JP2020127315A - Energization control circuit with power supply reverse connection protection function - Google Patents

Abstract

To provide an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function that can prevent an NMOS from being destroyed by a negative surge voltage.SOLUTION: There is provided an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function comprising an energization control circuit that controls the energization of a load, and a power supply reverse connection protection circuit 3 that prevents reverse current Ir from flowing to a current-control circuit section when a DC power supply BT is connected in the reverse direction by an NMOS 34. The power supply reverse connection protection circuit includes a third diode D3 interposed with a cathode D3c as the drain terminal side between a parallel RCZ circuit section 32 and a negative electrode BTN of the DC power supply connected in parallel between the NMOS gate terminal 34G and the source terminal 34S, and a drain terminal 34D. When a negative surge voltage is applied with the NMOS turned on, the parallel RCZ circuit keeps the gate-source voltage Vgs at a level equal to or higher than a gate threshold voltage, and causes the NMOS to be continuously turned on.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、電池などの直流電源から通電制御用半導体素子などを用いて負荷への通電を制御する通電制御回路において、直流電源の極性を誤って逆接続した場合にも、通電制御用半導体素子などの破損を回避する電源逆接続保護機能を付加した、電源逆接続保護機能付きの通電制御回路に関する。 The present invention relates to an energization control circuit for controlling energization of a load from a DC power source such as a battery by using an energization control semiconductor element or the like, even if the polarity of the DC power source is reversed by mistake. The present invention relates to an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, which has a power supply reverse connection protection function added to avoid damage such as damage.

車載バッテリなどの直流電源から、モータやグロープラグ、ヒータ部を含み排気管を流れる微粒子（煤）を検知する微粒子センサなどの負荷への通電制御をする通電制御回路に、直流電源の正極と負極とを逆に接続する逆接続がされると、通電制御回路に過大な逆方向電流が流れて破損する場合がある。そこでこのような通電制御回路の破損を防止するべく、直流電源が逆接続された場合に逆方向電流が流れるのを防止する電源逆接続保護装置を設けたり、通電制御回路に電源逆接続保護回路部を付加した電源逆接続保護機能付きの通電制御回路とすることが知られている（例えば、引用文献１，２参照）。 Positive and negative poles of the DC power supply in the current control circuit that controls the current flow from the DC power supply such as the on-board battery to the load such as the particle sensor that detects the particles (soot) flowing through the exhaust pipe including the motor, glow plug and heater. If reverse connection is made by connecting and in reverse, an excessive reverse current may flow in the energization control circuit, resulting in damage. Therefore, in order to prevent such damage of the energization control circuit, a power supply reverse connection protection device that prevents reverse current from flowing when the DC power supply is reversely connected or a power supply reverse connection protection circuit is provided in the energization control circuit. It is known to provide an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function by adding a section (for example, refer to References 1 and 2).

特開２０１２−１７２５７０号公報JP2012-172570A 特開２０１３−３８９０８号公報JP, 2013-38908, A

ところで、モータやグロープラグなどのヒータ等の大電力が必要となる負荷を制御する通電制御回路においては、電源逆接続保護回路部を流れる電流が多くなるので、逆方向電流を阻止するスイッチ素子として、オン抵抗の低い、Ｐ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＰＭＯＳともいう。）やＮ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＮＭＯＳともいう。）を用いた電源逆接続保護回路部とすることが多い。
このうちスイッチ素子としてＰＭＯＳを用いた場合には、駆動回路の構成を簡単化しやすいが、ＮＭＯＳに比してオン抵抗が高くなりがちであり、逆にオン抵抗の低いＰＭＯＳは高価格になりがちである。一方、ＮＭＯＳは、ＰＭＯＳに比してオン抵抗が低く、低価格であるが、ゲート電位を電源電位（ソース電位）より高くする必要があるため、ＮＭＯＳを駆動する駆動回路が複雑になりがちである。 By the way, in an energization control circuit that controls a load such as a motor or a heater such as a glow plug that requires a large amount of electric power, a large amount of current flows in the power supply reverse connection protection circuit unit, so as a switching element that blocks a reverse current. In many cases, the power supply reverse connection protection circuit unit uses a P-channel power MOSFET (hereinafter, also simply referred to as PMOS) and an N-channel power MOSFET (hereinafter, simply referred to as NMOS) having low on-resistance.
When a PMOS is used as the switch element, the structure of the drive circuit is easy to simplify, but the ON resistance tends to be higher than that of the NMOS, and conversely, the PMOS having a low ON resistance tends to be expensive. Is. On the other hand, the NMOS has a lower on-resistance and is lower in price than the PMOS, but the gate potential needs to be higher than the power source potential (source potential), so that the driving circuit for driving the NMOS tends to be complicated. is there.

また、大電流を流しうるオン抵抗の低いパワーＭＯＳＦＥＴは、耐電圧が低くなりがちであるものの、バッテリを逆接続した場合に掛かる程度の逆電圧では問題を生じることは少ない。しかし、車載された場合には、駆動電流の多いイグニッションコイルやモータなどの誘導性負荷を制御させたときに生じる逆起電力が電源ラインへ逆電圧として印加される場合がある。例えば車載ＥＭＣ規格（ISO7637-2 pulse 1）では、１２Ｖ系でピーク電圧Ｕｓ＝−７５〜−１５０Ｖ，立上り時間ｔｒ＝１μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝２ｍｓｅｃ２４Ｖ系でピーク電圧Ｕｓ＝−３００〜−６００Ｖ，立上り時間ｔｒ＝３μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝１ｍｓｅｃの負極性サージ電圧を規定している。このような負極性サージ電圧が印加された場合には、パワーＭＯＳＦＥＴが破壊される虞があるため、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に並列に、バリスタやツェナーダイオードなどの高価な保護部品を接続しておく必要があった。 Further, a power MOSFET having a low on-resistance capable of passing a large current tends to have a low withstand voltage, but a reverse voltage which is applied when a battery is reversely connected does not cause a problem. However, when mounted on a vehicle, a back electromotive force generated when an inductive load such as an ignition coil or a motor having a large drive current is controlled may be applied as a reverse voltage to a power supply line. For example, according to the in-vehicle EMC standard (ISO7637-2 pulse 1), the peak voltage Us=-75 to -150V, the rise time tr=1 μsec, the duration td=2 msec in the 12V system, the peak voltage Us=-300 to -600V, the rise time in the 24V system. It defines a negative surge voltage with time tr=3 μsec and duration td=1 msec. When such a negative surge voltage is applied, the power MOSFET may be destroyed. Therefore, connect an expensive protection component such as a varistor or a Zener diode in parallel between the drain and source of the power MOSFET. I had to keep it.

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチ素子として、オン抵抗が低く、比較的価格も安いＮ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いながらも、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタなど）をソース−ドレイン間に並列に設けなくとも、負極性サージ電圧によってＮＭＯＳが破壊されることを防止できる電源逆接続保護機能付き通電制御回路（以下、単に、制御回路ともいう）を提供する。 The present invention has been made in view of the above problems, and uses an N-channel power MOSFET having a low on-resistance and a relatively low price as a switch element, but an expensive protection component (zener diode, varistor, etc.). ) Is not provided in parallel between the source and the drain, there is provided an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function (hereinafter, also simply referred to as a control circuit) capable of preventing the NMOS from being destroyed by the negative surge voltage.

上記課題を解決するための本発明の一態様は、負荷の通電制御を行う通電制御回路部と、ソース端子を直流電源の正極側に、ドレイン端子を上記通電制御回路部側に接続したＮ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴによって、上記直流電源を逆接続した場合に上記通電制御回路部に逆方向電流が流れるのを阻止する電源逆接続保護回路部と、を備える電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、上記電源逆接続保護回路部は、上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子と上記ソース端子との間に並列に接続する、第１抵抗、第１コンデンサ、及び、アノードを上記ソース端子側にカソードを上記ゲート端子側にして上記ソース端子を基準とした上記ゲート端子と上記ソース端子との間のゲート−ソース間電圧の上限値を規定するツェナーダイオードからなる並列ＲＣＺ回路部、及び、上記直流電源の負極と上記ドレイン端子との間に、カソードを上記ドレイン端子側にして介在する第３ダイオードを有し、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、上記直流電源を正常に接続し、上記ゲート−ソース間電圧をゲートしきい値電圧以上の大きさとして上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された場合に、上記並列ＲＣＺ回路部によって上記ゲート−ソース間電圧を上記ゲートしきい値電圧以上の大きさを保ち、上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴを継続してオンさせる電源逆接続保護機能付き通電制御回路である。 One embodiment of the present invention for solving the above-mentioned problem is an energization control circuit unit that controls energization of a load, an N-type in which a source terminal is connected to a positive electrode side of a DC power source and a drain terminal is connected to the energization control circuit unit side. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, comprising a power supply reverse connection protection circuit section that prevents a reverse current from flowing in the energization control circuit section when the DC power supply is reversely connected by a channel power MOSFET. The power supply reverse connection protection circuit unit includes a first resistor, a first capacitor, and an anode, which are connected in parallel between the gate terminal and the source terminal of the N-channel power MOSFET, on the source terminal side. A parallel RCZ circuit unit including a Zener diode that defines an upper limit value of a gate-source voltage between the gate terminal and the source terminal with the cathode as the gate terminal side and the source terminal as a reference, and the direct current Between the negative electrode of the power source and the drain terminal, a third diode is interposed with the cathode on the drain terminal side, and the DC power source is normally connected to the conduction control circuit with the power source reverse connection protection function. When a negative surge voltage is applied while the N-channel power MOSFET is turned on with the gate-source voltage set to a value equal to or higher than the gate threshold voltage, the gate is generated by the parallel RCZ circuit unit. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function that keeps the source-to-source voltage higher than the gate threshold voltage and continuously turns on the N-channel power MOSFET.

この電源逆接続保護機能付き通電制御回路では、直流電源を（逆接続でなく）正常に接続し、ＮＭＯＳをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧（負極性高電圧パルス電圧）が印加された際にも、ＮＭＯＳを継続してオンさせるので、ＮＭＯＳのソース−ドレイン間には大きな負極性サージ電圧が掛からない。このため、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ）をソース−ドレイン間に並列に設けなくとも、この負極性サージ電圧によってＮＭＯＳが破壊されることを防止できる。 In this energization control circuit with reverse power supply protection function, a negative surge voltage (negative high voltage pulse voltage) is applied with the DC power supply normally connected (not reverse connection) and the NMOS turned on. Even in this case, since the NMOS is continuously turned on, a large negative surge voltage is not applied between the source and drain of the NMOS. For this reason, it is possible to prevent the NMOS from being destroyed by the negative surge voltage without providing an expensive protection component (zener diode, varistor) in parallel between the source and the drain.

なお、ＮＭＯＳをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加することを規定する規格としては、車載ＥＭＣ規格ISO7637-2が例示される。負極性サージの波形例としては、このISO7637-2のpulse 1に規定する、１２Ｖ系でピーク電圧Ｕｓ＝−７５〜−１５０Ｖ，立上り時間ｔｒ＝１μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝２ｍｓｅｃ２４Ｖ系でピーク電圧Ｕｓ＝−３００〜−６００Ｖ，立上り時間ｔｒ＝３μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝１ｍｓｅｃの波形が例示される。 Note that the vehicle-mounted EMC standard ISO7637-2 is exemplified as a standard that defines that a negative polarity surge voltage is applied with the NMOS turned on. As an example of the waveform of the negative polarity surge, the peak voltage Us=-75 to -150V in the 12V system, the rise time tr=1 μsec, the duration td=2 msec in the 12V system, which is specified in pulse 1 of ISO7637-2, and the peak voltage Us= in the 24V system. An example is a waveform of −300 to −600 V, a rise time tr=3 μsec, and a duration td=1 msec.

さらに、上述の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記電源逆接続保護回路部は、ゲート端子に接続し、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を正常に接続したときに、前記ゲート−ソース間電圧を前記ゲートしきい値電圧以上の大きさとして前記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせるチャージポンプ回路部を有する電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Furthermore, in the energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, the power supply reverse connection protection circuit unit is connected to a gate terminal, and the DC power supply is normally connected to the energization control circuit with a power supply reverse connection protection function. At this time, it is preferable that the conduction control circuit with a power supply reverse connection protection function has a charge pump circuit section for turning on the N-channel power MOSFET by setting the gate-source voltage to a value higher than the gate threshold voltage.

ＮＭＯＳをオンさせるには、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓをゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ以上の大きさとすることが求められるが、電源逆接続保護回路部のＮＭＯＳは、ソース端子を直流電源の正極側に接続しているので、上記条件を満たすには、ゲート電位を直流電源の正極電位（ソース電位）よりも、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ分以上、高電位とする必要がある。
これに対し、この制御回路では、ＮＭＯＳのゲート端子にチャージポンプ回路が接続されているので、別途の電源等を用意することなく、直流電源を用いて、ゲート電位を高電位とすることができ、電源逆接続保護回路部のＮＭＯＳをオンさせることができる。 In order to turn on the NMOS, it is required that the gate-source voltage Vgs be greater than or equal to the gate threshold voltage Vgsth. However, in the NMOS of the power supply reverse connection protection circuit unit, the source terminal is connected to the positive side of the DC power supply. Since they are connected, the gate potential needs to be higher than the positive electrode potential (source potential) of the DC power source by the gate threshold voltage Vgsth or more to satisfy the above condition.
On the other hand, in this control circuit, since the charge pump circuit is connected to the gate terminal of the NMOS, the gate potential can be set to a high potential by using the DC power supply without preparing a separate power supply or the like. The NMOS of the power supply reverse connection protection circuit section can be turned on.

さらに上述の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記通電制御回路部は、前記直流電源を正常に接続した直後の前記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴがオフである状態において、上記直流電源から上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを通じて通電制御回路部に流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生する駆動電源部と、上記駆動電源部で発生した駆動電圧で駆動され、前記チャージポンプ回路部を駆動するスイッチングパルスを生成するマイクロコンピュータと、電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Further, in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function, the energization control circuit unit is configured to operate the DC power supply in a state where the N-channel power MOSFET is off immediately after the DC power supply is normally connected. A drive power supply unit that generates a drive voltage also by a forward current flowing through the conduction control circuit unit through the body diode of the N-channel power MOSFET, and a drive voltage generated by the drive power supply unit to drive the charge pump circuit unit. A microcomputer that generates a switching pulse to be driven and an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function may be used.

この制御回路では、通電制御回路部のうち駆動電源部を、ＮＭＯＳがオフであっても、ＮＭＯＳのボディーダイオードを流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生できるものとしている。また、この電源部で発生した駆動電圧で駆動されるマイクロコンピュータでスイッチングパルスを発生させている。
このようにして通電制御回路部の一部をなす駆動電源部及びマイクロコンピュータを兼用するので、チャージポンプ回路自体にスイッチングパルスを発生するパルス発生回路を設ける必要がなく、安価な制御回路とすることができる。 In this control circuit, the drive power supply section of the energization control circuit section is capable of generating the drive voltage even by the forward current flowing through the body diode of the NMOS even when the NMOS is off. Further, a switching pulse is generated by a microcomputer driven by the drive voltage generated by this power supply section.
In this way, since the drive power supply section forming a part of the energization control circuit section is also used as the microcomputer, it is not necessary to provide a pulse generation circuit for generating a switching pulse in the charge pump circuit itself, and an inexpensive control circuit is provided. You can

なお、ＮＭＯＳがオフであっても、ＮＭＯＳのボディーダイオードを流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生できる電源部としては、低電流で駆動できるスイッチングレギュレータやシリーズレギュレータが挙げられる。 A switching regulator or a series regulator that can be driven with a low current can be used as a power supply unit that can generate a drive voltage even when the NMOS is turned off by the forward current flowing through the body diode of the NMOS.

さらに、前２項の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記チャージポンプ回路部は、前記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴの前記ドレイン端子と前記ゲート端子との間に介在し、第２抵抗、第２コンデンサ、上記第２コンデンサ側をアノードとした第２ダイオードをこの順に接続した直列ＲＣＤ回路部と、スイッチングパルスによって、上記第２抵抗と上記第２コンデンサとの間のＲＣノードと前記直流電源の負極との導通をオン／オフするスイッチ素子とを含み、前記第３ダイオード、前記直列ＲＣＤ回路部、及び、前記並列ＲＣＺ回路部が、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、前記直流電源を接続していない状態で負極性サージ電圧が印加されたとした場合に、上記第３ダイオード、上記直列ＲＣＤ回路部、及び、上記並列ＲＣＤ回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を上回る大きさとなる関係に設定してある電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Further, in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function according to the preceding 2 items, the charge pump circuit section is interposed between the drain terminal and the gate terminal of the N-channel power MOSFET, and the second resistance is provided. , A second capacitor, a series RCD circuit part in which a second diode having the second capacitor side as an anode is connected in this order, and an RC node between the second resistor and the second capacitor and the direct current by a switching pulse. A switching element for turning on/off conduction with a negative electrode of a power source, wherein the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section are included in the conduction control circuit with a power source reverse connection protection function, If a negative surge voltage is applied without connecting a DC power source, it is transiently generated by a current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCD circuit section. It is advisable to use an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function in which the transient gate-source voltage is set to have a magnitude exceeding the gate threshold voltage.

この通電制御を車載した場合、直流電源（バッテリ）との接続がＯＦＦ状態であっても、その他の回路が動作しており、その回路から発生する磁界により結合された誘導電流が流れる可能性がある。
これに対し、この制御回路では、チャージポンプ回路部に直列ＲＣＤ回路部とスイッチ素子を含んでいる。そして、直流電源を接続していない状態で、所定の負極性サージ電圧（例えば、ISO7637-2 pulse 1に規定する負極性サージ電圧と同等の負極性サージ電圧、１２Ｖ系でピーク電圧Ｕｓ＝−７５〜−１５０Ｖ，立上り時間ｔｒ＝１μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝２ｍｓｅｃ、２４Ｖ系でピーク電圧Ｕｓ＝−３００〜−６００Ｖ，立上り時間ｔｒ＝３μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝１ｍｓｅｃ）が印加された場合には、過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐが、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回る大きさとなる。即ち、この制御回路では、直流電源を接続していない状態で所定の負極性サージ電圧が掛かった場合には、過渡的にゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回り、ＮＭＯＳを過渡的にオンさせることができるので、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ）をＮＭＯＳのソース−ドレイン間に並列に設けなくとも、この負極性サージによってＮＭＯＳが破壊されることが防止される。またこれにより、電源逆接続保護回路部より後段（下流側）の通電制御回路部には、第３ダイオードの順方向電圧程度の電圧しか掛からないので、通電制御回路部に過渡的に大きな逆電圧が印加されることも防止できる。 When this energization control is installed in a vehicle, even if the connection with the DC power supply (battery) is in the OFF state, other circuits may be operating, and the induced current coupled by the magnetic field generated from that circuit may flow. is there.
On the other hand, in this control circuit, the charge pump circuit section includes a serial RCD circuit section and a switch element. A predetermined negative surge voltage (for example, a negative surge voltage equivalent to the negative surge voltage specified in ISO7637-2 pulse 1, a negative surge voltage specified in ISO7637-2 pulse 1, a peak voltage Us=-75 in a 12V system) is connected to a DC power supply. ~-150 V, rise time tr=1 μsec, duration td=2 msec, peak voltage Us=-300 to -600 V, rise time tr=3 μsec, duration td=1 msec in the 24 V system. The transient gate-source voltage Vgsp, which is generated as a result, exceeds the gate threshold voltage Vgsth. That is, in this control circuit, when a predetermined negative polarity surge voltage is applied in the state where the DC power supply is not connected, the gate-source voltage Vgs transiently exceeds the gate threshold voltage Vgsth, and the NMOS is turned on. Since it can be turned on transiently, it is possible to prevent the NMOS from being destroyed by the negative polarity surge without providing an expensive protection component (zener diode, varistor) in parallel between the source and drain of the NMOS. Further, as a result, since the energization control circuit section at the subsequent stage (downstream side) of the power supply reverse connection protection circuit section receives only a voltage about the forward voltage of the third diode, the energization control circuit section has a transiently large reverse voltage. Can be prevented from being applied.

なお、スイッチングパルスによって、ＲＣノードと負極との接続をオン／オフするスイッチ素子としては、例えば、トランジスタやＦＥＴなどのスイッチング素子を用いることができる。
なお、直列ＲＣＤ回路部及び並列ＲＣＺ回路部をなす第１抵抗Ｒ１、第１コンデンサＣ１、第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２等の各素子の素子定数の大きさなどの選定を、過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐがゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回る大きさとなる（Ｖｇｓｐ＞Ｖｇｓｔｈ）ように適宜設定するとよく、例えば、負極性サージ印加時の過渡応答のシミュレーションを行って、各素子の定数の大きさなどを設定するとよい。 A switching element such as a transistor or FET can be used as the switching element that turns on/off the connection between the RC node and the negative electrode by the switching pulse.
In addition, the selection of the element constant size of each element such as the first resistor R1, the first capacitor C1, the second resistor R2, and the second capacitor C2 forming the series RCD circuit portion and the parallel RCZ circuit portion is performed by the transient gate- The source-to-source voltage Vgsp may be set appropriately so as to be higher than the gate threshold voltage Vgsth (Vgsp>Vgsth). For example, a transient response simulation at the time of applying a negative surge is performed to determine the large constant of each element. It is good to set the size.

さらに上述の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記第３ダイオード、前記直列ＲＣＤ回路部、及び、前記並列ＲＣＺ回路部が、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を逆接続した場合に、上記第３ダイオード、上記直列ＲＣＤ回路部、及び、前記並列ＲＣＺ回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を下回る大きさとなる関係に設定してある電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Further, in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function, the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section are provided in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function to the DC power supply. Is reversely connected, the transient gate-source voltage transiently generated by the current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section is equal to the gate threshold value. It is advisable to use an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function that is set to have a relationship in which the voltage is below the voltage.

この制御回路では、直流電源を逆接続した際に過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｒが、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを下回る大きさとなる。即ち、この制御回路では、直流電源を逆接続した場合に、ＮＭＯＳによって、継続して通電制御回路部に逆方向電流が流れるのを阻止できるほか、逆接続した直後に、過渡的にゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回り、ＮＭＯＳＦＥＴが過渡的にオンして、通電制御回路部に過渡的に逆方向電流が流れることをも防止することができ、さらに確実に通電制御回路部を逆方向電流から保護できる。 In this control circuit, the transient gate-source voltage Vgsr which is transiently generated when the DC power supply is reversely connected has a magnitude below the gate threshold voltage Vgsth. That is, in this control circuit, when the DC power supply is reversely connected, it is possible to prevent the reverse current from continuously flowing to the energization control circuit unit by the NMOS, and immediately after the reverse connection, the gate-source transiently flows. It is also possible to prevent the inter-current voltage Vgs from exceeding the gate threshold voltage Vgsth and the NMOSFET to transiently turn on to cause a reverse current to transiently flow in the energization control circuit section, and more reliably energization control circuit. The part can be protected from reverse current.

なお、直列ＲＣＤ回路部及び並列ＲＣＺ回路部をなす第１抵抗Ｒ１、第１コンデンサＣ１、第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２等の各素子の各定数の大きさなどの選定を、過渡ゲート−ソース間電圧がゲートしきい値電圧を下回る大きさとなる（Ｖｇｓｒ＜Ｖｇｓｔｈ）ように適宜設定するとよく、例えば、直流電源の逆接続時における電源逆接続保護回路部の過渡応答のシミュレーションを行って、各素子の定数の大きさなどを設定するとよい。 In addition, the selection of the magnitude of each constant of each element such as the first resistor R1, the first capacitor C1, the second resistor R2, and the second capacitor C2 forming the series RCD circuit part and the parallel RCZ circuit part is performed by the transient gate- The voltage between sources may be appropriately set to be smaller than the gate threshold voltage (Vgsr<Vgsth). For example, a transient response of a power supply reverse connection protection circuit unit at the time of reverse connection of a DC power supply is simulated, It is advisable to set the size of the constant of each element.

実施形態に係り、車両に搭載したエンジンの排気管に装着する微粒子センサの制御回路（電源逆接続保護機能付き通電制御回路）の機能ブロックの関係を示す説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram showing a relationship of functional blocks of a control circuit (a power supply reverse connection protection function-carrying control circuit) of a particle sensor mounted on an exhaust pipe of an engine mounted on a vehicle according to the embodiment. 実施形態に係り、電源逆接続保護回路部の回路構成を示す回路図である。3 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a power supply reverse connection protection circuit unit according to the embodiment. FIG. 実施形態に係り、制御回路にバッテリを正常に接続した場合の、電源逆接続保護回路部の動作を説明する説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating an operation of the power source reverse connection protection circuit unit when the battery is normally connected to the control circuit according to the embodiment. 実施形態に係り、制御回路にバッテリを正常に接続した場合の、ＮＭＯＳのゲート電位Ｖｇ及びソース電位Ｖｓの変化を示すグラフである。9 is a graph showing changes in the gate potential Vg and the source potential Vs of the NMOS when the battery is normally connected to the control circuit according to the embodiment. 実施形態に係り、制御回路にバッテリを正常に接続した状態下で、負極性サージを印加した場合の、電源逆接続保護回路部の動作を説明する説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating an operation of the power supply reverse connection protection circuit unit when a negative polarity surge is applied in a state where the battery is normally connected to the control circuit according to the embodiment. 実施形態に係り、（ａ）は、ISO7637-2 pulse 1に準拠し、制御回路にバッテリを正常に接続した状態下で印加した負極性サージ電圧の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の負極性サージ電圧が印加されたときに、ＮＭＯＳに生じるゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの変化を示すグラフである。In accordance with the embodiment, (a) is a graph showing a voltage waveform of a negative surge voltage applied according to ISO7637-2 pulse 1 under the condition that a battery is normally connected to a control circuit, and (b) is a graph. , (A) are graphs showing changes in the gate-source voltage Vgs generated in the NMOS when the negative polarity surge voltage is applied. 実施形態に係り、制御回路にバッテリを逆接続した場合、及び、バッテリを接続しない状態下で負極性サージを印加した場合の、電源逆接続保護回路部の動作を説明する説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating an operation of the power supply reverse connection protection circuit unit according to the embodiment when a battery is reversely connected to the control circuit and when a negative polarity surge is applied in a state where the battery is not connected. 実施形態に係り、（ａ）は、制御回路にバッテリを逆接続した場合の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の逆接続のバッテリ電圧が印加された場合に生じるゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの変化を示すグラフである。In the embodiment, (a) is a graph showing a voltage waveform when a battery is reversely connected to the control circuit, and (b) is a gate generated when the reversely connected battery voltage of (a) is applied. 7 is a graph showing a change in a source-source voltage Vgs. 実施形態に係り、（ａ）は、制御回路にバッテリを接続しない状態下で印加した負極性サージ電圧の電圧波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）の負極性サージ電圧が印加された場合に生じるゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの変化を示すグラフである。1A is a graph showing a voltage waveform of a negative surge voltage applied in a state where a battery is not connected to a control circuit, and FIG. 6B is a graph showing a negative surge voltage of FIG. 6 is a graph showing changes in the gate-source voltage Vgs that occur when the voltage is applied.

（実施形態）
以下、本実施形態に係る微粒子センサＳＳ及び微粒子センサＳＳを制御する制御回路１について、図面を参照しつつ説明する。図１は、車両に搭載したエンジンの図示しない排気管に微粒子センサＳＳ及びこれを制御する制御回路１の機能ブロックの関係を示す説明図である。図２は、実施形態に係り、制御回路１のうち、電源逆接続保護回路部３の回路構成を示す回路図である。 (Embodiment)
Hereinafter, the particle sensor SS and the control circuit 1 for controlling the particle sensor SS according to the present embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is an explanatory diagram showing a relationship between a particulate sensor SS and a functional block of a control circuit 1 that controls the exhaust sensor (not shown) of an engine mounted on a vehicle. FIG. 2 is a circuit diagram showing a circuit configuration of the power supply reverse connection protection circuit unit 3 in the control circuit 1 according to the embodiment.

微粒子センサＳＳは、車両に搭載したエンジンの図示しない排気管に装着され、排気管内を流通する排気ガス中のススなどの微粒子を検知する。微粒子センサＳＳは、金属製の排気管に固定され、その先端側の一部が排気管内に配置されて、排気ガスに曝される。微粒子センサＳＳは、放電部ＳＳＤとヒータ部ＳＳＨとを有している。この微粒子センサＳＳは、内部に導入された排気ガス中に含まれる微粒子に、放電部ＳＳＤで生じさせるコロナ放電によって発生させたイオンを付着させて排気管に排出する。ヒータ部ＳＳＨは、放電部ＳＳＤの各部に付着する微粒子を加熱により除去する。 The fine particle sensor SS is attached to an exhaust pipe (not shown) of an engine mounted on a vehicle and detects fine particles such as soot in exhaust gas flowing through the exhaust pipe. The particle sensor SS is fixed to a metal exhaust pipe, and a part of the tip end side thereof is arranged in the exhaust pipe and exposed to exhaust gas. The particle sensor SS has a discharge part SSD and a heater part SSH. The particle sensor SS attaches the ions generated by the corona discharge generated in the discharge part SSD to the particles contained in the exhaust gas introduced therein, and discharges the ions to the exhaust pipe. The heater part SSH removes the particles adhering to each part of the discharge part SSD by heating.

制御回路１は、直流電源であるバッテリＢＴを接続しスイッチＳＷを投入して動作させる電源逆接続保護機能付き通電制御回路であり、通電制御回路部２と電源逆接続保護回路部３とからなる。通電制御回路部２は、微粒子センサＳＳの放電部ＳＳＤを制御し、排気管に排出されたイオンの量に対応して流れるセンサ電流を検知して、微粒子の量を検知するほか、ヒータ部ＳＳＨの通電制御を行う。通電制御回路部２で通電制御を行う主な負荷は、ヒータ部ＳＳＨである。 The control circuit 1 is an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function that operates by turning on a switch SW by connecting a battery BT that is a DC power supply, and includes an energization control circuit unit 2 and a power supply reverse connection protection circuit unit 3. .. The energization control circuit unit 2 controls the discharge unit SSD of the particle sensor SS, detects the sensor current flowing corresponding to the amount of ions ejected to the exhaust pipe to detect the amount of particles, and the heater unit SSH. Energization control is performed. The main load that performs the energization control in the energization control circuit unit 2 is the heater unit SSH.

通電制御回路部２は、電源逆接続保護回路部３を通じてバッテリ電圧Ｖｂｔ（例えばＶｂｔ＝１２Ｖ）の供給を受け、レギュレータ２１でマイクロコンピュータ２２用の駆動電圧Ｖｄ（例えばＶｄ＝５Ｖ）を発生し、マイクロコンピュータ２２を動作させる。マイクロコンピュータ２２は、トランス制御回路２４１を動作（オンオフ）させて、絶縁トランス２４２の一次側コイルを流れる電流を制御することで、二次側コイルに高電圧を発生させる。放電出力制御回路部２４３は、絶縁トランス２４２の二次側コイルに発生した高電圧をさらに昇圧、整流し、微粒子センサＳＳの放電部ＳＳＤに印加し、コロナ放電を生じさせてイオンを発生させると共に、コロナ放電の放電電流（コロナ電流）の大きさを制御する。コロナ電流は、シャント抵抗２４４を通って絶縁トランス２４２の二次側コイルに戻るが、前述のように、微粒子センサＳＳにおいて排気ガス中に含まれる微粒子に付着させたイオンの分だけ減少している。コロナ電流測定回路部２４５は、シャント抵抗２４４に発生した電圧から、コロナ電流の大きさを測定し、マイクロコンピュータ２２に入力する。マイクロコンピュータ２２では、コロナ電流の制御に利用する。一方、イオン電流測定回路部２４６では、微粒子に付着させて排気管に排出したイオンに対応するイオン電流の大きさを測定し、マイクロコンピュータ２２に入力する。マイクロコンピュータ２２は、測定したイオン電流の大きさに対応する信号ＳＧをエンジン制御装置ＥＣＵに送信する。 The energization control circuit unit 2 receives the supply of the battery voltage Vbt (for example, Vbt=12V) through the power supply reverse connection protection circuit unit 3, and the regulator 21 generates the drive voltage Vd for the microcomputer 22 (for example, Vd=5V). The microcomputer 22 is operated. The microcomputer 22 operates (turns on and off) the transformer control circuit 241 to control the current flowing through the primary coil of the insulating transformer 242, thereby generating a high voltage in the secondary coil. The discharge output control circuit unit 243 further boosts and rectifies the high voltage generated in the secondary coil of the insulation transformer 242 and applies it to the discharge unit SSD of the particle sensor SS to generate corona discharge and generate ions. , Controls the magnitude of the corona discharge discharge current (corona current). The corona current returns to the secondary coil of the insulating transformer 242 through the shunt resistor 244, but as described above, it is reduced by the amount of the ions attached to the particles contained in the exhaust gas in the particle sensor SS. .. The corona current measuring circuit unit 245 measures the magnitude of the corona current from the voltage generated in the shunt resistor 244 and inputs it to the microcomputer 22. The microcomputer 22 uses it to control the corona current. On the other hand, the ion current measuring circuit unit 246 measures the magnitude of the ion current corresponding to the ions attached to the fine particles and discharged to the exhaust pipe, and inputs the measured magnitude to the microcomputer 22. The microcomputer 22 sends a signal SG corresponding to the magnitude of the measured ion current to the engine control unit ECU.

加えて、通電制御回路部２は、微粒子センサＳＳのヒータ部ＳＳＨの通電制御を行う。即ち、ヒータ部ＳＳＨに印加する電圧をオンオフするヒータドライバ２３を、マイクロコンピュータ２２により制御（例えばＰＷＭ制御）する。これにより、通電制御回路部２には、大きな負荷電流Ｉａが流れることになる。 In addition, the energization control circuit unit 2 controls energization of the heater unit SSH of the particle sensor SS. That is, the microcomputer 22 controls the heater driver 23 that turns on and off the voltage applied to the heater section SSH (for example, PWM control). As a result, a large load current Ia flows through the energization control circuit unit 2.

一方、電源逆接続保護回路部３は、Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴであるＮＭＯＳ３４を含み、バッテリＢＴと通電制御回路部２との間に介在して、バッテリＢＴが図１において実線の矢印で示すように、正常に接続された場合（正極ＢＴＰが電源スイッチＳＷ側に接続され、負極ＢＴＮが接地された場合）には、低抵抗で負荷電流Ｉａを流す。 On the other hand, the power supply reverse connection protection circuit unit 3 includes an NMOS 34 which is an N-channel power MOSFET, and is interposed between the battery BT and the energization control circuit unit 2 so that the battery BT is indicated by a solid arrow in FIG. In the case of normal connection (when the positive electrode BTP is connected to the power switch SW side and the negative electrode BTN is grounded), the load current Ia flows with low resistance.

その一方、図１において破線の矢印で示すように、バッテリＢＴが誤って逆接続された場合（負極ＢＴＮが電源スイッチＳＷ側に接続され、正極ＢＴＰが接地された場合）には、破線で示す逆方向電流Ｉｒが流れるのを、ＮＭＯＳ３４で阻止する。
これにより、逆方向電流Ｉｒが流れることで、通電制御回路部２のヒータドライバ２３など各部が破壊したり性能劣化したりする不具合が防止される。 On the other hand, when the battery BT is erroneously reverse-connected (the negative electrode BTN is connected to the power switch SW side and the positive electrode BTP is grounded) as indicated by the dashed arrow in FIG. The NMOS 34 blocks the reverse current Ir from flowing.
As a result, it is possible to prevent a problem that the reverse current Ir flows, and thus each part such as the heater driver 23 of the energization control circuit unit 2 is destroyed or its performance is degraded.

この電源逆接続保護回路部３の回路構成及び動作について、図２〜図９を参照して説明する。
電源逆接続保護回路部３は、ＮＭＯＳ３４を有するほか、チャージポンプ回路部３１、並列ＲＣＺ回路部３２、直列ＲＣＤ回路部３３、第３ダイオードＤ３を含んでいる。ＮＭＯＳ３４は、そのソース端子３４ＳをバッテリＢＴ側に、ドレイン端子３４Ｄを通電制御回路部２側に接続している。ＮＭＯＳ３４は、ゲート端子３４Ｇのゲート電位Ｖｇをソース端子３４Ｓのソース電位Ｖｓよりも高電位にすると、即ち、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓにゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ（本実施形態では、Ｖｇｓｔｈ＝２．５Ｖ）を超える電圧を与えると、ＮＭＯＳ３４をオン状態にさせることができる。これにより、バッテリＢＴから、ＮＭＯＳ３４（ソース端子３４Ｓ−ドレイン端子３４Ｄ間）を通じて、通電制御回路部２に負荷電流Ｉａを流すことができる。特に、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓとして、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ（＝２．５Ｖ）よりも十分大きな電圧（本実施形態では、例えばＶｇｓ＝５Ｖ，１０Ｖなど）を与えると、ＮＭＯＳ３４を特に低抵抗でのオン状態にさせることができる。これにより、この低抵抗としたＮＭＯＳ３４を通じて、通電制御回路部２に大きな負荷電流Ｉａを流すことができる。 The circuit configuration and operation of the power supply reverse connection protection circuit unit 3 will be described with reference to FIGS.
The power supply reverse connection protection circuit section 3 has an NMOS 34, and also includes a charge pump circuit section 31, a parallel RCZ circuit section 32, a series RCD circuit section 33, and a third diode D3. The NMOS 34 has its source terminal 34S connected to the battery BT side and its drain terminal 34D connected to the conduction control circuit section 2 side. The NMOS 34 makes the gate potential Vg of the gate terminal 34G higher than the source potential Vs of the source terminal 34S, that is, the gate-source voltage Vgs becomes the gate threshold voltage Vgsth (in the present embodiment, Vgsth=2. When a voltage exceeding 5 V) is applied, the NMOS 34 can be turned on. This allows the load current Ia to flow from the battery BT to the energization control circuit unit 2 through the NMOS 34 (between the source terminal 34S and the drain terminal 34D). In particular, when the gate-source voltage Vgs is given a voltage sufficiently larger than the gate threshold voltage Vgsth (=2.5V) (in this embodiment, for example, Vgs=5V, 10V), the NMOS 34 has a particularly low resistance. Can be turned on. As a result, a large load current Ia can be passed through the conduction control circuit unit 2 through the low resistance NMOS 34.

まず、バッテリＢＴを正常に接続した場合について、図３，図４を参照して説明する。
バッテリＢＴが正常に接続された場合、バッテリＢＴの負極ＢＴＮが接地される一方、正極ＢＴＰがスイッチＳＷを介して制御回路１の電源逆接続保護回路部３に接続される。図４に示すように、時間ｔ０でスイッチＳＷが投入されると、この時点ではＮＭＯＳ３４は未だオフ状態であるが、ＮＭＯＳ３４の破線で示すボディーダイオード３４ｂを通る順方向電流Ｉｍが通電制御回路部２に流れる。すると、レギュレータ２１が作動して駆動電圧Ｖｄを生成し、マイクロコンピュータ２２を作動させる。このため、時間ｔ１以降、マイクロコンピュータ２２は、方形波状のスイッチングパルス２２ｓｐを発生し、電源逆接続保護回路部３の次述するチャージポンプ回路部３１を作動させる。 First, the case where the battery BT is normally connected will be described with reference to FIGS. 3 and 4.
When the battery BT is normally connected, the negative electrode BTN of the battery BT is grounded, while the positive electrode BTP is connected to the power supply reverse connection protection circuit unit 3 of the control circuit 1 via the switch SW. As shown in FIG. 4, when the switch SW is turned on at time t0, the NMOS 34 is still in the OFF state at this time, but the forward current Im passing through the body diode 34b indicated by the broken line of the NMOS 34 causes the conduction control circuit unit 2 to operate. Flow to. Then, the regulator 21 operates to generate the drive voltage Vd, and operates the microcomputer 22. Therefore, after the time t1, the microcomputer 22 generates the square-wave switching pulse 22sp and activates the charge pump circuit unit 31 of the power supply reverse connection protection circuit unit 3 described below.

電源逆接続保護回路部３のチャージポンプ回路３１は、第３抵抗Ｒ３、第１ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２、トランジスタＴＲ，第２抵抗Ｒ２、第２ダイオードＤ２からなる。これらのうち、スイッチＳＷを介してバッテリＢＴの正極ＢＴＰに接続された第３抵抗Ｒ３、アノードＤ１ａを第３抵抗Ｒ３側とした第１ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２、及び、第２コンデンサＣ２にコレクタ端子ＴＲＣを接続しエミッタ端子ＴＲＥを接地したトランジスタＴＲは、この順に接続されて直列回路をなしている。また、ＮＭＯＳ３４のドレイン端子３４Ｄに接続された第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、アノードＤ２ａを第２コンデンサＣ２側としカソードＤ２ｃをＮＭＯＳ３４のゲート端子３４Ｇに接続した第２ダイオードＤ２は、この順に接続されて直列ＲＣＤ回路部３３をなしている。なお、トランジスタＴＲは、直列ＲＣＤ回路部３３の第２抵抗Ｒ２と第２コンデンサＣ２とを接続するＲＣノード３１１にエミッタ端子ＴＲＥを接続しており、ベース端子ＴＲＢに入力された、前述のマイクロコンピュータ２２からのスイッチングパルス２２ｓｐによってオンオフが繰返される。 The charge pump circuit 31 of the power supply reverse connection protection circuit unit 3 includes a third resistor R3, a first diode D1, a second capacitor C2, a transistor TR, a second resistor R2, and a second diode D2. Among these, the third resistor R3 connected to the positive electrode BTP of the battery BT via the switch SW, the first diode D1 having the anode D1a on the third resistor R3 side, the second capacitor C2, and the second capacitor C2 The transistors TR connected to the collector terminal TRC and grounded to the emitter terminal TRE are connected in this order to form a series circuit. Further, the second resistor R2 connected to the drain terminal 34D of the NMOS 34, the second capacitor C2, and the second diode D2 having the anode D2a on the second capacitor C2 side and the cathode D2c connected to the gate terminal 34G of the NMOS 34 are connected in this order. Thus, the serial RCD circuit unit 33 is formed. The transistor TR has an emitter terminal TRE connected to an RC node 311 that connects the second resistor R2 and the second capacitor C2 of the serial RCD circuit unit 33, and is input to the base terminal TRB of the microcomputer described above. On/off is repeated by the switching pulse 22sp from 22.

このため、時間ｔ１以降、まずトランジスタＴＲがオンすると、図３に破線の矢印で示すように、スイッチＳＷを介してバッテリＢＴから、第３抵抗Ｒ３、第１ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２、トランジスタＴＲに電流が流れるので、第２コンデンサＣ２にはその端子間電圧が概ねＶｂｔ−Ｖｆになるまで徐々にチャージされる。なお、Ｖｆは、各ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）の順方向電圧である。ＮＭＯＳ３４のソース端子３４Ｓ及びドレイン端子３４Ｄの電位はバッテリＢＴの電圧Ｖｂｔであるので、次いで、トランジスタＴＲがオフすると、図３に一点鎖線の矢印で示すように、第２コンデンサＣ２の端子間電圧が逆向きに加わるので、図４に示すように、ＮＭＯＳ３４のゲート端子３４Ｇのゲート電位Ｖｇは、概ね２Ｖｂｔ−２Ｖｆになるまで徐々に増加する。従って、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ（＝Ｖｇ−Ｖｓ）は、飽和した継続ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｃ（＝Ｖｂｔ−２Ｖｆ）となるまで増加し、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを大きく超える（Ｖｇｓｃ＞Ｖｇｓｔｈ、例えばＶｇｓｃ＝１０Ｖとなる）ため、ＮＭＯＳ３４が低抵抗のオン状態となる。これにより、通電制御回路部２の検知回路２４のほかヒータドライバ２３を動作させることができ、微粒子センサＳＳのヒータ部ＳＳＨに流す電流を含めた大きな負荷電流Ｉａを流すことができるようになる。 Therefore, after the time t1, when the transistor TR is first turned on, the third resistor R3, the first diode D1, the second capacitor C2, and the transistor are connected from the battery BT through the switch SW, as shown by a dashed arrow in FIG. Since a current flows through TR, the second capacitor C2 is gradually charged until the voltage across its terminals becomes approximately Vbt-Vf. Note that Vf is the forward voltage of each diode (D1, D2, D3). Since the potentials of the source terminal 34S and the drain terminal 34D of the NMOS 34 are the voltage Vbt of the battery BT, when the transistor TR is turned off next, the inter-terminal voltage of the second capacitor C2 is changed as shown by the dashed line arrow in FIG. Since it is applied in the opposite direction, as shown in FIG. 4, the gate potential Vg of the gate terminal 34G of the NMOS 34 gradually increases until it becomes approximately 2Vbt-2Vf. Therefore, the gate-source voltage Vgs (=Vg-Vs) increases until it reaches a saturated continuous gate-source voltage Vgsc (=Vbt-2Vf), and greatly exceeds the gate threshold voltage Vgsth (Vgsc>Vgsth). , For example, Vgsc=10V), so that the NMOS 34 is turned on with a low resistance. As a result, the heater driver 23 can be operated in addition to the detection circuit 24 of the energization control circuit unit 2, and a large load current Ia including a current flowing through the heater unit SSH of the particle sensor SS can be passed.

このように、この制御回路１では、ＮＭＯＳ３４のゲート端子３４Ｇにチャージポンプ回路部３１が接続されているので、ゲート電位ＶｇをバッテリＢＴの正極電位であるソース電位Ｖｓよりも、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ以上、高電位とすることができる。かくして、別途の電源等を用意することなく、バッテリＢＴを用いてＮＭＯＳ３４をオンさせることができる。
また、この制御回路１では、通電制御回路部２のうちレギュレータ２１を、ＮＭＯＳ３４がオフであっても、ＮＭＯＳ３４のボディーダイオード３４ｂを流れる順方向電流Ｉｍによっても駆動電圧Ｖｄを発生できるものとしている。また、このレギュレータ２１で発生した駆動電圧Ｖｄで駆動されるマイクロコンピュータ２２でスイッチングパルス２２ｓｐを発生させている。
このようにして通電制御回路部２の一部をなすレギュレータ２１及びマイクロコンピュータ２２を兼用するので、チャージポンプ回路部３１自体にスイッチングパルスを発生するパルス発生回路を設ける必要がなく、安価な制御回路１とすることができる。 As described above, in the control circuit 1, since the charge pump circuit portion 31 is connected to the gate terminal 34G of the NMOS 34, the gate potential Vg is set to be higher than the source potential Vs which is the positive potential of the battery BT. A high potential can be obtained at Vgsth or higher. Thus, the NMOS 34 can be turned on by using the battery BT without preparing a separate power source or the like.
Further, in the control circuit 1, the regulator 21 in the energization control circuit unit 2 is configured to be able to generate the drive voltage Vd by the forward current Im flowing through the body diode 34b of the NMOS 34 even when the NMOS 34 is off. The microcomputer 22 driven by the drive voltage Vd generated by the regulator 21 generates the switching pulse 22sp.
In this way, since the regulator 21 and the microcomputer 22 which are part of the energization control circuit unit 2 are also used, it is not necessary to provide a pulse generation circuit for generating a switching pulse in the charge pump circuit unit 31 itself, and an inexpensive control circuit is provided. It can be 1.

さらに、電源逆接続保護回路部３には、ＮＭＯＳ３４のゲート端子３４Ｇとソース端子３４Ｓとの間に並列に、並列ＲＣＺ回路部３２が設けられている。具体的には、第１抵抗Ｒ１と、第１コンデンサＣ１と、及び、ツェナー電圧ＶｚでアノードＺＤａをソース端子３４Ｓ側としたツェナーダイオードＺＤの並列回路からなる。このため、チャージポンプ回路部３１によって生成された継続ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｃは、第１コンデンサＣ１にチャージされると共に、第１抵抗Ｒ１を通じて放電される。ツェナーダイオードＺＤは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが過大となり、ツェナー電圧Ｖｚを越えると導通して、ＮＭＯＳ３４を保護する。なお、ＮＭＯＳ３４のゲート容量Ｃｇも第１コンデンサＣ１に並列に存在し、継続ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｃの電圧までチャージされている。 Further, in the power supply reverse connection protection circuit section 3, a parallel RCZ circuit section 32 is provided in parallel between the gate terminal 34G and the source terminal 34S of the NMOS 34. Specifically, it is composed of a first resistor R1, a first capacitor C1, and a parallel circuit of a Zener diode ZD with the anode ZDa at the Zener voltage Vz and the source terminal 34S side. Therefore, the continuous gate-source voltage Vgsc generated by the charge pump circuit unit 31 is charged in the first capacitor C1 and discharged through the first resistor R1. The Zener diode ZD becomes conductive when the gate-source voltage Vgs becomes excessive and exceeds the Zener voltage Vz, and protects the NMOS 34. The gate capacitance Cg of the NMOS 34 also exists in parallel with the first capacitor C1 and is charged to the voltage of the continuous gate-source voltage Vgsc.

一方、図２に破線で示すように、バッテリＢＴを逆接続してスイッチＳＷをオンした場合には、ＮＭＯＳ３４のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓはほぼゼロとなり、ＮＯＭＳ３４はオフのままとなるので、このＮＭＯＳ３４のボディーダイオードにより、破線で示す通電制御回路部２からバッテリＢＴに向かう逆方向電流Ｉｒが流れることが防止される。なお、バッテリＢＴを逆接続した瞬間の過渡的な現象については、図７，図８を用いて後述する。 On the other hand, as shown by the broken line in FIG. 2, when the battery BT is reversely connected and the switch SW is turned on, the gate-source voltage Vgs of the NMOS 34 becomes substantially zero and the NOMS 34 remains off. The body diode of the NMOS 34 prevents the reverse current Ir flowing from the energization control circuit unit 2 shown by the broken line toward the battery BT. The transient phenomenon at the moment when the battery BT is reversely connected will be described later with reference to FIGS. 7 and 8.

次に、この制御回路１にバッテリＢＴを正常に接続しスイッチＳＷをオンして、前述のようにチャージポンプ回路部３１を動作させ、ＮＭＯＳ３４をオンとした状態下で、負極性サージ電圧を印加した場合の、電源逆接続保護回路部３の動作を、図５，図６を参照して説明する。具体的には、図６（ａ）に示す、ISO7637-2 pulse 1に準拠した負極性サージ電圧を想定する。即ち、電源電圧として、バッテリ電圧Ｖｂｔが時間ｔ２まで印加されており、その後、ごく短時間、電源電圧が０Ｖとなった後、時間ｔ３に、電源電圧に−Ｖｐｕのピーク電圧（例えば−Ｖｐｕ＝−６００Ｖ），立上り時間ｔｒ＝３μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝１ｍｓｅｃの負極性サージ電圧が印加され、その後、時間ｔ４に再びバッテリ電圧Ｖｂｔが印加されるパターンを想定する。 Next, the battery BT is normally connected to the control circuit 1, the switch SW is turned on, the charge pump circuit section 31 is operated as described above, and the negative polarity surge voltage is applied under the state where the NMOS 34 is turned on. The operation of the power supply reverse connection protection circuit unit 3 in such a case will be described with reference to FIGS. Specifically, the negative surge voltage based on ISO7637-2 pulse 1 shown in FIG. 6A is assumed. That is, as the power supply voltage, the battery voltage Vbt is applied until time t2, and after that, after the power supply voltage becomes 0 V for a very short time, at time t3, the power supply voltage has a peak voltage of −Vpu (for example, −Vpu= It is assumed that a negative surge voltage having a rise time of tr=3 μsec and a duration of td=1 msec is applied, and then the battery voltage Vbt is applied again at time t4.

この場合、電源逆接続保護回路部３は、以下のように動作する（図５参照）。時間ｔ２までは、正常にバッテリＢＴが接続され、バッテリ電圧Ｖｂｔが印加されているので、前述したようにチャージポンプ回路部３１が作動して、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが継続ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｃとなり、ＮＭＯＳ３４が低抵抗のオン状態となることで、通電制御回路部２に低抵抗で負荷電流Ｉａを流すことができている。
このため、チャージポンプ回路部３１が作動しない時間ｔ２〜ｔ４の間、第１コンデンサＣ１及びＮＭＯＳ３４のゲート容量Ｃｇにチャージされていた電荷が第１抵抗Ｒ１を通じて徐々に放電される。このため、図６（ｂ）に示すように、チャージポンプ回路部３１が作動しない時間ｔ２〜ｔ４の間は、時定数τ＝Ｒ１（Ｃ１＋Ｃｇ）の自然対数のカーブに従って、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが、当初の継続ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｃから徐々に低下する。 In this case, the power supply reverse connection protection circuit section 3 operates as follows (see FIG. 5). Until time t2, the battery BT is normally connected and the battery voltage Vbt is applied. Therefore, as described above, the charge pump circuit unit 31 operates, and the gate-source voltage Vgs continues to be the gate-source voltage. Since Vgsc is set and the NMOS 34 is turned on with a low resistance, the load current Ia can be passed through the energization control circuit unit 2 with a low resistance.
Therefore, during the time t2 to t4 when the charge pump circuit unit 31 does not operate, the charges charged in the first capacitor C1 and the gate capacitance Cg of the NMOS 34 are gradually discharged through the first resistor R1. Therefore, as shown in FIG. 6B, during the time t2 to t4 when the charge pump circuit unit 31 does not operate, the gate-source voltage Vgs follows the natural logarithmic curve of the time constant τ=R1(C1+Cg). However, it gradually decreases from the initial continuous gate-source voltage Vgsc.

なお、本実施形態の電源逆接続保護回路部３では、図６（ｂ）に示すように、少なくともチャージポンプ回路部３１が作動しない時間（時間ｔ２〜ｔ４）の間、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈよりも大きな値となるように、第１抵抗Ｒ１の抵抗値、及び第１コンデンサＣ１の静電容量を選択している。 In the power supply reverse connection protection circuit section 3 of the present embodiment, as shown in FIG. 6B, the gate-source voltage Vgs is at least during the time when the charge pump circuit section 31 is inactive (time t2 to t4). , The resistance value of the first resistor R1 and the electrostatic capacitance of the first capacitor C1 are selected so as to have a value larger than the gate threshold voltage Vgsth.

このように、本実施形態の制御回路１は、通電制御回路部２と、ＮＭＯＳ３４によって、バッテリＢＴを逆接続した場合に通電制御回路部２に逆方向電流Ｉｒが流れるのを阻止する電源逆接続保護回路部３と、を備える。しかも、電源逆接続保護回路部３は、ＮＭＯＳ３４のゲート端子３４Ｇとソース端子３４Ｓとの間に並列に接続する並列ＲＣＺ回路部３２、及び、バッテリＢＴの負極ＢＴＮとドレイン端子３４Ｄとの間に、アノードＤ３ａをドレイン端子３４Ｄ側にして介在する第３ダイオードＤ３を有し、制御回路１に、バッテリＢＴを正常に接続し、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓをゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ以上の大きさとして、ＮＭＯＳ３４をオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された場合に、並列ＲＣＺ回路部３２によってゲート−ソース間電圧Ｖｇｓをゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈ以上の大きさを保ち、ＮＭＯＳ３４を継続してオンさせる。
このように、本実施形態の制御回路１の電源逆接続保護回路部３では、バッテリＢＴを（逆接続でなく）正常に接続し、ＮＭＯＳ３４をオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された際にも、負極性サージの継続時間（時間ｔ３〜ｔ４）を含むチャージポンプ回路部３１が作動しない時間（時間ｔ２〜ｔ４）に亘って、ＮＭＯＳ３４を継続してオン状態とすることができるので、ＮＭＯＳのソース−ドレイン間には大きな負極性サージ電圧（負極性高電圧パルス電圧）が掛からない。このため、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ）をソース端子３４Ｓ−ドレイン端子３４Ｄ間に並列に設けなくとも、この負極性サージ電圧によってＮＭＯＳ３４が破壊されることを防止できる。 As described above, the control circuit 1 of the present embodiment is configured such that the energization control circuit unit 2 and the NMOS 34 prevent the reverse current Ir from flowing in the energization control circuit unit 2 when the battery BT is reversely connected. And a protection circuit section 3. Moreover, the power supply reverse connection protection circuit unit 3 includes a parallel RCZ circuit unit 32 connected in parallel between the gate terminal 34G and the source terminal 34S of the NMOS 34, and between the negative electrode BTN of the battery BT and the drain terminal 34D. It has a third diode D3 with the anode D3a on the side of the drain terminal 34D, the battery BT is normally connected to the control circuit 1, and the gate-source voltage Vgs is set to a magnitude equal to or higher than the gate threshold voltage Vgsth. , When the negative surge voltage is applied with the NMOS 34 turned on, the parallel RCZ circuit unit 32 keeps the gate-source voltage Vgs at a level equal to or higher than the gate threshold voltage Vgsth, and continues the NMOS 34. And turn it on.
As described above, in the power supply reverse connection protection circuit unit 3 of the control circuit 1 of the present embodiment, the battery BT is normally connected (not reverse connection), and the negative polarity surge voltage is applied under the state where the NMOS 34 is turned on. Even in the case of being charged, the NMOS 34 may be continuously turned on for a period of time (time t2 to t4) during which the charge pump circuit unit 31 does not operate including the duration of the negative polarity surge (time t3 to t4). Therefore, a large negative surge voltage (negative high voltage pulse voltage) is not applied between the source and drain of the NMOS. For this reason, it is possible to prevent the NMOS 34 from being destroyed by the negative surge voltage without providing an expensive protective component (zener diode, varistor) in parallel between the source terminal 34S and the drain terminal 34D.

次いで、この制御回路１に破線で示すようにバッテリＢＴを逆接続した場合の、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの過渡的な変化について、図７、図８を参照して説明する。
図７に破線で示すように、制御回路１にバッテリＢＴを逆接続し、図８（ａ）に示すように、スイッチＳＷを時間ｔ５にオンした場合、定常的には、前述したように、ＮＭＯＳ３４により、逆方向電流Ｉｒが流れるのが防止される。 Next, a transient change of the gate-source voltage Vgs when the battery BT is reversely connected to the control circuit 1 as shown by a broken line will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
When the battery BT is reversely connected to the control circuit 1 as shown by the broken line in FIG. 7 and the switch SW is turned on at time t5 as shown in FIG. 8(a), it is steadily, as described above, The NMOS 34 prevents the reverse current Ir from flowing.

但し、過渡的には、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、図８（ｂ）に示すように変化する。即ち、図７に破線で示すように、バッテリＢＴを逆接続し、図８（ａ）に示すように、スイッチＳＷを時間ｔ５にオンして逆電圧−Ｖｂｔを印加した場合、ＮＭＯＳ３４がオフ状態とされているので、瞬間的に、図７に一点鎖線で示すように、第３ダイオードＤ３、及び、直列ＲＣＤ回路部３３（第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、第２ダイオードＤ２の直列回路）に過渡逆電流Ｉｂｒが流れる。さらに過渡逆電流Ｉｂｒは、並列ＲＣＺ回路部を通じて、逆接続されたバッテリＢＴの負極ＢＴＮに向けて流れる。このため、時間ｔ５に生じるピーク電圧の過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｒは、概ね、第３ダイオードＤ３及び直列ＲＣＤ回路部３３（第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、第２ダイオードＤ２の直列回路）の過渡的な合成インピーダンスＺｐと、並列ＲＣＺ回路部３２及びＮＭＯＳ３４のゲート容量Ｃｇによる過渡的な合成インピーダンスＺｑとの比で分圧された大きさＶｇｓｒ＝（Ｖｂｔ・Ｚｑ／（Ｚｐ＋Ｚｑ））となり、以降、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは徐々に減衰してＶｇｓ＝０に戻る電圧変化を生じる。 However, transiently, the gate-source voltage Vgs changes as shown in FIG. That is, when the battery BT is reversely connected as shown by the broken line in FIG. 7 and the switch SW is turned on at time t5 and the reverse voltage −Vbt is applied as shown in FIG. 8A, the NMOS 34 is in the off state. Therefore, the third diode D3 and the series RCD circuit unit 33 (the second resistor R2, the second capacitor C2, and the second diode D2 in the series circuit are instantaneously shown by the alternate long and short dash line in FIG. 7). ), the transient reverse current Ibr flows. Further, the transient reverse current Ibr flows toward the negative electrode BTN of the reversely connected battery BT through the parallel RCZ circuit unit. Therefore, the transient gate-source voltage Vgsr of the peak voltage generated at the time t5 is approximately the third diode D3 and the series RCD circuit section 33 (the series circuit of the second resistor R2, the second capacitor C2, and the second diode D2). Of the voltage Vgsr=(Vbt·Zq/(Zp+Zq)) divided by the ratio of the transient combined impedance Zp of the parallel RCZ circuit unit 32 and the gate capacitance Cg of the NMOS 34 to the transient combined impedance Zq. After that, the gate-source voltage Vgs gradually attenuates, and a voltage change returning to Vgs=0 occurs.

もし、この過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｒが、ＮＭＯＳ３４のゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを越える場合には、過渡的な僅かな時間ではあるがＮＭＯＳ３４がオン状態となり、通電制御回路部２に逆方向電流Ｉｒが流れる虞がある。
そこで、本実施形態の電源逆接続保護回路部３では、図８（ｂ）に示すように過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｒが、ＮＭＯＳ３４のゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを越えない（Ｖｇｓｒ＜Ｖｇｓｔｈ）ように、第３ダイオードＤ３及び直列ＲＣＤ回路部３３の過渡的な合成インピーダンスＺｐ、及び、並列ＲＣＺ回路部３２等の過渡的な合成インピーダンスＺｑを適切な大きさとする。具体的には、合成インピーダンスＺｐ，Ｚｑが適切な大きさになるように、第３ダイオードＤ３、直列ＲＣＤ回路部３３をなす第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、及び第２ダイオードＤ２の回路定数などの特性、及び、並列ＲＣＺ回路部３２をなす第１抵抗Ｒ１、第１コンデンサＣ１、ツェナーダイオードＺＤ、及びＮＭＯＳ３４のゲート容量Ｃｇの回路定数などの特性を考慮して各素子を選択する。 If the transient gate-source voltage Vgsr exceeds the gate threshold voltage Vgsth of the NMOS 34, the NMOS 34 is turned on for a short transient time, and the reverse current flows to the conduction control circuit unit 2. Ir may flow.
Therefore, in the power supply reverse connection protection circuit unit 3 of the present embodiment, as shown in FIG. 8B, the transient gate-source voltage Vgsr does not exceed the gate threshold voltage Vgsth of the NMOS 34 (Vgsr<Vgsth). In addition, the transient combined impedance Zp of the third diode D3 and the series RCD circuit unit 33, and the transient combined impedance Zq of the parallel RCZ circuit unit 32 and the like are set to appropriate sizes. Specifically, the circuit constants of the third diode D3, the second resistor R2 forming the series RCD circuit unit 33, the second capacitor C2, and the second diode D2 are set so that the combined impedances Zp and Zq have appropriate sizes. Each element is selected in consideration of characteristics such as the above, and characteristics such as the circuit constant of the first resistor R1, the first capacitor C1, the Zener diode ZD, and the gate capacitance Cg of the NMOS 34 that form the parallel RCZ circuit unit 32.

即ち、本実施形態の制御回路１では、制御回路１にバッテリＢＴを逆接続した場合に、第３ダイオードＤ３、直列ＲＣＤ回路部３３、及び、並列ＲＣＺ回路部３２を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｒが、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを下回る大きさとなる関係に設定してある。
このため、この制御回路１では、バッテリＢＴを逆接続した場合に、ＮＭＯＳ３４によって、継続して通電制御回路部２に逆方向電流Ｉｒが流れるのを阻止できるほか、逆接続した直後に、過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｒがゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回り、ＮＭＯＳ３４が過渡的にオンして、通電制御回路部２に過渡的に逆方向電流Ｉｒが流れることをも防止することができ、さらに確実に通電制御回路部２を逆方向電流Ｉｒから保護できる。 That is, in the control circuit 1 of the present embodiment, when the battery BT is reversely connected to the control circuit 1, a transient current is caused to flow through the third diode D3, the series RCD circuit unit 33, and the parallel RCZ circuit unit 32. The transient gate-source voltage Vgsr that is generated dynamically is set to have a magnitude below the gate threshold voltage Vgsth.
Therefore, in the control circuit 1, when the battery BT is reversely connected, the NMOS 34 can prevent the reverse current Ir from continuously flowing to the energization control circuit unit 2, and immediately after the reverse connection, the transient gate is provided. The source-source voltage Vgsr exceeds the gate threshold voltage Vgsth, the NMOS 34 is transiently turned on, and it is possible to prevent the reverse current Ir from transiently flowing to the energization control circuit unit 2. In addition, the energization control circuit unit 2 can be protected from the reverse current Ir.

次いで、この制御回路１にバッテリＢＴを接続せず（スイッチＳＷをオフとし）、ＮＭＯＳ３４をオフとした状態下で負極性サージ電圧が印加された場合の、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの過渡的な変化について、図７、図９を参照して説明する。 Next, when the negative surge voltage is applied under the condition that the battery BT is not connected to the control circuit 1 (the switch SW is turned off) and the NMOS 34 is turned off, the transition of the gate-source voltage Vgs is transient. The change will be described with reference to FIGS. 7 and 9.

図７に示すように、バッテリＢＴを接続するスイッチＳＷをオフとした状態で、他の回路が動作しており、その回路から発生する磁界により結合された誘導電流が流れるなど、何らかの理由で、図９（ａ）に示すように、時間ｔ６に、ISO7637-2 pulse 1に規定する負極性サージ電圧と同等の負極性サージ電圧、即ち、ピーク電圧が−Ｖｑｕ（例えば−Ｖｑｕ＝−６００Ｖ）、立上り時間ｔｒ＝３μｓｅｃ、継続時間ｔｄ＝１ｍｓｅｃの負極性サージ電圧が印加されたとする。すると、ＮＭＯＳ３４がオフ状態とされているので、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、図９（ｂ）に示すように変化する。即ち、制御回路１に時間ｔ６に負極性サージ電圧が印加されると、ＮＭＯＳ３４がオフ状態とされているので、瞬間的に、図７に一点鎖線で示すように、第３ダイオードＤ３、及び、直列ＲＣＤ回路部３３（第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、第２ダイオードＤ２の直列回路）に過渡逆電流Ｉｂｐが流れる。さらに過渡逆電流Ｉｂｐは、並列ＲＣＺ回路部を通じて、逆接続されたバッテリＢＴの負極ＢＴＮに向けて流れる。このため、時間ｔ６に生じる過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐは、概ね、第３ダイオードＤ３及び直列ＲＣＤ回路部３３（第３ダイオードＤ３、第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、第２ダイオードＤ２の直列回路）の過渡的な合成インピーダンスＺｐと、並列ＲＣＺ回路部３２及びＮＭＯＳ３４のゲート容量Ｃｇによる過渡的な合成インピーダンスＺｑとの比で分圧された大きさＶｇｓｐ＝（Ｖｑｕ・Ｚｑ／（Ｚｐ＋Ｚｑ））となり、以降、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは徐々に減衰してＶｇｓ＝０に戻る電圧変化を生じる。 As shown in FIG. 7, while the switch SW connecting the battery BT is turned off, another circuit is operating, and an induced current coupled by a magnetic field generated from the circuit flows for some reason. As shown in FIG. 9A, at time t6, a negative polarity surge voltage equivalent to the negative polarity surge voltage specified in ISO7637-2 pulse 1, that is, the peak voltage is −Vqu (for example, −Vqu=−600V), It is assumed that a negative surge voltage having a rise time tr=3 μsec and a duration td=1 msec is applied. Then, since the NMOS 34 is in the off state, the gate-source voltage Vgs changes as shown in FIG. 9B. That is, when the negative surge voltage is applied to the control circuit 1 at the time t6, the NMOS 34 is turned off. Therefore, the third diode D3 and the third diode D3 are instantaneously indicated by the dashed line in FIG. The transient reverse current Ibp flows through the series RCD circuit unit 33 (the series circuit of the second resistor R2, the second capacitor C2, and the second diode D2). Further, the transient reverse current Ibp flows toward the negative electrode BTN of the battery BT reversely connected through the parallel RCZ circuit unit. Therefore, the transient gate-source voltage Vgsp generated at the time t6 is almost the same as the third diode D3 and the series RCD circuit unit 33 (the third diode D3, the second resistor R2, the second capacitor C2, and the second diode D2 in series). Circuit) and the transient combined impedance Zq due to the gate capacitance Cg of the parallel RCZ circuit section 32 and the NMOS 34. After that, the gate-source voltage Vgs gradually attenuates, and a voltage change that returns to Vgs=0 occurs.

但し、前述のバッテリＢＴを逆接続した場合とは異なり、負極性サージ電圧のピーク電圧−Ｖｑｕの大きさは、バッテリ電圧Ｖｂｔよりも遙かに大きい（Ｖｑｕ＞＞Ｖｂｔ）。このため、図９（ｂ）に示すように、過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐは、時間ｔ６〜ｔ７の期間、ＮＭＯＳ３４のゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを越える。このため、時間ｔ６〜ｔ７の期間、ＮＭＯＳ３４が低抵抗のオン状態となり、第３ダイオードＤ３からＮＭＯＳ３４を通じてサージ逆電流Ｉｐ２が流れるので、ＮＭＯＳ３４に大きな負極性サージ電圧が掛からず、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ）をソース端子３４Ｓ−ドレイン端子３４Ｄ間に並列に設けなくとも、逆極性サージによりＮＭＯＳ３４が破壊されるのを防止することができる。 However, unlike the case where the battery BT is reversely connected, the magnitude of the peak voltage −Vqu of the negative surge voltage is much larger than the battery voltage Vbt (Vqu>>Vbt). Therefore, as shown in FIG. 9B, the transient gate-source voltage Vgsp exceeds the gate threshold voltage Vgsth of the NMOS 34 during the period of time t6 to t7. Therefore, during the period from time t6 to t7, the NMOS 34 is in the low resistance ON state, and the surge reverse current Ip2 flows from the third diode D3 through the NMOS 34, so that a large negative surge voltage is not applied to the NMOS 34 and an expensive protection component ( Even if the Zener diode and the varistor are not provided in parallel between the source terminal 34S and the drain terminal 34D, it is possible to prevent the NMOS 34 from being destroyed by the reverse polarity surge.

なお、本実施形態の制御回路１の電源逆接続保護回路部３では、図８（ｂ）に示すように過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐが、ＮＭＯＳ３４のゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを越えるように、第３ダイオードＤ３及び直列ＲＣＤ回路部３３の過渡的な合成インピーダンスＺｐ、及び、並列ＲＣＺ回路部３２及びゲート容量Ｄｇの過渡的な合成インピーダンスＺｑを適切な大きさとする。具体的には、合成インピーダンスＺｐ，Ｚｑが適切な大きさになるように、第３ダイオードＤ３、直列ＲＣＤ回路部３３（第２抵抗Ｒ２、第２コンデンサＣ２、及び第２ダイオードＤ２）の回路定数などの特性、及び、並列ＲＣＺ回路部３２（第１抵抗Ｒ１、第１コンデンサＣ１、ツェナーダイオードＺＤ）、及びＮＭＯＳ３４のゲート容量Ｃｇなど各素子の回路定数などの特性を考慮して各素子を選択する。 In the power supply reverse connection protection circuit unit 3 of the control circuit 1 of the present embodiment, as shown in FIG. 8B, the transient gate-source voltage Vgsp exceeds the gate threshold voltage Vgsth of the NMOS 34. The transient combined impedance Zp of the third diode D3 and the series RCD circuit unit 33, and the transient combined impedance Zq of the parallel RCZ circuit unit 32 and the gate capacitance Dg are set to appropriate magnitudes. Specifically, the circuit constants of the third diode D3 and the series RCD circuit unit 33 (the second resistor R2, the second capacitor C2, and the second diode D2) are adjusted so that the combined impedances Zp and Zq have appropriate sizes. Each element is selected in consideration of characteristics such as the parallel RCZ circuit section 32 (first resistor R1, first capacitor C1, Zener diode ZD) and gate constant Cg of NMOS 34, such as circuit constants of each element. To do.

このように制御回路１では、チャージポンプ回路部３１に直列ＲＣＤ回路部３３とスイッチ素子であるトランジスタＴＲを含んでいる。そして、バッテリＢＴを接続していない状態で負極性サージ電圧が印加された際に、過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐが、ゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回る大きさとなる。即ち、この制御回路１では、バッテリＢＴを接続していない状態で負極性サージ電圧が掛かった場合には、過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｐがゲートしきい値電圧Ｖｇｓｔｈを上回り、ＮＭＯＳ３４を過渡的にオンさせることができるので、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ）をＮＭＯＳ３４のソース端子３４Ｓとドレイン端子３４Ｄとの間に並列に設けなくとも、この負極性サージによってＮＭＯＳ３４が破壊されることが防止される。またこれにより、電源逆接続保護回路部３より後段（下流側）の通電制御回路部２には、第３ダイオードＤ３の順方向電圧Ｖｆ程度の電圧しか掛からないので、通電制御回路部２に過渡的に大きな逆方向電流が流れることも防止できる。 As described above, in the control circuit 1, the charge pump circuit unit 31 includes the serial RCD circuit unit 33 and the transistor TR that is a switch element. Then, when the negative surge voltage is applied without the battery BT being connected, the transient gate-source voltage Vgsp transiently generated becomes larger than the gate threshold voltage Vgsth. That is, in the control circuit 1, when the negative surge voltage is applied in the state where the battery BT is not connected, the transient gate-source voltage Vgsp exceeds the gate threshold voltage Vgsth and the NMOS 34 transits transiently. Since it can be turned on, even if expensive protection parts (zener diode, varistor) are not provided in parallel between the source terminal 34S and the drain terminal 34D of the NMOS 34, the negative surge prevents the NMOS 34 from being destroyed. To be done. Further, as a result, since the energization control circuit section 2 at the subsequent stage (downstream side) of the power supply reverse connection protection circuit section 3 receives only a voltage of about the forward voltage Vf of the third diode D3, the energization control circuit section 2 is transient. It is also possible to prevent a large reverse current from flowing.

なお、この制御回路１では、チャージポンプ回路部３１の直列ＲＣＤ回路部３３を、負極性サージ電圧が掛かった場合やバッテリＢＴの逆接続の場合に、ＮＭＯＳ３４をオンさせるための過渡ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの確保にも兼用している。このため、この制御回路１は、安価でありながら、負極性サージ電圧やバッテリＢＴの逆接続によってＮＭＯＳ３４が破壊されることを防止できる。 In the control circuit 1, the series RCD circuit section 33 of the charge pump circuit section 31 is connected between the transient gate and the source for turning on the NMOS 34 when a negative surge voltage is applied or when the battery BT is reversely connected. It is also used to secure the voltage Vgs. Therefore, the control circuit 1 is inexpensive, but can prevent the NMOS 34 from being destroyed by the negative surge voltage or the reverse connection of the battery BT.

以上では、本発明を実施形態に即して説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、適宜変更して適用できることはいうまでもない。 Although the present invention has been described above according to the embodiment, it is needless to say that the present invention is not limited to the above embodiment and can be appropriately modified and applied without departing from the scope of the invention.

１ 制御回路（電源逆接続保護機能付き通電制御回路）
２ 通電制御回路部
２１ レギュレータ（駆動電源部）
Ｖｄ （レギュレータで発生する）駆動電圧
２２ マイクロコンピュータ
２２ｓｐ （チャージポンプ回路部を駆動する）スイッチングパルス
３ 電源逆接続保護回路部
３１ チャージポンプ回路部
Ｒ２ 第２抵抗
Ｒ３ 第３抵抗
Ｃ２ 第２コンデンサ
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｄ１ａ （第１ダイオードの）アノード
Ｄ１ｃ （第１ダイオードの）カソード
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｄ２ａ （第２ダイオードの）アノード
Ｄ２ｃ （第２ダイオードの）カソード
Ｖｆ （ダイオードの）順方向電圧
ＴＲ トランジスタ（スイッチ素子）
ＴＲＣ （トランジスタの）コレクタ端子
ＴＲＥ （トランジスタの）エミッタ端子
ＴＲＢ （トランジスタの）ベース端子
３１１ ＲＣノード
３２ 並列ＲＣＺ回路部
Ｒ１ 第１抵抗
Ｃ１ 第１コンデンサ
ＺＤ ツェナーダイオード
ＺＤａ （ツェナーダイオードの）アノード
ＺＤｃ （ツェナーダイオードの）カソード
Ｖｚ （ゲート−ソース間電圧の上限値、ツェナーダイオードの）ツェナー電圧
Ｚｑ （並列ＲＣＺ回路部及びゲート容量の過渡的な）合成インピーダンス
３３ 直列ＲＣＤ回路部
Ｄ３ 第３ダイオード
Ｄ３ａ （第３ダイオードの）アノード
Ｄ３ｃ （第３ダイオードの）カソード
Ｚｐ （第３ダイオード及び直列ＲＣＤ回路部の過渡的な）合成インピーダンス
３４ ＮＭＯＳ（Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴ）
３４Ｓ ソース端子
３４Ｄ ドレイン端子
３４Ｇ ゲート端子
３４ｂ （ＮＭＯＳの）ボディーダイオード
Ｃｇ ゲート容量
Ｖｓ ソース電位
Ｖｇ ゲート電位
Ｖｇｓ ゲート−ソース間電圧
Ｖｇｓｃ 継続ゲート−ソース間電圧
Ｖｇｓｔｈ ゲートしきい値電圧
Ｖｇｓｒ，Ｖｇｓｐ 過渡ゲート−ソース間電圧
ＢＴ バッテリ（直流電源）
ＢＴＰ （バッテリの）正極
ＢＴＮ （バッテリの）負極
Ｖｂｔ バッテリ電圧
ＳＷ 電源スイッチ
ＳＳ 微粒子センサ
ＳＳＨ ヒータ部（負荷）
−Ｖｐｕ （負極性サージ電圧の）ピーク電圧
−Ｖｑｕ （負極性サージ電圧の）ピーク電圧
Ｉａ 負荷電流
Ｉｒ 逆方向電流
Ｉｍ （ＮＭＯＳのボディーダイオードの）順方向電流
Ｉｂｒ，Ｉｂｐ 過渡逆電流
Ｉｐ１，Ｉｐ２ サージ逆電流 1 control circuit (energization control circuit with power supply reverse connection protection function)
2 Energization control circuit section 21 Regulator (driving power supply section)
Vd (generated by regulator) 22 Drive voltage 22 Microcomputer 22sp (Drives charge pump circuit) Switching pulse 3 Power supply reverse connection protection circuit 31 Charge pump circuit R2 Second resistor R3 Third resistor C2 Second capacitor D1 1 diode D1a (first diode) anode D1c (first diode) cathode D2 second diode D2a (second diode) anode D2c (second diode) cathode Vf (diode) forward voltage TR transistor (switch) element)
TRC (transistor) collector terminal TRE (transistor) emitter terminal TRB (transistor) base terminal 311 RC node 32 Parallel RCZ circuit section R1 First resistor C1 First capacitor ZD Zener diode ZDa (Zener diode) anode ZDc (Zener) Cathode Vz (of diode) (upper limit value of gate-source voltage, Zener voltage of zener diode) Zq (transient impedance of parallel RCZ circuit part and gate capacitance) 33 Series RCD circuit part D3 Third diode D3a (third) Anode D3c (of diode) Cathode Zp (of third diode) Zp (Transient) of third diode and series RCD circuit part 34 NMOS (N-channel power MOSFET)
34S source terminal 34D drain terminal 34G gate terminal 34b (NMOS) body diode Cg gate capacitance Vs source potential Vg gate potential Vgs gate-source voltage Vgsc continuous gate-source voltage Vgsth gate threshold voltage Vgsr, Vgsp transient gate- Source voltage BT Battery (DC power supply)
BTP (battery) positive electrode BTN (battery) negative electrode Vbt battery voltage SW power switch SS particle sensor SSH heater part (load)
-Vpu (negative polarity surge voltage) peak voltage -Vqu (negative polarity surge voltage) peak voltage Ia load current Ir reverse current Im (forward NMOS body diode) forward current Ibr, Ibp transient reverse current Ip1, Ip2 surge Reverse current

Claims (5)

負荷の通電制御を行う通電制御回路部と、
ソース端子を直流電源の正極側に、ドレイン端子を上記通電制御回路部側に接続したＮ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴによって、上記直流電源を逆接続した場合に上記通電制御回路部に逆方向電流が流れるのを阻止する電源逆接続保護回路部と、を備える
電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、
上記電源逆接続保護回路部は、
上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子と上記ソース端子との間に並列に接続する、
第１抵抗、
第１コンデンサ、及び、
アノードを上記ソース端子側にカソードを上記ゲート端子側にして上記ソース端子を基準とした上記ゲート端子と上記ソース端子との間のゲート−ソース間電圧の上限値を規定するツェナーダイオードからなる
並列ＲＣＺ回路部、及び、
上記直流電源の負極と上記ドレイン端子との間に、カソードを上記ドレイン端子側にして介在する第３ダイオードを有し、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、上記直流電源を正常に接続し、上記ゲート−ソース間電圧をゲートしきい値電圧以上の大きさとして上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された場合に、上記並列ＲＣＺ回路部によって上記ゲート−ソース間電圧を上記ゲートしきい値電圧以上の大きさを保ち、上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴを継続してオンさせる
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 An energization control circuit unit that controls energization of the load,
With the N-channel power MOSFET having the source terminal connected to the positive electrode side of the DC power supply and the drain terminal connected to the energization control circuit section side, a reverse current flows in the energization control circuit section when the DC power supply is reversely connected. A power supply reverse connection protection circuit section, which includes a power supply reverse connection protection function,
The power supply reverse connection protection circuit section,
Connecting in parallel between the gate terminal and the source terminal of the N-channel power MOSFET,
First resistance,
A first capacitor, and
A parallel RCZ including a Zener diode that defines an upper limit value of a gate-source voltage between the gate terminal and the source terminal with the source terminal as a reference, with the anode being the source terminal side and the cathode being the gate terminal side. Circuit part, and
Between the negative electrode of the DC power supply and the drain terminal, there is a third diode with the cathode being on the side of the drain terminal,
Under the condition that the DC power supply is normally connected to the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function, and the N-channel power MOSFET is turned on with the gate-source voltage set to a value higher than the gate threshold voltage. Then, when a negative surge voltage is applied, the parallel RCZ circuit unit keeps the gate-source voltage at a level equal to or higher than the gate threshold voltage, and continuously turns on the N-channel power MOSFET. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function. 請求項１に記載の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、
前記電源逆接続保護回路部は、
ゲート端子に接続し、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を正常に接続したときに、前記ゲート−ソース間電圧を前記ゲートしきい値電圧以上の大きさとして前記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせるチャージポンプ回路部を有する
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function according to claim 1,
The power supply reverse connection protection circuit unit,
Connect to the gate terminal,
Charge for turning on the N-channel power MOSFET by setting the gate-source voltage to a value equal to or higher than the gate threshold voltage when the DC power supply is normally connected to the energization control circuit having the power supply reverse connection protection function. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function having a pump circuit section. 請求項２に記載の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、
前記通電制御回路部は、
前記直流電源を正常に接続した直後の前記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴがオフである状態において、
上記直流電源から上記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを通じて通電制御回路部に流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生する駆動電源部と、
上記駆動電源部で発生した駆動電圧で駆動され、前記チャージポンプ回路部を駆動するスイッチングパルスを生成するマイクロコンピュータと、を有する
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 The energization control circuit with the power supply reverse connection protection function according to claim 2,
The energization control circuit unit,
In a state in which the N-channel power MOSFET is off immediately after the DC power supply is normally connected,
A driving power supply unit for generating a driving voltage also by a forward current flowing from the DC power supply to the conduction control circuit unit through the body diode of the N-channel power MOSFET;
An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, comprising: a microcomputer driven by a drive voltage generated by the drive power supply unit to generate a switching pulse for driving the charge pump circuit unit. 請求項２または請求項３に記載の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、
前記チャージポンプ回路部は、
前記Ｎ−チャンネルパワーＭＯＳＦＥＴの前記ドレイン端子と前記ゲート端子との間に介在し、第２抵抗、第２コンデンサ、上記第２コンデンサ側をアノードとした第２ダイオードをこの順に接続した直列ＲＣＤ回路部と、
スイッチングパルスによって、上記第２抵抗と上記第２コンデンサとの間のＲＣノードと前記直流電源の負極との導通をオン／オフするスイッチ素子とを含み、
前記第３ダイオード、前記直列ＲＣＤ回路部、及び、前記並列ＲＣＺ回路部が、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、前記直流電源を接続していない状態で負極性サージ電圧が印加されたとした場合に、
上記第３ダイオード、上記直列ＲＣＤ回路部、及び、上記並列ＲＣＤ回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を上回る大きさとなる関係に設定してある
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function according to claim 2 or 3,
The charge pump circuit unit,
A series RCD circuit section which is interposed between the drain terminal and the gate terminal of the N-channel power MOSFET, and which is connected in this order with a second resistor, a second capacitor, and a second diode having the second capacitor side as an anode. When,
A switching element for turning on/off conduction between an RC node between the second resistor and the second capacitor and a negative electrode of the DC power supply by a switching pulse;
The third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section,
When the negative polarity surge voltage is applied to the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function in a state where the DC power supply is not connected,
A relationship in which a transient gate-source voltage transiently generated by a current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCD circuit section exceeds the gate threshold voltage. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function set to. 請求項４に記載の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、
前記第３ダイオード、前記直列ＲＣＤ回路部、及び、前記並列ＲＣＺ回路部が、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を逆接続した場合に、
上記第３ダイオード、上記直列ＲＣＤ回路部、及び、前記並列ＲＣＺ回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を下回る大きさとなる関係に設定してある
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 The energization control circuit with the power supply reverse connection protection function according to claim 4,
The third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section,
When the DC power supply is reversely connected to the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function,
A relationship in which a transient gate-source voltage transiently generated by a current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section is smaller than the gate threshold voltage. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function set to.

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