JP2020101104A - Switch control device - Google Patents
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Abstract
Description
本明細書中に開示されている発明は、イグナイタなどに用いられるスイッチ制御装置、及び、その入力信号判定回路（特に入力信号判定用のコンパレータ）に関する。 The invention disclosed in the present specification relates to a switch control device used for an igniter and the like, and an input signal determination circuit thereof (particularly, a comparator for input signal determination).
従来より、車両のエンジンルームに直結するイグナイタ（＝エンジン点火装置を構成する電子部品）には、多種多様な評価試験（ＢＣＩ［bulk current injection］やＧＴＥＭＣＥＬ［giga heltz - transverse electromagnetic cell］など）が課されており、高いノイズ耐量（＝高周波ノイズに対する誤動作耐量）だけでなく、サージに対する高いＥＳＤ耐量（＝ＥＳＤ［electro-static discharge］に対する破壊耐量）が求められている。 Conventionally, various kinds of evaluation tests (BCI [bulk current injection], GTEMCEL [giga heltz-transverse electromagnetic cell], etc.) have been applied to igniters (= electronic components that constitute the engine ignition device) directly connected to the vehicle engine room. Therefore, not only high noise immunity (=malfunction tolerance against high frequency noise) but also high ESD immunity against surge (=breakdown immunity against ESD [electro-static discharge]) is required.
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、本願出願人による特許文献１を挙げることができる。
As an example of the related art related to the above,
しかしながら、上記の従来技術では、ノイズ耐量の向上について検討の余地があった。 However, in the above-mentioned related art, there is room for study on improvement of noise immunity.
なお、このような課題は、必ずしもイグナイタに限らず、パルス信号を取り扱うスイッチ制御装置などの信号処理装置全般（例えばＰＷＭ［pulse width modulation］調光信号による輝度調節機能を備えたＬＥＤ［light emitting diode］ドライバＩＣ）に当てはまるものである。 It should be noted that such a problem is not necessarily limited to the igniter, and general signal processing devices such as a switch control device that handles a pulse signal (for example, an LED [light emitting diode having a brightness adjusting function by a PWM [pulse width modulation] dimming signal). ] Driver IC).
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者が見出した上記の課題に鑑み、ノイズによる誤動作を防止することのできるスイッチ制御装置、及び、その入力信号判定回路（特に入力信号判定用のコンパレータ）を提供することを目的とする。 In view of the above problems found by the inventor of the present application, the invention disclosed in the present specification is a switch control device capable of preventing malfunction due to noise, and an input signal determination circuit thereof (especially input signal determination circuit). The purpose is to provide a comparator for).
本明細書中に開示されているコンパレータは、第１入力信号と第２入力信号との比較結果に応じて電流方向が切り替わる出力電流を生成する差動入力段と、前記出力電流での充放電に応じて電圧値が変動する出力電圧を生成するキャパシタと、前記出力電圧と所定の閾値電圧との比較結果に応じて論理レベルが切り替わる出力信号を生成する出力段と、を有する構成（第１の構成）とされている。 The comparator disclosed in the present specification includes a differential input stage that generates an output current whose current direction is switched according to a comparison result of a first input signal and a second input signal, and charge/discharge with the output current. A configuration that includes a capacitor that generates an output voltage whose voltage value fluctuates in accordance with the above, and an output stage that generates an output signal whose logic level switches according to the result of comparison between the output voltage and a predetermined threshold voltage (first Is configured).
なお、上記第１の構成から成るコンパレータにおいて、前記出力電流は、前記差動入力段から前記キャパシタへの充電電流値と前記キャパシタから前記差動入力段への放電電流値が同値に設定されている構成（第２の構成）にするとよい。 In the comparator having the first configuration, the output current is set such that a charging current value from the differential input stage to the capacitor and a discharging current value from the capacitor to the differential input stage are set to the same value. It is advisable to adopt the configuration (second configuration).
また、上記第１または第２の構成から成るコンパレータにおいて、前記出力電流の電流値及び前記キャパシタの容量値は、前記第１入力信号または前記第２入力信号に高周波ノイズが重畳しても前記出力段が反応しないように設定されている構成（第３の構成）にするとよい。 In the comparator having the first or second configuration, the current value of the output current and the capacitance value of the capacitor may be the output values even if high frequency noise is superimposed on the first input signal or the second input signal. It is advisable to adopt a configuration (third configuration) that is set so that the stages do not react.
また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るコンパレータにおいて、前記第１入力信号は、パルス状の入力信号またはその減衰信号であり、前記第２入力信号は、所定の基準電圧である構成（第４の構成）にするとよい。 Further, in the comparator having any one of the first to third configurations, the first input signal is a pulsed input signal or an attenuation signal thereof, and the second input signal is a predetermined reference voltage. (Fourth configuration) is preferable.
また、本明細書中に開示されている入力信号判定回路は、上記第４の構成から成るコンパレータを有しており、前記入力信号の入力を受けて前記出力信号を出力する構成（第５の構成）とされている。 Further, the input signal determination circuit disclosed in this specification has the comparator having the above-described fourth configuration, and receives the input of the input signal and outputs the output signal (the fifth configuration). Configuration).
また、上記第５の構成から成る入力信号判定回路は、前記出力信号に所定の遅延を与える遅延部をさらに有する構成（第６の構成）にするとよい。 Further, the input signal determination circuit having the fifth configuration described above may be configured to further include a delay unit that imparts a predetermined delay to the output signal (sixth configuration).
また、本明細書中に開示されているスイッチ制御装置は、上記第５または第６の構成から成る入力信号判定回路と、前記出力信号に応じてスイッチ素子を駆動するスイッチ駆動回路と、前記入力信号判定回路の前段に設けられた静電保護素子と、を集積化して成る構成（第７の構成）とされている。 Further, the switch control device disclosed in the present specification includes an input signal determination circuit having the fifth or sixth configuration, a switch drive circuit that drives a switch element in accordance with the output signal, and the input circuit. The electrostatic protection element provided in the preceding stage of the signal determination circuit is integrated (seventh configuration).
なお、上記第７の構成から成るスイッチ制御装置において、前記静電保護素子は、半導体チップのサブストレートに付随する寄生ダイオードを利用した片方向ダイオード、または、前記半導体チップのウェル内に形成された双方向フローティングダイオードである構成（第８の構成）にするとよい。 In the switch control device having the seventh configuration, the electrostatic protection element is formed in a unidirectional diode using a parasitic diode attached to the substrate of the semiconductor chip or in a well of the semiconductor chip. A bidirectional floating diode (eighth configuration) is preferable.
また、本明細書中に開示されているイグナイタは、スイッチ素子と、上記第７または第８の構成から成るスイッチ制御装置と、を有する構成（第９の構成）とされている。 The igniter disclosed in this specification has a configuration (ninth configuration) including a switch element and the switch control device having the seventh or eighth configuration.
また、本明細書中に開示されているエンジン点火装置は、イグニッションコイルと、上記第９の構成から成り前記イグニッションコイルの一次側電流を駆動するイグナイタと、前記イグニッションコイルの二次側コイルに接続される点火プラグと、を有する構成（第１０の構成）とされている。 Further, the engine ignition device disclosed in the present specification is connected to an ignition coil, an igniter having the above-mentioned ninth configuration and driving a primary side current of the ignition coil, and a secondary side coil of the ignition coil. And a spark plug (10th configuration).
また、本明細書中に開示されている車両は、上記第１０の構成から成るエンジン点火装置と、前記エンジン点火装置に電力を供給するカーバッテリと、前記エンジン点火装置を制御するエンジンコントロールユニットとを有する構成（第１１の構成）とされている。 Further, the vehicle disclosed in the present specification includes an engine ignition device having the tenth configuration, a car battery that supplies electric power to the engine ignition device, and an engine control unit that controls the engine ignition device. (11th configuration).
本明細書中に開示されている発明によれば、ノイズによる誤動作を防止することのできるスイッチ制御装置、及び、その入力信号判定回路（特に、入力信号判定用のコンパレータ）を提供することが可能となる。 According to the invention disclosed in this specification, it is possible to provide a switch control device capable of preventing malfunction due to noise, and an input signal determination circuit thereof (in particular, a comparator for input signal determination). Becomes
＜全体構成＞
図１は、エンジン点火装置を備えた車両の全体構成を示す図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のガソリンエンジンを駆動する手段として、エンジン点火装置１と、カーバッテリ２と、エンジンコントロールユニット３（以下ではＥＣＵ［engine control unit］３と略称する）と、を有する。
<Overall structure>
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a vehicle provided with an engine ignition device. The vehicle X of this configuration example includes an
エンジン点火装置１は、カーバッテリ２からの電力供給を受けて動作し、ＥＣＵ３からの点火指示信号Ｓｉｎ（いわゆるＩＧＴ［iginition timing signal］）に応じて、ガソリンエンジン内部の燃料（＝ガソリンと空気の混合気）に点火するための手段であり、イグナイタ１０と、イグニッションコイル２０と、点火プラグ３０と、を含む。
The
イグナイタ１０は、イグニッションコイル２０の一次側電流Ｉｃ（＝スイッチ素子１２のコレクタ電流に相当）をオン／オフ駆動する手段であり、スイッチ制御装置１１と、スイッチ素子１２と、をパッケージングした半導体集積回路装置として提供される。
The
スイッチ制御装置１１は、例えば、バルクシリコンウェハを用いた半導体チップに集積化されており、ＥＣＵ３からの点火指示信号Ｓｉｎに応じてスイッチ素子１２のゲート信号Ｓｇを生成する機能を備えている。また、スイッチ制御装置１１は、一次側電流Ｉｃを所定の上限値以下に制限する機能や、一次側電流Ｉｃの状態を検出して点火確認信号（いわゆるＩＧＦ［ignition confirmation signal］）をＥＣＵ３に返す機能などを備えていてもよい。なお、スイッチ制御装置１１の構成及び動作については後述する。
The
スイッチ素子１２は、スイッチ制御装置１１によってオン／オフされるスイッチ素子であり、本図では、ＩＧＢＴ［insulated gate bipolar transistor］が採用されている。スイッチ素子１２は、ゲートがスイッチ制御装置１１に接続されており、コレクタがイグニッションコイル２０の一次側コイル２１に接続されており、エミッタが接地端に接続されている。なお、スイッチ素子１２としては、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ［metal oxide semiconductor field effect transistor］を採用してもよい。
The
イグニッションコイル２０は、巻線数Ｍ１の一次側コイル２１と巻線数Ｍ２（＞Ｍ１）の二次側コイル２２を含み、カーバッテリ２から供給される入力電圧をより高い出力電圧に変換（昇圧）する役割を果たす。一次側コイル２１の第１端と二次側コイル２２の第１端は、いずれもカーバッテリ２の正極端（＝入力電圧の印加端）に接続されている。一次側コイル２１の第２端は、スイッチ素子１２のコレクタに接続されている。二次側コイル２２の第２端は、点火プラグ３０に接続されており、二次側コイル２２の第２端に生じる出力電圧が点火プラグ３０に供給される。
The
点火プラグ３０は、イグニッションコイル２０によって得られる高電圧を用いて、不図示のエンジン内部に噴射された燃料に点火するためのスパークを発生させる。
The
カーバッテリ２は、エンジン点火装置１を含め、車両Ｘに搭載された各種電装品に電力を供給するための電源である。
The
ＥＣＵ３は、車両Ｘのエンジン駆動に関わる各種制御を実行する。特に、ＥＣＵ３は、上記各種制御の一つとして、イグナイタ１０（特にスイッチ制御装置１１）の動作制御に用いられる点火指示信号Ｓｉｎ（＝ＰＷＭ駆動されるパルス信号）を出力する。より具体的に述べると、ＥＣＵ３は、スイッチ素子１２をオンさせるときに点火指示信号Ｓｉｎをオン時の論理レベル（例えばハイレベル）とし、スイッチ素子１２をオフさせるときに点火指示信号Ｓｉｎをオフ時の論理レベル（例えばローレベル）とする。
The ECU 3 executes various controls related to driving the engine of the vehicle X. In particular, the
＜スイッチ制御装置＞
図２は、スイッチ制御装置１１の一構成例を示す図である。本構成例のスイッチ制御装置１１は、主たる構成要素として、入力信号判定回路１００と、スイッチ駆動回路２００と、静電保護素子３００と、を含むほか、装置外部との電気的な接続を確立するために設けられた複数のパッドＴ１及びＴ２を含む。
<Switch control device>
FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the
入力信号判定回路１００は、ＥＣＵ３からパッドＴ１を介して入力される点火指示信号Ｓｉｎ（＝パルス状の入力信号に相当）を受けて、スイッチ素子１２のオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔ（＝パルス状の出力信号に相当）を生成する回路ブロックである。なお、入力信号判定回路１００の構成及び動作については、後ほど詳述する。
The input
スイッチ駆動回路２００は、入力信号判定回路１００から入力されるオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔに応じてスイッチ素子１２のゲート信号Ｓｇを生成する回路ブロックであり、プリドライバ２１０とドライバ２２０を含む。
The
プリドライバ２１０は、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔに応じてドライバ駆動信号Ｓｄｒｖを生成し、これをドライバ２２０に出力する。ドライバ２２０は、ドライバ駆動信号Ｓｄｒｖに応じてゲート信号Ｓｇを生成し、これをパッドＴ２に出力する。
The pre-driver 210 generates a driver drive signal Sdrv according to the on/off control signal Sout, and outputs this to the
点火指示信号Ｓｉｎがオン時の論理レベル（例えばハイレベル）になると、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔもオン時の論理レベル（例えばハイレベル）となり、ゲート信号Ｓｇがハイレベルとなって、スイッチ素子１２がオンされる。その結果、カーバッテリ２から、イグニッションコイル２０の一次側コイル２１とスイッチ素子１２を介して接地端に至る経路に一次側電流Ｉｃが流れるので、一次側コイル２１にエネルギが蓄えられる。
When the ignition instruction signal Sin becomes the logic level when it is on (for example, high level), the on/off control signal Sout also becomes the logic level when it is on (for example, high level), the gate signal Sg becomes high level, and the
上記の状態から、点火指示信号Ｓｉｎがオフ時の論理レベル（例えばローレベル）になると、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔもオフ時の論理レベル（例えばローレベル）となり、ゲート信号Ｓｇがローレベルとなって、スイッチ素子１２がオフされる。このとき、一次側コイル２１には自己誘導作用によって大きな逆起電力が発生し、二次側コイル２２には一次側コイル２１との相互誘導作用により、巻数比（Ｍ２／Ｍ１）に応じてさらに大きな起電力が発生する。このようにして発生した二次側コイル２２の起電力により、点火プラグ３０には非常に高い出力電圧（１万ボルト以上）が掛かるので、スパーク（火花）が生じて燃料への点火が行われる。
From the above state, when the ignition instruction signal Sin becomes a logic level when off (for example, low level), the on/off control signal Sout also becomes a logic level when off (for example, low level), and the gate signal Sg becomes low level. Then, the
静電保護素子３００は、スイッチ制御装置１１（延いてはイグナイタ１０）を静電破壊から保護するための手段であり、本図では、点火指示信号Ｓｉｎの入力を受け付けるパッドＴ１と接地端との間に図示の極性で接続された片方向ダイオードが用いられている。例えば、スイッチ制御装置１１を集積化した半導体チップのｐ型サブストレートに付随する寄生ダイオードを静電保護素子３００として利用すれば、ＥＳＤを熱的に消耗させることができるので、高いＥＳＤ耐量（３０ｋＶないしはそれ以上）を実現することができる。
The
＜入力信号判定回路（比較例）＞
まず、入力信号判定回路の新規な実施形態の説明に先立ち、これと対比される比較例について簡単に説明しておく。図３は、入力信号判定回路１００の比較例を示す図である。本比較例の入力信号判定回路１００は、アッテネータ１１０と、ローパスフィルタ１２０と、コンパレータ１３０を含み、点火指示信号Ｓｉｎと所定の閾値（後述の基準電圧Ｖｒｅｆ）とを比較してオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔを生成する。
<Input signal determination circuit (comparative example)>
First, prior to the description of the novel embodiment of the input signal determination circuit, a comparative example to be compared therewith will be briefly described. FIG. 3 is a diagram showing a comparative example of the input
なお、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔは、例えば、点火指示信号Ｓｉｎが所定の閾値よりも高いときにハイレベルとなり、点火指示信号Ｓｉｎが所定の閾値よりも低いときにローレベルとなる。 The on/off control signal Sout has a high level when the ignition instruction signal Sin is higher than a predetermined threshold value, and has a low level when the ignition instruction signal Sin is lower than the predetermined threshold value.
アッテネータ１１０は、抵抗Ｒ１及びＲ２を含み、点火指示信号Ｓｉｎを減衰させて減衰信号Ｖａを生成する。なお、抵抗Ｒ１は、点火指示信号Ｓｉｎの入力端（パッドＴ１）と減衰信号Ｖａの出力端との間に接続されている。一方、抵抗Ｒ２は、減衰信号Ｖａの出力端と接地端との間に接続されている。すなわち、本比較例のアッテネータ１１０では、パッドＴ１と接地端との間に直列接続された抵抗Ｒ１及びＲ２（＝抵抗ラダー）を用いて点火指示信号Ｓｉｎを分圧することにより、減衰信号Ｖａ（＝Ｓｉｎ×｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝）が生成されている。なお、点火指示信号Ｓｉｎがコンパレータ１３０の入力ダイナミックレンジに収まっている場合には、アッテネータ１１０を省略してもよい。
The
ローパスフィルタ１２０は、抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ１を含み、減衰信号Ｖａの低周波成分を通過させて平滑信号Ｖｂを生成する。なお、抵抗Ｒ３は、減衰信号Ｖａの入力端と平滑信号Ｖｂの出力端との間に接続されている。一方、キャパシタＣ１は、平滑信号Ｖｂの出力端と接地端との間に接続されている。すなわち、本比較例のローパスフィルタ１１２は、１次のＲＣ積分回路（高域遮断周波数ｆｃ＝１／（２π×Ｒ３×Ｃ１））として形成されている。
The
コンパレータ１３０は、非反転入力端（＋）に入力されている平滑信号Ｖｂと、反転入力端（−）に入力されている所定の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較してオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔを生成する。なお、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔは、平滑信号Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときにハイレベルとなり、平滑信号Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いときにローレベルとなる。
The
ここで、点火指示信号Ｓｉｎのみが単独でノイズの影響を受ける状況において、図４に示すようなノイズ（＝０Ｖを基準として正負に発振する正弦波ノイズ）が印加された場合を考える。この場合、入力信号判定回路１００に入力される点火指示信号Ｓｉｎは、静電保護素子３００（順方向降下電圧：Ｖｆ）の順方向クランプにより、図５に示すように、その負側で半波にクランプされる。
Here, consider a case where noise (sine wave noise that oscillates positively and negatively with reference to =0 V) as shown in FIG. 4 is applied in a situation where only the ignition instruction signal Sin is affected by noise alone. In this case, the ignition instruction signal Sin input to the input
そのため、ローパスフィルタ１２０のキャパシタＣ１が充放電のバランスを崩し、図６に示すように、減衰信号Ｖａの包絡線を検波して平滑信号Ｖｂを生成する状態となる。すなわち、平滑信号Ｖｂの電圧値は、減衰信号Ｖａに重畳するノイズのピークホールド値となるので、図７に示すように、平滑信号Ｖｂがコンパレータ１３０の基準電圧Ｖｒｅｆを上回るおそれがある。
Therefore, the capacitor C1 of the low-
このような状況に陥ると、図８で示すように、点火指示信号Ｓｉｎがローレベルであっても、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔがハイレベルとなり、点火指示信号Ｓｉｎの誤検出が生じる。従って、点火指示信号Ｓｉｎにノイズが重畳している状況下では、スイッチ素子１２をＥＣＵ３の指示通りに駆動することができず、エンジン点火動作に支障を来たすおそれがある。そこで、以下では、上記の不具合を解消することのできる新規な実施形態について提案する。
In such a situation, as shown in FIG. 8, even if the ignition instruction signal Sin is at the low level, the on/off control signal Sout becomes the high level, and the ignition instruction signal Sin is erroneously detected. Therefore, in a situation where noise is superposed on the ignition instruction signal Sin, the
＜入力信号判定回路（第１実施形態）＞
図９は、入力信号判定回路１００の第１実施形態を示す図である。本実施形態の入力信号判定回路１００では、先出のローパスフィルタ１２０が割愛されるとともに、コンパレータ１３０の内部にキャパシタＣｇが追加されており、コンパレータ１３０が高周波ノイズ（例えば１〜４００ＭＨｚ）に反応しないように、そのゲイン（応答速度）が引き下げられている。
<Input signal determination circuit (first embodiment)>
FIG. 9 is a diagram showing a first embodiment of the input
図１０は、第１実施形態の入力信号判定回路１００において、点火指示信号Ｓｉｎの誤検出が抑制される様子を示すタイミングチャートであり、上から順に、点火指示信号ＳｉｎのＰＷＭ成分（＝信号成分）及びこれに重畳する高周波ノイズ成分、高周波ノイズが重畳した点火指示信号Ｓｉｎ、減衰信号Ｖａ、並びに、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔが描写されている。
FIG. 10 is a timing chart showing how erroneous detection of the ignition instruction signal Sin is suppressed in the input
先にも述べたように、点火指示信号Ｓｉｎに重畳する高周波ノイズは、片方向ダイオードを用いた静電保護素子３００により、その負側で半波にクランプされる。また、点火指示信号Ｓｉｎの分圧信号である減衰信号Ｖａにも上記と同様の高周波ノイズが重畳する。ただし、本実施形態の入力信号判定回路１００では、ローパスフィルタ１２０が割愛されているので、高周波ノイズのピークホールド（図４〜図７を参照）を招くおそれはない。
As described above, the high frequency noise superimposed on the ignition command signal Sin is clamped to a half wave on the negative side by the
しかしながら、ローパスフィルタ１２０の割愛に伴い、コンパレータ１３０には、高周波ノイズの重畳した減衰信号Ｖａが直接入力されることになる。そのため、仮にコンパレータ１３０のゲイン（応答速度）が高いと、高周波ノイズの重畳に起因して減衰信号Ｖａが基準電圧Ｖｒｅｆと交差する度に、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔの論理レベルが切り替わってしまう（オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔの破線を参照）。
However, with the omission of the low-
一方、本実施形態の入力信号判定回路１００では、コンパレータ１３０が高周波ノイズに反応しないように、そのゲイン（応答速度）が引き下げられている。そのため、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔの論理レベルは、高周波ノイズに依らず、あくまで点火指示信号Ｓｉｎのパルスエッジに同期して変化する。すなわち、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔは、高周波ノイズが重畳した点火指示信号Ｓｉｎから、本来の信号成分（ＰＷＭ成分）のみが抽出された信号と等価になる。
On the other hand, in the input
従って、イグナイタ１０に課される様々な評価試験（例えば、高周波ノイズの連続印加ないしは振幅変調印加を行うＢＣＩ試験）において、点火指示信号Ｓｉｎの誤検出（＝スイッチ素子１２の誤オン）を防止することが可能となる。 Therefore, in various evaluation tests imposed on the igniter 10 (for example, BCI test in which high-frequency noise is continuously applied or amplitude modulation is applied), erroneous detection of the ignition instruction signal Sin (=erroneous turn-on of the switch element 12) is prevented. It becomes possible.
＜コンパレータ＞
図１１は、コンパレータ１３０の一構成例を示す図である。本構成例のコンパレータ１３０は、差動入力段１３１と、出力段１３２と、先述のキャパシタＣｇと、を含む。
<Comparator>
FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of the
差動入力段１３１は、減衰信号Ｖａ（＝第１入力信号に相当）と基準電圧Ｖｒｅｆ（＝第２入力信号に相当）との比較結果に応じて電流方向が切り替わる出力電流Ｉｏを生成する回路ブロックであり、電流源ＣＳ１と、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタｎ１及びｎ２と、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタｐ１〜ｐ３と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ１及びＰ２と、抵抗Ｒ４〜Ｒ６と、を含む。
The
キャパシタＣｇは、差動入力段１３１の出力端に接続されており、出力電流Ｉｏでの充放電に応じて電圧値が変動する出力電圧Ｖｏ（＝キャパシタＣｇの両端間に生じる充電電圧）を生成する。
The capacitor Cg is connected to the output terminal of the
出力段１３２は、キャパシタＣｇの出力電圧Ｖｏと所定の閾値電圧Ｖｔｈ（Ｎ１）との比較結果に応じて論理レベルが切り替わるオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔ（＝出力信号に相当）を生成する回路ブロックであり、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ１及びＮ２と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ３と、抵抗Ｒ７と、を含む。
The
以下、各回路要素間の接続関係について述べる。抵抗Ｒ４〜Ｒ６それぞれの第１端は、電源電圧Ｖｃｃの印加端に接続されている。抵抗Ｒ４〜Ｒ６それぞれの第２端は、トランジスタｐ１〜ｐ３それぞれのエミッタに接続されている。トランジスタｐ１〜ｐ３それぞれのベースは、トランジスタｐ１のコレクタに接続されている。トランジスタｐ１のコレクタは、基準電流Ｉ１の入力端として電流源ＣＳ１に接続されている。トランジスタｐ２のコレクタは、ミラー電流Ｉ２の出力端としてトランジスタＰ１及びＰ２それぞれのソースに接続されている。トランジスタｐ３のコレクタは、ミラー電流Ｉ３の出力端としてトランジスタｎ２のコレクタに接続されている。 The connection relationship between each circuit element will be described below. The first ends of the resistors R4 to R6 are connected to the application end of the power supply voltage Vcc. The second ends of the resistors R4 to R6 are connected to the emitters of the transistors p1 to p3, respectively. The bases of the transistors p1 to p3 are connected to the collector of the transistor p1. The collector of the transistor p1 is connected to the current source CS1 as an input end of the reference current I1. The collector of the transistor p2 is connected to the sources of the transistors P1 and P2 as an output terminal of the mirror current I2. The collector of the transistor p3 is connected to the collector of the transistor n2 as an output terminal of the mirror current I3.
トランジスタＰ１のゲートは、コンパレータ１３０の非反転入力端（＋）として減衰信号Ｖａの印加端に接続されている。トランジスタＰ２のゲートは、コンパレータ１３０の反転入力端（−）として基準電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。トランジスタＰ１及びＰ２それぞれのバックゲートは、電源電圧Ｖｃｃの印加端に接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、接地電圧ＧＮＤの印加端に接続されている。トランジスタＰ２のドレインとトランジスタｎ１のコレクタは、差動入力段１３１の出力端としてキャパシタＣｇの第１端（＝出力電圧Ｖｏの印加端）に接続されている。トランジスタｎ１及びｎ２それぞれのベースは、トランジスタｎ２のコレクタに接続されている。トランジスタｎ１及びｎ２それぞれのエミッタとキャパシタＣｇの第２端は、接地端に接続されている。
The gate of the transistor P1 is connected to the application end of the attenuation signal Va as the non-inverting input end (+) of the
トランジスタＮ１のゲートは、キャパシタＣｇの第１端に接続されている。抵抗Ｒ７の第１端とトランジスタＰ３のソースは、電源電圧Ｖｃｃの印加端に接続されている。抵抗Ｒ７の第２端とトランジスタＮ１のドレインは、反転出力信号ＩＮＶＯの出力端としてトランジスタＰ３及びＮ２それぞれのゲートに接続されている。トランジスタＮ１及びＮ２それぞれのソースは、接地電圧ＧＮＤの印加端に接続されている。トランジスタＰ３及びＮ２それぞれのドレインは、コンパレータ１３０の出力端としてオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔの印加端に接続されている。
The gate of the transistor N1 is connected to the first end of the capacitor Cg. The first end of the resistor R7 and the source of the transistor P3 are connected to the application end of the power supply voltage Vcc. The second end of the resistor R7 and the drain of the transistor N1 are connected to the gates of the transistors P3 and N2 as the output end of the inverted output signal INVO. The sources of the transistors N1 and N2 are connected to the application terminal of the ground voltage GND. The drains of the transistors P3 and N2 are connected to the application end of the on/off control signal Sout as the output end of the
なお、トランジスタＰ１及びＰ２は、減衰信号Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆの入力を受けてトランジスタＰ２のドレインから上側電流ＩＨを出力する差動トランジスタペアとして機能する。また、トランジスタｐ１〜ｐ３は、電流源ＣＳ１で生成される基準電流Ｉ１に応じたミラー電流Ｉ２及びＩ３を生成する第１カレントミラーとして機能する。また、トランジスタｎ１及びｎ２は、ミラー電流Ｉ３に応じた下側電流ＩＬを生成する第２カレントミラーとして機能する。 The transistors P1 and P2 function as a differential transistor pair that receives the attenuation signal Va and the reference voltage Vref and outputs the upper current IH from the drain of the transistor P2. Further, the transistors p1 to p3 function as a first current mirror that generates mirror currents I2 and I3 according to the reference current I1 generated by the current source CS1. Further, the transistors n1 and n2 function as a second current mirror that generates the lower current IL according to the mirror current I3.
また、抵抗Ｒ７とトランジスタＮ１は、出力電圧Ｖｏと所定の閾値電圧Ｖｔｈ（Ｎ１）（＝トランジスタＮ１のオンスレッショルド電圧）を比較してインバータ出力信号ＩＮＶＯを出力する抵抗負荷型インバータとして機能する。インバータ出力信号ＩＮＶＯは、Ｖｏ＞Ｖｔｈ（Ｎ１）であるときにローレベル（≒ＧＮＤ）となり、Ｖｏ＜Ｖｔｈ（Ｎ１）であるときにハイレベル（≒Ｖｃｃ）となる。 The resistor R7 and the transistor N1 function as a resistance load type inverter that compares the output voltage Vo with a predetermined threshold voltage Vth(N1) (=on-threshold voltage of the transistor N1) and outputs an inverter output signal INVO. The inverter output signal INVO has a low level (≈GND) when Vo>Vth(N1), and has a high level (≈Vcc) when Vo<Vth(N1).
また、トランジスタＰ３及びＮ２は、インバータ出力信号ＩＮＶＯの論理レベルを反転させてオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔを生成するＣＭＯＳ［complementaly MOS］型インバータとして機能する。オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔは、ＩＮＶＯ＝Ｌであるときにハイレベル（≒Ｖｃｃ）となり、ＩＮＶＯ＝Ｈであるときにローレベル（≒ＧＮＤ）となる。 Further, the transistors P3 and N2 function as a CMOS [complementaly MOS] type inverter that inverts the logic level of the inverter output signal INVO to generate the on/off control signal Sout. The on/off control signal Sout has a high level (≈Vcc) when INVO=L, and has a low level (≈GND) when INVO=H.
図１２は、コンパレータ１３０の一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順に、ローレベルの点火指示信号Ｓｉｎに重畳する高周波ノイズ成分、減衰信号Ｖａ、出力電流Ｉｏ、及び、出力電圧Ｖｏが描写されている。
FIG. 12 is a timing chart showing an operation example of the
Ｖａ＞Ｖｒｅｆであるときには、トランジスタＰ１がオフしてトランジスタＰ２がオンするので、トランジスタＰ２に上側電流ＩＨ（＞ＩＬ）が流れる。従って、出力電流Ｉｏ（＝ＩＨ−ＩＬ）が正値（＋）となるので、差動入力段１３１からキャパシタＣｇに向けて出力電流Ｉｏが流し込まれる。つまり、キャパシタＣｇが出力電流Ｉｏで充電される。なお、キャパシタＣｇの充電期間ＣＨＧには、出力電圧Ｖｏが上昇する。
When Va>Vref, the transistor P1 is turned off and the transistor P2 is turned on, so that the upper current IH (>IL) flows through the transistor P2. Therefore, the output current Io (=IH-IL) becomes a positive value (+), so that the output current Io flows from the
一方、Ｖａ＜Ｖｒｅｆであるときには、トランジスタＰ１がオンしてトランジスタＰ２がオフするので、トランジスタＰ２に上側電流ＩＨが流れなくなる。従って、出力電流Ｉｏ（＝ＩＨ−ＩＬ）が負値（−）となるので、キャパシタＣｇから差動入力段１３１に向けて出力電流Ｉｏが引き抜かれる。すなわち、キャパシタＣｇが出力電流Ｉｏで放電される。なお、キャパシタＣｇの放電期間ＤＣＨＧには、出力電圧Ｖｏが低下する。
On the other hand, when Va<Vref, the transistor P1 is turned on and the transistor P2 is turned off, so that the upper current IH does not flow in the transistor P2. Therefore, the output current Io (=IH-IL) becomes a negative value (-), so that the output current Io is drawn from the capacitor Cg toward the
ここで、出力電流Ｉｏの電流値及びキャパシタＣｇの容量値は、減衰信号Ｖａ（または基準電圧Ｖｒｅｆ）に高周波ノイズが重畳しても、出力段１３２が反応しないように、言い換えれば、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ（Ｎ１）を上回らないように、適切な値に設定しておけばよい。
Here, the current value of the output current Io and the capacitance value of the capacitor Cg are such that the
例えば、高周波ノイズがＭＨｚ帯（１〜４００ＭＨｚ程度）である場合には、出力電流Ｉｏの電流値を±１０μＡ程度に設定すればよく、キャパシタＣｇの容量値を１０〜１５ｐＦ程度に設定すればよい。 For example, when the high frequency noise is in the MHz band (about 1 to 400 MHz), the current value of the output current Io may be set to about ±10 μA, and the capacitance value of the capacitor Cg may be set to about 10 to 15 pF. ..
また、出力電流Ｉｏについては、差動入力段１３１からキャパシタＣｇへの充電電流値Ｉｃｈｇと、キャパシタＣｇから差動入力段１３１への放電電流値Ｉｄｃｈｇそれぞれの絶対値を同値に設定しておくことが望ましい。例えば、ＩＨ＝Ｉ２＝２×Ｉ１とし、ＩＬ＝Ｉ３＝Ｉ１とすれば、｜Ｉｃｈｇ｜＝｜Ｉｄｃｈｇ｜＝Ｉ１となる。こうした電流値設定により、高周波ノイズの重畳時における充放電のバランスを取ることができるので、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ（Ｎ１）を上回りにくくなる。
Regarding the output current Io, the absolute values of the charging current value Ichg from the
なお、キャパシタＣｇの充放電速度（＝出力電圧Ｖｏの傾き）は、出力電流Ｉｏで決まり、キャパシタＣｇの充放電時間は、減衰信号Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとの高低関係で決まる。従って、減衰信号Ｖａが半波にクランプされていても、キャパシタＣｇの充電と放電が交互に繰り返される限り、高周波ノイズのピークホールドを招くおそれはない。 The charging/discharging speed of the capacitor Cg (=gradient of the output voltage Vo) is determined by the output current Io, and the charging/discharging time of the capacitor Cg is determined by the level relationship between the attenuation signal Va and the reference voltage Vref. Therefore, even if the attenuated signal Va is clamped to a half wave, as long as the charging and discharging of the capacitor Cg are alternately repeated, there is no risk of peak hold of high frequency noise.
また、改めて図示はしないが、仮にハイレベルの点火指示信号Ｓｉｎに高周波ノイズが重畳した場合でも、上記と同様にして、出力電流ＩｏでキャパシタＣｇが充放電される。従って、出力電流Ｉｏの電流値とキャパシタＣｇの容量値を適切な値に設定しておけば、出力電圧Ｖｏが閾値電圧Ｖｔｈ（Ｎ１）を下回らなくなるので、出力段１３２が不必要に反応しなくなる。
Although not shown again, even if high-frequency noise is superimposed on the high-level ignition instruction signal Sin, the capacitor Cg is charged/discharged by the output current Io in the same manner as above. Therefore, if the current value of the output current Io and the capacitance value of the capacitor Cg are set to appropriate values, the output voltage Vo will not fall below the threshold voltage Vth(N1), and the
なお、コンパレータ１３０は、必ずしも図１１の回路構成に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、図１３及び図１４は、それぞれ、コンパレータ１３０の第１変形例及び第２変形例を示す図である。
Note that the
第１変形例（図１３）では、トランジスタｎ２及びｐ３と抵抗Ｒ６が割愛されるとともに、これらに代えてｎｐｎ型バイポーラトランジスタｎ３が追加されている。トランジスタＰ１のドレインは、接地電圧ＧＮＤの印加端ではなく、トランジスタｎ３のコレクタに接続されている。トランジスタｎ３のエミッタは、接地電圧ＧＮＤの印加端に接続されている。トランジスタｎ１のベースは、トランジスタｎ２のベース及びコレクタではなく、トランジスタｎ３のベース及びコレクタに接続されている。 In the first modification (FIG. 13), the transistors n2 and p3 and the resistor R6 are omitted, and an npn-type bipolar transistor n3 is added instead of them. The drain of the transistor P1 is connected to the collector of the transistor n3, not to the ground voltage GND application terminal. The emitter of the transistor n3 is connected to the ground voltage GND application terminal. The base of the transistor n1 is connected to the base and collector of the transistor n3, not the base and collector of the transistor n2.
一方、第２変形例（図１４）では、抵抗Ｒ４〜Ｒ６が割愛されている。すなわち、トランジスタｐ１〜ｐ３それぞれのエミッタは、いずれも電源電圧Ｖｃｃの印加端に直接接続されている。 On the other hand, in the second modified example (FIG. 14), the resistors R4 to R6 are omitted. That is, the emitters of the transistors p1 to p3 are all directly connected to the application terminal of the power supply voltage Vcc.
このような変形例を採用した場合でも、高周波ノイズに反応しないようにコンパレータ１３０のゲイン（応答速度）を引き下げることができる。
Even when such a modified example is adopted, the gain (response speed) of the
＜入力信号判定回路（第２実施形態）＞
図１５は、入力信号判定回路１００の第２実施形態を示す図である。本実施形態の入力信号判定回路１００には、静電破壊保護素子３００として、片方向ダイオードではなく、双方向フローティングダイオードが接続されている。従って、点火指示信号Ｓｉｎ（及び減衰信号Ｖａ）に重畳する高周波ノイズが負側で半波にクランプされなくなるので、仮にローパスフィルタ１２０（図３）を設けても高周波ノイズのピークホールドは生じない。
<Input signal determination circuit (second embodiment)>
FIG. 15 is a diagram showing a second embodiment of the input
ただし、ローパスフィルタ１２０でカットオフ周波数を設計する際、キャパシタＣ１の容量値を小さくする場合には、抵抗Ｒ３の抵抗値を大きくする必要があり、結果的に回路規模が大きくなる。一方、キャパシタＣｇを用いてコンパレータ１３０のゲインを引き下げる構成では、キャパシタＣｇの容量値を小さくするほど、充放電用の出力電流Ｉｏも小さくすることができるので、結果的に回路規模が小さくなる。
However, when the cutoff frequency is designed by the low-
これを鑑みると、双方向フローティングダイオードを用いる場合でも、ローパスフィルタ１２０を割愛してコンパレータ１３０にキャパシタＣｇを挿入する方が回路面積的に有利であると言える。もちろん、上記の出力電流Ｉｏは、コンパレータ１３０の特性（検出特性）にも影響するので、カットオフ周波数だけで決定しているわけではない。
Considering this, it can be said that it is more advantageous in terms of circuit area to omit the low-
また、双方向フローティングダイオードを用いて片方向ダイオードと同等のＥＳＤ耐量を実現するためには、その素子サイズが大きくなる。そのため、静電保護素子３００自体の小型化に着目すると、片方向ダイオードを用いる方が有利であると言える。
Further, in order to realize the ESD withstand capability equivalent to that of the unidirectional diode by using the bidirectional floating diode, the element size becomes large. Therefore, when focusing on miniaturization of the
図１６は、第２実施形態の入力信号判定回路１００において、点火指示信号Ｓｉｎの誤検出が抑制される様子を示すタイミングチャートであり、上から順に、点火指示信号ＳｉｎのＰＷＭ成分（＝信号成分）及びこれに重畳する高周波ノイズ成分、高周波ノイズが重畳した点火指示信号Ｓｉｎ、減衰信号Ｖａ、並びに、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔが描写されている。
FIG. 16 is a timing chart showing how erroneous detection of the ignition instruction signal Sin is suppressed in the input
静電破壊保護素子３００として双方向フローティングダイオードを用いた場合、減衰信号Ｖａに重畳する高周波ノイズは、本図で示すように、その負側で半波にクランプされることなく、コンパレータ１３０に直接入力される。ただし、先にも述べたように、コンパレータ１３０のゲイン（応答速度）は、高周波ノイズに反応しないように引き下げられている。そのため、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔの論理レベルは、高周波ノイズに依らず、あくまで点火指示信号Ｓｉｎのパルスエッジに同期して変化する。従って、点火指示信号Ｓｉｎの誤検出（＝スイッチ素子１２の誤オン）を防止することが可能となる。
When a bidirectional floating diode is used as the electrostatic
＜入力信号判定回路（第３実施形態）＞
図１７は、入力信号判定回路１００の第３実施形態を示す図である。本実施形態の入力信号判定回路１００は、第２実施形態（図１５）をベースとしつつ、コンパレータ１３０の後段でオン／オフ制御信号Ｓｏｕｔに所定の遅延を与える遅延部１４０を更に有する。このように、オン／オフ制御信号Ｓｏｕｔのタイミングを調整する必要があれば、コンパレータ１３０の後段に遅延部１４０を設けるとよい。なお、本実施形態は、第２実施形態（図１５）をベースとしたが、第１実施形態（図９）をベースとしても構わない。
<Input signal determination circuit (third embodiment)>
FIG. 17 is a diagram showing a third embodiment of the input
＜車両＞
図１８は、車両Ｘの一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、カーバッテリ２（本図では明示せず）と、カーバッテリ２から電力供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８と、を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８の搭載位置については、図示の便宜上、実際とは異なる場合がある。
<Vehicle>
FIG. 18 is an external view showing a configuration example of the vehicle X. The vehicle X of this configuration example is equipped with a car battery 2 (not shown in the figure) and various electronic devices X11 to X18 that operate by receiving power supply from the
電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行う手段であり、先述のエンジン点火装置１やＥＣＵ３がこれに含まれる。
The electronic device X11 is means for performing control related to the engine (injection control, electronic throttle control, idling control, oxygen sensor heater control, auto-cruise control, etc.), and the
電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。 The electronic device X12 is a lamp control unit for performing lighting control such as HID [high intensity discharged lamp] and DRL [daytime running lamp].
電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。 The electronic device X13 is a transmission control unit that performs control related to the transmission.
電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。 The electronic device X14 is a braking unit that performs control related to the movement of the vehicle X (ABS [anti-lock brake system] control, EPS [electric power steering] control, electronic suspension control, and the like).
電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。 The electronic device X15 is a security control unit that performs drive control such as a door lock and a crime prevention alarm.
電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。 The electronic device X16 is a standard equipment item or a manufacturer option item such as a wiper, an electric door mirror, a power window, a damper (shock absorber), an electric sunroof, and an electric seat, which are incorporated in the vehicle X at the factory shipment stage. Is.
電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。 The electronic device X17 is an electronic device such as an in-vehicle A/V [audio/visual] device, a car navigation system, and an ETC [electronic toll collection system], which is optionally attached to the vehicle X as a user option item.
電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。 The electronic device X18 is an electronic device including a high withstand voltage motor such as a vehicle-mounted blower, an oil pump, a water pump, and a battery cooling fan.
＜その他の変形例＞
なお、上記の実施形態では、スイッチ制御装置１１をイグナイタ１０に適用した例を挙げて説明を行ったが、入力信号判定回路１００（特に、入力信号判定用のコンパレータ１３０）は、ノイズによる誤動作の対策が必要な全ての信号処理装置に適用することが可能である。すなわち、スイッチ制御装置１１が組み込まれるアプリケーションは、何らイグナイタ１０に限定されるものではなく、パルス信号（ＰＷＭ信号など）を取り扱うアプリケーションのうち、高いノイズ耐量と高いＥＳＤ耐量の両立が求められるもの全般に組み込むことができる。
<Other modifications>
In the above embodiment, the
このように、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。 As described above, various technical features disclosed in the present specification can be variously modified in addition to the above-described embodiment without departing from the spirit of the technical creation. That is, the above-described embodiments are exemplifications in all respects and should be considered not to be restrictive, and the technical scope of the present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, It is to be understood that the meaning equivalent to the range of “1” and all the changes belonging to the range are included.
本明細書中に開示されている発明は、例えば、イグナイタのスイッチ制御装置に利用することが可能である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The invention disclosed in this specification can be applied to, for example, an igniter switch control device.
１ エンジン点火装置
２ カーバッテリ
３ エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）
１０ イグナイタ
１１ スイッチ制御装置
１２ スイッチ素子
２０ イグニッションコイル
２１ 一次側コイル
２２ 二次側コイル
３０ 点火プラグ
１００ 入力信号判定回路
１１０ アッテネータ
１２０ ローパスフィルタ
１３０ コンパレータ
１３１ 差動入力段
１３２ 出力段
１４０ 遅延部
２００ スイッチ駆動回路
２１０ プリドライバ
２２０ ドライバ
３００ 静電保護素子
Ｃ１、Ｃｇ キャパシタ
ＣＳ１ 電流源
ｎ１、ｎ２、ｎ３ ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
Ｎ１、Ｎ２ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
ｐ１〜ｐ３ ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ
Ｐ１〜Ｐ３ Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ４〜Ｒ７ 抵抗
Ｔ１、Ｔ２ パッド
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１８ 車載機器
1
10
Claims (11)
前記出力電流での充放電に応じて電圧値が変動する出力電圧を生成するキャパシタと、
前記出力電圧と所定の閾値電圧との比較結果に応じて論理レベルが切り替わる出力信号を生成する出力段と、
を有することを特徴とするコンパレータ。 A differential input stage that generates an output current whose current direction is switched according to the comparison result of the first input signal and the second input signal;
A capacitor that generates an output voltage whose voltage value varies according to charge and discharge at the output current;
An output stage that generates an output signal whose logic level is switched according to the result of comparison between the output voltage and a predetermined threshold voltage,
Comparator characterized by having.
前記出力信号に応じてスイッチ素子を駆動するスイッチ駆動回路と、
前記入力信号判定回路の前段に設けられた静電保護素子と、
を集積化して成ることを特徴とするスイッチ制御装置。 An input signal determination circuit according to claim 5 or 6,
A switch drive circuit that drives a switch element according to the output signal,
An electrostatic protection element provided in the preceding stage of the input signal determination circuit,
A switch control device characterized by being integrated.
請求項７または請求項８に記載のスイッチ制御装置と、
を有することを特徴とするイグナイタ。 Switch element,
A switch controller according to claim 7 or claim 8,
An igniter characterized by having.
前記イグニッションコイルの一次側電流を駆動する請求項９に記載のイグナイタと、
前記イグニッションコイルの二次側コイルに接続される点火プラグと、
を有することを特徴とするエンジン点火装置。 Ignition coil,
The igniter according to claim 9, which drives a primary side current of the ignition coil,
An ignition plug connected to the secondary coil of the ignition coil,
An engine ignition device, comprising:
前記エンジン点火装置に電力を供給するカーバッテリと、
前記エンジン点火装置を制御するエンジンコントロールユニットと、
を有することを特徴とする車両。 An engine ignition device according to claim 10;
A car battery for supplying power to the engine ignition device,
An engine control unit for controlling the engine ignition device,
A vehicle having:
Priority Applications (1)
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