JP2020127315A - Energization control circuit with power supply reverse connection protection function - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電池などの直流電源から通電制御用半導体素子などを用いて負荷への通電を制御する通電制御回路において、直流電源の極性を誤って逆接続した場合にも、通電制御用半導体素子などの破損を回避する電源逆接続保護機能を付加した、電源逆接続保護機能付きの通電制御回路に関する。 The present invention relates to an energization control circuit for controlling energization of a load from a DC power source such as a battery by using an energization control semiconductor element or the like, even if the polarity of the DC power source is reversed by mistake. The present invention relates to an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, which has a power supply reverse connection protection function added to avoid damage such as damage.
車載バッテリなどの直流電源から、モータやグロープラグ、ヒータ部を含み排気管を流れる微粒子(煤)を検知する微粒子センサなどの負荷への通電制御をする通電制御回路に、直流電源の正極と負極とを逆に接続する逆接続がされると、通電制御回路に過大な逆方向電流が流れて破損する場合がある。そこでこのような通電制御回路の破損を防止するべく、直流電源が逆接続された場合に逆方向電流が流れるのを防止する電源逆接続保護装置を設けたり、通電制御回路に電源逆接続保護回路部を付加した電源逆接続保護機能付きの通電制御回路とすることが知られている(例えば、引用文献1,2参照)。
Positive and negative poles of the DC power supply in the current control circuit that controls the current flow from the DC power supply such as the on-board battery to the load such as the particle sensor that detects the particles (soot) flowing through the exhaust pipe including the motor, glow plug and heater. If reverse connection is made by connecting and in reverse, an excessive reverse current may flow in the energization control circuit, resulting in damage. Therefore, in order to prevent such damage of the energization control circuit, a power supply reverse connection protection device that prevents reverse current from flowing when the DC power supply is reversely connected or a power supply reverse connection protection circuit is provided in the energization control circuit. It is known to provide an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function by adding a section (for example, refer to
ところで、モータやグロープラグなどのヒータ等の大電力が必要となる負荷を制御する通電制御回路においては、電源逆接続保護回路部を流れる電流が多くなるので、逆方向電流を阻止するスイッチ素子として、オン抵抗の低い、P−チャンネルパワーMOSFET(以下、単にPMOSともいう。)やN−チャンネルパワーMOSFET(以下、単にNMOSともいう。)を用いた電源逆接続保護回路部とすることが多い。
このうちスイッチ素子としてPMOSを用いた場合には、駆動回路の構成を簡単化しやすいが、NMOSに比してオン抵抗が高くなりがちであり、逆にオン抵抗の低いPMOSは高価格になりがちである。一方、NMOSは、PMOSに比してオン抵抗が低く、低価格であるが、ゲート電位を電源電位(ソース電位)より高くする必要があるため、NMOSを駆動する駆動回路が複雑になりがちである。
By the way, in an energization control circuit that controls a load such as a motor or a heater such as a glow plug that requires a large amount of electric power, a large amount of current flows in the power supply reverse connection protection circuit unit, so as a switching element that blocks a reverse current. In many cases, the power supply reverse connection protection circuit unit uses a P-channel power MOSFET (hereinafter, also simply referred to as PMOS) and an N-channel power MOSFET (hereinafter, simply referred to as NMOS) having low on-resistance.
When a PMOS is used as the switch element, the structure of the drive circuit is easy to simplify, but the ON resistance tends to be higher than that of the NMOS, and conversely, the PMOS having a low ON resistance tends to be expensive. Is. On the other hand, the NMOS has a lower on-resistance and is lower in price than the PMOS, but the gate potential needs to be higher than the power source potential (source potential), so that the driving circuit for driving the NMOS tends to be complicated. is there.
また、大電流を流しうるオン抵抗の低いパワーMOSFETは、耐電圧が低くなりがちであるものの、バッテリを逆接続した場合に掛かる程度の逆電圧では問題を生じることは少ない。しかし、車載された場合には、駆動電流の多いイグニッションコイルやモータなどの誘導性負荷を制御させたときに生じる逆起電力が電源ラインへ逆電圧として印加される場合がある。例えば車載EMC規格(ISO7637-2 pulse 1)では、12V系でピーク電圧Us=−75〜−150V,立上り時間tr=1μsec、継続時間td=2msec24V系でピーク電圧Us=−300〜−600V,立上り時間tr=3μsec、継続時間td=1msecの負極性サージ電圧を規定している。このような負極性サージ電圧が印加された場合には、パワーMOSFETが破壊される虞があるため、パワーMOSFETのドレイン−ソース間に並列に、バリスタやツェナーダイオードなどの高価な保護部品を接続しておく必要があった。 Further, a power MOSFET having a low on-resistance capable of passing a large current tends to have a low withstand voltage, but a reverse voltage which is applied when a battery is reversely connected does not cause a problem. However, when mounted on a vehicle, a back electromotive force generated when an inductive load such as an ignition coil or a motor having a large drive current is controlled may be applied as a reverse voltage to a power supply line. For example, according to the in-vehicle EMC standard (ISO7637-2 pulse 1), the peak voltage Us=-75 to -150V, the rise time tr=1 μsec, the duration td=2 msec in the 12V system, the peak voltage Us=-300 to -600V, the rise time in the 24V system. It defines a negative surge voltage with time tr=3 μsec and duration td=1 msec. When such a negative surge voltage is applied, the power MOSFET may be destroyed. Therefore, connect an expensive protection component such as a varistor or a Zener diode in parallel between the drain and source of the power MOSFET. I had to keep it.
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、スイッチ素子として、オン抵抗が低く、比較的価格も安いN−チャンネルパワーMOSFETを用いながらも、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタなど)をソース−ドレイン間に並列に設けなくとも、負極性サージ電圧によってNMOSが破壊されることを防止できる電源逆接続保護機能付き通電制御回路(以下、単に、制御回路ともいう)を提供する。 The present invention has been made in view of the above problems, and uses an N-channel power MOSFET having a low on-resistance and a relatively low price as a switch element, but an expensive protection component (zener diode, varistor, etc.). ) Is not provided in parallel between the source and the drain, there is provided an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function (hereinafter, also simply referred to as a control circuit) capable of preventing the NMOS from being destroyed by the negative surge voltage.
上記課題を解決するための本発明の一態様は、負荷の通電制御を行う通電制御回路部と、ソース端子を直流電源の正極側に、ドレイン端子を上記通電制御回路部側に接続したN−チャンネルパワーMOSFETによって、上記直流電源を逆接続した場合に上記通電制御回路部に逆方向電流が流れるのを阻止する電源逆接続保護回路部と、を備える電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、上記電源逆接続保護回路部は、上記N−チャンネルパワーMOSFETのゲート端子と上記ソース端子との間に並列に接続する、第1抵抗、第1コンデンサ、及び、アノードを上記ソース端子側にカソードを上記ゲート端子側にして上記ソース端子を基準とした上記ゲート端子と上記ソース端子との間のゲート−ソース間電圧の上限値を規定するツェナーダイオードからなる並列RCZ回路部、及び、上記直流電源の負極と上記ドレイン端子との間に、カソードを上記ドレイン端子側にして介在する第3ダイオードを有し、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、上記直流電源を正常に接続し、上記ゲート−ソース間電圧をゲートしきい値電圧以上の大きさとして上記N−チャンネルパワーMOSFETをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された場合に、上記並列RCZ回路部によって上記ゲート−ソース間電圧を上記ゲートしきい値電圧以上の大きさを保ち、上記N−チャンネルパワーMOSFETを継続してオンさせる電源逆接続保護機能付き通電制御回路である。 One embodiment of the present invention for solving the above-mentioned problem is an energization control circuit unit that controls energization of a load, an N-type in which a source terminal is connected to a positive electrode side of a DC power source and a drain terminal is connected to the energization control circuit unit side. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, comprising a power supply reverse connection protection circuit section that prevents a reverse current from flowing in the energization control circuit section when the DC power supply is reversely connected by a channel power MOSFET. The power supply reverse connection protection circuit unit includes a first resistor, a first capacitor, and an anode, which are connected in parallel between the gate terminal and the source terminal of the N-channel power MOSFET, on the source terminal side. A parallel RCZ circuit unit including a Zener diode that defines an upper limit value of a gate-source voltage between the gate terminal and the source terminal with the cathode as the gate terminal side and the source terminal as a reference, and the direct current Between the negative electrode of the power source and the drain terminal, a third diode is interposed with the cathode on the drain terminal side, and the DC power source is normally connected to the conduction control circuit with the power source reverse connection protection function. When a negative surge voltage is applied while the N-channel power MOSFET is turned on with the gate-source voltage set to a value equal to or higher than the gate threshold voltage, the gate is generated by the parallel RCZ circuit unit. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function that keeps the source-to-source voltage higher than the gate threshold voltage and continuously turns on the N-channel power MOSFET.
この電源逆接続保護機能付き通電制御回路では、直流電源を(逆接続でなく)正常に接続し、NMOSをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧(負極性高電圧パルス電圧)が印加された際にも、NMOSを継続してオンさせるので、NMOSのソース−ドレイン間には大きな負極性サージ電圧が掛からない。このため、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ)をソース−ドレイン間に並列に設けなくとも、この負極性サージ電圧によってNMOSが破壊されることを防止できる。 In this energization control circuit with reverse power supply protection function, a negative surge voltage (negative high voltage pulse voltage) is applied with the DC power supply normally connected (not reverse connection) and the NMOS turned on. Even in this case, since the NMOS is continuously turned on, a large negative surge voltage is not applied between the source and drain of the NMOS. For this reason, it is possible to prevent the NMOS from being destroyed by the negative surge voltage without providing an expensive protection component (zener diode, varistor) in parallel between the source and the drain.
なお、NMOSをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加することを規定する規格としては、車載EMC規格ISO7637-2が例示される。負極性サージの波形例としては、このISO7637-2のpulse 1に規定する、12V系でピーク電圧Us=−75〜−150V,立上り時間tr=1μsec、継続時間td=2msec24V系でピーク電圧Us=−300〜−600V,立上り時間tr=3μsec、継続時間td=1msecの波形が例示される。
Note that the vehicle-mounted EMC standard ISO7637-2 is exemplified as a standard that defines that a negative polarity surge voltage is applied with the NMOS turned on. As an example of the waveform of the negative polarity surge, the peak voltage Us=-75 to -150V in the 12V system, the rise time tr=1 μsec, the duration td=2 msec in the 12V system, which is specified in
さらに、上述の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記電源逆接続保護回路部は、ゲート端子に接続し、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を正常に接続したときに、前記ゲート−ソース間電圧を前記ゲートしきい値電圧以上の大きさとして前記N−チャンネルパワーMOSFETをオンさせるチャージポンプ回路部を有する電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Furthermore, in the energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, the power supply reverse connection protection circuit unit is connected to a gate terminal, and the DC power supply is normally connected to the energization control circuit with a power supply reverse connection protection function. At this time, it is preferable that the conduction control circuit with a power supply reverse connection protection function has a charge pump circuit section for turning on the N-channel power MOSFET by setting the gate-source voltage to a value higher than the gate threshold voltage.
NMOSをオンさせるには、ゲート−ソース間電圧Vgsをゲートしきい値電圧Vgsth以上の大きさとすることが求められるが、電源逆接続保護回路部のNMOSは、ソース端子を直流電源の正極側に接続しているので、上記条件を満たすには、ゲート電位を直流電源の正極電位(ソース電位)よりも、ゲートしきい値電圧Vgsth分以上、高電位とする必要がある。
これに対し、この制御回路では、NMOSのゲート端子にチャージポンプ回路が接続されているので、別途の電源等を用意することなく、直流電源を用いて、ゲート電位を高電位とすることができ、電源逆接続保護回路部のNMOSをオンさせることができる。
In order to turn on the NMOS, it is required that the gate-source voltage Vgs be greater than or equal to the gate threshold voltage Vgsth. However, in the NMOS of the power supply reverse connection protection circuit unit, the source terminal is connected to the positive side of the DC power supply. Since they are connected, the gate potential needs to be higher than the positive electrode potential (source potential) of the DC power source by the gate threshold voltage Vgsth or more to satisfy the above condition.
On the other hand, in this control circuit, since the charge pump circuit is connected to the gate terminal of the NMOS, the gate potential can be set to a high potential by using the DC power supply without preparing a separate power supply or the like. The NMOS of the power supply reverse connection protection circuit section can be turned on.
さらに上述の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記通電制御回路部は、前記直流電源を正常に接続した直後の前記N−チャンネルパワーMOSFETがオフである状態において、上記直流電源から上記N−チャンネルパワーMOSFETのボディーダイオードを通じて通電制御回路部に流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生する駆動電源部と、上記駆動電源部で発生した駆動電圧で駆動され、前記チャージポンプ回路部を駆動するスイッチングパルスを生成するマイクロコンピュータと、電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Further, in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function, the energization control circuit unit is configured to operate the DC power supply in a state where the N-channel power MOSFET is off immediately after the DC power supply is normally connected. A drive power supply unit that generates a drive voltage also by a forward current flowing through the conduction control circuit unit through the body diode of the N-channel power MOSFET, and a drive voltage generated by the drive power supply unit to drive the charge pump circuit unit. A microcomputer that generates a switching pulse to be driven and an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function may be used.
この制御回路では、通電制御回路部のうち駆動電源部を、NMOSがオフであっても、NMOSのボディーダイオードを流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生できるものとしている。また、この電源部で発生した駆動電圧で駆動されるマイクロコンピュータでスイッチングパルスを発生させている。
このようにして通電制御回路部の一部をなす駆動電源部及びマイクロコンピュータを兼用するので、チャージポンプ回路自体にスイッチングパルスを発生するパルス発生回路を設ける必要がなく、安価な制御回路とすることができる。
In this control circuit, the drive power supply section of the energization control circuit section is capable of generating the drive voltage even by the forward current flowing through the body diode of the NMOS even when the NMOS is off. Further, a switching pulse is generated by a microcomputer driven by the drive voltage generated by this power supply section.
In this way, since the drive power supply section forming a part of the energization control circuit section is also used as the microcomputer, it is not necessary to provide a pulse generation circuit for generating a switching pulse in the charge pump circuit itself, and an inexpensive control circuit is provided. You can
なお、NMOSがオフであっても、NMOSのボディーダイオードを流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生できる電源部としては、低電流で駆動できるスイッチングレギュレータやシリーズレギュレータが挙げられる。 A switching regulator or a series regulator that can be driven with a low current can be used as a power supply unit that can generate a drive voltage even when the NMOS is turned off by the forward current flowing through the body diode of the NMOS.
さらに、前2項の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記チャージポンプ回路部は、前記N−チャンネルパワーMOSFETの前記ドレイン端子と前記ゲート端子との間に介在し、第2抵抗、第2コンデンサ、上記第2コンデンサ側をアノードとした第2ダイオードをこの順に接続した直列RCD回路部と、スイッチングパルスによって、上記第2抵抗と上記第2コンデンサとの間のRCノードと前記直流電源の負極との導通をオン/オフするスイッチ素子とを含み、前記第3ダイオード、前記直列RCD回路部、及び、前記並列RCZ回路部が、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、前記直流電源を接続していない状態で負極性サージ電圧が印加されたとした場合に、上記第3ダイオード、上記直列RCD回路部、及び、上記並列RCD回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を上回る大きさとなる関係に設定してある電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Further, in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function according to the preceding 2 items, the charge pump circuit section is interposed between the drain terminal and the gate terminal of the N-channel power MOSFET, and the second resistance is provided. , A second capacitor, a series RCD circuit part in which a second diode having the second capacitor side as an anode is connected in this order, and an RC node between the second resistor and the second capacitor and the direct current by a switching pulse. A switching element for turning on/off conduction with a negative electrode of a power source, wherein the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section are included in the conduction control circuit with a power source reverse connection protection function, If a negative surge voltage is applied without connecting a DC power source, it is transiently generated by a current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCD circuit section. It is advisable to use an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function in which the transient gate-source voltage is set to have a magnitude exceeding the gate threshold voltage.
この通電制御を車載した場合、直流電源(バッテリ)との接続がOFF状態であっても、その他の回路が動作しており、その回路から発生する磁界により結合された誘導電流が流れる可能性がある。
これに対し、この制御回路では、チャージポンプ回路部に直列RCD回路部とスイッチ素子を含んでいる。そして、直流電源を接続していない状態で、所定の負極性サージ電圧(例えば、ISO7637-2 pulse 1に規定する負極性サージ電圧と同等の負極性サージ電圧、12V系でピーク電圧Us=−75〜−150V,立上り時間tr=1μsec、継続時間td=2msec、24V系でピーク電圧Us=−300〜−600V,立上り時間tr=3μsec、継続時間td=1msec)が印加された場合には、過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Vgspが、ゲートしきい値電圧Vgsthを上回る大きさとなる。即ち、この制御回路では、直流電源を接続していない状態で所定の負極性サージ電圧が掛かった場合には、過渡的にゲート−ソース間電圧Vgsがゲートしきい値電圧Vgsthを上回り、NMOSを過渡的にオンさせることができるので、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ)をNMOSのソース−ドレイン間に並列に設けなくとも、この負極性サージによってNMOSが破壊されることが防止される。またこれにより、電源逆接続保護回路部より後段(下流側)の通電制御回路部には、第3ダイオードの順方向電圧程度の電圧しか掛からないので、通電制御回路部に過渡的に大きな逆電圧が印加されることも防止できる。
When this energization control is installed in a vehicle, even if the connection with the DC power supply (battery) is in the OFF state, other circuits may be operating, and the induced current coupled by the magnetic field generated from that circuit may flow. is there.
On the other hand, in this control circuit, the charge pump circuit section includes a serial RCD circuit section and a switch element. A predetermined negative surge voltage (for example, a negative surge voltage equivalent to the negative surge voltage specified in ISO7637-2
なお、スイッチングパルスによって、RCノードと負極との接続をオン/オフするスイッチ素子としては、例えば、トランジスタやFETなどのスイッチング素子を用いることができる。
なお、直列RCD回路部及び並列RCZ回路部をなす第1抵抗R1、第1コンデンサC1、第2抵抗R2、第2コンデンサC2等の各素子の素子定数の大きさなどの選定を、過渡ゲート−ソース間電圧Vgspがゲートしきい値電圧Vgsthを上回る大きさとなる(Vgsp>Vgsth)ように適宜設定するとよく、例えば、負極性サージ印加時の過渡応答のシミュレーションを行って、各素子の定数の大きさなどを設定するとよい。
A switching element such as a transistor or FET can be used as the switching element that turns on/off the connection between the RC node and the negative electrode by the switching pulse.
In addition, the selection of the element constant size of each element such as the first resistor R1, the first capacitor C1, the second resistor R2, and the second capacitor C2 forming the series RCD circuit portion and the parallel RCZ circuit portion is performed by the transient gate- The source-to-source voltage Vgsp may be set appropriately so as to be higher than the gate threshold voltage Vgsth (Vgsp>Vgsth). For example, a transient response simulation at the time of applying a negative surge is performed to determine the large constant of each element. It is good to set the size.
さらに上述の電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、前記第3ダイオード、前記直列RCD回路部、及び、前記並列RCZ回路部が、上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を逆接続した場合に、上記第3ダイオード、上記直列RCD回路部、及び、前記並列RCZ回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を下回る大きさとなる関係に設定してある電源逆接続保護機能付き通電制御回路とすると良い。 Further, in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function, the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section are provided in the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function to the DC power supply. Is reversely connected, the transient gate-source voltage transiently generated by the current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section is equal to the gate threshold value. It is advisable to use an energization control circuit with a power supply reverse connection protection function that is set to have a relationship in which the voltage is below the voltage.
この制御回路では、直流電源を逆接続した際に過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Vgsrが、ゲートしきい値電圧Vgsthを下回る大きさとなる。即ち、この制御回路では、直流電源を逆接続した場合に、NMOSによって、継続して通電制御回路部に逆方向電流が流れるのを阻止できるほか、逆接続した直後に、過渡的にゲート−ソース間電圧Vgsがゲートしきい値電圧Vgsthを上回り、NMOSFETが過渡的にオンして、通電制御回路部に過渡的に逆方向電流が流れることをも防止することができ、さらに確実に通電制御回路部を逆方向電流から保護できる。 In this control circuit, the transient gate-source voltage Vgsr which is transiently generated when the DC power supply is reversely connected has a magnitude below the gate threshold voltage Vgsth. That is, in this control circuit, when the DC power supply is reversely connected, it is possible to prevent the reverse current from continuously flowing to the energization control circuit unit by the NMOS, and immediately after the reverse connection, the gate-source transiently flows. It is also possible to prevent the inter-current voltage Vgs from exceeding the gate threshold voltage Vgsth and the NMOSFET to transiently turn on to cause a reverse current to transiently flow in the energization control circuit section, and more reliably energization control circuit. The part can be protected from reverse current.
なお、直列RCD回路部及び並列RCZ回路部をなす第1抵抗R1、第1コンデンサC1、第2抵抗R2、第2コンデンサC2等の各素子の各定数の大きさなどの選定を、過渡ゲート−ソース間電圧がゲートしきい値電圧を下回る大きさとなる(Vgsr<Vgsth)ように適宜設定するとよく、例えば、直流電源の逆接続時における電源逆接続保護回路部の過渡応答のシミュレーションを行って、各素子の定数の大きさなどを設定するとよい。 In addition, the selection of the magnitude of each constant of each element such as the first resistor R1, the first capacitor C1, the second resistor R2, and the second capacitor C2 forming the series RCD circuit part and the parallel RCZ circuit part is performed by the transient gate- The voltage between sources may be appropriately set to be smaller than the gate threshold voltage (Vgsr<Vgsth). For example, a transient response of a power supply reverse connection protection circuit unit at the time of reverse connection of a DC power supply is simulated, It is advisable to set the size of the constant of each element.
(実施形態)
以下、本実施形態に係る微粒子センサSS及び微粒子センサSSを制御する制御回路1について、図面を参照しつつ説明する。図1は、車両に搭載したエンジンの図示しない排気管に微粒子センサSS及びこれを制御する制御回路1の機能ブロックの関係を示す説明図である。図2は、実施形態に係り、制御回路1のうち、電源逆接続保護回路部3の回路構成を示す回路図である。
(Embodiment)
Hereinafter, the particle sensor SS and the
微粒子センサSSは、車両に搭載したエンジンの図示しない排気管に装着され、排気管内を流通する排気ガス中のススなどの微粒子を検知する。微粒子センサSSは、金属製の排気管に固定され、その先端側の一部が排気管内に配置されて、排気ガスに曝される。微粒子センサSSは、放電部SSDとヒータ部SSHとを有している。この微粒子センサSSは、内部に導入された排気ガス中に含まれる微粒子に、放電部SSDで生じさせるコロナ放電によって発生させたイオンを付着させて排気管に排出する。ヒータ部SSHは、放電部SSDの各部に付着する微粒子を加熱により除去する。 The fine particle sensor SS is attached to an exhaust pipe (not shown) of an engine mounted on a vehicle and detects fine particles such as soot in exhaust gas flowing through the exhaust pipe. The particle sensor SS is fixed to a metal exhaust pipe, and a part of the tip end side thereof is arranged in the exhaust pipe and exposed to exhaust gas. The particle sensor SS has a discharge part SSD and a heater part SSH. The particle sensor SS attaches the ions generated by the corona discharge generated in the discharge part SSD to the particles contained in the exhaust gas introduced therein, and discharges the ions to the exhaust pipe. The heater part SSH removes the particles adhering to each part of the discharge part SSD by heating.
制御回路1は、直流電源であるバッテリBTを接続しスイッチSWを投入して動作させる電源逆接続保護機能付き通電制御回路であり、通電制御回路部2と電源逆接続保護回路部3とからなる。通電制御回路部2は、微粒子センサSSの放電部SSDを制御し、排気管に排出されたイオンの量に対応して流れるセンサ電流を検知して、微粒子の量を検知するほか、ヒータ部SSHの通電制御を行う。通電制御回路部2で通電制御を行う主な負荷は、ヒータ部SSHである。
The
通電制御回路部2は、電源逆接続保護回路部3を通じてバッテリ電圧Vbt(例えばVbt=12V)の供給を受け、レギュレータ21でマイクロコンピュータ22用の駆動電圧Vd(例えばVd=5V)を発生し、マイクロコンピュータ22を動作させる。マイクロコンピュータ22は、トランス制御回路241を動作(オンオフ)させて、絶縁トランス242の一次側コイルを流れる電流を制御することで、二次側コイルに高電圧を発生させる。放電出力制御回路部243は、絶縁トランス242の二次側コイルに発生した高電圧をさらに昇圧、整流し、微粒子センサSSの放電部SSDに印加し、コロナ放電を生じさせてイオンを発生させると共に、コロナ放電の放電電流(コロナ電流)の大きさを制御する。コロナ電流は、シャント抵抗244を通って絶縁トランス242の二次側コイルに戻るが、前述のように、微粒子センサSSにおいて排気ガス中に含まれる微粒子に付着させたイオンの分だけ減少している。コロナ電流測定回路部245は、シャント抵抗244に発生した電圧から、コロナ電流の大きさを測定し、マイクロコンピュータ22に入力する。マイクロコンピュータ22では、コロナ電流の制御に利用する。一方、イオン電流測定回路部246では、微粒子に付着させて排気管に排出したイオンに対応するイオン電流の大きさを測定し、マイクロコンピュータ22に入力する。マイクロコンピュータ22は、測定したイオン電流の大きさに対応する信号SGをエンジン制御装置ECUに送信する。
The energization
加えて、通電制御回路部2は、微粒子センサSSのヒータ部SSHの通電制御を行う。即ち、ヒータ部SSHに印加する電圧をオンオフするヒータドライバ23を、マイクロコンピュータ22により制御(例えばPWM制御)する。これにより、通電制御回路部2には、大きな負荷電流Iaが流れることになる。
In addition, the energization
一方、電源逆接続保護回路部3は、N−チャンネルパワーMOSFETであるNMOS34を含み、バッテリBTと通電制御回路部2との間に介在して、バッテリBTが図1において実線の矢印で示すように、正常に接続された場合(正極BTPが電源スイッチSW側に接続され、負極BTNが接地された場合)には、低抵抗で負荷電流Iaを流す。
On the other hand, the power supply reverse connection
その一方、図1において破線の矢印で示すように、バッテリBTが誤って逆接続された場合(負極BTNが電源スイッチSW側に接続され、正極BTPが接地された場合)には、破線で示す逆方向電流Irが流れるのを、NMOS34で阻止する。
これにより、逆方向電流Irが流れることで、通電制御回路部2のヒータドライバ23など各部が破壊したり性能劣化したりする不具合が防止される。
On the other hand, when the battery BT is erroneously reverse-connected (the negative electrode BTN is connected to the power switch SW side and the positive electrode BTP is grounded) as indicated by the dashed arrow in FIG. The
As a result, it is possible to prevent a problem that the reverse current Ir flows, and thus each part such as the
この電源逆接続保護回路部3の回路構成及び動作について、図2〜図9を参照して説明する。
電源逆接続保護回路部3は、NMOS34を有するほか、チャージポンプ回路部31、並列RCZ回路部32、直列RCD回路部33、第3ダイオードD3を含んでいる。NMOS34は、そのソース端子34SをバッテリBT側に、ドレイン端子34Dを通電制御回路部2側に接続している。NMOS34は、ゲート端子34Gのゲート電位Vgをソース端子34Sのソース電位Vsよりも高電位にすると、即ち、ゲート−ソース間電圧Vgsにゲートしきい値電圧Vgsth(本実施形態では、Vgsth=2.5V)を超える電圧を与えると、NMOS34をオン状態にさせることができる。これにより、バッテリBTから、NMOS34(ソース端子34S−ドレイン端子34D間)を通じて、通電制御回路部2に負荷電流Iaを流すことができる。特に、ゲート−ソース間電圧Vgsとして、ゲートしきい値電圧Vgsth(=2.5V)よりも十分大きな電圧(本実施形態では、例えばVgs=5V,10Vなど)を与えると、NMOS34を特に低抵抗でのオン状態にさせることができる。これにより、この低抵抗としたNMOS34を通じて、通電制御回路部2に大きな負荷電流Iaを流すことができる。
The circuit configuration and operation of the power supply reverse connection
The power supply reverse connection
まず、バッテリBTを正常に接続した場合について、図3,図4を参照して説明する。
バッテリBTが正常に接続された場合、バッテリBTの負極BTNが接地される一方、正極BTPがスイッチSWを介して制御回路1の電源逆接続保護回路部3に接続される。図4に示すように、時間t0でスイッチSWが投入されると、この時点ではNMOS34は未だオフ状態であるが、NMOS34の破線で示すボディーダイオード34bを通る順方向電流Imが通電制御回路部2に流れる。すると、レギュレータ21が作動して駆動電圧Vdを生成し、マイクロコンピュータ22を作動させる。このため、時間t1以降、マイクロコンピュータ22は、方形波状のスイッチングパルス22spを発生し、電源逆接続保護回路部3の次述するチャージポンプ回路部31を作動させる。
First, the case where the battery BT is normally connected will be described with reference to FIGS. 3 and 4.
When the battery BT is normally connected, the negative electrode BTN of the battery BT is grounded, while the positive electrode BTP is connected to the power supply reverse connection
電源逆接続保護回路部3のチャージポンプ回路31は、第3抵抗R3、第1ダイオードD1、第2コンデンサC2、トランジスタTR,第2抵抗R2、第2ダイオードD2からなる。これらのうち、スイッチSWを介してバッテリBTの正極BTPに接続された第3抵抗R3、アノードD1aを第3抵抗R3側とした第1ダイオードD1、第2コンデンサC2、及び、第2コンデンサC2にコレクタ端子TRCを接続しエミッタ端子TREを接地したトランジスタTRは、この順に接続されて直列回路をなしている。また、NMOS34のドレイン端子34Dに接続された第2抵抗R2、第2コンデンサC2、アノードD2aを第2コンデンサC2側としカソードD2cをNMOS34のゲート端子34Gに接続した第2ダイオードD2は、この順に接続されて直列RCD回路部33をなしている。なお、トランジスタTRは、直列RCD回路部33の第2抵抗R2と第2コンデンサC2とを接続するRCノード311にエミッタ端子TREを接続しており、ベース端子TRBに入力された、前述のマイクロコンピュータ22からのスイッチングパルス22spによってオンオフが繰返される。
The
このため、時間t1以降、まずトランジスタTRがオンすると、図3に破線の矢印で示すように、スイッチSWを介してバッテリBTから、第3抵抗R3、第1ダイオードD1、第2コンデンサC2、トランジスタTRに電流が流れるので、第2コンデンサC2にはその端子間電圧が概ねVbt−Vfになるまで徐々にチャージされる。なお、Vfは、各ダイオード(D1,D2,D3)の順方向電圧である。NMOS34のソース端子34S及びドレイン端子34Dの電位はバッテリBTの電圧Vbtであるので、次いで、トランジスタTRがオフすると、図3に一点鎖線の矢印で示すように、第2コンデンサC2の端子間電圧が逆向きに加わるので、図4に示すように、NMOS34のゲート端子34Gのゲート電位Vgは、概ね2Vbt−2Vfになるまで徐々に増加する。従って、ゲート−ソース間電圧Vgs(=Vg−Vs)は、飽和した継続ゲート−ソース間電圧Vgsc(=Vbt−2Vf)となるまで増加し、ゲートしきい値電圧Vgsthを大きく超える(Vgsc>Vgsth、例えばVgsc=10Vとなる)ため、NMOS34が低抵抗のオン状態となる。これにより、通電制御回路部2の検知回路24のほかヒータドライバ23を動作させることができ、微粒子センサSSのヒータ部SSHに流す電流を含めた大きな負荷電流Iaを流すことができるようになる。
Therefore, after the time t1, when the transistor TR is first turned on, the third resistor R3, the first diode D1, the second capacitor C2, and the transistor are connected from the battery BT through the switch SW, as shown by a dashed arrow in FIG. Since a current flows through TR, the second capacitor C2 is gradually charged until the voltage across its terminals becomes approximately Vbt-Vf. Note that Vf is the forward voltage of each diode (D1, D2, D3). Since the potentials of the
このように、この制御回路1では、NMOS34のゲート端子34Gにチャージポンプ回路部31が接続されているので、ゲート電位VgをバッテリBTの正極電位であるソース電位Vsよりも、ゲートしきい値電圧Vgsth以上、高電位とすることができる。かくして、別途の電源等を用意することなく、バッテリBTを用いてNMOS34をオンさせることができる。
また、この制御回路1では、通電制御回路部2のうちレギュレータ21を、NMOS34がオフであっても、NMOS34のボディーダイオード34bを流れる順方向電流Imによっても駆動電圧Vdを発生できるものとしている。また、このレギュレータ21で発生した駆動電圧Vdで駆動されるマイクロコンピュータ22でスイッチングパルス22spを発生させている。
このようにして通電制御回路部2の一部をなすレギュレータ21及びマイクロコンピュータ22を兼用するので、チャージポンプ回路部31自体にスイッチングパルスを発生するパルス発生回路を設ける必要がなく、安価な制御回路1とすることができる。
As described above, in the
Further, in the
In this way, since the
さらに、電源逆接続保護回路部3には、NMOS34のゲート端子34Gとソース端子34Sとの間に並列に、並列RCZ回路部32が設けられている。具体的には、第1抵抗R1と、第1コンデンサC1と、及び、ツェナー電圧VzでアノードZDaをソース端子34S側としたツェナーダイオードZDの並列回路からなる。このため、チャージポンプ回路部31によって生成された継続ゲート−ソース間電圧Vgscは、第1コンデンサC1にチャージされると共に、第1抵抗R1を通じて放電される。ツェナーダイオードZDは、ゲート−ソース間電圧Vgsが過大となり、ツェナー電圧Vzを越えると導通して、NMOS34を保護する。なお、NMOS34のゲート容量Cgも第1コンデンサC1に並列に存在し、継続ゲート−ソース間電圧Vgscの電圧までチャージされている。
Further, in the power supply reverse connection
一方、図2に破線で示すように、バッテリBTを逆接続してスイッチSWをオンした場合には、NMOS34のゲート−ソース間電圧Vgsはほぼゼロとなり、NOMS34はオフのままとなるので、このNMOS34のボディーダイオードにより、破線で示す通電制御回路部2からバッテリBTに向かう逆方向電流Irが流れることが防止される。なお、バッテリBTを逆接続した瞬間の過渡的な現象については、図7,図8を用いて後述する。
On the other hand, as shown by the broken line in FIG. 2, when the battery BT is reversely connected and the switch SW is turned on, the gate-source voltage Vgs of the
次に、この制御回路1にバッテリBTを正常に接続しスイッチSWをオンして、前述のようにチャージポンプ回路部31を動作させ、NMOS34をオンとした状態下で、負極性サージ電圧を印加した場合の、電源逆接続保護回路部3の動作を、図5,図6を参照して説明する。具体的には、図6(a)に示す、ISO7637-2 pulse 1に準拠した負極性サージ電圧を想定する。即ち、電源電圧として、バッテリ電圧Vbtが時間t2まで印加されており、その後、ごく短時間、電源電圧が0Vとなった後、時間t3に、電源電圧に−Vpuのピーク電圧(例えば−Vpu=−600V),立上り時間tr=3μsec、継続時間td=1msecの負極性サージ電圧が印加され、その後、時間t4に再びバッテリ電圧Vbtが印加されるパターンを想定する。
Next, the battery BT is normally connected to the
この場合、電源逆接続保護回路部3は、以下のように動作する(図5参照)。時間t2までは、正常にバッテリBTが接続され、バッテリ電圧Vbtが印加されているので、前述したようにチャージポンプ回路部31が作動して、ゲート−ソース間電圧Vgsが継続ゲート−ソース間電圧Vgscとなり、NMOS34が低抵抗のオン状態となることで、通電制御回路部2に低抵抗で負荷電流Iaを流すことができている。
このため、チャージポンプ回路部31が作動しない時間t2〜t4の間、第1コンデンサC1及びNMOS34のゲート容量Cgにチャージされていた電荷が第1抵抗R1を通じて徐々に放電される。このため、図6(b)に示すように、チャージポンプ回路部31が作動しない時間t2〜t4の間は、時定数τ=R1(C1+Cg)の自然対数のカーブに従って、ゲート−ソース間電圧Vgsが、当初の継続ゲート−ソース間電圧Vgscから徐々に低下する。
In this case, the power supply reverse connection
Therefore, during the time t2 to t4 when the charge
なお、本実施形態の電源逆接続保護回路部3では、図6(b)に示すように、少なくともチャージポンプ回路部31が作動しない時間(時間t2〜t4)の間、ゲート−ソース間電圧Vgsが、ゲートしきい値電圧Vgsthよりも大きな値となるように、第1抵抗R1の抵抗値、及び第1コンデンサC1の静電容量を選択している。
In the power supply reverse connection
このように、本実施形態の制御回路1は、通電制御回路部2と、NMOS34によって、バッテリBTを逆接続した場合に通電制御回路部2に逆方向電流Irが流れるのを阻止する電源逆接続保護回路部3と、を備える。しかも、電源逆接続保護回路部3は、NMOS34のゲート端子34Gとソース端子34Sとの間に並列に接続する並列RCZ回路部32、及び、バッテリBTの負極BTNとドレイン端子34Dとの間に、アノードD3aをドレイン端子34D側にして介在する第3ダイオードD3を有し、制御回路1に、バッテリBTを正常に接続し、ゲート−ソース間電圧Vgsをゲートしきい値電圧Vgsth以上の大きさとして、NMOS34をオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された場合に、並列RCZ回路部32によってゲート−ソース間電圧Vgsをゲートしきい値電圧Vgsth以上の大きさを保ち、NMOS34を継続してオンさせる。
このように、本実施形態の制御回路1の電源逆接続保護回路部3では、バッテリBTを(逆接続でなく)正常に接続し、NMOS34をオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された際にも、負極性サージの継続時間(時間t3〜t4)を含むチャージポンプ回路部31が作動しない時間(時間t2〜t4)に亘って、NMOS34を継続してオン状態とすることができるので、NMOSのソース−ドレイン間には大きな負極性サージ電圧(負極性高電圧パルス電圧)が掛からない。このため、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ)をソース端子34S−ドレイン端子34D間に並列に設けなくとも、この負極性サージ電圧によってNMOS34が破壊されることを防止できる。
As described above, the
As described above, in the power supply reverse connection
次いで、この制御回路1に破線で示すようにバッテリBTを逆接続した場合の、ゲート−ソース間電圧Vgsの過渡的な変化について、図7、図8を参照して説明する。
図7に破線で示すように、制御回路1にバッテリBTを逆接続し、図8(a)に示すように、スイッチSWを時間t5にオンした場合、定常的には、前述したように、NMOS34により、逆方向電流Irが流れるのが防止される。
Next, a transient change of the gate-source voltage Vgs when the battery BT is reversely connected to the
When the battery BT is reversely connected to the
但し、過渡的には、ゲート−ソース間電圧Vgsは、図8(b)に示すように変化する。即ち、図7に破線で示すように、バッテリBTを逆接続し、図8(a)に示すように、スイッチSWを時間t5にオンして逆電圧−Vbtを印加した場合、NMOS34がオフ状態とされているので、瞬間的に、図7に一点鎖線で示すように、第3ダイオードD3、及び、直列RCD回路部33(第2抵抗R2、第2コンデンサC2、第2ダイオードD2の直列回路)に過渡逆電流Ibrが流れる。さらに過渡逆電流Ibrは、並列RCZ回路部を通じて、逆接続されたバッテリBTの負極BTNに向けて流れる。このため、時間t5に生じるピーク電圧の過渡ゲート−ソース間電圧Vgsrは、概ね、第3ダイオードD3及び直列RCD回路部33(第2抵抗R2、第2コンデンサC2、第2ダイオードD2の直列回路)の過渡的な合成インピーダンスZpと、並列RCZ回路部32及びNMOS34のゲート容量Cgによる過渡的な合成インピーダンスZqとの比で分圧された大きさVgsr=(Vbt・Zq/(Zp+Zq))となり、以降、ゲート−ソース間電圧Vgsは徐々に減衰してVgs=0に戻る電圧変化を生じる。
However, transiently, the gate-source voltage Vgs changes as shown in FIG. That is, when the battery BT is reversely connected as shown by the broken line in FIG. 7 and the switch SW is turned on at time t5 and the reverse voltage −Vbt is applied as shown in FIG. 8A, the
もし、この過渡ゲート−ソース間電圧Vgsrが、NMOS34のゲートしきい値電圧Vgsthを越える場合には、過渡的な僅かな時間ではあるがNMOS34がオン状態となり、通電制御回路部2に逆方向電流Irが流れる虞がある。
そこで、本実施形態の電源逆接続保護回路部3では、図8(b)に示すように過渡ゲート−ソース間電圧Vgsrが、NMOS34のゲートしきい値電圧Vgsthを越えない(Vgsr<Vgsth)ように、第3ダイオードD3及び直列RCD回路部33の過渡的な合成インピーダンスZp、及び、並列RCZ回路部32等の過渡的な合成インピーダンスZqを適切な大きさとする。具体的には、合成インピーダンスZp,Zqが適切な大きさになるように、第3ダイオードD3、直列RCD回路部33をなす第2抵抗R2、第2コンデンサC2、及び第2ダイオードD2の回路定数などの特性、及び、並列RCZ回路部32をなす第1抵抗R1、第1コンデンサC1、ツェナーダイオードZD、及びNMOS34のゲート容量Cgの回路定数などの特性を考慮して各素子を選択する。
If the transient gate-source voltage Vgsr exceeds the gate threshold voltage Vgsth of the
Therefore, in the power supply reverse connection
即ち、本実施形態の制御回路1では、制御回路1にバッテリBTを逆接続した場合に、第3ダイオードD3、直列RCD回路部33、及び、並列RCZ回路部32を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Vgsrが、ゲートしきい値電圧Vgsthを下回る大きさとなる関係に設定してある。
このため、この制御回路1では、バッテリBTを逆接続した場合に、NMOS34によって、継続して通電制御回路部2に逆方向電流Irが流れるのを阻止できるほか、逆接続した直後に、過渡ゲート−ソース間電圧Vgsrがゲートしきい値電圧Vgsthを上回り、NMOS34が過渡的にオンして、通電制御回路部2に過渡的に逆方向電流Irが流れることをも防止することができ、さらに確実に通電制御回路部2を逆方向電流Irから保護できる。
That is, in the
Therefore, in the
次いで、この制御回路1にバッテリBTを接続せず(スイッチSWをオフとし)、NMOS34をオフとした状態下で負極性サージ電圧が印加された場合の、ゲート−ソース間電圧Vgsの過渡的な変化について、図7、図9を参照して説明する。
Next, when the negative surge voltage is applied under the condition that the battery BT is not connected to the control circuit 1 (the switch SW is turned off) and the
図7に示すように、バッテリBTを接続するスイッチSWをオフとした状態で、他の回路が動作しており、その回路から発生する磁界により結合された誘導電流が流れるなど、何らかの理由で、図9(a)に示すように、時間t6に、ISO7637-2 pulse 1に規定する負極性サージ電圧と同等の負極性サージ電圧、即ち、ピーク電圧が−Vqu(例えば−Vqu=−600V)、立上り時間tr=3μsec、継続時間td=1msecの負極性サージ電圧が印加されたとする。すると、NMOS34がオフ状態とされているので、ゲート−ソース間電圧Vgsは、図9(b)に示すように変化する。即ち、制御回路1に時間t6に負極性サージ電圧が印加されると、NMOS34がオフ状態とされているので、瞬間的に、図7に一点鎖線で示すように、第3ダイオードD3、及び、直列RCD回路部33(第2抵抗R2、第2コンデンサC2、第2ダイオードD2の直列回路)に過渡逆電流Ibpが流れる。さらに過渡逆電流Ibpは、並列RCZ回路部を通じて、逆接続されたバッテリBTの負極BTNに向けて流れる。このため、時間t6に生じる過渡ゲート−ソース間電圧Vgspは、概ね、第3ダイオードD3及び直列RCD回路部33(第3ダイオードD3、第2抵抗R2、第2コンデンサC2、第2ダイオードD2の直列回路)の過渡的な合成インピーダンスZpと、並列RCZ回路部32及びNMOS34のゲート容量Cgによる過渡的な合成インピーダンスZqとの比で分圧された大きさVgsp=(Vqu・Zq/(Zp+Zq))となり、以降、ゲート−ソース間電圧Vgsは徐々に減衰してVgs=0に戻る電圧変化を生じる。
As shown in FIG. 7, while the switch SW connecting the battery BT is turned off, another circuit is operating, and an induced current coupled by a magnetic field generated from the circuit flows for some reason. As shown in FIG. 9A, at time t6, a negative polarity surge voltage equivalent to the negative polarity surge voltage specified in ISO7637-2
但し、前述のバッテリBTを逆接続した場合とは異なり、負極性サージ電圧のピーク電圧−Vquの大きさは、バッテリ電圧Vbtよりも遙かに大きい(Vqu>>Vbt)。このため、図9(b)に示すように、過渡ゲート−ソース間電圧Vgspは、時間t6〜t7の期間、NMOS34のゲートしきい値電圧Vgsthを越える。このため、時間t6〜t7の期間、NMOS34が低抵抗のオン状態となり、第3ダイオードD3からNMOS34を通じてサージ逆電流Ip2が流れるので、NMOS34に大きな負極性サージ電圧が掛からず、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ)をソース端子34S−ドレイン端子34D間に並列に設けなくとも、逆極性サージによりNMOS34が破壊されるのを防止することができる。
However, unlike the case where the battery BT is reversely connected, the magnitude of the peak voltage −Vqu of the negative surge voltage is much larger than the battery voltage Vbt (Vqu>>Vbt). Therefore, as shown in FIG. 9B, the transient gate-source voltage Vgsp exceeds the gate threshold voltage Vgsth of the
なお、本実施形態の制御回路1の電源逆接続保護回路部3では、図8(b)に示すように過渡ゲート−ソース間電圧Vgspが、NMOS34のゲートしきい値電圧Vgsthを越えるように、第3ダイオードD3及び直列RCD回路部33の過渡的な合成インピーダンスZp、及び、並列RCZ回路部32及びゲート容量Dgの過渡的な合成インピーダンスZqを適切な大きさとする。具体的には、合成インピーダンスZp,Zqが適切な大きさになるように、第3ダイオードD3、直列RCD回路部33(第2抵抗R2、第2コンデンサC2、及び第2ダイオードD2)の回路定数などの特性、及び、並列RCZ回路部32(第1抵抗R1、第1コンデンサC1、ツェナーダイオードZD)、及びNMOS34のゲート容量Cgなど各素子の回路定数などの特性を考慮して各素子を選択する。
In the power supply reverse connection
このように制御回路1では、チャージポンプ回路部31に直列RCD回路部33とスイッチ素子であるトランジスタTRを含んでいる。そして、バッテリBTを接続していない状態で負極性サージ電圧が印加された際に、過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧Vgspが、ゲートしきい値電圧Vgsthを上回る大きさとなる。即ち、この制御回路1では、バッテリBTを接続していない状態で負極性サージ電圧が掛かった場合には、過渡ゲート−ソース間電圧Vgspがゲートしきい値電圧Vgsthを上回り、NMOS34を過渡的にオンさせることができるので、高価な保護部品(ツェナーダイオード、バリスタ)をNMOS34のソース端子34Sとドレイン端子34Dとの間に並列に設けなくとも、この負極性サージによってNMOS34が破壊されることが防止される。またこれにより、電源逆接続保護回路部3より後段(下流側)の通電制御回路部2には、第3ダイオードD3の順方向電圧Vf程度の電圧しか掛からないので、通電制御回路部2に過渡的に大きな逆方向電流が流れることも防止できる。
As described above, in the
なお、この制御回路1では、チャージポンプ回路部31の直列RCD回路部33を、負極性サージ電圧が掛かった場合やバッテリBTの逆接続の場合に、NMOS34をオンさせるための過渡ゲート−ソース間電圧Vgsの確保にも兼用している。このため、この制御回路1は、安価でありながら、負極性サージ電圧やバッテリBTの逆接続によってNMOS34が破壊されることを防止できる。
In the
以上では、本発明を実施形態に即して説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、適宜変更して適用できることはいうまでもない。 Although the present invention has been described above according to the embodiment, it is needless to say that the present invention is not limited to the above embodiment and can be appropriately modified and applied without departing from the scope of the invention.
1 制御回路(電源逆接続保護機能付き通電制御回路)
2 通電制御回路部
21 レギュレータ(駆動電源部)
Vd (レギュレータで発生する)駆動電圧
22 マイクロコンピュータ
22sp (チャージポンプ回路部を駆動する)スイッチングパルス
3 電源逆接続保護回路部
31 チャージポンプ回路部
R2 第2抵抗
R3 第3抵抗
C2 第2コンデンサ
D1 第1ダイオード
D1a (第1ダイオードの)アノード
D1c (第1ダイオードの)カソード
D2 第2ダイオード
D2a (第2ダイオードの)アノード
D2c (第2ダイオードの)カソード
Vf (ダイオードの)順方向電圧
TR トランジスタ(スイッチ素子)
TRC (トランジスタの)コレクタ端子
TRE (トランジスタの)エミッタ端子
TRB (トランジスタの)ベース端子
311 RCノード
32 並列RCZ回路部
R1 第1抵抗
C1 第1コンデンサ
ZD ツェナーダイオード
ZDa (ツェナーダイオードの)アノード
ZDc (ツェナーダイオードの)カソード
Vz (ゲート−ソース間電圧の上限値、ツェナーダイオードの)ツェナー電圧
Zq (並列RCZ回路部及びゲート容量の過渡的な)合成インピーダンス
33 直列RCD回路部
D3 第3ダイオード
D3a (第3ダイオードの)アノード
D3c (第3ダイオードの)カソード
Zp (第3ダイオード及び直列RCD回路部の過渡的な)合成インピーダンス
34 NMOS(N−チャンネルパワーMOSFET)
34S ソース端子
34D ドレイン端子
34G ゲート端子
34b (NMOSの)ボディーダイオード
Cg ゲート容量
Vs ソース電位
Vg ゲート電位
Vgs ゲート−ソース間電圧
Vgsc 継続ゲート−ソース間電圧
Vgsth ゲートしきい値電圧
Vgsr,Vgsp 過渡ゲート−ソース間電圧
BT バッテリ(直流電源)
BTP (バッテリの)正極
BTN (バッテリの)負極
Vbt バッテリ電圧
SW 電源スイッチ
SS 微粒子センサ
SSH ヒータ部(負荷)
−Vpu (負極性サージ電圧の)ピーク電圧
−Vqu (負極性サージ電圧の)ピーク電圧
Ia 負荷電流
Ir 逆方向電流
Im (NMOSのボディーダイオードの)順方向電流
Ibr,Ibp 過渡逆電流
Ip1,Ip2 サージ逆電流
1 control circuit (energization control circuit with power supply reverse connection protection function)
2 Energization
Vd (generated by regulator) 22
TRC (transistor) collector terminal TRE (transistor) emitter terminal TRB (transistor)
34S source terminal
BTP (battery) positive electrode BTN (battery) negative electrode Vbt battery voltage SW power switch SS particle sensor SSH heater part (load)
-Vpu (negative polarity surge voltage) peak voltage -Vqu (negative polarity surge voltage) peak voltage Ia load current Ir reverse current Im (forward NMOS body diode) forward current Ibr, Ibp transient reverse current Ip1, Ip2 surge Reverse current
Claims (5)
ソース端子を直流電源の正極側に、ドレイン端子を上記通電制御回路部側に接続したN−チャンネルパワーMOSFETによって、上記直流電源を逆接続した場合に上記通電制御回路部に逆方向電流が流れるのを阻止する電源逆接続保護回路部と、を備える
電源逆接続保護機能付き通電制御回路であって、
上記電源逆接続保護回路部は、
上記N−チャンネルパワーMOSFETのゲート端子と上記ソース端子との間に並列に接続する、
第1抵抗、
第1コンデンサ、及び、
アノードを上記ソース端子側にカソードを上記ゲート端子側にして上記ソース端子を基準とした上記ゲート端子と上記ソース端子との間のゲート−ソース間電圧の上限値を規定するツェナーダイオードからなる
並列RCZ回路部、及び、
上記直流電源の負極と上記ドレイン端子との間に、カソードを上記ドレイン端子側にして介在する第3ダイオードを有し、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、上記直流電源を正常に接続し、上記ゲート−ソース間電圧をゲートしきい値電圧以上の大きさとして上記N−チャンネルパワーMOSFETをオンさせた状態下で、負極性サージ電圧を印加された場合に、上記並列RCZ回路部によって上記ゲート−ソース間電圧を上記ゲートしきい値電圧以上の大きさを保ち、上記N−チャンネルパワーMOSFETを継続してオンさせる
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 An energization control circuit unit that controls energization of the load,
With the N-channel power MOSFET having the source terminal connected to the positive electrode side of the DC power supply and the drain terminal connected to the energization control circuit section side, a reverse current flows in the energization control circuit section when the DC power supply is reversely connected. A power supply reverse connection protection circuit section, which includes a power supply reverse connection protection function,
The power supply reverse connection protection circuit section,
Connecting in parallel between the gate terminal and the source terminal of the N-channel power MOSFET,
First resistance,
A first capacitor, and
A parallel RCZ including a Zener diode that defines an upper limit value of a gate-source voltage between the gate terminal and the source terminal with the source terminal as a reference, with the anode being the source terminal side and the cathode being the gate terminal side. Circuit part, and
Between the negative electrode of the DC power supply and the drain terminal, there is a third diode with the cathode being on the side of the drain terminal,
Under the condition that the DC power supply is normally connected to the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function, and the N-channel power MOSFET is turned on with the gate-source voltage set to a value higher than the gate threshold voltage. Then, when a negative surge voltage is applied, the parallel RCZ circuit unit keeps the gate-source voltage at a level equal to or higher than the gate threshold voltage, and continuously turns on the N-channel power MOSFET. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function.
前記電源逆接続保護回路部は、
ゲート端子に接続し、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を正常に接続したときに、前記ゲート−ソース間電圧を前記ゲートしきい値電圧以上の大きさとして前記N−チャンネルパワーMOSFETをオンさせるチャージポンプ回路部を有する
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function according to claim 1,
The power supply reverse connection protection circuit unit,
Connect to the gate terminal,
Charge for turning on the N-channel power MOSFET by setting the gate-source voltage to a value equal to or higher than the gate threshold voltage when the DC power supply is normally connected to the energization control circuit having the power supply reverse connection protection function. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function having a pump circuit section.
前記通電制御回路部は、
前記直流電源を正常に接続した直後の前記N−チャンネルパワーMOSFETがオフである状態において、
上記直流電源から上記N−チャンネルパワーMOSFETのボディーダイオードを通じて通電制御回路部に流れる順方向電流によっても駆動電圧を発生する駆動電源部と、
上記駆動電源部で発生した駆動電圧で駆動され、前記チャージポンプ回路部を駆動するスイッチングパルスを生成するマイクロコンピュータと、を有する
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 The energization control circuit with the power supply reverse connection protection function according to claim 2,
The energization control circuit unit,
In a state in which the N-channel power MOSFET is off immediately after the DC power supply is normally connected,
A driving power supply unit for generating a driving voltage also by a forward current flowing from the DC power supply to the conduction control circuit unit through the body diode of the N-channel power MOSFET;
An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function, comprising: a microcomputer driven by a drive voltage generated by the drive power supply unit to generate a switching pulse for driving the charge pump circuit unit.
前記チャージポンプ回路部は、
前記N−チャンネルパワーMOSFETの前記ドレイン端子と前記ゲート端子との間に介在し、第2抵抗、第2コンデンサ、上記第2コンデンサ側をアノードとした第2ダイオードをこの順に接続した直列RCD回路部と、
スイッチングパルスによって、上記第2抵抗と上記第2コンデンサとの間のRCノードと前記直流電源の負極との導通をオン/オフするスイッチ素子とを含み、
前記第3ダイオード、前記直列RCD回路部、及び、前記並列RCZ回路部が、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に、前記直流電源を接続していない状態で負極性サージ電圧が印加されたとした場合に、
上記第3ダイオード、上記直列RCD回路部、及び、上記並列RCD回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を上回る大きさとなる関係に設定してある
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function according to claim 2 or 3,
The charge pump circuit unit,
A series RCD circuit section which is interposed between the drain terminal and the gate terminal of the N-channel power MOSFET, and which is connected in this order with a second resistor, a second capacitor, and a second diode having the second capacitor side as an anode. When,
A switching element for turning on/off conduction between an RC node between the second resistor and the second capacitor and a negative electrode of the DC power supply by a switching pulse;
The third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section,
When the negative polarity surge voltage is applied to the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function in a state where the DC power supply is not connected,
A relationship in which a transient gate-source voltage transiently generated by a current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCD circuit section exceeds the gate threshold voltage. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function set to.
前記第3ダイオード、前記直列RCD回路部、及び、前記並列RCZ回路部が、
上記電源逆接続保護機能付き通電制御回路に前記直流電源を逆接続した場合に、
上記第3ダイオード、上記直列RCD回路部、及び、前記並列RCZ回路部を通じて過渡的に流れる電流によって過渡的に発生する過渡ゲート−ソース間電圧が、前記ゲートしきい値電圧を下回る大きさとなる関係に設定してある
電源逆接続保護機能付き通電制御回路。 The energization control circuit with the power supply reverse connection protection function according to claim 4,
The third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section,
When the DC power supply is reversely connected to the energization control circuit with the power supply reverse connection protection function,
A relationship in which a transient gate-source voltage transiently generated by a current transiently flowing through the third diode, the series RCD circuit section, and the parallel RCZ circuit section is smaller than the gate threshold voltage. An energization control circuit with a power supply reverse connection protection function set to.
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- 2019-02-05 JP JP2019019147A patent/JP2020127315A/en active Pending
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