JP2021027611A - ハイサイドドライバ、スイッチング回路、モータドライバ、ｄｃ／ｄｃコンバータのコントローラ - Google Patents

Abstract

【課題】しきい値が小さいハイサイドトランジスタを正確に駆動可能なハイサイドドライバを提供する。【解決手段】ハイサイドドライバ３００は、Ｎ型のハイサイドトランジスタＭＨを駆動する。スイッチングライン３０２は、ハイサイドトランジスタＭＨのソースと接続される。選択回路３１０は、スイッチングライン３０２の電圧ＶＳと、電源電圧ＶＣＣのうち高い方をコモンライン３０６に発生させる。レギュレータ３３０は、基準ライン３０８の電圧ＶＣＯＭＬを、コモンライン３０６の電圧ＶＣＯＭより所定の電圧幅ΔＶだけ低いレベルに安定化する。チャージポンプ回路３４０は、コモンライン３０６の電圧ＶＣＯＭと基準ライン３０８の電圧ＶＣＯＭＬでスイングするクロック信号にもとづいて、ローサイドライン３０５にスイッチングライン３０２よりも低い電圧ＶＳＭを発生させる。【選択図】図２

Description

本発明は、ハイサイドトランジスタの駆動回路に関する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ、電力変換装置やモータ駆動回路などのさまざまなアプリケーションにおいて、パワートランジスタおよびその駆動回路（ゲートドライバ）を含むスイッチング回路が用いられる。

図１は、スイッチング回路の回路図である。スイッチング回路１００Ｒは、ハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬ、ハイサイド駆動回路３００Ｒ、ローサイド駆動回路１１０を備える。

ハイサイドトランジスタＭＨは、入力ラインＩＮとスイッチングラインＶＳの間に設けられ、ローサイドトランジスタＭＬは、スイッチングラインＶＳと接地ラインＧＮＤの間に設けられる。ハイサイド駆動回路３００Ｒは、制御入力ＨＩＮに応じて、ハイサイドトランジスタＭＨを駆動し、ローサイド駆動回路１１０は制御入力ＬＩＮに応じてローサイドトランジスタＭＬを駆動する。

ハイサイドトランジスタＭＨがオン、ローサイドトランジスタＭＬがオフのとき、スイッチングラインＶＳには入力電圧Ｖ_ＩＮが発生し、ハイサイドトランジスタＭＨがオフ、ローサイドトランジスタＭＬがオンのとき、スイッチングラインＶＳには接地電圧Ｖ_ＧＮＤ（０Ｖ）が発生する。ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬが両方オフの期間、スイッチングラインＶＳはハイインピーダンスとなる。スイッチング回路１００Ｒは、この３状態を切り替えることで、図示しない負荷に電力を供給する。

ハイサイドトランジスタＭＨとして、Ｎ型（Ｎチャンネル）が用いられる場合がある。ハイサイドトランジスタＭＨをターンオンさせ、オン状態を維持するためには、そのゲートソース間に、ＦＥＴのゲートしきい値Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}を超える電圧を印加する必要がある。ハイサイドトランジスタＭＨがオンのとき、スイッチングラインＶＳの電圧Ｖ_Ｓ、すなわちハイサイドトランジスタＭＨのソース電圧は、入力電圧Ｖ_ＩＮと実質的に等しいから、ハイサイドトランジスタＭＨのオンを維持するためには、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートに、Ｖ_ＩＮ＋Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}より高いゲート信号を印加する必要がある。

入力電圧Ｖ_ＩＮよりも高いゲート信号を発生するために、ブートストラップ回路が設けられる。ブートストラップ回路は、ブートストラップキャパシタＣ１および整流素子Ｄ１を含む。ブートストラップキャパシタＣ１は、ブートストラップ端子（あるいはブートストラップライン）ＶＢと、スイッチング端子ＶＳの間に設けられる。ブートストラップ端子ＶＢには、整流素子Ｄ１を介して直流電圧Ｖ_ＲＥＧ（＞Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}）印加される。

スイッチング電圧Ｖ_Ｓがロー（０Ｖ）のとき、キャパシタＣ１は、整流素子Ｄ１を介して充電され、その両端間電圧は、ΔＶ＝Ｖ_ＲＥＧ−Ｖｆとなる。Ｖｆは整流素子Ｄ１の電圧降下である。スイッチング電圧Ｖ_Ｓが上昇すると、ブートストラップ端子ＶＢの電圧Ｖ_Ｂは、Ｖ_Ｂ＝Ｖ_Ｓ＋ΔＶを維持しながら上昇する。ブートストラップ回路により、ＶＢ端子とＶＳ端子間の電位差が、ΔＶに保たれる。

ハイサイド駆動回路３００Ｒは、ドライバ（バッファ）３６０およびレベルシフト回路３２０を備える。ドライバ３６０の上側電源端子には電圧Ｖ_Ｂが供給され、その下側電源端子には電圧Ｖ_Ｓが供給される。ドライバ３６０は、Ｖ_Ｂをハイ、Ｖ_Ｓをローとするゲート電圧をハイサイドトランジスタＭＨのゲートに供給する。

レベルシフト回路３２０は、ロジックレベル（Ｖ_ＤＤ−０Ｖ）の２値の制御信号ＨＩＮを、Ｖ_Ｂ−Ｖ_Ｓの２値の中間信号ＬＶＳＦＴＯＵＴに変換する。

特開２０１１−０１４７３８号公報 米国特許出願公開第２０１５／０２９５５７４Ａ１号明細書 米国特許出願公開第２０１５／０３１８８５１Ａ１号明細書

近年、Ｓｉ（シリコン）のパワートランジスタに代えて、ＧａＮ（窒化ガリウム）などの化合物半導体のパワートランジスタの採用が進められている。ＧａＮデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて、低損失化、高速化が期待されている。

ＧａＮデバイスは、当初、ノーマリオフ化が課題であったが、近年ではノーマリオフ型のデバイスが実用化されている。しかしながら、しきい値電圧はＳｉデバイスのそれと比べて小さいため、ＧａＮデバイスを採用したスイッチング回路では、ＧａＮデバイスのゲートにノイズが混入すると、ＧａＮデバイスが誤ってターンオンするおそれがある。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、しきい値が小さいハイサイドトランジスタを正確に駆動可能なハイサイドドライバの提供にある。

本発明のある態様は、ハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバに関する。ハイサイドドライバは、ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインと、ハイサイドラインと、ローサイドラインと、コモンラインと、基準ラインと、スイッチングラインの電圧と、電源電圧のうち高い方をコモンラインに発生させる選択回路と、基準ラインの電圧を、コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、コモンラインの電圧と基準ラインの電圧でスイングするクロック信号にもとづいて、ローサイドラインにスイッチングラインよりも低い電圧を発生させる負電圧チャージポンプ回路と、上側電源端子がハイサイドラインと接続され、下側電源端子がローサイドラインと接続され、出力がハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、しきい値が小さいハイサイドトランジスタの誤動作を防止できる。

スイッチング回路の回路図である。 実施の形態に係るハイサイドドライバを備えるスイッチング回路の回路図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、図２のスイッチング回路の動作を説明するレベルダイアグラムである。 変形例に係るハイサイドドライバの回路図である。 図４のハイサイドドライバの構成例を示す回路図である。 図５のハイサイドドライバの動作波形図である。 図５のハイサイドドライバの動作波形図である。 図８（ａ）〜（ｄ）は、スイッチング回路の用途を示す図である。

（実施の形態の概要）
本明細書に開示される一実施の形態は、ハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバに関する。ハイサイドドライバは、ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインと、ハイサイドラインと、ローサイドラインと、コモンラインと、基準ラインと、スイッチングラインの電圧と、電源電圧のうち高い方をコモンラインに発生させる選択回路と、基準ラインの電圧を、コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、コモンラインの電圧と基準ラインの電圧でスイングするクロック信号にもとづいて、ローサイドラインにスイッチングラインよりも低い電圧を発生させる負電圧チャージポンプ回路と、上側電源端子がハイサイドラインと接続され、下側電源端子がローサイドラインと接続され、出力がハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、を備える。

スイッチングラインの電圧Ｖ_Ｓは、ハイサイドトランジスタがオンの期間、ハイサイドトランジスタのドレイン（あるいはコレクタ）の入力電圧Ｖ_ＩＮと等しく、ハイサイドトランジスタがオフの期間、０Ｖ（あるいは別の電圧）となる。したがってコモンラインの電圧（コモン電圧という）Ｖ_ＣＯＭには、ハイサイドトランジスタがオンの期間、Ｖ_ＩＮが現れ、ハイサイドトランジスタがオフの期間、電源電圧Ｖ_ＣＣが現れる。基準ラインの電圧（基準電圧という）Ｖ_ＣＯＭLは、レギュレータによってＶ_ＣＯＭ−ΔＶに安定される。ΔＶは所定の電圧幅である。ハイサイドトランジスタのオフ期間においてＶ_Ｓ＝０Ｖであるとき、Ｖ_ＣＣ＞Ｖ_Ｓであるから、Ｖ_ＣＯＭ＝Ｖ_ＣＣとなる。負電圧チャージポンプ回路は、Ｖ_ＣＯＭ／Ｖ_ＣＯＭＬの間でスイングするクロック信号にもとづいて、スイッチングライン、すなわちハイサイドトランジスタのソースよりも低い電圧を発生する。これにより、ハイサイドトランジスタのゲートソース間に、負電圧を印加することができ、しきい値電圧が小さい（あるいはしきい値が負電圧である）ハイサイドトランジスタを確実にオフすることができ、誤動作を防止できる。

チャージポンプ回路は、コモンラインと基準ラインの間に設けられたオシレータを含み、オシレータが生成するクロックに応じて動作してもよい。ハイサイドドライバは、スイッチングラインとローサイドラインの電位差を所定のしきい値と比較し、電位差の方がしきい値より大きいとき、オシレータを停止させる過電圧保護回路をさらに備えてもよい。これにより過電圧状態においてチャージポンプ動作が停止し、過電圧状態を緩和できる。

レギュレータは、基準ラインと接地の間に設けられる電流源と、コモンラインの電圧と基準ラインの電圧の電位差が、所定の電圧幅に近づくように、電流源を制御するフィードバック回路と、を含んでもよい。

ハイサイドドライバは、基準ラインとローサイドラインの間に設けられたダイオードをさらに備えてもよい。これにより、ハイサイドトランジスタがオンの期間、このダイオードを利用して、ローサイドラインの電圧を、スイッチングラインの電圧より低い電圧レベルに維持しておくことができる。

ハイサイドドライバは、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

（実施の形態）
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また、「信号Ａ（電圧、電流）が信号Ｂ（電圧、電流）に応じている」とは、信号Ａが信号Ｂと相関を有することを意味し、具体的には、（i）信号Ａが信号Ｂである場合、（ii）信号Ａが信号Ｂに比例する場合、（iii）信号Ａが信号Ｂをレベルシフトして得られる場合、（iv）信号Ａが信号Ｂを増幅して得られる場合、（v）信号Ａが信号Ｂを反転して得られる場合、（vi）あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号Ａ、Ｂの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。

図２は、実施の形態に係るハイサイドドライバ３００を備えるスイッチング回路１００の回路図である。スイッチング回路１００は、ハイサイドトランジスタＭＨと、ハイサイドトランジスタＭＨを駆動するハイサイドドライバ３００と、ブートストラップキャパシタＣ１を備える。

ハイサイドトランジスタＭＨは、Ｎ型の化合物半導体トランジスタであり、たとえばＧａＮデバイスである。ハイサイドトランジスタＭＨのドレインは入力端子１０２と接続され、ソースは出力端子１０４と接続される。入力端子１０２には、直流の入力電圧Ｖ_ＩＮが供給される。入力電圧Ｖ_ＩＮは数十Ｖ以上の高電圧であり、たとえば４８Ｖである。

ハイサイドドライバ３００は、スイッチング端子ＶＳ、出力端子ＯＵＴ、ブートストラップ端子ＶＢ、接地端子ＧＮＤ、電源端子ＶＣＣを備える。出力端子ＯＵＴは、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートと接続され、スイッチング端子ＶＳはハイサイドトランジスタＭＨのソースと接続される。ブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの間には、ブートストラップキャパシタＣ１が外付けされる。接地端子ＧＮＤは接地される。

ハイサイドドライバ３００は、スイッチングライン３０２、ハイサイドライン３０４、ローサイドライン３０５、コモンライン３０６、基準ライン３０８、選択回路３１０、電源回路３１２、レギュレータ３３０、チャージポンプ回路３４０、整流素子３５０、ドライバ３６０を備え、ひとつの半導体基板に集積化される。

スイッチングライン３０２はスイッチング端子ＶＳと接続され、ハイサイドライン３０４はブートストラップ端子ＶＢと接続される。スイッチングライン３０２の電圧をスイッチング電圧Ｖ_Ｓ、ハイサイドライン３０４の電圧をブートストラップ電圧Ｖ_Ｂという。スイッチング電圧Ｖ_Ｓは、ハイサイドトランジスタＭＨがオンのとき、Ｖ_ＩＮと等しく、ハイサイドトランジスタＭＨがオフのとき、０Ｖ（あるいは負荷の状態に応じた別の電圧）となる。

電源回路３１２は、電源電圧Ｖ_ＣＣを生成する。電源回路３１２をハイサイドドライバ３００の外部に設けて、ハイサイドドライバ３００の電源端子ＶＣＣに、外部から電源電圧Ｖ_ＣＣを供給するようにしてもよい。

選択回路３１０は、スイッチング端子ＶＳの電圧Ｖ_Ｓと、電源電圧Ｖ_ＣＣのうち高い方をコモンライン３０６に発生させる。その限りでないが、選択回路３１０はたとえばダイオードＯＲ回路で構成することができ、コモンライン３０６の電圧Ｖ_ＣＯＭは、
Ｖ_ＣＯＭ＝Ｖ_Ｓ−Ｖｆ （Ｖ_Ｓ＞Ｖ_ＣＣ）
Ｖ_ＣＯＭ＝Ｖ_ＣＣ−Ｖｆ （Ｖ_Ｓ＜Ｖ_ＣＣ）
となる。

レギュレータ３３０は、基準ライン３０８の電圧Ｖ_ＣＯＭＬを、コモンライン３０６のコモン電圧Ｖ_ＣＯＭより所定の電圧幅ΔＶだけ低いレベル（Ｖ_ＣＯＭ−ΔＶ）に安定化する。

負電圧のチャージポンプ回路３４０は、コモンライン３０６の電圧Ｖ_ＣＯＭと基準ライン３０８の電圧Ｖ_ＣＯＭＬの二値でスイングする振幅がΔＶのクロック信号ＣＬＫ（図２に不図示）にもとづいて、ローサイドライン３０５にスイッチングライン３０２よりも低い電圧Ｖ_ＳＭを発生させる。

ブートストラップ端子ＶＢとスイッチング端子ＶＳの間には、ブートストラップキャパシタＣ１が接続される。出力端子１０４の電圧Ｖ_Ｓが０Ｖのとき、ブートストラップキャパシタＣ１は、整流素子３５０を介して、所定の定電圧Ｖ_ＲＥＧによって充電される。整流素子３５０の電圧降下を無視すれば、ブートストラップキャパシタＣ１は、Ｖ_ＲＥＧで充電される。整流素子３５０を、スイッチ（トランジスタ）で構成してもよい。

ドライバ３６０は、上側電源端子３６２がハイサイドライン３０４と接続され、下側電源端子３６３がローサイドライン３０５と接続され、出力３６４が出力端子ＯＵＴを介してハイサイドトランジスタＭＨのゲートと接続される。ドライバ３６０の入力端子３６５には、図示しないレベルシフタによるレベルシフト（シフトアップ）後の制御信号Ｓ_ＣＮＴが入力される。ドライバ３６０は、制御信号Ｓ_ＣＮＴがオンレベル（たとえばハイ）のときに、ハイレベル電圧Ｖ_Ｂを出力し、制御信号Ｓ_ＣＮＴがオフレベル（たとえばロー）のときに、ローレベル電圧Ｖ_ＳＭを出力する。

以上がハイサイドドライバ３００の構成である。続いてその動作を説明する。図３（ａ）、（ｂ）は、図２のスイッチング回路１００の動作を説明するレベルダイアグラムである。図３（ａ）にはハイサイドトランジスタＭＨがオフのときの各ノードの電圧レベルが示され、図３（ｂ）にはハイサイドトランジスタＭＨがオンのときの各ノードの電圧レベルが示される。理解の容易化のため、Ｖ_ＩＮ＝４８Ｖ、Ｖ_ＣＣ＝１２Ｖとする。またΔＶ＝５Ｖとする。

図３（ａ）は、制御信号Ｓ_ＣＮＴがオフレベルのときのレベルダイアグラムである。ハイサイドトランジスタＭＨがオフのとき、Ｖ_Ｓ＝０Ｖである。このときブートストラップキャパシタＣ１は、定電圧Ｖ_ＲＥＧにより充電される。またＶ_Ｓ＜Ｖ_ＣＣが成り立つから、コモンライン３０６の電圧Ｖ_ＣＯＭは電源電圧Ｖ_ＣＣと等しくなり（Ｖ_ＣＯＭ≒Ｖ_ＣＣ−Ｖｆ）、基準ライン３０８の電圧Ｖ_ＣＯＭＬはＶ_ＣＣ−Ｖｆ−ΔＶとなる。

チャージポンプ回路３４０は、出力キャパシタＣｏを充電し、その両端間にチャージポンプ電圧Ｖ_{ＣＰ（ＯＦＦ）}を発生させる。これにより、ローサイドライン３０５にはスイッチングライン３０２の電圧Ｖ_Ｓ、すなわち０Ｖよりも、Ｖ_{ＣＰ（ＯＦＦ）}だけ低い負のローレベル電圧Ｖ_{ＳＭ（ＯＦＦ）}が発生する。

制御信号Ｓ_ＣＮＴがオフレベルのとき、Ｖ_Ｇ＝Ｖ_{ＳＭ（ＯＦＦ）}であり、したがってハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間電圧はＶ_{ＳＭ（ＯＦＦ）}−Ｖ_Ｓ＝−Ｖ_ＣＰとなり、負電圧を印加し、ハイサイドトランジスタＭＨを確実にオンすることができる。

図３（ｂ）は、制御信号Ｓ_ＣＮＴがオンレベルのときのレベルダイアグラムである。ハイサイドトランジスタＭＨがオンのとき、Ｖ_Ｓ＝Ｖ_ＩＮとなる。このとき、Ｖ_Ｓ＞Ｖ_ＣＣであるから、Ｖ_ＣＯＭ＝Ｖ_Ｓ−Ｖｆ＝Ｖ_ＩＮ−Ｖｆとなる。またＶ_ＣＯＭＬ＝Ｖ_Ｓ−ΔＶ＝Ｖ_ＩＮ−Ｖｆ−ΔＶとなる。

ハイサイドトランジスタＭＨのターンオンの後、チャージポンプ回路３４０によるチャージポンプ動作によって、出力キャパシタＣｏが充電され、その両端間にチャージポンプ電圧Ｖ_{ＣＰ（ＯＮ）}を発生させる。これにより、ローサイドライン３０５にはスイッチングライン３０２の電圧Ｖ_Ｓ、すなわちＶ_ＩＮ−Ｖｆよりも、Ｖ_{ＣＰ（ＯＮ）}だけ低いローレベル電圧Ｖ_{ＳＭ（ＯＮ）}が発生している。ただし、ハイサイドトランジスタＭＨのオン期間において、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートにはハイレベル電圧Ｖ_Ｂが印加されるから、ローレベル電圧Ｖ_{ＳＭ（ＯＮ）}はハイサイドトランジスタＭＨの動作に直接的な影響を及ぼさない。

以上がスイッチング回路１００の動作である。このスイッチング回路１００によれば、図３（ａ）の状態において、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間電圧を負電圧に維持することができる。これにより、ハイサイドトランジスタＭＨがＧａＮデバイスなどの低しきい値デバイス（あるいはノーマリオン型のデバイス）である場合に、ハイサイドトランジスタＭＨを確実にオフさせることができ、ノイズ耐性を高めることができる。

図４は、変形例に係るハイサイドドライバ３００Ａの回路図である。ハイサイドドライバ３００Ａは、図２のハイサイドドライバ３００に加えて、ＯＶＰ（過電圧保護）回路３７０を備える。ＯＶＰ回路３７０は、スイッチングライン３０２とローサイドライン３０５の電位差Ｖ_ＣＰを監視し、電位差Ｖ_ＣＰが過電圧しきい値Ｖ_{ＴＨ（ＯＣＰ）}を超えると、過電圧保護信号Ｓ_ＯＣＰをアサートし、チャージポンプ回路３４０の動作を停止させる。

このハイサイドドライバ３００Ａによれば、スイッチングライン３０２とローサイドライン３０５の電位差Ｖ_ＣＰが、しきい値Ｖ_{ＴＨ（ＯＣＰ）}を超えないようにクランプされる。その結果、ドライバ３６０を構成するトランジスタに耐圧を超える高電圧が印加されたり、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間（ベースエミッタ間）に耐圧を超える高電圧が印加されるのを防止できる。

また、式（２）、（４）で示したように、ハイサイドトランジスタＭＨのオン期間とオフ期間とで、電位差Ｖ_ＣＰが異なる場合がある。この場合に、ＯＶＰ回路３７０を追加してしきい値電圧Ｖ_{ＴＨ（ＯＣＰ）}を適切に定めることにより、Ｖ_{ＣＰ（ＯＮ）}＝Ｖ_{ＣＰ（ＯＦＦ）}＝Ｖ_{ＴＨ（ＯＣＰ）}とすることができる。

以下では、ハイサイドドライバ３００Ａのより具体的な構成例を説明する。

図５は、図４のハイサイドドライバ３００Ａの構成例を示す回路図である。チャージポンプ回路３４０は、コモンライン３０６と基準ライン３０８の間に設けられたオシレータ３４２を含んでいる。これにより、接地電圧基準で動作するオシレータから、チャージポンプ回路３４０に対して、レベルシフタを介してクロック信号を受け渡す必要がないため、回路構成を簡素化できる。

チャージポンプ回路３４０の構成・トポロジーは限定されず、公知のさまざまな回路を採用しうる。図５のチャージポンプ回路３４０は昇圧率が−１倍であり、１個のフライングキャパシタＣ_ＦＬＹと、整流素子Ｄ１１，Ｄ１２および出力キャパシタＣ_ＶＳＭを備える。出力キャパシタＣ_ＶＳＭは、図４の出力キャパシタＣｏに相当する。フライングキャパシタＣ_ＦＬＹはチップ部品であってもよい。

ＯＶＰ回路３７０は、スイッチングライン３０２とローサイドライン３０５の電位差Ｖ_ＣＰ（＝Ｖ_Ｓ−Ｖ_ＳＭ）を所定のしきい値Ｖ_{ＴＨ（ＯＶＰ）}と比較し、電位差Ｖ_ＣＰの方がしきい値Ｖ_ＯＶＰより高い過電圧状態において、オシレータ３４２を停止させる。これにより、チャージポンプ回路３４０の昇圧動作を停止し、無駄な電力消費を抑制できる。

ＯＶＰ回路３７０は、コンパレータ３７２、電圧源３７４、トランジスタ３７６を含む。電圧源３７４は、ローサイドライン３０５の電圧Ｖ_ＳＭを基準とするしきい値Ｖ_ＯＣＰ＝Ｖ_ＳＭ＋Ｖ_{ＴＨ（ＯＶＰ）}を生成する。コンパレータ３７２は、スイッチングライン３０２の電圧Ｖ_Ｓと、電圧源３７４の出力電圧Ｖ_ＯＣＰを比較する。コンパレータ３７２の出力は、Ｖ_ＯＣＰ＞Ｖ_Ｓのとき、すなわちＶ_{ＴＨ（ＯＣＰ）}＞Ｖ_ＣＰのときにハイとなり、Ｖ_ＯＣＰ＜Ｖ_Ｓのとき、すなわちＶ_{ＴＨ（ＯＣＰ）}＜Ｖ_ＣＰのときにローとなる。コンパレータ３７２の出力がローとなると、トランジスタ３７６がオンとなり、過電圧状態を示すハイレベルの過電圧検出信号Ｓ_ＯＣＰがチャージポンプ回路３４０のオシレータ３４２に供給される。オシレータ３４２は、ＯＣＰ信号Ｓ_ＯＣＰがアサート（すなわちハイ）となると、動作を停止する。

レギュレータ３３０は、電圧源３３２、フィードバック回路３３４、スイッチ３３６、電流源３３８および外付けのキャパシタＣ_Ｃ５Ｖを備える。スイッチ３３６と電流源３３８は、基準ライン３０８と接地の間に直列に設けられる。スイッチ３３６は、イネーブル信号ＥＮに応じて制御される。

フィードバック回路３３４は、コモンライン３０６の電圧Ｖ_ＣＯＭと基準ライン３０８の電圧Ｖ_ＣＯＭＬの電位差が、所定の電圧幅ΔＶに近づくように、電流源３３８を制御する。フィードバック回路３３４は、エラーアンプであってもよいし、コンパレータであってもよい。

ダイオードＤ１３は、基準ライン３０８とローサイドライン３０５の間に設けられる。ダイオードＤ１３に代えて、ハイサイドトランジスタＭＨのオン期間に導通するトランジスタ（スイッチ）を設けてもよい。

図６は、ハイサイドトランジスタＭＨがオフのときの、図５のハイサイドドライバの動作波形図である。オシレータ３４２の出力電圧Ｖ_ＣＰＨＰは、Ｖ_ＣＯＭ（＝Ｖ_ＣＣ−Ｖｆ）とＶ_ＣＯＭＬ（＝Ｖ_ＣＯＭ−ΔＶ）の２レベルでスイッチングする。

オシレータ３４２の出力がハイ（Ｖ_ＣＰＨＰ＝Ｖ_ＣＯＭ）のときが充電フェーズφ_１であり、オシレータ３４２の出力から、フライングキャパシタＣ_ＦＬＹ、ダイオードＤ１１、ＶＳ端子を経て、出力キャパシタＣ_ＶＳＭが充電される。
Ｖ_ＣＰＨＰ＝Ｖ_ＣＯＭ
Ｖ_ＣＰＨＭ＝Ｖ_Ｓ＋Ｖｆ
したがってフライングキャパシタＣ_ＦＬＹの両端間電圧は、
Ｖ_ＣＦＬＹ＝Ｖ_ＣＰＨＰ−Ｖ_ＣＰＨＭ＝Ｖ_ＣＯＭ−（Ｖ_Ｓ＋Ｖｆ）
となる。

オシレータ３４２の出力がロー（Ｖ_ＣＰＨＰ＝Ｖ_ＣＯＭＬ）のとき、電荷転送フェーズφ_２である。フライングキャパシタＣ_ＦＬＹの両端間電圧Ｖ_ＣＦＬＹが維持されるから、Ｖ_ＣＰＨＭは以下の電圧レベルとなる。
Ｖ_ＣＰＨＭ＝Ｖ_ＣＰＨＰ−Ｖ_ＣＦＬＹ＝Ｖ_ＣＯＭＬ−Ｖ_ＣＦＬＹ
このときダイオードＤ１２を含む経路を介して、フライングキャパシタＣ_ＦＬＹから出力キャパシタＣ_ＶＳＭに電荷が転送される。ＶＳＭ端子の電圧Ｖ_ＳＭは、
Ｖ_ＳＭ＝Ｖ_ＣＰＨＭ＋Ｖｆ
＝（Ｖ_ＣＯＭＬ−Ｖ_ＣＦＬＹ）＋Ｖｆ
＝Ｖ_ＣＯＭＬ−｛Ｖ_ＣＯＭ−（Ｖ_Ｓ＋Ｖｆ）｝＋Ｖｆ
＝｛Ｖ_ＣＯＭ−ΔＶ｝−｛Ｖ_ＣＯＭ−（Ｖ_Ｓ＋Ｖｆ）｝＋Ｖｆ
＝Ｖ_Ｓ−（ΔＶ−２Ｖｆ）
となる。充電フェーズφ_１と電荷転送フェーズφ_２を繰り返すことにより、ローサイドライン３０５の電圧Ｖ_ＳＭは、スイッチングライン３０２の電圧Ｖ_Ｓより低い電圧に維持される。

図７は、ハイサイドトランジスタＭＨがオンのときの、図５のハイサイドドライバの動作波形図である。ハイサイドトランジスタＭＨがオンのときは、以下の状態となる。
Ｖ_Ｓ≒Ｖ_ＩＮ＝４８Ｖ
Ｖ_ＣＯＭ＝Ｖ_Ｓ−Ｖｆ
Ｖ_ＣＯＭＬ＝Ｖ_ＣＯＭ−ΔＶ

ＶＳＭ端子の電圧Ｖ_ＳＭは、ダイオードＤ１３によって、以下の電圧にクランプされる。
Ｖ_ＳＭ＝Ｖ_ＣＯＭＬ＋Ｖｆ
＝Ｖ_Ｓ−ΔＶ

つまり図５のハイサイドドライバ３００Ａにおいては、ハイサイドトランジスタＭＨがオンの間は、チャージポンプ回路３４０によるチャージポンプ動作ではなく、ダイオードＤ１３によるクランプによって、ローサイドライン３０５の電圧Ｖ_ＳＭは、スイッチングライン３０２の電圧Ｖ_Ｓより低い電圧に維持することができる。

（用途）
続いてスイッチング回路１００の用途を説明する。図８（ａ）〜（ｄ）は、スイッチング回路１００の用途を示す図である。図８（ａ）は降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ５００であり、トランジスタＭ_１，Ｍ_２、インダクタＬ_１、キャパシタＣ_Ｏ１、コントローラ５０２、駆動段５０４を備える。コントローラ５０２は、負荷の状態（たとえば出力電圧Ｖ_ＯＵＴや出力電流Ｉ_ＯＵＴ）がその目標に近づくようにフィードバック制御によりハイサイドパルスＳ_ＨおよびローサイドパルスＳ_Ｌを生成する。トランジスタＭ_１がハイサイドトランジスタに相当し、駆動段５０４は、上述のハイサイドドライバ３００のアーキテクチャにもとづいて構成される。

図８（ｂ）は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ６００であり、トランジスタＭ_３，Ｍ_４、インダクタＬ_２、キャパシタＣ_Ｏ２、コントローラ６０２、駆動段６０４を備える。コントローラ６０２は、負荷の状態（たとえば出力電圧Ｖ_ＯＵＴや出力電流Ｉ_ＯＵＴ）がその目標に近づくようにフィードバック制御によりハイサイドパルスＳ_ＨおよびローサイドパルスＳ_Ｌを生成する。トランジスタＭ_４がハイサイドトランジスタに対応し、駆動段６０４が上述のハイサイドドライバ３００のアーキテクチャにもとづいて構成される。スイッチング回路１００は、昇降圧コンバータにも使用可能である。

図８（ｃ）は三相モータドライバ７００であり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各レグが、スイッチング回路１００で構成される。

図８（ｄ）は、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ８００であり、１次側のＨブリッジ回路８０２、２次側のＨブリッジ回路８０４の各レグがスイッチング回路１００を利用して構成される。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００ スイッチング回路
１０２ 入力端子
１０４ 出力端子
ＭＨ ハイサイドトランジスタ
３００ ハイサイドドライバ
ＶＳ スイッチング端子
ＶＢ ブートストラップ端子
３０２ スイッチングライン
３０４ ハイサイドライン
３０５ ローサイドライン
３０６ コモンライン
３０８ 基準ライン
３１０ 選択回路
３１２ 電源回路
３２０ レベルシフト回路
３３０ レギュレータ
３３２ 電圧源
３３４ フィードバック回路
３３６ スイッチ
３３８ 電流源
３４０ チャージポンプ回路
３４２ オシレータ
３５０ 整流素子
３６０ ドライバ
３７０ ＯＶＰ回路

Claims (10)

1. Ｎ型のハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバであって、
   前記ハイサイドトランジスタのソースと接続されるスイッチングラインと、
   ハイサイドラインと、
   ローサイドラインと、
   コモンラインと、
   基準ラインと、
   前記スイッチングラインの電圧と、電源電圧のうち高い方を前記コモンラインに発生させる選択回路と、
   前記基準ラインの電圧を、前記コモンラインの電圧より所定の電圧幅だけ低いレベルに安定化するレギュレータと、
   前記コモンラインの電圧と前記基準ラインの電圧でスイングするクロック信号にもとづいて、前記ローサイドラインに前記スイッチングラインよりも低い電圧を発生させるチャージポンプ回路と、
   上側電源端子が前記ハイサイドラインと接続され、下側電源端子が前記ローサイドラインと接続され、出力が前記ハイサイドトランジスタのゲートと接続されるドライバと、
   を備えることを特徴とするハイサイドドライバ。
2. 前記スイッチングラインと前記ローサイドラインの電位差を所定のしきい値と比較し、前記電位差の方が前記しきい値より大きいとき、前記チャージポンプ回路を停止させる過電圧保護回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のハイサイドドライバ。
3. 前記チャージポンプ回路は、前記コモンラインと前記基準ラインの間に設けられたオシレータを含み、前記オシレータが生成するクロックに応じて動作することを特徴とする請求項１に記載のハイサイドドライバ。
4. 前記スイッチングラインと前記ローサイドラインの電位差を所定のしきい値と比較し、前記電位差の方が前記しきい値より大きいとき、前記オシレータを停止させる過電圧保護回路をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載のハイサイドドライバ。
5. 前記レギュレータは、
   前記基準ラインと接地の間に設けられる電流源と、
   前記コモンラインの電圧と前記基準ラインの電圧の電位差が、前記所定の電圧幅に近づくように、前記電流源を制御するフィードバック回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のハイサイドドライバ。
6. 前記基準ラインと前記ローサイドラインの間に設けられたダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のハイサイドドライバ。
7. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のハイサイドドライバ。
8. ハイサイドトランジスタと、
   前記ハイサイドトランジスタを駆動する請求項１から７のいずれかに記載のハイサイドドライバと、
   を備えることを特徴とするスイッチング回路。
9. 請求項１から７のいずれかに記載の前記ハイサイドドライバを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータのコントローラ。
10. 請求項１から７のいずれかに記載の前記ハイサイドドライバを備えることを特徴とするモータドライバ。

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