JP2020089153A - Inverter device - Google Patents

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Abstract

To prevent an output current of an inverter device which is controlled in weakening magnetic bundle from being over-current, and prevent a switching element from reducing a magnet of a permanent magnet of an AC motor as a thermal damage or a load.SOLUTION: In an inverted device that a control device 500 controlling an inverter 200 drives a switching element by performing a feed-back control of a d-axial current and q-axial current, a current command calculator 100A in the control device 500 includes: a maximum torque control/weakening magnet bundle control unit 102 that performs the maximum torque control/weakening magnet bundle control to calculates d-axis and q-axis current command values; a torque adjuster 105 and a limiter 106 that calculate a torque correction coefficient of 1.0 or less according to an output current command value of the inverter 200 or deviation of a detection value and an output current maximum value previously set; and multiplying means 101 of calculating a second torque command value by multiplying the torque correction function to a torque command value. The second torque command value is applied to the maximum torque control/weakening magnet bundle control unit 102.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、永久磁石型同期電動機（ＰＭＳＭ）等の交流モータを駆動するインバータ装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter device that drives an AC motor such as a permanent magnet type synchronous motor (PMSM).

インバータにより、交流モータの電流、電圧を磁束方向に沿ったｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分離して制御するベクトル制御において、ｄ軸電流を負方向に制御することにより、高速運転領域におけるモータの端子電圧を飽和させずに最高速度の向上を可能にした弱め磁束制御が知られている。 In the vector control in which the inverter separates and controls the current and voltage of the AC motor into the d-axis component along the magnetic flux direction and the q-axis component orthogonal thereto, the d-axis current is controlled in the negative direction to achieve high speed. There is known a magnetic flux weakening control that enables improvement of the maximum speed without saturating the terminal voltage of the motor in the operating region.

ここで、特許文献１には、上記の弱め磁束制御を行うモータ駆動システムが記載されている。図５は、この従来技術を示すブロック図である。
図５において、通常領域ｄ軸電流指令設定部１３は、電圧飽和が生じない運転領域のｄ軸電流指令値ｉｄｕ ＊をトルク指令値τ＊から生成する。弱め磁束電流指令値生成部１２は、出力電圧演算部１２ａ、積分器１２ｂ及び比例器１２ｃの動作により、弱め磁束制御を行うためのｄ軸電流指令値ｉｄｓ ＊を生成し、このｉｄｓ ＊と前記ｉｄｕ ＊とを加算して得たｄ軸電流指令値ｉｄ０ ＊がｄ軸電流指令リミッタ１４に入力される。 Here, Patent Document 1 describes a motor drive system that performs the above-described weakening magnetic flux control. FIG. 5 is a block diagram showing this conventional technique.
In FIG. 5, the normal region d-axis current command setting unit 13 generates the d-axis current command value i du * in the operating region where voltage saturation does not occur from the torque command value τ * . The weakening magnetic flux current command value generation unit 12 generates a d-axis current command value i ds * for performing the weakening magnetic flux control by the operation of the output voltage calculation unit 12 a, the integrator 12 b, and the proportional device 12 c, and this i ds * The d-axis current command value i d0 * obtained by adding the above and i du * is input to the d-axis current command limiter 14.

ｄ軸電流上限値演算部１１は、モータ１９の回転速度ωとモータ駆動部１８の供給可能電圧Ｖｃとから負のｄ軸電流上限値ｉｄｌｍｔを演算し、ｄ軸電流指令リミッタ１４に出力する。ｄ軸電流指令リミッタ１４は、ｄ軸電流指令値ｉｄ０ ＊を負のｄ軸電流上限値ｉｄｌｍと零との間に制限し、ｉｄ ＊として電流ベクトル制御部１７に出力すると共に、制限前後の差分値Δｉｄｌｍｔ ＊をｑ軸電流指令リミッタ１６に出力する。
また、ｑ軸電流指令生成部１５は、トルク指令値τ＊とｄ軸電流指令値ｉｄ ＊とからｑ軸電流指令値ｉｑ０ ＊を生成し、ｑ軸電流指令リミッタ１６は、前記差分値Δｉｄｌｍｔ ＊によりｉｑ０ ＊を制限してｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を生成する。電流ベクトル制御部１７は、ｄ軸，ｑ軸電流指令値ｉｄ ＊，ｉｑ ＊に基づいて生成したｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｑ ＊ｖｑ ＊をモータ駆動部１８に送り、モータ駆動部１８は指令通りの電圧を出力してモータ１９を駆動する。 The d-axis current upper limit value calculation unit 11 calculates a negative d-axis current upper limit value i dlmt from the rotation speed ω of the motor 19 and the supplyable voltage V c of the motor drive unit 18, and outputs it to the d-axis current command limiter 14. To do. The d-axis current command limiter 14 limits the d-axis current command value i d0 * between the negative d-axis current upper limit value i dlm and zero, and outputs it to the current vector control unit 17 as i d * and limits it. The difference value Δi dlmt * before and after is output to the q-axis current command limiter 16.
Further, the q-axis current command generator 15 generates a q-axis current command value i q0 * from the torque command value τ * and the d-axis current command value i d *, and the q-axis current command limiter 16 causes the difference value .delta.i Dlmt * by limiting the i q0 * generating the q-axis current command value i q *. Current vector control unit 17, d-axis, q-axis current command value i d *, i q d-axis generated based on * sends the q-axis voltage command value v q * v q * to the motor drive unit 18, the motor The drive unit 18 drives the motor 19 by outputting the voltage according to the command.

上記のように、特許文献１に係る駆動装置では、所望のトルク指令値τ＊に基づいて生成したｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊の制限前後の差分値Δｉｄｌｍｔ ＊を用いて制限し、これらのｄ軸，ｑ軸電流指令値ｉｄ ＊，ｉｑ ＊からｄ軸，ｑ軸電圧指令ｖｑ ＊ｖｑ ＊を生成している。 As described above, in the drive device according to Patent Document 1, the q-axis current command value i q * generated based on the desired torque command value τ * is set to the difference value before and after the limit of the d-axis current command value i d *. Δi dlmt * is used for limiting, and the d-axis and q-axis voltage commands v q * v q * are generated from these d-axis and q-axis current command values i d * , i q * .

また、他の従来技術として、特許文献２に記載されたモータ駆動システムが知られている。
図６は、この従来技術を示すブロック図であり、ブラシレスモータ４０を駆動する電子制御ユニット（ＥＣＵ）２４は、位相補償器２５、マイコン３８、ＰＷＭ演算部３２、三相電圧形インバータ３３、及び電流センサ３４を備えている。 Further, as another conventional technique, a motor drive system described in Patent Document 2 is known.
FIG. 6 is a block diagram showing this conventional technique. The electronic control unit (ECU) 24 that drives the brushless motor 40 includes a phase compensator 25, a microcomputer 38, a PWM calculator 32, a three-phase voltage source inverter 33, and A current sensor 34 is provided.

ハンドル２１からトルクセンサ２２を介して入力された操舵トルクＴは位相補償器２５により位相補償され、車速センサ２３からの車速Ｓと共に目標電流算出部２６に入力される。弱め磁束制御を行うための目標値補正部２９は、目標電流算出部２６により算出されたｑ軸電流目標値ｉｑ ＊と、ｄ軸電流目標値ｉｄ ＊（＝“０”）と、制限値設定部２７からの電圧制限値Ｖｌｉｍ及び電流制限値Ｉｌｉｍと、Φ算出部３７による鎖交磁束数Φと、角速度算出部３６による角速度ωｅと、必要に応じて定数設定部２８により設定されるｄ軸電流定数Ｇｄ（電流マージン定数Ｋｄ）とに基づいて、ｄ軸，ｑ軸電流指令値ｉｄｃ，ｉｑｃを演算し、これらの電流指令値ｉｄｃ，ｉｑｃがオープンループ制御部３０に入力される。 The steering torque T input from the steering wheel 21 via the torque sensor 22 is phase-compensated by the phase compensator 25, and is input to the target current calculation unit 26 together with the vehicle speed S from the vehicle speed sensor 23. The target value correction unit 29 for performing the weakening magnetic flux control includes a q-axis current target value i q * calculated by the target current calculation unit 26, a d-axis current target value i d * (=“0”), and a limit. The voltage limit value V lim and the current limit value I lim from the value setting unit 27, the interlinkage magnetic flux number Φ by the Φ calculating unit 37, the angular velocity ω e by the angular velocity calculating unit 36, and the constant setting unit 28 as necessary. Based on the d-axis current constant G d (current margin constant K d ) set, the d-axis and q-axis current command values i dc and i qc are calculated, and these current command values i dc and i qc are opened. It is input to the loop control unit 30.

オープンループ制御部３０は、モータの回路方程式に基づき、ｉｄｃ，ｉｑｃ，Φ，ωｅを用いてｄ軸，ｑ軸電圧指令値ｖｄｃ，ｖｑｃを演算する。これらの電圧指令値ｖｄｃ，ｖｑｃはｄｑ軸／三相変換部３１により三相量に変換され、各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗとしてＰＷＭ演算部３２に入力される。
ＰＷＭ演算部３２は、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてパルスを生成し、インバータ３３は上記パルスにより半導体スイッチング素子をオン・オフさせてブラシレスモータ４０に所定の電圧を供給し、当該モータ４０を駆動する。なお、３４はモータ４０の電機子電流ｉａを検出する電流センサ、３５は回転子の回転角度θを検出する角度算出部である。 The open loop control unit 30 calculates the d-axis and q-axis voltage command values v dc and v qc using i dc , i qc , Φ and ω e based on the circuit equation of the motor. These voltage command values v dc , v qc are converted into three-phase quantities by the dq axis/three-phase conversion unit 31, and are input to the PWM calculation unit 32 as the voltage command values V u , V v , V w for each phase. ..
The PWM calculation unit 32 generates a pulse based on the voltage command values V u , V v , and V w , and the inverter 33 supplies a predetermined voltage to the brushless motor 40 by turning on/off the semiconductor switching element by the pulse. , Drive the motor 40. Reference numeral 34 is a current sensor that detects the armature current i a of the motor 40, and 35 is an angle calculation unit that detects the rotation angle θ of the rotor.

図７は、この従来技術におけるモータトルクの低下補償処理を示すフローチャートである。
まず、弱め磁束制御を行うためのｄ軸電流目標値ｉｄ ＃を変えずに、電圧制限の範囲内で第１の最大ｑ軸電流値ｉｑｍａｘ１を求め、同じく、ｄ軸電流目標値ｉｄ ＃を変えずに、電流制限の範囲内で第２の最大ｑ軸電流値ｉｑｍａｘ２を求める（ステップＳ１，Ｓ２）。そして、ｉｑｍａｘ１，ｉｑｍａｘ２のうち小さい方をｉｑｍａｘとし（Ｓ３）、ｄ軸電流目標値ｉｄ ＃に従ってｄ軸電流を流したときのモータトルクの低下を補償するべく、ｑ軸電流目標値ｉｑ ＃を補正してトルク補償用のｑ軸電流値ｉｑｔを求める（Ｓ４）。なお、ステップＳ４において、Ｋｉｑはトルク低下補償係数である。
次に、ｉｑｔとｉｑｍａｘとの大小関係を判断し（Ｓ５）、ｉｑｔ＞ｉｑｍａｘであれば、ｄ軸電流目標値ｉｄ ＃をｄ軸電流指令値ｉｄｃとしてｉｑｍａｘをｑ軸電流指令値ｉｑｃとし（Ｓ６）、ｉｑｔ≦ｉｑｍａｘであれば、ｄ軸電流目標値ｉｄ ＃をｄ軸電流指令値ｉｄｃとしてトルク補償用のｑ軸電流値ｉｑｔをｑ軸電流指令値ｉｑｃとする（Ｓ７）。 FIG. 7 is a flowchart showing a motor torque reduction compensation process in this conventional technique.
First, the first maximum q-axis current value i qmax1 is obtained within the voltage limit range without changing the d-axis current target value i d # for performing the weakening magnetic flux control, and similarly, the d-axis current target value i d Without changing # , the second maximum q-axis current value i qmax2 is determined within the current limit range (steps S1 and S2). Then, the smaller one of i qmax1 and i qmax2 is set to i qmax (S3), and the q-axis current target value is set to compensate for the decrease in the motor torque when the d-axis current is passed according to the d-axis current target value i d #. The q-axis current value i qt for torque compensation is obtained by correcting i q # (S4). In step S4, K iq is a torque reduction compensation coefficient.
Next, the magnitude relationship between i qt and i qmax is determined (S5), and if i qt >i qmax , the d-axis current target value i d # is set as the d-axis current command value i dc , and i qmax is set as the q-axis. If the current command value i qc is set (S6) and i qt ≦i qmax , the d-axis current target value i d # is set as the d-axis current command value i dc and the q-axis current value i qt for torque compensation is set as the q-axis current. The command value i qc is set (S7).

このモータ駆動システムは、従来の弱め磁束制御ではｄ軸電流の減少によって結果的にモータの出力トルクが低下する点に鑑み、ｄ軸，ｑ軸電流目標値を決定した後に、所定の電圧制限及び電流制限の範囲内でｑ軸電流目標値を修正してモータトルクの低下を補償するものである。この従来技術によれば、弱め磁束制御を導入した場合でも高回転領域まで安定したモータ出力を得ることができる。 This motor drive system considers that the output torque of the motor decreases as a result of a decrease in the d-axis current in the conventional weakening magnetic flux control, so that after determining the d-axis and q-axis current target values, a predetermined voltage limit and The q-axis current target value is corrected within the current limit range to compensate for the decrease in motor torque. According to this conventional technique, it is possible to obtain a stable motor output even in a high rotation range even when the weak magnetic flux control is introduced.

特許第５９４８６１３号公報（請求項３、段落［００２０］〜［００６６］、図１〜図３等）Japanese Patent No. 5948613 (claim 3, paragraphs [0020] to [0066], FIGS. 1 to 3, etc.) 特許第５２００６２８号公報（段落［００８１］〜［００９０］、図２，図１０等）Japanese Patent No. 5200628 (paragraphs [0081] to [0090], FIG. 2, FIG. 10, etc.)

さて、一般的なモータでは、図８（ａ）に示すように、トルクが最大になるポイントよりも高速側で端子電圧（インバータの入力電圧によって決まる出力可能な電圧）が最高になる。端子電圧が一定の領域では、速度に比例して上昇する誘起電圧に対して磁束を弱めるために弱め磁束電流（負のｄ軸電流）を増加させる必要があり、この弱め磁束電流と所定のトルクを実現するために必要な電流とが加算されるので、弱め磁束領域における電流はｉｔｏｔａｌのように増加する。 Now, in a general motor, as shown in FIG. 8A, the terminal voltage (the voltage that can be output, which is determined by the input voltage of the inverter) becomes the highest on the higher speed side than the point where the torque becomes maximum. In the region where the terminal voltage is constant, it is necessary to increase the weakening magnetic flux current (negative d-axis current) in order to weaken the magnetic flux with respect to the induced voltage that increases in proportion to the speed. The current in the weakening magnetic flux region increases like i total because the current necessary to realize the above is added.

ところが、図８（ｂ）や（ｃ）のように、端子電圧が最高になるポイントが、トルクが最大になる領域と重なるケースがある。ここで、図８（ｂ）のケースは、車載用途のモータのように、バッテリーの電圧変動範囲が広く、バッテリー電圧が著しく低下してインバータが出力可能な最高電圧が低下した場合に生じ易い。また、図８（ｃ）のケースは、同じく車載用途において、出力密度の向上を図るために誘起電圧が高いモータを設計したような場合に起こり得る。
何れの場合も、最大トルクを実現するために必要な電流と弱め磁束電流とを加えた電流ｉｔｏｔａｌが過電流レベルに近くなり、電流指令の段階で過電流レベルを超過することもある。 However, as shown in FIGS. 8B and 8C, there are cases where the point where the terminal voltage becomes the highest overlaps the region where the torque becomes the highest. Here, the case of FIG. 8B is likely to occur when the voltage variation range of the battery is wide and the battery voltage is significantly reduced and the maximum voltage that can be output by the inverter is reduced, as in the case of a motor for vehicle use. Further, the case of FIG. 8C may also occur in a case where a motor with a high induced voltage is designed in order to improve the output density in the vehicle application as well.
In any case, the current i total obtained by adding the current required to realize the maximum torque and the flux weakening current becomes close to the overcurrent level, and may exceed the overcurrent level at the stage of the current command.

図８（ｂ），（ｃ）のような事態を回避するには、モータの速度を低下させて弱め磁束電流を減少させることが考えられるが、モータがエンジンに連れ回されるハイブリッド自動車では、そのような速度制御は困難である。
また、前述した特許文献１，２のように、トルク指令を実現するためのｑ軸電流を制限すれば、トータルの電流を減少させることが可能である。しかし、突極比や磁気飽和の大きいＰＭＳＭの場合には、ｄ軸電流とｑ軸電流との干渉や非線形な特性によってトルクや端子電圧が決まるため、ｑ軸電流を低減するだけでは端子電圧一定制御及びトルク制御を効果的に両立できない恐れがある。 In order to avoid the situation shown in FIGS. 8B and 8C, it is conceivable to reduce the speed of the motor to weaken the magnetic flux current, but in the hybrid vehicle in which the motor is driven by the engine, Such speed control is difficult.
Further, as in the above-mentioned Patent Documents 1 and 2, it is possible to reduce the total current by limiting the q-axis current for realizing the torque command. However, in the case of PMSM with a large salient pole ratio and large magnetic saturation, torque and terminal voltage are determined by the interference between the d-axis current and the q-axis current and nonlinear characteristics. There is a possibility that the control and the torque control cannot be effectively compatible with each other.

更に、ｑ軸電流を低減したことにより実現されるトルクを把握するには、ｄ軸電流及びｑ軸電流や非線形パラメータを用いた複雑な演算が必要であり、ＣＰＵ等の演算負荷が増大する。
加えて、過電流レベルを超えないように電流を制限したとしても、過電流レベル付近における動作を長期にわたって継続していると、スイッチング素子やモータの温度が上昇し、熱的破損や永久磁石の減磁等の問題が発生する。 Further, in order to grasp the torque realized by reducing the q-axis current, a complicated calculation using the d-axis current and the q-axis current and a non-linear parameter is required, and the calculation load of the CPU and the like increases.
In addition, even if the current is limited so as not to exceed the overcurrent level, if the operation near the overcurrent level is continued for a long period of time, the temperature of the switching element or motor rises, causing thermal damage or permanent magnet Problems such as demagnetization occur.

そこで、本発明の解決課題は、ｄ軸電流及びｑ軸電流に応じて、または、上記電流情報に加えてスイッチング素子温度及びモータ温度に応じてトルク指令値を適切に抑制することにより、スイッチング素子やモータを過電流から保護するようにしたインバータ装置を提供することにある。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is to appropriately suppress the torque command value in accordance with the d-axis current and the q-axis current, or in accordance with the switching element temperature and the motor temperature in addition to the current information, thereby switching elements Another object of the present invention is to provide an inverter device that protects a motor and a motor from overcurrent.

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの磁束方向に沿ったｄ軸電流とこれに直交する方向のｑ軸電流とをフィードバック制御して生成した出力電圧指令値に基づいて前記インバータの複数のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置と、を備えたインバータ装置において、
前記制御装置内に設けられた電流指令演算器が、
トルク指令値に応じたトルクを前記交流モータから出力させるための最小電流を演算する最大トルク制御と、前記インバータの入力電圧に応じた最大電圧を出力させるために前記交流モータの速度に応じてｄ軸電流を負に制御する弱め磁束制御と、を行ってｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する最大トルク制御／弱め磁束制御部と、
前記インバータの出力電流指令値または出力電流検出値と予め設定された出力電流最大値との偏差に応じて１．０以下のトルク補正係数を演算するトルク調節手段と、
前記トルク補正係数を前記トルク指令値に乗算して第２のトルク指令値を演算する乗算手段と、を有し、
前記第２のトルク指令値を前記最大トルク制御／弱め磁束制御部に与えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the invention according to claim 1 feedback-controls an inverter that drives an AC motor, a d-axis current along the magnetic flux direction of the AC motor, and a q-axis current in a direction orthogonal to the d-axis current. In an inverter device including a control device that controls ON/OFF of a plurality of switching elements of the inverter based on an output voltage command value generated by
The current command calculator provided in the control device,
A maximum torque control for calculating a minimum current for outputting a torque according to a torque command value from the AC motor, and a d according to a speed of the AC motor for outputting a maximum voltage according to an input voltage of the inverter. A weakening magnetic flux control for controlling the axis current to be negative, and a maximum torque control/weakening magnetic flux controlling section for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value
Torque adjusting means for calculating a torque correction coefficient of 1.0 or less in accordance with a deviation between the output current command value or output current detection value of the inverter and a preset maximum output current value;
Multiplication means for calculating a second torque command value by multiplying the torque command value by the torque correction coefficient,
The second torque command value is given to the maximum torque control/weakening flux controller.

請求項２に係る発明は、交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの磁束方向に沿ったｄ軸電流とこれに直交する方向のｑ軸電流とをフィードバック制御して生成した出力電圧指令値に基づいて前記インバータの複数のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置と、を備えたインバータ装置において、
前記制御装置内に設けられた電流指令演算器が、
トルク指令値に応じたトルクを前記交流モータから出力させるための最小電流を演算する最大トルク制御と、前記インバータの入力電圧に応じた最大電圧を出力させるために前記交流モータの速度に応じてｄ軸電流を負に制御する弱め磁束制御と、を行ってｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する最大トルク制御／弱め磁束制御部と、
前記スイッチング素子の温度検出値と第１の過熱保護温度設定値との偏差に応じて１．０以下の第１の最大電流補正係数を求める第１調節手段と、
前記交流モータの温度検出値と第２の過熱保護温度設定値との偏差に応じて１．０以下の第２の最大電流補正係数を求める第２調節手段と、
前記インバータの出力電流最大値を前記第１の最大電流補正係数及び前記第２の最大電流補正係数により補正する手段と、
前記インバータの出力電流指令値または出力電流検出値と、補正後の前記出力電流最大値との偏差に応じて１．０以下のトルク補正係数を積分演算によって求めるトルク調節手段と、
前記トルク調節手段における積分ゲインを、前記第１の最大電流補正係数及び前記第２の最大電流補正係数に応じて、複数の積分ゲインの中から選択するゲイン選択部と、
前記トルク補正係数を前記トルク指令値に乗算して第２のトルク指令値を演算する乗算手段と、を有し、
前記第２のトルク指令値を前記最大トルク制御／弱め磁束制御部に与えることを特徴とする。 The invention according to claim 2 is an output voltage command value generated by feedback controlling an inverter for driving an AC motor, a d-axis current along the magnetic flux direction of the AC motor, and a q-axis current in a direction orthogonal to the d-axis current. A control device for controlling on/off of a plurality of switching elements of the inverter based on
The current command calculator provided in the control device,
A maximum torque control for calculating a minimum current for outputting a torque according to a torque command value from the AC motor, and a d according to a speed of the AC motor for outputting a maximum voltage according to an input voltage of the inverter. A weakening magnetic flux control for controlling the axis current to be negative, and a maximum torque control/weakening magnetic flux controlling section for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value
First adjusting means for obtaining a first maximum current correction coefficient of 1.0 or less according to a deviation between the detected temperature value of the switching element and the first overheat protection temperature set value;
Second adjusting means for obtaining a second maximum current correction coefficient of 1.0 or less according to a deviation between the detected temperature value of the AC motor and the second overheat protection temperature set value;
Means for correcting the maximum output current value of the inverter by the first maximum current correction coefficient and the second maximum current correction coefficient;
Torque adjusting means for obtaining a torque correction coefficient of 1.0 or less by integral calculation according to a deviation between the output current command value or output current detection value of the inverter and the corrected output current maximum value;
A gain selection unit that selects an integral gain in the torque adjusting unit from a plurality of integral gains according to the first maximum current correction coefficient and the second maximum current correction coefficient;
Multiplication means for calculating a second torque command value by multiplying the torque command value by the torque correction coefficient,
The second torque command value is given to the maximum torque control/weakening flux controller.

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載したインバータ装置において、前記トルク補正係数が零より大きい下限値にまで到達したら、アラームを発生することを特徴とする。 The invention according to claim 3 is the inverter device according to claim 1 or 2, wherein an alarm is generated when the torque correction coefficient reaches a lower limit value larger than zero.

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載したインバータ装置において、前記トルク補正係数が零になったら、前記インバータを構成する全てのスイッチング素子をオフさせることを特徴とする。 According to a fourth aspect of the invention, in the inverter device according to any one of the first to third aspects, when the torque correction coefficient becomes zero, all the switching elements forming the inverter are turned off. And

請求項５に係る発明は、請求項２に記載したインバータ装置において、前記第１の最大電流補正係数が１．０よりも小さい場合に、前記スイッチング素子が過熱状態である旨のアラームを発生することを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the inverter device according to the second aspect, when the first maximum current correction coefficient is smaller than 1.0, an alarm indicating that the switching element is overheated is generated. It is characterized by

請求項６に係る発明は、請求項２に記載したインバータ装置において、前記第２の最大電流補正係数が１．０よりも小さい場合に、前記交流モータが過熱状態である旨のアラームを発生することを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, in the inverter device according to the second aspect, when the second maximum current correction coefficient is smaller than 1.0, an alarm indicating that the AC motor is overheated is generated. It is characterized by

請求項７に係る発明は、請求項２に記載したインバータ装置において、前記トルク調節手段における複数の積分ゲインを、前記交流モータの出力トルク，電流，端子電圧，温度、または、前記スイッチング素子の温度のうちの何れかの挙動に基づいて予め設定したことを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, in the inverter device according to the second aspect, the plurality of integral gains in the torque adjusting means are set to output torque, current, terminal voltage, temperature of the AC motor, or temperature of the switching element. It is characterized in that it is set in advance based on any one of the behaviors.

本発明によれば、インバータの出力電流の振幅に応じて補正したトルク指令値に従って最大トルク制御／弱め磁束制御を行い、更に、スイッチング素子やモータの温度に応じてトルク補正係数を調整することにより、過電流によるスイッチング素子の熱的破損、モータの永久磁石の減磁等を防止することができる。
また、トルク補正係数や第１，第２の最大電流補正係数の低下時にアラームを発生させ、必要に応じてインバータを全相遮断することにより、インバータ及びモータを保護することが可能である。 According to the present invention, the maximum torque control/weakening magnetic flux control is performed according to the torque command value corrected according to the amplitude of the output current of the inverter, and the torque correction coefficient is adjusted according to the temperature of the switching element or the motor. It is possible to prevent thermal damage to the switching element due to overcurrent and demagnetization of the permanent magnet of the motor.
Further, it is possible to protect the inverter and the motor by generating an alarm when the torque correction coefficient and the first and second maximum current correction coefficients decrease and shutting off all phases of the inverter as necessary.

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック図である。It is a block diagram of a motor drive system concerning an embodiment of the present invention. 図１における電流指令演算器の第１実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows the 1st Example of the electric current command calculator in FIG. 本発明の実施形態における交流モータの動作を示す特性図である。It is a characteristic view which shows operation|movement of the alternating current motor in embodiment of this invention. 図１における電流指令演算器の第２実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows the 2nd Example of the electric current command calculator in FIG. 特許文献１に記載されたモータ駆動システムのブロック図である。It is a block diagram of a motor drive system described in Patent Document 1. 特許文献２に記載されたモータ駆動システムのブロック図である。It is a block diagram of a motor drive system described in Patent Document 2. 特許文献２におけるトルク低下補償処理を示すフローチャートである。9 is a flowchart showing a torque reduction compensation process in Patent Document 2. 本発明の課題を説明するための交流モータの動作を示す特性図である。It is a characteristic view which shows operation|movement of the alternating current motor for demonstrating the subject of this invention.

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係るインバータ装置を備えたモータ駆動システムのブロック図である。図１において、２００は、直流電源２０１の電力を交流電力に変換する三相電圧形のインバータであり、その出力側には、ＰＭＳＭや誘導モータ等の交流モータ３００が接続されている。
なお、２０２は直流電源２０１の電圧を検出する電圧検出器、２０３はインバータ２００の出力電流を検出する電流検出器、３０１は交流モータ３００の回転子位置及び回転速度を検出する位置・速度センサである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram of a motor drive system including an inverter device according to this embodiment. In FIG. 1, reference numeral 200 denotes a three-phase voltage type inverter that converts the electric power of the DC power supply 201 into AC power, and an AC motor 300 such as a PMSM or an induction motor is connected to the output side thereof.
Reference numeral 202 is a voltage detector that detects the voltage of the DC power supply 201, 203 is a current detector that detects the output current of the inverter 200, and 301 is a position/speed sensor that detects the rotor position and rotation speed of the AC motor 300. is there.

インバータ２００の半導体スイッチング素子を制御する制御装置５００は、交流モータ３００の磁束方向をｄ軸とし、このｄ軸から９０°進んだ方向をｑ軸と定義した回転座標軸を用いてインバータ２００の電流、電圧を制御することにより、交流モータ３００の出力トルクをトルク指令値τ＊に制御する。
この制御装置５００において、電流指令演算器１００には、トルク指令値τ＊と、角度・速度検出部１２６から出力される速度検出値ωと、電圧検出部１２９による直流電圧検出値Ｖｄｃと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊とが入力され、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が演算される。これらのｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊は、ｄ軸，ｑ軸電流演算値Ｉｄ，Ｉｑと共に、減算器１２１ｄ，１２１ｑにそれぞれ入力されている。なお、ｄ軸，ｑ軸電流演算値Ｉｄ，Ｉｑは、電流検出器２０３及び電流検出部１２７により検出した三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電流座標変換器１２８により座標変換して求められる。 The control device 500 for controlling the semiconductor switching element of the inverter 200 uses the rotational coordinate axis defined by defining the magnetic flux direction of the AC motor 300 as the d axis and the direction advanced 90° from this d axis as the q axis, and By controlling the voltage, the output torque of AC motor 300 is controlled to torque command value τ * .
In this control device 500, the current command calculator 100 includes a torque command value τ * , a speed detection value ω output from the angle/speed detection unit 126, a DC voltage detection value V dc detected by the voltage detection unit 129, The d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * are input, and the d-axis current command value I d * and the q-axis current command value I q * are calculated. These d-axis and q-axis current command values I d * and I q * are input to subtractors 121 d and 121 q , respectively, together with the d-axis and q-axis current calculation values I d and I q . The d-axis and q-axis current calculation values I d and I q are coordinate-converted by the current coordinate converter 128 with the three-phase currents I u , I v , and I w detected by the current detector 203 and the current detector 127. Required.

ｄ軸電流調節器１２２ｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｄ軸電流演算値Ｉｄとの偏差がゼロになるように動作してｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊を演算し、ｑ軸電流調節器１２２ｑは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸電流演算値Ｉｑとの偏差がゼロになるように動作してｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を演算する。
ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊は、電圧座標変換器１２３において角度・速度検出部１２６からの角度θを用いて座標変換することにより、三相の電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に変換される。 The d-axis current adjuster 122d operates so that the deviation between the d-axis current command value I d * and the d-axis current calculation value I d becomes zero to calculate the d-axis voltage command value V d * , and the q-axis. The current regulator 122q operates so that the deviation between the q-axis current command value I q * and the q-axis current calculation value I q becomes zero, and calculates the q-axis voltage command value V q * .
The d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * are coordinate-converted in the voltage coordinate converter 123 by using the angle θ from the angle/speed detection unit 126, so that three-phase voltage command values are obtained. Converted to V u * , V v * , V w * .

電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊は直流電圧検出値Ｖｄｃと共に変調率指令値演算器１２４に入力され、三相の変調率指令値λｕ ＊，λｖ ＊，λｗ ＊に変換される。変調率指令値λｕ ＊，λｖ ＊，λｗ ＊はＰＷＭ演算部１２５に入力されており、これらの変調率指令値λｕ ＊，λｖ ＊，λｗ ＊を三角波等のキャリアとそれぞれ比較することにより、インバータ２００のスイッチング素子に対する駆動パルスが生成される。 The voltage command values V u * , V v * , V w * are input to the modulation factor command value calculator 124 together with the DC voltage detection value V dc , and the three-phase modulation factor command values λ u * , λ v * , λ w. Converted to * The modulation rate command values λ u * , λ v * , and λ w * are input to the PWM calculation unit 125, and these modulation rate command values λ u * , λ v * , and λ w * are respectively supplied to a carrier such as a triangular wave. By comparing, the drive pulse for the switching element of the inverter 200 is generated.

次に、電流指令演算器１００の実施例について、図２〜図４に基づいて説明する。
この電流指令演算器１００は、トルク指令値τ＊に応じたトルクを交流モータ３００から出力させるための最小の電流をインバータ２００から流すように、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を演算する（最大トルク制御）。また、インバータ２００の出力電圧の振幅が入力電圧に応じた最大値を超える場合には、交流モータ３００の速度検出値ωに応じて磁束が制限されるようにｄ軸電流を負方向に増加させる制御（弱め磁束制御）を行い、インバータ２００の出力電圧が最大値以下に収まるように制御する。
弱め磁束制御を行うためのｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊の求め方としては、モータ定数（ｄ軸，ｑ軸インダクタンス、電機子抵抗、磁束）を用いて数式により演算する方法や、予め作成した電流テーブルを用いて、トルク指令値τ＊に対応するｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を線形補間により決定する方法等がある。 Next, an embodiment of the current command calculator 100 will be described with reference to FIGS.
The current command calculator 100 causes the d-axis and q-axis current command values I d * ,I so that a minimum current for causing the AC motor 300 to output a torque corresponding to the torque command value τ * is passed from the inverter 200. Calculate q * (maximum torque control). When the amplitude of the output voltage of inverter 200 exceeds the maximum value corresponding to the input voltage, the d-axis current is increased in the negative direction so that the magnetic flux is limited according to the speed detection value ω of AC motor 300. The control (weakening magnetic flux control) is performed so that the output voltage of the inverter 200 falls within the maximum value.
The d-axis and q-axis current command values I d * and I q * for performing the weak magnetic flux control are calculated by mathematical expressions using motor constants (d-axis, q-axis inductance, armature resistance, magnetic flux). a method of using the current table created beforehand, d-axis corresponding to the torque command value tau *, q-axis current command value I d *, and a method of determining by linear interpolation I q *.

図２は、電流指令演算器１００の第１実施例としての電流指令演算器１００Ａを示している。
図２において、上位コントローラ（図示せず）から入力されたトルク指令値τ＊は、乗算器１０１によりトルク補正係数Ｋｔｌｉｍと乗算されて第２のトルク指令値τ＊＊となり、このトルク指令値τ＊＊は最大トルク制御／弱め磁束制御部１０２に入力されている。最大トルク制御／弱め磁束制御部１０２は、第２のトルク指令値τ＊＊，速度検出値ω，直流電圧検出値Ｖｄｃ，ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊に基づいて、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を演算する。 FIG. 2 shows a current command calculator 100A as a first embodiment of the current command calculator 100.
In FIG. 2, the torque command value τ * input from the host controller (not shown) is multiplied by the torque correction coefficient K tlim by the multiplier 101 to become the second torque command value τ ** . τ ** is input to the maximum torque control/weakening flux control unit 102. The maximum torque control/weakening magnetic flux control unit 102 is based on the second torque command value τ ** , speed detection value ω, DC voltage detection value V dc , d axis, q axis voltage command values V d * , V q * . Then, the d-axis and q-axis current command values I d * , I q * are calculated.

振幅演算器１０３は、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊の二乗和の平方根からインバータ２００の出力電流の振幅指令値Ｉ１ ＊を演算し、この振幅指令値Ｉ１ ＊は、予め設定した出力電流最大値Ｉ１ｍａｘと共に減算器１０４に入力される。なお、上記振幅指令値Ｉ１ ＊は、図１の電流座標変換器１２８から出力されるｄ軸，ｑ軸電流演算値Ｉｄ，Ｉｑを用いて求めて良い。また、インバータ２００の出力電流最大値Ｉ１ｍａｘは、過電流保護レベル以下の値に設定されている。 The amplitude calculator 103 calculates the amplitude command value I 1 * of the output current of the inverter 200 from the square root of the sum of squares of the d-axis and q-axis current command values I d * and I q * , and this amplitude command value I 1 * Is input to the subtractor 104 together with the preset maximum output current value I 1max . The amplitude command value I 1 * may be obtained using the d-axis and q-axis current calculation values I d and I q output from the current coordinate converter 128 in FIG. 1. Further, the maximum output current value I 1max of the inverter 200 is set to a value equal to or lower than the overcurrent protection level.

図２に戻って、トルク調節器１０５は積分調節器からなり、振幅指令値Ｉ１ ＊と出力電流最大値Ｉ１ｍａｘとの偏差を積分してトルク補正係数Ｋｔｌｉｍを演算する。ここで、トルク調節器１０５の積分ゲインＫＩｔｌｉｍは、交流モータ３００の出力トルク，電流，端子電圧，速度の何れかの挙動に基づいて予め調整された値とする。
トルク調節器１０５により演算されたトルク補正係数Ｋｔｌｉｍは、リミッタ１０６を介して前記乗算器１０１に入力されている。このリミッタ１０６は、下限値ＫｔｌｉｍＬが０以上で１．０より小さい値であり、上限値が１．０（ｐｕ値換算）に設定されている。
なお、トルク調節器１０５及びリミッタ１０６は、請求項におけるトルク調節手段を構成している。 Returning to FIG. 2, the torque controller 105 is comprised integral controller calculates a torque correction factor K Tlim by integrating the deviation between the amplitude command I 1 * and the output current maximum value I 1max. Here, integral gain KI tlim of torque adjuster 105 is a value adjusted in advance based on the behavior of any one of output torque, current, terminal voltage and speed of AC motor 300.
The torque correction coefficient K tlim calculated by the torque adjuster 105 is input to the multiplier 101 via the limiter 106. The limiter 106 has a lower limit K trimL of 0 or more and less than 1.0 and an upper limit of 1.0 (pu value conversion).
The torque adjuster 105 and the limiter 106 constitute the torque adjusting means in the claims.

上記トルク調節器１０５及びリミッタ１０６の動作により、減算器１０４から出力される偏差が零以上（Ｉ１ ＊≦Ｉ１ｍａｘ）である場合にはトルク補正係数Ｋｔｌｉｍを１．０とし、乗算器１０１を介してトルク指令値τ＊をそのまま第２のトルク指令値τ＊＊として出力する。
これに対し、上記の偏差が負（Ｉ１ ＊＞Ｉ１ｍａｘ）である場合には、トルク補正係数Ｋｔｌｉｍを１．０より小さい値にして乗算器１０１に入力し、トルク指令値τ＊より小さい第２のトルク指令値τ＊＊を得る。 By the operations of the torque adjuster 105 and the limiter 106, when the deviation output from the subtractor 104 is zero or more (I 1 * ≦I 1max ), the torque correction coefficient K tlim is set to 1.0, and the multiplier 101 The torque command value τ * is output as it is as the second torque command value τ ** via.
On the other hand, when the above deviation is negative (I 1 * >I 1max ), the torque correction coefficient K tlim is set to a value smaller than 1.0 and input to the multiplier 101, and the torque command value τ * is calculated. A small second torque command value τ ** is obtained.

このように図２の電流指令演算器１００Ａは、振幅指令値Ｉ１ ＊が出力電流最大値Ｉ１ｍａｘより大きい領域では第２のトルク指令値τ＊＊を元のトルク指令値τ＊より小さく調整してトルクを制限し、振幅指令値Ｉ１ ＊が出力電流最大値Ｉ１ｍａｘに等しくなった時点で第２のトルク指令値τ＊＊の減少を停止させるように動作する。これにより、出力トルクの制限を、限られた電流振幅の中で必要最小限に留めることができる。
ここで、制限後のトルク、すなわち第２のトルク指令値τ＊＊は元のトルク指令値τ＊にトルク補正係数Ｋｔｌｉｍを乗算するだけの簡単な演算によって求められるので、演算負荷が増加する心配もない。また、実際に制御可能な第２のトルク指令値τ＊＊を上位コントローラに通知することにより、システムとして意図した動作通りに制御することができる。 As described above, the current command calculator 100A of FIG. 2 adjusts the second torque command value τ ** to be smaller than the original torque command value τ * in the region where the amplitude command value I 1 * is larger than the maximum output current value I 1max. Then, the torque is limited, and when the amplitude command value I 1 * becomes equal to the maximum output current value I 1max , the second torque command value τ ** is stopped to decrease. As a result, the output torque can be limited to the necessary minimum within the limited current amplitude.
Here, since the torque after the limitation, that is, the second torque command value τ ** is obtained by a simple calculation by multiplying the original torque command value τ * by the torque correction coefficient K tlim , the calculation load increases. No worries. Further, by notifying the host controller of the actually controllable second torque command value τ ** , the system can be controlled as intended.

トルク補正係数Ｋｔｌｉｍが下限値ＫｔｌｉｍＬにまで低下するのは、直流電源電圧が異常に低下したケースや、モータの電気特性上、最大電流以下で実現不可能なトルク指令値が入力されたようなケースであり、このような異常事態の発生時には上位コントローラにアラームを通知して保護動作を行うことが望ましい。
更に、トルク補正係数Ｋｔｌｉｍが零まで低下すると、第２のトルク指令値τ＊＊が零になって弱め磁束電流のみを通流する状態となり、これ以上、電流を低減するとモータ制御が破綻して暴走する恐れがある。従って、トルク補正係数Ｋｔｌｉｍが零まで低下した場合には、インバータ２００の全てのスイッチング素子をオフさせてシステムの安全性を確保することが望ましい。 The torque correction coefficient K trim decreases to the lower limit value K trimmL because the DC power supply voltage may be abnormally decreased or a torque command value that cannot be realized at the maximum current or less due to electric characteristics of the motor may be input. In such a case, it is desirable to notify the host controller of an alarm when such an abnormal situation occurs and perform the protection operation.
Further, when the torque correction coefficient K trim is reduced to zero, the second torque command value τ ** becomes zero and only the weakening magnetic flux current flows, and if the current is further reduced, the motor control fails. There is a risk of runaway. Therefore, when the torque correction coefficient K trim is reduced to zero, it is desirable to turn off all the switching elements of the inverter 200 to ensure system safety.

図３（ａ），（ｂ）は、この実施例による交流モータの動作を示す特性図である。図３（ａ）の運転状態は前述した図８（ｂ）に対応し、図３（ｂ）の運転状態は図８（ｃ）に対応している。
本実施例では、図３（ａ），（ｂ）の速度領域Δωにおいてトルクがτ’のように制限されるので、トルク指令を実現するための電流と弱め磁束電流とを合計した電流ｉｔｏｔａｌが一点鎖線のように制限され、過電流レベルを超える恐れがない。 3A and 3B are characteristic diagrams showing the operation of the AC motor according to this embodiment. The operating state of FIG. 3A corresponds to FIG. 8B described above, and the operating state of FIG. 3B corresponds to FIG. 8C.
In the present embodiment, the torque is limited to τ′ in the velocity region Δω of FIGS. 3A and 3B, and thus the current i total that is the sum of the current for realizing the torque command and the weakening magnetic flux current. Is restricted like the one-dot chain line, and there is no danger of exceeding the overcurrent level.

次に、図４は、第２実施例に係る電流指令演算器１００Ｂの構成を示している。図４において、図２と同一の部分については同一の符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。 Next, FIG. 4 shows the configuration of the current command calculator 100B according to the second embodiment. 4, the same parts as those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. Below, different parts will be mainly described.

第２実施例の電流指令演算器１００Ｂでは、図２の電流指令演算器１００Ａに比べて、第１調節器１０８、第２調節器１１２、リミッタ１０９，１１３、ゲイン選択部１１５、減算器１０７，１１１、乗算器１１０，１１４が追加されると共に、トルク調節器１１６の積分ゲインを複数の積分ゲインの中から選択可能に構成されている。
ここで、第１調節器１０８及びリミッタ１０９は、請求項における第１調節手段を構成し、第２調節器１１２及びリミッタ１１３は、請求項における第２調節手段を構成している。また、トルク調節器１１６及びリミッタ１０６は、請求項におけるトルク調節手段を構成している。 In the current command calculator 100B of the second embodiment, compared with the current command calculator 100A of FIG. 2, the first adjuster 108, the second adjuster 112, the limiters 109 and 113, the gain selecting unit 115, the subtractor 107, 111 and multipliers 110 and 114 are added, and the integral gain of the torque adjuster 116 can be selected from a plurality of integral gains.
Here, the first adjuster 108 and the limiter 109 compose the first adjusting means in the claims, and the second adjuster 112 and the limiter 113 compose the second adjusting means in the claims. Further, the torque adjuster 116 and the limiter 106 constitute the torque adjusting means in the claims.

上記構成において、インバータ２００を構成するスイッチング素子の温度検出値Ｔｓｗと、予め設定されたスイッチング素子温度の過熱保護レベルである第１の過熱保護温度設定値Ｔｓｗｍａｘとの偏差が減算器１０７により求められ、第１調節器１０８は上記偏差を積分する。第１調節器１０８の出力は、上限値が１．０（ｐｕ値換算）のリミッタ１０９を介して第１の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１となり、この最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１はゲイン選択部１１５に入力されている。
第１調節器１０８及びリミッタ１０９の動作により、減算器１０７から出力される偏差が零以上（Ｔｓｗ≦Ｔｓｗｍａｘ）である場合には、第１の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１が１．０となってゲイン選択部１１５に入力される。また、上記偏差が負（Ｔｓｗ＞Ｔｓｗｍａｘ）である場合には、第１の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１が１．０より小さい値となってゲイン選択部１１５に入力される。 In the above configuration, the difference between the detected temperature value T sw of the switching element forming the inverter 200 and the first overheat protection temperature set value T swmax , which is the preset overheat protection level of the switching element temperature, is calculated by the subtractor 107. Once determined, the first regulator 108 integrates the deviation. The output of the first adjuster 108 becomes a first maximum current correction coefficient K ilim1 via a limiter 109 having an upper limit value of 1.0 (pu value conversion), and this maximum current correction coefficient K ilim1 is sent to the gain selection unit 115. It has been entered.
By the operation of the first adjuster 108 and the limiter 109, when the deviation output from the subtractor 107 is zero or more (T sw ≦T swmax ), the first maximum current correction coefficient K ilim1 is 1.0. Is input to the gain selection unit 115. When the deviation is negative (T sw >T swmax ), the first maximum current correction coefficient K ilim1 becomes a value smaller than 1.0 and is input to the gain selection unit 115.

また、交流モータ３００の温度検出値Ｔｍｏｔｏｒと予め設定されたモータ温度の過熱保護レベルである第２の過熱保護温度設定値Ｔｍｏｔｏｒｍａｘとの偏差が減算器１１１により求められ、第２調節器１１２は上記偏差を積分する。第２調節器１１２の出力は、上限値が１．０（ｐｕ値換算）のリミッタ１１３を介して第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ２となり、この最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ２もゲイン選択部１１５に入力されている。
第２調節器１１２及びリミッタ１１３の動作により、減算器１１１から出力される偏差が零以上（Ｔｍｏｔｏｒ≦Ｔｍｏｔｏｒｍａｘ）である場合には、第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ２が１．０となってゲイン選択部１１５に入力される。また、上記偏差が負（Ｔｍｏｔｏｒ＞Ｔｍｏｔｏｒｍａｘ）である場合には、第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ２が１．０より小さい値となってゲイン選択部１１５に入力される。 Further, the difference between the detected temperature value T motor of AC motor 300 and the second overheat protection temperature set value T motormax , which is the preset overheat protection level of the motor temperature, is obtained by subtractor 111, and second adjuster 112 is obtained. Integrates the above deviation. The output of the second adjuster 112 becomes the second maximum current correction coefficient K ilim2 via the limiter 113 having an upper limit value of 1.0 (pu value conversion), and this maximum current correction coefficient K ilim2 is also supplied to the gain selection unit 115. It has been entered.
By the operation of the second adjuster 112 and the limiter 113, when the deviation output from the subtractor 111 is zero or more (T motor ≦T motormax ), the second maximum current correction coefficient K ilim2 is 1.0. Is input to the gain selection unit 115. When the deviation is negative (T motor >T motormax ), the second maximum current correction coefficient K ilim2 becomes a value smaller than 1.0 and is input to the gain selection unit 115.

次に、乗算器１１４，１１０を用いて、インバータ２００の出力電流最大値Ｉ１ｍａｘに第１，第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１，Ｋｉｌｉｍ２を乗算することにより、モータ温度及びスイッチング素子温度に応じて補正した出力電流最大値Ｉ１ｍａｘ２が求められる。このＩ１ｍａｘ２は、Ｉ１ｍａｘ２≦Ｉ１ｍａｘの関係にあるため、過電流保護レベル以下の値である。
減算器１０４は、電流の振幅指令値Ｉ１ ＊と温度補正後の出力電流最大値Ｉ１ｍａｘ２との偏差を求め、トルク調節器１１６はこの偏差を積分してトルク補正係数Ｋｔｌｉｍを演算する。
トルク調節器１１６の積分ゲインは、以下に述べるように、第１，第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１，Ｋｉｌｉｍ２が入力されるゲイン選択部１１５の出力によって切り替えられる。 Next, by using the multipliers 114 and 110 , the maximum output current value I 1max of the inverter 200 is multiplied by the first and second maximum current correction coefficients K ilim1 and K ilim2 to obtain the motor temperature and the switching element temperature. The output current maximum value I 1max2 corrected accordingly is obtained. This I 1max2 has a relationship of I 1max2 ≦I 1max , and therefore is a value equal to or lower than the overcurrent protection level.
The subtractor 104 obtains a deviation between the current amplitude command value I 1 * and the temperature-corrected output current maximum value I 1max2, and the torque adjuster 116 integrates the deviation to calculate a torque correction coefficient K tlim .
The integral gain of the torque adjuster 116 is switched by the output of the gain selection unit 115 to which the first and second maximum current correction coefficients K ilim1 and K ilim2 are input, as described below.

すなわち、第１の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１が１．０よりも小さくなった場合（Ｔｓｗ＞Ｔｓｗｍａｘの場合）、ゲイン選択部１１５の出力により、トルク調節器１１６の積分ゲインを第１の積分ゲインＫＩｔｌｉｍ１から第２の積分ゲインＫＩｔｌｉｍ２に切り替える。また、第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ２が１．０よりも小さくなった場合（Ｔｍｏｔｏｒ＞Ｔｍｏｔｏｒｍａｘの場合）、ゲイン選択部１１５の出力により、トルク調節器１１６の積分ゲインを第１の積分ゲインＫＩｔｌｉｍ１から第３の積分ゲインＫＩｔｌｉｍ３に切り替える。
更に、第１，第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１，Ｋｉｌｉｍ２が何れも１．０より小さくなった場合には、ゲイン選択部１１５の出力により、トルク調節器１１６の積分ゲインを３つの積分ゲインＫＩｔｌｉｍ１，ＫＩｔｌｉｍ２，ＫＩｔｌｉｍ３のうち最も大きい値に切り替える。
これらの積分ゲインＫＩｔｌｉｍ１，ＫＩｔｌｉｍ２，ＫＩｔｌｉｍ３は、交流モータ３００の出力トルク，電流，端子電圧，温度、または、前記スイッチング素子の温度のうちの何れかの挙動に基づいて予め設定しておけば良い。 That is, when the first maximum current correction coefficient K ilim1 becomes smaller than 1.0 (when T sw >T swmax ), the integral gain of the torque adjuster 116 is set to the first value by the output of the gain selection unit 115. The integral gain KI tlim1 is switched to the second integral gain KI tlim2 . Further, when the second maximum current correction coefficient K ilim2 becomes smaller than 1.0 (when T motor >T motormax ), the integral gain of the torque adjuster 116 is set to the first value by the output of the gain selection unit 115. The integration gain KI tlim1 is switched to the third integration gain KI tlim3 .
Further, when the first and second maximum current correction coefficients K ilim1 and K ilim2 are both smaller than 1.0, the output of the gain selection unit 115 causes the integral gain of the torque adjuster 116 to be integrated into three integral values. The gain KI tlim1 , KI tlim2 , and KI tlim3 is switched to the largest value.
These integral gains KI tlim1 , KI tlim2 , and KI tlim3 may be preset based on the output torque, current, terminal voltage, temperature of AC motor 300 or the temperature of the switching element. Good.

トルク調節器１１６及びリミッタ１０６の動作は、第１実施例におけるトルク調節器１０５及びリミッタ１０６の動作と基本的に同一である。
すなわち、図４の減算器１０４から出力される偏差が零以上（Ｉ１ ＊≦Ｉ１ｍａｘ２）である場合にはトルク補正係数Ｋｔｌｉｍを１．０とし、乗算器１０１を介してトルク指令値τ＊をそのまま第２のトルク指令値τ＊＊として出力する。これに対し、上記の偏差が負（Ｉ１ ＊＞Ｉ１ｍａｘ２）である場合には、トルク補正係数Ｋｔｌｉｍを１．０より小さい値にして乗算器１０１に入力し、トルク指令値τ＊を補正してτ＊より小さい第２のトルク指令値τ＊＊を得る。
なお、第１の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ１が１．０よりも小さい場合には、上位コントローラにインバータ２００のスイッチング素子の温度が上昇している旨のアラームを通知し、また、第２の最大電流補正係数Ｋｉｌｉｍ２が１．０よりも小さい場合には、上位コントローラに交流モータ３００の温度が上昇している旨のアラームを通知することが望ましい。 これらのアラームを受けた上位コントローラは、例えば、スイッチング素子やモータの冷却温度を低下させる等の保護動作を行う。 The operations of the torque adjuster 116 and the limiter 106 are basically the same as the operations of the torque adjuster 105 and the limiter 106 in the first embodiment.
That is, when the deviation output from the subtractor 104 in FIG. 4 is zero or more (I 1 * ≦I 1max2 ), the torque correction coefficient K tlim is set to 1.0 and the torque command value τ is set via the multiplier 101. * Is output as it is as the second torque command value τ ** . On the other hand, when the deviation is negative (I 1 * >I 1max2 ), the torque correction coefficient K tlim is set to a value smaller than 1.0 and input to the multiplier 101, and the torque command value τ * is set. The second torque command value τ ** smaller than τ * is obtained by correction.
When the first maximum current correction coefficient K ilim1 is smaller than 1.0, an alarm indicating that the temperature of the switching element of the inverter 200 has risen is notified to the host controller, and the second maximum value. When the current correction coefficient K ilim2 is smaller than 1.0, it is desirable to notify the host controller of an alarm indicating that the temperature of AC motor 300 is rising. Upon receiving these alarms, the host controller performs a protective operation such as lowering the cooling temperature of the switching element or the motor.

この第２実施例によれば、インバータ２００の電流を出力電流最大値Ｉ１ｍａｘ２によって制限している場合に、スイッチング素子温度やモータ温度が上昇してもそれぞれの過熱保護温度設定値Ｔｓｗｍａｘ，Ｔｍｏｔｏｒｍａｘを超えないように電流を低減することができる。このため、スイッチング素子の熱的破損やモータの永久磁石の減磁を防止することが可能である。
また、交流モータの駆動システムにおいて、安全性を保つための監視対象となる電流振幅や、スイッチング素子温度、モータ温度は、それぞれトルクの低減量に対する挙動や応答が異なっている。従って、トルク調節器１１６に設定される積分ゲインを、監視対象に応じて順位付けした複数の積分ゲインの中から選択することにより、不必要なトルク制限を行わずにスイッチング素子やモータを効果的に保護することができる。 According to the second embodiment, when the current of the inverter 200 is limited by the maximum output current value I 1max2 , even if the switching element temperature or the motor temperature rises, the respective overheat protection temperature set values T swmax , T are set. The current can be reduced so as not to exceed motormax . Therefore, it is possible to prevent thermal damage to the switching element and demagnetization of the permanent magnet of the motor.
Further, in the AC motor drive system, the current amplitude, the switching element temperature, and the motor temperature, which are monitored to maintain safety, have different behaviors and responses to the torque reduction amount. Therefore, by selecting the integral gain set in the torque adjuster 116 from a plurality of integral gains ranked according to the monitoring target, the switching element and the motor can be effectively operated without unnecessary torque limitation. Can be protected.

１００，１００Ａ，１００Ｂ：電流指令演算器
１０１，１１０，１１４：乗算器
１０２：最大トルク制御／弱め磁束制御部
１０３：振幅演算器
１０４，１０７，１１１：減算器
１０５，１１６：トルク調節器
１０６，１０９，１１３：リミッタ
１０８：第１調節器
１１２：第２調節器
１１５：ゲイン選択部
１２１ｄ，１２１ｑ：減算器
１２２ｄ：ｄ軸電流調節器
１２２ｑ：ｑ軸電流調節器
１２３：電圧座標変換器
１２４：変調率指令値演算器
１２５：ＰＷＭ演算部
１２６：角度・速度検出部
１２７：電流検出部
１２８:電流座標変換器
１２９：電圧検出部
２００：インバータ
２０１：直流電源
２０２:電圧検出器
２０３:電流検出器
３００：交流モータ
３０１：位置・速度センサ
５００：制御装置 100, 100A, 100B: Current command calculators 101, 110, 114: Multiplier 102: Maximum torque control/weak magnetic flux controller 103: Amplitude calculators 104, 107, 111: Subtractors 105, 116: Torque adjuster 106, 109, 113: Limiter 108: First adjuster 112: Second adjuster 115: Gain selector 121d, 121q: Subtractor 122d: d-axis current adjuster 122q: q-axis current adjuster 123: voltage coordinate converter 124: Modulation rate command value calculator 125: PWM calculator 126: Angle/speed detector 127: Current detector 128: Current coordinate converter 129: Voltage detector 200: Inverter 201: DC power supply 202: Voltage detector 203: Current detection Unit 300: AC motor 301: Position/speed sensor 500: Control device

Claims (7)

交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの磁束方向に沿ったｄ軸電流とこれに直交する方向のｑ軸電流とをフィードバック制御して生成した出力電圧指令値に基づいて前記インバータの複数のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置と、を備えたインバータ装置において、
前記制御装置内に設けられた電流指令演算器が、
トルク指令値に応じたトルクを前記交流モータから出力させるための最小電流を演算する最大トルク制御と、前記インバータの入力電圧に応じた最大電圧を出力させるために前記交流モータの速度に応じてｄ軸電流を負に制御する弱め磁束制御と、を行ってｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する最大トルク制御／弱め磁束制御部と、
前記インバータの出力電流指令値または出力電流検出値と予め設定された出力電流最大値との偏差に応じて１．０以下のトルク補正係数を演算するトルク調節手段と、
前記トルク補正係数を前記トルク指令値に乗算して第２のトルク指令値を演算する乗算手段と、を有し、
前記第２のトルク指令値を前記最大トルク制御／弱め磁束制御部に与えることを特徴とするインバータ装置。 A plurality of inverters for driving the AC motor, a plurality of inverters based on an output voltage command value generated by feedback controlling a d-axis current along a magnetic flux direction of the AC motor and a q-axis current in a direction orthogonal to the d-axis current. In an inverter device including a control device that controls ON/OFF of a switching element,
The current command calculator provided in the control device,
A maximum torque control for calculating a minimum current for outputting a torque according to a torque command value from the AC motor, and a d according to a speed of the AC motor for outputting a maximum voltage according to an input voltage of the inverter. A weakening magnetic flux control for controlling the axis current to be negative, and a maximum torque control/weakening magnetic flux controlling section for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value
Torque adjusting means for calculating a torque correction coefficient of 1.0 or less in accordance with a deviation between the output current command value or output current detection value of the inverter and a preset maximum output current value;
Multiplication means for calculating a second torque command value by multiplying the torque command value by the torque correction coefficient,
An inverter device, wherein the second torque command value is given to the maximum torque control/weakening flux control section. 交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの磁束方向に沿ったｄ軸電流とこれに直交する方向のｑ軸電流とをフィードバック制御して生成した出力電圧指令値に基づいて前記インバータの複数のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置と、を備えたインバータ装置において、
前記制御装置内に設けられた電流指令演算器が、
トルク指令値に応じたトルクを前記交流モータから出力させるための最小電流を演算する最大トルク制御と、前記インバータの入力電圧に応じた最大電圧を出力させるために前記交流モータの速度に応じてｄ軸電流を負に制御する弱め磁束制御と、を行ってｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する最大トルク制御／弱め磁束制御部と、
前記スイッチング素子の温度検出値と第１の過熱保護温度設定値との偏差に応じて１．０以下の第１の最大電流補正係数を求める第１調節手段と、
前記交流モータの温度検出値と第２の過熱保護温度設定値との偏差に応じて１．０以下の第２の最大電流補正係数を求める第２調節手段と、
前記インバータの出力電流最大値を前記第１の最大電流補正係数及び前記第２の最大電流補正係数により補正する手段と、
前記インバータの出力電流指令値または出力電流検出値と、補正後の前記出力電流最大値との偏差に応じて１．０以下のトルク補正係数を積分演算によって求めるトルク調節手段と、
前記トルク調節手段における積分ゲインを、前記第１の最大電流補正係数及び前記第２の最大電流補正係数に応じて、複数の積分ゲインの中から選択するゲイン選択部と、
前記トルク補正係数を前記トルク指令値に乗算して第２のトルク指令値を演算する乗算手段と、を有し、
前記第２のトルク指令値を前記最大トルク制御／弱め磁束制御部に与えることを特徴とするインバータ装置。 A plurality of inverters for driving the AC motor, a plurality of inverters based on an output voltage command value generated by feedback controlling a d-axis current along a magnetic flux direction of the AC motor and a q-axis current in a direction orthogonal to the d-axis current. In an inverter device including a control device that controls ON/OFF of a switching element,
The current command calculator provided in the control device,
A maximum torque control for calculating a minimum current for outputting a torque according to a torque command value from the AC motor, and a d according to a speed of the AC motor for outputting a maximum voltage according to an input voltage of the inverter. A weakening magnetic flux control for controlling the axis current to be negative, and a maximum torque control/weakening magnetic flux controlling section for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value
First adjusting means for obtaining a first maximum current correction coefficient of 1.0 or less according to a deviation between the detected temperature value of the switching element and the first overheat protection temperature set value;
Second adjusting means for obtaining a second maximum current correction coefficient of 1.0 or less according to a deviation between the detected temperature value of the AC motor and the second overheat protection temperature set value;
Means for correcting the maximum output current value of the inverter by the first maximum current correction coefficient and the second maximum current correction coefficient;
Torque adjusting means for obtaining a torque correction coefficient of 1.0 or less by integral calculation according to a deviation between the output current command value or output current detection value of the inverter and the corrected output current maximum value;
A gain selection unit that selects an integral gain in the torque adjusting unit from a plurality of integral gains according to the first maximum current correction coefficient and the second maximum current correction coefficient;
Multiplication means for calculating a second torque command value by multiplying the torque command value by the torque correction coefficient,
An inverter device, wherein the second torque command value is given to the maximum torque control/weakening flux control section. 請求項１または２に記載したインバータ装置において、
前記トルク補正係数が零より大きい下限値にまで到達したら、アラームを発生することを特徴とするインバータ装置。 The inverter device according to claim 1 or 2,
An inverter device, wherein an alarm is generated when the torque correction coefficient reaches a lower limit value larger than zero. 請求項１〜３の何れか１項に記載したインバータ装置において、
前記トルク補正係数が零になったら、前記インバータを構成する全てのスイッチング素子をオフさせることを特徴とするインバータ装置。 The inverter device according to any one of claims 1 to 3,
An inverter device, characterized in that when the torque correction coefficient becomes zero, all the switching elements forming the inverter are turned off. 請求項２に記載したインバータ装置において、
前記第１の最大電流補正係数が１．０よりも小さい場合に、前記スイッチング素子が過熱状態である旨のアラームを発生することを特徴とするインバータ装置。 The inverter device according to claim 2,
An inverter device, wherein an alarm indicating that the switching element is in an overheated state is generated when the first maximum current correction coefficient is smaller than 1.0. 請求項２に記載したインバータ装置において、
前記第２の最大電流補正係数が１．０よりも小さい場合に、前記交流モータが過熱状態である旨のアラームを発生することを特徴とするインバータ装置。 The inverter device according to claim 2,
An inverter device, wherein an alarm indicating that the AC motor is overheated is generated when the second maximum current correction coefficient is smaller than 1.0. 請求項２に記載したインバータ装置において、
前記トルク調節手段における複数の積分ゲインを、前記交流モータの出力トルク，電流，端子電圧，温度、または、前記スイッチング素子の温度のうちの何れかの挙動に基づいて予め設定したことを特徴とするインバータ装置。 The inverter device according to claim 2,
A plurality of integral gains in the torque adjusting means are set in advance based on any one of output torque, current, terminal voltage, temperature of the AC motor, and temperature of the switching element. Inverter device.
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