JP2020005161A - フィルタおよびマルチプレクサ - Google Patents
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Abstract
【課題】広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタを提供すること。【解決手段】フィルタ10は、端子P1、P2を結ぶ信号経路Rの少なくとも一部を構成する共振回路11と、一端が接地された弾性波共振子17と、一端が共振回路11の一端に接続され他端が弾性波共振子17の他端に接続されたインダクタ15と、一端が共振回路11の他端に接続され他端が弾性波共振子17の前記他端に接続されたインダクタ16と、を備え、共振回路11は、インダクタ12とキャパシタ13、14とが直列に接続されたLC直列共振回路である。【選択図】図7
Description
本発明は、フィルタおよびマルチプレクサに関する。
複数の周波数帯域(マルチバンド)および複数の無線方式(マルチモード)に対応する通信機器がある。そのような通信機器のフロントエンド回路には、複数の周波数帯域の信号を分波および合波するマルチプレクサが用いられる。マルチプレクサは、例えば、互いに異なる通過帯域を有する複数のフィルタで構成される。
特許文献1は、バンドパスフィルタとして有効な高周波回路を開示している。
図14は、特許文献1に開示されている高周波回路の一例を示す回路図である。図14での参照符号は特許文献1での参照符号から適宜変更されている。
図14の高周波回路は、弾性波共振子91と並列容量補償回路92とからなる。並列容量補償回路92は、インダクタ95、96および弾性波共振子97を含む。
昨今、新たな周波数帯域の開放および周波数帯域間の狭ギャップ化を背景として、マルチプレクサを構成するフィルタには、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性が求められるようになっている。
そこで、本発明は、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタおよびそのようなフィルタを用いたマルチプレクサを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフィルタは、第1端子と第2端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、一端が接地された並列腕共振子と、一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第1インダクタと、一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第2インダクタと、を備え、前記直列腕共振回路は、第3インダクタとキャパシタとが直列に接続されたLC直列共振回路である。
本発明に係るフィルタによれば、直列腕共振回路を構成するLC直列共振回路が***振周波数を有さずかつ弾性波共振子と比べて共振特性の変化が緩やかであることを利用して、広い通過帯域内での整合を改善し、フィルタの挿入損失を低減できる。また、通過帯域端での急峻な減衰特性は、共振周波数の近傍でインピーダンスが急峻に低下する並列腕共振子の周波数特性を利用して形成することができる。その結果、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタが得られる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。
(実施の形態1)
実施の形態1に係るフィルタについて、マルチプレクサに用いられるフィルタの例を挙げて説明する。
実施の形態1に係るフィルタについて、マルチプレクサに用いられるフィルタの例を挙げて説明する。
図1は、実施の形態1に係るフィルタを用いたマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図である。図1に示されるように、マルチプレクサ1は、第1周波数帯域を通過帯域とするフィルタ10および第2周波数帯域を通過帯域とするフィルタ20を備える。マルチプレクサ1は、第1周波数帯域の信号と第2周波数帯域の信号とを分波および合波するダイプレクサである。
図1では、一例として、第1周波数帯域を2300MHz以上2690MHz以下とし、第2周波数帯域を1427MHz以上2200MHz以下としている。本明細書では、参照の便宜のため、2300MHz以上2690MHz以下の周波数帯域をハイバンドHBと称し、1427MHz以上2200MHz以下の周波数帯域をミッドバンドMBと称する。
フィルタ10の一端とフィルタ20の一端とはアンテナ端子ANTに接続される。フィルタ10の他端はハイバンド端子HBに接続され、フィルタ20の他端はミッドバンド端子MBに接続される。
フィルタ10、20が互いに他方の通過帯域の信号を十分に抑制する場合、フィルタ10、20でそれぞれ選択されたハイバンドHBの信号とミッドバンドMBの信号とを、アンテナ端子ANTに接続される1つのアンテナで混信せずに同時に処理できる。つまり、ハイバンドHBに属する通信バンドとミッドバンドMBに属する通信バンドとの間でのキャリアアグリゲーションを、1つのアンテナで実施できる。
このようなキャリアアグリゲーションを実現するために、例えば、フィルタ10には次のような通過特性が求められる。
図2は、フィルタ10(より正確には、マルチプレクサ1のアンテナ端子−ハイバンド端子間)に求められる通過特性の一例を説明するためのグラフである。図2に示されるように、フィルタ10には、広い通過帯域(比帯域で15%以上のハイバンドHB)と広い減衰帯域(比帯域で40%以上のミッドバンドMB)および減衰帯域と通過帯域との間の狭い周波数ギャップ100MHz(比帯域で4%)での分波性能が求められる。ここで、帯域についての比帯域とは、帯域の上端と下端との差の中心周波数に対する比を言う。
本発明者らは、このような通過帯域を有するフィルタを従来の高周波回路を用いて実現することを検討した。以下、当該検討の結果を、比較例として説明する。
図3は、比較例に係るフィルタ90の構成の一例を示す回路図である。図3に示されるように、フィルタ90は、弾性波共振子91と並列容量補償回路92とからなる図14の高周波回路に、整合用のインダクタ98、99を追加して構成される。並列容量補償回路92は、インダクタ95、96および弾性波共振子97からなる。
図4は、フィルタ90の端子P1、P2間の通過特性の一例を示すグラフである。フィルタ90の通過帯域は、ハイバンドHBのうち実際に利用する通信バンドが位置する部分として、2300MHz以上2400MHz以下の第1部分と2496MHz以上2690MHz以下の第2部分とに分けて設定した(図4において灰色で示す)。ハイバンドHBの部分については、拡大した波形を示している。
図4の拡大波形に沿った点線で示しているように、フィルタ90の通過特性は、ハイバンドHB内で大きくくぼんだ波形となっており、ハイバンドHBの中ほどでの挿入損失が大きいことが分かる。なお、第1部分と第2部分との間に見られるノッチは、弾性波共振子97不要波に起因するものであり、通過帯域外に意図的に配置したものである。
図5は、フィルタ90の部分回路の共振特性の一例を示すグラフである。図5には、弾性波共振子97からなる部分回路Bおよび弾性波共振子91およびインダクタ95、96からなる部分回路Cの、それぞれのインピーダンスの周波数特性を示している。図5に示されるインピーダンスの合成により、図4の通過特性は形成されている。
図4の通過特性を、より詳細に分析する。
図6Aは、フィルタ90の部分回路B(つまり弾性波共振子97)の反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、(a)は反射特性、(b)は通過特性をそれぞれ示している。図6Aの反射特性および通過特性は、図5に示される部分回路Bのインピーダンスに応じて信号がグランドへ通過することにより形成されている。
図6Aの符号fr、faは、弾性波共振子97の共振周波数および***振周波数をそれぞれ表している。弾性波共振子97の共振周波数frは、ハイバンドHBの下端に配置される。
弾性波共振子の比帯域は一般に狭い。例えば、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達する弾性波共振子(以下、LNレイリーと略称する)の比帯域は数%である。ここで、弾性波共振子についての比帯域とは、弾性波共振子の***振周波数と共振周波数との差の中心周波数に対する比を言う。
弾性波共振子97を、例えばLNレイリーなどの比帯域が狭い弾性波共振子で構成することにより、ハイバンドHBの下端において、部分回路Bの通過特性に急峻な減衰を形成することができる(図6Aの(b))。
図6Bは、フィルタ90の部分回路Cの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、(a)は反射特性、(b)は通過特性をそれぞれ示している。図6Bの反射特性および通過特性は、図5の部分回路Cのインピーダンスに応じて信号の通過が抑制されることにより形成されている。
図6Bの符号fr、faは、部分回路Cの共振周波数および***振周波数をそれぞれ表している。部分回路Cの***振周波数は、ハイバンドHBの高域側の帯域外に配置される。
部分回路Cの比帯域は、インダクタ95、96によって、弾性波共振子91単独での比帯域から多少拡大されているが、ハイバンドHBの比帯域と比べるとかなり狭い。そのため、部分回路Cの共振周波数frはハイバンドHBの上端寄りの部分に位置する。これにより、部分回路Cの反射損失は、ハイバンドHB内において、特に共振周波数frの近傍で、急峻にかつ大きく変化する(図6Bの(a))。
図6Cは、フィルタ90の全体Aの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、(a)は反射特性、(b)は通過特性をそれぞれ示している。図6Cの反射特性および通過特性は、図6A、図6Bの部分回路B、Cの特性の組み合わせにさらにインダクタ98、99による整合を加えて形成されている。
図6Cの(a)の点線円内に見られるように、フィルタ90の全体Aの反射損失は、ハイバンドHBの両端と比べて中ほどで小さくなっている。言い換えれば、フィルタ90の入力端での信号の反射がハイバンドHBの中ほどで大きくなっている。これは、部分回路Cの反射特性が急峻すぎるため、ハイバンド中央で十分な反射損失を確保できていないためである。
その結果、図6Cの(b)の点線円内に見られるように、フィルタ90の全体Aでの挿入損失はハイバンドHB内で大きくくぼんだ波形となり、ハイバンドHBの中ほどで挿入損失が増大(劣化)する。
このような検討を踏まえて、フィルタ90における弾性波共振子91の周波数特性の急峻性を緩和することにより、挿入損失の劣化を改善したフィルタを提案する。
図7は、実施の形態1に係るフィルタの 構成の一例を示す回路図である。図7に示されるように、フィルタ90は、端子P1、P2、信号経路R、共振回路11、弾性波共振子17、インダクタ15、16、18、19を有している。
共振回路11は、インダクタ12、キャパシタ13、14を直列に接続したLC直列共振回路である。共振回路11は、端子P1、P2を結ぶ信号経路Rの少なくとも一部を構成している。端子P1、P2は、それぞれ第1端子および第2端子の一例である。共振回路11は、直列腕共振回路の一例であり、インダクタ12は、第3インダクタの一例である。
弾性波共振子17の一端はグランドに接続されている。
インダクタ15の一端は共振回路11の一端に接続され、インダクタ15の他端は弾性波共振子17の他端に接続されている。インダクタ15は第1インダクタの一例である。
インダクタ16の一端は共振回路11の他端に接続され、インダクタ16の他端は弾性波共振子17の他端に接続されている。インダクタ16は第2インダクタの一例である。
インダクタ18の一端は端子P1に接続され、インダクタ18の他端は共振回路11の一端に接続されている。インダクタ18は、信号経路の直列腕共振回路と第1端子との間の部分に接続された整合用の第4インダクタの一例である。
インダクタ19の一端は信号経路Rの共振回路11と端子P2との間に接続され、インダクタ19の他端はグランドに接続されている。インダクタ19は、信号経路の直列腕共振回路と第2端子との間の部分に接続された整合用の第4インダクタの一例である。
フィルタ10は、図3のフィルタ90における弾性波共振子91を共振回路11で置き換えたものと等しい。フィルタ10における弾性波共振子17、インダクタ15、16、18、19は、フィルタ90における弾性波共振子97、インダクタ95、96、98、99に対応する。
図8は、フィルタ10の端子P1、P2間の通過特性の一例を示すグラフである。フィルタ10の通過帯域は、ハイバンドHBのうち実際に利用する通信バンドが位置する部分として、2300MHz以上2400MHz以下の第1部分と2496MHz以上2690MHz以下の第2部分とに分けて設定した(図8において灰色で示す)。ハイバンドHBの部分については、拡大した波形を示している。
図8の拡大波形に沿った点線で示しているように、フィルタ10の通過特性は、図4と比べてくぼみが縮小された波形となっており、ハイバンドHBの中ほどでの挿入損失が減少(改善)していることが分かる。
図9は、フィルタ10の部分回路の共振特性の一例を示すグラフである。図9には、弾性波共振子17からなる部分回路B、共振回路11およびインダクタ15、16からなる部分回路C、および共振回路11からなる部分回路Dの、それぞれのインピーダンスの周波数特性を示している。図9に示されるインピーダンスの合成により、図8の通過特性は形成されている。ここで、共振回路11がLC直列共振回路であるため、部分回路Dはインピーダンスが極大値を取る***振点を持たないことに注意する。
図8の通過特性を、より詳細に分析する。
図10Aは、フィルタ10の部分回路B(つまり弾性波共振子17)の反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、(a)は反射特性、(b)は通過特性をそれぞれ示している。図10Aの符号fr、faは、弾性波共振子17の共振周波数および***振周波数をそれぞれ表している。図10Aの反射特性および通過特性の特徴は、図6Aでフィルタ90の部分回路Bについて説明した事項と同様のため、説明を省略する。
図6Aで説明したように、弾性波共振子17を、例えばLNレイリーなどの比帯域が狭い弾性波共振子で構成することにより、ハイバンドHBの下端において、部分回路Bの通過特性に急峻な減衰を形成することができる(図10Aの(b))。
図10Bは、フィルタ10の部分回路Cの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、(a)は反射特性、(b)は通過特性をそれぞれ示している。図10Bの符号frは、部分回路Cの共振周波数を表している。共振回路11が***振点を持たないことから、フィルタ10の部分回路Cには***振周波数がない。
そのため、フィルタ90の部分回路Cとは異なり、***振周波数faをハイバンドHBの帯域外に配置する必要がなく共振周波数frの配置が制約を受けることがない。例えば、図10Bの(a)に示されるように、共振周波数frをハイバンドHBの帯域外に配置し、ハイバンドHBの帯域内には反射損失の変動が小さい領域を配置することができる。
LC共振回路の周波数特性の変動が、弾性波共振子と比べて緩やかであることも、ハイバンドHBの帯域内に反射損失の変動の小さい領域を配置するために適している。
図10Cは、フィルタ10の全体Aの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、(a)は反射特性、(b)は通過特性をそれぞれ示している。
図10Cの(a)の点線円内に見られるように、ハイバンドHBの中ほどでの反射損失は良好に保たれている。これは、部分回路Cの反射特性の急峻性が緩和され、ハイバンド中央で十分な反射損失が確保されたことで、インダクタ18、19によってハイバンドHBの全域で良好な整合を取ることができたためである。
その結果、図10Cの(b)の点線円内に見られるように、フィルタ10の全体Aでの挿入損失はハイバンドHB内で大きなくぼみのない波形となり、ハイバンドHBの中ほどで挿入損失が減少(改善)する。
このように、フィルタ10によれば、共振回路11をLC直列共振回路で構成したことにより、通過帯域内での整合が取りやすくなり、その結果、直列腕に弾性波共振子を有するフィルタ90と比べて、通過帯域内での挿入損失を減少(改善)することができる。フィルタ10の通過帯域の低域端での急峻な減衰特性は、フィルタ90と同様、並列腕に配置された弾性波共振子が有する急峻な周波数特性を利用して形成される。
これにより、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタが得られる。
なお、上述したフィルタ10の構成は一例であり、フィルタ10について次のような変形または限定を加えてもよい。
例えば、図7の例では、共振回路11においてキャパシタ13、14を直列に接続して用いている。これにより、個々の容量値が大きいキャパシタを直列に接続して用いることで、全体としての容量値のばらつきを抑制することができる。これに対し、キャパシタ13、14を単一のキャパシタで代替してもよい。その場合は、回路素子を削減し回路の小型化および低コスト化を図ることができる。
また、共振回路11において、インダクタ12を積層チップインダクタで構成し、キャパシタ13、14を積層チップコンデンサで構成してもよい。これにより、インダクタ12およびキャパシタ13、14を基板内にパターン導体で形成する場合と比べて、インダクタ12のQ値を高め、また、キャパシタ13、14とグランドなどとの不要な結合を抑制できる。その結果、フィルタ10の挿入損失をさらに低減することができる。
また、インダクタ15、16のいずれのQ値も、整合用のインダクタ18、19のいずれのQ値より高くてもよい。
このような構成によれば、インダクタ15、16をQ値が高いインダクタで構成するので、通過帯域の低域端における減衰特性の急峻性を高めつつ、広い通過帯域において挿入損失を低減することができる。
上記では、フィルタ10の通過帯域としてハイバンドHB(またはハイバンドHBに含まれる第1部分および第2部分)の例を挙げて説明したが、フィルタ10の通過帯域は、ハイバンドHBと称される周波数帯域には限られない。フィルタ10は、低域側に狭い周波数ギャップを挟んで隣接する他の周波数帯域がありかつ自帯域が広い任意の周波数帯域を通過帯域とするフィルタとして利用できる。
(実施の形態2)
実施の形態2に係るマルチプレクサについて、実施の形態1のフィルタを用いて構成されるトリプレクサの例を挙げて説明する。
実施の形態2に係るマルチプレクサについて、実施の形態1のフィルタを用いて構成されるトリプレクサの例を挙げて説明する。
図11は、実施の形態2に係るマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図である。図11に示されるように、マルチプレクサ2は、実施の形態1で参照したフィルタ10、20に加えて、フィルタ30、40を有している。マルチプレクサ2は、フィルタ10、20、30の各々の通過帯域の信号を分波および合波するトリプレクサである。フィルタ10、20、30は、それぞれ第1フィルタ、第2フィルタ、第3フィルタの一例である。
図11では、一例として、フィルタ30の通過帯域を617MHz以上960MHz以下としている。本明細書では、参照の便宜のため、617MHz以上960MHz以下の周波数帯域をローバンドLBと称する。
フィルタ10の通過帯域は2300MHz以上2690MHz以下のハイバンドHBであり、フィルタ20の通過帯域は1427MHz以上2200MHz以下のミッドバンドMBである。フィルタ40は、ハイバンドHBとミッドバンドMBとを合わせた通過帯域を有する。
フィルタ30の一端とフィルタ40の一端とはアンテナ端子ANTに接続される。フィルタ30の他端はローバンド端子LBに接続される。フィルタ10の一端とフィルタ20の一端とはフィルタ40の他端に接続される。フィルタ10の他端はハイバンド端子HBに接続され、フィルタ20の他端はミッドバンド端子MBに接続される。
フィルタ20は、LC共振回路と弾性波共振子とで構成される(図示せず)。フィルタ20のLC共振回路はミッドバンドMBの広い通過帯域を形成し、弾性波共振子はミッドバンドMBの高域側の帯域外での急峻な減衰特性を形成する。
フィルタ30は、LC共振回路で構成される。フィルタ30のLC共振回路はローバンドLBの広い通過帯域を形成する。
図12は、マルチプレクサ2の通過特性の一例を示すグラフである。マルチプレクサ2では、ミッドバンドMB用のフィルタ20において、弾性波共振子の急峻な周波数特性を利用して、通過帯域の高域端での急峻な減衰特性を形成し、ハイバンドHBの信号を十分に阻止できる。フィルタ10、20を用いることで、ハイバンドHBの信号とミッドバンドMBの信号とが完全に分離されるので、両者の信号は単一のアンテナで同時に送受信可能となる。これにより、ハイバンドHBに含まれる通信バンドとミッドバンドMBに含まれる通信バンドとの組み合わせによるキャリアアグリゲーション通信が単一のアンテナで実行可能となる。
上記では、周波数帯域としてハイバンドHB、ミッドバンドMB、ローバンドLBを例示したが、昨今ではハイバンドHBより高い周波数帯域の割り当ても進められている。ハイバンドHBより高い周波数帯域として、例えば、5150MHz以上5925以下の5Gバンドが挙げられる。
フィルタ10は、例えば、ハイバンドHBと5Gバンドとを分波および合波するマルチプレクサにおけるハイバンドHB用のフィルタとしても好適である。
図13は、フィルタ10の広域の通過特性の一例を示すグラフであり、6GHz以下の通過損失を示している。図13では、対比のため、フィルタ10の通過損失とともにフィルタ90の広域の通過損失を示している。また、5Gバンドを灰色で示している。
図13に見られるように、フィルタ90の通過特性は5Gバンドにおいてほとんど減衰がない。そのため、ハイバンドHBと5Gバンドとを分波および合波するマルチプレクサのハイバンドHB用のフィルタにフィルタ90を用いた場合、5Gバンド用の減衰回路が別途必要となる。その点、フィルタ10では5Gバンドに減衰があるので、フィルタ10を用いることで5Gバンド用の減衰回路が不要となる。
以上、本発明の実施の形態に係るフィルタおよびマルチプレクサについて説明したが、本発明は、個々の実施の形態には限定されない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つ又は複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
(まとめ)
本発明の一態様に係るフィルタは、第1端子と第2端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、一端が接地された並列腕共振子と、一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第1インダクタと、一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第2インダクタと、を備え、前記直列腕共振回路は、第3インダクタとキャパシタとが直列に接続されたLC直列共振回路である。
本発明の一態様に係るフィルタは、第1端子と第2端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、一端が接地された並列腕共振子と、一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第1インダクタと、一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第2インダクタと、を備え、前記直列腕共振回路は、第3インダクタとキャパシタとが直列に接続されたLC直列共振回路である。
このような構成によれば、直列腕共振回路を構成するLC直列共振回路が***振周波数を有さずかつ弾性波共振子と比べて共振特性の変化が緩やかであることを利用して、広い通過帯域内での整合を改善し、フィルタの挿入損失を低減できる。また、通過帯域端での急峻な減衰特性は、共振周波数の近傍でインピーダンスが急峻に低下する並列腕共振子の周波数特性を利用して形成することができる。その結果、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタが得られる。
また、前記並列腕共振子は、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達してもよい。
このような構成において、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達する弾性波共振子(LNレイリーと略称する)は、周波数特性の急峻性が特に高いことで知られている。そのため、並列腕共振子をLNレイリーで構成することにより、フィルタの通過帯域の低域端においてより急峻な減衰特性を形成することができる。
また、前記直列腕共振回路において、前記第3インダクタは積層チップインダクタで構成され、前記キャパシタは積層チップコンデンサで構成されてもよい。
このような構成によれば、第3インダクタおよびキャパシタを積層チップ部品で構成している。これにより、第3インダクタおよびキャパシタを基板内にパターン導体で形成する場合と比べて、第3インダクタのQ値を高めることができ、キャパシタとグランドなどとの不要な結合を抑制することができる。その結果、フィルタの挿入損失をさらに低減することができる。
また、前記キャパシタは直列に接続された複数の積層チップコンデンサで構成されてもよい。
このような構成によれば、個々の容量値が大きい複数の積層チップコンデンサを用いることによってキャパシタ全体としての容量値のばらつきが抑制されるので、特性ばらつきの小さいフィルタが実現される。
また、前記フィルタは、前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第1端子との間の部分および前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第2端子との間の部分のうち少なくとも一方の部分に接続された整合用の第4インダクタを有し、前記フィルタの通過帯域において、前記第1インダクタのQ値および前記第2インダクタのQ値は、いずれも前記第4インダクタのQ値より高くてもよい。
このような構成によれば、第1インダクタおよび第2インダクタをQ値が高いインダクタで構成するので、通過帯域の低域端における減衰特性の急峻性を高めつつ、広い通過帯域において挿入損失を低減することができる。
また、前記フィルタは、2300MHz以上2400MHz以下および2496MHz以上2690MHz以下の通過帯域と、1427MHz以上2200MHz以下の阻止帯域とを有してもよい。
このような構成によれば、具体的に、本明細書で言うハイバンドおよびミッドバンドをそれぞれ通過帯域および阻止帯域とするフィルタが得られる。このようなフィルタは、ハイバンドとミッドバンドとを分波および合波するマルチプレクサにおけるハイバンド用のフィルタとして適している。
また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、前述したフィルタである第1フィルタと、1427MHz以上2200MHz以下の通過帯域を有する第2フィルタと、617MHz以上960MHz以下の通過帯域を有する第3フィルタと、を有し、前記第1フィルタの一端と前記第2フィルタの一端と前記第3フィルタの一端とが互いに接続されている。
このような構成によれば、上述したハイバンドおよびミッドバンドに、本明細書で言うローバンドを加えた3つの周波数帯域の信号を分波および合波するマルチプレクサが得られる。
また、前記第2フィルタはLC共振回路と弾性波共振子とで構成され、前記第3フィルタはLC共振回路で構成されていてもよい。
このような構成によれば、ミッドバンド用の第2フィルタにおいて、弾性波共振子の急峻な周波数特性を利用して、通過帯域の高域端での急峻な減衰特性を形成することができる。第1フィルタと第2フィルタとを用いることで、ハイバンド用の信号とミッドバンド用の信号とが完全に周波数分離され、両者の信号は単一のアンテナで同時に送受信可能となる。これにより、ハイバンドに含まれる通信バンドとミッドバンドに含まれる通信バンドとの組み合わせによるキャリアアグリゲーション通信が単一のアンテナで実行可能となる。
本発明は、例えば、フィルタおよびマルチプレクサとして携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
1、2 マルチプレクサ
10、20、30、40、90 フィルタ
11 共振回路
13、14 キャパシタ
17、91、97 弾性波共振子
12、15、16、18、19、95、96、98、99 インダクタ
10、20、30、40、90 フィルタ
11 共振回路
13、14 キャパシタ
17、91、97 弾性波共振子
12、15、16、18、19、95、96、98、99 インダクタ
Claims (8)
- 第1端子と第2端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、
一端が接地された並列腕共振子と、
一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第1インダクタと、
一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第2インダクタと、を備え、
前記直列腕共振回路は、第3インダクタとキャパシタとが直列に接続されたLC直列共振回路である、
フィルタ。 - 前記並列腕共振子は、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達する、
請求項1に記載のフィルタ。 - 前記直列腕共振回路において、前記第3インダクタは積層チップインダクタで構成され、前記キャパシタは積層チップコンデンサで構成される、
請求項1または2に記載のフィルタ。 - 前記キャパシタは直列に接続された複数の積層チップコンデンサで構成される、
請求項1または2に記載のフィルタ。 - 前記フィルタは、前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第1端子との間の部分または前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第2端子との間の部分のうち少なくとも一方の部分に接続された整合用の第4インダクタを有し、
前記フィルタの通過帯域において、前記第1インダクタのQ値および前記第2インダクタのQ値は、いずれも前記第4インダクタのQ値より高い、
請求項1から4のいずれか1項に記載のフィルタ。 - 前記フィルタは、2300MHz以上2400MHz以下および2496MHz以上2690MHz以下の通過帯域と、1427MHz以上2200MHz以下の阻止帯域とを有する、
請求項1から5のいずれか1項に記載のフィルタ。 - 請求項6に記載のフィルタである第1フィルタと、
1427MHz以上2200MHz以下の通過帯域を有する第2フィルタと、
617MHz以上960MHz以下の通過帯域を有する第3フィルタと、を有し、
前記第1フィルタの一端と前記第2フィルタの一端と前記第3フィルタの一端とが互いに接続されている、
マルチプレクサ。 - 前記第2フィルタはLC共振回路と弾性波共振子とで構成され、
前記第3フィルタはLC共振回路で構成されている、
請求項7に記載のマルチプレクサ。
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