JP2020005161A - フィルタおよびマルチプレクサ - Google Patents

Abstract

【課題】広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタを提供すること。【解決手段】フィルタ１０は、端子Ｐ１、Ｐ２を結ぶ信号経路Ｒの少なくとも一部を構成する共振回路１１と、一端が接地された弾性波共振子１７と、一端が共振回路１１の一端に接続され他端が弾性波共振子１７の他端に接続されたインダクタ１５と、一端が共振回路１１の他端に接続され他端が弾性波共振子１７の前記他端に接続されたインダクタ１６と、を備え、共振回路１１は、インダクタ１２とキャパシタ１３、１４とが直列に接続されたＬＣ直列共振回路である。【選択図】図７

Description

本発明は、フィルタおよびマルチプレクサに関する。

複数の周波数帯域（マルチバンド）および複数の無線方式（マルチモード）に対応する通信機器がある。そのような通信機器のフロントエンド回路には、複数の周波数帯域の信号を分波および合波するマルチプレクサが用いられる。マルチプレクサは、例えば、互いに異なる通過帯域を有する複数のフィルタで構成される。

特許文献１は、バンドパスフィルタとして有効な高周波回路を開示している。

図１４は、特許文献１に開示されている高周波回路の一例を示す回路図である。図１４での参照符号は特許文献１での参照符号から適宜変更されている。

図１４の高周波回路は、弾性波共振子９１と並列容量補償回路９２とからなる。並列容量補償回路９２は、インダクタ９５、９６および弾性波共振子９７を含む。

米国特許出願公開第２０１６／０１９１０１４号明細書

昨今、新たな周波数帯域の開放および周波数帯域間の狭ギャップ化を背景として、マルチプレクサを構成するフィルタには、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性が求められるようになっている。

そこで、本発明は、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタおよびそのようなフィルタを用いたマルチプレクサを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフィルタは、第１端子と第２端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、一端が接地された並列腕共振子と、一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第１インダクタと、一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第２インダクタと、を備え、前記直列腕共振回路は、第３インダクタとキャパシタとが直列に接続されたＬＣ直列共振回路である。

本発明に係るフィルタによれば、直列腕共振回路を構成するＬＣ直列共振回路が***振周波数を有さずかつ弾性波共振子と比べて共振特性の変化が緩やかであることを利用して、広い通過帯域内での整合を改善し、フィルタの挿入損失を低減できる。また、通過帯域端での急峻な減衰特性は、共振周波数の近傍でインピーダンスが急峻に低下する並列腕共振子の周波数特性を利用して形成することができる。その結果、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタが得られる。

実施の形態１に係るフィルタを用いたマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図。 実施の形態１に係るフィルタに求められる通過特性を説明するグラフ。 比較例に係るフィルタの構成の一例を示す回路図。 比較例に係るフィルタの通過特性の一例を示すグラフ。 比較例に係るフィルタの部分回路の共振特性の一例を示すグラフ。 比較例に係るフィルタの部分回路の反射特性および通過特性の一例を示すグラフ。 比較例に係るフィルタの部分回路の反射特性および通過特性の一例を示すグラフ。 比較例に係るフィルタ全体の反射特性および通過特性の一例を示すグラフ。 実施の形態１に係るフィルタの構成の一例を示す回路図。 実施の形態１に係るフィルタの通過特性の一例を示すグラフ。 実施の形態１に係るフィルタの部分回路の共振特性の一例を示すグラフ。 実施の形態１に係るフィルタの部分回路の反射特性および通過特性の一例を示すグラフ。 実施の形態１に係るフィルタの部分回路の反射特性および通過特性の一例を示すグラフ。 実施の形態１に係るフィルタ全体の反射特性および通過特性の一例を示すグラフ。 実施の形態２に係るマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図。 実施の形態２に係るマルチプレクサの通過特性の一例を示すグラフ。 実施の形態２に係るフィルタの広域の通過特性の一例を示すグラフ。 従来の高周波回路の一例を示す回路図。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。

（実施の形態１）
実施の形態１に係るフィルタについて、マルチプレクサに用いられるフィルタの例を挙げて説明する。

図１は、実施の形態１に係るフィルタを用いたマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図である。図１に示されるように、マルチプレクサ１は、第１周波数帯域を通過帯域とするフィルタ１０および第２周波数帯域を通過帯域とするフィルタ２０を備える。マルチプレクサ１は、第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とを分波および合波するダイプレクサである。

図１では、一例として、第１周波数帯域を２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下とし、第２周波数帯域を１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下としている。本明細書では、参照の便宜のため、２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の周波数帯域をハイバンドＨＢと称し、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の周波数帯域をミッドバンドＭＢと称する。

フィルタ１０の一端とフィルタ２０の一端とはアンテナ端子ＡＮＴに接続される。フィルタ１０の他端はハイバンド端子ＨＢに接続され、フィルタ２０の他端はミッドバンド端子ＭＢに接続される。

フィルタ１０、２０が互いに他方の通過帯域の信号を十分に抑制する場合、フィルタ１０、２０でそれぞれ選択されたハイバンドＨＢの信号とミッドバンドＭＢの信号とを、アンテナ端子ＡＮＴに接続される１つのアンテナで混信せずに同時に処理できる。つまり、ハイバンドＨＢに属する通信バンドとミッドバンドＭＢに属する通信バンドとの間でのキャリアアグリゲーションを、１つのアンテナで実施できる。

このようなキャリアアグリゲーションを実現するために、例えば、フィルタ１０には次のような通過特性が求められる。

図２は、フィルタ１０（より正確には、マルチプレクサ１のアンテナ端子−ハイバンド端子間）に求められる通過特性の一例を説明するためのグラフである。図２に示されるように、フィルタ１０には、広い通過帯域（比帯域で１５％以上のハイバンドＨＢ）と広い減衰帯域（比帯域で４０％以上のミッドバンドＭＢ）および減衰帯域と通過帯域との間の狭い周波数ギャップ１００ＭＨｚ（比帯域で４％）での分波性能が求められる。ここで、帯域についての比帯域とは、帯域の上端と下端との差の中心周波数に対する比を言う。

本発明者らは、このような通過帯域を有するフィルタを従来の高周波回路を用いて実現することを検討した。以下、当該検討の結果を、比較例として説明する。

図３は、比較例に係るフィルタ９０の構成の一例を示す回路図である。図３に示されるように、フィルタ９０は、弾性波共振子９１と並列容量補償回路９２とからなる図１４の高周波回路に、整合用のインダクタ９８、９９を追加して構成される。並列容量補償回路９２は、インダクタ９５、９６および弾性波共振子９７からなる。

図４は、フィルタ９０の端子Ｐ１、Ｐ２間の通過特性の一例を示すグラフである。フィルタ９０の通過帯域は、ハイバンドＨＢのうち実際に利用する通信バンドが位置する部分として、２３００ＭＨｚ以上２４００ＭＨｚ以下の第１部分と２４９６ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の第２部分とに分けて設定した（図４において灰色で示す）。ハイバンドＨＢの部分については、拡大した波形を示している。

図４の拡大波形に沿った点線で示しているように、フィルタ９０の通過特性は、ハイバンドＨＢ内で大きくくぼんだ波形となっており、ハイバンドＨＢの中ほどでの挿入損失が大きいことが分かる。なお、第１部分と第２部分との間に見られるノッチは、弾性波共振子９７不要波に起因するものであり、通過帯域外に意図的に配置したものである。

図５は、フィルタ９０の部分回路の共振特性の一例を示すグラフである。図５には、弾性波共振子９７からなる部分回路Ｂおよび弾性波共振子９１およびインダクタ９５、９６からなる部分回路Ｃの、それぞれのインピーダンスの周波数特性を示している。図５に示されるインピーダンスの合成により、図４の通過特性は形成されている。

図４の通過特性を、より詳細に分析する。

図６Ａは、フィルタ９０の部分回路Ｂ（つまり弾性波共振子９７）の反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、（ａ）は反射特性、（ｂ）は通過特性をそれぞれ示している。図６Ａの反射特性および通過特性は、図５に示される部分回路Ｂのインピーダンスに応じて信号がグランドへ通過することにより形成されている。

図６Ａの符号ｆｒ、ｆａは、弾性波共振子９７の共振周波数および***振周波数をそれぞれ表している。弾性波共振子９７の共振周波数ｆｒは、ハイバンドＨＢの下端に配置される。

弾性波共振子の比帯域は一般に狭い。例えば、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達する弾性波共振子（以下、ＬＮレイリーと略称する）の比帯域は数％である。ここで、弾性波共振子についての比帯域とは、弾性波共振子の***振周波数と共振周波数との差の中心周波数に対する比を言う。

弾性波共振子９７を、例えばＬＮレイリーなどの比帯域が狭い弾性波共振子で構成することにより、ハイバンドＨＢの下端において、部分回路Ｂの通過特性に急峻な減衰を形成することができる（図６Ａの（ｂ））。

図６Ｂは、フィルタ９０の部分回路Ｃの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、（ａ）は反射特性、（ｂ）は通過特性をそれぞれ示している。図６Ｂの反射特性および通過特性は、図５の部分回路Ｃのインピーダンスに応じて信号の通過が抑制されることにより形成されている。

図６Ｂの符号ｆｒ、ｆａは、部分回路Ｃの共振周波数および***振周波数をそれぞれ表している。部分回路Ｃの***振周波数は、ハイバンドＨＢの高域側の帯域外に配置される。

部分回路Ｃの比帯域は、インダクタ９５、９６によって、弾性波共振子９１単独での比帯域から多少拡大されているが、ハイバンドＨＢの比帯域と比べるとかなり狭い。そのため、部分回路Ｃの共振周波数ｆｒはハイバンドＨＢの上端寄りの部分に位置する。これにより、部分回路Ｃの反射損失は、ハイバンドＨＢ内において、特に共振周波数ｆｒの近傍で、急峻にかつ大きく変化する（図６Ｂの（ａ））。

図６Ｃは、フィルタ９０の全体Ａの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、（ａ）は反射特性、（ｂ）は通過特性をそれぞれ示している。図６Ｃの反射特性および通過特性は、図６Ａ、図６Ｂの部分回路Ｂ、Ｃの特性の組み合わせにさらにインダクタ９８、９９による整合を加えて形成されている。

図６Ｃの（ａ）の点線円内に見られるように、フィルタ９０の全体Ａの反射損失は、ハイバンドＨＢの両端と比べて中ほどで小さくなっている。言い換えれば、フィルタ９０の入力端での信号の反射がハイバンドＨＢの中ほどで大きくなっている。これは、部分回路Ｃの反射特性が急峻すぎるため、ハイバンド中央で十分な反射損失を確保できていないためである。

その結果、図６Ｃの（ｂ）の点線円内に見られるように、フィルタ９０の全体Ａでの挿入損失はハイバンドＨＢ内で大きくくぼんだ波形となり、ハイバンドＨＢの中ほどで挿入損失が増大（劣化）する。

このような検討を踏まえて、フィルタ９０における弾性波共振子９１の周波数特性の急峻性を緩和することにより、挿入損失の劣化を改善したフィルタを提案する。

図７は、実施の形態１に係るフィルタの 構成の一例を示す回路図である。図７に示されるように、フィルタ９０は、端子Ｐ１、Ｐ２、信号経路Ｒ、共振回路１１、弾性波共振子１７、インダクタ１５、１６、１８、１９を有している。

共振回路１１は、インダクタ１２、キャパシタ１３、１４を直列に接続したＬＣ直列共振回路である。共振回路１１は、端子Ｐ１、Ｐ２を結ぶ信号経路Ｒの少なくとも一部を構成している。端子Ｐ１、Ｐ２は、それぞれ第１端子および第２端子の一例である。共振回路１１は、直列腕共振回路の一例であり、インダクタ１２は、第３インダクタの一例である。

弾性波共振子１７の一端はグランドに接続されている。

インダクタ１５の一端は共振回路１１の一端に接続され、インダクタ１５の他端は弾性波共振子１７の他端に接続されている。インダクタ１５は第１インダクタの一例である。

インダクタ１６の一端は共振回路１１の他端に接続され、インダクタ１６の他端は弾性波共振子１７の他端に接続されている。インダクタ１６は第２インダクタの一例である。

インダクタ１８の一端は端子Ｐ１に接続され、インダクタ１８の他端は共振回路１１の一端に接続されている。インダクタ１８は、信号経路の直列腕共振回路と第１端子との間の部分に接続された整合用の第４インダクタの一例である。

インダクタ１９の一端は信号経路Ｒの共振回路１１と端子Ｐ２との間に接続され、インダクタ１９の他端はグランドに接続されている。インダクタ１９は、信号経路の直列腕共振回路と第２端子との間の部分に接続された整合用の第４インダクタの一例である。

フィルタ１０は、図３のフィルタ９０における弾性波共振子９１を共振回路１１で置き換えたものと等しい。フィルタ１０における弾性波共振子１７、インダクタ１５、１６、１８、１９は、フィルタ９０における弾性波共振子９７、インダクタ９５、９６、９８、９９に対応する。

図８は、フィルタ１０の端子Ｐ１、Ｐ２間の通過特性の一例を示すグラフである。フィルタ１０の通過帯域は、ハイバンドＨＢのうち実際に利用する通信バンドが位置する部分として、２３００ＭＨｚ以上２４００ＭＨｚ以下の第１部分と２４９６ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の第２部分とに分けて設定した（図８において灰色で示す）。ハイバンドＨＢの部分については、拡大した波形を示している。

図８の拡大波形に沿った点線で示しているように、フィルタ１０の通過特性は、図４と比べてくぼみが縮小された波形となっており、ハイバンドＨＢの中ほどでの挿入損失が減少（改善）していることが分かる。

図９は、フィルタ１０の部分回路の共振特性の一例を示すグラフである。図９には、弾性波共振子１７からなる部分回路Ｂ、共振回路１１およびインダクタ１５、１６からなる部分回路Ｃ、および共振回路１１からなる部分回路Ｄの、それぞれのインピーダンスの周波数特性を示している。図９に示されるインピーダンスの合成により、図８の通過特性は形成されている。ここで、共振回路１１がＬＣ直列共振回路であるため、部分回路Ｄはインピーダンスが極大値を取る***振点を持たないことに注意する。

図８の通過特性を、より詳細に分析する。

図１０Ａは、フィルタ１０の部分回路Ｂ（つまり弾性波共振子１７）の反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、（ａ）は反射特性、（ｂ）は通過特性をそれぞれ示している。図１０Ａの符号ｆｒ、ｆａは、弾性波共振子１７の共振周波数および***振周波数をそれぞれ表している。図１０Ａの反射特性および通過特性の特徴は、図６Ａでフィルタ９０の部分回路Ｂについて説明した事項と同様のため、説明を省略する。

図６Ａで説明したように、弾性波共振子１７を、例えばＬＮレイリーなどの比帯域が狭い弾性波共振子で構成することにより、ハイバンドＨＢの下端において、部分回路Ｂの通過特性に急峻な減衰を形成することができる（図１０Ａの（ｂ））。

図１０Ｂは、フィルタ１０の部分回路Ｃの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、（ａ）は反射特性、（ｂ）は通過特性をそれぞれ示している。図１０Ｂの符号ｆｒは、部分回路Ｃの共振周波数を表している。共振回路１１が***振点を持たないことから、フィルタ１０の部分回路Ｃには***振周波数がない。

そのため、フィルタ９０の部分回路Ｃとは異なり、***振周波数ｆａをハイバンドＨＢの帯域外に配置する必要がなく共振周波数ｆｒの配置が制約を受けることがない。例えば、図１０Ｂの（ａ）に示されるように、共振周波数ｆｒをハイバンドＨＢの帯域外に配置し、ハイバンドＨＢの帯域内には反射損失の変動が小さい領域を配置することができる。

ＬＣ共振回路の周波数特性の変動が、弾性波共振子と比べて緩やかであることも、ハイバンドＨＢの帯域内に反射損失の変動の小さい領域を配置するために適している。

図１０Ｃは、フィルタ１０の全体Ａの反射特性および通過特性の一例を示すグラフであり、（ａ）は反射特性、（ｂ）は通過特性をそれぞれ示している。

図１０Ｃの（ａ）の点線円内に見られるように、ハイバンドＨＢの中ほどでの反射損失は良好に保たれている。これは、部分回路Ｃの反射特性の急峻性が緩和され、ハイバンド中央で十分な反射損失が確保されたことで、インダクタ１８、１９によってハイバンドＨＢの全域で良好な整合を取ることができたためである。

その結果、図１０Ｃの（ｂ）の点線円内に見られるように、フィルタ１０の全体Ａでの挿入損失はハイバンドＨＢ内で大きなくぼみのない波形となり、ハイバンドＨＢの中ほどで挿入損失が減少（改善）する。

このように、フィルタ１０によれば、共振回路１１をＬＣ直列共振回路で構成したことにより、通過帯域内での整合が取りやすくなり、その結果、直列腕に弾性波共振子を有するフィルタ９０と比べて、通過帯域内での挿入損失を減少（改善）することができる。フィルタ１０の通過帯域の低域端での急峻な減衰特性は、フィルタ９０と同様、並列腕に配置された弾性波共振子が有する急峻な周波数特性を利用して形成される。

これにより、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタが得られる。

なお、上述したフィルタ１０の構成は一例であり、フィルタ１０について次のような変形または限定を加えてもよい。

例えば、図７の例では、共振回路１１においてキャパシタ１３、１４を直列に接続して用いている。これにより、個々の容量値が大きいキャパシタを直列に接続して用いることで、全体としての容量値のばらつきを抑制することができる。これに対し、キャパシタ１３、１４を単一のキャパシタで代替してもよい。その場合は、回路素子を削減し回路の小型化および低コスト化を図ることができる。

また、共振回路１１において、インダクタ１２を積層チップインダクタで構成し、キャパシタ１３、１４を積層チップコンデンサで構成してもよい。これにより、インダクタ１２およびキャパシタ１３、１４を基板内にパターン導体で形成する場合と比べて、インダクタ１２のＱ値を高め、また、キャパシタ１３、１４とグランドなどとの不要な結合を抑制できる。その結果、フィルタ１０の挿入損失をさらに低減することができる。

また、インダクタ１５、１６のいずれのＱ値も、整合用のインダクタ１８、１９のいずれのＱ値より高くてもよい。

このような構成によれば、インダクタ１５、１６をＱ値が高いインダクタで構成するので、通過帯域の低域端における減衰特性の急峻性を高めつつ、広い通過帯域において挿入損失を低減することができる。

上記では、フィルタ１０の通過帯域としてハイバンドＨＢ（またはハイバンドＨＢに含まれる第１部分および第２部分）の例を挙げて説明したが、フィルタ１０の通過帯域は、ハイバンドＨＢと称される周波数帯域には限られない。フィルタ１０は、低域側に狭い周波数ギャップを挟んで隣接する他の周波数帯域がありかつ自帯域が広い任意の周波数帯域を通過帯域とするフィルタとして利用できる。

（実施の形態２）
実施の形態２に係るマルチプレクサについて、実施の形態１のフィルタを用いて構成されるトリプレクサの例を挙げて説明する。

図１１は、実施の形態２に係るマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図である。図１１に示されるように、マルチプレクサ２は、実施の形態１で参照したフィルタ１０、２０に加えて、フィルタ３０、４０を有している。マルチプレクサ２は、フィルタ１０、２０、３０の各々の通過帯域の信号を分波および合波するトリプレクサである。フィルタ１０、２０、３０は、それぞれ第１フィルタ、第２フィルタ、第３フィルタの一例である。

図１１では、一例として、フィルタ３０の通過帯域を６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下としている。本明細書では、参照の便宜のため、６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下の周波数帯域をローバンドＬＢと称する。

フィルタ１０の通過帯域は２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下のハイバンドＨＢであり、フィルタ２０の通過帯域は１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下のミッドバンドＭＢである。フィルタ４０は、ハイバンドＨＢとミッドバンドＭＢとを合わせた通過帯域を有する。

フィルタ３０の一端とフィルタ４０の一端とはアンテナ端子ＡＮＴに接続される。フィルタ３０の他端はローバンド端子ＬＢに接続される。フィルタ１０の一端とフィルタ２０の一端とはフィルタ４０の他端に接続される。フィルタ１０の他端はハイバンド端子ＨＢに接続され、フィルタ２０の他端はミッドバンド端子ＭＢに接続される。

フィルタ２０は、ＬＣ共振回路と弾性波共振子とで構成される（図示せず）。フィルタ２０のＬＣ共振回路はミッドバンドＭＢの広い通過帯域を形成し、弾性波共振子はミッドバンドＭＢの高域側の帯域外での急峻な減衰特性を形成する。

フィルタ３０は、ＬＣ共振回路で構成される。フィルタ３０のＬＣ共振回路はローバンドＬＢの広い通過帯域を形成する。

図１２は、マルチプレクサ２の通過特性の一例を示すグラフである。マルチプレクサ２では、ミッドバンドＭＢ用のフィルタ２０において、弾性波共振子の急峻な周波数特性を利用して、通過帯域の高域端での急峻な減衰特性を形成し、ハイバンドＨＢの信号を十分に阻止できる。フィルタ１０、２０を用いることで、ハイバンドＨＢの信号とミッドバンドＭＢの信号とが完全に分離されるので、両者の信号は単一のアンテナで同時に送受信可能となる。これにより、ハイバンドＨＢに含まれる通信バンドとミッドバンドＭＢに含まれる通信バンドとの組み合わせによるキャリアアグリゲーション通信が単一のアンテナで実行可能となる。

上記では、周波数帯域としてハイバンドＨＢ、ミッドバンドＭＢ、ローバンドＬＢを例示したが、昨今ではハイバンドＨＢより高い周波数帯域の割り当ても進められている。ハイバンドＨＢより高い周波数帯域として、例えば、５１５０ＭＨｚ以上５９２５以下の５Ｇバンドが挙げられる。

フィルタ１０は、例えば、ハイバンドＨＢと５Ｇバンドとを分波および合波するマルチプレクサにおけるハイバンドＨＢ用のフィルタとしても好適である。

図１３は、フィルタ１０の広域の通過特性の一例を示すグラフであり、６ＧＨｚ以下の通過損失を示している。図１３では、対比のため、フィルタ１０の通過損失とともにフィルタ９０の広域の通過損失を示している。また、５Ｇバンドを灰色で示している。

図１３に見られるように、フィルタ９０の通過特性は５Ｇバンドにおいてほとんど減衰がない。そのため、ハイバンドＨＢと５Ｇバンドとを分波および合波するマルチプレクサのハイバンドＨＢ用のフィルタにフィルタ９０を用いた場合、５Ｇバンド用の減衰回路が別途必要となる。その点、フィルタ１０では５Ｇバンドに減衰があるので、フィルタ１０を用いることで５Ｇバンド用の減衰回路が不要となる。

以上、本発明の実施の形態に係るフィルタおよびマルチプレクサについて説明したが、本発明は、個々の実施の形態には限定されない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つ又は複数の態様の範囲内に含まれてもよい。

（まとめ）
本発明の一態様に係るフィルタは、第１端子と第２端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、一端が接地された並列腕共振子と、一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第１インダクタと、一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第２インダクタと、を備え、前記直列腕共振回路は、第３インダクタとキャパシタとが直列に接続されたＬＣ直列共振回路である。

このような構成によれば、直列腕共振回路を構成するＬＣ直列共振回路が***振周波数を有さずかつ弾性波共振子と比べて共振特性の変化が緩やかであることを利用して、広い通過帯域内での整合を改善し、フィルタの挿入損失を低減できる。また、通過帯域端での急峻な減衰特性は、共振周波数の近傍でインピーダンスが急峻に低下する並列腕共振子の周波数特性を利用して形成することができる。その結果、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性を有するフィルタが得られる。

また、前記並列腕共振子は、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達してもよい。

このような構成において、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達する弾性波共振子（ＬＮレイリーと略称する）は、周波数特性の急峻性が特に高いことで知られている。そのため、並列腕共振子をＬＮレイリーで構成することにより、フィルタの通過帯域の低域端においてより急峻な減衰特性を形成することができる。

また、前記直列腕共振回路において、前記第３インダクタは積層チップインダクタで構成され、前記キャパシタは積層チップコンデンサで構成されてもよい。

このような構成によれば、第３インダクタおよびキャパシタを積層チップ部品で構成している。これにより、第３インダクタおよびキャパシタを基板内にパターン導体で形成する場合と比べて、第３インダクタのＱ値を高めることができ、キャパシタとグランドなどとの不要な結合を抑制することができる。その結果、フィルタの挿入損失をさらに低減することができる。

また、前記キャパシタは直列に接続された複数の積層チップコンデンサで構成されてもよい。

このような構成によれば、個々の容量値が大きい複数の積層チップコンデンサを用いることによってキャパシタ全体としての容量値のばらつきが抑制されるので、特性ばらつきの小さいフィルタが実現される。

また、前記フィルタは、前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第１端子との間の部分および前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第２端子との間の部分のうち少なくとも一方の部分に接続された整合用の第４インダクタを有し、前記フィルタの通過帯域において、前記第１インダクタのＱ値および前記第２インダクタのＱ値は、いずれも前記第４インダクタのＱ値より高くてもよい。

このような構成によれば、第１インダクタおよび第２インダクタをＱ値が高いインダクタで構成するので、通過帯域の低域端における減衰特性の急峻性を高めつつ、広い通過帯域において挿入損失を低減することができる。

また、前記フィルタは、２３００ＭＨｚ以上２４００ＭＨｚ以下および２４９６ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の通過帯域と、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の阻止帯域とを有してもよい。

このような構成によれば、具体的に、本明細書で言うハイバンドおよびミッドバンドをそれぞれ通過帯域および阻止帯域とするフィルタが得られる。このようなフィルタは、ハイバンドとミッドバンドとを分波および合波するマルチプレクサにおけるハイバンド用のフィルタとして適している。

また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、前述したフィルタである第１フィルタと、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第２フィルタと、６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第３フィルタと、を有し、前記第１フィルタの一端と前記第２フィルタの一端と前記第３フィルタの一端とが互いに接続されている。

このような構成によれば、上述したハイバンドおよびミッドバンドに、本明細書で言うローバンドを加えた３つの周波数帯域の信号を分波および合波するマルチプレクサが得られる。

また、前記第２フィルタはＬＣ共振回路と弾性波共振子とで構成され、前記第３フィルタはＬＣ共振回路で構成されていてもよい。

このような構成によれば、ミッドバンド用の第２フィルタにおいて、弾性波共振子の急峻な周波数特性を利用して、通過帯域の高域端での急峻な減衰特性を形成することができる。第１フィルタと第２フィルタとを用いることで、ハイバンド用の信号とミッドバンド用の信号とが完全に周波数分離され、両者の信号は単一のアンテナで同時に送受信可能となる。これにより、ハイバンドに含まれる通信バンドとミッドバンドに含まれる通信バンドとの組み合わせによるキャリアアグリゲーション通信が単一のアンテナで実行可能となる。

本発明は、例えば、フィルタおよびマルチプレクサとして携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１、２ マルチプレクサ
１０、２０、３０、４０、９０ フィルタ
１１ 共振回路
１３、１４ キャパシタ
１７、９１、９７ 弾性波共振子
１２、１５、１６、１８、１９、９５、９６、９８、９９ インダクタ

Claims (8)

1. 第１端子と第２端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列腕共振回路と、
   一端が接地された並列腕共振子と、
   一端が前記直列腕共振回路の一端に接続され他端が前記並列腕共振子の他端に接続された第１インダクタと、
   一端が前記直列腕共振回路の他端に接続され他端が前記並列腕共振子の前記他端に接続された第２インダクタと、を備え、
   前記直列腕共振回路は、第３インダクタとキャパシタとが直列に接続されたＬＣ直列共振回路である、
   フィルタ。
2. 前記並列腕共振子は、ニオブ酸リチウムを含有する圧電材料で構成された基板を有し、前記基板を伝搬するレイリー波によって信号を伝達する、
   請求項１に記載のフィルタ。
3. 前記直列腕共振回路において、前記第３インダクタは積層チップインダクタで構成され、前記キャパシタは積層チップコンデンサで構成される、
   請求項１または２に記載のフィルタ。
4. 前記キャパシタは直列に接続された複数の積層チップコンデンサで構成される、
   請求項１または２に記載のフィルタ。
5. 前記フィルタは、前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第１端子との間の部分または前記信号経路の前記直列腕共振回路と前記第２端子との間の部分のうち少なくとも一方の部分に接続された整合用の第４インダクタを有し、
   前記フィルタの通過帯域において、前記第１インダクタのＱ値および前記第２インダクタのＱ値は、いずれも前記第４インダクタのＱ値より高い、
   請求項１から４のいずれか１項に記載のフィルタ。
6. 前記フィルタは、２３００ＭＨｚ以上２４００ＭＨｚ以下および２４９６ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の通過帯域と、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の阻止帯域とを有する、
   請求項１から５のいずれか１項に記載のフィルタ。
7. 請求項６に記載のフィルタである第１フィルタと、
   １４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第２フィルタと、
   ６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第３フィルタと、を有し、
   前記第１フィルタの一端と前記第２フィルタの一端と前記第３フィルタの一端とが互いに接続されている、
   マルチプレクサ。
8. 前記第２フィルタはＬＣ共振回路と弾性波共振子とで構成され、
   前記第３フィルタはＬＣ共振回路で構成されている、
   請求項７に記載のマルチプレクサ。

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