JP2020113894A - レベル変換回路 - Google Patents
レベル変換回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2020113894A JP2020113894A JP2019003199A JP2019003199A JP2020113894A JP 2020113894 A JP2020113894 A JP 2020113894A JP 2019003199 A JP2019003199 A JP 2019003199A JP 2019003199 A JP2019003199 A JP 2019003199A JP 2020113894 A JP2020113894 A JP 2020113894A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- terminal
- mosfet
- level conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
【課題】簡易な構成で電圧レベルを変換させることが可能な技術を提供する。【解決手段】レベル変換回路は、インバータ回路と、第1MOSFETと、第2MOSFETと、を備える。第1MOSFETは、所定電圧部位に接続されている第1ソース端子と、インバータ回路の電源供給端子に接続されている第1ドレイン端子と、第1ドレイン端子に接続されている第1ゲート端子と、を備える。第2MOSFETは、第1MOSFETの第1ソース端子に接続されている第2ソース端子と、第1MOSFETの第1ドレイン端子に接続されている第2ドレイン端子と、インバータ回路の信号入力端子に接続されている第2ゲート端子と、を備える。【選択図】図1
Description
本明細書で開示する技術は、レベル変換回路に関する。
特許文献1には、入力端子に入力される電圧の電圧レベルを変換し、変換後の電圧レベルに応じたデジタル信号を出力するレベル変換回路が開示されている。このレベル変換回路では、pチャネルトランジスタのサイズとnチャネルトランジスタのサイズとを調整することで、電圧レベルを変換している。
特許文献1のレベル変換回路では、電圧レベルを変換するために、pチャネルトランジスタのサイズとnチャネルトランジスタのサイズとを調整する必要があり、レベル変換回路の構成が煩雑化してしまう。
本明細書では、簡易な構成で、入力電圧の電圧レベルを変換することができる技術を提供する。
本明細書で開示されるレベル変換回路は、インバータ回路と、第1MOSFETと、第2MOSFETと、を備える。前記第1MOSFETは、所定電圧部位に接続されている第1ソース端子と、前記インバータ回路の電源供給端子に接続されている第1ドレイン端子と、前記第1ドレイン端子に接続されている第1ゲート端子と、を備え、前記第2MOSFETは、前記第1MOSFETの前記第1ソース端子に接続されている第2ソース端子と、前記第1MOSFETの前記第1ドレイン端子に接続されている第2ドレイン端子と、前記インバータ回路の信号入力端子に接続されている第2ゲート端子と、を備える。
上記のレベル変換回路では、第2MOSFETの第2ソース端子、第2ドレイン端子が、それぞれ、第1MOSFETの第1ソース端子、第1ドレイン端子に接続されている。即ち、インバータ回路と所定電圧部位との間に、第1MOSFET及び第2MOSFETが並列に接続されている。また、第2MOSFETの第2ゲート端子が、インバータ回路の信号入力端子に接続されており、第2MOSFETは、信号入力端子に入力される信号によって駆動される。この場合、第2MOSFETがONになると、第2MOSFETによって第1MOSFETがバイパスされる。また、第2MOSFETを飽和領域で使用することができるために、十分に小さなオン抵抗による電圧降下しか発生しない。即ち、第2MOSFETによる電圧降下を無視することが可能となる。このため、第2MOSFETがONしているときに、インバータ回路から出力される信号の電圧レベルと所定電圧部位の電圧レベルとが同じ電圧レベルになる。従って、インバータ回路に第1MOSFETと第2MOSFETを並列に接続するという簡易な構成で、入力電圧の電圧レベルを変換することができる。
インバータ回路の信号入力端子には、デジタル信号出力回路から出力されるデジタル信号が出力されてもよい。デジタル信号出力回路には、第3MOSFETが接続されており、第3MOSFETは、所定電圧部位に接続されている第3ソース端子と、デジタル信号出力回路の電源供給端子に接続されている第3ドレイン端子と、第3ドレイン端子に接続されている第3ゲート端子と、を備えてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。
(第1実施例)
図1を参照して、本実施例に係る出力回路1について説明する。出力回路1はチップ化された回路であり、クロック回路10と、レベル変換回路20と、を備えている。
図1を参照して、本実施例に係る出力回路1について説明する。出力回路1はチップ化された回路であり、クロック回路10と、レベル変換回路20と、を備えている。
(クロック回路10の構成)
クロック回路10は、クロック信号CLK1(図2参照)を生成する回路である。クロック信号CLK1は、例えばデューティー比が50%の矩形波である。クロック回路10は、リングオシレータ12と、PMOSトランジスタM11と、を備えている。リングオシレータ12は、奇数個のCMOSインバータINV1がリング状に接続された構成を備えている。PMOSトランジスタM11は、複数のCMOSインバータINV1に対して1つ備えられている。PMOSトランジスタM11のソース端子は、電源電圧部位VDDに接続されている。複数のCMOSインバータINV1の電源電圧端子が、PMOSトランジスタM11のドレイン端子に共通に接続されている。複数のCMOSインバータINV1の各々の基準電圧端子は、基準電圧部位GNDに接続されている。PMOSトランジスタM11のゲート端子は、PMOSトランジスタM11のドレイン端子に接続されており、いわゆるダイオード接続が構成されている。
クロック回路10は、クロック信号CLK1(図2参照)を生成する回路である。クロック信号CLK1は、例えばデューティー比が50%の矩形波である。クロック回路10は、リングオシレータ12と、PMOSトランジスタM11と、を備えている。リングオシレータ12は、奇数個のCMOSインバータINV1がリング状に接続された構成を備えている。PMOSトランジスタM11は、複数のCMOSインバータINV1に対して1つ備えられている。PMOSトランジスタM11のソース端子は、電源電圧部位VDDに接続されている。複数のCMOSインバータINV1の電源電圧端子が、PMOSトランジスタM11のドレイン端子に共通に接続されている。複数のCMOSインバータINV1の各々の基準電圧端子は、基準電圧部位GNDに接続されている。PMOSトランジスタM11のゲート端子は、PMOSトランジスタM11のドレイン端子に接続されており、いわゆるダイオード接続が構成されている。
(レベル変換回路20の構成)
レベル変換回路20は、クロック回路10から入力されるクロック信号CLK1の電圧レベルを変換する回路である。レベル変換回路20は、CMOSインバータINV2と、2個のPMOSトランジスタM21、M22と、を備えている。PMOSトランジスタM21のソース端子は、電源電圧部位VDDに接続されている。PMOSトランジスタM21のドレイン端子は、CMOSインバータINV2の電源電圧端子に接続されている。PMOSトランジスタM21のゲート端子は、PMOSトランジスタM21のドレイン端子に接続されており、いわゆるダイオード接続が構成されている。
レベル変換回路20は、クロック回路10から入力されるクロック信号CLK1の電圧レベルを変換する回路である。レベル変換回路20は、CMOSインバータINV2と、2個のPMOSトランジスタM21、M22と、を備えている。PMOSトランジスタM21のソース端子は、電源電圧部位VDDに接続されている。PMOSトランジスタM21のドレイン端子は、CMOSインバータINV2の電源電圧端子に接続されている。PMOSトランジスタM21のゲート端子は、PMOSトランジスタM21のドレイン端子に接続されており、いわゆるダイオード接続が構成されている。
PMOSトランジスタM22のソース端子、ドレイン端子は、それぞれ、PMOSトランジスタM21のソース端子、ドレイン端子に接続されている。即ち、CMOSインバータINV2と電源電圧部位VDDとの間に、PMOSトランジスタM21及びPMOSトランジスタM22が並列に接続されている。PMOSトランジスタM22のゲート端子は、CMOSインバータINV2の信号入力端子に接続されている。
CMOSインバータINV2の信号入力端子は、クロック回路10の出力端子及びPMOSトランジスタM22のゲート端子に接続されている。CMOSインバータINV2の基準電圧端子は、基準電圧部位GNDに接続されている。CMOSインバータINV2の出力端子から、電圧レベルが変換されたクロック信号CLK2(図3参照)が出力される。
(クロック回路10の動作)
図2の波形図を用いて、クロック回路10の動作について説明する。図2は、クロック回路10から出力されるクロック信号CLK1の波形図であり、横軸は時間を表わし、縦軸は電圧レベルを表わす。
図2の波形図を用いて、クロック回路10の動作について説明する。図2は、クロック回路10から出力されるクロック信号CLK1の波形図であり、横軸は時間を表わし、縦軸は電圧レベルを表わす。
クロック回路10は、不図示のスタート回路により、図中の左端のCMOSインバータINV1の入力レベルが反転される。すると、左端のCMOSインバータINV1の出力が反転する。左端のCMOSインバータINV1の出力端子は左から2番目のCMOSインバータINV1の入力端子に接続されている。左端のCMOSインバータINV1の出力が反転すると、左から2番目のCMOSインバータINV1の入力が反転し、そのCMOSインバータINV1の出力が反転する。こうして図の左から右へ、CMOSインバータINV1の出力反転が連鎖的に生じる。右端のCMOSインバータINV1の出力端子は左端のCMOSインバータINV1の入力端子に接続されており、出力反転の連鎖はリングオシレータ12を無限にめぐる。図中の右端のCMOSインバータINV1の出力端子はクロック回路10の出力端子に相当する。この出力端子から、CMOSインバータINV1の動作速度とリングオシレータ12の段数に応じた周期のクロック信号CLK1が出力される。
上述のように、クロック回路10では、PMOSトランジスタM11が、電源電圧部位VDDと複数のCMOSインバータINV1との間に挿入されている。PMOSトランジスタM11は、電圧調整回路として機能する。
電圧調整回路(即ちPMOSトランジスタM11)の作用を説明する。CMOSインバータINV1を構成しているMOSトランジスタには、寄生ダイオードが存在する。寄生ダイオードは、高温範囲でリーク電流が流れる。このリーク電流に起因して、クロック回路10が生成するクロック信号CLK1の温度依存特性については、高温範囲でその線形性が崩れることがある。そこで、例えば、クロック回路10を構成するCMOSインバータINV1の遅延時間の変化率が高温範囲で増加する場合、電圧調整回路(PMOSトランジスタM11)は、高温範囲の電圧降下が低温範囲の電圧降下よりも小さくなるように動作する。これにより、クロック回路10の電源電圧端子に供給される電圧は、低温範囲よりも高温範囲で大きくなる。CMOSインバータINV1の動作電流が高温範囲で補償され、CMOSインバータINV1の温度に対する遅延時間の変化率が低温範囲から高温範囲まで一定とすることができる。
しかし、電圧調整回路(PMOSトランジスタM11)を配置すると、電圧調整回路において電圧VGSだけ電圧降下が発生してしまう。従って、図2の波形図に示すように、クロック回路10から出力されるクロック信号CLK1の振幅は、基準電圧部位GNDの電圧から電源電圧部位VDDの電圧までのフルスイングの振幅A1に比して小さな振幅A2となる。以下では、基準電圧部位GNDの電圧、電源電圧部位VDDの電圧を、それぞれ、「電圧GND」、「電圧VDD」と記載することがある。振幅A2は、電圧GNDから、電圧VDDから電圧VGSだけ低下した電圧VBBまでの振幅である。なお、図2では、電圧GND、電圧VDD、電圧VGS、電圧VBBが、それぞれ、0V、3.0V、0.7V、2.3Vである場合を説明している。
(レベル変換回路20の動作)
図3の波形図を用いて、レベル変換回路20の動作について説明する。図3は、レベル変換回路20から出力されるクロック信号CLK2の波形図であり、横軸は時間を表わし、縦軸は電圧を表わす。
図3の波形図を用いて、レベル変換回路20の動作について説明する。図3は、レベル変換回路20から出力されるクロック信号CLK2の波形図であり、横軸は時間を表わし、縦軸は電圧を表わす。
クロック回路10からレベル変換回路20に電圧VBBの信号が入力されると、CMOSインバータINV2において、基準電圧端子と出力端子との間に電流経路が形成される。この場合、レベル変換回路20から出力される信号の電圧は電圧GNDとなる。なお、クロック回路10からレベル変換回路20に電圧VBBの信号が入力される場合、PMOSトランジスタM22はOFFとなる。
一方、クロック回路10からレベル変換回路20に電圧GNDの信号が入力されると、CMOSインバータINV2において、電源電圧端子と出力端子との間に電流経路が形成される。また、PMOSトランジスタM22は、ONとなる。この場合、PMOSトランジスタM22によってPMOSトランジスタM21がバイパスされる。また、PMOSトランジスタM22を飽和領域で使用することができるために、十分に小さなオン抵抗による電圧降下しか発生しない。即ち、PMOSトランジスタM22による電圧降下を無視することが可能となる。このため、CMOSインバータINV2から出力される信号の電圧が、電源電圧部位VDDの電圧と同じ電圧VDDとなる。従って、レベル変換回路20から出力されるクロック信号CLK2の振幅は、フルスイングの振幅A1となる。
(本実施例の効果)
本実施例の効果について説明する前に、比較例の出力回路101について説明する。なお、両回路で同一の構成には同一の符号を付すことで、説明を省略する。図4に示すように、比較例の出力回路101は、本実施例のレベル変換回路20とは異なるレベル変換回路120を備える。比較例のレベル変換回路120は、PMOSトランジスタM22を有さない点が、本実施例のレベル変換回路20と異なる。クロック回路10からレベル変換回路120に電圧VBBの信号が入力されると、CMOSインバータINV2において、基準電圧端子と出力端子との間に電流経路が形成され、レベル変換回路120から電圧GNDの信号が出力される。一方、クロック回路10からレベル変換回路120に電圧GNDの信号が入力されると、CMOSインバータINV2において、基準電圧端子と出力端子との間に電流経路が形成される。比較例の場合、PMOSトランジスタM21がONとなり、PMOSトランジスタM21において電圧VGSだけ電圧降下が発生してしまう。この場合、レベル変換回路120から出力される信号の電圧は、電圧VDDから電圧VGSだけ低下した電圧VBBとなる。従って、図5の波形図に示すように、レベル変換回路120から出力されるクロック信号CLK3の振幅は、振幅A1に比して小さな振幅A2となってしまう。次段の信号処理回路(図示省略)に、この小さくなった振幅A2が入力されると、信号処理回路で論理データを正しく取り扱うことができなくなってしまう場合がある。
本実施例の効果について説明する前に、比較例の出力回路101について説明する。なお、両回路で同一の構成には同一の符号を付すことで、説明を省略する。図4に示すように、比較例の出力回路101は、本実施例のレベル変換回路20とは異なるレベル変換回路120を備える。比較例のレベル変換回路120は、PMOSトランジスタM22を有さない点が、本実施例のレベル変換回路20と異なる。クロック回路10からレベル変換回路120に電圧VBBの信号が入力されると、CMOSインバータINV2において、基準電圧端子と出力端子との間に電流経路が形成され、レベル変換回路120から電圧GNDの信号が出力される。一方、クロック回路10からレベル変換回路120に電圧GNDの信号が入力されると、CMOSインバータINV2において、基準電圧端子と出力端子との間に電流経路が形成される。比較例の場合、PMOSトランジスタM21がONとなり、PMOSトランジスタM21において電圧VGSだけ電圧降下が発生してしまう。この場合、レベル変換回路120から出力される信号の電圧は、電圧VDDから電圧VGSだけ低下した電圧VBBとなる。従って、図5の波形図に示すように、レベル変換回路120から出力されるクロック信号CLK3の振幅は、振幅A1に比して小さな振幅A2となってしまう。次段の信号処理回路(図示省略)に、この小さくなった振幅A2が入力されると、信号処理回路で論理データを正しく取り扱うことができなくなってしまう場合がある。
そこで、本実施例のレベル変換回路20では、CMOSインバータINV2と電源電圧部位VDDとの間に、PMOSトランジスタM21及びPMOSトランジスタM22が並列に接続されている。また、PMOSトランジスタM22のゲート端子が、CMOSインバータINV2の信号入力端子に接続されている。このような構成では、クロック回路10からレベル変換回路20に電圧GNDの信号が入力され、PMOSトランジスタM22がONになると、PMOSトランジスタM21がバイパスされる。また、PMOSトランジスタM22を飽和領域で使用することができるために、十分に小さなオン抵抗による電圧降下しか発生しない。即ち、PMOSトランジスタM22による電圧降下を無視することが可能となる。このため、PMOSトランジスタM22がONしているときに、レベル変換回路20から出力される信号の電圧が電圧VDDとなる。従って、CMOSインバータINV2にPMOSトランジスタM21とPMOSトランジスタM22を並列に接続するという簡易な構成で、電圧レベルを電圧VBB(図2参照)から電圧VDD(図3参照)に変換することができる。即ち、レベル変換回路20から出力される信号の振幅を、基準電圧部位GNDの電圧から電源電圧部位VDDの電圧までのフルスイングの振幅A1にすることができる。この結果、次段の信号処理回路に、振幅A2に比して大きい振幅A1が入力されるために、信号処理回路で論理データを正しく取り扱うことができる。
また、レベル変換回路20の前段のクロック回路10が電圧調整回路(PMOSトランジスタM11)を備えており、電圧調整回路において電圧降下が発生しても、レベル変換回路20において、電圧レベルを適切に変換することができる。
(対応関係)
PMOSトランジスタM21、PMOSトランジスタM22、PMOSトランジスタM11が、それぞれ、「第1MOSFET」、「第2MOSFET」、「第3MOSFET」の一例である。CMOSインバータINV2が、「インバータ回路」の一例である。CMOSインバータINV2の電源電圧端子が、「インバータ回路の電源供給端子」の一例である。電源電圧部位VDDが、「所定電圧部位」の一例である。CMOSインバータINV1が、「デジタル信号出力回路」の一例である。
PMOSトランジスタM21、PMOSトランジスタM22、PMOSトランジスタM11が、それぞれ、「第1MOSFET」、「第2MOSFET」、「第3MOSFET」の一例である。CMOSインバータINV2が、「インバータ回路」の一例である。CMOSインバータINV2の電源電圧端子が、「インバータ回路の電源供給端子」の一例である。電源電圧部位VDDが、「所定電圧部位」の一例である。CMOSインバータINV1が、「デジタル信号出力回路」の一例である。
(第2実施例)
図6を参照して、本実施例に係る温度センサ回路201について説明する。温度センサ回路201はチップ化された回路であり、クロック回路10と、2個のレベル変換回路20と、パルス生成回路230と、遅延回路240と、遅延時間計測回路250と、を備えている。クロック回路10と遅延時間計測回路250との間、及び、遅延回路240と遅延時間計測回路250との間に、レベル変換回路20が挿入されている。なお、実施例間で共通する構成については、同一の符号を付すことで、説明を省略する。
図6を参照して、本実施例に係る温度センサ回路201について説明する。温度センサ回路201はチップ化された回路であり、クロック回路10と、2個のレベル変換回路20と、パルス生成回路230と、遅延回路240と、遅延時間計測回路250と、を備えている。クロック回路10と遅延時間計測回路250との間、及び、遅延回路240と遅延時間計測回路250との間に、レベル変換回路20が挿入されている。なお、実施例間で共通する構成については、同一の符号を付すことで、説明を省略する。
パルス生成回路230は、低周波信号S1を生成する回路である。低周波信号S1は、クロック信号CLK1よりも十分に低周波な信号である。低周波信号S1は、例えば、クロック信号CLK1の周波数を1/1024倍又は1/2048倍に低周波化することで生成してもよい。
遅延回路240は、低周波信号S1を遅延させた遅延信号S2を生成する回路である。遅延回路240は、インバータチェーン242と、PMOSトランジスタM31と、を備えている。インバータチェーン242は、奇数個のCMOSインバータINV3が直列に接続された構成を備えている。PMOSトランジスタM31は、複数のCMOSインバータINV3に対して1つ備えられている。PMOSトランジスタM31のソース端子は、電源電圧部位VDDに接続されている。複数のCMOSインバータINV3の電源電圧端子が、PMOSトランジスタM31のドレイン端子に共通に接続されている。複数のCMOSインバータINV3の各々の基準電圧端子は、基準電圧部位GNDに接続されている。PMOSトランジスタM31のゲート端子は、PMOSトランジスタM31のドレイン端子に接続されており、いわゆるダイオード接続が構成されている。なお、第1実施例のPMOSトランジスタM11と同様に、遅延回路240のPMOSトランジスタM31において電圧VGSだけ電圧降下が発生してしまう。従って、遅延回路240から出力される遅延信号S2の振幅は、振幅A1に比して小さな振幅A2である。
遅延時間計測回路250は、低周波信号S1と遅延信号S2の時間差(遅延信号S2の遅延時間に相当する)をクロック信号CLK2のクロック数に基づいて計測する回路である。また、遅延時間計測回路250は、その計測されたクロック数をデジタルの温度情報Doutに変換して出力するように構成されている。
(遅延時間計測回路250の動作)
図7の波形図を用いて、遅延時間計測回路250の動作を具体的に説明する。図7は、遅延時間計測回路250に入力される各種信号の波形図である。時刻t1において、低周波信号S1の立ち上がりエッジが検出されると、クロック信号CLK2のカウントが開始される。時刻t2において、遅延信号S3の立ち上がりエッジが検出されると、クロック信号CLK2のカウントが終了する。低周波信号S1と遅延信号S3との間の遅延時間DTは、温度に依存して変化する特性を有している。一方、クロック信号CLK2は、低周波信号S1および遅延信号S3に比して温度依存性が低い。従って、クロック信号CLK2を用いて遅延時間DTの変動を計測することで、温度情報を得ることができる。
図7の波形図を用いて、遅延時間計測回路250の動作を具体的に説明する。図7は、遅延時間計測回路250に入力される各種信号の波形図である。時刻t1において、低周波信号S1の立ち上がりエッジが検出されると、クロック信号CLK2のカウントが開始される。時刻t2において、遅延信号S3の立ち上がりエッジが検出されると、クロック信号CLK2のカウントが終了する。低周波信号S1と遅延信号S3との間の遅延時間DTは、温度に依存して変化する特性を有している。一方、クロック信号CLK2は、低周波信号S1および遅延信号S3に比して温度依存性が低い。従って、クロック信号CLK2を用いて遅延時間DTの変動を計測することで、温度情報を得ることができる。
(本実施例の効果)
上述のように、クロック回路10と遅延時間計測回路250との間、及び、遅延回路240と遅延時間計測回路250との間に、レベル変換回路20が挿入されている。このため、クロック回路10から出力される振幅A2のクロック信号CLK1は、レベル変換回路20において、振幅A1のクロック信号CLK2に変換される。また、遅延回路240から出力される振幅A2の遅延信号S2は、レベル変換回路20において、振幅A1の遅延信号S3に変換される。従って、図7に示すように、遅延時間計測回路250には、振幅A1のクロック信号CLK2及び遅延信号S3が入力される。このため、遅延時間計測回路250は、各信号を利用した処理を適切に実行し、温度情報を取得することができる。
上述のように、クロック回路10と遅延時間計測回路250との間、及び、遅延回路240と遅延時間計測回路250との間に、レベル変換回路20が挿入されている。このため、クロック回路10から出力される振幅A2のクロック信号CLK1は、レベル変換回路20において、振幅A1のクロック信号CLK2に変換される。また、遅延回路240から出力される振幅A2の遅延信号S2は、レベル変換回路20において、振幅A1の遅延信号S3に変換される。従って、図7に示すように、遅延時間計測回路250には、振幅A1のクロック信号CLK2及び遅延信号S3が入力される。このため、遅延時間計測回路250は、各信号を利用した処理を適切に実行し、温度情報を取得することができる。
(対応関係)
CMOSインバータINV1、INV3が、「デジタル信号出力回路」の一例である。PMOSトランジスタM11、M31が、「第3MOSFET」の一例である。
CMOSインバータINV1、INV3が、「デジタル信号出力回路」の一例である。PMOSトランジスタM11、M31が、「第3MOSFET」の一例である。
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。
(変形例1)クロック回路10は、PMOSトランジスタM11を備えていなくてもよい。一般的に言うと、レベル変換回路20の前段の回路において、CMOSインバータと電源電圧部位VDDとの間にPMOSトランジスタが挿入されていなくてもよい。
(変形例2)レベル変換回路20は、PMOSトランジスタM21、M22に代えて、第1のnMOSトランジスタ、第2のnMOSトランジスタを備えてもよい。本変形例では、第1のnMOSトランジスタのソース端子が基準電圧部位GNDに接続されており、ドレイン端子がCMOSインバータINV2の基準電圧端子に接続されており、ゲート端子がドレイン端子に接続されている。また、第2のnMOSトランジスタのソース端子、ドレイン端子は、第1のnMOSトランジスタのソース端子、ドレイン端子に接続されており、第2のnMOSトランジスタのゲート端子は、CMOSインバータINV2の信号入力端子に接続されている。また、CMOSインバータINV2の電源電圧端子は、電源電圧部位VDDに接続されている。本変形例でも、第1実施例と同様の効果を奏することができる。本変形例では、基準電圧部位GND、CMOSインバータINV2の電源電圧端子が、それぞれ、「所定電圧部位」、「電源供給端子」の一例である。また、第1のnMOSトランジスタ、第2のnMOSトランジスタが、それぞれ、「第1MOSFET」、「第2MOSFET」の一例である。なお、本変形例では、クロック回路10は、PMOSトランジスタM11に代えて、nMOSトランジスタを備えているとよい。
(変形例3)「デジタル信号出力回路」は、CMOSインバータINV1に限定されず、AND、NAND等の論理回路、バッファ回路であってもよい。
また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
1:出力回路、10:クロック回路、12:リングオシレータ、20:レベル変換回路、INV1、INV2:CMOSインバータ、M11、M21、M22:PMOSトランジスタ、GND:基準電圧部位、VDD:電源電圧部位
Claims (2)
- インバータ回路と、第1MOSFETと、第2MOSFETと、を備えたレベル変換回路であって、
前記第1MOSFETは、
所定電圧部位に接続されている第1ソース端子と、
前記インバータ回路の電源供給端子に接続されている第1ドレイン端子と、
前記第1ドレイン端子に接続されている第1ゲート端子と、
を備え、
前記第2MOSFETは、
前記第1MOSFETの前記第1ソース端子に接続されている第2ソース端子と、
前記第1MOSFETの前記第1ドレイン端子に接続されている第2ドレイン端子と、
前記インバータ回路の信号入力端子に接続されている第2ゲート端子と、
を備える、レベル変換回路。 - 前記インバータ回路の前記信号入力端子には、デジタル信号出力回路から出力されるデジタル信号が出力されており、
前記デジタル信号出力回路には、第3MOSFETが接続されており、
前記第3MOSFETは、
前記所定電圧部位に接続されている第3ソース端子と、
前記デジタル信号出力回路の電源供給端子に接続されている第3ドレイン端子と、
前記第3ドレイン端子に接続されている第3ゲート端子と、
を備える、請求項1に記載のレベル変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019003199A JP2020113894A (ja) | 2019-01-11 | 2019-01-11 | レベル変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019003199A JP2020113894A (ja) | 2019-01-11 | 2019-01-11 | レベル変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2020113894A true JP2020113894A (ja) | 2020-07-27 |
Family
ID=71667785
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2019003199A Pending JP2020113894A (ja) | 2019-01-11 | 2019-01-11 | レベル変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2020113894A (ja) |
-
2019
- 2019-01-11 JP JP2019003199A patent/JP2020113894A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7245153B2 (en) | Level shift circuit having timing adjustment circuit for maintaining duty ratio | |
US7446592B2 (en) | PVT variation detection and compensation circuit | |
US7808271B2 (en) | Time-balanced multiplexer switching methods and apparatus | |
JP2004187200A (ja) | デューティ比補正回路 | |
US8384438B1 (en) | Single-to-differential conversion circuit and method | |
US6583647B2 (en) | Signal converting system having level converter for use in high speed semiconductor device and method therefor | |
US20080001628A1 (en) | Level conversion circuit | |
US9223295B2 (en) | Time-to-digital converter | |
JP3987262B2 (ja) | レベルコンバータ回路 | |
US7652506B2 (en) | Complementary signal generating circuit | |
TWI401890B (zh) | 電壓位準轉換電路 | |
TW478256B (en) | Waveform correction circuit | |
JP2017168969A (ja) | カウンタ回路、時間計測回路及び温度センサ回路 | |
US7741875B2 (en) | Low amplitude differential output circuit and serial transmission interface using the same | |
US10037011B2 (en) | Time measuring circuit and temperature sensor circuit | |
JP2015159434A (ja) | 電圧変換回路、および、電子回路 | |
TW201817166A (zh) | 可選擇延遲緩衝器 | |
JP2020113894A (ja) | レベル変換回路 | |
US7741986B2 (en) | Method for controlling delay time of pulse delay circuit and pulse delay circuit thereof | |
KR960026760A (ko) | 펄스 신호 정형회로 | |
JP2020102701A (ja) | デジタルバイアス回路 | |
US8049547B2 (en) | Semiconductor integrated circuit and signal adjusting method | |
JP2009194560A (ja) | 分周回路 | |
JPS588169B2 (ja) | ハケイヘンカンソウチ | |
US6459307B2 (en) | Input buffer having dual paths |