JP2020150695A - 電圧レギュレータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧レギュレータ装置につき、レギュレータ回路における電源供給用のスイッチング素子が導通状態から非導通状態に切り替えられた後において、レギュレータ回路での電力損失の低減を図る。【解決手段】電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のバイアス抵抗として、抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子Ｒ３と抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子Ｒ４とを切り替え可能な切替式抵抗回路２１を備える。電圧検出回路３０は整流平滑回路１０の出力電圧を検出し、抵抗切替回路４０は、電圧検出回路の検出電圧が所定値以下のときに第１の抵抗素子Ｒ３を前記バイアス抵抗とし、検出電圧が所定値を超えると第１の抵抗素子に代えて第２の抵抗素子Ｒ４を前記バイアス抵抗とする。【選択図】図１

Description

本発明は、アクティブフィルタを搭載したスイッチング電源において、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびその入力段に挿入されたアクティブフィルタを制御する制御回路に対して、電源を供給するための電圧レギュレータ装置に関する。

図３は特許文献１に記載された従来例の電圧レギュレータ装置の構成を示す回路図である。

５０は商用交流電源、５２は整流回路（ダイオードブリッジ）、５４はアクティブフィルタ、５６はＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランス、５６ａは一次巻線、５６ｂは二次巻線、５６ｃは第１の補助巻線、５６ｄは第２の補助巻線、５７は平滑コンデンサ、５８は電力用スイッチング素子（ＦＥＴ）、６０は整流ダイオード、６２は平滑コンデンサ、６４，６６は出力端子、６８，７０は電圧検出回路を構成する抵抗素子、７２はフィードバック回路、７４はレギュレータ回路（定電圧回路）、７６は整流ダイオード、７８は平滑コンデンサ、８０は電源供給用のトランジスタ、８２はツェナーダイオード、８３は抵抗、８４は第１の逆流防止ダイオード、８６は第２の逆流防止ダイオード、８８は平滑コンデンサ、５５はアクティブフィルタ制御回路、６５はＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路である。

電源の起動時には、商用交流電源５０からＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路６５に電力が供給され、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作し始める。すると、トランス５６の第１の補助巻線５６ｃと第２の補助巻線５６ｄに電圧が誘起される。ただし、この時点ではアクティブフィルタ５４は動作しておらず、第２の補助巻線５６ｄの電圧はＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路６５を動作させるだけの電圧に達していない。一方、第１および第２の両補助巻線５６ｃ，５６ｄ全体の両端子間電圧はＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路６５を動作させるだけの電圧に達しており、第１の逆流防止ダイオード８４を通じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路６５に電力を供給する。整流ダイオード７６と平滑コンデンサ７８からなる整流平滑回路の出力電圧によって、電源供給用のトランジスタ８０の入力側端子（コレクタ）と駆動制御端子（ベース）との間に接続された抵抗８３を介して電源供給用のトランジスタ８０の駆動制御端子に電流が流れ込み、電源供給用のトランジスタ８０が導通する。ツェナーダイオード８２の定格電圧によってレギュレータ回路７４の出力電圧は規定される。アクティブフィルタ５４の動作前は、この電源供給用のトランジスタ８０の導通によって第１の逆流防止ダイオード８４を介して平滑コンデンサ８８に充電が行われ、アクティブフィルタ制御回路５５およびＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路６５に駆動用の電源が供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータの起動完了後は、第１の逆流防止ダイオード８４よりアクティブフィルタ制御回路５５にも電力が供給されてアクティブフィルタ制御回路５５が動作し始める。その結果、アクティブフィルタ５４が動作し、アクティブフィルタ５４における不図示の力率改善用のスイッチング素子とＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路６５による電力用スイッチング素子５８とが制御され、一次巻線５６ａから二次巻線５６ｂと第１の補助巻線５６ｃおよび第２の補助巻線５６ｄに誘起される電圧が上昇を開始する。

第１の逆流防止ダイオード８４からの出力電圧と第２の逆流防止ダイオード８６からの出力電圧との大小関係は、第１および第２の両補助巻線５６ｃ，５６ｄ全体の両端子間電圧が第２の補助巻線５６ｄの両端子間電圧よりも大きいことから、第１の逆流防止ダイオード８４の出力電圧の上昇率は第２の逆流防止ダイオード８６の出力電圧の上昇率より高い。したがって、アクティブフィルタ５４の動作前の初期状態では、第２の逆流防止ダイオード８６の出力電圧はより電圧の高い第１の逆流防止ダイオード８４の出力電圧のために、平滑コンデンサ８８への充電において無効となる（ダイオードＯＲ）。

アクティブフィルタ５４の動作前において、あるタイミングで電源供給用のトランジスタ８０に対するベース電圧がツェナーダイオード８２の定格電圧に達すると、ベース電圧はそれ以上の上昇が停止して一定値を保持するようになる。一方、第２の逆流防止ダイオード８６の出力電圧は引き続き上昇し、あるタイミングから第１の逆流防止ダイオード８４の出力電圧を上回るようになる。

アクティブフィルタ５４の動作後、一次巻線５６ａから二次巻線５６ｂへ伝搬される電力が所定値に安定化すると、これに伴って第２の逆流防止ダイオード８６の出力電圧も所定値に安定化する。

アクティブフィルタ５４の動作前においては上昇率のより高い第１の逆流防止ダイオード８４の出力電圧を用いて平滑コンデンサ８８を充電する。アクティブフィルタ５４の動作後は、第１の逆流防止ダイオード８４の出力電圧を停止し、代わりに第２の逆流防止ダイオード８６の出力電圧を用いる状態に切り替えるので、電源供給用のトランジスタ８０には電流が流れないようになり、その電源供給用のトランジスタ８０における無駄な電力損失は抑制される。また、第２の補助巻線５６ｄ〜第２の逆流防止ダイオード８６の系統にはトランジスタがなく、この点でも電力損失の抑制に有効となっている。

特開２００１−１６８５１号公報

しかし、図３の従来例にあっては、アクティブフィルタ５４の動作後の定常状態においてもレギュレータ回路７４における電源供給用のトランジスタ８０の入力側端子と駆動制御端子との間に接続された抵抗８３に電流が流れ続ける。また、アクティブフィルタ５４の動作後は第１および第２の両補助巻線５６ｃ，５６ｄ全体の両端子間電圧もかなり大きくなっている。これは、アクティブフィルタ５４の動作前において、第１および第２の両補助巻線５６ｃ，５６ｄ全体の両端子間電圧によりアクティブフィルタ制御回路５５に電力を供給するためであり、抵抗８３の抵抗値はアクティブフィルタ５４の動作前の第１および第２の両補助巻線５６ｃ，５６ｄ全体の両端子間電圧に合せて設定されている。

しかし、アクティブフィルタ５４の動作後の第１および第２の両補助巻線５６ｃ，５６ｄ全体の両端子間電圧は、アクティブフィルタ５４の動作前よりも高い電圧が発生しており、それに応じてアクティブフィルタ５４の動作後の抵抗８３にも不必要に高い電圧が印加されている状態となっており、その分の比較的大きな電力損失を避けることができなかった。さらに、抵抗８３を介してツェナーダイオード８２にも必要以上に大きな電流が流れるので、その分の電力損失も避けることができなかった。

また、このような電力損失に応じて、抵抗８３として大きな電力定格の抵抗素子を用いる必要があった。同様に、ツェナーダイオード８２について、電力定格の大きなディスクリート品を用いたり、複数個のチップ品を直列に接続して用いる必要があった。

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、電圧レギュレータ装置に関して、レギュレータ回路における電源供給用のトランジスタが導通状態から非導通状態に切り替えられた後において、レギュレータ回路での電力損失の低減を図ることを目的としている。

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。

本発明による電圧レギュレータ装置は、
ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスに磁気結合され、互いに直列接続された第１および第２の補助巻線と、
前記第１および第２の補助巻線の両補助巻線全体の両端子間電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧を定電圧化するレギュレータ回路と、
前記レギュレータ回路の出力端子間に接続された第１の逆流防止用の一方向素子と平滑用の容量素子との直列回路と、
前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線との接続点と前記第１の逆流防止用の一方向素子と前記平滑用の容量素子との接続点との間に接続された第２の逆流防止用の一方向素子とを備え、
前記平滑用の容量素子の両端子が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力段に挿入されたアクティブフィルタを制御する制御回路の電源入力とされている電圧レギュレータ装置であって、
前記レギュレータ回路は、
前記整流平滑回路の出力端子と前記第１の逆流防止用の一方向素子との間に接続された電源供給用のスイッチング素子と、
前記電源供給用のスイッチング素子の駆動制御端子と、前記第２の補助巻線の両端子のうち前記第１の補助巻線との接続側とは反対側の端子との間に接続された定電圧素子と、
前記電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗として、抵抗値の比較的小さな第１の抵抗と抵抗値の比較的大きな第２の抵抗との間で切り替え可能な切替式抵抗回路とを有し、
前記アクティブフィルタの動作を検出する検出回路と、
前記検出回路の検出結果に基づき、前記アクティブフィルタの動作前は、前記第１の抵抗を前記電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗とする一方、前記アクティブフィルタの動作後は、前記第１の抵抗に代えて前記第２の抵抗を前記電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗とするように抵抗値を切り替える抵抗切替回路とをさらに備えたことを特徴とする。

本発明の上記の構成によれば、次のような作用が発揮される。

アクティブフィルタの動作前にあっては、抵抗切替回路は切替式抵抗回路において抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子が電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗として用いられる。

このアクティブフィルタが動作していない状態においてＤＣ−ＤＣコンバータに電力が供給されると、第１の補助巻線と第２の補助巻線に電圧が誘起される。第１および第２の両補助巻線全体の両端子間電圧は整流平滑回路によって整流平滑され、レギュレータ回路に印加される。レギュレータ回路では第１の抵抗素子をバイアス抵抗として電源供給用のスイッチング素子が導通し、電源供給用のスイッチング素子からの出力電圧は第１の逆流防止用の一方向素子へ出力される。

第１および第２の両補助巻線全体の両端子間電圧は第２の補助巻線の両端子間電圧よりも高いので、アクティブフィルタを制御する制御回路の電源入力とされている平滑用の容量素子に対しては、導通状態となった電源供給用のスイッチング素子を介しての第１の逆流防止用の一方向素子からの出力電圧が印加され、この平滑用の容量素子の両端電圧がアクティブフィルタの制御回路に供給される。

アクティブフィルタが制御回路によって動作すると、第２の補助巻線での誘起電圧が上昇し、第２の補助巻線での誘起電圧がレギュレータ回路からの出力電圧を超えると、平滑用の容量素子に対して第２の逆流防止用の一方向素子からの出力電圧が印加されるようになり、アクティブフィルタの制御回路に供給される。アクティブフィルタの動作後は、電源供給用のスイッチング素子には電流は流れないが、バイアス抵抗には電流が流れ続ける。本発明では、アクティブフィルタの動作後は、電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗が抵抗値の比較的小さな第１の抵抗に替えて抵抗値の比較的大きな第２の抵抗に切り替えられる。このため、バイアス抵抗で発生する電力損失を低減することができる。また、バイアス抵抗を通じて定電圧素子に流れる電流も抑制することができるので、当該定電圧素子の電力損失も低減することができる。

上記構成の本発明の電圧レギュレータ装置には、次のような好ましい態様がある。すなわち、前記検出回路として前記整流平滑回路の出力電圧を検出する電圧検出回路を備え、前記電圧検出回路の検出電圧が所定値以下のときに前記アクティブフィルタの動作前と判定する一方、前記検出電圧が前記所定値を超えると前記アクティブフィルタの動作後と判定することが好ましい。

また、前記電源供給用のスイッチング素子はトランジスタであり、前記切替式抵抗回路は、前記トランジスタの電流路の入力側端子と前記トランジスタの駆動制御端子との間に介装されている、という態様がある。

さらに、前記第１の抵抗は第１の抵抗素子を、前記第２の抵抗は第２の抵抗素子を含み、前記抵抗切替回路は、前記第１の抵抗素子とともに直列回路を形成する第１の切替用のスイッチング素子と、前記第２の抵抗素子とともに直列回路を形成する第２の切替用のスイッチング素子とを有し、前記両直列回路は前記電源供給用のスイッチング素子の入力側端子と駆動制御端子との間に互いに並列に接続され、前記第１の切替用のスイッチング素子の駆動制御端子は前記第２の切替用のスイッチング素子と前記第２の抵抗素子との接続点に接続され、前記第２の切替用のスイッチング素子の駆動制御端子は前記電圧検出回路の出力端子に接続されている、という態様がある。

本発明によれば、レギュレータ回路における電源供給用のトランジスタが導通状態から非導通状態に切り替えられた後においてレギュレータ回路での電力損失の低減を図ることができる。

本発明の実施例における電圧レギュレータ装置の構成を示す回路図 本発明の実施例の電圧レギュレータ装置における主要な構成要素の詳しい回路を示す回路図 従来例の電圧レギュレータ装置の構成を示す回路図

以下、上記構成の本発明の電圧レギュレータ装置につき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。

図１は本発明の実施例における電圧レギュレータ装置の構成を示す回路図、図２は主要な構成要素の詳しい回路を示す回路図である。

これらの図において、１は交流電源、２は整流回路（ダイオードブリッジ）、３はアクティブフィルタ、４はＤＣ−ＤＣコンバータ、５はトランス、６はフィードバック回路、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｎ３は第１の補助巻線、Ｎ４は第２の補助巻線、Ｌ１はチョークコイル、Ｑ１は力率改善用のスイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２は整流ダイオード、Ｃ１は入力側平滑コンデンサ、Ｃ２は出力側平滑コンデンサ、Ｑ２は電力用スイッチング素子（ＦＥＴ）、Ｒ１，Ｒ２は電圧検出用の分圧抵抗素子、Ｔｐ，Ｔｎは負荷への交流出力端子である。

また、１０は整流平滑回路、２０はレギュレータ回路、２１は切替式抵抗回路、３０は電圧検出回路、４０は抵抗切替回路、５０は制御回路、Ｑ３は電源供給用のスイッチング素子（ＮＰＮ型トランジスタ）、ＺＤ１は定電圧素子（ツェナーダイオード）、Ｒ３は抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子（本発明の「第１の抵抗」に相当）、Ｒ４は抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子（本発明の「第２の抵抗」に相当）、Ｄ３は整流ダイオード、Ｄ４は第１の逆流防止用の一方向素子（逆流防止ダイオード）、Ｄ５は第２の逆流防止用の一方向素子（逆流防止ダイオード）、Ｃ３は平滑コンデンサ、Ｃ４は平滑用の容量素子（平滑コンデンサ）、Ｒ５，Ｒ６は電圧検出用の分圧抵抗素子、ＺＤ２はツェナーダイオード、Ｑ４は第１の切替用のスイッチング素子、Ｑ５は第２の切替用のスイッチング素子である。

交流電源１に接続可能な整流回路２の次段にアクティブフィルタ３が接続されている。アクティブフィルタ３は整流回路２の出力端子間に接続されたチョークコイルＬ１と力率改善用のスイッチング素子Ｑ１との直列回路と前記スイッチング素子Ｑ１に並列に接続された整流ダイオードＤ１と入力側平滑コンデンサＣ１の直列回路とを有する昇圧チョッパとして構成され、交流入力波形を正弦波状にして力率を改善する機能を有している。アクティブフィルタ３の後段にＤＣ−ＤＣコンバータ４が接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ４は一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を磁気結合するトランス５を有し、このトランス５のコア（鉄心）に第１の補助巻線Ｎ３と第２の補助巻線Ｎ４が磁気結合されている。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、電力用スイッチング素子Ｑ２、整流ダイオードＤ２、出力側平滑コンデンサＣ２、電圧検出用の分圧抵抗素子Ｒ３，Ｒ４、負荷への交流入出力端子Ｔｐ，Ｔｎなどを有している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４におけるトランス５に磁気結合された第１の補助巻線Ｎ３と第２の補助巻線Ｎ４とは互いに直列に接続されている。整流平滑回路１０は第１および第２の補助巻線Ｎ３，Ｎ４の両補助巻線全体の両端子間に接続され、その両端子間電圧を整流平滑するものとして構成されている。具体的には、両補助巻線Ｎ３，Ｎ４全体の両端子間に整流ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ３の直列回路が接続されて整流平滑回路１０が構成されている。

レギュレータ回路２０は整流平滑回路１０の出力電圧を定電圧化するもので、整流平滑回路１０における出力端子間すなわち平滑コンデンサＣ３の両端子間に接続されている。レギュレータ回路２０は、電源供給用のスイッチング素子Ｑ３と定電圧素子ＺＤ１と切替式抵抗回路２１とを備えている。レギュレータ回路２０の出力端子間には、第１の逆流防止用の一方向素子（逆流防止ダイオード）Ｄ４と平滑用の容量素子（平滑コンデンサ）Ｃ４との直列回路が接続されている。第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４のカソード側と平滑用の容量素子Ｃ４との接続点と第１の補助巻線Ｎ３と第２の補助巻線Ｎ４との接続点との間には第２の逆流防止用の一方向素子（逆流防止ダイオード）Ｄ５が接続されている。第２の逆流防止用の一方向素子のカソード側が第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４と平滑用の容量素子Ｃ４との接続点に、第２の逆流防止用の一方向素子のアノード側が第１の補助巻線Ｎ３と第２の補助巻線Ｎ４との接続点に接続されている。平滑用の容量素子Ｃ４の両端子がＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力段に挿入されたアクティブフィルタ３を制御する制御回路５０の電源入力とされている。

レギュレータ回路２０の構成要素として、電源供給用のスイッチング素子Ｑ３は整流平滑回路１０の出力端子と第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４のアノード側との間に接続されている。定電圧素子ＺＤ１は電源供給用のスイッチング素子Ｑ３の駆動制御端子（ベース）と第２の補助巻線Ｎ４の第１の補助巻線Ｎ３とは反対側の端子との間に接続されている。電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のバイアス用の切替式抵抗回路２１は、スイッチング素子Ｑ３の入力側端子（コレクタ）と駆動制御端子との間に抵抗切替回路４０を介して接続されている。

切替式抵抗回路２１は、抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子Ｒ３と抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子Ｒ４とを有し、第１の抵抗素子Ｒ３と第２の抵抗素子Ｒ４とが切り替え可能に構成されている。第１の抵抗素子Ｒ３と第２の抵抗素子Ｒ４との間で抵抗を切り替えるために、電圧検出回路３０と抵抗切替回路４０が設けられている。電圧検出回路３０は整流平滑回路１０の次段に配置され、整流平滑回路１０の出力電圧を検出するようになっている。抵抗切替回路４０は、電圧検出回路３０による検出電圧が所定値以下のときに第１の抵抗素子Ｒ３を電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のバイアス抵抗とし、検出電圧が所定値を超えると第１の抵抗素子Ｒ３に代えて第２の抵抗素子Ｒ４を電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のバイアス抵抗とするように構成されている。

なお、上記では、制御回路５０はアクティブフィルタ３のスイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御するものとして説明したが、制御回路５０はこれとともにＤＣ−ＤＣコンバータ４における電力用スイッチング素子Ｑ２をもスイッチング制御するように構成してもよい。

図２は電圧検出回路３０と抵抗切替回路４０とレギュレータ回路２０における切替式抵抗回路２１の詳しい回路構成を示す回路図である。

電圧検出回路３０は抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６とツェナーダイオードＺＤ２とがこの順に直列に接続され、その直列回路が整流平滑回路１０における平滑コンデンサＣ３の両端子間に接続されている。電圧検出回路３０は、第１および第２の補助巻線Ｎ３、Ｎ４の電圧（整流平滑回路１０の出力電圧）を検出することにより、アクティブフィルタ３の動作状態を判定可能となっている。換言すれば、アクティブフィルタ３の動作の有無（動作前／動作後）を判定できるように、電圧検出回路３０を構成する各素子の定数が設定されている。

抵抗切替回路４０はともにＰＮＰ型トランジスタである第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４と第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５とを有し、第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４と抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子Ｒ３の直列回路が電源供給用のスイッチング素子Ｑ３の入力側端子（整流平滑回路１０の平滑コンデンサＣ３の正極端子）と電源供給用のスイッチング素子Ｑ３の駆動制御端子との間に接続され、第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５と抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子Ｒ４の直列回路が電源供給用のスイッチング素子Ｑ３の入力側端子（整流平滑回路１０の平滑コンデンサＣ３の正極端子）と電源供給用のスイッチング素子Ｑ３の駆動制御端子との間に接続され、第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４の駆動制御端子（ベース）は第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５（コレクタ）と第２の抵抗素子Ｒ４との接続点に接続され、第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５の駆動制御端子（ベース）は電圧検出回路３０における抵抗素子Ｒ５と抵抗素子Ｒ６との接続点に接続されている。

次に、上記のように構成された本発明実施例の電圧レギュレータ装置の動作を説明する。

電源を投入して電圧レギュレータ装置を起動すると、第１の補助巻線Ｎ３のハイサイド端子に比較的低めの電圧（２５［Ｖ］）が誘起され、整流平滑回路１０における平滑コンデンサＣ３の両端電圧が安定化し、抵抗切替回路４０における第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４のエミッタからベースを介して第２の抵抗素子Ｒ４に電流が流れ、第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４が導通する。これにより、抵抗値の小さな第１の抵抗素子Ｒ３が電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のバイアス抵抗として接続された状態となる。整流平滑回路１０における平滑コンデンサＣ３の両端電圧が低いために、電圧検出回路３０において、ツェナーダイオードＺＤ２は非導通状態であり、第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５のベース電圧が高く保持されて第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５は非導通状態に保たれるので、抵抗値の大きな第２の抵抗素子Ｒ４は接続状態とはならない。起動初期において接続状態となるのは抵抗値の小さな第１の抵抗素子Ｒ３のみである。

平滑コンデンサＣ３からの電流が導通した第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４と抵抗値の小さな第１の抵抗素子Ｒ３を介してレギュレータ回路２０における電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のベースに流れ込み、このスイッチング素子Ｑ３が導通するとともに、定電圧素子ＺＤ１も導通してレギュレータ回路２０が活性化し、電源供給用のスイッチング素子Ｑ３から第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４への出力電圧が所定値に定電圧化される。

第２の補助巻線Ｎ４のハイサイド端子にも電圧が誘起されるが、第１の補助巻線Ｎ３の誘起電圧（第１および第２の両補助巻線Ｎ３，Ｎ４全体の両端子間電圧）よりも低いために、第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４と第２の逆流防止用の一方向素子Ｄ５とのダイオードＯＲの関係から平滑用の容量素子Ｃ４に対しては第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４からの電圧が印加される。平滑用の容量素子Ｃ４の両端電圧が電源電圧として制御回路５０に供給され、制御回路５０によって力率改善用のスイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御され、アクティブフィルタ３が動作する。

アクティブフィルタ３が動作し第１の補助巻線Ｎ３および第２の補助巻線Ｎ４での誘起電圧が上昇すると（６５［Ｖ］）、整流平滑回路１０の出力電圧も上昇し、電圧検出回路３０においてツェナーダイオードＺＤ２が導通し、抵抗切替回路４０における第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５のベース電圧が低下するため、第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５（ＰＮＰ型）が反転して導通状態となる。第２の切替用のスイッチング素子Ｑ５が導通すると、第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４のベース電圧が上昇して第１の切替用のスイッチング素子Ｑ４（ＰＮＰ型）が反転し非導通状態となる。これにより、切替式抵抗回路２１においては抵抗値の小さな第１の抵抗素子Ｒ３に代えて抵抗値の大きな第２の抵抗素子Ｒ４が電源供給用のスイッチング素子Ｑ３のバイアス抵抗として接続された状態に切り替えられる。

接続状態に切り替えられた第２の抵抗素子Ｒ４に流れる電流はそれまで導通状態にあった第１の抵抗素子Ｒ３に流れる電流よりも小さくなる（抵抗値の大小関係による）。また、平滑コンデンサＣ３の電圧が２５[Ｖ]から６５[Ｖ]に上昇することによって、第２の逆流防止用の一方向素子Ｄ５からの出力電圧が第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４からの出力電圧を上回ることにより、それまで導通状態にあったレギュレータ回路２０における電源供給用のスイッチング素子Ｑ３が非導通状態に切り替えられ、それまで第１の逆流防止用の一方向素子Ｄ４から出力されていたレギュレータ回路２０の出力電圧の平滑用の容量素子Ｃ４への出力が停止され、代わって第２の逆流防止用の一方向素子Ｄ５からの出力電圧が平滑用の容量素子Ｃ４に印加される状態に切り替えられる。レギュレータ回路２０はその動作を停止する。

平滑用の容量素子Ｃ４への電圧の印加元が第２の逆流防止用の一方向素子Ｄ５へ切り替えられた定常状態では、切替式抵抗回路２１において第２の抵抗素子Ｒ４が接続状態にあり、この第２の抵抗素子Ｒ４で電流が消費される。第１の抵抗素子Ｒ３での電流消費はない。この場合において、第２の抵抗素子Ｒ４は第１の抵抗素子Ｒ３に比べて抵抗値が大きいので、流れる電流の電流値を小さく抑えることが可能となっており、従来例に相当する抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子（Ｒ３）での大きな電力損失に比べて、実施例での抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子Ｒ４での電力損失はより小さく抑制することが可能となる。

比較実験によれば、次の結果を得た。

図２に示す本発明の実施例の回路定数として、抵抗値の小さな第１の抵抗素子Ｒ３の抵抗値を５［ｋΩ］、抵抗値の大きな第２の抵抗素子Ｒ４の抵抗値を９倍の４５［ｋΩ］とした。従来例（図３）の場合は、抵抗８３が本発明の第１の抵抗素子Ｒ３に相当し、抵抗８３の抵抗値が５［ｋΩ］である。また、抵抗素子Ｒ５の抵抗値を２［ｋΩ］、抵抗素子Ｒ６の抵抗値を４［ｋΩ］とし、定電圧素子ＺＤ１の降伏電圧を２０［Ｖ］、ツェナーダイオードＺＤ２の降伏電圧を６０［Ｖ］とした。従来例（図３）の場合は、ツェナーダイオード８２が本発明の定電圧素子ＺＤ１に相当し、ツェナーダイオード８２の降伏電圧は２０［Ｖ］である。

アクティブフィルタ動作後の電力損失を比較した結果、従来例の場合、抵抗８３での電力損失は４０５［ｍＷ］（＝４５Ｖ×９ｍＡ）、ツェナーダイオード８２での電力損失は１８０［ｍＷ］（＝２０Ｖ×９ｍＡ）で、合計の電力損失は５８５［ｍＷ］となった。

これに対して実施例の場合は、抵抗値の小さな第１の抵抗素子Ｒ３での電力損失は０（アクティブフィルタ動作後は第２の抵抗素子Ｒ４に切り替えられるため）、抵抗値の大きな第２の抵抗素子Ｒ４での電力損失は４５［ｍＷ］（＝４５Ｖ×１ｍＡ）、抵抗素子Ｒ３での電力損失は０．５［ｍＷ］、抵抗素子Ｒ４での電力損失は４［ｍＷ］、定電圧素子ＺＤ１での電力損失は２０［ｍＷ］（＝２０Ｖ×１ｍＡ）、ツェナーダイオードＺＤ２での電力損失は６０［ｍＷ］で、合計の電力損失は１２９．５［ｍＷ］となった。これは、約７８パーセントの低減効果である。

第１の抵抗素子Ｒ３での電力損失は０であり、定電圧素子ＺＤ１での電力損失は９分の１と大幅に低減化されており、これらの素子についてはチップ品などより定格の小さな部品に置き換えることが可能となる。すなわち、低消費電力化と低コスト化を図ることができる。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能である。例えば、上記実施形態では、切替式抵抗回路は抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子と抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子との間で選択的に抵抗を切り替えていたが、選択的に切り替える場合に限らず、抵抗値を増減するようにしてもよい。要は、素子の切り替えに限らず、抵抗値が切り替わっていればよい。

また、上記実施形態では、整流平滑回路の出力電圧を検出して、その検出電圧に応じてバイアス抵抗を切り替えていたが、これに限らず、アクティブフィルタの動作状態を検出することができれば、他の検出値を用いてもよい。

本発明は、電圧レギュレータ装置に関して、レギュレータ回路における電源供給用のスイッチング素子が導通状態から非導通状態に切り替えられた後において、レギュレータ回路での電力損失の低減を図る技術として有用である。

３ アクティブフィルタ
４ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５ トランス
１０ 整流平滑回路
２０ レギュレータ回路
２１ 切替式抵抗回路
３０ 電圧検出回路
４０ 抵抗切替回路
５０ 制御回路
Ｃ４ 平滑用の容量素子
Ｄ４ 第１の逆流防止用の一方向素子
Ｄ５ 第２の逆流防止用の一方向素子
Ｎ３ 第１の補助巻線
Ｎ４ 第２の補助巻線
Ｑ３ 電源供給用のスイッチング素子
Ｑ４ 第１の切替用のスイッチング素子
Ｑ５ 第２の切替用のスイッチング素子
Ｒ３ 抵抗値の比較的小さな第１の抵抗素子
Ｒ４ 抵抗値の比較的大きな第２の抵抗素子
ＺＤ１ 定電圧素子

Claims (4)

1. ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスに磁気結合され、互いに直列接続された第１および第２の補助巻線と、
   前記第１および第２の補助巻線の両補助巻線全体の両端子間電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧を定電圧化するレギュレータ回路と、
   前記レギュレータ回路の出力端子間に接続された第１の逆流防止用の一方向素子と平滑用の容量素子との直列回路と、
   前記第１の補助巻線と前記第２の補助巻線との接続点と前記第１の逆流防止用の一方向素子と前記平滑用の容量素子との接続点との間に接続された第２の逆流防止用の一方向素子とを備え、
   前記平滑用の容量素子の両端子が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力段に挿入されたアクティブフィルタを制御する制御回路の電源入力とされている電圧レギュレータ装置であって、
   前記レギュレータ回路は、
   前記整流平滑回路の出力端子と前記第１の逆流防止用の一方向素子との間に接続された電源供給用のスイッチング素子と、
   前記電源供給用のスイッチング素子の駆動制御端子と、前記第２の補助巻線の両端子のうち前記第１の補助巻線との接続側とは反対側の端子との間に接続された定電圧素子と、
   前記電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗として、抵抗値の比較的小さな第１の抵抗と抵抗値の比較的大きな第２の抵抗との間で切り替え可能な切替式抵抗回路とを有し、
   前記アクティブフィルタの動作を検出する検出回路と、
   前記検出回路の検出結果に基づき、前記アクティブフィルタの動作前は、前記第１の抵抗を前記電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗とする一方、前記アクティブフィルタの動作後は、前記第１の抵抗に代えて前記第２の抵抗を前記電源供給用のスイッチング素子のバイアス抵抗とするように抵抗値を切り替える抵抗切替回路とをさらに備えたことを特徴とする電圧レギュレータ装置。
2. 前記検出回路として前記整流平滑回路の出力電圧を検出する電圧検出回路を備え、
   前記電圧検出回路の検出電圧が所定値以下のときに前記アクティブフィルタの動作前と判定する一方、前記検出電圧が前記所定値を超えると前記アクティブフィルタの動作後と判定する請求項１に記載の電圧レギュレータ装置。
3. 前記電源供給用のスイッチング素子はトランジスタであり、
   前記切替式抵抗回路は、前記トランジスタの電流路の入力側端子と前記トランジスタの駆動制御端子との間に介装されている請求項１または請求項２に記載の電圧レギュレータ装置。
4. 前記第１の抵抗は第１の抵抗素子を、前記第２の抵抗は第２の抵抗素子を含み、
   前記抵抗切替回路は、前記第１の抵抗素子とともに直列回路を形成する第１の切替用のスイッチング素子と、前記第２の抵抗素子とともに直列回路を形成する第２の切替用のスイッチング素子とを有し、前記両直列回路は前記電源供給用のスイッチング素子の入力側端子と駆動制御端子との間に互いに並列に接続され、前記第１の切替用のスイッチング素子の駆動制御端子は前記第２の切替用のスイッチング素子と前記第２の抵抗素子との接続点に接続され、前記第２の切替用のスイッチング素子の駆動制御端子は前記検出回路の出力端子に接続されている請求項３に記載の電圧レギュレータ装置。

Images