JP2020126016A - Flux gate magnetic field sensor and method for adjusting the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、フラックスゲート磁界センサ及びそれの調節方法に関し、より詳しくは、同期検波のタイミングを適切に調節することによって極めて良好な温度特性を有するフラックスゲート磁界センサ、及びそのための調節方法に関する。 The present invention relates to a fluxgate magnetic field sensor and a method of adjusting the same, and more particularly, to a fluxgate magnetic field sensor having an extremely good temperature characteristic by appropriately adjusting the timing of synchronous detection, and an adjusting method therefor.
磁界センサの一種である基本波型直交フラックスゲートセンサは、磁性コアの励磁磁界と測定対象の磁界が互いに直交関係にある小型のフラックスゲートセンサである。これは、励磁磁界を発生させる励磁電流として交流電流に直流バイアス電流を重畳させることで、低雑音化、高感度化、基本波信号での磁界検出等を実現したものである（特許文献１）。基本波型直交フラックスゲートでは、磁性コアの磁気異方性等により出力に大きなオフセットが発生しうるため、これを抑制するバイアススイッチングと呼ばれる方法が提案されている（特許文献２）。そのバイアススイッチングでは、上述の励磁電流における直流バイアス電流の極性を（及び場合によっては直流バイアス電流の極性と同時に交流電流の位相も）所定の周期で交番に切り替えたうえで、励磁電流の各極性下で検出された信号を減算処理（直流バイアス電流の極性のみを切り替えた場合）もしくは加算・平均化処理（直流バイアス電流の極性に加えて交流電流の位相も切り替えた場合）することで、オフセットおよびそのドリフトを相殺し安定化を図っている。 A fundamental wave type orthogonal fluxgate sensor, which is a kind of magnetic field sensor, is a small-sized fluxgate sensor in which an exciting magnetic field of a magnetic core and a magnetic field to be measured are in an orthogonal relationship with each other. This realizes low noise, high sensitivity, magnetic field detection with a fundamental wave signal, etc. by superimposing a DC bias current on an AC current as an exciting current for generating an exciting magnetic field (Patent Document 1). .. In the fundamental wave type orthogonal flux gate, a large offset may occur in the output due to the magnetic anisotropy of the magnetic core, etc. Therefore, a method called bias switching for suppressing this has been proposed (Patent Document 2). In the bias switching, the polarity of the DC bias current in the above-mentioned exciting current is switched alternately (and in some cases, the polarity of the DC bias current as well as the phase of the AC current) at a predetermined cycle, and then each polarity of the exciting current is changed. Offset by subtracting the signal detected below (when switching the polarity of the DC bias current only) or adding/averaging (when switching the phase of the AC current in addition to the polarity of the DC bias current) And the drift is offset and it is trying to stabilize.
基本波型直交フラックスゲートセンサにおいて、センサ部周辺で温度変化があると、センサの機械的変形を引き起こすほかに、磁性コア内の異方性を変化させる。そして、これらの影響が検出信号中に現れることで、オフセットが温度に依存してドリフトする。上述のとおり、既存のバイアススイッチングは励磁電流の極性を反転させて得られる検出信号を加減算することでオフセットとなる成分を相殺する。基本波型直交フラックスゲートセンサにおいては、磁性コアとして典型的にはアモルファス磁性ワイヤにピックアップコイルを巻いた構造のセンサ部が使用され、これによって外部磁界量を変調したピックアップ信号が取得される。このようなセンサ部は、ワイヤ物性の異方性の影響を直に受けて出力に現われるオフセットレベルが大きく、その温度安定性が極めて悪い（数十ｎＴ／℃程度）ところ、励磁電流の極性を周期的に反転させて検波波形を平均化することで、そのようなオフセットレベルの変動をキャンセルすることができ、０．１ｎＴ／℃〜１ｎＴ／℃程度の温度安定性が得られる。しかしながら、磁性コアの物性や、励磁電流の極性反転を実現する回路等の影響により、励磁電流の極性に応じて得られるピックアップ信号のうち、オフセットの成分は実際には真に等価とはならず、アンバランスが存在する。そのため加減算では相殺できずに残留するオフセット由来の信号成分が存在し、これにより従来技術では、出力に現われるオフセットの温度ドリフトの抑制には、限界やバラつきがあった。すなわち、従来技術のバイアススイッチングにおいては、センサ部の温度変化に対する出力の変動割合である温度係数を向上させることは困難であった。しかし、そのような温度による出力変動は、一般に小さければ小さいほど望ましい。特に、激しい温度変化にさらされる宇宙機用等の用途で使用するためには、更なる改善が必要である。 In the fundamental wave type orthogonal fluxgate sensor, if the temperature changes around the sensor part, it causes mechanical deformation of the sensor and also changes the anisotropy in the magnetic core. Then, when these influences appear in the detection signal, the offset drifts depending on the temperature. As described above, the existing bias switching cancels the offset component by adding and subtracting the detection signal obtained by inverting the polarity of the exciting current. In the fundamental wave type orthogonal fluxgate sensor, a sensor unit having a structure in which a pickup coil is wound around an amorphous magnetic wire is typically used as a magnetic core, and a pickup signal in which the amount of external magnetic field is modulated is obtained by this. Such a sensor unit is directly affected by the anisotropy of the physical properties of the wire, has a large offset level appearing in the output, and has extremely poor temperature stability (several tens of nT/° C.). By periodically inverting and averaging the detected waveform, such a variation in offset level can be canceled, and temperature stability of about 0.1 nT/°C to 1 nT/°C can be obtained. However, due to the physical properties of the magnetic core and the effect of the circuit that realizes the polarity reversal of the exciting current, the offset component of the pickup signal obtained according to the polarity of the exciting current is not actually equivalent. , There is an imbalance. Therefore, there is a signal component derived from the offset that cannot be canceled by the addition and subtraction and remains, so that in the conventional technology, there is a limit or variation in suppressing the temperature drift of the offset that appears in the output. That is, in the conventional bias switching, it was difficult to improve the temperature coefficient, which is the change rate of the output with respect to the temperature change of the sensor unit. However, in general, the smaller the output fluctuation due to such temperature, the more desirable. In particular, further improvement is required for use in applications such as spacecraft that are exposed to severe temperature changes.
上述のように、センサ部周辺で温度変化があると、オフセットが温度に依存してドリフトする。これに対して、バイアススイッチングにより励磁電流の極性を反転させて得られるピックアップ信号を加減算することでオフセットとなる成分を相殺するようにしても、それらの間に存在するアンバランスのために加減算では完全にはオフセット成分を相殺できず、残留するオフセット由来の信号成分が存在する。このように、オフセットの温度ドリフトの抑制には限界があった。 As described above, when there is a temperature change around the sensor unit, the offset drifts depending on the temperature. On the other hand, even if the offset signal is canceled by adding and subtracting the pickup signal obtained by reversing the polarity of the exciting current by bias switching, the addition and subtraction cannot be performed due to the imbalance existing between them. The offset component cannot be canceled out completely, and there is a residual offset-derived signal component. Thus, there is a limit to the suppression of offset temperature drift.
バイアススイッチングでは、センサ部からピックアップされた信号は、励磁電流の交流成分と同期させて検波することによって出力を得ている。その際に、同期のタイミングは、センサの感度や雑音の特性が最良になるように調節されるのが通常である。なぜなら、センサの計測性能の基本となる指標は感度や雑音であるのが通常だからである。そして、この状態で得られる温度係数が磁性コア物性や回路上の限界として永らく改善はなされなかった。これは、温度変化が激しい宇宙機用等の用途では特に問題であり、本センサの実用を妨げているものの、適切な改善策は見つかっていなかった。そのような、励磁極性に応じたオフセット成分のアンバランスを積極的に利用して温度係数を改善することなども、まったく考えられてこなかった。 In the bias switching, the signal picked up from the sensor section is detected by synchronizing with the AC component of the exciting current to obtain an output. At this time, the synchronization timing is usually adjusted so that the sensitivity and noise characteristics of the sensor are optimized. This is because the indicators that are the basis of the measurement performance of the sensor are usually sensitivity and noise. The temperature coefficient obtained in this state has not been improved for a long time as a physical property of the magnetic core or a limit on the circuit. This is a particular problem in applications such as spacecraft where the temperature changes drastically, and although it impedes the practical use of this sensor, no appropriate improvement measures have been found. It has never been considered to improve the temperature coefficient by positively utilizing the unbalance of the offset component according to the exciting magnetic pole property.
上記の課題は以下のような特徴をもつ本願発明によって解決される。すなわち、本発明は、極性が周期的に反転させられる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流が流される、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアに巻回されたピックアップコイルからのピックアップ信号を同期検波器が交流電流と周波数が同期した参照信号の位相を参照して同期検波することにより検波信号を出力し、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去してセンサ出力を生成するフラックスゲート磁界センサにおいて、同期検波器は、センサ出力の温度係数が実質的に最小となるような参照信号との位相関係でピックアップ信号を同期検波するものであることを特徴とする。本発明は、交流電流は、直流バイアス電流と同じ周期で極性が周期的に反転させられるように構成してもよい。本発明は、参照信号の位相を調節する移相器をさらに含み、その移相器は、同期検波器での同期検波における参照信号との位相関係が、センサ出力の温度係数が実質的に最小となるように参照信号の位相を調節するように構成できる。本発明は、励磁電流の位相を調節する移相器をさらに含み、その移相器は、同期検波器での同期検波における参照信号との位相関係が、センサ出力の温度係数が実質的に最小になるように励磁電流の位相を調節するように構成できる。本発明は、さらに、直流バイアス電流が正極性の周期と直流バイアス電流が負極性の周期で、位相の調節量（移相量）を異なる量に設定できるようにも構成できる。 The above problems can be solved by the present invention having the following features. That is, the present invention is wound around a magnetic core made of an elongated magnetic body to which a magnetic field to be detected is applied, in which an exciting current in which a direct current bias current whose polarity is periodically inverted is superimposed on an alternating current is applied. A synchronous detector detects the pickup signal from the pickup coil by synchronously detecting it by referring to the phase of the reference signal whose frequency is synchronized with the alternating current, and outputs the detection signal, and removes the signal that does not correspond to the magnetic field detected from the detection signal. In the fluxgate magnetic field sensor that generates the sensor output by using the synchronous detector, the synchronous detector synchronously detects the pickup signal in a phase relationship with the reference signal such that the temperature coefficient of the sensor output is substantially minimized. Characterize. The present invention may be configured such that the polarity of the alternating current is periodically inverted at the same period as the direct current bias current. The present invention further includes a phase shifter that adjusts the phase of the reference signal, and the phase shifter has a phase relationship with the reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector, and the temperature coefficient of the sensor output is substantially minimum. The phase of the reference signal can be adjusted so that The present invention further includes a phase shifter that adjusts the phase of the exciting current, and the phase shifter has a phase relationship with a reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector, and the temperature coefficient of the sensor output is substantially minimum. The phase of the exciting current can be adjusted so that The present invention can be further configured such that the amount of phase adjustment (the amount of phase shift) can be set to different amounts in a cycle in which the DC bias current has a positive polarity and a cycle in which the DC bias current has a negative polarity.
また本発明は、極性が周期的に反転させられる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流が流される、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアに巻回されたピックアップコイルからのピックアップ信号を同期検波器が交流電流と周波数が同期した参照信号の位相を参照して同期検波することにより検波信号を出力し、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去してセンサ出力を生成するフラックスゲート磁界センサにおいて、同期検波器は、直流バイアス電流を変化させたときの直流バイアス電流によるセンサ出力の変化が実質的に最小となるような参照信号との位相関係でピックアップ信号を同期検波することを特徴とするようにも構成できる。本発明は、参照信号の位相を調節する移相器をさらに含み、その移相器は、直流バイアス電流を変化させたときの直流バイアス電流によるセンサ出力の変化が実質的に最小となるように参照信号の位相を調節するように構成できる。本発明は、励磁電流の位相を調節する移相器をさらに含み、その移相器は、同期検波器での同期検波における参照信号との位相関係が、直流バイアス電流を変化させたときの直流バイアス電流によるセンサ出力の変化が実質的に最小となるように励磁電流の位相を調節するように構成できる。 Further, according to the present invention, a pickup wound around a magnetic core made of an elongated magnetic body to which a magnetic field to be detected is applied, in which an exciting current in which a direct current bias current whose polarity is periodically inverted is superimposed on an alternating current is passed. The synchronous detector detects the pickup signal from the coil by detecting the signal that does not correspond to the magnetic field detected from the detected signal by synchronously detecting by referring to the phase of the reference signal whose frequency is synchronized with the alternating current. In a fluxgate magnetic field sensor that generates a sensor output by using a synchronous detector, the synchronous detector has a phase relationship with a reference signal that minimizes the change in the sensor output due to the DC bias current when the DC bias current is changed. It can also be configured so that the pickup signal is synchronously detected. The present invention further includes a phase shifter for adjusting the phase of the reference signal, such that the change in the sensor output due to the DC bias current when the DC bias current is changed is substantially minimized. It can be configured to adjust the phase of the reference signal. The present invention further includes a phase shifter that adjusts the phase of the exciting current, and the phase shifter has a phase relationship with a reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector that is a direct current when the direct current bias current is changed. The phase of the exciting current can be adjusted so that the change in the sensor output due to the bias current is substantially minimized.
また本発明は、フラックスゲート磁界センサの同期検波器での交流電流と周波数が同期した参照信号との位相関係を、好適と予想される位相関係を含む範囲内で段階的に変化させ、変化させられたそれぞれの位相において、励磁電流を少なくとも２つの電流値に変化させ、２つの電流値におけるセンサ出力の差が最小となる位相関係を同期検波における参照信号との位相関係として選択する方法とすることもできる。 Further, the present invention changes the phase relationship between the alternating current and the frequency-synchronized reference signal in the synchronous detector of the fluxgate magnetic field sensor stepwise within a range including the phase relationship expected to be preferable, and changing the phase relationship. In each of the obtained phases, the exciting current is changed to at least two current values, and the phase relationship that minimizes the difference between the sensor outputs at the two current values is selected as the phase relationship with the reference signal in synchronous detection. You can also
本発明は、バイアススイッチングの回路中に、ピックアップ信号と同期検波における参照信号との位相関係を調節可能とする機構を設けたことにより、励磁電流の各極性に応じたピックアップ信号内に含まれるオフセット成分が、センサ温度変化に対し最もバランスする状態で検波され相殺されることを可能とする。これによって、リアルタイムに、かつオープンループ構成かフィードバック構成かにかかわらず、従来は相殺時にアンバランスとして残留していたオフセットオフセット成分を減少させ、温度係数を低減することが可能となる。本発明の構成により、リアルタイムで基本波型直交フラックスゲートセンサにおける温度係数を、従来技術と比較して１／６以下とすることが可能となる。 The present invention provides a mechanism for adjusting the phase relationship between the pickup signal and the reference signal in the synchronous detection in the bias switching circuit, so that the offset included in the pickup signal according to each polarity of the exciting current. It allows the components to be detected and canceled in the most balanced manner with respect to sensor temperature changes. This makes it possible to reduce the temperature coefficient in real time, regardless of whether it is an open loop configuration or a feedback configuration, by reducing the offset offset component that has conventionally remained as an imbalance at the time of cancellation. With the configuration of the present invention, the temperature coefficient of the fundamental wave type orthogonal flux gate sensor can be reduced to 1/6 or less in real time as compared with the conventional technique.
（従来のフラックスゲート磁界センサの構造）
これから図面を参照して、本願発明の説明を行う。まず、本願発明の前提となる、従来のフラックスゲート磁界センサ１００の構造について説明する。図１は、従来のフラックスゲート磁界センサ１００の概略回路図である。この回路では、検出した磁界を打ち消すような電流をピックアップコイルに流すことにより、磁性体の特性の良好な領域でセンサを動作させるクローズドループの構成を採用している。
(Structure of conventional fluxgate magnetic field sensor)
The present invention will now be described with reference to the drawings. First, the structure of a conventional fluxgate
フラックスゲート磁界センサ１００は、直流重畳交流励磁部１０１、移相器１０２、励磁極性スイッチング部１０３、センサ部１０４、ボルテージフォロア１０５、増幅器１０６、同期検波器１０７、ローパスフィルタ１０８、積分器１０９、フィードバック抵抗１１０、出力端子１１１から構成される。この例では、移相器１０２は、直流重畳交流励磁部１０１内の交流源の直後に配置されている。交流源は周波数ｆＨｚの交流電流を発生させるが、それと所定の位相関係で同期検波をさせるための参照信号も出力することが通常である。参照信号は方形波とすることが多いため、図１において交流源のシンボルは、正弦波と方形波の両方を表わすものとして記載している。
The fluxgate
直流重畳交流励磁部１０１は、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流を提供する回路である。直流重畳交流励磁部１０１は、後段の励磁極性スイッチング部１０３とともにバイアススイッチング方式の励磁回路を構成する。 The DC superimposed AC exciter 101 is a circuit that provides an exciting current in which a DC bias current is superimposed on an AC current. The DC superimposed AC excitation unit 101 constitutes a bias switching type excitation circuit together with the excitation magnetic pole switching unit 103 in the subsequent stage.
移相器１０２は、直流重畳交流励磁部１０１の励磁電流の交流成分の位相を調節する回路である。移相器１０２は、信号の位相をある調節量（移相量）だけずらすことによって調節する。図１の例では、移相器１０２は直流重畳交流励磁部１０１内に備えられ、励磁電流の交流成分のみの位相を調節している。従来技術においては、励磁電流の位相（そして、同期検波における励磁電流との位相関係）は、フラックスゲート磁界センサ１００の感度が最大（クローズドループ構成においては雑音が最小）となるように調節される。センサ部１０４からの出力であるピックアップ信号は、同期検波器１０７によって、それが参照する参照信号との位相関係に応じて同期検波されるが、移相器１０２は、その位相関係を調節するものであり、センサ部１０４からの出力に対して最大の検波感度が得られるように位相関係を調節するものである。移相器１０２は、位相を動的に調節するものではなく、一旦、最適な位相の移動量を移相量として設定すると、それを保持して、その移相量だけ位相をずらす。移相器１０２は、典型的には、オペアンプで構成された遅延回路である。
The
励磁極性スイッチング部１０３は、センサ部１０４に流す励磁電流の極性を周期的に切り替える回路である。これにより、直流バイアス電流成分は周期的に極性が切り替えられ、バイアススイッチング方式による励磁電流がセンサ部１０４の磁性コアに供給される。励磁極性スイッチング部１０３は、極性の切り替えの周期を決定する、周波数がｆbsＨｚのクロックを有しており、それによって極性を切り替えるスイッチが駆動され、励磁電流は周期的に極性が切り替えられる。周波数ｆbsのクロックは典型的には励磁電流の交流成分の周波数を整数分の一で分周して使用される。図１に示すように励磁極性スイッチング部１０３が直流重畳交流励磁部１０１からの出力をスイッチングする場合、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられることになり、励磁電流（直流バイアス電流）の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。 The exciting magnetic polarity switching unit 103 is a circuit that periodically switches the polarity of the exciting current flowing through the sensor unit 104. As a result, the polarity of the DC bias current component is periodically switched, and the exciting current by the bias switching method is supplied to the magnetic core of the sensor unit 104. The exciting magnetic polarity switching unit 103 has a clock having a frequency of f bs Hz for determining the cycle of polarity switching, which drives the switch for switching the polarity, and the polarity of the exciting current is periodically switched. The clock having the frequency f bs is typically used by dividing the frequency of the alternating-current component of the exciting current by a fraction. As shown in FIG. 1, when the exciting magnetic polarity switching unit 103 switches the output from the DC superimposing AC exciting unit 101, the phase of the AC current is also inverted in synchronization with the switching of the polarity of the DC bias current. For each polarity of the current (DC bias current), the offset component due to the magnetic anisotropy appears with the opposite polarity, and the sensitivity component of the magnetic field appears with the same polarity.
なお、励磁電流とは、直流バイアス電流を交流電流に重畳させたものである。直流バイアス電流成分について言及するときは、文脈に応じて、直流バイアス電流、励磁電流の直流成分、直流励磁電流などの他の表現を用いることがあり、また、交流電流成分について言及するときは、文脈に応じて、交流励磁電流、励磁電流の交流成分などの他の表現を用いることがある。 The exciting current is a DC bias current superposed on an alternating current. When referring to the direct current bias current component, other expressions such as direct current bias current, direct current component of exciting current, direct current exciting current, etc. may be used depending on the context, and when referring to alternating current component, Depending on the context, other expressions such as an alternating exciting current and an alternating current component of the exciting current may be used.
センサ部１０４は、測定対象の外部の磁界を検出するセンサ素子であり、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、その磁性コアに巻回されたピックアップコイルを有する。 The sensor unit 104 is a sensor element that detects a magnetic field external to the measurement target, and includes a magnetic core made of an elongated magnetic body to which the detected magnetic field is applied, and a pickup coil wound around the magnetic core.
ボルテージフォロア１０５は、センサ部１０４からのピックアップ信号を、インピーダンスを変換することにより、後段に正確に伝達するための構成要素である。増幅器１０６は、ボルテージフォロア１０５からの出力を適切なレベルに増幅する構成要素である。図１においては、ボルテージフォロア１０５からの出力は、キャパシタを通過させて交流成分のみを取りだし、後段の増幅器１０６に送られる。なお、ボルテージフォロア１０５、増幅器１０６、およびそれらの間のキャパシタは、ピックアップ信号を適切なレベルで正確に伝達させるための付加的な構成であり、本発明においては必ずしも必要ない。 The voltage follower 105 is a component for accurately transmitting the pickup signal from the sensor unit 104 to the subsequent stage by converting the impedance. The amplifier 106 is a component that amplifies the output from the voltage follower 105 to an appropriate level. In FIG. 1, the output from the voltage follower 105 is passed through a capacitor and only the AC component is taken out, and is sent to the amplifier 106 at the subsequent stage. The voltage follower 105, the amplifier 106, and the capacitor between them are additional components for accurately transmitting the pickup signal at an appropriate level, and are not necessarily required in the present invention.
同期検波器１０７は、増幅器１０６から出力された、センサ部１０４からのピックアップ信号に対して、同期検波を行う回路の構成要素である。同期検波器１０７は、センサ部１０４のピックアップコイルに誘起される誘起電圧であるピックアップ信号を、励磁電流における交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波することにより、センサ出力を定めることになる検波信号とする。同期検波器１０７は、センサ部１０４からのピックアップ信号に対して直流重畳交流励磁部１０１の励磁電流の交流成分と同一の周波数を持つ参照信号との位相関係に応じて、検波を行うものである。
The
ここで、同期検波は、検波される信号に、信号が正弦波で搬送される場合は、その正弦波を乗算することで行うことができる。励磁電流の交流成分により外部磁界を変調しているため、励磁電流の交流成分である正弦波をピックアップ信号に乗算することによって同期検波を行うことができるが、通常は、アナログスイッチなどで同期検波回路が簡単に構成できる、正弦波ではなく方形波が乗算に使用される。すなわち、方形波は振幅が１，−１であるため、それとの乗算結果は、方形波の振幅が１の時にピックアップ信号を同じ極性で通過させ、方形波の振幅が−１の時にピックアップ信号を極性を反転させて通過させることにより、同期検波を行うことができる。ここでは、参照信号の符号によってゲートコントロール（通過させるピックアップ信号の極性を反転させるか否かの制御）を行わせるために、参照信号として励磁電流の交流成分に周波数及び位相が同期した方形波を使用している。 Here, the synchronous detection can be performed by multiplying the detected signal by the sine wave when the signal is carried by the sine wave. Since the external magnetic field is modulated by the AC component of the excitation current, synchronous detection can be performed by multiplying the sine wave, which is the AC component of the excitation current, by the pickup signal. A square wave, rather than a sine wave, is used for the multiplication, the circuit is simple to construct. That is, since the square wave has an amplitude of 1 and -1, the result of multiplication with it is that when the amplitude of the square wave is 1, the pickup signal is passed with the same polarity, and when the amplitude of the square wave is -1, the pickup signal is Synchronous detection can be performed by reversing the polarity and passing it. Here, in order to perform gate control (control whether to reverse the polarity of the pickup signal to be passed) by the sign of the reference signal, a square wave whose frequency and phase are synchronized with the AC component of the exciting current is used as the reference signal. I'm using it.
同期検波器１０７には、励磁電流の交流成分と同一の周波数の信号が参照信号として入力されており、それによって、検波するピックアップ信号との位相関係が決定される。図１においては、参照信号の伝達経路は、直流重畳交流励磁部１０１内の周波数ｆＨｚの交流源から同期検波器１０７に向けた破線で示されている。これにより、例えば、参照信号の半周期（例えば振幅が１の時）はピックアップ信号を同じ極性で通過させ、参照信号の残りの半周期（例えば振幅が−１の時）はピックアップ信号の極性を反転させることによって、直流重畳交流励磁部１０１が発生する交流成分に同期させた検波を行う。
A signal having the same frequency as the AC component of the exciting current is input to the
ローパスフィルタ１０８は、同期検波器１０７からの出力である検波信号を平均化する回路の構成要素である。これにより、検波信号から検出する磁界の大きさを表す磁界検出信号を取り出す。この例では、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられており、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われるため、検波信号を加算（平均化により実現）することにより、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号が求められる。
The low-pass filter 108 is a component of a circuit that averages the detection signal output from the
積分器１０９は、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合において、ローパスフィルタ１０８から出力される磁界検出信号を積分する回路の構成要素である。積分器１０９の出力は、後述するフィードバック抵抗１１０を経て、センサ部１０４のピックアップコイルを通じて、センサ部１０４の磁性コアに対して磁界による負帰還のフィードバックをかける。結果的に積分器１０９の入力となる磁界検出信号は、このフィードバックの偏差を表わし、積分器１０９は磁界検出信号をゼロに近づける制御を行うことになる。 The integrator 109 is a constituent element of a circuit that integrates the magnetic field detection signal output from the low pass filter 108 when the system is operated in the closed loop configuration. The output of the integrator 109 is fed back to the magnetic core of the sensor unit 104 by negative feedback due to a magnetic field through a feedback resistor 110, which will be described later, through the pickup coil of the sensor unit 104. As a result, the magnetic field detection signal input to the integrator 109 represents the deviation of this feedback, and the integrator 109 controls the magnetic field detection signal to approach zero.
フィードバック抵抗１１０は、積分器１０９から出力されたフィードバック信号を負帰還させてセンサ部１０４のピックアップコイルに入力させる際の、フィードバック信号が通過する抵抗である。負帰還により、センサ部１０４のピックアップコイルには、測定対象の外部磁界を打ち消すような磁界が発生させられる。フィードバック信号によって流れる電流が、測定対象の外部磁界に対応するものであり、その電流値をフィードバック抵抗１１０で電圧として検出したものが、測定対象の外部磁界の大きさを表わすセンサ出力となる。 The feedback resistor 110 is a resistor through which the feedback signal passes when the feedback signal output from the integrator 109 is negatively fed back and input to the pickup coil of the sensor unit 104. Due to the negative feedback, a magnetic field that cancels the external magnetic field to be measured is generated in the pickup coil of the sensor unit 104. The current flowing by the feedback signal corresponds to the external magnetic field to be measured, and the current value detected by the feedback resistor 110 as a voltage is the sensor output indicating the magnitude of the external magnetic field to be measured.
出力端子１１１は、フィードバック抵抗１１０を流れる電流を、外部磁界の大きさを表わす電圧に変換したセンサ出力を外部に出力させるノードである。 The output terminal 111 is a node that outputs a sensor output obtained by converting the current flowing through the feedback resistor 110 into a voltage representing the magnitude of the external magnetic field.
（従来のフラックスゲート磁界センサの動作）
次に、本願発明の前提となる、従来のフラックスゲート磁界センサ１００の動作について説明する。図７は、フラックスゲート磁界センサの概略構造を示す図である。図７の（ａ）には、センサ部１０４の模式図が示されている。アモルファス磁性ワイヤが上下方向に伸びており、それにピックアップコイルが巻回されている。アモルファス磁性ワイヤの円周方向をｘ方向、長手方向をｚ方向とする。検出される外部磁界は、ｚ方向でアモルファス磁性ワイヤに流入する。励磁電流が図で下から上に流れると、その励磁電流による磁界はｘ方向であり、検出される外部磁界の方向と直交する。図７の（ｂ）には、直流重畳交流励磁部１０１から出力される、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた波形が示されている。励磁極性のスイッチングはまだ行われていないため、片バイアスの状態である。アモルファス磁性ワイヤ内には一軸性の異方性Ｋuがあり、励磁磁界、異方性、外部磁界のエネルギーが最小化する位置で磁化Ｊsが振動することとなる。この振動のｚ軸射影がピックアップコイルに電圧を誘導し、それをピックアップ信号として取り出すことができる。この電圧には外部磁界の影響が変調されており、同期検波により出力を取り出すことができる。外部磁界がない時も異方性の影響でオフセットが発生するが、直流バイアス電流の極性を反転させることによって励磁極性の極性を反転すれば、一軸性の対称性により、オフセットの大きさを保ったまま、オフセットの極性も反転することとなる。この性質を利用し、周期的に励磁極性を反転して出力を加算（平均化）することで、出力に現れるオフセットを抑制することが可能である。図７の（ｃ）には、そのような反転をさせるための、励磁極性スイッチング部１０３から出力される、周期的に極性が切り替えられた、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流の波形が示されている。
(Operation of conventional fluxgate magnetic field sensor)
Next, the operation of the conventional fluxgate
次に、センサ部１０４においてピックアップコイルからピックアップされる信号の波形（ピックアップ信号の波形）や磁化のベクトル図を示して、波形の説明を行う。以下において、単に「正極性」と言えば直流バイアス電流が正極性の場合を、単に「負極性」と言えば直流バイアス電流が負極性の場合をいう。図８は、正極性におけるフラックスゲート磁界センサのセンサ部の磁化の説明図である。図８の（ａ）には、ピックアップ信号の波形が示されている。励磁電流による磁化のｚ軸射影をＪs・ｓｉｎ（θ（ｔ））としたとき、それの時間微分がピックアップコイルに誘導される。誘導されたピックアップ信号の波形は、アモルファス磁性ワイヤの一軸性の異方性Ｋuによって生じるオフセットを含んでいる。図８の（ｂ）には、外部磁界Ｈex、アモルファス磁性ワイヤの一軸性の異方性Ｋu、励磁磁界Ｈ（ｔ）に対するアモルファス磁性ワイヤの磁化Ｊsの方向を示す図が示されている。外部磁界Ｈexは、クローズドループ制御のため、ゼロと見なすことができる。ｘ軸には、励磁磁界Ｈ（ｔ）＝Ｈac・ｓｉｎ（２πｆｔ）＋Ｈdc（Ｈacは交流励磁磁界、Ｈdcは直流バイアス磁界）が印加されており、また、ｚ軸成分も有する異方性Ｋuが存在している。これらの外部磁界Ｈex、異方性Ｋu、励磁磁界Ｈ（ｔ）により、アモルファス磁性ワイヤの磁化Ｊsが生じる。磁化Ｊsの円周方向からの角度を角度θ0とすると、励磁磁界Ｈ（ｔ）が交流成分によって振動することにより、角度θ0はそれと同じ周波数で振動する。図８の（ｃ）には、励磁磁界Ｈ（ｔ）が示されている。励磁磁界Ｈ（ｔ）が正のピークのときに、それに影響されて角度θ0は小さくなり、励磁磁界Ｈ（ｔ）が負のピークのときに、それの影響が小さくなることにより角度θ0は大きくなる。すなわち、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（１）で正のピークの時に磁化Ｊsは励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向に最も引き寄せられ、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（２）で負のピークのときに磁化Ｊsは励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向から最も離れる。そして、磁化のｚ軸成分であるＪs・ｓｉｎ（θ0）の成分がピックアップコイルと鎖交する磁束を発生させて、ピックアップコイルにピックアップ信号を発生させる。 Next, the waveform of the signal picked up from the pickup coil in the sensor unit 104 (waveform of the pickup signal) and the vector diagram of magnetization will be described to describe the waveform. In the following, simply saying “positive polarity” means that the DC bias current has positive polarity, and simply saying “negative polarity” means that the DC bias current has negative polarity. FIG. 8: is explanatory drawing of the magnetization of the sensor part of the flux gate magnetic field sensor in positive polarity. In FIG. 8A, the waveform of the pickup signal is shown. When the z-axis projection of the magnetization due to the exciting current is J s ·sin(θ(t)), its time derivative is induced in the pickup coil. The waveform of the induced pick-up signal contains an offset caused by the uniaxial anisotropy K u of the amorphous magnetic wire. FIG. 8B shows a diagram showing the directions of the external magnetic field H ex , the uniaxial anisotropy K u of the amorphous magnetic wire, and the magnetization J s of the amorphous magnetic wire with respect to the exciting magnetic field H(t). There is. The external magnetic field H ex can be regarded as zero because of the closed loop control. An excitation magnetic field H(t)=H ac ·sin(2πft)+H dc (H ac is an AC excitation magnetic field, H dc is a DC bias magnetic field) is applied to the x-axis, and also has a z-axis component. The directional Ku is present. The magnetization J s of the amorphous magnetic wire is generated by the external magnetic field H ex , the anisotropy K u , and the exciting magnetic field H(t). When the angle of the magnetization J s from the circumferential direction is the angle θ 0 , the exciting magnetic field H(t) vibrates due to the AC component, so that the angle θ 0 vibrates at the same frequency as that. The exciting magnetic field H(t) is shown in (c) of FIG. When the exciting magnetic field H(t) has a positive peak, the angle θ 0 becomes smaller due to it, and when the exciting magnetic field H(t) has a negative peak, the effect becomes smaller, so that the angle θ 0 becomes smaller. Grows. That is, when the exciting magnetic field H(t) has a positive peak at (1), the magnetization J s is most attracted in the direction of the exciting magnetic field H(t), and the exciting magnetic field H(t) has a negative peak at (2). Sometimes the magnetization J s is furthest away from the direction of the magnetic field H(t). Then, the component of J s ·sin(θ 0 ) which is the z-axis component of the magnetization generates a magnetic flux that links the pickup coil, and a pickup signal is generated in the pickup coil.
次に、直流バイアス電流の極性を反転させた場合の説明をする。図９は、負極性におけるフラックスゲート磁界センサのセンサ部の磁化の説明図である。この例は、直流バイアス電流の極性を反転させると共に、それが重畳される交流電流の位相も反転させている。図９は、図８と同様に、図９の（ａ）にピックアップ信号の波形、図９の（ｂ）にアモルファス磁性ワイヤの磁化Ｊsの方向、図９（ｃ）に励磁磁界Ｈ（ｔ）が示されている。図９（ｃ）においては、図８（ｃ）とは反対に、励磁磁界Ｈ（ｔ）が正のピークのときに、それの影響が小さくなることにより角度θ0は大きくなり、励磁磁界Ｈ（ｔ）が負のピークのときに、それに影響されて角度θ0は小さくなる。すなわち、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（１）で負のピークの時に磁化Ｊsは励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向に最も引き寄せられ、励磁磁界Ｈ（ｔ）が（２）で正のピークのときに励磁磁界Ｈ（ｔ）の方向から最も離れる。 Next, the case where the polarity of the DC bias current is reversed will be described. FIG. 9 is an explanatory diagram of the magnetization of the sensor unit of the flux gate magnetic field sensor in the negative polarity. In this example, the polarity of the DC bias current is reversed, and the phase of the AC current with which it is superimposed is also reversed. 9A and 9B, the waveform of the pickup signal is shown in FIG. 9A, the direction of the magnetization J s of the amorphous magnetic wire is shown in FIG. 9B, and the exciting magnetic field H(t is shown in FIG. 9C. )It is shown. In contrast to FIG. 8C, in FIG. 9C, when the exciting magnetic field H(t) has a positive peak, the effect of the exciting magnetic field H(t) is reduced and the angle θ 0 is increased. When (t) has a negative peak, the angle θ 0 becomes smaller due to the negative peak. That is, when the exciting magnetic field H(t) has a negative peak at (1), the magnetization J s is most attracted in the direction of the exciting magnetic field H(t), and the exciting magnetic field H(t) has a positive peak at (2). Sometimes it is farthest from the direction of the exciting magnetic field H(t).
このように、直流バイアス磁界Ｈdcの方向が反転すると、角度θ0も反転し、ピックアップコイルと鎖交する磁束も反転する。このとき、異方性Ｋuにアンバランスが存在しない理想的な場合を想定すると、異方性Ｋuによって生じるオフセットは、励磁電流が正極性の場合とは逆極性で現れるが、正極性と同じ量だけ存在することとなる。そのため、励磁電流の極性の切り替えを行うと、最終的に回路上でこれらのオフセット成分を平均化することによって、出力に現れるオフセットを０とすることができる。また、異方性Ｋuが温度によって変化し、これに起因するオフセットが変化したとしても、その変化は常に対称的に現れるため、その平均は安定しており、出力に現れるオフセットは０のままである。 In this way, when the direction of the DC bias magnetic field H dc is reversed, the angle θ 0 is also reversed and the magnetic flux interlinking with the pickup coil is also reversed. At this time, assuming that anisotropy K u to ideal imbalance exists, the offset caused by the anisotropy K u is the case the excitation current is positive but appear in reverse polarity, positive polarity and Only the same amount will exist. Therefore, when the polarity of the exciting current is switched, the offset appearing in the output can be made zero by finally averaging these offset components on the circuit. Even if the anisotropy K u changes with temperature and the offset resulting from this changes, the change always appears symmetrically, so the average is stable, and the offset appearing at the output remains 0. Is.
感度やオフセットの大きさと極性に関しては、磁化Ｊsの時間変化によってピックアップ信号がピックアップコイルに誘起され、このピックアップ信号に外部磁界Ｈexやオフセットの情報が含まれている。従って、上述のように、励磁電流による励磁磁界Ｈ（ｔ）、異方性Ｋu、外部磁界Ｈexのそれぞれのファクターに応じて、どのように磁化Ｊsが動くのかということによって、外部磁界に対する感度の大きさと極性及び異方性Ｋuに起因するオフセットの大きさと極性が決定される。 Regarding the magnitude and polarity of the sensitivity and offset, the pickup signal is induced in the pickup coil by the time change of the magnetization J s , and this pickup signal includes information on the external magnetic field H ex and the offset. Therefore, as described above, the external magnetic field depends on how the magnetization J s moves according to the respective factors of the exciting magnetic field H(t) by the exciting current, the anisotropy K u , and the external magnetic field H ex. The magnitude and polarity of the sensitivity to and the magnitude and polarity of the offset due to the anisotropy K u are determined.
（本発明のフラックスゲート磁界センサの構造）
次に、本発明に係るフラックスゲート磁界センサ２００の構造について説明する。フラックスゲート磁界センサ２００は、ピックアップ信号と参照信号に規定される同期検波タイミングとの間の位相関係を変化させるための移相器を、励磁電流の直流バイアス成分の各極性に応じたピックアップ信号の間の相対的な感度関係を調節するための回路上の機構として転用するものである。移相器は、通常、磁界センサとして感度を最大化するためや、雑音を最適化するために使用される。しかし本発明に係るフラックスゲート磁界センサ２００では、一般的なフラックスゲート磁界センサにおいて、バイアススイッチングを適用した際に、励磁電流の直流バイアス成分の極性に応じたピックアップ信号間にアンバランスが内在していることを逆に利用するために、励磁電流の直流バイアス成分の各極性に応じたピックアップ信号間の相対的な感度関係を調節する機構として、移相器を用いる。励磁電流の直流バイアス成分の極性に応じたピックアップ信号の間にアンバランスが存在せず、真に等価な理想的な状態であれば、移相器によって、同期検波タイミングにおける交流電流に対する位相関係を調節しても、その調節結果は、いずれのピックアップ信号にも等しく影響するため、ピックアップ信号の間の相対的な検波感度関係は変化しない。しかし実際には、磁性コアの物性や励磁電流の極性反転を実現する回路等の影響により、ピックアップ信号の間にアンバランスが存在するため、位相関係の調節は、それぞれのピックアップ信号の同期検波の結果に変化を生じさせる。この変化がアンバランスを打ち消すように位相関係の調節を行うことで、温度係数の最小化を実現することができる。フラックスゲート磁界センサ２００は、このような原理で、優れた温度特性を実現したものである。
(Structure of fluxgate magnetic field sensor of the present invention)
Next, the structure of the fluxgate magnetic field sensor 200 according to the present invention will be described. The flux gate magnetic field sensor 200 includes a phase shifter for changing the phase relationship between the pick-up signal and the synchronous detection timing defined by the reference signal, the pick-up signal of the pick-up signal corresponding to each polarity of the DC bias component of the exciting current. It is diverted as a mechanism on a circuit for adjusting the relative sensitivity relationship between them. Phase shifters are commonly used as magnetic field sensors to maximize sensitivity and to optimize noise. However, in the fluxgate magnetic field sensor 200 according to the present invention, when a bias switching is applied to a general fluxgate magnetic field sensor, an imbalance is inherent in the pickup signals according to the polarity of the DC bias component of the exciting current. In order to take advantage of the fact that there is a reverse, a phase shifter is used as a mechanism for adjusting the relative sensitivity relationship between pickup signals according to each polarity of the DC bias component of the exciting current. If there is no imbalance between the pickup signals according to the polarity of the DC bias component of the excitation current, and if it is a truly equivalent ideal state, the phase shifter will change the phase relationship to the AC current at the synchronous detection timing. Even if the adjustment is made, the adjustment result affects all the pickup signals equally, so that the relative detection sensitivity relationship between the pickup signals does not change. However, in reality, there is an imbalance between the pickup signals due to the physical properties of the magnetic core and the effect of the circuit that realizes the polarity reversal of the exciting current, so the adjustment of the phase relationship requires the synchronous detection of each pickup signal. Change the results. By adjusting the phase relationship so that this change cancels the imbalance, the temperature coefficient can be minimized. The fluxgate magnetic field sensor 200 realizes excellent temperature characteristics based on such a principle.
図２は、フラックスゲート磁界センサ２００の概略回路図である。この回路では、検出した磁界を打ち消すような電流をフィードバックによりピックアップコイルに流すことにより、磁性体の特性の良好な領域でセンサを動作させるクローズドループの構成を採用している。なお、代替的に、検出される磁界を打ち消すためにピックアップコイルを兼用させずに専用のコイルを別途設けたクローズドループ構成や、フィードバックを行わないオープンループの構成を採用することも可能である。 FIG. 2 is a schematic circuit diagram of the fluxgate magnetic field sensor 200. This circuit employs a closed loop configuration in which the sensor is operated in a region where the characteristics of the magnetic material are good by causing a current that cancels the detected magnetic field to flow through the pickup coil by feedback. Alternatively, it is also possible to adopt a closed loop configuration in which a dedicated coil is separately provided without also serving as a pickup coil to cancel the detected magnetic field, or an open loop configuration in which no feedback is performed.
フラックスゲート磁界センサ２００は、従来のフラックスゲート磁界センサ１００と同様の構成を有しており、直流重畳交流励磁部２０１、移相器２０２、励磁極性スイッチング部２０３、センサ部２０４、ボルテージフォロア２０５、増幅器２０６、同期検波器２０７、ローパスフィルタ２０８、積分器２０９、フィードバック抵抗２１０、出力端子２１１から構成される。なお、移相器２０２は、同期検波器２０７での同期検波における励磁電流の交流成分との位相関係を温度係数が実質的に最小となるように調節するものであるが、そのように位相関係を調節することができるように、励磁電流、ピックアップ信号、参照信号などが伝達される経路中の任意の位置に配置することが可能である。図３には、移相器２０２が直流重畳交流励磁部２０１内の交流源の直後に配置された、励磁電流を移相する形態の、本発明のフラックスゲート磁界センサの概略回路図が示されている。以下、図３に基づいて説明する。
The fluxgate magnetic field sensor 200 has a configuration similar to that of the conventional fluxgate
直流重畳交流励磁部２０１は、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流を提供する回路である。直流重畳交流励磁部２０１は、典型的には、公知の電源回路である。交流電流をセンサ部２０４に流すことで外部の磁界を変調させ、直流バイアス電流を重畳させることにより、後段の励磁極性スイッチング部２０３とともにバイアススイッチング方式の励磁回路を構成する。この場合、直流バイアス電流が重畳される交流電流は、直流バイアス電流の極性の切り替えに合わせて極性が切り替えられることになる。
The direct current superposed alternating
バイアススイッチングにおいては、直流バイアス電流の極性を周期的に切り替える必要がある。ここで、直流バイアス電流が重畳される交流電流を、直流バイアス電流の極性の切り替えに合わせて極性を切り替える構成と、切り替えない構成の両方が可能である。上述の例は、交流電流と直流バイアス電流の両方の極性を切り替えるものであり、この場合、同期検波後において加算処理（平均化処理）を行えば、検出される磁界に対応しない信号を除去してセンサ出力を得ることができる。 In bias switching, it is necessary to periodically switch the polarity of the DC bias current. Here, both a configuration in which the polarity of the alternating current on which the direct current bias current is superimposed are switched according to the switching of the polarity of the direct current bias current and a configuration in which the alternating current is not switched are possible. In the above example, the polarities of both the AC current and the DC bias current are switched, and in this case, if addition processing (averaging processing) is performed after synchronous detection, signals that do not correspond to the detected magnetic field are removed. Sensor output can be obtained.
代替的に、交流電流の極性を直流バイアス電流の極性と共に切り替えない構成とするため、直流重畳交流励磁部２０１は、極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する構成とすることもできる。この場合、後述の励磁極性スイッチング部２０３は不要となる。また、磁界検出信号を得るためには、同期検波後において、直流バイアス電流のそれぞれの極性における検波号の差を取る必要がある。そのためには、例えば、一方の直流バイアス電流の極性における検波号の極性を反転させた後に加算処理（平均化処理）を行うとよい。
Alternatively, since the polarity of the alternating current is not switched together with the polarity of the direct current bias current, the direct-current superimposing alternating-
移相器２０２は、直流重畳交流励磁部２０１からの励磁電流の交流成分の位相を調節する回路である。すなわち、移相器２０２は、直流重畳交流励磁部２０１内の交流源からの交流励磁電流の位相を所定の移相量だけずらす回路である。ただし、従来技術とは異なり、移相器２０２は、フラックスゲート磁界センサ２００のセンサ出力の温度係数が実質的に最小となるように、直流重畳交流励磁部２０１からの励磁電流の位相を調節する。これは、従来のフラックスゲート磁界センサ１００においては、通常、その感度が最大（クローズドループ構成では雑音が最小）となるように移相器２０２が励磁電流の位相を調節することとは対照的である。なお、実質的に最小とは、数学的に厳密に正確な最小という意味ではなく、実際的に調節可能な正確性の範囲での最小という意味である。センサ部２０４からの出力は、同期検波器２０７によって交流電流と周波数が同期した参照信号の位相を参照して同期検波されるが、移相器２０２は、その位相関係を調節することによって、温度特性が最良になるように、すなわち温度係数が実質的に最小となるようにする。具体的には、移相器２０２は直流重畳交流励磁部２０１からの励磁電流の位相を調節するが、同期検波の際に参照される参照信号は交流源からの交流励磁電流に同期しているものであるため、参照信号の位相は変化しない。そのため、移相器２０２によって直流重畳交流励磁部２０１からの励磁電流の交流成分の位相を調節すると、同期検波の際のピックアップ信号と参照信号との位相関係を調節することができる。
The
なお、代替的に、直流重畳交流励磁部２０１内に移相器２０２を配置しない構成も可能である。図４には、移相器２０２が参照信号の伝達路に配置され、参照信号を移相する形態の、本発明のフラックスゲート磁界センサ２００の概略回路図が示されている。本発明では、同期検波の際の交流励磁電流との位相関係を調節する必要があり、それは、同期検波器において参照する交流電流と周波数が同期した参照信号との位相と実際に同期検波を行う位相との位相関係を調節することによって行うが、移相器２０２は、そのように位相関係を調節することができる任意の位置に配置することが可能である。以下、図３に戻る。
Alternatively, a configuration in which the
励磁極性スイッチング部２０３は、センサ部２０４に流す励磁電流の極性を周期的に切り替える回路である。これにより、直流バイアス電流成分は周期的に極性が切り替えられ、バイアススイッチング方式による励磁電流がセンサ部２０４の磁性コアに供給される。励磁極性スイッチング部２０３は、極性の切り替えの周期を決定する、周波数がｆbsＨｚのクロックを有しており、それによって極性を切り替えるスイッチが駆動され、励磁電流は周期的に極性が切り替えられる。周波数ｆbsのクロックは典型的には励磁電流の交流成分の周波数を整数分の一で分周して使用される。図４に示すように励磁極性スイッチング部２０３が直流重畳交流励磁部２０１からの出力をスイッチングする場合、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられることになり、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分 は同極性で現われる。クロックの周波数は、直流重畳交流励磁部２０１が発生する交流電流の周波数より小さいものとされる。またクロックには、典型的には直流重畳交流励磁部２０１が発生する交流励磁電流に対して周波数が整数分の一で分周され、必要に応じて任意に移相されたタイミング信号が使用される。例えば、直流重畳交流励磁部２０１からの励磁電流の交流成分の周波数を８０ｋＨｚとしたときに、励磁極性スイッチング部２０３の切り替え周波数ｆsＨｚを５ｋＨｚ程度として、正弦波１６個程度で直流バイアス電流の極性のスイッチングを繰り返す構成とすることができる。
The exciting magnetic
バイアススイッチング方式においては、直流バイアス電流成分の極性を周期的に切り替えることが重要であり、その際に、交流成分の位相を同時に反転させる構成と反転させない構成の両方が可能である。励磁極性スイッチング部２０３を使用すると、直流バイアス電流が重畳された交流電流である励磁電流全体の極性を切り替えるため、直流バイアス電流成分の極性の切り替えに同期して交流電流成分の位相も反転させられることになる。この場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。
In the bias switching method, it is important to periodically switch the polarity of the DC bias current component, and at that time, both a configuration of inverting the phase of the AC component and a configuration of not inverting the phase of the AC component are possible. When the exciting magnetic
なお、代替的に、直流バイアス電流成分の極性のみを周期的に切り替え、交流成分の位相を同時に反転させない場合は、励磁極性スイッチング部２０３は不要である。この場合は、直流重畳交流励磁部２０１が、極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する構成となる。直流バイアス電流成分の極性の切り替えにかかわらず、交流電流成分の位相が反転させられない場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は同極性で現われ、磁界の感度成分は逆極性で現われる。
Alternatively, when only the polarity of the DC bias current component is periodically switched and the phase of the AC component is not inverted at the same time, the exciting magnetic
センサ部２０４は、測定対象の外部の磁界を検出するセンサ素子であり、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、その細長い磁性体に巻回されたピックアップコイルを有する。センサ部２０４は、典型的には、Ｕ字型に曲げたアモルファス磁性ワイヤにピックアップコイルを巻いた構造である。アモルファス磁性ワイヤは、磁気異方性が生じにくい無磁わい組成のものである。センサ部２０４は、典型的には、Ｕ字型に曲げたアモルファス磁性ワイヤにピックアップコイルを巻いた構造である。なお、アモルファス磁性ワイヤの形状は、Ｕ字型には限られず、先端を導線等でショートさせたＩＩ型などとすることができる。アモルファス磁性ワイヤに生じた、外部の磁界による磁化の影響を含む、アモルファス磁性ワイヤに流される励磁電流によって発生する変化する磁束をピックアップコイルで検出した検出電圧（ピックアップ信号）によって、外部の磁界の大きさを測定する。アモルファス磁性ワイヤは、単線のＩ型の形状でも動作するが、磁性体が２本であって高い感度が得られるＵ型やＩＩ型より、感度は低くなる。また、感度を高めるためにＵ型、ＩＩ型、Ｉ型等の形状をそれぞれ複数本組み合わせて使用することもできる。センサ部２０４は、ワイヤに励磁電流を直接流す直交フラックスゲートの構成を有するものであるが、直流を重畳した交流を励磁電流とすることでコア内の磁化を一方向とし、磁化反転に伴う磁性体の磁気ノイズを低減することで低雑音が図られるものである。
The
ボルテージフォロア２０５は、センサ部２０４からのピックアップ信号を、インピーダンスを変換することにより、後段に正確に伝達するための構成要素である。ピックアップコイルに誘起される電圧からは十分な電流を取り出すことができないため、後段のインピーダンスによっては電圧降下が生じてして感度が下がる可能性がある。ボルテージフォロア２０５は、そのような感度低下を防止するものである。ボルテージフォロア２０５は、典型的には、オペアンプで構成された増幅率が１の増幅回路である。増幅器２０６は、ボルテージフォロア２０５からの出力を適切なレベルに増幅する構成要素である。なお、図２においては、ボルテージフォロア２０５からの出力は、キャパシタを通過させて交流成分のみを取りだし、後段の増幅器２０６に送られる。これにより、ピックアップ電圧に含まれる（フィードバック信号による電圧などの）不要な直流成分が除去される。なお、ボルテージフォロア２０５、増幅器２０６、およびそれらの間のキャパシタは、ピックアップ信号を適切なレベルで正確に伝達させるための付加的な構成であり、本発明においては必ずしも必要ない。
The voltage follower 205 is a component for accurately transmitting the pickup signal from the
同期検波器２０７は、増幅器２０６から出力された、センサ部２０４からのピックアップ信号に対して、同期検波を行う回路の構成要素である。同期検波器２０７は、センサ部２０４のピックアップコイルに誘起される誘起電圧であるピックアップ信号を、励起電流における交流電流と周波数が同期した参照信号の位相を参照して同期検波することにより、センサ出力を定めることになる検波信号とする。同期検波器２０７は、センサ部２０４からのピックアップ信号に対して直流重畳交流励磁部２０１の励磁電流の交流成分と同一の周波数を持つ参照信号との位相関係に応じて、検波を行うものである。同期検波器２０７には、直流重畳交流励磁部２０１の交流電流と同一の周波数の信号が参照信号として入力されており、それによって、検波するピックアップ信号との位相関係が決定される。典型的には、参照信号を直流重畳交流励磁部２０１における励磁電流の交流成分と同期した方形波のゲートコントロール信号とした場合、これによって内部のスイッチを駆動して、ゲートコントロール信号が負（ＬＯＷ）の時のタイミングでピックアップ信号の極性を反転させて折り返す。これによって、参照信号に同期した成分からなる意味のある出力を得ることができる。同期検波器２０７が検波する信号は、典型的には、移相器２０２によって位相が調節された励磁電流に基づいて誘起されたピックアップ信号であるため、移相器２０２で位相をずらす移相量を変化させることにより、ピックアップ信号と参照信号との位相関係をその移相量だけずらして検波することができる。同期検波器２０７は、典型的には、アナログスイッチなどの素子で構成されている。
The
なお、代替的に、直流重畳交流励磁部２０１内に移相器２０２を配置しない構成の場合、参照信号を同期検波器２０７に入力する際に、参照信号のピックアップ信号に対する位相をずらす構成とすることができる。すなわち、例えば図４に示すように、移相器２０２を参照信号の伝達路に配置して、参照信号の位相を直接的に調節してもよい。このようにすることによっても、同期検波器２０７での同期検波における交流電流と周波数が同期した参照信号との位相関係を調節することが可能である。また、移相器２０２を使用した実施例において、移相器２０２での位相の移相量を変化させることによって同期検波における直流重畳交流励磁部２０１からの交流電流と周波数が同期した参照信号との位相関係を調節する構成に代えて、移相器２０２を使用せずに、同期検波器２０７が直流重畳交流励磁部２０１からの交流電流の位相を参照する際に、その位相を調節する構成とすることも可能である。このように、同期検波器２０７における同期検波において、励磁電流の交流成分（あるいはそれに周波数及び位相が同期した参照信号）との位相関係を調節できるような任意の構成を採用することが可能である。
Alternatively, in the case where the
ローパスフィルタ２０８は、同期検波器２０７からの出力である検波信号を平均化する回路の構成要素である。これにより、検波信号から検出する磁界の大きさを表す磁界検出信号を取り出す。この例では、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられており、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われるため、検波信号を加算（平均化により実現）することにより、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号を得ることができる。具体的には、ローパスフィルタ２０８により、検波信号から、脈流である磁界の大きさを表わす信号の波形を平滑化して直流にし、極性が切り替えられる直流バイアス電流に起因するオフセットを加算により除去する。
The low-
なお、代替的に直流バイアス電流成分の極性のみを周期的に切り替え、交流成分の位相を同時に反転させない場合、すなわち励磁極性スイッチング部２０３を使用することなく、直流重畳交流励磁部２０１が極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する場合は、直流バイアス電流成分の極性の切り替えにかかわらず、交流電流成分の位相が反転させられない。この場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因したオフセット成分は同極性で現われ、磁界の感度成分は逆極性で現われる。そのため、磁界検出信号を得るためには、直流バイアス電流の各極性毎の検波信号の差を求める必要がある。具体的には、直流バイアス電流の一方の極性における検波信号を反転（−１倍）させた後に、直流バイアス電流の他方の極性における検波信号と共に加算処理（平均化処理）を実行するとよい。これによって、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号を得ることができる。
Alternatively, when only the polarity of the DC bias current component is periodically switched and the phase of the AC component is not inverted at the same time, that is, without using the exciting magnetic
積分器２０９は、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合において、ローパスフィルタ２０８から出力されたステップ波形を積分する回路の構成要素である。積分器２０９の出力は、後述するフィードバック抵抗２１０を経て、センサ部２０４のピックアップコイルを通じて、センサ部２０４の磁性コアに対して磁界による負帰還のフィードバックをかける。結果的に積分器２０９の入力となる磁界検出信号は、このフィードバックの偏差を表わし、積分器２０９は磁界検出信号をゼロに近づける制御を行うことになる。
The integrator 209 is a constituent element of a circuit that integrates the step waveform output from the
フィードバック抵抗２１０は、積分器２０９から出力されたフィードバック信号を負帰還させてセンサ部２０４に入力させる際の、フィードバック信号が通過する抵抗である。負帰還のために、磁界検出信号を積分したフィートバック信号は、ピックアップコイルに磁界検出信号を打ち消す極性で入力させる。負帰還により、センサ部２０４のピックアップコイルには、測定対象の外部磁界を打ち消すような磁界が発生させられる。フィードバック信号によって流れる電流が、測定対象の外部磁界に対応するものであり、その電流値をフィードバック抵抗２１０で電圧として検出したものが、測定対象の外部磁界の大きさを表わすセンサ出力となる。
The feedback resistor 210 is a resistor through which the feedback signal passes when the feedback signal output from the integrator 209 is negatively fed back and input to the
上述の例は、クローズドループ構成であるため、磁気コアに流入した検出される外部磁界を打ち消す磁界を発生させるフィードバック信号をピックアップコイルに入力し、そのフィードバック信号の大きさをセンサ出力とするものである。従って、ローパスフィルタ２０８、積分器２０９、フィードバック抵抗２１０によって、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路が構成される。
Since the above example has a closed loop configuration, a feedback signal for generating a magnetic field that cancels the detected external magnetic field flowing into the magnetic core is input to the pickup coil, and the magnitude of the feedback signal is used as the sensor output. is there. Therefore, the low-
なお、オープンループ構成の場合は、ローパスフィルタ２０８の出力が測定対象の外部磁界を表わすものであるため、積分器２０９、フィードバック抵抗２１０は不要である。そして、ローパスフィルタ２０８の出力からセンサ出力を得ることができる。
In the case of the open loop configuration, the output of the low-
出力端子２１１は、フィードバック抵抗２１０を流れる電流を、外部磁界の大きさを表わす電圧に変換したセンサ出力を外部に出力させるノードである。これにより、測定対象の外部磁界を打ち消す磁界を発生させる電流の大きさを、測定対象の外部磁界を表わす測定量として出力する。 The output terminal 211 is a node that outputs a sensor output obtained by converting a current flowing through the feedback resistor 210 into a voltage representing the magnitude of an external magnetic field to the outside. As a result, the magnitude of the current that generates the magnetic field that cancels the external magnetic field of the measurement target is output as the measurement amount representing the external magnetic field of the measurement target.
（直流バイアス電流の極性に応じて移相量を設定できる実施形態）
次に、直流バイアス電流の極性に応じて独立に移相量を設定可能な実施形態について説明する。図５は、極性毎に移相量を設定可能な実施形態に係る本発明のフラックスゲート磁界センサ２００Ａの概略回路図である。この回路では、参照信号に規定される同期検波タイミングとピックアップ信号の間の位相関係を励磁電流の直流バイアス成分の極性に応じて独立に調節することができる機構を有している。具体的には、フラックスゲート磁界センサ２００Ａは、励磁電流の直流バイアス成分の極性に応じて２つの移相量を切り替えることができる移相器２０２Ａを含んでいる。フラックスゲート磁界センサ２００Ａの他の構成は、フラックスゲート磁界センサ２００と同様である。図６には、極性毎に移相量を設定可能な実施形態に係る移相器２０２Ａの具体的な回路例を示す。移相器２０２Ａは、励磁極性スイッチング部２０３でのスイッチングに同期させて、可変抵抗２５２Ａと可変抵抗２５２Ｂを切り替え、遅延回路２５１の遅延時間を切り替えることにより、直流バイアス電流の極性に応じて異なる移相量だけ位相を変化させることができる。すなわち、極性毎に移相量を設定可能な実施形態に係る移相器２０２Ａは、励磁電流の直流バイアス成分の極性が正極性の周期と負極性の周期とで、移相量を異なる量に設定できる。この回路によれば、より位相の調節の自由度を高くすることができ、精密な移相量を設定することができる。これにより、より良好な温度特性が得られることが期待される。移相量の調節を行う場合は、可変抵抗２５２Ａと可変抵抗２５２Ｂとを相対関係を保ったまま同様に変化させながら適切に調節した後に、いずれか一方をさらに調節してより良好な結果が得られるように調節することができる。あるいは、可変抵抗２５２Ａと可変抵抗２５２Ｂのいずれか一方を適切に調節した後に、他の一方を適切に調節することも可能である。
(Embodiment in which the amount of phase shift can be set according to the polarity of the DC bias current)
Next, an embodiment in which the amount of phase shift can be independently set according to the polarity of the DC bias current will be described. FIG. 5 is a schematic circuit diagram of a fluxgate magnetic field sensor 200A of the present invention according to an embodiment in which the amount of phase shift can be set for each polarity. This circuit has a mechanism capable of independently adjusting the phase relationship between the synchronous detection timing defined by the reference signal and the pickup signal according to the polarity of the DC bias component of the exciting current. Specifically, the fluxgate magnetic field sensor 200A includes a
（理想状態における同期検波）
これから、理想状態、すなわち、直流バイアスを切り替えた際のオフセットのアンバランスがない回路における同期検波の動作について各ポイントの信号波形を示しながら説明する。図１０は、理想状態における、同期検波を説明する図である。図１０の（ａ）には、励磁極性スイッチング部１０３の直後における、励磁極性スイッチング時の励磁電流波形が示されている。その波形は、直流バイアス成分が重畳された交流の極性を周期的に切り替えた波形である。図で、前半は直流バイアス成分が正極性、後半は直流バイアス成分が負極性である。正極性から負極性に切り替わる際の電圧が不連続となっている。図１０の（ｂ）には、増幅器１０６の直後における励磁極性スイッチング時のピックアップ信号の波形（増幅後）が示されている。前半は、正極性時に現れるオフセットに対応するピックアップ信号であり、後半は負極性時に現れるオフセットに対応するピックアップ信号である。その波形は、励磁電流により磁性コア内に励磁される磁化のｚ軸射影成分の時間微分に相当する交流波形である。図１０の（ｃ）には、同期検波器１０７の直後における検波信号の波形が示されている。その波形は、直流重畳交流励磁部１０１内の交流源から交流電流と同一の周波数を持つ方形波の参照信号として生成される同期検波器１０７のゲートコントロール信号が負（ＬＯＷ）の時のタイミングで信号の波形を、同期検波器１０７が極性を反転させて折り返すことによって、検波したものである。検波によって、ピックアップ信号の図で点線の波形の部分が反転させられて実線の波形の部分となり、ゲートコントロール信号が正（ＨＩＧＨ）の部分のピックアップ信号と正負が揃って波形に含まれる情報が出力となる。検波で極性を反転させるタイミングはピックアップ信号の瞬時値がゼロとなる点であるため、検波出力（すなわち感度）は最大となっている。なお、ゲートコントロール信号のタイミングは、フラックスゲート磁界センサ１００の感度が最大となる位置で固定される。これは、具体的には、同期検波器１０７のゲートコントロール信号とピックアップ信号との位相関係を定める移相器１０２による移相量を、フラックスゲート磁界センサ１００の感度が最大となる位置で固定することによって行うことができる。図１０の（ｄ）の左側には、ローパスフィルタ１０８においてなされる平均化における、正極性時に現れるオフセットと、負極性時に現れるオフセットとを示している。図１０の（ｄ）の右側には、ローパスフィルタ１０８においてなされる最終的な全体平均値が示されている。全体平均値は、理想状態であってオフセットのアンバランスが存在しないため、常にゼロとなる。
(Synchronous detection in ideal state)
Now, the operation of synchronous detection in an ideal state, that is, a circuit in which there is no offset imbalance when the DC bias is switched will be described with reference to signal waveforms at respective points. FIG. 10 is a diagram illustrating synchronous detection in an ideal state. FIG. 10A shows an exciting current waveform at the time of exciting magnetic switching immediately after the exciting magnetic switching unit 103. The waveform is a waveform in which the polarity of alternating current on which the direct current bias component is superimposed is periodically switched. In the figure, the DC bias component is positive in the first half and the DC bias component is negative in the latter half. The voltage when switching from the positive polarity to the negative polarity is discontinuous. FIG. 10B shows the waveform of the pickup signal (after amplification) at the time of exciting magnetic pole switching immediately after the amplifier 106. The first half is a pickup signal corresponding to the offset that appears when the polarity is positive, and the second half is the pickup signal that corresponds to the offset that appears when the polarity is negative. The waveform is an AC waveform corresponding to the time derivative of the z-axis projected component of the magnetization excited in the magnetic core by the exciting current. FIG. 10C shows the waveform of the detection signal immediately after the
（温度が変化した場合の理想状態における同期検波）
次に、直流バイアスを切り替えた際のオフセットのアンバランスがない理想状態で、センサ部１０４の温度が変化してオフセットが変化した回路における同期検波の動作について各ポイントの信号波形を示しながら説明する。図１１は、理想状態における、温度が変化した場合の同期検波を説明する図である。図１１の（ａ）には、励磁極性スイッチング部１０３の直後における、励磁極性スイッチング時の励磁電流波形が示されている。その波形は、図１０の（ａ）の場合と同じく、直流バイアス成分が重畳された交流の極性を周期的に切り替えた波形である。図１１の（ｂ）には、センサ部１０４の温度が変化した場合の、増幅器１０６の直後における励磁極性スイッチング時のピックアップ信号の波形（増幅後）が示されている。前半は、正極性時に現れるオフセットに対応するピックアップ信号であり、図１０の（ｂ）の場合と比べると、温度変化により異方性に起因するオフセット量が変動しており、振幅が大きくなっている。後半は、負極性時に現れるオフセットに対応するピックアップ信号であり、図１０の（ｂ）の場合と比べると、温度変化により異方性に起因するオフセット量が変動しており、振幅が大きくなっている。ただし、前半と後半を比較すると、いずれも振幅が大きくなっているが、両方の波形は対称的に変化している。図１１の（ｃ）には、同期検波器１０７の直後における検波信号の波形が示されている。その波形は、図１０の（ｃ）の場合と比べると、振幅が大きくなっているが、正負オフセットの比率は変化していない図１１の（ｄ）の左側には、ローパスフィルタ１０８においてなされる平均化における、正極性時に現れるオフセットと、負極性時に現れるオフセットとを示している。図１１の（ｄ）の右側には、ローパスフィルタ１０８においてなされる最終的な全体平均値が示されている。検波した波形の振幅は大きくなっているが、正負極性のそれぞれのオフセット変動が同じ割合（１：１）であれば、温度変化にかかわらず正負オフセットの和に変動は無いため、全体平均値は常にゼロのままとなる。そのため、温度変化によって出力が変動することはない。
(Synchronous detection in ideal state when temperature changes)
Next, in the ideal state in which there is no offset imbalance when the DC bias is switched, the synchronous detection operation in the circuit in which the temperature of the sensor unit 104 changes and the offset changes will be described while showing the signal waveforms at each point. .. FIG. 11 is a diagram for explaining synchronous detection in the ideal state when the temperature changes. FIG. 11A shows an exciting current waveform at the time of exciting magnetic polarity switching immediately after the exciting magnetic polarity switching unit 103. As in the case of FIG. 10A, the waveform is a waveform in which the polarity of alternating current on which the direct current bias component is superimposed is periodically switched. FIG. 11B shows a waveform (after amplification) of the pickup signal at the time of exciting magnetic pole switching immediately after the amplifier 106 when the temperature of the sensor unit 104 changes. The first half is a pickup signal corresponding to the offset that appears when the polarity is positive. Compared to the case of FIG. 10B, the offset amount due to anisotropy fluctuates due to temperature changes, and the amplitude increases. There is. The latter half is a pickup signal corresponding to the offset that appears when the polarity is negative. Compared to the case of FIG. 10B, the offset amount due to anisotropy fluctuates due to temperature changes, and the amplitude increases. There is. However, comparing the first half and the second half, the amplitudes of both are large, but both waveforms change symmetrically. FIG. 11C shows the waveform of the detection signal immediately after the
（温度による正負オフセット変動にアンバランスがある場合の同期検波）
上述の図１０、図１１を引用した説明は、温度変化にかかわらず正負オフセット変動にアンバランスがない理想的な状態に基づくものである。しかし実際には、正負オフセットにはアンバランスがあるのが通常である。そのような場合について、以下に説明する。図１２は、温度による正負オフセット変動にアンバランスがある場合の同期検波を説明する図である。図１２の（ａ）には、励磁極性スイッチング部１０３の直後における、励磁極性スイッチング時の励磁電流波形が示されている。その波形は、図１０の（ａ）の場合と同じく、直流バイアス成分が重畳された交流の極性を周期的に切り替えた波形である。図１２（ｂ）には、センサ部１０４の温度が変化した場合の、増幅器１０６の直後における励磁極性スイッチング時のピックアップ信号の波形（増幅後）が示されている。ここでは典型例として、正負オフセットのアンバランスとして波形に歪みが存在する場合が示されている。温度変化によるオフセット変動で振幅が大きくなるとともに正負オフセットのアンバランスも拡大される。具体的には、前半は正極性時に現れるオフセットに対応するピックアップ信号であり、図１０の（ｂ）の場合と同等である。後半は、負極性時に現れるオフセットに対応するピックアップ信号であるが、図１０の（ｂ）の場合と比べると、温度変化により振幅とともに歪も増大している。図１２の（ｃ）には、同期検波器１０７の直後における検波信号の波形が示されている。その波形も図１０の（ｃ）の場合と比べると、後半の歪みを含んだままである。ただし、前半、後半とも、検波で極性を反転させるタイミングはピックアップ信号の瞬時値がゼロとなる点であるため、検波出力（すなわち感度）は最大となっている。図１２の（ｄ）の左側には、ローパスフィルタ１０８においてなされる平均化における、正極性時に現れるオフセットと、負極性時に現れるオフセットとが示されている。図１２の（ｄ）の右側には、ローパスフィルタ１０８においてなされる最終的な全体平均値が示されている。図１２の（ｄ）の右側に示す全体平均値は、歪みを含んだ後半の影響を受けてゼロからずれており、そのずれの量は温度に応じて変化することとなる。このように、正負オフセット変動にアンバランスがある場合は、温度変化により、全体平均値に変動が発生する。そのため、温度変化によってセンサ出力が変動することになる。
(Synchronous detection when positive/negative offset fluctuation due to temperature is unbalanced)
The above description with reference to FIGS. 10 and 11 is based on an ideal state in which the positive and negative offset fluctuations have no imbalance regardless of the temperature change. However, in practice, the positive and negative offsets usually have an imbalance. Such a case will be described below. FIG. 12 is a diagram for explaining synchronous detection when there is an imbalance in the positive and negative offset fluctuations due to temperature. FIG. 12A shows an exciting current waveform at the time of exciting magnetic polarity switching immediately after the exciting magnetic polarity switching unit 103. As in the case of FIG. 10A, the waveform is a waveform in which the polarity of alternating current on which the direct current bias component is superimposed is periodically switched. FIG. 12B shows the waveform (after amplification) of the pickup signal at the time of exciting magnetic pole switching immediately after the amplifier 106 when the temperature of the sensor unit 104 changes. Here, as a typical example, a case where distortion is present in a waveform as an imbalance between positive and negative offsets is shown. As the offset changes due to temperature changes, the amplitude increases and the imbalance between the positive and negative offsets increases. Specifically, the first half is a pickup signal corresponding to the offset that appears when the polarity is positive, and is the same as in the case of FIG. 10B. The latter half is a pickup signal corresponding to an offset that appears when the polarity is negative, but compared with the case of FIG. 10B, the distortion increases along with the amplitude due to the temperature change. FIG. 12C shows the waveform of the detection signal immediately after the
（温度による正負オフセット変動にアンバランスがある場合の、本発明の方法により位相関係を変化させた同期検波）
これから、本発明に係る、温度による正負オフセット変動にアンバランスがある場合において、そのアンバランスを逆に利用し、ピックアップ信号と参照信号によって規定される同期検波のタイミングとの位相関係を調節することによって、最終的な出力に温度による変化を生じさせないようにする方法について説明する。図１３は、正負オフセット変動にアンバランスがある場合の、正負オフセットの和が極小となるように位相関係を調節した場合の同期検波を説明する図である。図１３の（ａ）には、図１２の（ｂ）に示した、センサ部２０４の磁性コアの温度が変化した場合の、増幅器２０６の直後における励磁極性スイッチング時のピックアップ信号の波形（増幅後）が示されている。正負オフセット変動（励磁電流の直流バイアス成分が正極性の時のオフセット成分と負極性の時のオフセット成分の、それぞれの変動）のアンバランス（対称的でないこと）により、前半の正極性時のピックアップ波形に対して、後半の負極性時のピックアップ波形は歪みを含んだ状態で、温度による振幅の変動が発生している。図１３の（ｂ）の左側には、図１２の（ｃ）に示した、同期検波器２０７の直後における検波信号の波形が示されており、後半は歪みを含んでいる。ただし、前半、後半とも、検波で極性を反転させるタイミングはピックアップ信号の瞬時値がゼロとなる点であるため、検波出力（すなわち感度）は最大となっている。
(Synchronous detection in which the phase relationship is changed by the method of the present invention when the positive and negative offset fluctuations due to temperature are unbalanced)
Therefore, according to the present invention, when there is an imbalance in the positive and negative offset fluctuations due to temperature, the imbalance is used in reverse to adjust the phase relationship between the pickup signal and the timing of the synchronous detection defined by the reference signal. A method of preventing the final output from changing due to temperature will be described. FIG. 13 is a diagram for explaining synchronous detection when the phase relationship is adjusted so that the sum of the positive and negative offsets becomes a minimum when the positive and negative offset fluctuations are unbalanced. FIG. 13A shows the waveform of the pickup signal (after amplification) at the time of exciting magnetic pole switching immediately after the amplifier 206 when the temperature of the magnetic core of the
移相器２０２により励磁電流の位相をずらすと、同期検波（ゲート毎の波形の折り返し）のタイミングが変化し、検波後の波形を平均化した値も変化する。この場合、検波される信号の瞬時値がゼロではないところで折り返されることになるため、極性の相違によりキャンセルされる成分が発生し、平均化した時に得られる値は小さくなる。これによって、感度は若干低下するが、移相量が小さければセンサとしての性能には影響を及ぼさないレベルである。ここで、正極性のオフセットに対応する波形と負極性のオフセットに対応する波形にはアンバランスがあるため、同期検波におけるゲートコントロールの位相が一様にずれていても、それぞれの同期検波後(折り返し後)の平均値の比率は一定ではなくなる。すなわち、これは、正極性と負極性のアンバランスの比率を、同期検波時の位相を調節することによって、調整することができることを意味する。これから、そのような手法で正極性と負極性のアンバランスの比率を制御する例を示す。図１３の（ｂ）の右側には、移相器２０２で励磁電流の位相をずらすことによって、ピックアップ信号と参照信号によって規定される同期検波との間の位相関係をずらして検波した波形が示されている。ここで、位相は、温度特性が最良となるように、センサ出力の温度係数が最小となるようにずらされる。このためには、フラックスゲート磁界センサ２００に対して実際に温度変化を与え、温度係数が最小になるように移相器２０２での移相量を設定する。これにより、センサ部２０４からのピックアップ信号は、センサ出力の温度係数が最小となるような位相で同期検波されることになる。そして、移相器２０２は、直流バイアス電流によるピックアップ信号のオフセットと、極性を反転させた直流バイアス電流によるピックアップ信号のオフセットとの和（平均）である残留オフセットが最小になるように励磁電流の位相を調節していることとなる。そのような調節を行うと、同期検波において、参照信号を参照してピックアップ信号の極性を反転させるタイミングが、ピックアップ信号の瞬時値がゼロとなる点ではなく、反転させた後の正極性と負極性の平均の信号の大きさが等しくなるようなタイミングに近いものになると考えられる。このような状態であれば、正極性と負極性の全体平均値がほぼ等しくなり、オフセット変動が極小となることが見込まれる。図１３の（ｃ）には、ローパスフィルタ２０８の直後における波形が全体平均値として示されている。図１３の（ｃ）の左側には、同期検波の位相関係をずらしていない場合（検波の位相を感度が最大になるように調節している場合）の全体平均値が示されている。これは、図１２の（ｄ）と同じく、全体平均はゼロからずれ、ずれの量は温度に応じて変化することとなる。そのため、温度変化によって、出力が変動することになる。図１３の（ｃ）の右側には、温度特性が最良となるように同期検波の位相関係をずらした場合の全体平均値が示されている。オフセットのアンバランスが、同期検波によりキャンセルされるように同期検波の位相関係がずらされているため、全体平均値は変動せずに、常にゼロとなる。そのため、温度変化による出力の変動は極小となる。
When the phase of the exciting current is shifted by the
次に、本発明によって温度係数がどの程度向上させることができたのかを説明する。従来の、感度や雑音の特性が最良となるように同期検波のタイミングが調節されたフラックスゲート磁界センサ１００と、本発明の、温度特性が最良となるように同期検波のタイミング（位相関係）が調節されたフラックスゲート磁界センサ２００とを、それぞれセンサ部の温度を変化させる環境におき、そのときの温度係数を測定した。このとき、センサ部２０４を外部磁場が極めて小さく安定な磁気シールドボックス内に設置し、測定される出力変化を出力オフセット変化そのものと見なすことができるようにした。図１４は、従来技術と本発明に係るフラックスゲート磁界センサの、温度変化と温度係数の実測値のグラフである。図１４の（ａ）は、それらのセンサに与えた温度変化である。実線が本発明のフラックスゲート磁界センサ２００のグラフであり、一点鎖線のグラフが従来のフラックスゲート磁界センサ１００のグラフである。温度変化としては、最初に−３０度程度に急冷した後、３時間以上かけて、徐々に室温近くに戻すような低温側温度サイクルを与えた。両方のセンサの実際の温度変化には、許容できる程度の若干の差があった。図１４の（ｂ）には、そのような温度変化を与えた時のオフセットが示されている。オフセットの温度係数は、実線で示される本発明のフラックスゲート磁界センサ２００では、０．０１８ｎＴ／℃であるが、一点鎖線で示される従来のフラックスゲート磁界センサ１００では、０．１２ｎＴ／℃である。このように、本発明のフラックスゲート磁界センサ２００では、従来技術のセンサと比較すると温度係数が６〜７倍低減しており、顕著な効果を奏するものであることが確認された。
Next, how much the temperature coefficient can be improved by the present invention will be described. The conventional fluxgate
以上述べた手法では、温度係数が最小となるように、移相器２０２の移相量を設定するものであった。そのような移相量を決定するためには、実際にセンサに温度変化を与えて、温度係数を測定する必要がある。図１５は、温度を変化させて温度係数を調節したときの温度とオフセットの実測値のグラフである。約−３０℃近くに急冷して徐々に室温近くに戻すような温度変化を与える低温側温度サイクルの試行を５回行い、それぞれの試行ごとに、移相器２０２の移相量を異なる量に調節して、オフセットの変化を測定して温度係数を求めた。図１５の例では、それぞれの試行において、０．１２ｎＴ／℃、０．０８９ｎＴ／℃、０．０５５ｎＴ／℃、０．０１９ｎＴ／℃、０．０４７ｎＴ／℃の温度係数が得られた。この例では、移相器２０２の移相量を適切に設定することにより、０．０１９ｎＴ／℃の最良の温度係数が得られた。なお、温度係数が最良のときにおいて、出力雑音特性に大きな変化がないことも確認された。ただし、この移相器２０２の移相量の設定においては、３５時間もの長い時間を要している。
In the method described above, the phase shift amount of the
（温度ドリフトを与えない位相調節方法）
前述の、実際に温度変化を与えての移相器２０２の移相量の設定によれば、実際の温度変化に対して最も温度係数の小さい、最適な移相量を決定することができる。しかし、温度変化を与えるには長時間が必要であるため、より簡単な、温度ドリフトを与えない位相調節方法について説明する。フラックスゲート磁界センサの潜在的なオフセットは、ワイヤ内部の磁化Ｊsの向きに依存する。理想的には励磁電流の直流成分が円周方向に磁化Ｊsの方向を変えさせるため、オフセットは発生しない。しかし内部の異方性Ｋuの寄与により、外部磁界がない場合でも実際には磁化Ｊsの方向は若干円周方向からずれて、オフセットが発生することとなる。このように、磁化Ｊsの向きは、直流励磁電流及び異方性Ｋuの相互作用で決定される。そして、オフセットの温度ドリフトは、この異方性Ｋuの影響が温度により変化することにより発生するものである。励磁電流の直流成分の極性を切り替えない片バイアス動作の場合、このドリフトは顕著に出力に現れる。バイアススイッチングでは、周期的に直流励磁電流を反転させ、検波したピックアップ信号を平均化することで異方性Ｋuの影響を打ち消すものである。バイアススイッチング時に現れるオフセットのドリフトは、打消しできなかった部分、すなわちす、正負極性のアンバランス分に相当する。
(Phase adjustment method without temperature drift)
According to the above-described setting of the phase shift amount of the
温度を変化させながら移相器における移相量を設定するのには多大な時間が必要となるが、別の手段で正負極性のアンバランスを観測できれば、同様の位相の調節を行うことができる。ここで、磁化Ｊsを変動させる別の要因として、直流励磁電流がある。そのため、直流励磁電流をわずかに増減させることによって、正負アンバランスが存在すれば、これもオフセット変動となって観測されるはずである。この原理に基づけば、移相量を動かして、直流励磁電流を増減させた時のオフセット変動が極小となる部分を見つけると、それが正負極性のアンバランスが極少となる点となると考えられる。 It takes a lot of time to set the amount of phase shift in the phase shifter while changing the temperature, but if the imbalance of positive and negative polarities can be observed by another means, the same phase adjustment can be performed. .. Here, as another factor that changes the magnetization J s , there is a DC exciting current. Therefore, if there is a positive/negative imbalance by slightly increasing/decreasing the DC exciting current, this should also be observed as an offset fluctuation. Based on this principle, when a phase shift amount is moved to find a portion where the offset variation when the DC exciting current is increased or decreased is found, it is considered to be the point where the positive and negative polarity imbalance is minimized.
（直流励磁電流を変動させる位相調節方法）
図１６は、直流励磁電流を変動させる位相調節方法で使用した回路の回路図である。本発明のフラックスゲート磁界センサ２００の直流重畳交流励磁部２０１においては、直流励磁電流は単一の５Ｖの電源から取得していた。それに対して、この簡易な位相調節方法では、単一の５Ｖの電源をファンクションジェネレータ２６０で置き換え、５Ｖの直流に０．１Ｖの振幅で０．１Ｈｚのサイン波を重畳させたものを出力させる、フラックスゲート磁界センサ２００Ｂを使用した。ファンクションジェネレータ２６０の出力に対して、周波数７６ｋＨｚ程度で発信するオンボード発振回路の交流源からの出力を移相器２０２を通過させた上で重畳させている。
(Phase adjustment method to change the DC excitation current)
FIG. 16 is a circuit diagram of a circuit used in the phase adjusting method for varying the DC exciting current. In the DC superimposing AC
ファンクションジェネレータ２６０を用いて、直流励磁電流を正弦波状に変化させている。ここで、移相器の移相量を変化させることによって、オフセット変動を観察する。なお、オフセット変動は、センサ出力の変動として観察される。図１７は、直流励磁電流を変動させる位相調節方法でのオフセット変動を示す実測値のグラフである。そこには、移相量を変化させたときのオフセット変動の実測値が示されている。図において、０．０１〜０．０２時間（１分前後）程度を１つの試行として、それぞれの試行間で移相量を変化させている。それぞれの試行毎にステップ状の変化があるグラフが得られるが、そこには、０．１Ｈｚで変化するヒゲ状のオフセットの変化が観察される。図１７より、オフセット変動が極小となる点を見つけることができる。すなわち、０．０４時間の前後で移相量において、ヒゲ状のオフセット変動が極少となっていることが理解される。したがって、その時が磁化Ｊsの変動に伴うオフセット変動が極小となる最適な移相量と考えられる。そのとき定常的なオフセットが７ｎＴ程度あるが、これは磁化Ｊsにより変動しない成分と考えられ、温度係数に影響を及ぼさない。このように、移相量を変化させることによって、オフセット変動が減少し、その極小点を見つけることが可能であることが理解される。
The
ただし、この状態で、ファンクションジェネレータの部分を直流重畳交流励磁部２０１に戻して元の回路構成にすると、励磁電流源が変わることなどの理由により、若干、動作状態が変化することとなる。すなわち、ファンクションジェネレータを用いた調節時の最適点では定常的なオフセットが７ｎＴであるが、元の回路構成では若干それがずれてしまうことが考えられる。このことより、元の回路構成のまま、ファンクションジェネレータを使用せずに、位相の調節ができる方法がより好ましい。
However, in this state, if the function generator portion is returned to the DC superimposing AC
（電流制限抵抗を変化させる位相調節方法）
フラックスゲート磁界センサ２００の基本的な回路構成のまま、直流励磁電流を変化させる方法があると、実際の回路構成や動作状態に基づいた状態で、オフセットの変動を観察することができるので、好適である。図１８には、直流重畳交流励磁部２０１において直流励磁電流を変動させるための具体的な回路の例が示されている。図１８には、直流重畳交流励磁部２０１の、直流重畳交流励磁部２０１からセンサ部２０４までの部分に対応する具体的な回路が示されている。その回路は、電流制限抵抗Ｒdcを含んでいるが、これの抵抗値を変化させることにより、フラックスゲート磁界センサ２００の基本的な回路構成のまま、直流励磁電流を変化させることができる。可変抵抗である電流制限抵抗Ｒdcを、ニュートラル位置から、例えば±１／４回転ずつ回転させることによって、直流励磁電流を手動で変化させることができる。移相量を段階的に変化させたそれぞれの試行において、電流制限抵抗Ｒdcの増減（±１／４回転）を毎回行い、センサ出力の変化（すなわちオフセットの変化）が極小となる位置を見つけることで、所望の調節を行うことができる。これにより、同期検波器２０７は、直流バイアス電流を変化させたときの励磁極性毎のオフセット成分のアンバランスが最小となるような同期検波における参照信号との位相関係でピックアップ信号を同期検波することとなる。
(Phase adjustment method to change the current limiting resistance)
If there is a method of changing the DC exciting current while keeping the basic circuit configuration of the fluxgate magnetic field sensor 200, it is possible to observe the variation of the offset in a state based on the actual circuit configuration and operating state, which is preferable. Is. FIG. 18 shows an example of a specific circuit for varying the DC exciting current in the DC superposed AC
図１９は、電流制限抵抗を変化させる位相調節方法でのオフセット変動を示す実測値のグラフである。それぞれの試行毎にステップ状の変化があるグラフが得られている。図において、１本の一点鎖線の区間で示した０．０３〜０．０５時間（２〜３分前後）程度の試行を何度か実施し、それぞれの試行間で移相量を段階的に変化させている。そして、それぞれの試行において、電流制限抵抗Ｒdcを、基準位置から−１／４回転に回転させた後に、基準位置を通過して＋１／４回転に回転させ、基準位置に戻している。それぞれの試行では、電流制限抵抗Ｒdcの変化に応じてオフセットが若干変化している。図より、移相器の移相量を変化させたそれぞれの試行で直流励磁電流を電流制限抵抗Ｒdcにより変化させた場合において、オフセット変化が極小になっている点をみつけることができる。すなわち、０．２１〜０．２４時間の辺りでの移相量において、オフセットの変動が最小になっていることが理解される。また、その点を境にして、オフセット変化の関係性が逆転することも理解される。オフセット変動が極小となる移相量の位置は定常的なオフセットが約１０ｎＴとなる位置である。これは、実際に温度を変化させて調節した図１５の（ｂ）において、０．０１９ｎＴ／℃の極小のオフセット変動となる点でのオフセットの値とほぼ一致している。従って、このような移相量となるように、移相器２０２を設定することにより、温度によるオフセット変動が極小となるフラックスゲート磁界センサ２００を得ることができる。なお、この調節方法は、実際に温度を変化させる必要がないため短時間で実施することができる。図１９の調節は、実際には、３０分程度で実施できた。
FIG. 19 is a graph of actually measured values showing offset fluctuations in the phase adjustment method of changing the current limiting resistance. A graph with stepwise changes is obtained for each trial. In the figure, several trials of about 0.03 to 0.05 hours (around 2 to 3 minutes) indicated by the one-dot chain line are carried out several times, and the phase shift amount is stepwise between the trials. It is changing. Then, in each trial, the current limiting resistor R dc is rotated from the reference position to −1/4 rotation, then passes through the reference position, is rotated to +1/4 rotation, and is returned to the reference position. In each trial, the offset changes slightly as the current limiting resistance R dc changes. From the figure, it can be found that the offset change is minimal when the DC exciting current is changed by the current limiting resistor R dc in each trial in which the phase shift amount of the phase shifter is changed. That is, it is understood that the variation of the offset is minimum in the phase shift amount around 0.21 to 0.24 hours. It is also understood that the relationship of the offset change reverses at that point. The position of the amount of phase shift where the offset fluctuation is minimal is the position where the steady offset is about 10 nT. This is almost the same as the offset value at the point where there is a minimum offset variation of 0.019 nT/° C. in (b) of FIG. 15 in which the temperature is actually changed and adjusted. Therefore, by setting the
この例では、それぞれの移相量において、電流制限抵抗Ｒdcを、基準位置、−１／４回転、＋１／４回転の３種類の値に変化させて３種類の大きさの直流励磁電流を含む励磁電流を磁性コアに流している。しかし、基準位置以外の他の１つの抵抗値を含む２つ以上の抵抗値を使用して２つ以上の励磁電流でそれぞれの試行を行えば、オフセット変動が極小となる移相量を特定することができる。このように、同期検波の位相（タイミング）を、好適と予想される位相を含む範囲内で段階的に変化させ、変化させられたそれぞれの位相において、励磁電流を少なくとも２つの電流値に変化させ、それらの２つの電流値におけるセンサ出力の差が最小となる位相関係を同期検波におけるピックアップ信号と参照信号との位相関係として選択するとよい。 In this example, in each phase shift amount, the current limiting resistance R dc is changed to three values of the reference position, −1/4 rotation, and +1/4 rotation to generate three types of DC exciting current. Exciting current including is passed through the magnetic core. However, if each trial is performed with two or more exciting currents using two or more resistance values including one resistance value other than the reference position, the phase shift amount at which the offset fluctuation becomes the minimum is specified. be able to. In this way, the phase (timing) of synchronous detection is changed stepwise within the range including the phase expected to be preferable, and the exciting current is changed to at least two current values in each changed phase. The phase relationship that minimizes the difference between the sensor outputs at these two current values may be selected as the phase relationship between the pickup signal and the reference signal in the synchronous detection.
次に、図１９で示した調節を行ったフラックスゲート磁界センサ２００に対して、実際に温度変化を与えて、オフセット変動を観察した。図２０は、電流制限抵抗を変化させる位相調節方法で調節したフラックスゲート磁界センサ２００の実際の温度を変化させたときの温度とオフセットの実測値のグラフである。ここでは、低温側温度サイクルの試行を２回実施し、安定性を検証した。図２０の（ａ）には、与えた温度変化が示されており、図２０の（ｂ）には、そのような温度変化を与えた時のオフセットが示されている。図２０の（ｂ）に示されるように、急冷から室温に戻る温度変化を与えたときのオフセットの戻り方は２回とも同様であり、安定していることが理解される。図２１も、電流制限抵抗を変化させる位相調節方法で調節したセンサの温度を変化させたときの温度とオフセットの実測値のグラフである。ここでは、具体的な温度係数を求めた。図２１において、温度係数は、０．０１４ｎＴ／℃となり、最良の値を得ることができた。このように、実際に温度変化を与えることなく電流制限抵抗を変化させる位相調節方法で移相量を調節したフラックスゲート磁界センサ２００に対して、実際に温度ドリフトを与えて確認した場合、良好な温度特性が得られることが確認された。このような調節を行ったフラックスゲート磁界センサ２００は、温度ではなく励磁電流を変化させることによって調節したものであるが、良好な温度特性を有するものである。 Next, with respect to the fluxgate magnetic field sensor 200 that has been adjusted as shown in FIG. 19, a temperature change was actually given and the offset fluctuation was observed. FIG. 20 is a graph of actually measured values of the temperature and the offset when the actual temperature of the fluxgate magnetic field sensor 200 adjusted by the phase adjusting method of changing the current limiting resistance is changed. Here, the trial of the low temperature side temperature cycle was performed twice to verify the stability. 20A shows the applied temperature change, and FIG. 20B shows the offset when such a temperature change is applied. As shown in (b) of FIG. 20, it is understood that the offset return when the temperature change from the rapid cooling to the room temperature is applied is the same in both times and is stable. FIG. 21 is also a graph of measured values of temperature and offset when the temperature of the sensor adjusted by the phase adjusting method of changing the current limiting resistance is changed. Here, a specific temperature coefficient was obtained. In FIG. 21, the temperature coefficient was 0.014 nT/° C., and the best value could be obtained. As described above, when the flux gate magnetic field sensor 200 whose phase shift amount is adjusted by the phase adjusting method that changes the current limiting resistance without actually changing the temperature is actually subjected to the temperature drift and confirmed, it is preferable. It was confirmed that temperature characteristics were obtained. The flux gate magnetic field sensor 200 adjusted as described above is adjusted by changing the exciting current instead of the temperature, but has good temperature characteristics.
本発明は、フラックスゲート磁界センサの温度係数を極めて良好な値にすることができ、宇宙機用のみならず、温度変化にさらされる環境で使用される磁界センサに好適に適用することができる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can make the temperature coefficient of the fluxgate magnetic field sensor an extremely good value, and can be suitably applied not only to a spacecraft but also to a magnetic field sensor used in an environment exposed to temperature changes.
１０ ：移相器
１００ ：フラックスゲート磁界センサ
１０１ ：直流重畳交流励磁部
１０２ ：移相器
１０３ ：励磁極性スイッチング部
１０４ ：センサ部
１０５ ：ボルテージフォロア
１０６ ：増幅器
１０７ ：同期検波器
１０８ ：ローパスフィルタ
１０９ ：積分器
１１０ ：フィードバック抵抗
１１１ ：出力端子
２００ ：フラックスゲート磁界センサ
２００Ａ ：フラックスゲート磁界センサ
２００Ｂ ：フラックスゲート磁界センサ
２０１ ：直流重畳交流励磁部
２０２ ：移相器
２０２Ａ ：移相器
２０３ ：励磁極性スイッチング部
２０４ ：センサ部
２０５ ：ボルテージフォロア
２０６ ：増幅器
２０７ ：同期検波器
２０８ ：ローパスフィルタ
２０９ ：積分器
２１０ ：フィードバック抵抗
２１１ ：出力端子
２５２Ａ ：可変抵抗
２５２Ｂ ：可変抵抗
２６０ ：ファンクションジェネレータ
Ｈ ：励磁磁界
Ｈdc ：直流バイアス磁界
Ｈex ：外部磁界
Ｊs ：磁化
Ｋu ：異方性
Ｒdc ：電流制限抵抗
ｆbs ：切り替え周波数
10: Phase shifter 100: Fluxgate magnetic field sensor 101: Direct current superposition alternating current excitation unit 102: Phase shifter 103: Exciting magnetic polarity switching unit 104: Sensor unit 105: Voltage follower 106: Amplifier 107: Synchronous detector 108: Low pass filter 109 : Integrator 110: Feedback resistance 111: Output terminal 200: Fluxgate magnetic field sensor 200A: Fluxgate magnetic field sensor 200B: Fluxgate magnetic field sensor 201: Direct current superposition alternating current excitation unit 202:
Claims (12)
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
極性が周期的に反転させられる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を、前記直流重畳交流励磁部からの交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波することにより検波信号を出力する同期検波器と、
前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含むフラックスゲート磁界センサにおいて、
前記同期検波器は、前記センサ出力の温度係数が実質的に最小となるような前記参照信号との位相関係で前記ピックアップ信号を同期検波することを特徴とするフラックスゲート磁界センサ。 A magnetic core made of an elongated magnetic body to which a magnetic field to be detected is applied,
A pickup coil wound around the magnetic core;
A DC superposed AC exciting unit that supplies an exciting current obtained by superposing an AC current with a DC bias current whose polarity is periodically inverted, to the magnetic core,
A pick-up signal from the pick-up coil, a synchronous detector that outputs a detection signal by performing synchronous detection with reference to a reference signal whose frequency is synchronized with the alternating current from the direct-current superimposed alternating-current excitation unit,
An output circuit that generates a sensor output based on a magnetic field detection signal obtained by removing a signal that does not correspond to the detected magnetic field from the detected signal, and a fluxgate magnetic field sensor,
The flux detector magnetic field sensor, wherein the synchronous detector synchronously detects the pickup signal in a phase relationship with the reference signal such that the temperature coefficient of the sensor output is substantially minimized.
前記移相器は、前記同期検波器での前記同期検波における前記参照信号との前記位相関係が、前記センサ出力の温度係数が実質的に最小となるように前記参照信号の位相を調節するものである、請求項１又は２に記載のフラックスゲート磁界センサ。 Further comprising a phase shifter for adjusting the phase of the reference signal,
The phase shifter adjusts the phase of the reference signal such that the phase relationship with the reference signal in the synchronous detection by the synchronous detector is substantially the minimum temperature coefficient of the sensor output. The fluxgate magnetic field sensor according to claim 1, wherein
前記移相器は、前記同期検波器での前記同期検波における前記参照信号との前記位相関係が、前記センサ出力の温度係数が実質的に最小となるように前記励磁電流の位相を調節するものである、請求項１又は２に記載のフラックスゲート磁界センサ。 Further comprising a phase shifter for adjusting the phase of the exciting current from the direct current superposed alternating current exciting unit,
The phase shifter adjusts the phase of the exciting current so that the phase relationship with the reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector is substantially the temperature coefficient of the sensor output. The fluxgate magnetic field sensor according to claim 1, wherein
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
極性が周期的に反転させられる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を、前記直流重畳交流励磁部からの交流電流と周波数及び位相が同期した参照信号を参照して同期検波することにより検波信号を出力する同期検波器と、
前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含むフラックスゲート磁界センサにおいて、
前記同期検波器は、前記直流バイアス電流を変化させたときの前記直流バイアス電流による前記センサ出力の変化が実質的に最小となるような前記参照信号との位相関係で前記ピックアップ信号を同期検波することを特徴とするフラックスゲート磁界センサ。 A magnetic core made of an elongated magnetic body to which a magnetic field to be detected is applied,
A pickup coil wound around the magnetic core;
A DC superposed AC exciting unit that supplies an exciting current obtained by superposing an AC current with a DC bias current whose polarity is periodically inverted, to the magnetic core,
A pick-up signal from the pick-up coil, a synchronous detector that outputs a detection signal by performing synchronous detection with reference to a reference signal whose frequency and phase are synchronized with the alternating current from the direct-current superimposed alternating-current excitation unit,
An output circuit that generates a sensor output based on a magnetic field detection signal obtained by removing a signal that does not correspond to the detected magnetic field from the detected signal, and a fluxgate magnetic field sensor,
The synchronous detector synchronously detects the pickup signal in a phase relationship with the reference signal such that a change in the sensor output due to the DC bias current when the DC bias current is changed is substantially minimized. A fluxgate magnetic field sensor characterized in that:
前記移相器は、前記同期検波器での前記同期検波における前記参照信号との前記位相関係が、前記直流バイアス電流を変化させたときの前記直流バイアス電流による前記センサ出力の変化が実質的に最小となるように前記参照信号の位相を調節するものである、請求項７又は８に記載のフラックスゲート磁界センサ。 Further comprising a phase shifter for adjusting the phase of the reference signal,
The phase shifter, the phase relationship with the reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector is substantially the change in the sensor output due to the DC bias current when the DC bias current is changed. The fluxgate magnetic field sensor according to claim 7, which adjusts the phase of the reference signal so as to be minimum.
前記移相器は、前記同期検波器での前記同期検波における前記参照信号との前記位相関係が、前記直流バイアス電流を変化させたときの前記直流バイアス電流による前記センサ出力の変化が実質的に最小となるように前記励磁電流の位相を調節するものである、請求項７又は８に記載のフラックスゲート磁界センサ。 Further comprising a phase shifter for adjusting the phase of the exciting current from the direct current superposed alternating current exciting unit,
The phase shifter, the phase relationship with the reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector is substantially the change in the sensor output due to the DC bias current when the DC bias current is changed. The fluxgate magnetic field sensor according to claim 7, wherein the phase of the exciting current is adjusted so as to be a minimum.
前記フラックスゲート磁界センサは、
検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
極性が周期的に反転させられる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を、前記直流重畳交流励磁部からの交流電流と周波数及び位相が同期した参照信号を参照して同期検波することにより検波信号を出力する同期検波器と、
前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含むものであり、
前記方法は、
前記同期検波器での前記同期検波における前記参照信号との位相関係を、好適と予想される位相関係を含む範囲内で段階的に変化させるステップであって、変化させられたそれぞれの前記位相関係において、前記励磁電流を少なくとも２つの電流値に変化させるステップと、
前記２つの電流値における前記センサ出力の変化が実質的に最小となる前記位相関係を前記同期検波における前記参照信号との前記位相関係として選択するステップと、を含む方法。 A method of adjusting a fluxgate magnetic field sensor, comprising:
The fluxgate magnetic field sensor,
A magnetic core made of an elongated magnetic body to which a magnetic field to be detected is applied,
A pickup coil wound around the magnetic core;
A DC superposed AC exciting unit that supplies an exciting current obtained by superposing an AC current with a DC bias current whose polarity is periodically inverted, to the magnetic core,
A pick-up signal from the pick-up coil, a synchronous detector that outputs a detection signal by performing synchronous detection with reference to a reference signal whose frequency and phase are synchronized with the alternating current from the direct-current superimposed alternating-current excitation unit,
An output circuit that generates a sensor output based on a magnetic field detection signal obtained by removing a signal that does not correspond to the detected magnetic field from the detection signal,
The method is
A step of stepwise changing a phase relationship with the reference signal in the synchronous detection in the synchronous detector within a range including a phase relationship expected to be preferable, and each of the changed phase relationships. In, changing the exciting current into at least two current values,
Selecting, as the phase relationship with the reference signal in the synchronous detection, the phase relationship in which the change in the sensor output at the two current values is substantially minimized.
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