JP2021044956A

JP2021044956A - Power conversion equipment

Info

Publication number: JP2021044956A
Application number: JP2019165891A
Authority: JP
Inventors: 晃洋高貫; Akihiro Takanuki; 清巳田島; Kiyomi Tajima
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2019-09-12
Filing date: 2019-09-12
Publication date: 2021-03-18
Anticipated expiration: 2039-09-12
Also published as: JP7157025B2

Abstract

To provide power conversion equipment capable of detecting power imbalance of an AC power supply without using an active converter.SOLUTION: A DC voltage detector 12 detects a charge/discharge voltage Vcd of a smoothing capacitor 3, and an imbalance detection unit 8a detects the presence/absence of power imbalance between respective phases in an AC power supply 5 on the basis of the charge/discharge voltage Vcd. The imbalance detection unit 8a includes a ripple frequency detection unit 31 and an imbalance determination unit 32. The ripple frequency detection unit 31 detects the ripple frequency of a ripple component included in the charge/discharge voltage Vcd. The imbalance determination unit 32 compares the detected ripple frequency with a reference frequency determined on the basis of the power supply frequency and the number of phases of the AC power supply 5, and determines that the power supply is imbalanced when the ripple frequency is not the reference frequency.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電力変換装置に関し、複数相の交流電源を直流電源に変換する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device, and relates to a power conversion device that converts a multi-phase AC power source into a DC power source.

特許文献１には、交流電源をリアクトル、およびスイッチング素子を含むコンバータ回路を介して直流電源に変換し、平滑コンデンサで平滑化する電力変換装置が示される。当該装置では、コンバータ回路の出力直流電圧および直流母線電流が検出され、その各検出値の変動分に基づいて、交流電源電圧の一時低下、一時上昇といった電源異常が検出される。 Patent Document 1 discloses a power conversion device that converts an AC power supply into a DC power supply via a converter circuit including a reactor and a switching element, and smoothes the AC power supply with a smoothing capacitor. In the apparatus, the output DC voltage and the DC bus current of the converter circuit are detected, and a power supply abnormality such as a temporary decrease or a temporary increase in the AC power supply voltage is detected based on the fluctuation of each detected value.

特許文献２には、交流電源を整流器、およびスイッチング素子を含む昇圧コンバータ回路を介して直流電源に変換し、平滑コンデンサで平滑化する電力変換装置が示される。当該装置では、昇圧コンバータ回路内のスイッチング素子に対するデューティ比指令値の変動に基づいて、交流電源の電圧不平衡および電圧変動の少なくとも一方が検出される。 Patent Document 2 discloses a power conversion device that converts an AC power supply into a DC power supply via a rectifier and a boost converter circuit including a switching element, and smoothes the AC power supply with a smoothing capacitor. In the apparatus, at least one of the voltage imbalance and the voltage fluctuation of the AC power supply is detected based on the fluctuation of the duty ratio command value with respect to the switching element in the boost converter circuit.

特開２００９−１７１６５１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2009-171651 特開２０１３−２１９９８５号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2013-219985

例えば、３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電源を直流電源に変換する電力変換装置では、一般的に、電源欠相、不足電圧、過電圧といった交流電源の異常が検出され、適切な保護が行われる。一方、電力インフラの環境等によっては、交流電源の異常として、各相の電圧値が不平衡となる電源不平衡が生じる場合がある。このような電源不平衡が生じた場合、平滑コンデンサとして広く用いられるアルミ電解コンデンサに、単相電源供給時と同じような充電リプル電流が流れる。その結果、交流電源の正常時と比べて平滑コンデンサの温度が上昇し、コンデンサ寿命が低下する恐れがある。 For example, in a power conversion device that converts a three-phase (R-phase, S-phase, T-phase) AC power supply into a DC power supply, abnormalities in the AC power supply such as power supply open phase, insufficient voltage, and overvoltage are generally detected and appropriate. Protection is provided. On the other hand, depending on the environment of the electric power infrastructure or the like, as an abnormality of the AC power supply, a power supply imbalance in which the voltage values of each phase become unbalanced may occur. When such a power supply imbalance occurs, a charging ripple current similar to that at the time of supplying a single-phase power supply flows through an aluminum electrolytic capacitor widely used as a smoothing capacitor. As a result, the temperature of the smoothing capacitor may rise as compared with the normal state of the AC power supply, and the life of the capacitor may be shortened.

このような電源不平衡を検出し、適切な保護を行うため、特許文献２に示されるような方式や、場合によっては特許文献１に示されるような方式を用いることが考えられる。これらの方式は、スイッチング素子を含むコンバータ回路（すなわちアクティブコンバータ）の情報（電流情報、電圧情報、ＰＷＭデューティ比等）に基づいて、各種電源異常を検出している。しかし、このようにアクティブコンバータを用いることを前提とすると、コストの増大を招く恐れがある。 In order to detect such power supply imbalance and perform appropriate protection, it is conceivable to use a method as shown in Patent Document 2 or, in some cases, a method as shown in Patent Document 1. These methods detect various power supply abnormalities based on information (current information, voltage information, PWM duty ratio, etc.) of a converter circuit (that is, an active converter) including a switching element. However, assuming that the active converter is used in this way, there is a risk of increasing the cost.

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、アクティブコンバータを用いずに交流電源の電源不平衡を検出可能な電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above, and one of the objects thereof is to provide a power conversion device capable of detecting power imbalance of an AC power source without using an active converter.

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。 The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description and accompanying drawings herein.

本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。 A brief overview of typical embodiments disclosed in the present application is as follows.

本発明の代表的な実施の形態による電力変換装置は、整流器と、平滑コンデンサと、直流電圧検出器と、不平衡検出部と、スイッチング回路とを有する。整流器は、ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相の交流電源を直流電源に変換する。平滑コンデンサは、整流器からの直流電源を平滑化する。直流電圧検出器は、平滑コンデンサの充放電電圧を検出し、不平衡検出部は、当該充放電電圧に基づいて複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する。スイッチング回路は、直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷に電力を供給する。ここで、不平衡検出部は、周波数検出部と、不平衡判定部とを有する。周波数検出部は、充放電電圧に含まれるリプル成分のリプル周波数を検出する。不平衡判定部は、検出されたリプル周波数と複数相の交流電源の電源周波数および相数に基づいて定まる基準周波数とを比較し、リプル周波数が基準周波数でない場合に電源不平衡有りと判定する。 A power converter according to a typical embodiment of the present invention includes a rectifier, a smoothing capacitor, a DC voltage detector, an unbalanced detector, and a switching circuit. The rectifier includes a plurality of diodes connected in a bridge shape, and converts an input multi-phase AC power source into a DC power source. The smoothing capacitor smoothes the DC power supply from the rectifier. The DC voltage detector detects the charge / discharge voltage of the smoothing capacitor, and the unbalance detection unit detects the presence / absence of power imbalance between each phase in the multi-phase AC power supply based on the charge / discharge voltage. A DC power supply is supplied to the switching circuit, and power is supplied to the load by switching the switching elements contained therein. Here, the unbalance detection unit includes a frequency detection unit and an unbalance determination unit. The frequency detection unit detects the ripple frequency of the ripple component included in the charge / discharge voltage. The imbalance determination unit compares the detected ripple frequency with the reference frequency determined based on the power supply frequency and the number of phases of the multi-phase AC power supply, and determines that the power supply is unbalanced when the ripple frequency is not the reference frequency.

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、アクティブコンバータを用いずに交流電源の電源不平衡を検出可能になる。 A brief description of the effects obtained by a typical embodiment of the inventions disclosed in the present application makes it possible to detect an AC power supply imbalance without using an active converter.

本発明の実施の形態１による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。It is a schematic diagram which shows the structural example of the main part of the industrial system including the electric power conversion apparatus according to Embodiment 1 of this invention. 図１における直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the DC voltage detector in FIG. 図１において、交流電源に電源不平衡が無く、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。FIG. 1 is a waveform diagram showing an example of a time-series change in charge / discharge voltage detected by a DC voltage detector when the AC power supply has no power supply imbalance and the motor is performing a rated output. 図１において、交流電源に電源不平衡が有り、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。FIG. 1 is a waveform diagram showing an example of a time-series change in charge / discharge voltage detected by a DC voltage detector when the AC power supply has a power supply imbalance and the motor is performing a rated output. 図３と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of time-series changes in charge / discharge voltage when the motor has a low output as compared with FIG. 図４と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing an example of time-series changes in charge / discharge voltage when the motor has a low output as compared with FIG. 図１における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。It is a flow chart which shows an example of the processing content of the imbalance detection part in FIG. 本発明の実施の形態２による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。It is a schematic diagram which shows the structural example of the main part of the industrial system including the electric power conversion apparatus according to Embodiment 2 of this invention. 図８における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。It is a flow chart which shows an example of the processing content of the imbalance detection part in FIG. 本発明の実施の形態３による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。It is a schematic diagram which shows the structural example of the main part of the industrial system including the electric power conversion apparatus according to Embodiment 3 of this invention. 図１０における相電圧積分器および直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the phase voltage integrator and the DC voltage detector in FIG. （ａ）〜（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、電源不平衡が無い場合の模式的な動作例を示す図である。(A) to (d) are diagrams showing a schematic operation example when there is no power supply imbalance in the phase voltage integrators of FIGS. 10 and 11. （ａ）〜（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、１相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。(A) to (d) are diagrams showing a schematic operation example when one phase has a power supply imbalance in the phase voltage integrators of FIGS. 10 and 11. （ａ）〜（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、２相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。(A) to (d) are diagrams showing a schematic operation example when the two phases have a power supply imbalance in the phase voltage integrators of FIGS. 10 and 11. 図１０における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。It is a flow chart which shows an example of the processing content of the imbalance detection part in FIG.

以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。また、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。 In the following embodiments, when referring to the number of elements (including the number, numerical value, quantity, range, etc.), except when explicitly stated and when the number is clearly limited to a specific number in principle, etc. The number is not limited to the specific number, and may be more than or less than the specific number. Further, in the following embodiments, the components (including element steps and the like) are not necessarily essential unless otherwise specified or clearly considered to be essential in principle. Needless to say. Similarly, in the following embodiments, when referring to the shape, positional relationship, etc. of a component or the like, the shape is substantially the same unless otherwise specified or when it is considered that it is not apparent in principle. Etc., etc. shall be included. This also applies to the above numerical values and ranges.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, in all the drawings for explaining the embodiment, in principle, the same members are designated by the same reference numerals, and the repeated description thereof will be omitted.

（実施の形態１）
《電力変換装置の構成》
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。図１に示す産業システムは、複数相（例えば３相）の交流電源５と、電力変換装置１と、電力変換装置１の負荷となる回転機（モータ）ＭＴと、モータＭＴによって駆動されるモータ負荷ＬＤと、上位装置６とを備える。モータ負荷ＬＤは、例えば、液体ポンプまたは空気圧縮機等である。上位装置６は、モータ負荷ＬＤの各種状態（例えば、流量、圧力等）を各種センサを介して監視し、監視結果に応じた指令値を電力変換装置１へ出力する。 (Embodiment 1)
<< Configuration of power converter >>
FIG. 1 is a schematic view showing a configuration example of a main part of an industrial system including a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. The industrial system shown in FIG. 1 includes a multi-phase (for example, three-phase) AC power supply 5, a power conversion device 1, a rotary machine (motor) MT that serves as a load for the power conversion device 1, and a motor driven by the motor MT. It includes a load LD and a host device 6. The motor load LD is, for example, a liquid pump, an air compressor, or the like. The host device 6 monitors various states (for example, flow rate, pressure, etc.) of the motor load LD via various sensors, and outputs a command value according to the monitoring result to the power conversion device 1.

電力変換装置１は、例えば、１個の筐体によって構成され、筐体内に、整流器２、平滑コンデンサ３、スイッチング回路４、直流電圧検出器１２、ユーザインタフェースＵＩＦおよび制御装置ＭＣＵ等を備える。制御装置ＭＣＵは、代表的には、マイクロコントローラ等である。ただし、制御装置ＭＣＵは、これに限らず、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の各種ハードウェア処理や、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いたソフトウェア処理や、あるいは、これらの組み合わせを用いて適宜構成されればよい。 The power conversion device 1 is composed of, for example, one housing, and includes a rectifier 2, a smoothing capacitor 3, a switching circuit 4, a DC voltage detector 12, a user interface UIF, a control device MCU, and the like in the housing. The control device MCU is typically a microcontroller or the like. However, the control device MCU is not limited to this, and various hardware processing such as ASIC (Application Specific Integrated Circuit) and FPGA (Field Programmable Gate Array), software processing using a CPU (Central Processing Unit), or It may be appropriately configured using these combinations.

整流器２は、ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相（３相）の交流電源５を直流電源に変換する。平滑コンデンサ３は、整流器２からの直流電源を平滑化する。直流電圧検出器１２は、平滑コンデンサ３の充放電電圧Ｖｃｄを検出する。スイッチング回路４は、例えば、３相インバータ等であり、整流器２からの直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷（すなわちモータＭＴ）に電力を供給する。 The rectifier 2 includes a plurality of diodes connected in a bridge shape, and converts the input multi-phase (three-phase) AC power source 5 into a DC power source. The smoothing capacitor 3 smoothes the DC power supply from the rectifier 2. The DC voltage detector 12 detects the charge / discharge voltage Vcd of the smoothing capacitor 3. The switching circuit 4 is, for example, a three-phase inverter or the like, and is supplied with a DC power supply from the rectifier 2, and supplies power to a load (that is, a motor MT) by switching the switching elements included therein.

制御装置ＭＣＵは、不平衡検出部８ａと、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器７と、速度制御器１０と、演算器１４と、記憶部１５とを備える。演算器１４は、上位装置６からの指令値（例えば圧力値等）に基づいて、モータＭＴの目標速度を算出する。速度制御器１０は、モータＭＴの実際の速度を検出し、当該検出速度と演算器１４からの目標速度との誤差に基づいてＰＷＭデューティ比を算出する。ＰＷＭ制御器７は、速度制御器１０からのＰＷＭデューティ比に基づいて、スイッチング回路４内の各スイッチング素子をＰＷＭ信号で制御する。 The control device MCU includes an imbalance detection unit 8a, a PWM (Pulse Width Modulation) controller 7, a speed controller 10, an arithmetic unit 14, and a storage unit 15. The arithmetic unit 14 calculates the target speed of the motor MT based on a command value (for example, a pressure value or the like) from the host device 6. The speed controller 10 detects the actual speed of the motor MT, and calculates the PWM duty ratio based on the error between the detected speed and the target speed from the calculator 14. The PWM controller 7 controls each switching element in the switching circuit 4 with a PWM signal based on the PWM duty ratio from the speed controller 10.

不平衡検出部８ａは、リプル周波数検出部３１と、不平衡判定部３２と、遮断部３３と、リプル振幅検出部３４と、判定期間設定部３５とを備え、詳細は後述するが、直流電圧検出器１２からの充放電電圧Ｖｃｄに基づいて交流電源５における各相間の電源不平衡の有無を検出する。記憶部１５は、揮発性メモリまたは不揮発性メモリであり、不平衡検出部８ａで使用する各種設定情報１１ａを保持する。当該設定情報１１ａは、例えば、操作パネル、キーボード、または外部通信インタフェース等のユーザインタフェースＵＩＦを介してユーザによって定められ、記憶部１５に格納される。 The unbalance detection unit 8a includes a ripple frequency detection unit 31, an unbalance determination unit 32, a cutoff unit 33, a ripple amplitude detection unit 34, and a determination period setting unit 35. The details will be described later, but the DC voltage The presence or absence of power imbalance between each phase in the AC power supply 5 is detected based on the charge / discharge voltage Vcd from the detector 12. The storage unit 15 is a volatile memory or a non-volatile memory, and holds various setting information 11a used by the unbalance detection unit 8a. The setting information 11a is determined by the user via a user interface UIF such as an operation panel, a keyboard, or an external communication interface, and is stored in the storage unit 15.

図２は、図１における直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。図２の直流電圧検出器１２は、抵抗分圧回路２０ａと、コンデンサ２１とを備える。抵抗分圧回路２０ａは、平滑コンデンサ３に印加される直流電源の出力電圧Ｖｏを所定の抵抗比で分圧することで平滑コンデンサ３の充放電電圧Ｖｃｄを検出する。コンデンサ２１は、例えば、当該充放電電圧Ｖｃｄに含まれる高周波ノイズ等を除去する。コンデンサ２１は、検出した充放電電圧Ｖｃｄが平滑化されないように、小さい容量値を備えることが望ましい。また、場合によっては、コンデンサ２１を削除し、例えば、制御装置ＭＣＵ内にソフトウェア処理によるノイズフィルタ等を設けることも可能である。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the DC voltage detector in FIG. The DC voltage detector 12 of FIG. 2 includes a resistance voltage dividing circuit 20a and a capacitor 21. The resistance voltage dividing circuit 20a detects the charge / discharge voltage Vcd of the smoothing capacitor 3 by dividing the output voltage Vo of the DC power supply applied to the smoothing capacitor 3 at a predetermined resistance ratio. The capacitor 21 removes, for example, high-frequency noise contained in the charge / discharge voltage Vcd. It is desirable that the capacitor 21 has a small capacitance value so that the detected charge / discharge voltage Vcd is not smoothed. Further, in some cases, it is possible to delete the capacitor 21 and provide, for example, a noise filter or the like by software processing in the control device MCU.

《不平衡検出部の詳細》
図３は、図１において、交流電源に電源不平衡が無く、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。図４は、図１において、交流電源に電源不平衡が有り、かつモータが定格出力を行っている場合で、直流電圧検出器によって検出される充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。 << Details of unbalance detector >>
FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of time-series changes in the charge / discharge voltage detected by the DC voltage detector when the AC power supply has no power imbalance and the motor is performing the rated output in FIG. Is. FIG. 4 is a waveform diagram showing an example of time-series changes in the charge / discharge voltage detected by the DC voltage detector when the AC power supply has a power supply imbalance and the motor is performing the rated output in FIG. Is.

図３および図４では、３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電源５の電源周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである場合を想定する。直流電圧検出器１２によって検出される充放電電圧Ｖｃｄ（すなわち、整流器２の出力電圧Ｖｏ）は、整流器２と平滑コンデンサ３の動作に伴い、図３および図４に示されるようなリプル成分を有する。当該リプル成分は、最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの間のリプル振幅ΔＶで周期的に変化する。 In FIGS. 3 and 4, it is assumed that the power frequency of the three-phase (R-phase, S-phase, T-phase) AC power supply 5 is 50 Hz or 60 Hz. The charge / discharge voltage Vcd (that is, the output voltage Vo of the rectifier 2) detected by the DC voltage detector 12 has a ripple component as shown in FIGS. 3 and 4 as the rectifier 2 and the smoothing capacitor 3 operate. .. The ripple component changes periodically with a ripple amplitude ΔV between the maximum voltage Vmax and the minimum voltage Vmin.

ここで、電源不平衡が無い場合、リプル成分のリプル周波数ｆｒは、図３に示されるように、電源周波数の６倍の周波数である３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚになる。一方、電源不平衡が有る場合、リプル成分のリプル周波数ｆｒは、図４に示されるように、電源周波数の６倍の周波数とは異なる値になる。図４の例では、Ｓ相に電源不平衡が生じており、これに伴い、リプル周波数ｆｒは、電源周波数の２倍の周波数である１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚになる。 Here, when there is no power supply imbalance, the ripple frequency fr of the ripple component becomes 300 Hz or 360 Hz, which is a frequency six times the power supply frequency, as shown in FIG. On the other hand, when there is a power supply imbalance, the ripple frequency fr of the ripple component becomes a value different from the frequency six times the power supply frequency, as shown in FIG. In the example of FIG. 4, a power supply imbalance occurs in the S phase, and the ripple frequency fr becomes 100 Hz or 120 Hz, which is twice the power supply frequency.

これにより、図３の場合には、平滑コンデンサ３に対して、３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚの周波数で瞬時的な充電電流が流れるのに対して、図４の場合には、平滑コンデンサ３に対して、１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚの周波数で瞬時的な充電電流が流れる。その結果、図４の場合には、図３の場合と比較して充電電流のピーク値が増大するため、平滑コンデンサ３の内部温度はより上昇する。例えば、平滑コンデンサ３として一般的に使用されるアルミ電解コンデンサは、内部に電解液が入っており、温度上昇が生じると電解液が気化することで容量が低下し、寿命が短くなる。 As a result, in the case of FIG. 3, an instantaneous charging current flows through the smoothing capacitor 3 at a frequency of 300 Hz or 360 Hz, whereas in the case of FIG. 4, 100 Hz with respect to the smoothing capacitor 3. Alternatively, an instantaneous charging current flows at a frequency of 120 Hz. As a result, in the case of FIG. 4, the peak value of the charging current increases as compared with the case of FIG. 3, so that the internal temperature of the smoothing capacitor 3 rises further. For example, an aluminum electrolytic capacitor generally used as a smoothing capacitor 3 contains an electrolytic solution inside, and when the temperature rises, the electrolytic solution evaporates to reduce the capacity and shorten the life.

そこで、図１の不平衡検出部８ａにおいて、リプル周波数検出部３１は、直流電圧検出器１２で検出された充放電電圧Ｖｃｄに含まれるリプル成分のリプル周波数ｆｒを検出する。具体的には、リプル周波数検出部３１は、例えば、充放電電圧Ｖｃｄを所定のサンプリング周期でディジタル値に変換し、その中から最大電圧Ｖｍａｘを検出すると共に、最大電圧Ｖｍａｘの発生周期を検出すること等でリプル周波数ｆｒを検出する。または、リプル周波数検出部３１は、例えば、充放電電圧Ｖｃｄを所定のサンプリング周期でディジタル値に変換し、当該ディジタル値に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）等の周波数解析を行うことでリプル周波数ｆｒを検出してもよい。 Therefore, in the imbalance detection unit 8a of FIG. 1, the ripple frequency detection unit 31 detects the ripple frequency fr of the ripple component included in the charge / discharge voltage Vcd detected by the DC voltage detector 12. Specifically, the ripple frequency detection unit 31 converts, for example, the charge / discharge voltage Vcd into a digital value at a predetermined sampling cycle, detects the maximum voltage Vmax from the digital value, and detects the generation cycle of the maximum voltage Vmax. The ripple frequency fr is detected by such means. Alternatively, the ripple frequency detection unit 31 converts, for example, the charge / discharge voltage Vcd into a digital value at a predetermined sampling cycle, and performs frequency analysis such as FFT (Fast Fourier Transform) on the digital value to perform the ripple frequency. fr may be detected.

不平衡判定部３２は、リプル周波数検出部３１で検出されたリプル周波数ｆｒと、予め定められる基準周波数とを比較し、リプル周波数ｆｒが基準周波数でない場合に電源不平衡有りと判定し、不平衡検出信号ＵＢＤを出力する。基準周波数は、複数相の交流電源５の電源周波数および相数に基づいて定まる値であり、図３および図４の例では３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚである。この際に、電源周波数および相数の情報は、図１の記憶部１５内の設定情報１１ａによって得られる。 The unbalance determination unit 32 compares the ripple frequency fr detected by the ripple frequency detection unit 31 with a predetermined reference frequency, and if the ripple frequency fr is not the reference frequency, determines that the power supply is unbalanced and is unbalanced. The detection signal UBD is output. The reference frequency is a value determined based on the power supply frequency and the number of phases of the multi-phase AC power supply 5, and is 300 Hz or 360 Hz in the examples of FIGS. 3 and 4. At this time, the information on the power supply frequency and the number of phases is obtained by the setting information 11a in the storage unit 15 of FIG.

遮断部３３は、不平衡判定部３２によって電源不平衡有りと判定されている状態（不平衡検出信号ＵＢＤが定期的に出力されている状態）の継続時間を監視し、当該継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、負荷（すなわちモータＭＴ）への電力供給を遮断する。図１の例では、遮断部３３は、ＰＷＭ制御器７へ遮断信号ＳＤを出力することで、ＰＷＭ制御器７を介してスイッチング回路４のスイッチング動作を停止する。 The cutoff unit 33 monitors the duration of the state in which the power supply imbalance is determined by the imbalance determination unit 32 (the state in which the unbalance detection signal UBD is periodically output), and the duration is preset. When the operating time is exceeded, the power supply to the load (that is, the motor MT) is cut off. In the example of FIG. 1, the cutoff unit 33 outputs the cutoff signal SD to the PWM controller 7 to stop the switching operation of the switching circuit 4 via the PWM controller 7.

このように、遮断部３３は、電源不平衡有りと判定された場合に、負荷への電力供給を即座に遮断するのではなく、電源不平衡有りの状態が平滑コンデンサ３の寿命に影響を及ぼす時間（すなわち運転可能時間）継続した場合に、負荷への電力供給を遮断する。これにより、例えば、瞬時的な電源不平衡の発生によって産業システムが停止するような事態を防止でき、稼働率の低下を抑制すること等が可能になる。なお、図１に示されるように、運転可能時間Ｅは、記憶部１５内の設定情報１１ａによって得られる。運転可能時間Ｅは、平滑コンデンサ３の仕様、交流電源５の仕様、定格出力の大きさ等に応じて適宜定められる。 As described above, when it is determined that the power supply is unbalanced, the cutoff unit 33 does not immediately cut off the power supply to the load, but the state where the power supply is unbalanced affects the life of the smoothing capacitor 3. When the time (that is, the operable time) continues, the power supply to the load is cut off. As a result, for example, it is possible to prevent a situation in which the industrial system is stopped due to an instantaneous power imbalance, and it is possible to suppress a decrease in the operating rate. As shown in FIG. 1, the operable time E is obtained by the setting information 11a in the storage unit 15. The operable time E is appropriately determined according to the specifications of the smoothing capacitor 3, the specifications of the AC power supply 5, the magnitude of the rated output, and the like.

図５は、図３と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。図６は、図４と比較して、モータが低出力の場合における充放電電圧の時系列変化の一例を示す波形図である。図５および図６では、それぞれ、図３および図４の場合と比較して、モータＭＴの出力（すなわち、モータ負荷ＬＤの消費電力）が小さくなっており、これに伴い、平滑コンデンサ３の充放電電流が小さくなることからリプル振幅ΔＶも小さくなっている。 FIG. 5 is a waveform diagram showing an example of time-series changes in the charge / discharge voltage when the motor has a low output as compared with FIG. FIG. 6 is a waveform diagram showing an example of time-series changes in the charge / discharge voltage when the motor has a low output as compared with FIG. In FIGS. 5 and 6, the output of the motor MT (that is, the power consumption of the motor load LD) is smaller than that in the cases of FIGS. 3 and 4, respectively, and the smoothing capacitor 3 is charged accordingly. Since the discharge current becomes smaller, the ripple amplitude ΔV also becomes smaller.

図５および図６のような場合、平滑コンデンサ３の充放電電流が小さいことから、平滑コンデンサ３の寿命に影響が生じない。さらに、図５および図６のような場合には、リプル振幅ΔＶが小さいため、リプル周波数検出部３１および不平衡判定部３２で誤判定が生じる可能性がある。そこで、図１の不平衡検出部８ａにおいて、リプル振幅検出部３４は、直流電圧検出器１２で検出された充放電電圧Ｖｃｄに含まれるリプル成分のリプル振幅ΔＶを検出する。 In the cases shown in FIGS. 5 and 6, since the charge / discharge current of the smoothing capacitor 3 is small, the life of the smoothing capacitor 3 is not affected. Further, in the cases shown in FIGS. 5 and 6, since the ripple amplitude ΔV is small, the ripple frequency detection unit 31 and the imbalance determination unit 32 may make an erroneous determination. Therefore, in the imbalance detection unit 8a of FIG. 1, the ripple amplitude detection unit 34 detects the ripple amplitude ΔV of the ripple component contained in the charge / discharge voltage Vcd detected by the DC voltage detector 12.

判定期間設定部３５は、リプル振幅検出部３４で検出されたリプル振幅ΔＶと予め設定されるリプル振幅閾値ΔＶＲＴとを比較し、リプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも大きい期間を対象に不平衡判定部３２に判定を行わせる。言い換えれば、判定期間設定部３５は、図５および図６の場合のように、リプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも小さくなる期間を電源不平衡の判定期間から除外する。 The determination period setting unit 35 compares the ripple amplitude ΔV detected by the ripple amplitude detection unit 34 with the preset ripple amplitude threshold value ΔVRT, and unbalances the period in which the ripple amplitude ΔV is larger than the ripple amplitude threshold value ΔVRT. Let the determination unit 32 make a determination. In other words, the determination period setting unit 35 excludes a period in which the ripple amplitude ΔV is smaller than the ripple amplitude threshold value ΔVRT from the determination period of power imbalance, as in the cases of FIGS. 5 and 6.

これにより、平滑コンデンサ３の寿命に影響が生じないにも関わらず、電源不平衡の検出に応じて産業システムの稼働停止が生じるような事態を防止でき、また、リプル周波数検出部３１および不平衡判定部３２での誤判定も防止できる。なお、図１に示されるように、リプル振幅閾値ΔＶＲＴは、記憶部１５内の設定情報１１ａによって得られる。リプル振幅閾値ΔＶＲＴは、平滑コンデンサ３の仕様、交流電源５の仕様等に応じて適宜定められる。 As a result, it is possible to prevent a situation in which the operation of the industrial system is stopped in response to the detection of power supply imbalance even though the life of the smoothing capacitor 3 is not affected, and the ripple frequency detection unit 31 and the imbalance can be prevented. It is also possible to prevent erroneous determination by the determination unit 32. As shown in FIG. 1, the ripple amplitude threshold value ΔVRT is obtained by the setting information 11a in the storage unit 15. The ripple amplitude threshold value ΔVRT is appropriately determined according to the specifications of the smoothing capacitor 3, the specifications of the AC power supply 5, and the like.

図７は、図１における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。図７において、不平衡検出部８ａは、記憶部１５から設定情報１１ａを読み込み（ステップＳ１０１）、ＰＷＭ制御器７等を介して電力変換装置１の運転を開始する（ステップＳ１０２）。この状態で、不平衡検出部８ａ（具体的には、判定期間設定部３５）は、直流電圧検出器１２で検出された充放電電圧Ｖｃｄの中から最大電圧Ｖｍａｘを検出し（ステップＳ１０３）、当該最大電圧Ｖｍａｘに基づいてリプル振幅閾値ΔＶＲＴを補正する（ステップＳ１０４）。 FIG. 7 is a flow chart showing an example of the processing content of the imbalance detection unit in FIG. In FIG. 7, the unbalance detection unit 8a reads the setting information 11a from the storage unit 15 (step S101), and starts the operation of the power conversion device 1 via the PWM controller 7 and the like (step S102). In this state, the unbalance detection unit 8a (specifically, the determination period setting unit 35) detects the maximum voltage Vmax from the charge / discharge voltage Vcd detected by the DC voltage detector 12 (step S103). The ripple amplitude threshold ΔVRT is corrected based on the maximum voltage Vmax (step S104).

すなわち、リプル振幅閾値ΔＶＲＴは、図５および図６で述べたように、平滑コンデンサ３にどの程度の充放電電流が流れると（それに伴い発熱が生じると）平滑コンデンサ３の寿命に影響が生じるかを考慮して定められる。ただし、モータ出力が一定の条件で、電源電圧が高い場合は、リプル振幅ΔＶが小さくなり、電源電圧が低い場合はリプル振幅ΔＶが大きくなる。そこで、判定期間設定部３５は、最大電圧Ｖｍａｘの大きさ毎に変動する充放電電圧Ｖｃｄを誤検出なく正確に検出できるように、図１の設定情報１１ａで定められるリプル振幅閾値ΔＶＲＴを電源電圧が高い場合は、小さい値へ補正し、電源電圧が低い場合は、大きい値へと補正する。 That is, as described in FIGS. 5 and 6, the ripple amplitude threshold ΔVRT affects the life of the smoothing capacitor 3 when a charge / discharge current flows through the smoothing capacitor 3 (when heat is generated accordingly). Is determined in consideration of. However, under a constant condition of the motor output, when the power supply voltage is high, the ripple amplitude ΔV becomes small, and when the power supply voltage is low, the ripple amplitude ΔV becomes large. Therefore, the determination period setting unit 35 sets the ripple amplitude threshold value ΔVRT defined in the setting information 11a of FIG. 1 to the power supply voltage so that the charge / discharge voltage Vcd that fluctuates depending on the magnitude of the maximum voltage Vmax can be accurately detected without erroneous detection. If is high, it is corrected to a small value, and if the power supply voltage is low, it is corrected to a large value.

続いて、判定期間設定部３５は、リプル振幅検出部３４で検出されたリプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１０５）。“ΔＶ＞ΔＶＲＴ”の場合、不平衡判定部３２は、リプル周波数検出部３１で検出されたリプル周波数ｆｒが基準周波数（例えば、３００Ｈｚまたは３６０Ｈｚ）であるか否かを判定する（ステップＳ１０６）。この際には、リプル周波数検出部３１では検出誤差が生じ得るため、不平衡判定部３２は、例えば、リプル周波数ｆｒが基準周波数±１０％等の範囲である場合には、リプル周波数ｆｒが基準周波数であるとみなす。 Subsequently, the determination period setting unit 35 determines whether or not the ripple amplitude ΔV detected by the ripple amplitude detection unit 34 is larger than the ripple amplitude threshold value ΔVRT (step S105). When “ΔV> ΔVRT”, the imbalance determination unit 32 determines whether or not the ripple frequency fr detected by the ripple frequency detection unit 31 is a reference frequency (for example, 300 Hz or 360 Hz) (step S106). In this case, since a detection error may occur in the ripple frequency detection unit 31, the imbalance determination unit 32 uses the ripple frequency fr as a reference when, for example, the ripple frequency fr is in the range of ± 10% of the reference frequency. Considered to be a frequency.

ステップＳ１０６でリプル周波数ｆｒが基準周波数でない場合、不平衡判定部３２は、不平衡検出信号ＵＢＤを出力し、これを受けて、遮断部３３は、積算時間に所定値を加算する（ステップＳ１０７）。一方、ステップＳ１０６でリプル周波数ｆｒが基準周波数である場合、または、ステップＳ１０５で“ΔＶ≦ΔＶＲＴ”の場合、遮断部３３は、積算時間から所定値を減算し、ステップＳ１０３に戻る（ステップＳ１０９）。すなわち、遮断部３３は、平滑コンデンサ３の発熱時（ステップＳ１０７）および冷却時（ステップＳ１０９）を含めた熱特性を管理する。 When the ripple frequency fr is not the reference frequency in step S106, the unbalance determination unit 32 outputs the unbalance detection signal UBD, and in response to this, the cutoff unit 33 adds a predetermined value to the integration time (step S107). .. On the other hand, when the ripple frequency fr is the reference frequency in step S106, or when “ΔV ≦ ΔVRT” in step S105, the blocking unit 33 subtracts a predetermined value from the integration time and returns to step S103 (step S109). .. That is, the cutoff unit 33 manages the thermal characteristics of the smoothing capacitor 3 including the time of heat generation (step S107) and the time of cooling (step S109).

ステップＳ１０７の後、遮断部３３は、積算時間が運転可能時間Ｅを超えたか否かを判定する（ステップＳ１０８）。そして、遮断部３３は、積算時間が運転可能時間Ｅを超えた場合には、遮断信号ＳＤを出力することで負荷（すなわちモータＭＴ）に対する電力供給を遮断する（ステップＳ１１０）。一方、遮断部３３は、積算時間が運転可能時間Ｅを超えていない場合には、ステップＳ１０３に戻る。 After step S107, the cutoff unit 33 determines whether or not the integrated time exceeds the operable time E (step S108). Then, when the integrated time exceeds the operable time E, the cutoff unit 33 cuts off the power supply to the load (that is, the motor MT) by outputting the cutoff signal SD (step S110). On the other hand, if the integrated time does not exceed the operable time E, the blocking unit 33 returns to step S103.

《実施の形態１の主要な効果》
以上、実施の形態１の電力変換装置を用いることで、代表的には、特許文献１，２のようなアクティブコンバータを用いずに電源不平衡を検出可能になる。その結果、例えば、低コスト化等が図れる。そして、電源不平衡が有る場合には、負荷への電力供給を遮断し、平滑コンデンサ３の充放電動作を実質的に停止することで、平滑コンデンサ３の寿命を低下させずに済むため、電力変換装置の信頼性を高めることが可能になる。また、この際には、平滑コンデンサ３の寿命を低下させない範囲で定格出力運転を継続することで、瞬時的な電源不均衡によって産業システムが停止するような事態を防止でき、稼働率の低下を抑制できる。 << Main effect of Embodiment 1 >>
As described above, by using the power conversion device of the first embodiment, it becomes possible to detect the power imbalance, typically without using the active converter as in Patent Documents 1 and 2. As a result, for example, cost reduction can be achieved. When there is an imbalance in the power supply, the power supply to the load is cut off and the charging / discharging operation of the smoothing capacitor 3 is substantially stopped so that the life of the smoothing capacitor 3 is not shortened. It becomes possible to improve the reliability of the conversion device. Further, in this case, by continuing the rated output operation within a range that does not shorten the life of the smoothing capacitor 3, it is possible to prevent a situation in which the industrial system is stopped due to an instantaneous power imbalance, and the operating rate is lowered. Can be suppressed.

なお、図１に示されるように、不平衡判定部３２からの不平衡検出信号ＵＢＤは、ユーザインタフェースＵＩＦへ出力され、その都度、ユーザに通知されるか、または、ログとして記録される。これによって、ユーザに、電源不均衡の発生頻度等を認識させることが可能になる。これに基づき、ユーザは、例えば、電源不均衡の発生頻度が高い場合には、電力変換装置内に充放電電流のピーク値を抑制するためのＡＣリアクトルを組み込む等の対策を講じてもよい。 As shown in FIG. 1, the unbalance detection signal UBD from the unbalance determination unit 32 is output to the user interface UIF, and each time, the user is notified or recorded as a log. This makes it possible for the user to recognize the frequency of occurrence of power imbalance and the like. Based on this, the user may take measures such as incorporating an AC reactor for suppressing the peak value of the charge / discharge current in the power conversion device, for example, when the frequency of power imbalances is high.

（実施の形態２）
《不平衡検出部の詳細（変形例）》
図８は、本発明の実施の形態２による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。図８に示す産業システムは、図１の構成例と比較して、制御装置ＭＣＵ内の不平衡検出部８ｂの内部構成と、記憶部１５が保持する設定情報１１ｂの内容とが異なっている。設定情報１１ｂには、図１の設定情報１１ａの各種項目に加えて、更に、不平衡検出時の制限速度Ｆが含まれる。 (Embodiment 2)
<< Details of unbalance detection unit (variation example) >>
FIG. 8 is a schematic view showing a configuration example of a main part of an industrial system including a power conversion device according to a second embodiment of the present invention. In the industrial system shown in FIG. 8, the internal configuration of the unbalance detection unit 8b in the control device MCU and the content of the setting information 11b held by the storage unit 15 are different from the configuration example of FIG. In addition to the various items of the setting information 11a of FIG. 1, the setting information 11b further includes a speed limit F at the time of unbalance detection.

不平衡検出部８ｂは、図１の不平衡検出部８ａ内の遮断部３３の代わりに保護部３７を備える。保護部３７は、不平衡判定部３２によって電源不平衡有りと判定されている状態（すなわち不平衡検出信号ＵＢＤが定期的に出力されている状態）の継続時間を監視し、当該継続時間が設定情報１１ｂで設定される運転可能時間Ｅを超えた場合に、遮断部３３と異なり、負荷（すなわちモータＭＴ）へ供給する電力を予め定めた上限値に制限する。図８の例では、保護部３７は、例えば、設定情報１１ｂで設定される制限速度Ｆを速度制御器１０へ通知する。これに応じて、速度制御器１０は、目標速度を当該制限速度Ｆに制限することで、モータＭＴの回転速度を制限し、ひいては、モータＭＴへ供給する電力を制限する。 The unbalance detection unit 8b includes a protection unit 37 instead of the blocking unit 33 in the unbalance detection unit 8a of FIG. 1. The protection unit 37 monitors the duration of the state in which the unbalance determination unit 32 determines that the power supply is unbalanced (that is, the state in which the unbalance detection signal UBD is periodically output), and sets the duration. When the operable time E set in the information 11b is exceeded, unlike the cutoff unit 33, the power supplied to the load (that is, the motor MT) is limited to a predetermined upper limit value. In the example of FIG. 8, the protection unit 37 notifies the speed controller 10 of, for example, the speed limit F set by the setting information 11b. In response to this, the speed controller 10 limits the rotational speed of the motor MT by limiting the target speed to the speed limit F, and thus limits the electric power supplied to the motor MT.

図９は、図８における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。図９に示すフローは、図７に示したフローと比較して、図７のステップＳ１１０の処理が図９のステップＳ２０１の処理に置き換わっている。ステップＳ２０１において、保護部３７は、ステップＳ１０８にて積算時間が運転可能時間Ｅを超えた場合、速度制御器１０へ制限速度Ｆを通知し、当該制限速度Ｆを上限として産業システムの運転を継続する。なお、制御速度Ｆは、平滑コンデンサ３の充放電電流が寿命に影響しない大きさとなるようにモータＭＴの出力電力を制限する上で、この出力電力に対応する速度に決定される。 FIG. 9 is a flow chart showing an example of the processing content of the imbalance detection unit in FIG. In the flow shown in FIG. 9, the process of step S110 of FIG. 7 is replaced with the process of step S201 of FIG. 9 as compared with the flow shown in FIG. In step S201, when the integrated time exceeds the operable time E in step S108, the protection unit 37 notifies the speed controller 10 of the speed limit F and continues the operation of the industrial system up to the speed limit F. To do. The control speed F is determined to be a speed corresponding to the output power of the motor MT in limiting the output power of the motor MT so that the charge / discharge current of the smoothing capacitor 3 does not affect the life.

《実施の形態２の主要な効果》
以上、実施の形態２の電力変換装置を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、産業システムの稼働率の低下を更に抑制することが可能になる。具体的には、モータ負荷ＬＤの種類によっては、停止させないことが望まれる場合がある。例えば、モータ負荷ＬＤが液体ポンプ等の場合、流量がゼロになるよりは、少量であっても流量を維持する方が望まれる場合がある。特に、このような場合に有益な効果が得られる。 << Main effect of Embodiment 2 >>
As described above, by using the power conversion device of the second embodiment, in addition to the various effects described in the first embodiment, it is possible to further suppress a decrease in the operating rate of the industrial system. Specifically, depending on the type of motor load LD, it may be desired not to stop. For example, when the motor load LD is a liquid pump or the like, it may be desired to maintain the flow rate even if the flow rate is small, rather than the flow rate becoming zero. In particular, a beneficial effect can be obtained in such a case.

（実施の形態３）
《電力変換装置の構成（変形例）》
図１０は、本発明の実施の形態３による電力変換装置を含んだ産業システムの主要部の構成例を示す概略図である。図１０に示す電力変換装置１は、図１の構成例と比較して、相電圧積分器１３を更に備え、直流電圧検出器２６の内部構成が異なっている。直流電圧検出器２６は、図１の場合と同様に平滑コンデンサ３の充放電電圧Ｖｃｄを検出することに加えて、基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、当該基準電圧Ｖｒｅｆを相電圧積分器１３へ出力する。 (Embodiment 3)
<< Configuration of power converter (modification example) >>
FIG. 10 is a schematic view showing a configuration example of a main part of an industrial system including a power conversion device according to a third embodiment of the present invention. The power conversion device 1 shown in FIG. 10 further includes a phase voltage integrator 13 as compared with the configuration example of FIG. 1, and the internal configuration of the DC voltage detector 26 is different. The DC voltage detector 26 detects the charge / discharge voltage Vcd of the smoothing capacitor 3 as in the case of FIG. 1, generates a reference voltage Vref, and outputs the reference voltage Vref to the phase voltage integrator 13. ..

また、相電圧積分器１３の設置に伴い、図１０の電力変換装置１は、図１の構成例と比較して、制御装置ＭＣＵ内の不平衡検出部８ｃの内部構成と、記憶部１５が保持する設定情報１１ｃの内容とが異なっている。図１０の不平衡検出部８ｃは、図１の不平衡検出部８ａと比較して、リプル周波数検出部３１を備えず、図１の場合とは異なる不平衡判定部３６を備える。設定情報１１ｃは、リプル振幅閾値ΔＶＲＴおよび運転可能時間Ｅを含むが、電源周波数を含む必要はない。 Further, with the installation of the phase voltage integrator 13, in the power conversion device 1 of FIG. 10, the internal configuration of the unbalance detection unit 8c in the control device MCU and the storage unit 15 are compared with the configuration example of FIG. The content of the setting information 11c to be held is different. The unbalance detection unit 8c of FIG. 10 does not include the ripple frequency detection unit 31 as compared with the unbalance detection unit 8a of FIG. 1, and includes an imbalance determination unit 36 different from the case of FIG. The setting information 11c includes the ripple amplitude threshold value ΔVRT and the operable time E, but does not need to include the power supply frequency.

相電圧積分器１３は、基準電圧Ｖｒｅｆと、複数相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電源５における各相の電圧値（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）との差分をそれぞれ積分することで、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔをそれぞれ出力する。不平衡検出部８ｃは、当該相電圧積分器１３で検出された各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔに基づいて複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する。具体的には、不平衡検出部８ｃ内の不平衡判定部３６は、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔを比較し、各相の積分値が同等でない場合に電源不平衡有りと判定し、不平衡検出信号ＵＢＤを出力する。 The phase voltage integrator 13 integrates the difference between the reference voltage Vref and the voltage values (Vr, Vs, Vt) of each phase in the AC power supply 5 of a plurality of phases (R phase, S phase, T phase). , The integrated values SGr, SGs, and SGt of each phase are output. The unbalance detection unit 8c detects the presence or absence of power imbalance between each phase in the multi-phase AC power supply based on the integrated values SGr, SGs, and SGt of each phase detected by the phase voltage integrator 13. Specifically, the unbalance determination unit 36 in the imbalance detection unit 8c compares the integrated values SGr, SGs, and SGt of each phase, and determines that the power supply is unbalanced when the integrated values of the respective phases are not equal. , Outputs the unbalanced detection signal UBD.

《相電圧積分器の詳細》
図１１は、図１０における相電圧積分器および直流電圧検出器の構成例を示す回路図である。図１１の直流電圧検出器２６は、図２の場合と同様に、出力電圧Ｖｏを所定の抵抗比で分圧することで充放電電圧Ｖｃｄを検出する抵抗分圧回路２０ｂと、充放電電圧Ｖｃｄからノイズ等を除去するコンデンサ２１とを備える。さらに、直流電圧検出器２６は、当該充放電電圧Ｖｃｄをバッファリングするボルテージフォロワ回路２２と、ボルテージフォロワ回路２２の出力（ひいては充放電電圧Ｖｃｄ）を平滑化することで相電圧積分器１３で用いる基準電圧Ｖｒｅｆを生成するロウパスフィルタ２３とを備える。ロウパスフィルタ２３は、例えば、ＣＲフィルタ等である。 << Details of phase voltage integrator >>
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of the phase voltage integrator and the DC voltage detector in FIG. Similar to the case of FIG. 2, the DC voltage detector 26 of FIG. 11 is derived from the resistance voltage dividing circuit 20b that detects the charge / discharge voltage Vcd by dividing the output voltage Vo at a predetermined resistance ratio, and the charge / discharge voltage Vcd. A capacitor 21 for removing noise and the like is provided. Further, the DC voltage detector 26 is used in the phase voltage integrator 13 by smoothing the voltage follower circuit 22 that buffers the charge / discharge voltage Vcd and the output (and thus the charge / discharge voltage Vcd) of the voltage follower circuit 22. A low-pass filter 23 that generates a reference voltage Vref is provided. The low-pass filter 23 is, for example, a CR filter or the like.

相電圧積分器１３は、複数相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）毎に、抵抗分圧回路２０（ｒ，ｓ，ｔ）と、コンデンサ２１（ｒ，ｓ，ｔ）と、差動増幅回路２４（ｒ，ｓ，ｔ）と、積分器２５（ｒ，ｓ，ｔ）とを備える。Ｒ相を例として、抵抗分圧回路２０ｒは、交流電源５からのＲ相の電圧Ｖｒを所定の抵抗比で分圧する。コンデンサ２１ｒは、当該抵抗分圧回路２０ｒの出力電圧から高周波ノイズ等を除去する。 The phase voltage integrator 13 differentially amplifies each of a plurality of phases (R phase, S phase, T phase) with a resistance voltage dividing circuit 20 (r, s, t) and a capacitor 21 (r, s, t). It includes a circuit 24 (r, s, t) and an integrator 25 (r, s, t). Taking the R phase as an example, the resistance voltage dividing circuit 20r divides the R phase voltage Vr from the AC power supply 5 at a predetermined resistance ratio. The capacitor 21r removes high frequency noise and the like from the output voltage of the resistance voltage dividing circuit 20r.

差動増幅回路２４ｒは、例えば、負帰還抵抗を含むオペアンプ回路等で構成され、（＋）入力となる抵抗分圧回路２０ｒからの出力電圧と、（−）入力となる直流電圧検出器２６からの基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅する。積分器２５ｒは、例えば、ＣＲフィルタ等で構成され、差動増幅回路２４ｒの出力電圧を積分することでＲ相の積分値ＳＧｒを出力する。Ｓ相およびＴ相に関しても同様に、交流電源５からのＳ相およびＴ相の電圧Ｖｓ，Ｖｔに対してＳ相の積分値ＳＧｓおよびＴ相の積分値ＳＧｔが出力される。制御装置ＭＣＵ内の不平衡判定部３６は、当該各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔに基づいて電源不平衡の有無を判定する。 The differential amplifier circuit 24r is composed of, for example, an operational amplifier circuit including a negative feedback resistor, and is composed of an output voltage from a resistance voltage divider circuit 20r as a (+) input and a DC voltage detector 26 as a (-) input. Amplifies the difference from the reference voltage Vref. The integrator 25r is composed of, for example, a CR filter or the like, and outputs the R-phase integrated value SGr by integrating the output voltage of the differential amplifier circuit 24r. Similarly, for the S phase and the T phase, the integrated value SGs of the S phase and the integrated value SGt of the T phase are output with respect to the voltages Vs and Vt of the S phase and the T phase from the AC power supply 5. The imbalance determination unit 36 in the control device MCU determines the presence or absence of power supply imbalance based on the integrated values SGr, SGs, and SGt of each phase.

図１２（ａ）〜図１２（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、電源不平衡が無い場合の模式的な動作例を示す図である。図１３（ａ）〜図１３（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、１相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。図１４（ａ）〜図１４（ｄ）は、図１０および図１１の相電圧積分器において、２相に電源不平衡が有る場合の模式的な動作例を示す図である。 12 (a) to 12 (d) are diagrams showing a schematic operation example when there is no power supply imbalance in the phase voltage integrators of FIGS. 10 and 11. 13 (a) to 13 (d) are diagrams showing a schematic operation example when one phase has a power supply imbalance in the phase voltage integrators of FIGS. 10 and 11. 14 (a) to 14 (d) are diagrams showing a schematic operation example when there is a power supply imbalance between the two phases in the phase voltage integrators of FIGS. 10 and 11.

図１２（ａ）、図１２（ｂ）、図１２（ｃ）には、それぞれ、整流器２の（−）側電圧（すなわち最小電圧相の電圧）を基準としたＲ相、Ｓ相、Ｔ相の相電圧が示される。例えば、図１２（ａ）において、Ｒ相の相電圧は、電気角９０°〜２１０°の期間ではＴ相を基準に得られ、電気角２１０°〜３３０°の期間ではＲ相自身を基準に得られ、電気角３３０°〜４５０°（＝９０°）の期間ではＳ相を基準に得られる。 12 (a), 12 (b), and 12 (c) show the R phase, S phase, and T phase based on the (−) side voltage of the rectifier 2 (that is, the voltage of the minimum voltage phase), respectively. The phase voltage of is shown. For example, in FIG. 12A, the phase voltage of the R phase is obtained based on the T phase in the period of the electric angle of 90 ° to 210 °, and is obtained based on the R phase itself in the period of the electric angle of 210 ° to 330 °. It is obtained, and is obtained with reference to the S phase in the period of an electric angle of 330 ° to 450 ° (= 90 °).

相電圧積分器１３は、交流電源５からの各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと、直流電圧検出器２６からの、整流器２の（−）側電圧を基準とした基準電圧Ｖｒｅｆとの差分値を検出することで、実質的に、図１２（ａ）〜図１２（ｃ）に示されるような各相の相電圧を検出する。そして、相電圧積分器１３は、当該各相の相電圧をそれぞれ時間積分する。図１２（ａ）〜図１２（ｃ）の場合には、電源不平衡が無いため、図１２（ｄ）に示されるように、各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の相電圧の積分値は、同等となる。 The phase voltage integrator 13 calculates the voltages Vr, Vs, Vt of each phase (R phase, S phase, T phase) from the AC power supply 5 and the (-) side voltage of the rectifier 2 from the DC voltage detector 26. By detecting the difference value from the reference voltage Vref as a reference, the phase voltage of each phase as shown in FIGS. 12 (a) to 12 (c) is substantially detected. Then, the phase voltage integrator 13 time-integrates the phase voltage of each of the phases. In the cases of FIGS. 12 (a) to 12 (c), since there is no power supply imbalance, the phase voltage of each phase (R phase, S phase, T phase) is as shown in FIG. 12 (d). The integrated values are equivalent.

一方、図１３（ａ）〜図１３（ｃ）の例では、Ｒ相およびＳ相に対して、Ｔ相に電源不平衡（例えば、振幅の数％低下）が生じている。その結果、図１３（ｄ）に示されるように、Ｔ相の相電圧の積分値は、Ｒ相およびＳ相の相電圧の積分値に比べて小さくなる。また、図１４（ａ）〜図１４（ｃ）の例では、Ｒ相に対して、Ｓ相およびＴ相に共に電源不平衡（例えば、振幅の数％低下）が生じている。その結果、図１４（ｄ）に示されるように、Ｓ相およびＴ相の相電圧の積分値は、共にＲ相の相電圧の積分値に比べて小さくなる。図１０の不平衡判定部３６は、図１３（ｄ）または図１４（ｄ）のように、各相の積分値が同等で無い場合に、電源不平衡有りと判定する。 On the other hand, in the examples of FIGS. 13 (a) to 13 (c), power supply imbalance (for example, a few percent decrease in amplitude) occurs in the T phase with respect to the R phase and the S phase. As a result, as shown in FIG. 13 (d), the integrated value of the phase voltage of the T phase is smaller than the integrated value of the phase voltage of the R phase and the S phase. Further, in the examples of FIGS. 14 (a) to 14 (c), power supply imbalance (for example, a decrease of several percent in amplitude) occurs in both the S phase and the T phase with respect to the R phase. As a result, as shown in FIG. 14 (d), the integrated value of the phase voltage of the S phase and the T phase is smaller than the integrated value of the phase voltage of the R phase. The unbalance determination unit 36 of FIG. 10 determines that the power supply is unbalanced when the integrated values of the respective phases are not the same as in FIG. 13 (d) or FIG. 14 (d).

《不平衡検出部の詳細》
図１５は、図１０における不平衡検出部の処理内容の一例を示すフロー図である。図１５に示すフローは、図７に示したフローと比較して、図７のステップＳ１０６の処理が図１５のステップＳ３０１の処理に置き換わっている。ステップＳ１０５において、リプル振幅ΔＶがリプル振幅閾値ΔＶＲＴよりも大きい場合、ステップＳ３０１において、不平衡判定部３６は、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔを比較し、各相の積分値が同等か否かを判定する。 << Details of unbalance detector >>
FIG. 15 is a flow chart showing an example of the processing content of the imbalance detection unit in FIG. In the flow shown in FIG. 15, the process of step S106 of FIG. 7 is replaced with the process of step S301 of FIG. 15 as compared with the flow shown in FIG. In step S105, when the ripple amplitude ΔV is larger than the ripple amplitude threshold value ΔVRT, in step S301, the imbalance determination unit 36 compares the integrated values SGr, SGs, SGt of each phase, and whether the integrated values of each phase are the same. Judge whether or not.

そして、不平衡判定部３６は、ステップＳ３０１において各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔが同等でない場合には、電源不平衡有りと判定してステップＳ１０７の処理へ移行し、各相の積分値が同等である場合には、電源不平衡無しと判定してステップＳ１０９の処理へ移行する。ここで、各相の積分値ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔをどの程度の範囲で同等とみなすかは、許容される電源不平衡の程度（ひいては平衡コンデンサ３の耐性）に応じて適宜定められる。 Then, if the integrated values SGr, SGs, and SGt of each phase are not equivalent in step S301, the unbalance determination unit 36 determines that there is a power supply imbalance and proceeds to the process of step S107, and proceeds to the process of step S107, and the integrated value of each phase. If they are equivalent, it is determined that there is no power imbalance, and the process proceeds to step S109. Here, the range in which the integrated values SGr, SGs, and SGt of each phase are regarded as equivalent is appropriately determined according to the allowable degree of power supply imbalance (and thus the resistance of the balanced capacitor 3).

《実施の形態３の主要な効果》
以上、実施の形態３の電力変換装置を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果に加えて、電源不平衡有りと判定する不平衡の程度を適宜定めることが可能になる。また、図１の構成例と比較して、相電圧積分器１３の設置に伴い面積オーバヘッドは増大するが、リプル周波数検出部３１に伴う処理負荷を軽減できる。なお、相電圧積分器１３は、場合によっては、一部または全てを制御装置ＭＣＵ内のソフトウェア処理で実現することも可能である。 << Main effect of Embodiment 3 >>
As described above, by using the power conversion device of the third embodiment, in addition to the various effects described in the first embodiment, it is possible to appropriately determine the degree of imbalance in which it is determined that there is power supply imbalance. Further, as compared with the configuration example of FIG. 1, the area overhead increases with the installation of the phase voltage integrator 13, but the processing load associated with the ripple frequency detection unit 31 can be reduced. In some cases, the phase voltage integrator 13 can be partially or completely realized by software processing in the control device MCU.

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。 Although the invention made by the present inventor has been specifically described above based on the embodiment, the present invention is not limited to the embodiment and can be variously modified without departing from the gist thereof. For example, the above-described embodiments have been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the described configurations. Further, it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. .. Further, it is possible to add / delete / replace other configurations with respect to a part of the configurations of each embodiment.

例えば、ここでは、図７のフローの代わりに図１５のフローを用いたが、勿論、図９のフローの代わりに図１５のフローを用いることで、電源不平衡有り時に負荷へ供給する電力を制限してもよい。 For example, here, the flow of FIG. 15 is used instead of the flow of FIG. 7, but of course, by using the flow of FIG. 15 instead of the flow of FIG. 9, the power supplied to the load when there is a power supply imbalance can be obtained. It may be restricted.

１電力変換装置
２整流器
３平滑コンデンサ
４スイッチング回路
８ａ，８ｂ，８ｃ不平衡検出部
１２直流電圧検出器
１３相電圧積分器
２３ロウパスフィルタ
２４ｒ，２４ｓ，２４ｔ差動増幅回路
２５ｒ，２５ｓ，２５ｔ積分器
３１リプル周波数検出部
３２，３６不平衡判定部
３３遮断部
３４リプル振幅検出部
３５判定期間設定部
３７保護部
Ｅ運転可能時間
Ｆ制限速度
ｆｒリプル周波数
ＭＣＵ制御装置
ＭＴモータ
ＳＧｒ，ＳＧｓ，ＳＧｔ積分値
Ｖｃｄ充放電電圧
Ｖｒｅｆ基準電圧
ΔＶリプル振幅
ΔＶＲＴリプル振幅閾値 1 Power converter 2 Rectifier 3 Smoothing capacitor 4 Switching circuit 8a, 8b, 8c Unbalance detector 12 DC voltage detector 13 Phase voltage integrator 23 Low pass filter 24r, 24s, 24t Differential amplification circuit 25r, 25s, 25t Integration Device 31 Ripple frequency detector 32, 36 Imbalance judgment unit 33 Blocker 34 Ripple amplitude detection unit 35 Judgment period setting unit 37 Protection unit E Operable time F Limit speed fr Ripple frequency MCU controller MT motor SGr, SGs, SGt integrator Value Vcd Charge / discharge voltage Vref Reference voltage ΔV Ripple amplitude ΔVRT Ripple amplitude threshold

Claims

ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相の交流電源を直流電源に変換する整流器と、
前記整流器からの前記直流電源を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの充放電電圧を検出する直流電圧検出器と、
前記充放電電圧に基づいて前記複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する不平衡検出部と、
前記直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷に電力を供給するスイッチング回路と、
を有する電力変換装置であって、
前記不平衡検出部は、
前記充放電電圧に含まれるリプル成分のリプル周波数を検出する周波数検出部と、
前記リプル周波数と、前記複数相の交流電源の電源周波数および相数に基づいて定まる基準周波数とを比較し、前記リプル周波数が前記基準周波数でない場合に電源不平衡有りと判定する不平衡判定部と、
を有する、
電力変換装置。 A rectifier that includes multiple diodes connected in a bridge and converts the input multi-phase AC power supply into a DC power supply,
A smoothing capacitor that smoothes the DC power supply from the rectifier,
A DC voltage detector that detects the charge / discharge voltage of the smoothing capacitor,
An unbalance detection unit that detects the presence or absence of power imbalance between each phase in the multi-phase AC power supply based on the charge / discharge voltage.
A switching circuit in which the DC power supply is supplied and power is supplied to the load by switching the switching elements contained therein.
It is a power conversion device that has
The unbalance detection unit
A frequency detection unit that detects the ripple frequency of the ripple component contained in the charge / discharge voltage, and
An unbalance determination unit that compares the ripple frequency with a reference frequency determined based on the power supply frequency and the number of phases of the multi-phase AC power supply, and determines that there is a power supply imbalance when the ripple frequency is not the reference frequency. ,
Have,
Power converter.

請求項１記載の電力変換装置において、
前記不平衡検出部は、さらに、
前記充放電電圧に含まれる前記リプル成分の振幅を検出する振幅検出部と、
前記振幅と予め設定される振幅閾値とを比較し、前記振幅が前記振幅閾値よりも大きい期間を対象に前記不平衡判定部に判定を行わせる判定期間設定部と、
を有する、
電力変換装置。 In the power conversion device according to claim 1,
The unbalance detection unit further
An amplitude detection unit that detects the amplitude of the ripple component contained in the charge / discharge voltage, and an amplitude detection unit.
A determination period setting unit that compares the amplitude with a preset amplitude threshold value and causes the imbalance determination unit to make a determination for a period in which the amplitude is larger than the amplitude threshold value.
Have,
Power converter.

請求項１記載の電力変換装置において、
前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷への電力供給を遮断する遮断部を有する、
電力変換装置。 In the power conversion device according to claim 1,
The unbalance detection unit further monitors the duration of the state in which the power supply imbalance is determined by the imbalance determination unit, and when the duration exceeds a preset operable time, the above-mentioned Has a cutoff that cuts off the power supply to the load,
Power converter.

請求項１記載の電力変換装置において、
前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷へ供給する電力を予め定めた上限値に制限する保護部を有する、
電力変換装置。 In the power conversion device according to claim 1,
The unbalance detection unit further monitors the duration of the state in which the power supply imbalance is determined by the imbalance determination unit, and when the duration exceeds a preset operable time, the above-mentioned It has a protective unit that limits the power supplied to the load to a predetermined upper limit.
Power converter.

請求項２〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記平滑コンデンサは、アルミ電解コンデンサである、
電力変換装置。 In the power conversion device according to any one of claims 2 to 4.
The smoothing capacitor is an aluminum electrolytic capacitor.
Power converter.

ブリッジ状に接続される複数のダイオードを含み、入力された複数相の交流電源を直流電源に変換する整流器と、
前記整流器からの前記直流電源を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの充放電電圧を検出する直流電圧検出器と、
基準電圧と、前記複数相の交流電源における各相の電圧値との差分をそれぞれ積分することで、各相の積分値をそれぞれ出力する相電圧積分器と、
前記相電圧積分器で検出された前記各相の積分値に基づいて前記複数相の交流電源における各相間の電源不平衡の有無を検出する不平衡検出部と、
前記直流電源が供給され、内部に含まれるスイッチング素子のスイッチングを行うことで負荷に電力を供給するスイッチング回路と、
を有する電力変換装置であって、
前記不平衡検出部は、前記各相の積分値を比較し、前記各相の積分値が同等でない場合に電源不平衡有りと判定する不平衡判定部を有する、
電力変換装置。 A rectifier that includes multiple diodes connected in a bridge and converts the input multi-phase AC power supply into a DC power supply,
A smoothing capacitor that smoothes the DC power supply from the rectifier,
A DC voltage detector that detects the charge / discharge voltage of the smoothing capacitor,
A phase voltage integrator that outputs the integrated value of each phase by integrating the difference between the reference voltage and the voltage value of each phase in the multi-phase AC power supply.
An unbalance detection unit that detects the presence or absence of power imbalance between each phase in the multi-phase AC power supply based on the integrated value of each phase detected by the phase voltage integrator.
A switching circuit in which the DC power supply is supplied and power is supplied to the load by switching the switching elements contained therein.
It is a power conversion device that has
The unbalance detection unit has an unbalance determination unit that compares the integrated values of the respective phases and determines that there is a power supply imbalance when the integrated values of the respective phases are not equivalent.
Power converter.

請求項６記載の電力変換装置において、
前記不平衡検出部は、さらに、
前記充放電電圧に含まれるリプル成分の振幅を検出する振幅検出部と、
前記振幅と予め設定される振幅閾値とを比較し、前記振幅が前記振幅閾値よりも大きい期間を対象に前記不平衡判定部に判定を行わせる判定期間設定部と、
を有する、
電力変換装置。 In the power conversion device according to claim 6,
The unbalance detection unit further
An amplitude detection unit that detects the amplitude of the ripple component contained in the charge / discharge voltage, and
A determination period setting unit that compares the amplitude with a preset amplitude threshold value and causes the imbalance determination unit to make a determination for a period in which the amplitude is larger than the amplitude threshold value.
Have,
Power converter.

請求項６記載の電力変換装置において、
前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷への電力供給を遮断する遮断部を有する、
電力変換装置。 In the power conversion device according to claim 6,
The unbalance detection unit further monitors the duration of the state in which the power supply imbalance is determined by the imbalance determination unit, and when the duration exceeds a preset operable time, the above-mentioned Has a cutoff that cuts off the power supply to the load,
Power converter.

請求項６記載の電力変換装置において、
前記不平衡検出部は、さらに、前記不平衡判定部によって電源不平衡有りと判定されている状態の継続時間を監視し、前記継続時間が予め設定される運転可能時間を超えた場合に、前記負荷へ供給する電力を予め定めた上限値に制限する保護部を有する、
電力変換装置。 In the power conversion device according to claim 6,
The unbalance detection unit further monitors the duration of the state in which the power supply imbalance is determined by the imbalance determination unit, and when the duration exceeds a preset operable time, the above-mentioned It has a protective unit that limits the power supplied to the load to a predetermined upper limit.
Power converter.

請求項７〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記直流電圧検出器は、前記充放電電圧を平滑化することで前記相電圧積分器で用いる前記基準電圧を生成するロウパスフィルタを備える、
電力変換装置。 In the power conversion device according to any one of claims 7 to 9.
The DC voltage detector includes a low-pass filter that generates the reference voltage used in the phase voltage integrator by smoothing the charge / discharge voltage.
Power converter.