するセンサ部に対して有効である。 In any of the first to seventh aspects of the physical quantity measuring device according to the eighth aspect of the present invention, the sensor unit has a detection coil to which an AC signal generated from an AC signal source is applied, and is single-ended. It is preferable that the sensor outputs a detection signal due to operation. The present invention is particularly effective for a single-ended operating sensor unit in which a zero point cannot be set for the detection signal itself.

本発明の第９態様に係る物理量測定装置は、第１態様から第７態様のいずれかにおいて、センサ部は、交流信号源から発生される交流信号が印加される一次コイルと、２つの二次コイルと、測定対象物に接触して移動する測定子に連結された磁気コアとを有し、測定子の変位に対応する検出信号を出力する差動トランス式の変位センサであることが好ましい。差動トランス式の変位センサの場合、機械的基準点であるゼロ点で、センサ出力をゼロに調整することができるが、本発明は、機械的基準点であるゼロ点とは異なる任意の「仮想ゼロ点」の設定ができる。 In the physical quantity measuring device according to the ninth aspect of the present invention, in any one of the first to seventh aspects, the sensor unit is a primary coil to which an AC signal generated from an AC signal source is applied and two secondary modes. A differential transformer type displacement sensor having a coil and a magnetic core connected to a stylus that moves in contact with a measuring object is preferable, and outputs a detection signal corresponding to the displacement of the stylus. In the case of a differential transformer type displacement sensor, the sensor output can be adjusted to zero at the zero point, which is the mechanical reference point. "Virtual zero point" can be set.

本発明によれば、任意に設定した測定点（仮想ゼロ点）付近における分解能を向上させることができる。 According to the present invention, it is possible to improve the resolution in the vicinity of an arbitrarily set measurement point (virtual zero point).

図１は、本発明に係る物理量測定装置の実施形態を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a physical quantity measuring device according to the present invention. 図２（Ａ）は、図１に示したセンサ部の一例を示す模式図であり、図２（Ｂ）は、渦電流センサと測定対象物との位置関係を示す図である。FIG. 2A is a schematic view showing an example of the sensor unit shown in FIG. 1, and FIG. 2B is a diagram showing a positional relationship between the eddy current sensor and the object to be measured. 図３は、測定対象物との距離に応じて変化する検出信号を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing a detection signal that changes according to the distance to the object to be measured. 図４は、図１に示した複素補償回路の一例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the complex compensation circuit shown in FIG. 図５は、物理量測定装置の各部から出力される信号の概要を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing an outline of signals output from each part of the physical quantity measuring device. 図６は、図１に示した発振部及び直流定電圧発生部の好ましい実施形態を示す構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram showing a preferred embodiment of the oscillation unit and the DC constant voltage generation unit shown in FIG. 図７は、図１に示したセンサ部の他の例を示す模式図である。FIG. 7 is a schematic view showing another example of the sensor unit shown in FIG.

以下、添付図面に従って本発明に係る物理量測定装置の好ましい実施形態について説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the physical quantity measuring device according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

［物理量測定装置の構成］
図１は、本発明に係る物理量測定装置の実施形態を示す構成図である。 [Configuration of physical quantity measuring device]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a physical quantity measuring device according to the present invention.

本実施形態の物理量測定装置１は、交流信号源１０、センサ部２０、補償部として機能する複素補償回路３０、第１減算部４０、第１信号処理部５０、第２信号処理部６０、及び加算部９０とから構成されている。 The physical quantity measuring device 1 of the present embodiment includes an AC signal source 10, a sensor unit 20, a complex compensation circuit 30 that functions as a compensation unit, a first subtraction unit 40, a first signal processing unit 50, a second signal processing unit 60, and It is composed of an addition unit 90.

交流信号源１０は、振幅（第１振幅）Ｖ_０の交流信号ａを発振し、それぞれセンサ部２０及び複素補償回路３０に出力する。 The AC signal source 10 oscillates an AC signal a having an amplitude (first amplitude) V ₀ and outputs the AC signal a to the sensor unit 20 and the complex compensation circuit 30, respectively.

センサ部２０は、交流信号源１０から交流信号ａを入力し、測定対象物に対する物理量に応じた検出信号ｂを出力する。 The sensor unit 20 inputs the AC signal a from the AC signal source 10 and outputs the detection signal b according to the physical quantity of the object to be measured.

＜センサ部の一例＞
図２（Ａ）は、図１に示したセンサ部２０の一例を示す模式図であり、図２（Ｂ）は、渦電流センサ２０−１と測定対象物２４との位置関係を示す図である。 <Example of sensor unit>
FIG. 2A is a schematic view showing an example of the sensor unit 20 shown in FIG. 1, and FIG. 2B is a diagram showing a positional relationship between the eddy current sensor 20-1 and the measurement object 24. be.

図２（Ａ）に示すセンサ部は、渦電流センサ２０−１であり、交流信号源１０から交流信号ａが印加される検出コイル２２を有している。検出コイル２２は、インピーダンス２２Ａと抵抗２２Ｂの直列回路と見なすことができる。尚、図２において、２２Ｃ、および２２Ｄは、交流信号源１０側から見た検出コイル２２の付加インピーダンスである。 The sensor unit shown in FIG. 2A is an eddy current sensor 20-1, and has a detection coil 22 to which an AC signal a is applied from the AC signal source 10. The detection coil 22 can be regarded as a series circuit of the impedance 22A and the resistor 22B. In FIG. 2, 22C and 22D are additional impedances of the detection coil 22 as seen from the AC signal source 10 side.

検出コイル２２には、交流信号源１０から振幅Ｖ_０の交流信号ａが、付加インピーダンス２２Ｃを通じて供給され、検出コイル２２からは交番磁界が発生する。この交番磁界内に金属材料からなる測定対象物２４があると、電磁誘導作用により測定対象物２４の表面に磁束の通過と垂直方向の渦電流が流れ、検出コイル２２のインピーダンス２２Ａが変化する。渦電流の大きさは、検出コイル２２と測定対象物２４との距離ｘに応じて変化する。 _{An AC signal a having an amplitude V 0} is supplied to the detection coil 22 from the AC signal source 10 through the additional impedance 22C, and an alternating magnetic field is generated from the detection coil 22. When there is a measurement object 24 made of a metal material in this alternating magnetic field, the passage of magnetic flux and eddy current in the vertical direction flow on the surface of the measurement object 24 due to the electromagnetic induction action, and the impedance 22A of the detection coil 22 changes. The magnitude of the eddy current changes according to the distance x between the detection coil 22 and the object to be measured 24.

この現象により渦電流センサ２０−１は、測定対象物２４との距離ｘに応じて振幅が変化する検出信号ｂを出力する。 Due to this phenomenon, the eddy current sensor 20-1 outputs a detection signal b whose amplitude changes according to the distance x to the measurement object 24.

図３は、測定対象物２４との距離ｘに応じて変化する検出信号を示す波形図である。 FIG. 3 is a waveform diagram showing a detection signal that changes according to the distance x from the object to be measured 24.

渦電流センサ２０−１から出力される検出信号は、図３に示すように測定対象物２４との距離ｘに応じて振幅が変化し、かつ位相ずれが発生する。 As shown in FIG. 3, the amplitude of the detection signal output from the eddy current sensor 20-1 changes according to the distance x from the measurement object 24, and a phase shift occurs.

渦電流センサ２０−１の検出感度を向上させる一例として、距離ｘが遠い程検出信号の振幅が大きくなる様に、２２Ｃ、２２Ｄを調整する方法が考えられる。この調整の場合においては、一般的には、距離ｘが遠い程、位相ずれ（位相進み）は大きくなる。 As an example of improving the detection sensitivity of the eddy current sensor 20-1, a method of adjusting 22C and 22D so that the amplitude of the detection signal increases as the distance x increases can be considered. In the case of this adjustment, in general, the farther the distance x is, the larger the phase shift (phase lead) becomes.

なお、渦電流センサ２０−１の検出感度を向上させる手段は別な手段でも構わず、距離ｘと検出信号の振幅との関係や、位相ずれの生じ方が別な挙動を示す場合においても、本明細記載の技術は、当然ながら有効である。 The means for improving the detection sensitivity of the eddy current sensor 20-1 may be another means, and even when the relationship between the distance x and the amplitude of the detection signal and the way in which the phase shift occurs show different behaviors. The techniques described herein are, of course, effective.

ここで、検出コイル２２に印加される交流信号ａと渦電流センサ２０−１の検出信号との複素的な比（以下、「センサゲイン」と称す）は、渦電流センサ２０−１と測定対象物２４との距離ｘにより決まる。尚、センサゲインの挙動のうち、距離ｘとは独立した挙動は、誤差要因とみなす。 Here, the complex ratio of the AC signal a applied to the detection coil 22 to the detection signal of the eddy current sensor 20-1 (hereinafter referred to as “sensor gain”) is the measurement target of the eddy current sensor 20-1. It is determined by the distance x from the object 24. Of the behaviors of the sensor gain, the behavior independent of the distance x is regarded as an error factor.

また、渦電流センサ２０−１は、渦電流センサ２０−１が出力する検出信号自体にゼロ点を設定することできないシングルエンド動作するセンサであり、交流信号ａに対して、複素インピーダンス的な応答をする。 Further, the eddy current sensor 20-1 is a single-ended operation sensor whose zero point cannot be set in the detection signal itself output by the eddy current sensor 20-1, and has a complex impedance response to the AC signal a. do.

図１に戻って、複素補償回路３０は、交流信号源１０から交流信号ａを入力し、ゼロ点設定用の第１ゲインＰにより交流信号ａを増幅し、かつゼロ点設定用の位相ずれ（θ）を付与する（以下、入力された交流信号が実数倍され、かつその位相がずれた交流信号を出力することを『複素応答する』とも記述する）。 Returning to FIG. 1, the complex compensation circuit 30 inputs the AC signal a from the AC signal source 10, amplifies the AC signal a by the first gain P for setting the zero point, and causes a phase shift (phase shift) for setting the zero point. θ) is added (hereinafter, the output of an AC signal in which the input AC signal is multiplied by a real number and whose phase is out of phase is also described as "complex response").

即ち、複素補償回路３０は、分解能を向上させたい任意の測定点（仮想ゼロ点）におけるセンサゲインを、ゼロ点設定用の第１ゲイン（Ｐ）とし、仮想ゼロ点における交流信号ａに対する位相ずれを、ゼロ点設定用の位相ずれ（θ）とし、第１ゲイン（Ｐ）により交流信号ａを増幅し、増幅した交流信号ａに対して位相ずれ（θ）を付与する。 That is, in the complex compensation circuit 30, the sensor gain at an arbitrary measurement point (virtual zero point) for which resolution is desired to be improved is set as the first gain (P) for setting the zero point, and the phase shift with respect to the AC signal a at the virtual zero point. Is the phase shift (θ) for setting the zero point, the AC signal a is amplified by the first gain (P), and the phase shift (θ) is given to the amplified AC signal a.

これにより、複素補償回路３０は、その出力信号ｃ（図中のＶ_１)を、仮想ゼロ点におけるセンサ部２０の検出信号ｂと一致させる。 As a result, the complex compensation circuit 30 makes its output signal c (V ₁ in the figure) coincide with the detection signal b of the sensor unit 20 at the virtual zero point.

図４は、図１に示した複素補償回路３０の一例を示す回路図である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the complex compensation circuit 30 shown in FIG.

図４に示すように、複素補償回路３０は、インピーダンス素子（抵抗、コンデンサおよびインダクタ）３１〜３４と、増幅素子（オペアンプ）３５とより構成することができる。インピーダンス素子３１〜３４は、第１ゲイン（Ｐ）及び位相ずれ（θ）に応じて適宜選択されたものが使用される。 As shown in FIG. 4, the complex compensation circuit 30 can be composed of impedance elements (resistors, capacitors and inductors) 31 to 34 and amplification elements (op amps) 35. As the impedance elements 31 to 34, those appropriately selected according to the first gain (P) and the phase shift (θ) are used.

なお、インピーダンス素子３１〜３４は、抵抗、コンデンサ、およびインダクタに限らず、複素補償回路３０が複素応答するのであれば、これ以外の素子を用いても構わない。また、増幅素子３５はオペアンプに限らず、複素補償回路３０が複素応答するのであれば、これ以外の素子を用いても構わない。また、複素補償回路３０の回路構成は、複素補償回路３０が複素応答するのであれば、図４に示す回路以外の構成であっても構わない。 The impedance elements 31 to 34 are not limited to resistors, capacitors, and inductors, and other elements may be used as long as the complex compensation circuit 30 has a complex response. Further, the amplification element 35 is not limited to the operational amplifier, and other elements may be used as long as the complex compensation circuit 30 has a complex response. Further, the circuit configuration of the complex compensation circuit 30 may be a configuration other than the circuit shown in FIG. 4 as long as the complex compensation circuit 30 responds in a complex number.

具体的には、信号ａ，ｃにおける複素電圧信号をそれぞれＶa、Ｖｃ、インピーダンス素子３１〜３４の複素インピーダンスをそれぞれ、Ｚ31〜Ｚ34とすると、この回路の複素増幅率Ｖｃ／Ｖａは、次式、
［数１］
Ｖｃ／Ｖａ＝｛Ｚ32・（Ｚ33＋Ｚ34）｝／｛（Ｚ31＋Ｚ32）・Ｚ33｝
となる。この右辺の絶対値がＰに、偏角がθになるようにインピーダンス素子３１〜３４を選べばよい。 Specifically, assuming that the complex voltage signals in the signals a and c are Va and Vc, and the complex impedances of the impedance elements 31 to 34 are Z31 to Z34, respectively, the complex amplification factor Vc / Va of this circuit is expressed by the following equation.
[Number 1]
Vc / Va = {Z32 ・ (Z33 + Z34)} / {(Z31 + Z32) ・ Z33}
Will be. Impedance elements 31 to 34 may be selected so that the absolute value on the right side is P and the declination is θ.

なお、複素電圧信号とは、交流信号源１０と同じ周波数をもつ交流信号の電圧状態を１つの複素数値で表すものであり、その複素数値の絶対値は電圧信号の振幅と一致し、その複素数値の偏角は交流信号源１０の信号からの進み位相であらわされる量である。 The complex voltage signal represents the voltage state of an AC signal having the same frequency as the AC signal source 10 by one complex numerical value, and the absolute value of the complex numerical value matches the amplitude of the voltage signal, and the complex number thereof. The deviation angle of the value is a quantity represented by the lead phase from the signal of the AC signal source 10.

また、各インピーダンス素子の複素インピーダンスは、交流信号源１０と同じ周波数の電流を流した場合の複素インピーダンス値であることを前提とする。 Further, it is assumed that the complex impedance of each impedance element is a complex impedance value when a current having the same frequency as that of the AC signal source 10 is passed.

ここで、複素補償回路３０から出力される出力信号ｃは、仮想ゼロ点におけるセンサ部２０の検出信号ｂと完全に一致させる場合に限らず、若干ずれていてもよい。 Here, the output signal c output from the complex compensation circuit 30 is not limited to the case where it completely matches the detection signal b of the sensor unit 20 at the virtual zero point, and may be slightly deviated.

一般的に流通している安価な抵抗、コンデンサの定数は離散的であり、許容差も大きいため、厳密に入出力信号の位相差を作ることは困難である。 Since the constants of inexpensive resistors and capacitors that are generally distributed are discrete and have a large tolerance, it is difficult to make a strict phase difference between input and output signals.

また、入力信号に対して、出力信号の位相を常に一定に保つのは、下記の理由で容易ではない。 Further, it is not easy to keep the phase of the output signal constant with respect to the input signal for the following reasons.

(1) 一般的に流通している安価な抵抗、コンデンサは、周囲温度変化等によりその定数が変化してしまう。 (1) The constants of inexpensive resistors and capacitors that are generally distributed change due to changes in ambient temperature.

(2) 交流信号ａの周波数が変化しても、入出力信号の振幅、位相の関係が変化してしまう。 (2) Even if the frequency of the AC signal a changes, the relationship between the amplitude and phase of the input / output signal changes.

(3) 増幅素子や増幅回路の回路構成の性能（温度特性、直線性など）によっても、複素増幅率が変化してしまう。 (3) The complex amplification factor also changes depending on the performance (temperature characteristics, linearity, etc.) of the circuit configuration of the amplifier element or amplifier circuit.

しかしながら、複素補償回路３０から出力される出力信号ｃは、後述するように仮想ゼロ点におけるセンサ部２０の検出信号ｂと完全に一致させなくてもよいため、複素補償回路３０は、一般的に流通している安価な抵抗、コンデンサを適宜選択して構成することができし、回路３０の様に簡易な回路構成を用いることができる。
る。 However, since the output signal c output from the complex compensation circuit 30 does not have to completely match the detection signal b of the sensor unit 20 at the virtual zero point as described later, the complex compensation circuit 30 is generally used. Inexpensive resistors and capacitors on the market can be appropriately selected and configured, and a simple circuit configuration such as the circuit 30 can be used.
NS.

図１に戻って、第１減算部４０には、センサ部２０から検出信号ｂが加えられ、複素補償回路３０から出力信号ｃが加えられており、第１減算部４０は、検出信号ｂから出力信号ｃを減算し、その差信号ｄを第１信号処理部５０に出力する。 Returning to FIG. 1, the detection signal b is added from the sensor unit 20 to the first subtraction unit 40, the output signal c is added from the complex compensation circuit 30, and the first subtraction unit 40 is from the detection signal b. The output signal c is subtracted, and the difference signal d is output to the first signal processing unit 50.

尚、センサ部２０から仮想ゼロ点における検出信号ｂが出力される場合、差信号ｄ（図中のＶ_２）はゼロになる。複素補償回路３０から出力される出力信号ｃ（図中のＶ_１）は、仮想ゼロ点における検出信号ｂと一致するように生成されたものだからである。また、本例では、加減算等により信号レベルがゼロになるとは、ほぼゼロになる場合を含むものとする。 When the detection signal b at the virtual zero point is output from the sensor unit 20, the difference signal d (V ₂ in the figure) becomes zero. This is because the output signal c (V ₁ in the figure) output from the complex compensation circuit 30 is generated so as to match the detection signal b at the virtual zero point. Further, in this example, the fact that the signal level becomes zero due to addition / subtraction or the like includes the case where the signal level becomes almost zero.

第１信号処理部５０は、第１整流回路５２と第１増幅器５４により構成されている。 The first signal processing unit 50 includes a first rectifier circuit 52 and a first amplifier 54.

第１整流回路５２は、第１減算部４０から出力される差信号ｄを整流する。第１整流回路５２は、線形応答する回路であることが好ましく、例えば、入力信号の極性（ゼロクロス点）によりスイッチング動作する同期整流回路が好ましい。差信号ｄは、「仮想ゼロ点」ではほぼ０レベルの信号になるため、「仮想ゼロ点」では整流信号ｅもほぼ０レベルの信号になる。 The first rectifier circuit 52 rectifies the difference signal d output from the first subtraction unit 40. The first rectifier circuit 52 is preferably a circuit that responds linearly, and for example, a synchronous rectifier circuit that operates by switching depending on the polarity (zero cross point) of the input signal is preferable. Since the difference signal d is a signal of almost 0 level at the “virtual zero point”, the rectified signal e is also a signal of almost 0 level at the “virtual zero point”.

第１増幅器５４は、第１整流回路５２から出力される整流信号ｅを第１増幅器５４の第２ゲイン（Ａ）により増幅する。整流信号ｅは、「仮想ゼロ点」ではほぼ０レベルの信号になるため、第２ゲイン（Ａ）を大きくすることができ、「仮想ゼロ点」付近の分解能を向上させることができる。 The first amplifier 54 amplifies the rectifier signal e output from the first rectifier circuit 52 by the second gain (A) of the first amplifier 54. Since the rectified signal e becomes a signal of almost 0 level at the “virtual zero point”, the second gain (A) can be increased and the resolution near the “virtual zero point” can be improved.

第２信号処理部６０は、第２整流回路６２、直流定電圧発生部６４、第２減算部６６、及び第２増幅器６８から構成されている。 The second signal processing unit 60 includes a second rectifier circuit 62, a DC constant voltage generation unit 64, a second subtraction unit 66, and a second amplifier 68.

第２整流回路６２は第１整流回路５２と、第２増幅器６８は第１増幅器５４と同じ構成の回路である。 The second rectifier circuit 62 has the same configuration as the first rectifier circuit 52, and the second amplifier 68 has the same configuration as the first amplifier 54.

第２整流回路６２は、複素補償回路３０から出力される信号ｃを整流する。信号ｃのレベルは複素補償回路３０の構成により決まるが、回路３０に使用するインピーダンス素子や増幅素子、およびその回路構成の性能により厳密には理想値からの若干のずれが生じ、また若干の変動が生じる。 The second rectifier circuit 62 rectifies the signal c output from the complex compensation circuit 30. The level of the signal c is determined by the configuration of the complex compensation circuit 30, but strictly speaking, there is a slight deviation from the ideal value and a slight fluctuation depending on the impedance element and amplification element used in the circuit 30 and the performance of the circuit configuration. Occurs.

直流定電圧発生部６４は、複素補償回路３０が理想的な信号出力をしたと仮定した場合の第１直流定電圧信号ｈを出力する様に構成する。なお、ここでいう「理想的な信号出力をしたと仮定した場合の定電圧信号」には、「理想的な信号出力をしたと仮定した場合の定電圧信号」とほぼ同じ定電圧信号も含むものとする。 The DC constant voltage generation unit 64 is configured to output the first DC constant voltage signal h when it is assumed that the complex compensation circuit 30 outputs an ideal signal. The "constant voltage signal assuming an ideal signal output" includes a constant voltage signal that is almost the same as the "constant voltage signal assuming an ideal signal output". It shall be muted.

以上から、整流信号ｇは、直流定電圧発生部６４から出力される第１直流定電圧信号ｈから若干ずれた信号となる。 From the above, the rectified signal g is a signal slightly deviated from the first DC constant voltage signal h output from the DC constant voltage generating unit 64.

第２減算部６６の正入力には整流信号ｇが、負入力には第１直流定電圧ｈが入力される。すなわち、第２減算部６６の出力には、整流信号ｇから第１直流定電圧ｈを減じた差信号が出力される。 The rectified signal g is input to the positive input of the second subtraction unit 66, and the first DC constant voltage h is input to the negative input. That is, a difference signal obtained by subtracting the first DC constant voltage h from the rectified signal g is output to the output of the second subtraction unit 66.

前述のとおり、整流信号ｇは第１直流定電圧ｈから若干ずれた信号であるから、差信号ｈはほぼ０レベルの信号となる。 As described above, since the rectified signal g is a signal slightly deviated from the first DC constant voltage h, the difference signal h is a signal of almost 0 level.

第２増幅器６８は、第２減算部６６から出力される差信号ｉを第２ゲイン（Ａ）により増幅する。差信号ｉはほぼ０レベルの信号であるため、第２ゲイン（Ａ）を大きくすることができる。すなわち、第２信号処理部６０のゲインは第１信号処理部５０のゲインと共通のゲインとすることができる。 The second amplifier 68 amplifies the difference signal i output from the second subtraction unit 66 by the second gain (A). Since the difference signal i is a signal of almost 0 level, the second gain (A) can be increased. That is, the gain of the second signal processing unit 60 can be the same as the gain of the first signal processing unit 50.

第１信号処理部５０の結果ｆ、および第２信号処理部６０の結果ｊは、それぞれ加算部９０に入力される。すなわち、加算部の出力には、結果ｆと結果ｈとが加わった信号が信号ｋとして出力される。 The result f of the first signal processing unit 50 and the result j of the second signal processing unit 60 are input to the addition unit 90, respectively. That is, a signal to which the result f and the result h are added is output as the signal k to the output of the addition unit.

尚、本例の第１信号処理部５０は、入力する差信号ｄを第１整流回路５２により整流し、整流した整流信号ｅを第１増幅器５４により第２ゲイン（Ａ）で増幅するが、入力する差信号ｄを第１増幅器５４により第２ゲイン（Ａ）で増幅し、増幅した信号を第１整流回路５２により整流してもよい。 The first signal processing unit 50 of this example rectifies the input difference signal d by the first rectifier circuit 52, and amplifies the rectified rectifier signal e by the first amplifier 54 with the second gain (A). The input difference signal d may be amplified by the first amplifier 54 with the second gain (A), and the amplified signal may be rectified by the first rectifier circuit 52.

また、直流定電圧発生部６４は、振幅Ｖ_０を示す電圧信号、第１ゲイン（Ｐ）を使用して第１直流定電圧信号ｈを発生させることができるが、これに限らず、複素補償回路３０が理想的な信号出力をしたと仮定した場合の出力信号を発生させるものであればよい。また、本例では、第１整流回路５２及び第２整流回路６２では、簡単のため入力信号の振幅と出力信号の直流電圧が等しくなることを前提に説明しているが、当然ながら、適切に各回路（直流定電圧発生部６４）の感度を設定することにより、入力信号の振幅と出力信号の直流電圧とを等しくする必要はない。 Further, the DC constant voltage generation unit 64 can generate a _{first DC constant voltage signal h by using a voltage signal indicating an amplitude V 0} and a first gain (P), but the present invention is not limited to this, and complex compensation is provided. Anything may be used as long as it generates an output signal assuming that the circuit 30 outputs an ideal signal. Further, in this example, the first rectifying circuit 52 and the second rectifying circuit 62 are described on the premise that the amplitude of the input signal and the DC voltage of the output signal are equal for the sake of simplicity. By setting the sensitivity of each circuit (DC constant voltage generator 64), it is not necessary to make the amplitude of the input signal equal to the DC voltage of the output signal.

複素補償回路３０の出力信号ｃ（図中のＶ_１）を、整流すると、直流定電圧発生部６４と同じ電圧信号になるため、第２減算部６６から出力される差信号i、及びこれをＡ倍した信号ｊ（図中のＶ_３）は、ゼロになる。但し、実際のＶ_３は、ゼロに保持されず、ゼロ近傍の値になる。例えば、複素補償回路３０から出力される出力信号ｃの振幅（Ｖ_０×Ｐ）は、周囲温度の変化等に変動し得るが、この場合、その変動に相当する信号ｊが出力されることになる。 When the output signal c (V ₁ in the figure) of the complex compensation circuit 30 is rectified, it becomes the same voltage signal as the DC constant voltage generation unit 64. Therefore, the difference signal i output from the second subtraction unit 66 and this are used. The signal j multiplied by A (V ₃ in the figure) becomes zero. However, the actual V ₃ is not held at zero and becomes a value near zero. _{For example, the amplitude (V 0} × P) of the output signal c output from the complex compensation circuit 30 may fluctuate due to a change in ambient temperature or the like, but in this case, the signal j corresponding to the fluctuation is output. Become.

加算部９０は、第１信号処理部５０から出力される出力信号ｆと第２信号処理部６０から出力される出力信号ｊとを加算し、その加算結果を物理量測定装置１による測定信号ｋとして出力する。 The addition unit 90 adds the output signal f output from the first signal processing unit 50 and the output signal j output from the second signal processing unit 60, and uses the addition result as the measurement signal k by the physical quantity measuring device 1. Output.

いま、複素補償回路３０から出力される出力信号ｃに着目すると、この出力信号ｃは、一方の系統では、反転されて第１信号処理部５０により整流、増幅され、他方の系統では、そのまま第２信号処理部６０により整流、増幅された後、第１信号処理部５０の出力信号と第２信号処理部６０の出力信号とは結果的に加算されることになる。したがって、加算部９０から出力される測定信号ｋには、出力信号ｃの影響はキャンセルされている。 Focusing on the output signal c output from the complex compensation circuit 30, this output signal c is inverted in one system, rectified and amplified by the first signal processing unit 50, and is directly the first in the other system. After being rectified and amplified by the two signal processing unit 60, the output signal of the first signal processing unit 50 and the output signal of the second signal processing unit 60 are added as a result. Therefore, the influence of the output signal c is canceled on the measurement signal k output from the addition unit 90.

これにより、前述したように複素補償回路３０から出力される出力信号ｃは、仮想ゼロ点におけるセンサ部２０の検出信号ｂと完全に一致していなくてもよい。 As a result, as described above, the output signal c output from the complex compensation circuit 30 does not have to completely match the detection signal b of the sensor unit 20 at the virtual zero point.

また、直流定電圧発生部６４から出力される第１直流定電圧信号ｈは、仮想ゼロ点における測定信号ｋがゼロになるように作用する。 Further, the first DC constant voltage signal h output from the DC constant voltage generation unit 64 acts so that the measurement signal k at the virtual zero point becomes zero.

以上から、物理量測定装置１のいずれの回路ポイントにおいても、第１増幅器５４の第２ゲイン（Ａ）を、従来の設定可能な最大ゲインよりも大きくしても、ダイナミックレンジ（アナログ信号の変動可能範囲）を超えることを避けることができ、また、第１増幅器５４の第２ゲイン（Ａ）を大きくすることで、仮想ゼロ点付近の分解能を向上させることができる。 From the above, at any circuit point of the physical quantity measuring device 1, even if the second gain (A) of the first amplifier 54 is made larger than the conventional maximum gain that can be set, the dynamic range (analog signal can be changed). It is possible to avoid exceeding the range), and by increasing the second gain (A) of the first amplifier 54, the resolution near the virtual zero point can be improved.

図５は、物理量測定装置１の各部から出力される信号の概要を示す波形図である。 FIG. 5 is a waveform diagram showing an outline of signals output from each part of the physical quantity measuring device 1.

尚、図５において、図５（Ａ）〜図５（Ｋ）は、それぞれ図１中の信号ａ〜ｋを示し、実線は、測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離にある場合を示し、点線は、測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離よりも遠い距離に位置する場合に関して示している。 In FIG. 5, FIGS. 5 (A) to 5 (K) show signals a to k in FIG. 1, and solid lines indicate the case where the measurement object 24 is at a distance of a virtual zero point. The dotted line shows the case where the measurement object 24 is located at a distance farther than the distance of the virtual zero point.

まず、仮想ゼロ点の場合の各部の信号の波形について説明する。 First, the waveform of the signal of each part in the case of the virtual zero point will be described.

図５（Ａ）は、交流信号源１０から発生される励磁用の交流信号ａを示す波形図である。 FIG. 5A is a waveform diagram showing an AC signal a for excitation generated from the AC signal source 10.

図５（Ｂ）の実線は、測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離にある場合のセンサ部２０の検出信号ｂを示す。この場合、センサ部２０の検出信号ｂは、交流信号ａと比較して振幅が小さくなり、かつ位相がずれている。 The solid line in FIG. 5B shows the detection signal b of the sensor unit 20 when the measurement object 24 is at the distance of the virtual zero point. In this case, the detection signal b of the sensor unit 20 has a smaller amplitude and is out of phase with the AC signal a.

図５（Ｃ）は、複素補償回路３０から出力される出力信号ｃを示す波形図である。複素補償回路３０の出力信号ｃは、交流信号ａに対するゲイン及び位相が調整されることで、図５（Ｂ）の実線の検出信号ｂと一致している。 FIG. 5C is a waveform diagram showing an output signal c output from the complex compensation circuit 30. The output signal c of the complex compensation circuit 30 coincides with the solid line detection signal b in FIG. 5B by adjusting the gain and phase with respect to the AC signal a.

図５（Ｄ）は、第１減算部４０から出力される差信号ｄを示す波形図である。図５（Ｄ）の実線で示す差信号ｄは、仮想ゼロ点における検出信号ｂと出力信号ｃとの差信号であるため、ゼロになっている。 FIG. 5D is a waveform diagram showing the difference signal d output from the first subtraction unit 40. The difference signal d shown by the solid line in FIG. 5D is zero because it is the difference signal between the detection signal b and the output signal c at the virtual zero point.

図５（Ｅ）及び（Ｆ）は、それぞれ差信号ｄを整流した第１整流回路５２の出力信号ｅ、及びこれを増幅した第１増幅器５４の出力信号ｆを示す波形図である。図５（Ｅ）及び（Ｆ）の実線で示すように、ゼロの差信号ｄを整流した第１整流回路５２の出力信号ｅ、及びこれを増幅した第１増幅器５４の出力信号ｆは、それぞれゼロである。 5 (E) and 5 (F) are waveform diagrams showing the output signal e of the first rectifier circuit 52 that rectifies the difference signal d, and the output signal f of the first amplifier 54 that amplifies the output signal e, respectively. As shown by the solid lines in FIGS. 5 (E) and 5 (F), the output signal e of the first rectifier circuit 52 that rectifies the zero difference signal d and the output signal f of the first amplifier 54 that amplifies the output signal f are respectively. It is zero.

図５（Ｇ）は、図５（Ｃ）に示した信号ｃを整流した第２整流回路６２の出力信号ｇを示す波形図である。 FIG. 5 (G) is a waveform diagram showing an output signal g of the second rectifier circuit 62 that rectifies the signal c shown in FIG. 5 (C).

図５（Ｈ）は、直流定電圧発生部６４から発生される第１直流定電圧信号ｈを示す波形図である。この第１直流定電圧信号ｈは、図５（Ｇ）に示した第２整流回路６２の出力信号ｇと一致している。 FIG. 5H is a waveform diagram showing a first DC constant voltage signal h generated from the DC constant voltage generation unit 64. The first DC constant voltage signal h coincides with the output signal g of the second rectifier circuit 62 shown in FIG. 5 (G).

図５（Ｉ）は、第２減算部６６から出力される差信号ｉを示す波形図である。第２減算部６６は、複素補償回路３０の出力信号（振幅Ｖ_０を第１ゲイン（Ｐ）でＰ倍した信号）を整流した信号から、第１直流定電圧信号ｈを減算するため、その差信号ｉはゼロである。 FIG. 5 (I) is a waveform diagram showing the difference signal i output from the second subtraction unit 66. The second subtraction unit 66 subtracts the first DC constant voltage signal h from the rectified signal of the output signal of the complex compensation circuit 30 _{(a signal obtained by multiplying the amplitude V 0 by P with the first gain (P)).} The difference signal i is zero.

図５（Ｊ）は、図５（Ｉ）に示した信号ｉを第２ゲイン（Ａ）で増幅した第２増幅器６８の出力信号ｊを示す波形図である。ゼロである差信号ｉを増幅した信号であるから出力信号jはゼロである。 FIG. 5 (J) is a waveform diagram showing an output signal j of the second amplifier 68 obtained by amplifying the signal i shown in FIG. 5 (I) with the second gain (A). The output signal j is zero because it is a signal obtained by amplifying the difference signal i which is zero.

図５（Ｋ）は、加算部９０から出力される測定信号ｋを示す波形図である。仮想ゼロ点の場合、加算部９０から出力される測定信号ｋは、図５（Ｆ）の実線で示す第１信号処理部５０の出力信号ｆがゼロであり、かつ図５（Ｊ）に示す第２信号処理部６０の出力信号ｊもゼロであるため、これらの加算結果を示す測定信号ｋもゼロである。 FIG. 5K is a waveform diagram showing the measurement signal k output from the addition unit 90. In the case of the virtual zero point, the measurement signal k output from the addition unit 90 has the output signal f of the first signal processing unit 50 shown by the solid line in FIG. 5 (F) being zero, and is shown in FIG. 5 (J). Since the output signal j of the second signal processing unit 60 is also zero, the measurement signal k indicating these addition results is also zero.

即ち、測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離にある場合、測定信号ｋの信号レベルはゼロになる。 That is, when the measurement object 24 is at the distance of the virtual zero point, the signal level of the measurement signal k becomes zero.

次に、測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離よりも遠い距離に位置する場合について説明する。 Next, a case where the measurement object 24 is located at a distance farther than the distance of the virtual zero point will be described.

センサ部２０が、図２に示した渦電流センサ２０−１の場合、渦電流センサ２０−１から出力される検出信号ｂは、測定対象物２４との距離ｘに応じて振幅が変化し、かつ位相ずれが発生する。測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離よりも遠い距離に位置する場合、図５（Ｂ）の点線で示す検出信号ｂの振幅は、実線で示す仮想ゼロ点の距離の場合の振幅よりも大きくなり、かつ位相が進む。 When the sensor unit 20 is the eddy current sensor 20-1 shown in FIG. 2, the amplitude of the detection signal b output from the eddy current sensor 20-1 changes according to the distance x from the object to be measured 24. And a phase shift occurs. When the object to be measured 24 is located at a distance farther than the distance of the virtual zero point, the amplitude of the detection signal b shown by the dotted line in FIG. 5B is larger than the amplitude of the distance of the virtual zero point shown by the solid line. And the phase advances.

この検出信号ｂの変動に応じて第１減算部４０から出力される差信号ｄが変動し、差信号ｄは、図５（Ｄ）の点線で示すようになる。 The difference signal d output from the first subtraction unit 40 fluctuates according to the fluctuation of the detection signal b, and the difference signal d is shown by the dotted line in FIG. 5 (D).

図５（Ｄ）の点線で示した差信号ｄが整流された信号ｅ、及び第２ゲイン（Ａ）で増幅された信号ｆは、それぞれ図５（Ｅ）及び（Ｆ）の点線で示すようになる。 The signal e obtained by rectifying the difference signal d shown by the dotted line in FIG. 5 (D) and the signal f amplified by the second gain (A) are shown by the dotted lines in FIGS. 5 (E) and 5 (F), respectively. become.

図５（Ｋ）の点線で示す測定信号ｋは、図５（Ｆ）の点線で示す第１信号処理部５０の出力信号ｆと図５（Ｊ）に示す第２信号処理部６０の出力信号ｊとを加算した信号であるが、信号ｊはゼロであるため、測定信号ｋは、図５（Ｆ）の点線で示す第１整流回路５２の出力信号ｆと同等の信号になる。 The measurement signal k shown by the dotted line in FIG. 5 (K) is the output signal f of the first signal processing unit 50 shown by the dotted line in FIG. 5 (F) and the output signal of the second signal processing unit 60 shown in FIG. 5 (J). Although it is a signal obtained by adding j and the signal j is zero, the measurement signal k becomes a signal equivalent to the output signal f of the first rectifying circuit 52 shown by the dotted line in FIG. 5 (F).

即ち、測定信号ｋは、測定対象物２４が仮想ゼロ点の距離から異なる距離に変動すると、その変動分に相当する検出信号ｂの変化量が、第１整流回路５２により整流され、第１増幅器５４によりＡ倍された測定信号ｋとして出力される。特に第１増幅器５４には、検出信号ｂの仮想ゼロ点からの変動分を整流した信号eが入力するため、第１増幅器５４での第２ゲイン（Ａ）を大きくすることができ、これにより仮想ゼロ点付近の距離を測定する場合の測定信号ｋの分解能を向上させることができる。 That is, when the measurement object 24 fluctuates from the distance of the virtual zero point to a different distance, the change amount of the detection signal b corresponding to the fluctuation is rectified by the first rectifying circuit 52, and the measurement signal k is rectified by the first rectifying circuit 52. It is output as a measurement signal k multiplied by A by 54. In particular, since the signal e that rectifies the fluctuation of the detection signal b from the virtual zero point is input to the first amplifier 54, the second gain (A) of the first amplifier 54 can be increased, thereby increasing the second gain (A). It is possible to improve the resolution of the measurement signal k when measuring the distance near the virtual zero point.

＜交流信号源及び直流定電圧発生部の実施形態＞
図６は、図１に示した交流信号源１０及び直流定電圧発生部６４の好ましい実施形態を示す構成図である。 <Embodiment of AC signal source and DC constant voltage generator>
FIG. 6 is a configuration diagram showing a preferred embodiment of the AC signal source 10 and the DC constant voltage generator 64 shown in FIG.

図６に示す交流信号源１０は、発振器１１、可変増幅器１２、第３整流回路１４、直流定電圧源１５、減算部１６、及びオペアンプ１７から構成され、直流定電圧発生部６４は、直流定電圧源１５及び増幅器１８から構成されている。 The AC signal source 10 shown in FIG. 6 is composed of an oscillator 11, a variable amplifier 12, a third rectifying circuit 14, a DC constant voltage source 15, a subtraction unit 16, and an operational amplifier 17, and the DC constant voltage generating unit 64 is a DC constant voltage generator. It is composed of a voltage source 15 and an amplifier 18.

発振器１１は、交流信号の周波数を有する基準信号を発振し、オペアンプで構成される可変増幅器１２の負入力に出力する。可変増幅器１２は、基準信号を増幅して交流信号として出力するが、その負帰還回路にアナログフォトカプラ１２Ａが設けられている。アナログフォトカプラ１２Ａに流れる電流の大きさに応じて負帰還回路の抵抗が変化するため、可変増幅器１２は、アナログフォトカプラ１２Ａに流れる電流の大きさに応じて、基準信号を増幅するゲインが変化し、可変増幅器として機能する。 The oscillator 11 oscillates a reference signal having an AC signal frequency and outputs the reference signal to the negative input of the variable amplifier 12 composed of an operational amplifier. The variable amplifier 12 amplifies the reference signal and outputs it as an AC signal, and an analog photocoupler 12A is provided in the negative feedback circuit thereof. Since the resistance of the negative feedback circuit changes according to the magnitude of the current flowing through the analog photocoupler 12A, the variable amplifier 12 changes the gain for amplifying the reference signal according to the magnitude of the current flowing through the analog photocoupler 12A. And functions as a variable amplifier.

具体的には、アナログフォトカプラ１２Ａに流れる電流が大きくなると、負帰還回路の抵抗が小さくなり、可変増幅器１２のゲインも小さくなり、逆にアナログフォトカプラ１２Ａに流れる電流が小さくなると、負帰還回路の抵抗が大きくなり、可変増幅器１２のゲインも大きくなる。 Specifically, when the current flowing through the analog photocoupler 12A becomes large, the resistance of the negative feedback circuit becomes small, the gain of the variable amplifier 12 also becomes small, and conversely, when the current flowing through the analog photocoupler 12A becomes small, the negative feedback circuit becomes small. The resistance of the variable amplifier 12 becomes large, and the gain of the variable amplifier 12 also becomes large.

第３整流回路１４には、可変増幅器１２から出力される交流信号が加えられており、第３整流回路１４は、入力する交流信号を整流し、整流した直流電圧信号を減算部１６の負入力に出力する。本例の第３整流回路１４は、入力する交流信号の振幅を示す直流電圧信号を出力するものとする。 An AC signal output from the variable amplifier 12 is added to the third rectifier circuit 14, and the third rectifier circuit 14 rectifies the input AC signal and negatively inputs the rectified DC voltage signal to the subtraction unit 16. Output to. The third rectifier circuit 14 of this example shall output a DC voltage signal indicating the amplitude of the input AC signal.

減算部１６の正入力には、直流定電圧源１５から電圧Ｖ_０の直流定電圧信号（第２直流定電圧信号）が加えられている。電圧Ｖ_０の第２直流定電圧信号は、可変増幅器１２を介して発生させる交流信号の所望の振幅Ｖ_０（第１振幅）に対応して設定された、基準の電圧信号である。 The positive input of the subtraction unit 16, a DC constant voltage signal of the voltage V ₀ from the DC constant-voltage source 15 (the second DC constant voltage signal) is added. Second DC constant voltage signal of the voltage V ₀ is set to correspond to the desired amplitude V _{0 (first} amplitude) of the alternating signal generated through a variable amplifier 12, a reference voltage signal.

減算部１６は、第２直流定電圧信号から第３整流回路１４の出力信号（直流電圧信号）を減算する。減算された差電圧信号は、オペアンプ１７の入力抵抗を介して負入力に加えられる。オペアンプ１７は、入力する差電圧信号を反転増幅してアナログフォトカプラ１２Ａに出力する。尚、オペアンプ１７の負帰還にはコンデンサが配置されており、オペアンプ１７は積分回路（積分値×−１）として振る舞うため、Ｖ4に負の電圧が入力された場合には、オペアンプ１７の出力は増大を続け、Ｖ4に正の電圧が入力された場合には、オペアンプ17の出力は減少を続ける。 The subtraction unit 16 subtracts the output signal (DC voltage signal) of the third rectifier circuit 14 from the second DC constant voltage signal. The subtracted differential voltage signal is applied to the negative input via the input resistance of the operational amplifier 17. The operational amplifier 17 inverts and amplifies the input difference voltage signal and outputs it to the analog photocoupler 12A. A capacitor is arranged in the negative feedback of the operational amplifier 17, and the operational amplifier 17 behaves as an integrator circuit (integral value × -1). Therefore, when a negative voltage is input to V4, the output of the operational amplifier 17 is If the voltage continues to increase and a positive voltage is input to V4, the output of the operational amplifier 17 continues to decrease.

アナログフォトカプラ１２Ａに流れる電流は、オペアンプ１７の出力電圧が低くなると小さくなり、可変増幅器１２のゲインは大きくなり、オペアンプ１７の出力電圧が高くなると大きくなり、可変増幅器１２のゲインは小さくなる。 The current flowing through the analog photocoupler 12A decreases as the output voltage of the operational amplifier 17 decreases, the gain of the variable amplifier 12 increases, increases as the output voltage of the operational amplifier 17 increases, and the gain of the variable amplifier 12 decreases.

したがって、減算部１６及びオペアンプ１７は、可変増幅器１２のゲインを調整するゲイン調整部として機能し、第３整流回路１４、減算部１６及びオペアンプ１７により構成される回路は、減算部１６からの出力（Ｖ_４）が常にゼロとなるように可変増幅器１２のゲインを調整するフィードバック回路として機能する。その結果、可変増幅器１２から出力される交流信号の振幅は、直流定電圧源１５の第２直流定電圧信号の電圧Ｖ_０に維持される。 Therefore, the subtraction unit 16 and the operational amplifier 17 function as a gain adjustment unit for adjusting the gain of the variable amplifier 12, and the circuit composed of the third rectifier circuit 14, the subtraction unit 16 and the operational amplifier 17 is an output from the subtraction unit 16. It functions as a feedback circuit that adjusts the gain of the variable amplifier 12 so that (V _{4) is always zero.} As a result, the amplitude of the AC signal output from the variable amplifier 12 is maintained at the voltage V ₀ which the second DC constant voltage signal of the DC constant-voltage source 15.

図６に示す交流信号源１０によれば、周囲温度等により発振器１１から出力される基準信号の振幅が変動しても、振幅Ｖ_０の交流信号を安定して出力することができる。 According to the AC signal source 10 shown in FIG. 6, even if the amplitude of the reference signal output from the oscillator 11 fluctuates due to the ambient temperature or the like, the AC signal having _{an amplitude V 0 can be stably output.}

また、直流定電圧発生部６４を構成する増幅器１８の増幅率Ｂは、複素補償回路３０が理想的な信号出力をしたと仮定した場合の出力信号と同じ（もしくはほぼ同じ）信号を増幅器１８が出力するように決める。具体的には、下記の様な値となるように増幅率Ｂを決める。 Further, the amplification factor B of the amplifier 18 constituting the DC constant voltage generation unit 64 is the same (or almost the same) as the output signal when the complex compensation circuit 30 is assumed to output an ideal signal. Decide to output. Specifically, the amplification factor B is determined so as to have the following values.

Ｂ＝Ｐ×Ａ×cosθ
図６に示す交流信号源１０及び直流定電圧発生部６４は、それぞれ直流定電圧源１５から出力される同じ電圧Ｖ_０の第２直流定電圧信号を基準にして振幅Ｖ_０の交流信号、及び第１直流定電圧信号（Ｖ_０×Ｐ×cosθ）を出力するため、これらの信号を使用して生成される測定信号は、より測定精度が高いものになる。 B = P × A × cos θ
The AC signal source 10 and the DC constant voltage generator 64 shown in FIG. 6 are an AC signal _{having an amplitude V 0 and} an AC signal having an amplitude V 0 with reference to a second DC constant voltage signal having the _{same voltage V 0 output from the DC constant voltage source 15, respectively.} Since the first DC constant voltage signal (V ₀ × P × cos θ) is output, the measurement signal generated by using these signals has higher measurement accuracy.

＜センサ部の他の例＞
図７は、図１に示したセンサ部２０の他の例を示す模式図である。 <Other examples of sensor section>
FIG. 7 is a schematic view showing another example of the sensor unit 20 shown in FIG.

図７に示すセンサ部は、差動トランス式の変位センサ２０−２である。 The sensor unit shown in FIG. 7 is a differential transformer type displacement sensor 20-2.

この差動トランス式の変位センサ２０−２は、交流信号源１０から発生される交流信号が印加される一次コイル２５と、逆極で直列に接続された２つの二次コイル２６Ａ、２６Ｂと、測定対象物に接触して移動する測定子２７に連結された磁気コア２８とを有し、測定子２７の変位に対応する検出信号を出力する。 This differential transformer type displacement sensor 20-2 includes a primary coil 25 to which an AC signal generated from an AC signal source 10 is applied, and two secondary coils 26A and 26B connected in series with opposite poles. It has a magnetic core 28 connected to a stylus 27 that moves in contact with an object to be measured, and outputs a detection signal corresponding to the displacement of the stylus 27.

差動トランス式の変位センサ２０−２は、一次コイル２５が交流信号により励磁されると、２つの二次コイル２６Ａ、２６Ｂから、磁気コア２８（測定子２７）の位置に比例する差動出力信号が誘起され、検出信号として出力する。 When the primary coil 25 is excited by an AC signal, the differential transformer type displacement sensor 20-2 has a differential output proportional to the position of the magnetic core 28 (meter 27) from the two secondary coils 26A and 26B. A signal is induced and output as a detection signal.

図７に示すように磁気コア２８が２つの二次コイル２６Ａ、２６Ｂの中心にある状態では、一次コイル２５に対する２つの二次コイル２６Ａ、２６Ｂの相互インダクタンスが等しく、２つの二次コイル２６Ａ、２６Ｂの出力電圧も等しく、また位相は互いに１８０°異なるため、検出信号はゼロになる。 As shown in FIG. 7, when the magnetic core 28 is at the center of the two secondary coils 26A and 26B, the mutual inductances of the two secondary coils 26A and 26B with respect to the primary coil 25 are equal, and the two secondary coils 26A, Since the output voltages of 26B are the same and the phases are 180 ° different from each other, the detection signal becomes zero.

したがって、差動トランス式の変位センサ２０−２は、一般に検出信号がゼロになる点（即ち、測定子２７が測定対象物に接触しない状態）がゼロ点として設定される。 Therefore, in the differential transformer type displacement sensor 20-2, the point where the detection signal becomes zero (that is, the state where the stylus 27 does not come into contact with the object to be measured) is generally set as the zero point.

しかしながら、図１に示した物理量測定装置１のセンサ部として、差動トランス式の変位センサ２０−２を使用すると、磁気コア２８が２つの二次コイル２６Ａ、２６Ｂの中心以外にある状態を、仮想ゼロ点として設定することができ、かつ仮想ゼロ点付近の分解能を向上させることができる。 However, when the differential transformer type displacement sensor 20-2 is used as the sensor unit of the physical quantity measuring device 1 shown in FIG. 1, the magnetic core 28 is in a state other than the centers of the two secondary coils 26A and 26B. It can be set as a virtual zero point, and the resolution near the virtual zero point can be improved.

［その他］
本実施形態の物理量測定装置１の各部から出力される信号は、アナログ信号であるが、これに限らず、アナログ信号をＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換し、物理量測定装置の一部の処理をデジタル処理するようにしてもよい。例えば、第１信号処理部５０及び第２信号処理部６０の後段にそれぞれＡ／Ｄコンバータを配置し、これらのＡ／Ｄコンバータで２系統を同タイミングでサンプリングし、ソフトウェア又はハードウェアにより以降の信号処理をデジタル処理することができる。 [others]
The signal output from each part of the physical quantity measuring device 1 of the present embodiment is an analog signal, but the signal is not limited to this, and the analog signal is converted into a digital signal by the A / D converter, and a part of the processing of the physical quantity measuring device is processed. May be digitally processed. For example, A / D converters are arranged in the subsequent stages of the first signal processing unit 50 and the second signal processing unit 60, and two systems are sampled at the same timing by these A / D converters. Signal processing can be digitally processed.

また、センサ部２０は、渦電流センサ２０−１、及び差動トランス式の変位センサ２０−２に限らず、複素応答するセンサであれば、如何なるセンサでもよい。 Further, the sensor unit 20 is not limited to the eddy current sensor 20-1 and the differential transformer type displacement sensor 20-2, and may be any sensor as long as it has a complex response.

更に、本発明は上述した実施形態に限定されず、本発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変形が可能であることは言うまでもない。 Furthermore, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it goes without saying that various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.

１物理量測定装置
１０交流信号源
１１発振器
１２可変増幅器
１２Ａアナログフォトカプラ
１４第３整流回路
１５直流定電圧源
１６減算部
１７、３５オペアンプ
１８増幅器
２０センサ部
２０−１渦電流センサ
２０−２変位センサ
２２検出コイル
２２Ａインピーダンス
２２Ｂ抵抗
２２Ｃ、２２Ｄ付加インピーダンス
２４測定対象物
２５一次コイル
２６Ａ二次コイル
２６Ｂ二次コイル
２７測定子
２８磁気コア
３０複素補償回路
３１〜３４インピーダンス素子
４０第１減算部
５０第１信号処理部
５２第１整流回路
５４第１増幅器
６０第２信号処理部
６２第２整流回路
６４直流定電圧発生部
６６第２減算部
６８第２増幅器
９０加算部 1 Physical quantity measuring device 10 AC signal source 11 Oscillator 12 Variable amplifier 12A Analog photocoupler 14 Third rectifier circuit 15 DC constant voltage source 16 Subtraction unit 17, 35 Impedance 18 Amplifier 20 Sensor unit 20-1 Vortex current sensor 20-2 Displacement sensor 22 Detection coil 22A Impedance 22B Resistance 22C, 22D Additional impedance 24 Measurement target 25 Primary coil 26A Secondary coil 26B Secondary coil 27 Stuffer 28 Magnetic core 30 Complex compensation circuit 31-34 Impedance element 40 1st subtraction part 50 1st Signal processing unit 52 1st rectifying circuit 54 1st amplifier 60 2nd signal processing unit 62 2nd rectifying circuit 64 DC constant voltage generating unit 66 2nd subtracting unit 68 2nd amplifier 90 Adding unit

Claims

第１振幅の交流信号を発生する交流信号源と、
前記交流信号源から発生される交流信号を入力し、測定対象物に対する物理量に応じた検出信号を出力するセンサ部と、
前記交流信号を入力し、ゼロ点設定用の第１ゲインにより前記交流信号を増幅し、かつゼロ点設定用の位相ずれを付与する補償部と、
前記センサ部の検出信号から前記補償部の出力信号を減算する第１減算部と、
第１整流回路及び第１増幅器を含む第１信号処理部であって、前記第１減算部から出力される差信号に対して整流及び第２ゲインによる増幅を行う第１信号処理部と、
前記補償部から出力される出力信号を整流する第２整流回路と、
前記第１振幅と前記第１ゲインとの積に比例した第１直流定電圧信号を発生する直流定電圧発生部と、
前記第２整流回路の出力信号から前記第１直流定電圧信号を減算する第２減算部と、
前記第２減算部から出力される差信号を第２ゲインで増幅する第２増幅器と、
前記第１増幅器の出力信号と前記第２増幅器の出力信号とを加算する加算部と、
を備えた物理量測定装置。 An AC signal source that generates an AC signal of the first amplitude,
A sensor unit that inputs an AC signal generated from the AC signal source and outputs a detection signal according to a physical quantity for the object to be measured.
A compensator that inputs the AC signal, amplifies the AC signal with the first gain for setting the zero point, and imparts a phase shift for setting the zero point.
A first subtraction unit that subtracts the output signal of the compensation unit from the detection signal of the sensor unit, and
A first signal processing unit including a first rectifying circuit and a first amplifier, the first signal processing unit that rectifies and amplifies the difference signal output from the first subtracting unit by a second gain.
A second rectifier circuit that rectifies the output signal output from the compensation unit,
A DC constant voltage generator that generates a first DC constant voltage signal proportional to the product of the first amplitude and the first gain.
A second subtraction unit that subtracts the first DC constant voltage signal from the output signal of the second rectifier circuit, and
A second amplifier that amplifies the difference signal output from the second subtraction unit with a second gain, and
An adder that adds the output signal of the first amplifier and the output signal of the second amplifier,
A physical quantity measuring device equipped with.

前記第１信号処理部は、前記差信号を前記第１整流回路により整流し、前記整流した整流信号を前記第１増幅器により第２ゲインで増幅し、又は前記差信号を前記第１増幅器により第２ゲインで増幅し、前記増幅した信号を前記第１整流回路により整流する、
請求項１に記載の物理量測定装置。 The first signal processing unit rectifies the difference signal by the first rectifier circuit, amplifies the rectified rectified signal by the first amplifier with a second gain, or the difference signal by the first amplifier. Amplifies with 2 gains, and the amplified signal is rectified by the first rectifier circuit.
The physical quantity measuring device according to claim 1.

前記センサ部の出力信号は、前記交流信号と同じ周波数を有し、前記測定対象物に対する物理量に応じて振幅が変化し、かつ位相が変化する信号である、
請求項１又は２に記載の物理量測定装置。 The output signal of the sensor unit is a signal having the same frequency as the AC signal, the amplitude of which changes according to the physical quantity with respect to the measurement object, and the phase of which changes.
The physical quantity measuring device according to claim 1 or 2.

前記ゼロ点設定用の第１ゲインは、前記交流信号の第１振幅と前記測定対象物の物理量が予め設定した物理量の場合に前記センサ部から出力される検出信号の振幅との比であり、
前記ゼロ点設定用の位相ずれは、前記測定対象物の物理量が予め設定した物理量の場合に前記センサ部から出力される検出信号と前記交流信号との位相ずれである、
請求項３に記載の物理量測定装置。 The first gain for setting the zero point is the ratio of the first amplitude of the AC signal to the amplitude of the detection signal output from the sensor unit when the physical quantity of the measurement object is a preset physical quantity.
The phase shift for setting the zero point is a phase shift between the detection signal output from the sensor unit and the AC signal when the physical quantity of the measurement object is a preset physical quantity.
The physical quantity measuring device according to claim 3.

前記補償部は、前記第１ゲイン及び前記位相ずれに応じて選択された抵抗及びコンデンサを含む請求項４に記載の物理量測定装置。 The physical quantity measuring device according to claim 4, wherein the compensation unit includes a resistor and a capacitor selected according to the first gain and the phase shift.

前記交流信号源は、
前記交流信号の周波数を有する基準信号を発生する発振器と、
前記基準信号を増幅し、前記交流信号を生成する可変増幅器と、
前記可変増幅器から出力される前記交流信号を整流し、前記交流信号の振幅を示す直流電圧信号を出力する第３整流回路と、
前記第１振幅に対応する第２直流定電圧信号を出力する直流定電圧源と、
前記第２直流定電圧信号と前記直流電圧信号との差電圧に基づいて前記差電圧をゼロにするように前記可変増幅器のゲインを調整するゲイン調整部と、
を備えた請求項１から５のいずれか１項に記載の物理量測定装置。 The AC signal source is
An oscillator that generates a reference signal having the frequency of the AC signal, and
A variable amplifier that amplifies the reference signal and generates the AC signal,
A third rectifier circuit that rectifies the AC signal output from the variable amplifier and outputs a DC voltage signal indicating the amplitude of the AC signal.
A DC constant voltage source that outputs a second DC constant voltage signal corresponding to the first amplitude, and
A gain adjusting unit that adjusts the gain of the variable amplifier so that the difference voltage becomes zero based on the difference voltage between the second DC constant voltage signal and the DC voltage signal.
The physical quantity measuring apparatus according to any one of claims 1 to 5.

前記直流定電圧発生部は、前記直流定電圧源から前記第２直流定電圧信号を入力し、前記第２直流定電圧信号を前記第１ゲインに比例した前記第１直流定電圧信号を発生する、
請求項６に記載の物理量測定装置。 The DC constant voltage generator inputs the second DC constant voltage signal from the DC constant voltage source, and generates the first DC constant voltage signal in proportion to the first gain of the second DC constant voltage signal. ,
The physical quantity measuring device according to claim 6.

前記センサ部は、前記交流信号源から発生される交流信号が印加される検出コイルを有し、シングルエンド動作による前記検出信号を出力するセンサである、
請求項１から７のいずれか１項に記載の物理量測定装置。 The sensor unit is a sensor that has a detection coil to which an AC signal generated from the AC signal source is applied and outputs the detection signal by a single-ended operation.
The physical quantity measuring device according to any one of claims 1 to 7.

前記センサ部は、前記交流信号源から発生される交流信号が印加される一次コイルと、２つの二次コイルと、測定対象物に接触して移動する測定子に連結された磁気コアとを有し、前記測定子の変位に対応する前記検出信号を出力する差動トランス式の変位センサである、
請求項１から７のいずれか１項に記載の物理量測定装置。 The sensor unit includes a primary coil to which an AC signal generated from the AC signal source is applied, two secondary coils, and a magnetic core connected to a stylus that moves in contact with an object to be measured. It is a differential transformer type displacement sensor that outputs the detection signal corresponding to the displacement of the stylus.
The physical quantity measuring device according to any one of claims 1 to 7.