JP2019523627A - Control method of multi-level modular converter - Google Patents
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Abstract
本発明は、モジュラマルチレベル変換器（１０）の制御方法を提供し、本方法は、連立方程式の形式で表すことができる連続時間モデルによりモデル化することに適する内部調整を含み、内部調整は、離散時間モデルを用いて実行され、かつ離散時間モデルは、連立方程式を行列形式に入れるように連立方程式を変換するステップと、前記行列形式に入れられる連立方程式を離散化するステップとの双方によって得られる。【選択図】図３The present invention provides a method for controlling a modular multilevel converter (10), the method comprising an internal adjustment suitable for modeling by a continuous time model that can be expressed in the form of simultaneous equations, the internal adjustment being Executed using a discrete-time model, and the discrete-time model is obtained by both transforming the simultaneous equations so that the simultaneous equations are put into a matrix form and discretizing the simultaneous equations put into the matrix form. can get. [Selection] Figure 3
Description
本発明は、交流（ＡＣ）を直流（ＤＣ）に、かつその逆に変換するマルチレベルモジュラ変換器（ＭＭＣ）の技術分野に関する。 The present invention relates to the technical field of multi-level modular converters (MMC) that convert alternating current (AC) to direct current (DC) and vice versa.
ＭＭＣ変換器は、従来、直流を用いて電力を送信する高電圧直流（ＨＶＤＣ）輸送網において使用されている。既知の方法では、これらは、ＤＣ電源網へ接続するためのＤＣ部分と、ＡＣ電源網へ接続するためのＡＣ部分とを備える。従来方法では、このような変換器は、具体的にはＤＣおよびＡＣ電源網と変換器との間の電力交換を適合させるように制御可能な複数のサブモジュールを備える。ＭＭＣ変換器およびそのサブモジュールを制御することは、ＨＶＤＣ網の管理における重要な側面である。 MMC converters are conventionally used in high voltage direct current (HVDC) transport networks that transmit power using direct current. In a known manner, they comprise a DC part for connection to a DC power network and an AC part for connection to an AC power network. In a conventional manner, such a converter comprises a plurality of sub-modules that can be controlled to adapt the power exchange specifically between DC and AC power networks and the converter. Controlling the MMC converter and its submodules is an important aspect in the management of the HVDC network.
本発明は、より具体的には、このようなモジュラマルチレベル変換器（ＭＭＣ）を制御する方法に関し、本方法は、「高速」調整と呼ばれる内部調整ステップを含む。 The present invention more particularly relates to a method for controlling such a modular multi-level converter (MMC), which method includes an internal adjustment step called “fast” adjustment.
当業界では、このようなシステムの挙動を予測して分析し、そこから前記システムを制御できるようにする制御則を演繹するために、システムの挙動をモデルによってモデル化することが知られている。 It is known in the industry to model the behavior of a system with a model in order to predict and analyze the behavior of such a system and deduct control rules from which the system can be controlled. .
具体的には、ＭＭＣ変換器の内部調整をいわゆる「連続時間」モデルによってモデル化することが知られていて、前記内部調整は、恐らくは内側調整段またはモジュールによって実行される。「連続時間モデル」という用語は、時間が無限の実数値をとることができるモデルを意味して使用され、時間が離散的な、すなわちサンプリングされる変数によって表される離散時間モデルに対照される。例として、このような連続時間モデルは、比例積分型補正器を利用する。 In particular, it is known to model the internal adjustment of the MMC converter by a so-called “continuous time” model, said internal adjustment possibly performed by an inner adjustment stage or module. The term “continuous time model” is used to mean a model that can take real values with infinite time, and contrasts with a discrete time model where time is discrete, ie represented by a sampled variable. . As an example, such a continuous time model utilizes a proportional-integral corrector.
前記ＭＭＣ変換器の内部調整を、前記連続時間モデルから合成されるように調整できるようにする制御則は、具体的には様々なデジタル計算手段の必要性のために離散化される（すなわち、離散される）必要がある連続時間制御則である。しかしながら、連続時間制御則の離散化は、実システムに対する制御則の忠実度を危うくする情報の損失を招くことが知られている。前記制御則を、例えば内側調整段を制御するために適用する場合、これにより、結果の正確さが損なわれる。 The control laws that allow the internal adjustment of the MMC converter to be adjusted to be synthesized from the continuous time model are specifically discretized due to the need for various digital computing means (ie A continuous-time control law that needs to be discrete. However, it is known that discretization of a continuous-time control law leads to information loss that jeopardizes the fidelity of the control law to a real system. If the control law is applied, for example, to control the inner adjustment stage, this impairs the accuracy of the result.
また、連続時間モデルから得られ、かつ離散時間制御則を直接合成できるようにするオイラモデル型の離散時間モデルも知られている。しかしながら、これらのオイラ型モデルから合成される制御則が提供する内部調整、かつより具体的には内側調整段の制御は、十分に正確ではなく、よって、変換器の能力の利用不足が生じる。さらに、これらのモデルは、不正確であり、よって、具体的にはサンプリングステップが大きい場合、変換器の実際の挙動にかなり近い満足のいくシミュレーションおよび制御性能結果を提供しない。 There is also known an Euler model type discrete time model obtained from a continuous time model and capable of directly synthesizing a discrete time control law. However, the internal adjustment provided by the control law synthesized from these Euler models, and more specifically the control of the inner adjustment stage, is not sufficiently accurate, thus resulting in an underutilization of the capacity of the converter. Furthermore, these models are inaccurate, and therefore do not provide satisfactory simulation and control performance results that are fairly close to the actual behavior of the transducer, especially when the sampling step is large.
本発明の目的は、上述の問題を改善するモジュラマルチレベル変換器の制御方法を提案することにある。 An object of the present invention is to propose a control method of a modular multilevel converter that improves the above-mentioned problems.
これを行うために、本発明は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換する働きをするモジュラマルチレベル電圧変換器を制御するための制御方法を提供し、前記変換器は、ＤＣ電源網へ接続するための「ＤＣ」部分と、ＡＣ電源網へ接続するための「ＡＣ」部分とを備え、前記方法は、変換器の動作に関連づけられる変数およびパラメータに関する連立方程式の形で表すことができる連続時間モデルによるモデルリングに適する内部調整を含む。 To do this, the present invention provides a control method for controlling a modular multi-level voltage converter which serves to convert AC voltage to DC voltage and vice versa, said converter comprising a DC power supply Comprising a “DC” part for connection to a network and an “AC” part for connection to an AC power network, the method being expressed in the form of simultaneous equations relating to variables and parameters associated with the operation of the converter Includes internal adjustments suitable for modeling with continuous-time models.
本制御方法の一般的特徴によれば、内部調整は、離散時間モデルを用いて実行され、前記離散時間モデルは、
・連立方程式を前記連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、連立方程式を変換するステップと、
・前記行列表現で配置される連立方程式を離散化するステップとによって得られる。
According to the general feature of the control method, the internal adjustment is performed using a discrete time model,
Transforming the simultaneous equations into a matrix representation in which the variables of the simultaneous equations are represented in vector form and the parameters of the simultaneous equations are represented in matrix form;
And discretizing the simultaneous equations arranged in the matrix representation.
「モジュラ」変換器という用語は、複数の制御可能なサブモジュールを備える変換器を意味して使用される。 The term “modular” transducer is used to mean a transducer comprising a plurality of controllable sub-modules.
好ましくは、モジュラマルチレベル変換器（ＭＭＣ）は、各々が上側アームと下側アームとを備える複数のレグを有するが、この限りではない。各アームは、ＤＣ電源網の正または負の端子をＡＣ電源網の端子へ接続する。各アームは、各サブモジュールに固有の制御部材により個々に制御可能な複数のサブモジュールも含む。各サブモジュールは、サブモジュールの制御部材が起動されるとアーム内で直列に接続可能なキャパシタを含む。 Preferably, the modular multi-level converter (MMC) has a plurality of legs, each with an upper arm and a lower arm, but this is not a limitation. Each arm connects the positive or negative terminal of the DC power supply network to the terminal of the AC power supply network. Each arm also includes a plurality of submodules that can be individually controlled by a control member specific to each submodule. Each submodule includes a capacitor that can be connected in series within the arm when the control member of the submodule is activated.
本発明の範囲を逸脱することなく、本発明による制御方法は、また、他のタイプのモジュラマルチレベル変換器へ、かつ具体的には、ハーフブリッジ（ＨＢ）ＭＭＣ変換器、フルブリッジ（ＦＢ）変換器または交互アーム変換器（ＡＡＣ）構造を有する変換器へ適用される可能性もある。これらの構造は、当業者には周知である。 Without departing from the scope of the present invention, the control method according to the invention can also be applied to other types of modular multi-level converters, and in particular, half-bridge (HB) MMC converters, full-bridges (FB). It may also be applied to transducers having a transducer or alternating arm transducer (AAC) structure. These structures are well known to those skilled in the art.
例として、内部調整は、ＡＣ電源網の電流および変換器により生成される差動電流を制御する働きをする。 As an example, the internal regulation serves to control the AC network current and the differential current generated by the converter.
好ましくは、変換器は、前記変換器の制御モジュールを含んでもよく、前記制御モジュールは、前記内部調整を実行する内側調整段を含んでもよい。前記離散時間モデルおよび連続時間モデルが、前記内側調整段の挙動をモデル化する働きをする点は、理解することができる。 Preferably, the converter may include a control module of the converter, and the control module may include an inner adjustment stage that performs the internal adjustment. It can be seen that the discrete time model and the continuous time model serve to model the behavior of the inner adjustment stage.
非限定的に、制御モジュールは、「遅速」調整段とも呼ばれる外側調整段も含んでもよい。この外側調整段は、具体的には、変換器のＡＣ電力およびＤＣ電圧の大きさを制御する働きをする。外側調整段および内側調整段は、いわゆる「高レベル」制御ユニットを形成する。また、制御モジュールは、変換器のサブモジュールの電圧を平衡させるための平衡段も含んでもよい。この平衡段は、いわゆる「低レベル」制御ユニットを形成する。 Without limitation, the control module may also include an outer adjustment stage, also referred to as a “slow” adjustment stage. This outer adjustment stage specifically serves to control the magnitude of the AC power and DC voltage of the converter. The outer adjustment stage and the inner adjustment stage form a so-called “high level” control unit. The control module may also include a balancing stage for balancing the voltages of the converter sub-modules. This balancing stage forms a so-called “low level” control unit.
連続時間モデルは、内部調整の動作を連立方程式によって示す。本発明の範囲を逸脱することなく、このモデルは、変換器に適用される内部調整シミュレーションのコンテキストにおいて適用されてもよい。具体的には、これは、変換器の内側調整段の挙動をモデル化するために使用されてもよい。 The continuous time model shows the operation of internal adjustment by simultaneous equations. Without departing from the scope of the present invention, this model may be applied in the context of an internal tuning simulation applied to the transducer. In particular, this may be used to model the behavior of the inner adjustment stage of the transducer.
前記連立方程式に含まれる様々な方程式は、内部調整プロセスを表す状態方程式である。非限定的に、これらの方程式は、例えば変換器が接続される３相の各々に関連づけられる一次方程式であってもよい。 Various equations included in the simultaneous equations are state equations representing an internal adjustment process. Without limitation, these equations may be linear equations associated with each of the three phases to which the transducer is connected, for example.
本発明の範囲を逸脱することなく、前記変数および前記パラメータは、変換器に、ＤＣ電源網に、またはＡＣ電源網に関連づけられる変数およびパラメータであってもよい。好ましくは、これらの変数は、ＡＣ電源網および変換器により生成されるＡＣ電圧の電流および電圧等のＡＣ電流および電圧変数であるが、この限りではない。これらの変数が、また、ＤＣ電源網および変換器により生成されるＤＣ電圧の電流および電圧等のＤＣ電流および電圧変数である可能性はある。 Without departing from the scope of the present invention, the variables and parameters may be variables and parameters associated with a converter, a DC power network, or an AC power network. Preferably, these variables are, but are not limited to, AC current and voltage variables, such as the current and voltage of the AC voltage generated by the AC power network and converter. These variables can also be DC current and voltage variables, such as the current and voltage of the DC voltage generated by the DC power network and converter.
本発明による制御方法のコンテキストにおいて使用される離散時間モデルは、また、前記ＭＭＣ変換器の挙動を再現して分析すること、かつそれをＭＭＣ変換器の内部調整を実行するために行うことを可能にするシミュレーションのコンテキストにおいて使用されてもよい。非限定的に、この離散時間モデルは、具体的には、変換器の内側調整段の挙動をモデル化する働きをしてもよい。シミュレーションは、コンピュータツールによって、またはシミュレーションを実行するための自動コントローラ上で実行されてもよい。 The discrete time model used in the context of the control method according to the invention can also reproduce and analyze the behavior of the MMC converter and perform it to perform internal adjustments of the MMC converter May be used in the context of a simulation. Without limitation, this discrete time model may specifically serve to model the behavior of the inner adjustment stage of the transducer. The simulation may be performed by a computer tool or on an automatic controller for performing the simulation.
本発明によれば、中間変換ステップの間、内部調整をモデリングする連立方程式は、システムの離散化を容易にする行列表現に変えられる。この表現では、離散時間モデルの決定に必要な計算量が減り、よって、計算時間は、例えばシミュレーションのコンテキストでは、相応に短くなる。例として、この行列表現は、前記連立方程式における方程式の数の低減を可能にするが、この限りではない。 In accordance with the present invention, during the intermediate conversion step, the simultaneous equations that model the internal adjustment are changed to a matrix representation that facilitates discretization of the system. This representation reduces the amount of computation required to determine the discrete time model, so that the computation time is correspondingly shortened, for example in the context of simulation. By way of example, this matrix representation allows a reduction in the number of equations in the simultaneous equations, but this is not a limitation.
好ましくは、前記行列表現において連続時間モデルを表す連立方程式は、次のような微分方程式
効果的には、連立方程式を離散化する前記ステップは、行列指数関数を用いる計算によって実行される。具体的には、この離散化ステップは、指数関数を前記連立方程式の変換ステップから得られる前記パラメータ行列へ適用することにより実行されるものと理解することができる。 Effectively, the step of discretizing the simultaneous equations is performed by calculation using a matrix exponential function. Specifically, it can be understood that this discretization step is performed by applying an exponential function to the parameter matrix obtained from the simultaneous equation conversion step.
１つの利点は、例えばオイラモデルである離散時間モデルとは異なり、本発明の方法により使用される離散時間モデルを得る働きをする連続時間モデルの離散化の間に、近似または簡約が行われないことにある。具体的には、オイラモデルを決定する働きをする従来の離散化方法は、特に大きいサンプリングステップの場合、近似を行うことを必要とする。行列指数関数による離散時間モデルの計算は、このような簡約および近似への依存を回避することを可能にする。 One advantage is that there is no approximation or reduction during the discretization of the continuous-time model that serves to obtain the discrete-time model used by the method of the present invention, unlike the discrete-time model, for example the Euler model. There is. Specifically, the conventional discretization method that serves to determine the Euler model requires an approximation, especially for large sampling steps. The calculation of a discrete time model with a matrix exponential function makes it possible to avoid such simplification and dependence on approximation.
したがって、本発明の方法により使用される離散時間モデルは、実システムにかなり近く、よって内部調整をより正確にモデル化する。したがって、行列指数関数を用いる計算により決定される離散時間モデルは、略正確なモデルである。したがって、この略正確なモデルにより提供される内部モデルは、はるかに正確なモデルである。 Thus, the discrete time model used by the method of the present invention is much closer to the real system, thus more accurately modeling internal adjustments. Therefore, the discrete time model determined by calculation using a matrix exponential function is a substantially accurate model. Thus, the internal model provided by this substantially accurate model is a much more accurate model.
ある実施態様では、離散時間モデルは、例えば近似または簡約なしに（かつ具体的には、オイラ近似なしに）得られる、正確なモデルである。 In some embodiments, the discrete-time model is an accurate model that is obtained, for example, without approximation or reduction (and specifically without Euler approximation).
ある実施形態では、例えば、離散時間モデルが（近似または簡約なしに得られる）正確なモデルであれば、行列の指数関数は、遷移行列および前記行列の対角行列を決定することによって計算される。 In some embodiments, for example, if the discrete-time model is an accurate model (obtained without approximation or reduction), the matrix exponential function is calculated by determining the transition matrix and the diagonal matrix of the matrix .
正確な離散時間モデルの取得を可能にするのがこのタイプの計算であることは、発明者らによって決定されている。具体的には、行列が対角化されていると、その指数関数は、対角線上の各項の指数関数を計算することによって得られる。よって、行列指数関数を計算することは、スカラに対して複数の指数計算を実行することに等しい。 It has been determined by the inventors that this type of calculation allows an accurate discrete time model to be obtained. Specifically, when the matrix is diagonalized, its exponential function is obtained by calculating the exponential function of each term on the diagonal. Thus, computing a matrix exponential function is equivalent to performing multiple exponentiations on the scalar.
効果的には、内部調整は、３相系としてモデル化され、かつパーク変換またはアルファ−ベータ変換が利用される。これらの変換は、アプリケーションの関数として適切な変換を選ぶことができる当業者には周知である。３相系としてのモデル化が、ＡＣ電源網へ接続される場合のモジュラマルチレベル変換器に特に適する点は、理解することができる。具体的には、変換器のアームは、ＤＣ電源網の端子をＡＣ電源網の３相へ接続する。この３相モデルでは、連立方程式は、相毎に１つの方程式を含むように表されることが可能である。 Effectively, the internal adjustment is modeled as a three-phase system and a Park or alpha-beta transformation is utilized. These transformations are well known to those skilled in the art who can choose an appropriate transformation as a function of the application. It can be seen that modeling as a three-phase system is particularly suitable for modular multilevel converters when connected to an AC power network. Specifically, the arm of the converter connects the terminals of the DC power supply network to the three phases of the AC power supply network. In this three-phase model, simultaneous equations can be expressed to include one equation per phase.
とはいえ、内部調整のモデリングおよび前記離散時間モデルの決定を容易にするために、基準系の変更がパーク変換またはアルファ−ベータ変換によって行われる。アルファ−ベータ変換は、それが絶対値を保存する働きをする場合はクラーク変換、かつ電力を保存する働きをする場合はコンコルディア変換とも称される。これらの変換は、内部調整の２相モデルを得ることを可能にする。非限定的に、これらの変換は、予備ステップにおいて、内部調整をモデル化する連続時間モデルを表す連立方程式に適用されてもよい。これは、離散時間モデルの決定を容易にする働きをし、よって、内部調整にこの離散時間モデルを用いることを容易にする。パーク変換は、連立方程式を、ｄおよびｑでラベリングされた軸を有する基準系に入れる。アルファ−ベータ変換は、それがクラーク変換であるかコンコルディア変換であるかに関わらず、連立方程式を、αおよびβでラベリングされた軸を有する基準系に入れる。 Nonetheless, in order to facilitate the modeling of internal adjustments and the determination of the discrete time model, a change of the reference system is performed by means of a park transformation or an alpha-beta transformation. Alpha-beta conversion is also called Clarke conversion when it serves to preserve absolute values and Concordia transformation when it serves to preserve power. These transformations make it possible to obtain a two-phase model of internal adjustment. Without limitation, these transformations may be applied in a preliminary step to simultaneous equations that represent a continuous time model that models the internal adjustment. This serves to facilitate the determination of the discrete time model, thus facilitating the use of this discrete time model for internal adjustment. The Park transformation places the simultaneous equations in a reference system with axes labeled with d and q. The alpha-beta transform puts the simultaneous equations in a reference system with axes labeled α and β, whether it is a Clarke transform or a Concordia transform.
好ましくは、前記離散時間モデルは、変数としてサンプリング周期Ｔを有する。１つの利点は、モデルおよびその応答の適合化を可能にするために利用可能なさらなる自由度を、例えばシミュレーションの必要性の関数として有することにある。 Preferably, the discrete time model has a sampling period T as a variable. One advantage resides in having additional degrees of freedom available to allow adaptation of the model and its response, for example as a function of simulation needs.
好ましくは、離散時間モデルは、
本発明の特に効果的な一態様において、制御方法は、前記内部調整を実行するために、前記離散時間モデルから離散制御則を合成するステップを含む。１つの利点は、合成される制御則が直にサンプリングされ、よって前記制御則に基づいて離散化ステップの実行へと進む必要がないことにある。具体的には、連続時間制御則の離散化は、前記離散時間制御則を用いる場合にその情報喪失を補償すべく補正回路を用いることが必要になる有害な情報喪失を伴うことが知られている。 In one particularly advantageous aspect of the invention, the control method includes the step of synthesizing a discrete control law from the discrete time model to perform the internal adjustment. One advantage is that the control law to be synthesized is sampled directly and thus does not need to proceed to the execution of the discretization step based on the control law. Specifically, it is known that discretization of a continuous-time control law involves harmful information loss that requires the use of a correction circuit to compensate for the loss of information when using the discrete-time control law. Yes.
非限定的に、合成された離散制御則は、実システムにおいて、例えば、ＭＭＣ変換器の制御モジュールの内側調整段を制御するために適用されることが可能である。また、この制御則は、シミュレーションのコンテキストにおいて、例えば内側調整段の挙動の決定されたモデルのパフォーマンスを検証するために、または制御則自体のパフォーマンスを検証するために使用されることも可能である。 Without limitation, the synthesized discrete control law can be applied in a real system, for example, to control the inner adjustment stage of the control module of the MMC converter. This control law can also be used in the context of a simulation, for example to verify the performance of a model whose inner adjustment stage behavior has been determined, or to verify the performance of the control law itself. .
先に述べたように、連続時間モデルの連立方程式を離散化するステップが、行列指数関数を用いる計算によって実行される非限定的な一実施形態では、前記計算は、如何なる近似または簡約も含まない厳密計算である。したがって、結果として得られる離散時間モデルは、略正確なモデルである。したがって、この実装では、略正確な離散時間モデルから合成される離散制御則も、例えばオイラモデルから合成される制御則の場合に可能であるものより正確であり、かつより効果的な内部調整の実行を可能にする。 As previously mentioned, in one non-limiting embodiment, where the step of discretizing the simultaneous equations of the continuous-time model is performed by a calculation using a matrix exponential function, the calculation does not include any approximation or reduction Exact calculation. Therefore, the resulting discrete time model is a substantially accurate model. Thus, in this implementation, a discrete control law synthesized from a substantially accurate discrete-time model is also more accurate than is possible, for example, in the case of a control law synthesized from an Euler model, and a more effective internal adjustment. Enable execution.
好ましくは、前記離散制御則は、前記サンプリング周期の関数である。１つの利点は、追加の入力を有し、よって制御則を適用する場合に追加の自由度を有することにある。また、非限定的に、サンプリング周期に対する制御を有する、例えば実際の変換器システムの内側調整段を制御するために制御則が使用される場合、サンプリング周期に対する制御の保有は、前記内側調整段のより優れた制御を提供する。サンプリング周期は、前記内側調整段の動作限界に従うように、または制御される前記内側調整段の応答時間を短縮するように適合化されることが可能である。前記サンプリング周期Ｔを制御すれば、制御則のパフォーマンスを調節することが可能である。例として、この制御則により制御される内側調整段の応答を多かれ少なかれ迅速に収束させることが可能である。 Preferably, the discrete control law is a function of the sampling period. One advantage is that it has an additional input and thus has an additional degree of freedom when applying a control law. Also, without limitation, if a control law is used to control the inner adjustment stage of the actual converter system, for example, having control over the sampling period, possession of control over the sampling period is Provide better control. The sampling period can be adapted to follow the operating limits of the inner adjustment stage or to reduce the response time of the inner adjustment stage to be controlled. By controlling the sampling period T, the performance of the control law can be adjusted. As an example, the response of the inner adjustment stage controlled by this control law can be converged more or less quickly.
また、好ましくは、前記離散制御則は、
効果的には、前記内側調整段は、変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための、かつ差動電流調整器により使用される変数およびパラメータに関する第１の部分連立方程式の形式で表される第１の連続時間サブモデルによってモデル化される挙動を有する、差動電流調整器を含む。前記第１の連続時間サブモデルが、前記連続時間モデルの一般的特性を継承するものであり、よって、前記第１の連続時間サブモデルが前記連続時間モデルに類似する挙動を有する点は、理解することができる。同様に、前記第１の部分連立方程式は、前記連立方程式に類似する形式のものである。この方法において、ＤＣ差動電流を調整するために前記調整器に適用される本発明の方法は、ＤＣ差動電流を第１の離散時間サブモデルに基づいて調整することを含み、かつ第１の離散時間サブモデルは、第１の部分連立方程式を第１の部分連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記第１の部分連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるために、前記第１の部分連立方程式を変換するステップによって得られる。前記第１の離散時間サブモデルを得ることは、前記行列表現に入れられる第１の部分連立方程式を離散化するステップも含む。 Effectively, the inner adjustment stage is in the form of a first partial simultaneous equation for adjusting the DC differential current generated by the converter and for the variables and parameters used by the differential current regulator. A differential current regulator having a behavior modeled by a first continuous-time submodel represented. It is understood that the first continuous-time submodel inherits the general characteristics of the continuous-time model, and thus the first continuous-time submodel behaves similar to the continuous-time model. can do. Similarly, the first partial simultaneous equations are of a type similar to the simultaneous equations. In this method, the method of the present invention applied to the regulator to adjust a DC differential current includes adjusting the DC differential current based on a first discrete time submodel, and the first The discrete-time submodel of the first partial simultaneous equations is put into a matrix representation in which the variables of the first partial simultaneous equations are represented in vector form and the parameters of the first partial simultaneous equations are represented in matrix form. To the first partial simultaneous equations. Obtaining the first discrete-time submodel also includes discretizing a first partial simultaneous equation that is put into the matrix representation.
効果的には、前記調整段は、ＡＣ電源網の交流電流を調整するための、かつＡＣ調整器により使用される変数およびパラメータに関する第２の部分連立方程式の形式で表される第２の連続時間サブモデルによりモデル化される挙動を有する、ＡＣ調整器を含む。前記第２の連続時間サブモデルが、前記連続時間モデルの一般的特性を継承するものであり、よって、前記第２の連続時間サブモデルが前記連続時間モデルに類似する挙動を有する点は、理解することができる。同様に、前記第２の部分連立方程式は、前記連立方程式に類似する形式のものである。 Effectively, said adjustment stage adjusts the alternating current of the AC power supply network and is expressed in the form of a second partial simultaneous equation relating to variables and parameters used by the AC regulator. Includes an AC regulator with behavior modeled by the temporal submodel. It is understood that the second continuous-time submodel inherits the general characteristics of the continuous-time model, and thus the second continuous-time submodel behaves similar to the continuous-time model. can do. Similarly, the second partial simultaneous equations are of a type similar to the simultaneous equations.
この方法において、ＡＣ電源網の交流電流を調整するために前記調整器に適用される本発明の方法は、第２の離散時間サブモデルを用いて実行される、ＡＣ電源網の交流電流を調整することを含み、かつ第２の離散時間サブモデルは、第２の部分連立方程式を第２の部分連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記第２の部分連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記第２の部分連立方程式を変換するステップによって得られる。前記第２の離散時間サブモデルを得ることは、前記行列表現に入れられる第２の部分連立方程式を離散化するステップも含む。 In this method, the method of the present invention applied to the regulator to adjust the AC current of the AC power network is performed using a second discrete time sub-model to adjust the AC current of the AC power network. And the second discrete-time submodel includes a second partial simultaneous equation in which a variable of the second partial simultaneous equation is represented in vector form and a parameter of the second partial simultaneous equation is in matrix form. It is obtained by transforming the second partial simultaneous equation so as to be put into the represented matrix representation. Obtaining the second discrete time sub-model also includes discretizing a second partial simultaneous equation that is put into the matrix representation.
先に定義した方法は、コンピュータシステムにより実行されることが可能である。本発明は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換する働きをするモジュラマルチレベル電圧変換器も提供し、前記変換器は、ＤＣ電源網へ接続するための「ＤＣ」部分と、ＡＣ電源網へ接続するための「ＡＣ」部分とを備え、前記変換器は、変換器制御モジュールをさらに含み、制御モジュールは、前記内部調整を実行する内側調整段を含み、前記変換器は、変換器の動作に関連づけられる変数およびパラメータに関する連立方程式の形式で表され得る連続時間モデルによるモデリングに適する内部調整を実行し、前記変換器は、調整段が離散時間モデルを用いるように構成されることを特徴とし、かつ前記離散時間モデルは、
・前記連立方程式を連立方程式の変数がベクトル形式で表されかつ前記連立方程式のパラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記連立方程式を変換するステップと、
・前記行列表現に入れられる連立方程式を離散化するステップと、によって得られる。
The method defined above can be executed by a computer system. The present invention also provides a modular multi-level voltage converter that serves to convert an AC voltage to a DC voltage and vice versa, said converter comprising a “DC” portion for connection to a DC power network, and an AC An “AC” portion for connection to a power network, wherein the converter further includes a converter control module, the control module includes an inner adjustment stage that performs the internal adjustment, and the converter includes a conversion Performing internal adjustment suitable for modeling with a continuous-time model that can be expressed in the form of simultaneous equations with respect to variables and parameters associated with the operation of the vessel, the converter being configured such that the adjustment stage uses a discrete-time model And the discrete time model is
Transforming the simultaneous equations into a matrix representation in which the variables of the simultaneous equations are represented in vector form and the parameters of the simultaneous equations are represented in matrix form;
Discretizing simultaneous equations put into the matrix representation.
非限定的に、この変換器は、これまでに述べた制御方法の実装を全て実行する。 Without limitation, the converter performs all the implementations of the control method described so far.
さらに、結果として得られる変換器は、業界で従来使用されているモデル、例えばオイラモデルを用いて得ることができるものより正確な内部調整の達成を可能にする離散時間モデルを用いることが観察され得る。具体的には、変換器により使用される離散時間モデルは、近似なしに得られ、よって調整段の挙動をより正確に表す。 Furthermore, the resulting transducer is observed to use a discrete-time model that allows achieving more accurate internal adjustments than models that are conventionally used in the industry, such as those that can be obtained using an Euler model. obtain. In particular, the discrete time model used by the transducer is obtained without approximation, thus more accurately representing the behavior of the tuning stage.
本発明は、プロセッサによりプログラムが実行されると先に定義した方法ステップを実行するための命令を含む、コンピュータプログラムも提供する。 The invention also provides a computer program comprising instructions for executing the method steps defined above when the program is executed by a processor.
本発明は、先に定義した方法ステップを実行するための命令を含むコンピュータプログラムを記憶するプロセッサ可読データ媒体も提供する。 The invention also provides a processor-readable data medium storing a computer program comprising instructions for performing the method steps defined above.
本開示で言及しているコンピュータプログラムは、任意のプログラミング言語を用いてもよく、かつソースコード、オブジェクトコードの形式、またはソースコードとオブジェクトコードとの中間の、部分的にコンパイルされた形式等のコードであっても、他の任意の望ましい形式であってもよいことが観察され得る。 The computer program referred to in this disclosure may use any programming language, and may be in source code, object code format, or a partially compiled format intermediate between source code and object code, etc. It can be observed that it may be a code or any other desired form.
さらに、本開示で言及しているデータ（または記憶）媒体は、プログラムを記憶することができるあらゆるエンティティまたはデバイスであってもよい。例えば、媒体には、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）ＲＯＭまたは超小型電子回路ＲＯＭ等の記憶媒体、または実際には、例えばフロッピーディスクまたはハードディスクである磁気記録手段が含まれてもよい。 Further, the data (or storage) media mentioned in this disclosure may be any entity or device capable of storing a program. For example, the medium includes a read-only memory (ROM), such as a storage medium such as a compact disk (CD) ROM or a microelectronic circuit ROM, or actually magnetic recording means such as a floppy disk or hard disk. Also good.
さらに、データ媒体は、電気ケーブルまたは光ケーブルを介して、無線によって、または他の手段によって伝達されることに適する、電気信号または光信号等の伝送可能媒体に相当してもよい。本発明のプログラムは、具体的には、インターネット型のネットワークからダウンロードされてもよい。 Further, the data medium may correspond to a transmissible medium such as an electrical or optical signal suitable for being transmitted via electrical or optical cable, wirelessly or by other means. Specifically, the program of the present invention may be downloaded from an Internet type network.
あるいは、データ媒体は、プログラムが組み込まれる集積回路に相当してもよく、前記回路は、問題の方法を実行するように、またはその実行に使用されるように適合化される。 Alternatively, the data medium may correspond to an integrated circuit in which the program is embedded, said circuit being adapted to perform or be used for performing the method in question.
最後に、プロセッサと、コンピュータシステムのプロセッサ上で前記方法のステップを実行するための、先に定義したコンピュータプログラムを含むメモリと、を備えるコンピュータシステムが提案されている。 Finally, a computer system is proposed comprising a processor and a memory containing a computer program as defined above for performing the steps of the method on the processor of the computer system.
本発明は、非限定的な例として、かつ添付の図面を参照して行う本発明の実施形態に関する以下の説明を読めば、よりよく理解することができる。
本発明は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に、かつその逆に変換するためのモジュラマルチレベル電圧変換器の挙動を制御する方法に関する。 The present invention relates to a method for controlling the behavior of a modular multilevel voltage converter for converting AC voltage to DC voltage and vice versa.
図１は、本発明の制御方法により使用される変換器の一実施形態を示す。この例では、３相入力／出力（３つの相、φａ、φｂおよびφｃを含む）のために、モジュラマルチレベル変換器１０が、図１の様々なコンポーネント上で添え字ａ、ｂおよびｃにより参照される３つの変換レグを含む。各変換レグは、上側アームと下側アームとを含み（上側については添え字「ｕ」で、下側は「ｌ」で示されている）、その各々が、ＤＣ電源網の１つの端子ＤＣ＋またはＤＣ−をＡＣ電源網の１つの端子へ接続する。具体的には、各レグは、ＡＣ電源網の３つの相線φａ、φｂおよびφｃのうちの１つへ接続される。図１は、サブモジュールの集合６を示し、集合６において、各アームは、電流ｉｘｉ（ここで、ｘは、アームが上側であるか下側であるかを示し、添え字ｉは、レグを示す）を通す。また、各アームは、所望される順序で制御され得る複数のサブモジュールＳＭｘｉｊ（ここで、ｘは、アームが上側であるか下側であるかを示し、ｉは、そのアームが関連づけられる相線を示し、かつｊは、アーム内で連続するサブモジュールのうちのそのサブモジュールの番号である）を含む。この例では、１つのアームにつき３つのサブモジュールしか示されていない。実際には、下側または上側の各アームは、数十から数百の範囲内であり得るＮ個のサブモジュールを有してもよい。各サブモジュールＳＭｘｉｊは、少なくとも１つのキャパシタ等のエネルギー貯蔵システムと、キャパシタを選択的にサブモジュールの端子間へ直列に接続するための、またはこれをバイパスするための制御部材とを含む。サブモジュールは、複数の電圧レベルを送出するために、変換器１０のアーム内で直列に接続されるエネルギー貯蔵素子の数を徐々に変化させるように選択されるシーケンスで制御される。また、図１において、Ｖｄｃは、変換器をＤＣ電源網へ接続する接続点に渡る電圧を示し、これらの点は、当業者には周知であるように、共通結合点の略語「ＰＣＣ」と称される。ｉｄｃは、ＤＣ電源網の電流を示し、一方で、電流ｉｇａ、ｉｇｂおよびｉｇｃは、３つの相線φａ、φｂおよびφｃによって伝送される。さらに、各アームは、インダクタンスＬａｒｍを有し、かつ各相線は、インダクタンスＬｆおよび抵抗Ｒｆを有する。
FIG. 1 shows an embodiment of a converter used by the control method of the present invention. In this example, for a three-phase input / output (including three phases, φ a , φ b and φ c ), a modular
図２は、図１の変換器１０に属するサブモジュールＳＭｘｉｊを示す。このサブモジュールＳＭｘｉｊは、その端子間に電圧ｖＳＭを有する。このサブモジュールにおいて、各制御部材は、電気エネルギー貯蔵素子、具体的にはキャパシタＣＳＭ、と直列に接続される絶縁グリッド・バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）等の第１の電子スイッチ素子Ｔ１を備える。この第１のスイッチ素子Ｔ１およびこのキャパシタＣＳＭは、同様にＩＧＢＴ等の第２の電子スイッチ素子Ｔ２と並列に接続される。この第２の電子スイッチ素子Ｔ２は、サブモジュールＳＭｘｉｊの入口端子と出口端子との間に結合される。第１および第２のスイッチ素子Ｔ１およびＴ２は、各々、図２に示す個々の逆並列ダイオードに関連づけられる。
FIG. 2 shows the submodule SM xij belonging to the
動作において、サブモジュールは、２つの制御状態を占有するように制御されてもよい。 In operation, the submodule may be controlled to occupy two control states.
「オン」状態と称される第１の状態において、第１のスイッチ素子Ｔ１および第２のスイッチ素子Ｔ２は、エネルギー貯蔵素子ＣＳＭを他のサブモジュールと直列に接続するように構成される。「オフ」状態と称される第２の状態において、第１のスイッチ素子Ｔ１および第２のスイッチ素子Ｔ２は、エネルギー貯蔵素子ＣＳＭを短絡するように構成される。 In a first state, referred to as the “on” state, the first switch element T1 and the second switch element T2 are configured to connect the energy storage element CSM in series with other submodules. In the second state referred to as "off" state, the first switching element T1 and the second switching element T2 is configured to short-circuit the energy storage element C SM.
本例において、使用される変換器は、ハーフブリッジ変換器である。本発明の範囲を逸脱することなく、本発明による制御方法は、また、他のタイプのモジュラマルチレベル変換器へ、かつ具体的には、フルブリッジ（ＦＢ）ＭＭＣ変換器または交互アーム変換器（ＡＡＣ）構造を有する変換器へ適用される可能性もある。 In this example, the converter used is a half-bridge converter. Without departing from the scope of the present invention, the control method according to the invention can also be applied to other types of modular multi-level converters, and in particular, full-bridge (FB) MMC converters or alternating arm converters ( It may also be applied to a converter having an (AAC) structure.
図３は、変換器１０の変換器ユニット１２と制御モジュール１４とを備える、本発明のモジュラマルチレベル変換器１０を示す。制御モジュール１４は、カスケード構造を呈することが分かる。本例において、制御モジュール１４は、外側調整段１６と、内側調整段１８と、電圧平衡段２０とを含む。
FIG. 3 shows the modular
外側調整段１６は、ＤＣおよびＡＣ電源網の電圧および変換器の有効および無効ＡＣ電力等の大きさを調整するように構成される調整器の第１の集合２２を含む。外側調整段１６は、変換器の様々なエネルギー、かつ具体的にはサブモジュールのキャパシタに貯蔵される変換器の内部エネルギーを調整するように構成される、調整器の第２の集合２４も含む。外側調整段１６は、「低速」調整段とも称される。
The
図３の例において、内側調整段１８は、ＡＣ電源網のＡＣ電流ｉｇを調整するための調整器２６と、変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８とを有する。内側調整段１８は、「高速」調整段とも称される。
In the example of FIG. 3, the
外側および内側調整段１６および１８は、ＭＭＣ変換器の高レベル制御を提供する。 Outer and inner adjustment stages 16 and 18 provide high level control of the MMC converter.
電圧平衡段２０について言えば、これは、変換器の低レベル制御を提供する。これは、変換器アームのサブモジュール間の電圧分配を平衡させる働きをする平衡モジュール３０を含む。
For the
従来技術では、外側および内側調整段１６および１８を、離散時間オイラモデルから合成される離散時間制御則によって制御することが知られている。とはいえ、このような制御則を例えばシミュレーションのコンテキストにおいて適用することにより得られる結果は、満足のいくものではない。具体的には、比較的大きいサンプリングステップを有するオイラモデルを決定することは、結果として生じる制御則のパフォーマンスに影響を与える近似および簡約を含む。結果的に、離散時間オイラモデルから合成される散時間制御則を利用するシミュレーションの結果は、具体的にはオーバーシュート現象に起因して、実システムより大きい誤り率を提示する。また、このようなオイラ型モデルから合成される制御則は、内側調整段１８にとって、ひいては外側調整段１６にとって十分に速い制御を提供しない。したがって、変換器１０の制御は、遅すぎる。
In the prior art, it is known to control the outer and inner adjustment stages 16 and 18 by a discrete time control law synthesized from a discrete time oiler model. Nevertheless, the results obtained by applying such a control law, for example in the context of a simulation, are not satisfactory. In particular, determining an Euler model with a relatively large sampling step involves approximations and reductions that affect the performance of the resulting control law. As a result, the result of the simulation using the scattered time control law synthesized from the discrete-time oiler model presents an error rate larger than that of the actual system, specifically due to the overshoot phenomenon. Also, a control law synthesized from such an Euler model does not provide sufficiently fast control for the
次に、非限定的な例として、本発明のモジュラマルチレベル変換器１０を制御する方法、かつより具体的には、変換器１０の制御モジュール１４の内側調整段１８の挙動について説明する。
Next, as a non-limiting example, a method for controlling the modular
まずは、ＡＣ電源網のＡＣｉｇの調整器２６、および変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８の挙動の離散時間モデルを取得することについての説明から始める。
First, start with the description of obtaining a discrete-time model of the behavior of the
図３に示すようなＭＭＣ変換器のＡＣ電源網のＡＣ電流を調整するための調整器２６の挙動の連続時間解析モデルは、１相について、次式、
変換器の３つの相全てに関するこの連続時間ＡＣモデルの式が、３つの方程式より成る系となり、各方程式が相のうちの１つに対応することは、理解し得る。この連続時間ＡＣモデルは、離散化によって使えるようにされなければならない。 It can be seen that the equation of this continuous time AC model for all three phases of the transducer is a system of three equations, each equation corresponding to one of the phases. This continuous time AC model must be made available by discretization.
よって、本発明によれば、前記離散時間モデルを得ることは、３つの方程式より成る系を、３つの方程式より成る前記系を行列表現に入れるように変換するステップを含む。この行列表現において、３つの方程式より成る系の変数は、ベクトルの形式で表され、かつ連立方程式のパラメータは、行列の形式で表される。 Thus, according to the present invention, obtaining the discrete time model includes transforming a system of three equations to place the system of three equations into a matrix representation. In this matrix representation, a system variable consisting of three equations is represented in the form of a vector, and the parameters of the simultaneous equations are represented in the form of a matrix.
この非限定的な例では、計算を容易にするために、パーク変換を用いてｄｑ基準系が占有され、よって、ｄｑ基準系において、前記行列表現における連立方程式は、次式のようになる。
この行列表現は、表記を容易にし、かつ連立方程式を単一方程式の形式で書くことを可能にする。この行列表現から開始すると、連続時間ＡＣモデルの離散化を、行列ＡおよびＢの指数関数を用いる計算によって進めることが可能である。 This matrix representation facilitates notation and allows simultaneous equations to be written in the form of a single equation. Starting from this matrix representation, the discretization of the continuous-time AC model can proceed by calculations using the exponential functions of the matrices A and B.
したがって、
よって、上述の連続時間ＡＣモデルから決定されるような、ＡＣ電源網を調整するためのＡＣ調整器の挙動に関する離散時間モデルの非限定的な一例を、次のように書くことができる。
行列の指数関数を含む計算による連続時間ＡＣモデルのこの離散化の１つの利点は、オイラ離散時間モデルを決定する従来方法とは異なり、近似または簡約が行われないことにある。 One advantage of this discretization of a continuous-time AC model by computation involving an exponential function of a matrix is that, unlike conventional methods of determining an Euler discrete-time model, no approximation or reduction is performed.
以下、「離散時間ＡＣモデル」という用語は、ＡＣ電源網を調整するためのＡＣ調整器２６の挙動に関するこの例示的な離散時間モデルを指して用いる。
Hereinafter, the term “discrete time AC model” will be used to refer to this exemplary discrete time model for the behavior of the
図４は、上述の決定された離散時間ＡＣモデルを検証するために使用される第１のシミュレーション設定を示す。このシミュレーションは、前記離散時間ＡＣモデル、前記離散時間ＡＣモデルの計算の基礎となった連続時間ＡＣモデル、および離散時間オイラＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄおよびｉｇｑを比較しようとするものである。図４において、連続時間ＡＣモデルは、第１のモデリング手段３２によって使用され、予め決定された離散時間ＡＣモデルは、第２のモデリング手段３４によって使用され、かつ離散時間オイラＡＣモデルは、第３のモデリング手段３６によって使用される。３つのモデルリング手段は各々、入力として電圧設定点ｖ＊ ｒｌｄおよびｖ＊ ｒｌｑを受け取る。第１のモデリング手段３２によって使用される連続時間ＡＣモデルは、参照モデルであるとされる。 FIG. 4 shows a first simulation setting used to verify the determined discrete time AC model described above. This simulation seeks to compare the AC responses i gd and i gq of the discrete time AC model, the continuous time AC model on which the discrete time AC model was calculated, and the discrete time oiler AC model. In FIG. 4, the continuous time AC model is used by the first modeling means 32, the predetermined discrete time AC model is used by the second modeling means 34, and the discrete time oiler AC model is the third one. Used by the modeling means 36. Each of the three modeling means receives voltage set points v * rld and v * rlq as inputs . The continuous time AC model used by the first modeling means 32 is assumed to be a reference model.
本例において、離散時間オイラＡＣモデルは、業界で一般に使用されているように、同じく連続時間ＡＣモデルから決定される離散時間モデルである。このモデルは、同様に、ＡＣ電源網を調整するためのＡＣ調整器２６の挙動を表す。このオイラＡＣモデルを決定することは、計算において近似および簡約を含む。
In this example, the discrete-time oiler AC model is a discrete-time model that is also determined from the continuous-time AC model, as commonly used in the industry. This model similarly represents the behavior of the
図５は、図４に示す第１の設定のシミュレーション結果を示し、かつ具体的には、電圧設定点の変更が時点ｔ０においてｖ＊ ｒｌｄへモデリング手段３２、３４および３６への入力として印加されたときの、前記図４の３つのモデルの各々のＡＣ応答ｉｇｄを示す。シミュレーションは、１００μｓという長いサンプリング周期Ｔを用いて実行した。本図において、曲線ａは、第１のモデリング手段３２からの出力における、参照として使用される連続時間ＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄを表す。本例において、曲線ｂは、第２のモデリング手段３４の出力における、本発明の方法により使用される先に決定された離散時間ＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄを表し、かつ曲線ｃは、第３のモデリング手段３６からの出力における、オイラＡＣモデルのＡＣ応答ｉｇｄを示す。 Figure 5 is applied as an input to the first shows the simulation result of the setting, and specifically, the modeling means 32, 34 and 36 change the voltage setpoint to v * rld at time t 0 shown in FIG. 4 Fig. 5 shows the AC response i gd of each of the three models of Fig. 4 when done. The simulation was performed using a long sampling period T of 100 μs. In this figure, curve a represents the AC response i gd of the continuous time AC model used as a reference at the output from the first modeling means 32. In this example, curve b represents the AC response i gd of the previously determined discrete-time AC model used by the method of the present invention at the output of the second modeling means 34, and curve c is the third Shows the AC response i gd of the Euler AC model at the output from the modeling means 36.
曲線ａとｂは一致し、よって離散時間ＡＣモデルの応答は、参照モデルのそれと略同一であることが分かる。これは、長いサンプリング周期Ｔであっても、ＡＣ電源網のＡＣ調整器２６の挙動を忠実にモデル化する前記離散時間ＡＣモデルの高度な正確さを明らかにしている。これに対して、オイラＡＣモデルの応答は、参照モデルのそれから遠いことが分かる。このモデルの応答は、さほど正確ではない。
It can be seen that curves a and b match, so the response of the discrete-time AC model is approximately the same as that of the reference model. This reveals the high degree of accuracy of the discrete time AC model that faithfully models the behavior of the
このシミュレーションは、先に決定された離散時間ＡＣモデルを検証する働きをする。この離散時間ＡＣモデルは、略正確であると考えられる。本明細書には示していないが、ＡＣ電流応答ｉｇｑについても略同一の結果が観察される。 This simulation serves to verify the previously determined discrete time AC model. This discrete time AC model is considered to be substantially accurate. Although not shown here, substantially the same results are observed for the AC current response i gq .
図３に示されるもの等の変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８の挙動についての離散時間モデルを得る場合も、類似の経路を適用することができる。以下、このようなモデルを離散時間ＤＣモデルと称する。
A similar path can be applied when obtaining a discrete-time model for the behavior of the
調整器２８の挙動の、以後連続時間ＤＣモデルと称する連続時間解析モデルは、１相について、次式、
先に述べたように、変換器の３つの相全てに関するこの連続時間ＤＣモデルの式は、３つの方程式より成る系となり、各方程式は、相のうちの１つに対応する。この連続時間ＤＣモデルは、離散化によって使えるようにされなければならない。この非限定的な例では、ＡＢＣ基準系を用いて３相モデルが保存される。 As mentioned earlier, the equation of this continuous time DC model for all three phases of the transducer is a system of three equations, each equation corresponding to one of the phases. This continuous time DC model must be made available by discretization. In this non-limiting example, a three-phase model is stored using the ABC reference system.
本発明において、３つの方程式より成る前記系は、行列表現に入れられ、次式のように書かれる。
この行列表現から始めて、離散時間ＤＣモデルは、行列ＣおよびＤの指数関数を用いる計算によって離散化される。 Starting from this matrix representation, the discrete-time DC model is discretized by calculations using the exponential functions of matrices C and D.
したがって、
よって、上述の連続時間ＤＣモデルから決定される、変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための調整器の挙動に関する離散時間ＤＣモデルの非限定的な例を、次式のように書くことができる。
図６は、調整を目的とする上述の離散時間ＤＣモデルを検証するために実行される第２のシミュレーション設定を示す。このシミュレーションは、離散時間ＤＣモデルの計算の基礎となった連続時間ＤＣモデル、および離散時間オイラＤＣモデルのＤＣ差動電流応答ｉｄｉｆｆ１、ｉｄｉｆｆ２およびｉｄｉｆｆ３を比較しようとするものである。図６では、連続時間ＤＣモデルが第４のモデリング手段３８によって使用され、かつ先に決定された離散時間ＤＣモデルが第５のモデリング手段４０によって使用される。離散時間オイラＤＣモデルは、第６のモデリング手段４２によって使用される。３つのモデリング手段は各々、入力として電圧設定点ｖ＊ arm１、ｖ＊ arm２およびｖ＊ arm３を受け取る。連続時間ＤＣモデルは、参照モデルと見なされる。 FIG. 6 shows a second simulation setup performed to verify the above-described discrete time DC model for adjustment purposes. The simulation is intended to be compared discrete-time DC model of the foundation and is continuous-time DC model calculation, and the discrete-time Euler DC model of the DC differential current response i diff1, i diff2 and i diff3. In FIG. 6, the continuous time DC model is used by the fourth modeling means 38 and the previously determined discrete time DC model is used by the fifth modeling means 40. The discrete time Euler DC model is used by the sixth modeling means 42. Each of the three modeling means receives voltage set points v * arm1 , v * arm2, and v * arm3 as inputs . The continuous time DC model is considered a reference model.
本例において、離散時間オイラＤＣモデルは、業界で一般に使用されているように、同じく連続時間ＤＣモデルから決定される離散時間モデルである。このモデルも同様に、変換器により生成されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆを調整するための調整器２８の挙動を表す。このオイラＤＣモデルを決定することは、計算において近似および簡約を含む。
In this example, the discrete-time oiler DC model is a discrete-time model that is also determined from a continuous-time DC model, as commonly used in the industry. This model likewise represents the behavior of the
図７は、図６に示す第２の設定のシミュレーション結果を示す。具体的には、図７は、１つの相に関する、ある電圧ステップが時点ｔ１においてｖ＊ arm１へ前記３つのモデリング手段３８、４０および４２への入力として印加されたときの、前記図６の３つのモデルの各々のＤＣ差動電流応答ｉｄｉｆｆ１を示す。本図において、曲線ｄ、ｅおよびｆは各々、参照として機能する連続時間ＤＣモデル、本発明の方法により使用される離散時間ＤＣモデル、およびオイラＤＣモデル、のＤＣ差動電流応答ｉｄｉｆｆ１を表す。 FIG. 7 shows a simulation result of the second setting shown in FIG. Specifically, FIG. 7 shows that when a voltage step for one phase is applied to v * arm 1 as input to the three modeling means 38, 40 and 42 at time t 1 . The DC differential current response i diff1 for each of the three models is shown. In this figure, curves d, e, and f each represent the DC differential current response i diff1 of a continuous time DC model that serves as a reference, a discrete time DC model used by the method of the present invention, and an Euler DC model. .
３つの曲線ｄ、ｅおよびｆは、一致していて、本発明の方法を実装するために先に決定された離散時間ＤＣモデルの応答が、参照モデルの応答およびオイラＤＣモデルの応答と略同一であることが分かる。これは、ＤＣ差動電流の調整器２８の挙動を忠実にモデル化する前記離散時間ＤＣモデルの高度な正確さを表している。このシミュレーションは、先に決定された離散時間ＤＣモデルを検証する働きをする。この離散時間ＤＣモデルは、略正確であると考えられる。本明細書には示していないが、他の２つの相に対応するＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ２およびｉｄｉｆｆ３の応答についても、略同じ結果が観察される。
The three curves d, e and f are coincident and the response of the discrete time DC model previously determined to implement the method of the present invention is approximately the same as the response of the reference model and the response of the Euler DC model. It turns out that it is. This represents the high degree of accuracy of the discrete time DC model that faithfully models the behavior of the DC differential
以下、本発明の制御方法のこの例において、モジュラマルチレベル変換器用に、調整器２６および２８の制御則を、先に決定された離散時間ＡＣおよびＤＣモデルから合成する。これらの制御則は、変換器の内部調整を実行する。
In the following, in this example of the control method of the present invention, for the modular multilevel converter, the control laws of the
状態変数がその基準値に収束することを確実にするためには、ＡＣ調整器２６により次式が満たされる必要がある。
ＡＣ調整器２６の例示的な制御則は、極配置法を用いることによって得られる。この制御則を以下、ＡＣ制御則と称し、次のように書く。
したがって、ＡＣ制御則は、それ自体がＡＣ電源網の交流を調整するための調整器２６の挙動に関する連続時間モデルから決定されるＡＣ離散時間モデルから合成される。このＡＣ制御則は、離散制御則であって、サンプリング周期Ｔに依存することが分かる。サンプリング周期Ｔは、追加の入力変数を表し、よって追加の自由度を構成する。前記サンプリング周期Ｔを変えれば、制御則のパフォーマンスを調節することが可能である。例として、この制御則により制御される調整器の応答を幾分か迅速に収束させることが可能である。
Thus, the AC control law is synthesized from an AC discrete time model that itself is determined from a continuous time model for the behavior of the
次に、このＡＣ制御則を検証するステップが、図８に示すように、第１の検証設定を用いるシミュレーションによって実行される。図８では、ＡＣ制御則のパフォーマンスが、第１のモデリング手段３２により使用される、ＡＣ電源網の交流を調整するための調整器２６の挙動を表す連続時間ＡＣモデル上で試験されることが分かる。この非限定的な例において、連続時間ＡＣモデルは、検証目的の基準として使用される。したがって、連続時間ＡＣモデルは、このシミュレーションの対象ではない。具体的には、先に決定された離散時間ＡＣモデルを参照モデルとして用いることも可能であると思われる。
Next, the step of verifying this AC control law is performed by simulation using the first verification setting, as shown in FIG. In FIG. 8, the performance of the AC control law is tested on a continuous time AC model that represents the behavior of the
ＡＣ制御則は、第１の制御手段４４によって使用される。第１の制御手段４４は、電圧設定点ｖ＊ ｒｌｄおよびｖ＊ ｒｌｑを第１のモデリング手段３２へ入力として供給する。制御則は、これらの電圧設定点を、ＡＣ設定点ｉ＊ ｇｄおよびｉ＊ ｇｑから、および連続時間ＡＣモデルによって決定されかつ第１のモデリング手段３２により送出されるＡＣ電流値ｉｇｄおよびｉｇｑから決定する働きをする。 The AC control law is used by the first control means 44. The first control means 44 supplies the voltage set points v * rld and v * rlq as inputs to the first modeling means 32. The control law determines these voltage setpoints from the AC setpoints i * gd and i * gq , and the AC current values i gd and i gq determined by the continuous time AC model and delivered by the first modeling means 32. Work to decide from.
このシミュレーションの結果を、図９に示す。具体的には、図９は、ＡＣ制御則による制御に伴って連続時間参照モデルにより決定される交流電流ｉｇｄが、時点ｔ３でのＡＣ設定点ｉ＊ ｇｄにおけるステップに応答してどのように変わるかを示している。言い替えれば、図９は、第１のモデリング手段３２により出力される交流電流ｉｇｄが、第１の制御手段４４へ入力される電流ステップｉ＊ ｇｄに応答してどのように変わるかを示している。本図における曲線ｇ、ｈ、ｉおよびｊは、交流電流ｉｇｄが、各々１００μｓ、２００μｓ、５００μｓおよび１ｍｓに等しいサンプリング周期Ｔの間にどのように変わるかを示している。曲線ｋは、電流設定点ステップｉ＊ ｇｄに対応する基準交流電流を表す。 The result of this simulation is shown in FIG. Specifically, FIG. 9 illustrates how the alternating current i gd determined by the continuous time reference model in response to control by the AC control law is responsive to the step at the AC set point i * gd at time t 3. Shows how it will change. In other words, FIG. 9 shows how the alternating current i gd output by the first modeling means 32 changes in response to the current step i * gd input to the first control means 44. Yes. Curves g, h, i and j in this figure show how the alternating current i gd changes during a sampling period T equal to 100 μs, 200 μs, 500 μs and 1 ms, respectively. Curve k represents the reference alternating current corresponding to the current set point step i * gd .
図９では、上記で決定されたＡＣ制御則の制御下で参照モデルにより出力される交流電流が、基準交流電流の動的挙動を追跡することが分かる。具体的には、曲線ｊに対応する長いサンプリング周期の場合でも、オーバーシュートおよび追跡誤差は、略ゼロである。したがって、先に決定されたＡＣ制御則は、連続時間ＡＣモデルが正確な制御を提供することを保証する。したがって、この制御則は、ＡＣ電源網の交流電流を調整するための調整器２６を効果的に制御することを可能にする。
In FIG. 9, it can be seen that the alternating current output by the reference model under the control of the AC control law determined above tracks the dynamic behavior of the reference alternating current. Specifically, even in the case of a long sampling period corresponding to the curve j, the overshoot and tracking error are substantially zero. Thus, the previously determined AC control law ensures that the continuous time AC model provides accurate control. This control law therefore makes it possible to effectively control the
また、１００μｓオーダーのサンプリング周期の場合、上述の方法により決定されたＡＣ制御則の制御下での参照モデルの応答時間は、１ｍｓから５ｍｓオーダーまでである。これらの応答時間は、従来業界においてオイラＡＣモデルから合成される制御則により制御されるシステムで使用される交流電流調整器の応答時間より短い。したがって、このシミュレーションは、先に決定されたＡＣ制御則のパフォーマンスを検証する働きをする。このＡＣ制御則は、ＭＭＣ変換器制御モジュールのＡＣ電源網の交流電流を調整するための実際の調整システムに適用可能である。 In the case of a sampling period of the order of 100 μs, the response time of the reference model under the control of the AC control law determined by the above method is from the order of 1 ms to 5 ms. These response times are shorter than the response times of alternating current regulators used in systems that are controlled by control laws synthesized from the Euler AC model in the prior art. This simulation therefore serves to verify the performance of the previously determined AC control law. This AC control law is applicable to an actual adjustment system for adjusting the AC current of the AC power supply network of the MMC converter control module.
ＤＣ差動電流を調整するための調整器２８に対する制御則の決定かつ検証にも、類似の方法を実行することができる。
A similar method can be performed to determine and verify the control law for the
ＤＣ差動電流調整器２８の制御則は、極配置法を用いることによって得られる。この制御則を以下、ＤＣ制御則と称し、次のように書く。
次に、このＤＣ制御則を検証するステップが、図１０に示すように、第２の検証設定を用いるシミュレーションによって実行される。図１０では、ＤＣ制御則のパフォーマンスが、第４のモデリング手段３２により使用されるような連続時間ＤＣモデル上で試験されることが分かる。この非限定的な例において、連続時間ＤＣモデルは、検証を目的とする基準として使用される。したがって、連続時間ＤＣモデルは、このシミュレーションの対象ではない。具体的には、先に決定された離散時間ＤＣモデルを参照モデルとして用いることも可能であると思われる。 Next, the step of verifying this DC control law is performed by simulation using the second verification setting, as shown in FIG. In FIG. 10, it can be seen that the performance of the DC control law is tested on a continuous time DC model as used by the fourth modeling means 32. In this non-limiting example, a continuous time DC model is used as a reference for validation purposes. Therefore, the continuous time DC model is not the object of this simulation. Specifically, it seems possible to use the previously determined discrete-time DC model as a reference model.
ＤＣ制御則は、第２の制御手段４６によって使用される。第２の制御手段４６は、電圧設定点ｖ＊ arm１、ｖ＊ arm２およびｖ＊ arm３を第４のモデリング手段３８へ入力として提供する。ＤＣ制御則は、これらの電圧設定点をＤＣ差動電流設定点ｉ＊ ｄｉｆｆ１、ｉ＊ ｄｉｆｆ２およびｉ＊ ｄｉｆｆ３から、およびＤＣ差動電流値ｉｄｉｆｆ１、ｉｄｉｆｆ２およびｉｄｉｆｆ３から決定することを可能にし、これらのＤＣ差動電流設定点および設定値は、連続時間ＤＣモデルによって決定され、かつ第４のモデリング手段３８によって送出される。 The DC control law is used by the second control means 46. The second control means 46 provides the voltage set points v * arm1 , v * arm2 and v * arm3 as inputs to the fourth modeling means 38. DC control law allows to determine these voltage set point from the DC differential current setpoint i * diff1, i * diff2 and i * diff3, and the DC differential current value i diff1, i diff2 and i diff3 These DC differential current set points and setpoints are determined by a continuous time DC model and delivered by the fourth modeling means 38.
このシミュレーションの結果を、図１１に示す。具体的には、図１１は、ＤＣ制御則の制御下で連続時間参照モデルにより決定されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、時点ｔ４での電流ステップｉ＊ ｄｉｆｆ１に応答してどのように変わるかを示している。言い替えれば、図１１は、第４のモデリング手段３８により出力されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、第２の制御手段４６へ入力されるＤＣ差動電流設定点ｉ＊ ｄｉｆｆ１におけるステップに応答してどのように変わるかを示している。本図における曲線ｌ、ｍ、ｎおよびｏは、ＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、各々１００μｓ、２００μｓ、５００μｓおよび１ｍｓに等しいサンプリング周期Ｔの間にどのように変わるかを示している。曲線ｐは、電流設定点ｉ＊ ｄｉｆｆ１のステップに対応する基準ＤＣ差動電流を表す。 The result of this simulation is shown in FIG. Specifically, FIG. 11, DC differential current i diff1 determined by continuous-time reference model under the control of the DC control law, how changes in response to the current step i * diff1 at time t 4 It shows. In other words, FIG. 11 shows that the DC differential current i diff1 output by the fourth modeling means 38 is in response to a step at the DC differential current set point i * diff1 input to the second control means 46. It shows how it changes. Curve l, m, n and o in the figure, DC differential current i diff1 are each 100 [mu] s, 200 [mu] s, shows how the change between 500μs and 1ms equal sampling period T. Curve p represents the reference DC differential current corresponding to the step of current set point i * diff1 .
図１１では、先に決定されたＤＣ制御則の制御下で参照モデルにより出力されるＤＣ差動電流ｉｄｉｆｆ１が、基準ＤＣ差動電流の動的挙動を追跡することが分かる。具体的には、曲線ｏに対応する長いサンプリング周期の場合でも、オーバーシュートおよび追跡誤差は、略ゼロである。したがって、先に決定されたＤＣ制御則は、連続時間ＤＣモデルの正確な制御を提供する。したがって、この制御則は、変換器により生成されるＤＣ差動電流を調整するための調整器２８の効果制御を提供することを可能にする。
In FIG. 11, it can be seen that the DC differential current i diff1 output by the reference model under the control of the previously determined DC control law tracks the dynamic behavior of the reference DC differential current. Specifically, even in the case of a long sampling period corresponding to the curve o, the overshoot and tracking error are substantially zero. Thus, the previously determined DC control law provides accurate control of the continuous time DC model. This control law thus makes it possible to provide an effect control of the
また、１００μｓオーダーのサンプリング周期Ｔの場合、上述の方法により決定されたＤＣ制御則の制御下での参照モデルの応答時間は、１ｍｓから５ｍｓオーダーまでである。これらの応答時間は、従来業界においてオイラＤＣモデルから合成される制御則により制御されるシステムで使用されるＤＣ差動電流調整器の応答時間より短い。したがって、このシミュレーションは、先に決定されたＤＣ制御則のパフォーマンスを検証する働きをする。このＤＣ制御則は、ＭＭＣ変換器のＤＣ差動電流を調整するための実システムに適用可能である。 In the case of a sampling period T of the order of 100 μs, the response time of the reference model under the control of the DC control law determined by the above method is from the order of 1 ms to 5 ms. These response times are shorter than those of DC differential current regulators used in systems that are controlled by control laws synthesized in the industry from the Euler DC model. Therefore, this simulation serves to verify the performance of the previously determined DC control law. This DC control law can be applied to an actual system for adjusting the DC differential current of the MMC converter.
上述の実施形態および実装形態において、離散時間モデルは、近似または簡約なしに（例えば、オイラ近似なしに）得られる正確なモデルであり得ることが観察され得る。これで、行列の指数関数を、この行列の遷移行列および対角行列を決定することにより計算することができる。 In the embodiments and implementations described above, it can be observed that the discrete-time model can be an accurate model obtained without approximation or reduction (eg, without Euler approximation). Now the exponential function of the matrix can be calculated by determining the transition matrix and the diagonal matrix of this matrix.
例えば、先に述べた式、
例えばＦの指数関数形式を決定するためには、次式が当てはまる。
この式は、決定されるべき正確な式である。従来技術では、以下の公式が使用される。
本例では、遷移行列Ｐおよび対角行列Ｄを決定して、Ｆを次式、
これにより、行列指数関数の決定は、対角行列についてはこれが対角線上の各項の指数関数によって与えられることから、より容易になる。 This makes it easier to determine the matrix exponential function for a diagonal matrix because it is given by the exponential function of each term on the diagonal.
これにより、正確な離散時間モデルを得ることが可能となる。 This makes it possible to obtain an accurate discrete time model.
次に、このＤＣ制御則を検証するステップが、図１０に示すように、第２の検証設定を用いるシミュレーションによって実行される。図１０では、ＤＣ制御則のパフォーマンスが、第４のモデリング手段３８により使用されるような連続時間ＤＣモデル上で試験されることが分かる。この非限定的な例において、連続時間ＤＣモデルは、検証を目的とする基準として使用される。したがって、連続時間ＤＣモデルは、このシミュレーションの対象ではない。具体的には、先に決定された離散時間ＤＣモデルを参照モデルとして用いることも可能であると思われる。 Next, the step of verifying this DC control law is performed by simulation using the second verification setting, as shown in FIG. In FIG. 10, it can be seen that the performance of the DC control law is tested on a continuous time DC model as used by the fourth modeling means 38 . In this non-limiting example, a continuous time DC model is used as a reference for validation purposes. Therefore, the continuous time DC model is not the object of this simulation. Specifically, it seems possible to use the previously determined discrete-time DC model as a reference model.
Claims (17)
前記制御方法は、前記内部調整が離散時間モデルを用いて実行されることを特徴とし、かつ前記離散時間モデルは、
前記連立方程式を、前記連立方程式の前記変数がベクトル形式で表され、かつ前記連立方程式の前記パラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記連立方程式を変換するステップと、
前記行列表現に入れられる前記連立方程式を離散化するステップであって、行列の指数関数を含む計算によって実行されるステップと、によって得られる、制御方法。 A control method for controlling a modular multi-level voltage converter (10), said converter serving to convert an AC voltage into a DC voltage and vice versa, said converter comprising a DC power network The method is expressed in the form of simultaneous equations relating to variables and parameters associated with the operation of the converter. Including internal adjustments suitable for modeling with continuous time models to obtain,
The control method is characterized in that the internal adjustment is performed using a discrete time model, and the discrete time model is:
Transforming the simultaneous equations into a matrix representation in which the variables of the simultaneous equations are represented in vector form and the parameters of the simultaneous equations are represented in matrix form;
A control method obtained by discretizing the simultaneous equations put into the matrix representation, which is performed by a calculation including an exponential function of a matrix.
前記連立方程式を前記連立方程式の前記変数がベクトル形式で表されかつ前記連立方程式の前記パラメータが行列形式で表される行列表現に入れるように、前記連立方程式を変換するステップと、
前記行列表現に入れられる前記連立方程式を離散化するステップと、によって得られる、モジュラマルチレベル電圧変換器。 A modular multi-level voltage converter that serves to convert an AC voltage into a DC voltage and vice versa, said converter being connected to a "DC" part for connection to a DC power network and to the AC power network And the converter further includes a converter control module, the control module being a continuous equation that can be expressed in the form of simultaneous equations relating to variables and parameters associated with the operation of the converter. An inner adjustment stage that performs an internal adjustment suitable for modeling by a time model, wherein the converter is configured such that the adjustment stage uses a discrete time model, and the discrete time model comprises:
Transforming the simultaneous equations into a matrix representation in which the variables of the simultaneous equations are represented in vector form and the parameters of the simultaneous equations are represented in matrix form;
A modular multilevel voltage converter obtained by discretizing the simultaneous equations put into the matrix representation.
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