JP2019216434A - Oscillation element and oscillator using the same - Google Patents

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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

To provide an oscillation element capable of suppressing parasitic oscillation without attenuating the amplitude of oscillation at a desired frequency.SOLUTION: An oscillation element 100 that oscillates an electromagnetic wave includes a negative resistance element 101 and a resonator 110 including a first conductor 106 and a second conductor 104. The negative resistance element and the resonator are arranged on a substrate 105, the negative resistance element is electrically connected to the first conductor and the second conductor, and the first conductor and the second conductor are capacitively coupled to each other. When a capacitance between the first conductor and the second conductor is set as C, an inductance of the first conductor and the second conductor is set as L, a speed of the oscillated electromagnetic wave in vacuum is set as C, a relative dielectric constant of the substrate is set as ε, and a diagonal line length of the substrate is set as d, a series resonant frequency fof the resonator satisfies an expression (1) and an expression (2). f=1/{2π×√(L×C)}...(1), f<C/(d×√((1+ε)/2))...(2).SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、負性抵抗素子を有する発振素子、及びこれを用いた発振器に関する。   The present invention relates to an oscillator having a negative resistance element and an oscillator using the same.

負性抵抗素子は、共振器を伴い、電磁波の発振素子の応用分野で有用である。これまで、負性抵抗素子を用いて、ミリ波帯からテラヘルツ帯まで（３０ＧＨｚ以上３０ＴＨｚ以下）の周波数帯域のうちの少なくとも一部を含む電磁波（以後、単に「テラヘルツ波」と呼ぶ）を発生できることが知られている。その一つとして、負性抵抗素子と共振器とを基板上に集積してモノリシック（ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ）化した発振器が、非特許文献１に開示されている。負性抵抗素子を有する半導体基板上にスロットアンテナを集積し、共振器構造と利得媒質とがモノリシックに構成されている。   The negative resistance element has a resonator and is useful in an application field of an electromagnetic wave oscillation element. Heretofore, it has been possible to generate an electromagnetic wave (hereinafter simply referred to as a “terahertz wave”) including at least a part of a frequency band from a millimeter wave band to a terahertz band (30 GHz to 30 THz) using a negative resistance element. It has been known. As one of them, Non-Patent Literature 1 discloses an oscillator in which a negative resistance element and a resonator are integrated on a substrate to make it monolithic. A slot antenna is integrated on a semiconductor substrate having a negative resistance element, and a resonator structure and a gain medium are monolithically configured.

図９に、非特許文献１の発振器を示す。この発振器において、負性抵抗素子は、コレクタ側にショットキー障壁（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ ｂａｒｒｉｅｒ）を備えた共鳴トンネルダイオード（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）Ｓ−ＲＴＤ９１を用いている。共振器は、スロットアンテナである。スロットアンテナは、半導体基板上の金属パターン９２で構成され、端部に容量９３、９４を備えている。非特許文献１の発振器は、更に、整流ダイオード９５も備えている。   FIG. 9 shows the oscillator of Non-Patent Document 1. In this oscillator, the negative resistance element uses a resonant tunneling diode (Resonant tunneling diode) S-RTD91 having a Schottky barrier on the collector side. The resonator is a slot antenna. The slot antenna is composed of a metal pattern 92 on a semiconductor substrate, and has capacitors 93 and 94 at the ends. The oscillator of Non-Patent Document 1 further includes a rectifier diode 95.

ここで、整流ダイオード９５は、負性抵抗素子を用いた発振器で問題となる寄生発振を抑制するための安定化回路をなしている。寄生発振とは、所望の発振周波数ｆｏｓｃより低周波側の周波数領域における寄生的な発振のことを指す。こうした寄生発振は発振周波数ｆｏｓｃにおける発振出力を低下させるため、負性抵抗素子を用いた発振器において安定化回路の存在は重要といえる。 Here, the rectifier diode 95 forms a stabilizing circuit for suppressing parasitic oscillation which is a problem in an oscillator using a negative resistance element. Parasitic oscillation refers to parasitic oscillation in a frequency region lower than the desired oscillation frequency f osc . Since such parasitic oscillation lowers the oscillation output at the oscillation frequency f osc , the existence of a stabilizing circuit in an oscillator using a negative resistance element is important.

そこで非特許文献１では、寄生発振を低減するために、Ｓ−ＲＴＤ９１から見て電源側に向かって発振周波数ｆｏｓｃに対応する波長λｏｓｃの１／４以内の位置に、負性抵抗素子からみて低インピーダンスな安定化回路を配置している。具体的には、安定化回路として、Ｓ−ＲＴＤ９１から見て電源９６側に向かってλｏｓｃ／４以内の位置にシャント整流ダイオード９５を集積している。抵抗９７は、電源９６の内部抵抗及び電線が持つ抵抗を合計したものである。このように、ＤＣ以上ｆｏｓｃ未満の周波数領域においてバイアス電圧を供給する電源側のインピーダンスを低くすることにより、寄生発振を低減できる。 Therefore, in Non-Patent Document 1, in order to reduce parasitic oscillation, a negative resistance element is placed at a position within one-quarter of the wavelength λ osc corresponding to the oscillation frequency f osc toward the power supply side as viewed from the S-RTD 91. The low impedance stabilization circuit is arranged. Specifically, as a stabilizing circuit, a shunt rectifier diode 95 is integrated at a position within λ osc / 4 toward the power supply 96 when viewed from the S-RTD 91. The resistance 97 is the sum of the internal resistance of the power supply 96 and the resistance of the electric wire. As described above, the parasitic oscillation can be reduced by lowering the impedance on the power supply side that supplies the bias voltage in the frequency region of DC or more and less than f osc .

Ｒｕｄｄｙ，ＩＥＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ １８，２１８（１９９７）Ruddy, IEEE Electron Device Letters, Vol 18, 218 (1997).

上述のような従来の寄生発振抑制のための安定化回路は、ダイオードや抵抗器を用いて発振を望まない低周波領域における寄生発振の振幅を減衰させる回路である。ミリ波帯やテラヘルツ帯の電磁波を発振する発振素子又は発振器では、こうした低周波領域の周波数範囲が相対的に広くなるため、非常に広帯域に渡って寄生発振の振幅を減衰させる必要があった。そのため、設計が複雑化したり、所望の周波数の発振についても減衰されたりする可能性があった。   The conventional stabilization circuit for suppressing parasitic oscillation as described above is a circuit that attenuates the amplitude of parasitic oscillation in a low-frequency region where oscillation is not desired using a diode or a resistor. In an oscillation element or an oscillator that oscillates an electromagnetic wave in a millimeter wave band or a terahertz band, the frequency range of such a low frequency region becomes relatively wide, so that it was necessary to attenuate the amplitude of the parasitic oscillation over a very wide band. For this reason, there is a possibility that the design may be complicated, and oscillation of a desired frequency may be attenuated.

上記課題に鑑み、本発明は、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる発振素子および発振器を提供することを目的とする。   In view of the above problems, an object of the present invention is to provide an oscillation element and an oscillator that can narrow the frequency range in which parasitic oscillation is attenuated as compared with the related art.

本発明の一側面としての発振素子は、電磁波を発振する発振素子であって、負性抵抗素子と、第一の導体と第二の導体とを有する共振器と、を有し、前記負性抵抗素子及び前記共振器は、基板上に配置されており、前記負性抵抗素子は、前記第一の導体及び前記第二の導体と電気的に接続しており、前記第一の導体と前記第二の導体とは、容量結合しており、前記共振器の直列共振周波数ｆ１は、前記第一の導体と前記第二の導体との間の容量をＣ、前記第一の導体及び前記第二の導体のインダクタンスをＬ１、発振される前記電磁波の真空中の速度をＣ０、前記基板の比誘電率をεｒ、前記基板の対角線の長さをｄとすると、以下の式を満たす。 An oscillation element according to one aspect of the present invention is an oscillation element that oscillates an electromagnetic wave, including a negative resistance element and a resonator having a first conductor and a second conductor, wherein the negative The resistance element and the resonator are arranged on a substrate, the negative resistance element is electrically connected to the first conductor and the second conductor, and the first conductor and the the second conductor has been capacitively coupled, series resonance frequency f 1 of the resonator, the capacitance between the first conductor and the second conductor C, the first conductor and the Assuming that the inductance of the second conductor is L 1 , the velocity of the oscillated electromagnetic wave in vacuum is C 0 , the relative permittivity of the substrate is ε r , and the length of the diagonal line of the substrate is d, the following equation is obtained. Fulfill.

本発明の一側面としての発振素子および発振器によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる。   According to the oscillation element and the oscillator according to one aspect of the present invention, the frequency range in which the parasitic oscillation is attenuated can be narrowed as compared with the related art.

第１の実施形態の発振素子の断面図。FIG. 2 is a cross-sectional view of the oscillation element according to the first embodiment. 共振器の構成を説明するためのインピーダンスプロット及びスミスチャート。7 is an impedance plot and a Smith chart for explaining the configuration of the resonator. 第１の実施形態の発振素子を用いた発振器を示す模式図。FIG. 2 is a schematic diagram illustrating an oscillator using the oscillation element according to the first embodiment. 第２の実施形態の発振素子の断面図。FIG. 6 is a cross-sectional view of the oscillation element according to the second embodiment. 第２の実施形態の発振素子を用いた発振器の模式図。FIG. 9 is a schematic diagram of an oscillator using the oscillation element according to the second embodiment. 実施例１に係る発振素子及び発振器の模式図及び断面図。FIG. 2 is a schematic diagram and a cross-sectional view of the oscillation element and the oscillator according to the first embodiment. 実施例１に係る発振素子のシミュレーション結果を示した図。FIG. 9 is a diagram illustrating a simulation result of the oscillation element according to the first embodiment. 実施例２に係る発振素子及び発振器の模式図及び断面図。5A and 5B are a schematic diagram and a cross-sectional view of an oscillation element and an oscillator according to a second embodiment. 従来技術の発振器の構成の模式図。FIG. 2 is a schematic diagram of a configuration of a conventional oscillator.

（第１の実施形態）
テラヘルツ波を発振する発振器は、負性抵抗素子及び分布定数型の共振器を有する発振素子と、負性抵抗素子にバイアス電圧を供給する電源と、を有する。電源からのバイアス電圧は、電線と導体とを含むバイアス供給部を介して負性抵抗素子に供給される。テラヘルツ波の発振器における寄生的な低周波発振（寄生発振）は、このバイアス供給部に伴う構造によって発生することが多い。それゆえ、本実施形態の発振素子１００では、バイアス供給部に特徴を持たせている。すなわち、バイアス供給部の一部が、分布定数型の共振器１１０の一部に含まれており且つ容量結合している構造を採用する。 (1st Embodiment)
An oscillator that oscillates a terahertz wave includes an oscillation element having a negative resistance element and a distributed constant type resonator, and a power supply that supplies a bias voltage to the negative resistance element. A bias voltage from a power supply is supplied to the negative resistance element via a bias supply unit including a wire and a conductor. Parasitic low-frequency oscillation (parasitic oscillation) in a terahertz wave oscillator often occurs due to the structure associated with the bias supply unit. Therefore, in the oscillation element 100 of the present embodiment, a characteristic is given to the bias supply unit. That is, a structure in which a part of the bias supply unit is included in a part of the resonator 110 of the distributed constant type and capacitively coupled is employed.

具体的には、共振器１１０は、２つの導体１０４、１０６が容量結合している二導体型の共振器である。共振器１１０を共振するテラヘルツ波から見ると、これらは一体の共振器を成している。こうした構造は、発明者らによる鋭意研究の結果によるものであって、本実施形態の構成に至る過程を以下、図２を参照して説明する。   Specifically, the resonator 110 is a two-conductor type resonator in which two conductors 104 and 106 are capacitively coupled. When viewed from the terahertz waves that resonate the resonator 110, they form an integrated resonator. Such a structure is based on the result of earnest research by the inventors, and the process leading to the configuration of the present embodiment will be described below with reference to FIG.

図２（ａ）は一導体で構成された共振器２の構成の概略図及び共振器２のインピーダンスプロットで、図２（ｄ）は共振器２のスミスチャートである。一導体で構成された分布定数型の共振器２のインピーダンスは、図２（ａ）に示したようにＤＣ極限においてゼロとなる。図２（ｄ）のスミスチャートにおいて、共振器２におけるインピーダンスは周波数の増加とともに右周りとなるため、次の共振点は共振器２の最低次の並列共振点１１である。   FIG. 2A is a schematic diagram of a configuration of the resonator 2 formed of one conductor and an impedance plot of the resonator 2, and FIG. 2D is a Smith chart of the resonator 2. The impedance of the distributed constant type resonator 2 composed of one conductor is zero in the DC limit as shown in FIG. In the Smith chart of FIG. 2D, the impedance in the resonator 2 becomes clockwise as the frequency increases, so the next resonance point is the lowest parallel resonance point 11 of the resonator 2.

共振器２の並列共振点１１は、発振素子又は発振器が発振する電磁波の発振周波数ｆｏｓｃそのものである。こうしたことから、ＤＣ以上ｆｏｓｃ未満の広い帯域において位相が整合することはなく、この周波数領域で発振不可である。ゆえに、寄生的な低周波発振はあり得ないものと考えられる。ただし、負性抵抗素子１の両端が、電位を同じくするひとつづきの導体なのでバイアス電圧をかけられない。 The parallel resonance point 11 of the resonator 2 is the oscillation frequency fosc of the electromagnetic wave oscillated by the oscillation element or the oscillator. For this reason, the phases do not match in a wide band from DC to less than f osc , and oscillation is not possible in this frequency region. Therefore, it is considered that parasitic low-frequency oscillation is impossible. However, since both ends of the negative resistance element 1 are one conductor at the same potential, a bias voltage cannot be applied.

図２（ｂ）は二導体を有する分布定数型の共振器３の概略図及び共振器３のインピーダンスプロットで、図２（ｅ）は共振器３のスミスチャートである。図２（ｅ）に示した共振器３のインピーダンスプロットから分かるように、共振器３のインピーダンスはＤＣ極限において∞となる。したがって、ＤＣ以上ｆｏｓｃ未満の広い帯域において、図２（ｅ）のスミスチャートに示したように、意図しない共振回路のループ２０が発生する。これは、典型的には、二導体間の寄生容量あるいは負性抵抗素子１の固有の接合容量、図示しないバイアス供給部の配線又は電線などのインダクタンスなどによって発生する。ループ２０は、通常、並列共振点２１を含むので寄生的な低周波発振が誘発される。ただし、負性抵抗素子１の両端は、電位の異なる２つの導体なのでバイアス電圧をかけることはできる。 FIG. 2B is a schematic diagram of a distributed constant type resonator 3 having two conductors and an impedance plot of the resonator 3, and FIG. 2E is a Smith chart of the resonator 3. As can be seen from the impedance plot of the resonator 3 shown in FIG. 2E, the impedance of the resonator 3 becomes な る at the DC limit. Therefore, in a wide band from DC to less than f osc , an unintended resonance circuit loop 20 occurs as shown in the Smith chart of FIG. This is typically caused by a parasitic capacitance between two conductors, a specific junction capacitance of the negative resistance element 1, an inductance of a wiring or a wire of a bias supply unit (not shown), and the like. Since the loop 20 usually includes the parallel resonance point 21, a parasitic low-frequency oscillation is induced. However, since both ends of the negative resistance element 1 are two conductors having different potentials, a bias voltage can be applied.

図２（ｃ）は、容量結合した二導体を有する分布定数型の共振器４であり、本実施形態の構成における基本となる構造である。図２（ｃ）は、本実施形態の共振器４の概略図及び共振器４のインピーダンスプロットで、図２（ｆ）は共振器４のスミスチャートである。   FIG. 2C shows a distributed-constant resonator 4 having two capacitively coupled conductors, which is a basic structure in the configuration of the present embodiment. FIG. 2C is a schematic diagram of the resonator 4 of the present embodiment and an impedance plot of the resonator 4, and FIG. 2F is a Smith chart of the resonator 4.

図２（ｆ）に示したように、共振器４のインピーダンスはＤＣ極限において∞となるものの、容量結合している２つの導体間の容量Ｃ→∞とすることで共振器２と近い状況となる。正確には２つの導体のインダクタンスＬ１と、容量Ｃとで形成する直列共振周波数ｆ１（以下、「周波数ｆ１」と呼ぶ）を十分に低くすることで、共振器２に近い状況となる。周波数ｆ１は、（１）式で表される。
ｆ１＝１／｛２π√（Ｌ１Ｃ）｝ （１）
現実には、容量Ｃ→∞は難しいが、課題であった寄生発振を抑制させる周波数領域をＤＣ以上ｆｏｓｃ未満からより狭く制限することが可能である。つまり、ｆ１以上ｆｏｓｃ未満の帯域で位相が整合することはないので、寄生発振を抑制すべき周波数領域をＤＣ以上ｆ１未満に絞り込むことが出来る。狭い周波数領域であれば、図２（ｆ）のスミスチャート上のループ２２を制御することが容易となり、ＤＣ以上ｆ１未満における共振点を消去することは容易である。もちろん、負性抵抗素子１の両端は、電位の異なる２つの導体が配置されているのでバイアス電圧をかけることができる。 As shown in FIG. 2 (f), although the impedance of the resonator 4 becomes ∞ in the DC limit, the condition close to the resonator 2 is obtained by changing the capacitance C → ∞ between two capacitively coupled conductors. Become. Precisely, by setting the series resonance frequency f 1 (hereinafter, referred to as “frequency f 1 ”) formed by the inductance L 1 of the two conductors and the capacitance C sufficiently low, the situation becomes close to that of the resonator 2. . Frequency f 1 is represented by the equation (1).
f 1 = 1 / {2π} (L 1 C)} (1)
In reality, it is difficult to make the capacitance C → 周波 数, but it is possible to limit the frequency region in which the parasitic oscillation is suppressed, from DC to less than f osc , more narrowly. That is, since no phase is matched with the bandwidth of less than f 1 or f osc, the frequency region to be suppressed parasitic oscillation can be narrowed down to f less than 1 or more DC. If a narrow frequency range, it becomes easy to control the loop 22 on the Smith chart in FIG. 2 (f), the it is easy to erase the resonance point of f less than 1 or more DC. Of course, since two conductors having different potentials are arranged at both ends of the negative resistance element 1, a bias voltage can be applied.

そこで、図２（ｃ）のような共振器４において、周波数ｆ１をあらかじめ決めておいた所定の周波数未満に設定する。これは容量結合の大きさを調整することで達成することができる。以降、共振器４の構成及び周波数ｆ１を所定の周波数未満に設定する方法について説明する。 Accordingly, in the resonator 4, as in FIG. 2 (c), it is set to be less than a predetermined frequency which has been predetermined frequency f 1. This can be achieved by adjusting the magnitude of the capacitive coupling. The following describes how to set the configuration and the frequency f 1 of the resonator 4 below a predetermined frequency.

図１は、発振素子（半導体ダイ）１００の断面図である。   FIG. 1 is a cross-sectional view of an oscillation element (semiconductor die) 100.

発振素子１００は、負性抵抗素子１０１（以下、「素子１０１」）と共振器１１０とを有する。素子１０１及び共振器１１０は、基板上（基板１０５上）に配置されている。共振器１１０は、第一の導体層１０２（以下、「導体層１０２」）及び第二の導体層１０３（以下、「導体層１０３」）を備える第一の導体１０６（以下、「導体１０６」）と、第三の導体層を備える第二の導体１０４（以下、「導体１０４」）と、を有する。素子１０１は、導体１０６及び導体１０４のそれぞれと電気的に接続されている。導体１０４、１０６は、複数の導体層を有していても良いし、それぞれ１つの導体から形成されていてもよい。また、導体１０４と基板１０５とが一体となっていてもよい。なお、本実施形態の導体１０４は、第三の導体層のみで構成されているため、以降の説明では、導体１０４のことを導体層１０４と呼ぶことがある。   The oscillation element 100 includes a negative resistance element 101 (hereinafter, “element 101”) and a resonator 110. The element 101 and the resonator 110 are arranged on a substrate (on the substrate 105). The resonator 110 includes a first conductor 106 (hereinafter, “conductor 106”) including a first conductor layer 102 (hereinafter, “conductor layer 102”) and a second conductor layer 103 (hereinafter, “conductor layer 103”). ) And a second conductor 104 including a third conductor layer (hereinafter, “conductor 104”). The element 101 is electrically connected to each of the conductor 106 and the conductor 104. The conductors 104 and 106 may have a plurality of conductor layers, or may each be formed from one conductor. Further, the conductor 104 and the substrate 105 may be integrated. In addition, since the conductor 104 of the present embodiment includes only the third conductor layer, the conductor 104 may be referred to as the conductor layer 104 in the following description.

本明細書の「共振器」は、基板１０５上に配置されている導体１０４と導体１０６のうち、導体１０４及び導体１０６によって共振領域を形成している部分と、導体１０４と導体１０６とが対向して容量結合している部分と、を共振器１１０とする。本実施形態では、共振器１１０は、電磁波が共振する共振領域１０８を形成している部分と、導体層１０３と導体層１０４とが対向している部分と、を有する。そのため、導体１０４は、共振器１１０より外側にも存在する。なお、導体１０６と導体１０４及び基板１０５との間は、空洞でも良いし、誘電体を有していても良い。   In the “resonator” in this specification, of the conductors 104 and 106 arranged on the substrate 105, a portion in which a resonance region is formed by the conductors 104 and 106 is opposed to the conductor 104 and the conductor 106. And the portion that is capacitively coupled is referred to as a resonator 110. In the present embodiment, the resonator 110 has a portion that forms a resonance region 108 where an electromagnetic wave resonates, and a portion where the conductor layers 103 and 104 face each other. Therefore, the conductor 104 also exists outside the resonator 110. The space between the conductor 106, the conductor 104, and the substrate 105 may be a cavity or may have a dielectric.

基板１０５は導電性基板で、発振素子１００を作成するのに必要十分な大きさにカットされた半導体ダイである。基板１０５は、基板１０５上の導体層１０４と接しており、素子１０１へバイアス電圧をかけることができる。導体層１０２と導体層１０３とは、電気的に短絡して接続されており、素子１０１のもう一極にバイアス電圧をかける。導体層１０２と導体層１０３とは、電位を同じくするひとつづきの導体として扱うことができ、素子１０１のもう一極にバイアス電圧を供給できる。   The substrate 105 is a conductive substrate, and is a semiconductor die cut to a size necessary and sufficient for manufacturing the oscillation element 100. The substrate 105 is in contact with the conductor layer 104 over the substrate 105, and can apply a bias voltage to the element 101. The conductor layer 102 and the conductor layer 103 are electrically short-circuited and connected, and a bias voltage is applied to the other pole of the element 101. The conductor layer 102 and the conductor layer 103 can be treated as one conductor having the same potential, and a bias voltage can be supplied to the other pole of the element 101.

共振器１１０には、導体１０６と導体１０４とに囲まれた共振領域１０８が形成されている。共振領域１０８は空洞で、素子１０１から発振したテラヘルツ波が共振する。なお、共振領域１０８は、空洞に限らず誘電体が充填されている等、分布定数型の共振器であればよい。共振器１１０は、導体１０６と導体１０４とのインダクタンスＬ１を持つ。インダクタンスＬ１は、主に、領域１０８の側面を形成する導体層１０２のうち相対的に細長い部分に起因したインダクタンスである。 In the resonator 110, a resonance region 108 surrounded by the conductor 106 and the conductor 104 is formed. The resonance region 108 is hollow, and the terahertz wave oscillated from the element 101 resonates. Note that the resonance region 108 is not limited to a cavity and may be a distributed constant type resonator such as one filled with a dielectric. Resonator 110 has an inductance L 1 between the conductor 106 and the conductor 104. Inductance L 1 is primarily the inductance due to a relatively elongated portion of the conductive layer 102 forming the side surfaces of the regions 108.

本実施形態では、主たるインダクタンスは導体層１０２で発生するが、インダクタンスは細長い導体の形状に起因するため、導体層１０３、１０４に細長い部分があればインダクタンスはその直列の和となる。ゆえに、以降、インダクタンスＬ１をひとまとめに「共振器のインダクタンス」と呼ぶことがある。 In the present embodiment, the main inductance is generated in the conductor layer 102. However, since the inductance is caused by the shape of the elongated conductor, if the conductor layers 103 and 104 have an elongated portion, the inductance is the sum of the series. Therefore, since, collectively inductance L 1 may be referred to as a "resonator inductance."

また、導体１０６と導体１０４とが容量結合している。具体的には、１μｍ以下の間隔で対向して配置されている導体層１０３と導体層１０４とが容量結合している。本実施形態の共振器１１０は、導体１０６と導体１０４との間に比較的大きな容量Ｃを有している。したがって、素子１０１の両極の間に、インダクタンスＬ１と容量Ｃとを直列に備えている。 Further, the conductor 106 and the conductor 104 are capacitively coupled. Specifically, the conductor layer 103 and the conductor layer 104 which are arranged facing each other at an interval of 1 μm or less are capacitively coupled. The resonator 110 of the present embodiment has a relatively large capacitance C between the conductor 106 and the conductor 104. Therefore, during the two poles of the element 101, and a inductance L 1 and the capacitor C in series.

典型的な素子１０１は、並列共振周波数（発振周波数）ｆｏｓｃ（以下、「周波数ｆｏｓｃ」と呼ぶ）で発振する。この並列共振をもたらす構造が、分布定数型の共振器１１０である。また、素子１０１は、導体層１０２に起因した共振器１１０のインダクタンスＬ１と、導体層１０３と導体層１０４との間の容量Ｃと、によって規定される周波数ｆ１では発振しない。 The typical element 101 oscillates at a parallel resonance frequency (oscillation frequency) f osc (hereinafter, referred to as “frequency f osc ”). The structure that provides this parallel resonance is the distributed constant type resonator 110. Furthermore, element 101, the inductance L 1 of the resonator 110 due to the conductor layer 102, the capacitance C and, to be not oscillate at the frequency f 1 defined by between the conductor layer 103 and the conductor layer 104.

共振器１１０の構造のインピーダンスは、周波数軸上において直列共振と並列共振とを交互に繰り返すことから、同構造の周波数ｆ１以上、周波数ｆｏｓｃ未満においては、原理的に位相が整合することがない。すなわち、本実施形態の発振素子１００は、所望の周波数ｆｏｓｃにおける発振を減衰させることなく、ｆ１以上ｆｏｓｃ未満の周波数領域の寄生発振を抑制できる。これは、上述の図２の説明で述べたとおりである。 Impedance of the structure of the resonator 110, since repeating the parallel resonance and series resonance alternately on the frequency axis, the frequency f 1 or more of the same structure, in less than a frequency f osc, be theoretically phase matched Absent. In other words, oscillator 100 of the present embodiment, without attenuating the oscillation at the desired frequency f osc, can suppress the parasitic oscillation frequency region of less than f 1 or f osc. This is as described in the description of FIG.

周波数ｆ１は、配線に起因する寄生発振の周波数未満に設定する。これは、寄生的な低周波発振の原因となるバイアス供給部に伴う構造が、電源１３１から発振素子１００への電線１３２と、発振素子１００の配線とに概ね二分割できるからである。なお、本明細書における「配線」は、電源１３１からのバイアス電圧が電線１３２を介して発振素子１００に供給されてから素子１０１に供給されるまでの間に通る導体のことである。本実施形態では、導体１０４、１０６を指す。なお、本実施形態では、電源１３１からのバイアス電圧を、電線１３２を介して発振素子１００に用いて電気的に接続しているが、これに限定されず、電源１３１と発振素子１００とを電気的に接続する導体を有していればよい。すなわち、電線に限定されず、板状等でもよい。 Frequency f 1 is set to be less than the frequency of parasitic oscillation caused by the wiring. This is because the structure associated with the bias supply unit that causes parasitic low-frequency oscillation can be roughly divided into the electric wire 132 from the power supply 131 to the oscillation element 100 and the wiring of the oscillation element 100. Note that the “wiring” in this specification is a conductor that passes between the time when the bias voltage from the power supply 131 is supplied to the oscillation element 100 via the electric wire 132 and the time when the bias voltage is supplied to the element 101. In the present embodiment, the conductors 104 and 106 are indicated. In the present embodiment, the bias voltage from the power supply 131 is electrically connected to the oscillation element 100 via the electric wire 132, but is not limited to this, and the power supply 131 and the oscillation element 100 are electrically connected. What is necessary is just to have the conductor connected electrically. That is, it is not limited to an electric wire, and may be a plate or the like.

電線１３２は、その長さに比例したインダクタンスまたは分布定数回路に起因して、主に１０ＭＨｚ以上の寄生発振を生じさせる。これは、電線１３２の長さが数ｍｍから数ｍあるからで、数ｍの電線は１０ＭＨｚ程度の分布定数型の共振器となる。配線は、発振素子１００の配線の長さに比例したインダクタンスまたは分布定数回路に起因して寄生発振を生じさせる。寄生発振の周波数は、配線の長さを、発振素子１００の作成に必要十分な大きさの半導体ダイ（基板１０５）の対角線の長さと近似した場合、配線における電磁波の速度Ｃを半導体ダイ１０５の対角線の長さｄで割った値（Ｃ／ｄ）以上となる。配線における電磁波の速度Ｃは真空中の電磁波の速度Ｃ０より遅い。配線が半導体ダイ１０５の表面に位置する場合の電磁波の速度Ｃは、半導体ダイ１０５の比誘電率をεｒとすると、（２）式で表される。 The electric wire 132 mainly generates a parasitic oscillation of 10 MHz or more due to an inductance or a distributed constant circuit proportional to its length. This is because the length of the electric wire 132 is several millimeters to several meters, and the electric wire of several meters becomes a distributed constant type resonator of about 10 MHz. The wiring causes parasitic oscillation due to an inductance or a distributed constant circuit proportional to the length of the wiring of the oscillation element 100. When the length of the wiring approximates the length of the wiring to the diagonal length of the semiconductor die (substrate 105) having a size necessary and sufficient for manufacturing the oscillation element 100, the speed C of the electromagnetic wave in the wiring is determined by the speed of the semiconductor die 105. It is equal to or greater than the value (C / d) divided by the length d of the diagonal line. Electromagnetic wave velocity C of the wiring is slower than the speed C 0 of an electromagnetic wave in a vacuum. Speed C of the electromagnetic wave when the wiring is located on the surface of the semiconductor die 105, when the relative dielectric constant of the semiconductor die 105 and epsilon r, is expressed by equation (2).

このように、配線に起因した寄生発振は発振素子１００の大きさによって異なるため、半導体ダイ１０５における発生し得る寄生的な分布定数型の共振周波数未満となるように、周波数ｆ１を適宜決定することが望ましい。周波数ｆ１は、（３）式を満たすように設定する。 Thus, parasitic oscillation caused by the wiring for depends on the size of the oscillator 100, so that the parasitic distributed constant less than the resonant frequency that may occur in the semiconductor die 105, is appropriately determined frequencies f 1 It is desirable. Frequency f 1 is set to satisfy the equation (3).

例えば、発振素子１００が２０ｍｍ角以下の半導体ダイを有する場合、配線の長さをその対角線の長さと同じと仮定すると、３ＧＨｚ程度かそれ以上の分布定数共振器となる。テラヘルツ波を発振する発振素子の場合、典型的には大きくても２０ｍｍ角以下の半導体ダイを有するため、周波数ｆ１は３ＧＨｚ未満に設定することが望ましい。 For example, when the oscillation element 100 has a semiconductor die of 20 mm square or less, a distributed constant resonator of about 3 GHz or more is provided, assuming that the length of the wiring is the same as the length of the diagonal line. If the oscillation element that oscillates a terahertz wave, since typically have a 20mm angle below the semiconductor die be large, the frequency f 1 is preferably set to less than 3 GHz.

バイアス供給部の一部を有する共振器１１０として、導体１０４と導体１０６とが容量結合している構造を用い、周波数ｆ１を周波数ｆ２未満に設定すれば、後者の寄生発振を発振不可とすることができる。そのため、周波数ｆ１は周波数ｆ２未満であればどのように設定してもよい。また、本実施形態のように導体層１０３と導体層１０４とを基板１０５上に対向するように配置する場合、同一の基板１０５上に集積できる容量は最大でも１００ｎＦ程度である。そのため、周波数ｆ１は１００ＭＨｚ以上を選択することが望ましい。本実施形態では、周波数ｆ１を１ＧＨｚ程度に設定する場合を例に述べる。 By using a structure in which the conductor 104 and the conductor 106 are capacitively coupled as the resonator 110 having a part of the bias supply unit and setting the frequency f 1 to be lower than the frequency f 2 , the latter parasitic oscillation cannot be oscillated. can do. Therefore, the frequency f 1 may be set arbitrarily to be less than the frequency f 2. Further, when the conductor layer 103 and the conductor layer 104 are arranged on the substrate 105 so as to face each other as in this embodiment, the capacitance that can be integrated on the same substrate 105 is at most about 100 nF. Therefore, the frequency f 1, it is desirable to select more than 100 MHz. In the present embodiment, a case where the frequency f1 is set to about 1 GHz will be described as an example.

周波数ｆ１を低くする方法としては、共振器１１０が有する容量Ｃを大きくする方法がある。共振器１１０の構成や領域１０８の形状にはよるものの、典型的には、最低次の周波数ｆｏｓｃが０．１ＴＨｚ以下の共振器に対しては、容量Ｃは０．１ｎＦ以上あれば、周波数ｆ１＝１ＧＨｚ程度を達成できる。また、周波数ｆｏｓｃが１ＴＨｚ以下の共振器に対しては１ｎＦ以上、周波数ｆｏｓｃが１０ＴＨｚ以下の共振器に対しては１０ｎＦ以上あれば、周波数ｆ１＝１ＧＨｚ程度を達成できる。 As a method to lower the frequency f 1, there is a method for increasing the capacitance C resonator 110 has. Although it depends on the configuration of the resonator 110 and the shape of the region 108, typically, for a resonator having a lowest order frequency f osc of 0.1 THz or less, if the capacitance C is 0.1 nF or more, the frequency C f 1 = 1 GHz can be achieved. If the frequency f osc is 1 nF or more for a resonator having a frequency of 1 THz or less, and if the frequency f osc is 10 nF or more for a resonator having a frequency of 10 THz or less, the frequency f 1 = 1 GHz can be achieved.

これは、共振器１１０を成す２つの導体１０４、１０６のインダクタンスが、その構成や形状にはよるものの、ＳＩ単位系で、周波数ｆｏｓｃの逆数のオーダーとなるからである。つまり、周波数ｆｏｓｃが０．１ＴＨｚの共振器１１０であれば１０ｐＨオーダー、周波数ｆｏｓｃが１ＴＨｚの共振器１１０であれば１ｐＨオーダーである。また、周波数ｆｏｓｃが１０ＴＨｚの共振器１１０であれば０．１ｐＨオーダーであり、並列共振周波ｆｏｓｃに依存して必要な容量Ｃは異なる。 This is because the inductance of the two conductors 104 and 106 forming the resonator 110 is in the order of the reciprocal of the frequency f osc in the SI unit system, depending on the configuration and shape. That is, when the frequency f osc is the resonator 110 having a frequency of 0.1 THz, it is on the order of 10 pH, and when the frequency f osc is 1 THz, the frequency is on the order of 1 pH. Further, when the frequency f osc is 10 THz, the required capacitance C differs depending on the parallel resonance frequency f osc if the resonator 110 has a frequency of 10 THz.

本実施形態の発振素子１００を用いた発振器１５０について、図３を参照して説明する。図３は、発振器１５０の構成を説明する図である。発振素子１００を用いることにより、ｆ１以上ｆｏｓｃ未満の寄生発振を抑制できる。さらに、発振器１５０は、ＤＣ以上ｆ１未満の周波数領域における寄生発振を抑制する構成を備える。 An oscillator 150 using the oscillation element 100 of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating the configuration of the oscillator 150. By using the oscillator 100, it is possible to suppress the parasitic oscillation of less than f 1 or f osc. Furthermore, the oscillator 150 includes thereby suppressing the parasitic oscillation in f 1 than in the frequency domain or DC.

発振器１５０は、発振素子１００と電源回路１３０（以下、「回路１３０」と呼ぶ）とを有する。回路１３０は、発振素子１００にバイアス電圧を供給する電源１３１と、電線１３２とを有し、ＤＣ以上ｆ１未満、特に１０ＭＨｚ以上ｆ１未満の周波数領域で寄生発振を引き起こすおそれがある。本実施形態では、発振素子１００から見て電源側に向かってｆ１＝１ＧＨｚに対応する波長の１／４以下、つまり７．５ｃｍ以下の電線の位置にシャント整流ダイオード（シャント素子）１３３（以下、「ダイオード１３３」と呼ぶ）を配置する。換言すると、ダイオード１３３と電線１３２とを、電源１３１と発振素子１００との間で接続している。電線１３２と発振素子１００とが接続されている位置とダイオード１３３との間の電線１３２の長さが、７．５ｃｍ以下である。 The oscillator 150 includes the oscillation element 100 and a power supply circuit 130 (hereinafter, referred to as “circuit 130”). Circuit 130 includes a power source 131 for supplying a bias voltage to the oscillator 100, and a wire 132, or f less than 1 DC, in particular can cause parasitic oscillation in the frequency domain less than 10MHz or f 1. In the present embodiment, a shunt rectifier diode (shunt element) 133 (hereinafter, referred to as a shunt element) is provided at a position of an electric wire that is 以下 or less of the wavelength corresponding to f 1 = 1 GHz, that is, 7.5 cm or less toward the power supply side when viewed from the oscillation element 100. , "Diode 133"). In other words, the diode 133 and the electric wire 132 are connected between the power supply 131 and the oscillation element 100. The length of the electric wire 132 between the position where the electric wire 132 and the oscillation element 100 are connected and the diode 133 is 7.5 cm or less.

この方法を利用すると、ＤＣ以上ｆ１未満の周波数領域における寄生発振の振幅を減衰させることができる。ダイオード１３３の挿入は、図２（ｆ）におけるスミスチャート上のループ１２０の並列共振点における共振のＱ値を下げることと等価である。その結果、ループ１２０は同チャート上の左側に寄る。そのため、本実施形態の発振器１５０では、所望の周波数ｆｏｓｃのテラヘルツ波の振幅を減衰させることなく、寄生的な低周波発振のみを抑制できる。整流ダイオードに限ることはなく、抵抗器などを有するシャント素子であれば同じ効果を持たせることが出来る。 Using this method, it is possible to attenuate the amplitude of the parasitic oscillation in f 1 than in the frequency domain or DC. Inserting the diode 133 is equivalent to lowering the resonance Q value at the parallel resonance point of the loop 120 on the Smith chart in FIG. As a result, the loop 120 shifts to the left on the chart. Therefore, in the oscillator 150 of the present embodiment, only the parasitic low-frequency oscillation can be suppressed without attenuating the amplitude of the terahertz wave having the desired frequency fosc . The present invention is not limited to the rectifier diode, and the same effect can be obtained with a shunt element having a resistor or the like.

あるいは、ｆ１＝１ＧＨｚに対応する波長の１／４より十分小さい７．５ｃｍ以下の短い電線（不図示）を用いた発振素子１００と電源回路１３０とをモジュール化した発振器（不図示）を構成しても良い。この方法でも、所望の周波数ｆｏｓｃのテラヘルツ波の振幅を減衰させることなく、寄生的な低周波発振を抑制することが出来る。ＤＣ以上ｆ１未満の周波数領域における寄生発振を抑制する方法はこれに限ることはなく、さまざまな方法が適用できる。 Alternatively, an oscillator (not shown) in which the oscillation element 100 and the power supply circuit 130 using a short electric wire (not shown) of 7.5 cm or less sufficiently smaller than 波長 of the wavelength corresponding to f 1 = 1 GHz are modularized. You may. Even with this method, parasitic low-frequency oscillation can be suppressed without attenuating the amplitude of the terahertz wave having the desired frequency fosc . The method of suppressing parasitic oscillations in f 1 than in the frequency domain or DC is not limited to this, it various methods are applied.

以上、第１の実施形態の発振素子１００、及びその発振素子１００を用いた発振器１５０について説明した。発振素子１００によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる発振素子および発振器を提供できる。特に、発振素子１００は、周波数ｆ１以上周波数ｆｏｓｃ未満の寄生発振を抑制できる。すなわち、本実施形態の発振素子を用いて発振器を構成すれば、発振素子によってｆ１以上ｆｏｓｃ未満の寄生発振が抑制されるため、電源回路の構成などによって寄生発振の振幅を減衰する帯域が狭くなる。そのため、寄生発振の抑制が容易になり、所望の周波数ｆｏｓｃにおける発振の減衰をさらに抑制できる。 The oscillation element 100 according to the first embodiment and the oscillator 150 using the oscillation element 100 have been described above. According to the oscillating element 100, it is possible to provide an oscillating element and an oscillator capable of narrowing the frequency range in which the parasitic oscillation is attenuated as compared with the related art. In particular, oscillator 100, it is possible to suppress the parasitic oscillation of less than frequency f 1 or frequency f osc. That is, if oscillators are structured by using the oscillator of the present embodiment, since the parasitic oscillation of less than f 1 or f osc is suppressed by the oscillator, band to attenuate the amplitude of the parasitic oscillation, such as by construction of the power supply circuit Narrows. Therefore, the suppression of the parasitic oscillation becomes easy, and the attenuation of the oscillation at the desired frequency f osc can be further suppressed.

（第２の実施形態）
本実施形態に係る発振素子２００については、図４を用いて説明する。図４は、発振素子（半導体ダイ）２００の断面図を表す。 (Second Embodiment)
The oscillation element 200 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows a cross-sectional view of the oscillation element (semiconductor die) 200.

発振素子２００は、負性抵抗素子２０１（以下、「素子２０１」）と、共振器２１０と、を有する。素子２０１及び共振器２１０は、基板２０５上に配置されている。共振器２１０は、第一の導体層２０２（以下、「導体層２０２」）及び第二の導体層２０３（以下、「導体層２０３」）を含む第一の導体２０６（以下、「導体２０６」）と、第三の導体層を備える第二の導体２０４（以下、「導体２０４」）と、を有する。素子２０１は、導体２０４、２０６のそれぞれと、電気的に接続している。なお、以降の説明では、導体２０４のことを導体層２０４と呼ぶことがある。   The oscillation element 200 includes a negative resistance element 201 (hereinafter, “element 201”) and a resonator 210. The element 201 and the resonator 210 are arranged on the substrate 205. The resonator 210 includes a first conductor 206 (hereinafter, “conductor 206”) including a first conductor layer 202 (hereinafter, “conductor layer 202”) and a second conductor layer 203 (hereinafter, “conductor layer 203”). ) And a second conductor 204 including a third conductor layer (hereinafter, “conductor 204”). The element 201 is electrically connected to each of the conductors 204 and 206. In the following description, the conductor 204 may be referred to as a conductor layer 204.

基板２０５は、導体層２０４と接している。導体２０４を介して素子２０１の一極へバイアス電圧が供給される。導体層２０２と導体層２０３とは、電気的に短絡して接続されており、素子２０１の他の一極をなす。すなわち、導体層２０２、２０３は、電位を同じくするひとつづきの導体として扱うことができ、この導体２０６を介して素子２０１のもう一極へバイアス電圧を供給する。   The substrate 205 is in contact with the conductor layer 204. A bias voltage is supplied to one pole of the element 201 via the conductor 204. The conductor layer 202 and the conductor layer 203 are electrically short-circuited and connected, and form another pole of the element 201. That is, the conductor layers 202 and 203 can be treated as one conductor having the same potential, and a bias voltage is supplied to the other pole of the element 201 via the conductor 206.

共振器２１０は、導体層２０２、導体層２０３、導体層２０４によって囲まれて形成される領域２０８を有する分布定数型の共振器である。なお、領域２０８は、空洞であってもよいし、誘電体が充填されていてもよい。分布定数型の共振器のなかでも、本実施形態は、導体層２０２と導体層２０４とに挟まれている素子２０１が、図４の紙面に垂直な方向に伸びた導波路型の共振器を形成するものである。   The resonator 210 is a distributed constant type resonator having a region 208 formed by being surrounded by the conductor layer 202, the conductor layer 203, and the conductor layer 204. Note that the region 208 may be a cavity or may be filled with a dielectric. Among the distributed constant type resonators, the present embodiment employs a waveguide type resonator in which the element 201 sandwiched between the conductor layer 202 and the conductor layer 204 extends in a direction perpendicular to the plane of FIG. To form.

ゆえに、素子２０１の接合容量Ｃｄと素子２０１の負性微分抵抗−Ｒｄ（Ｒｄ＞０）との積を変えることなく、導体層２０２に起因した共振器のインダクタンスＬ１及び直列抵抗Ｒｓを第１の実施形態と比較して小さくできる。ただし、発振素子の全体の構造を集中定数素子で表すことができる低周波領域において、振幅減衰の十分条件である（４）式を満たすのは、次のような理由で難しい。なお、（４）式は、微分方程式を解くことにより得られる。
Ｒｄ＞Ｒｓ＞Ｌ／ＣｄＲｄ・・・ （４）
素子２０１の種類にもよるが、テラヘルツ波を発振する発振素子の典型的な素子において、その形状に依らないＣｄＲｄ積は、エサキダイオードで１０−１１ｓｅｃ程度、共鳴トンネルダイオード１０−１２ｓｅｃ程度となる。また、導波路型の共振器２１０の場合の典型的な直列抵抗Ｒｓは、典型的には０．１から１Ω程度である。ゆえに、素子２０１が共鳴トンネルダイオードの場合、共振器２１０のインダクタンスＬ１は１０−１２Ｈ以上１０−１３Ｈ以下、エサキダイオードで１０−１１Ｈ以上１０−１２Ｈ以下が要求される。しかし、このような小さなインダクタンス構造を設計するのは容易ではない。 Thus, without changing the product of the negative differential resistance -R d junction capacitance Cd and element 201 of the element 201 (R d> 0), the resonator due to conductive layer 202 inductance L 1 and the series resistance R s Can be reduced as compared with the first embodiment. However, it is difficult to satisfy Expression (4), which is a sufficient condition for amplitude attenuation, in a low frequency region where the entire structure of the oscillation element can be represented by a lumped element for the following reasons. Expression (4) is obtained by solving a differential equation.
R d > R s > L / C d R d (4)
Depending on the type of the element 201, in a typical element of oscillator that oscillates a terahertz wave, C d R d product which does not depend on the shape, 10 -11 sec approximately in Esaki diode, a resonant tunneling diode 10 -12 sec. Moreover, typical series resistance R s in the case of a waveguide type resonator 210 is typically on the order of 1Ω 0.1. Thus, element 201 is the case of resonant tunneling diodes, the inductance L 1 of the resonator 210 10 -12 H or 10 -13 H or less, 10 -11 H or 10 -12 H or less Esaki diode is required. However, it is not easy to design such a small inductance structure.

しかしながら、（４）式を満たさずとも、対向する導体層２０３と導体層２０４との間の容量Ｃでデカップリングし、素子２０１から見てその内側の共振器２１０の部分を後述のような構成にすればよい。   However, even if the expression (4) is not satisfied, decoupling is performed by the capacitance C between the conductor layers 203 and 204 facing each other, and the portion of the resonator 210 inside the element 201 as viewed from the element 201 is configured as described below. What should I do?

導体層２０２、２０３、２０４それぞれのインピーダンスは、周波数軸上において直列共振と並列共振とを交互に繰り返す。そのため、共振器２１０の周波数ｆ１以上、周波数ｆｏｓｃ未満においては原理的に位相が整合することはない。そのため、ｆ１以上ｆｏｓｃ未満の周波数領域において、寄生発振が抑制される。これは、第１の実施形態の図２を参照した説明で述べたとおりである。したがって、ＤＣ以上ｆ１以下の周波数領域において、共振器２１０を含まない電源側の集中定数回路の部分に低周波領域における振幅減衰の十分条件を満たす構成とすれば、結果としてＤＣ以上ｆｏｓｃ未満の周波数領域における寄生発振を抑制できる。 The impedance of each of the conductor layers 202, 203, and 204 alternates between series resonance and parallel resonance on the frequency axis. Therefore, the frequency f 1 or more resonators 210, not be matching principle phase in less than the frequency f osc. Therefore, in the frequency region of less than f 1 or f osc, parasitic oscillation is suppressed. This is as described in the description of the first embodiment with reference to FIG. Therefore, in a frequency range from DC to f 1 and below, if a sufficient condition for amplitude attenuation in a low frequency range is satisfied in a portion of the lumped constant circuit on the power supply side that does not include the resonator 210, as a result, the range is from DC to f osc Parasitic oscillation in the frequency range of

本実施形態では周波数ｆ１を２００ＭＨｚ以下に設定する。これは、電源回路を分布定数回路としてではなく集中定数素子とみなせる周波数の上限が２００ＭＨｚだからである。 In this embodiment sets the frequency f 1 below 200 MHz. This is because the upper limit of the frequency at which the power supply circuit can be regarded as a lumped constant element rather than a distributed constant circuit is 200 MHz.

周波数ｆ１の値が低いため、要求される容量Ｃは比較的大きい。本実施形態の共振器２１０は、図４の紙面に垂直な方向に伸びている導波路型の構造であるため、対向に配置されることによって容量結合している導体層２０３と導体層２０４との間に、比較的大きな容量Ｃを形成しやすく、本実施形態に適している。第１の実施形態と同様、同一の基板２０５上に集積できる容量は最大でも１００ｎＦ程度であるから、周波数ｆ１は１００ＭＨｚ以上とすることがさらに望ましい。 Since the value of the frequency f 1 is low, capacitor C is required is relatively large. Since the resonator 210 of the present embodiment has a waveguide type structure extending in a direction perpendicular to the plane of FIG. 4, the conductor layers 203 and 204 that are capacitively coupled by being opposed to each other are formed. Is relatively easy to form a large capacitance C between them, which is suitable for the present embodiment. Similarly to the first embodiment, since the capacity that can be integrated on the same substrate 205 is 100nF about at most, the frequency f 1, it is further desirable that the above 100 MHz.

本実施形態の発振素子２００を用いた発振器２５０について、図５を参照して説明する。図５に、発振器２５０の構成を示す。発振器２５０は、発振素子２００と電源回路２３０（以下、「回路２３０」と呼ぶ）とを有する。回路２３０は、電源２３１と電線２３２とを含み、ＤＣ以上ｆ１未満の周波数領域のうち特に１０ＭＨｚ以上の周波数領域で、寄生発振を引き起こす可能性がある。 An oscillator 250 using the oscillation element 200 of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 shows the configuration of the oscillator 250. The oscillator 250 includes the oscillation element 200 and a power supply circuit 230 (hereinafter, referred to as “circuit 230”). Circuit 230 includes a power supply 231 and the wire 232, particularly above 10MHz frequency range of f 1 lower than the frequency range above DC, can cause parasitic oscillation.

そこで、本実施形態では、発振素子２００と電源２３１とを接続する電線２３２にシャント素子を接続して寄生発振を抑制する。共振器２１０を十分に小さいと考えられる波長領域、すなわち全体の構造を集中定数素子で表すことができる低周波領域において、（４）式の振幅減衰の十分条件を拡張すると（５）式のように表される。
Ｒｄ＞Ｒｓ２＞Ｌ２／（Ｃｄ＋Ｃ）Ｒｄ・・・ （５）
導体層２０２に起因する共振器２１０の直列抵抗ＲｓとインダクタンスＬ１とはそれぞれ、電線２３２の直列抵抗Ｒｓ２とインダクタンスＬ２とに置換される。素子２０１の接合容量Ｃｄは、接合容量Ｃｄと容量Ｃとの和、すなわちＣｄ＋Ｃへ置換される。デカップリング容量ＣはＣｄより圧倒的に大きいためＣｄ＋Ｃ＝Ｃと近似する。 Therefore, in the present embodiment, a parasitic oscillation is suppressed by connecting a shunt element to the electric wire 232 connecting the oscillation element 200 and the power supply 231. In a wavelength region where the resonator 210 is considered to be sufficiently small, that is, in a low-frequency region where the entire structure can be represented by a lumped element, if the sufficient condition of the amplitude attenuation in the expression (4) is extended, the expression (5) is obtained. Is represented by
R d > R s2 > L 2 / (C d + C) R d (5)
Each series resistor R s and the inductance L 1 of the resonator 210 due to the conductor layer 202 is replaced with a series resistor R s2 of the electric wire 232 and the inductance L 2. Junction capacitance C d of the element 201, the sum of the junction capacitance C d and the capacitance C, that is substituted into the C d + C. Decoupling capacitance C is approximated to C d + C = C for overwhelmingly from C d greater.

ここで、容量Ｃは導体層２０３と導体層２０４とが対向している部分の面積によって調整できる。また、素子２０１の導波路の幅によって、負性抵抗−Ｒｄ（Ｒｄ＞０）を調整することができる。そのため、発振素子２００の設計によって、ＣＲｄ積を１０−７ｓｅｃにするなど大幅に遅延させることができる。また、直列抵抗Ｒｓ２が０．１Ωの電線２３２を用いると、電線２３２のインダクタンスＬ２への要求は、１０−８Ｈ以下となる。このような直列抵抗Ｒｓ２及びインダクタンスＬ２を持たせた電線２３２の設計は容易である。 Here, the capacitance C can be adjusted by the area of the portion where the conductor layers 203 and 204 face each other. Further, the negative resistance −R d (R d > 0) can be adjusted by the width of the waveguide of the element 201. Therefore, depending on the design of the oscillating element 200, it is possible to greatly delay the CR d product, for example, to 10 −7 sec. Further, when the series resistance R s2 uses the wire 232 of 0.1 [Omega, requests to the inductance L 2 of the electrical wire 232 is a 10 -8 H below. Such design of the series resistance R s2 and the wire 232 which gave the inductance L 2 is easy.

（５）式に示した振幅減衰の十分条件を満たせば、図２（ｆ）におけるスミスチャート上のループ２２は小さくなり、また、同チャート上の左側ないし下側へ寄る。すなわち、発振素子２００を用いて発振器２５０を構成すれば、発振素子２００によって周波数ｆ１以上ｆｏｓｃ未満の寄生発振が抑制される。そのため、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる発振素子および発振器を提供できる。 If the sufficient condition of the amplitude attenuation shown in the equation (5) is satisfied, the loop 22 on the Smith chart in FIG. 2F becomes smaller and shifts to the left or lower side on the chart. That is, by forming the oscillator 250 with an oscillation device 200, a parasitic oscillation frequency lower than f 1 or f osc is suppressed by the oscillator 200. Therefore, it is possible to provide an oscillation element and an oscillator in which the frequency range in which the parasitic oscillation is attenuated can be narrowed as compared with the related art.

特に、発振素子１００は、周波数ｆ１以上周波数ｆｏｓｃ未満の寄生発振を抑制できる。よって、本実施形態の発振素子を用いて発振器を構成すれば、発振素子によってｆ１以上ｆｏｓｃ未満の寄生発振が抑制されるため、電源回路の構成などによって寄生発振の振幅を減衰する帯域が狭くなる。そのため、寄生発振の抑制が容易になり、所望の周波数ｆｏｓｃにおける発振の減衰をさらに抑制できる。 In particular, oscillator 100, it is possible to suppress the parasitic oscillation of less than frequency f 1 or frequency f osc. Therefore, if oscillators are structured by using the oscillator of the present embodiment, since the parasitic oscillation of less than f 1 or f osc is suppressed by the oscillator, band to attenuate the amplitude of the parasitic oscillation, such as by construction of the power supply circuit Narrows. Therefore, the suppression of the parasitic oscillation becomes easy, and the attenuation of the oscillation at the desired frequency f osc can be further suppressed.

（実施例１）
実施例１に係る発振器３５０について、図６を用いて説明する。図６（ａ）は発振器３５０の模式図、図６（ｂ）は発振素子の断面図を表す。 (Example 1)
An oscillator 350 according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 6A is a schematic diagram of the oscillator 350, and FIG. 6B is a cross-sectional view of the oscillation element.

発振器３５０は、負性抵抗素子３０１ａ、３０１ｂとして、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ：Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅｓ）を用いる。本実施例では、分布定数型の共振器３１０を２つ用いるため、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂを２つ（３０１ａ、３０１ｂ）備える。共振器３１０は、それぞれ、第一の導体３０６（以下、「導体３０６」と呼ぶ）と第二の導体３０４（以下、「導体３０４」と呼ぶ）とを有する。   The oscillator 350 uses resonant tunneling diodes (RTD: Resonant Tunneling Diodes) as the negative resistance elements 301a and 301b. In this embodiment, since two distributed constant type resonators 310 are used, two RTDs 301a and 301b (301a and 301b) are provided. Each of the resonators 310 has a first conductor 306 (hereinafter, referred to as “conductor 306”) and a second conductor 304 (hereinafter, referred to as “conductor 304”).

第一の導体層３０２、第二の導体層３０３、第三の導体層（第二の導体）３０４は、それぞれ厚さ２００ｎｍのＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属を用いた金属層である。以降、それぞれ金属層（第一の金属層）３０２、金属層（第二の金属層）３０３、金属層（第三の金属層）３０４と呼ぶ。基板３０５は、導電性のｎ−ＩｎＰ基板である。導体３０４は、基板３０５上に金属層３０４が接して配置されており、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂそれぞれの一極へバイアス電圧を供給する。   Each of the first conductor layer 302, the second conductor layer 303, and the third conductor layer (second conductor) 304 is a metal layer using Ti / Pd / Au metal with a thickness of 200 nm. Hereinafter, these are referred to as a metal layer (first metal layer) 302, a metal layer (second metal layer) 303, and a metal layer (third metal layer) 304, respectively. The substrate 305 is a conductive n-InP substrate. The conductor 304 is disposed on the substrate 305 in contact with the metal layer 304, and supplies a bias voltage to one pole of each of the RTDs 301a and 301b.

導体３０４と対向して配置されている導体３０６は、金属層３０２と金属層３０３との間に誘電体ベンゾシクロブテン（ＢＣＢ：Ｂｅｎｚｏｃｙｃｌｏｂｕｔｅｎｅ）３２が配置されている。また、金属層３０２と金属層３０３とがＢＣＢチャネル部３１５で電気的に短絡して接続されており、負性抵抗素子３０１の他の一極をなす。   In a conductor 306 arranged to face the conductor 304, a dielectric benzocyclobutene (BCB) 32 is arranged between the metal layers 302 and 303. Also, the metal layer 302 and the metal layer 303 are electrically short-circuited and connected at the BCB channel portion 315, and form another pole of the negative resistance element 301.

２つの共振器３１０は、金属層３０２、３０３、３０４によって囲まれて形成される領域を有し、ＢＣＢチャネル部３１５に充填された金属によって隔てられている。共振器３１０それぞれの領域３０８が１つの分布定数型の共振領域となり、ＢＣＢチャネル部３１５と金属層３０２のＢＣＢチャネル部３１５と反対側の端部との距離（共振器３１０の長さ）ｌ１に応じて、ｌ１＝λ／４を満たす波長λの電磁波が共振する。 The two resonators 310 have regions formed by being surrounded by the metal layers 302, 303, 304, and are separated by the metal filling the BCB channel portion 315. The region 308 of each resonator 310 becomes one distributed constant type resonance region, and the distance (length of the resonator 310) l 1 between the BCB channel portion 315 and the end of the metal layer 302 opposite to the BCB channel portion 315. Accordingly, an electromagnetic wave having a wavelength λ satisfying l 1 = λ / 4 resonates.

ここでの波長λは、真空中の波長λ０ではなく、ＢＣＢ３２の誘電率や金属層３０２、及び金属層３０３の形状の効果によって波長短縮効果を受けた実効的な波長である。したがって、共振領域３０８を囲む金属層３０２、３０３、金属層３０４は、逆Ｆアンテナ構造となる。２つの共振器３１０は、ＢＣＢチャネル部３１５を中心に互いに対称の形状をしているが、これは、ある一つの発振周波数で互いに連成振動させるためである。共振器３１０は、形状の異なる共振器を用いてもよいし、片側の共振器がなくてもよい。 Here, the wavelength λ is not the wavelength λ 0 in a vacuum but an effective wavelength that has been subjected to a wavelength shortening effect by the effect of the dielectric constant of the BCB 32 and the shapes of the metal layers 302 and 303. Therefore, the metal layers 302 and 303 and the metal layer 304 surrounding the resonance region 308 have an inverted-F antenna structure. The two resonators 310 have shapes that are symmetrical with each other with the BCB channel portion 315 as the center, in order to couple and oscillate with each other at a certain oscillation frequency. As the resonator 310, a resonator having a different shape may be used, or a resonator on one side may not be provided.

本実施例では、金属層３０３と金属層３０４との間に、厚さ１００ｎｍの窒化シリコン（ＳｉＮ）膜３３を備え、容量Ｃを形成する。ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂの両極の間には、金属層３０２に起因する共振器３１０におけるインダクタンスＬ１と、金属層３０３と金属層３０４との間の容量Ｃと、による周波数ｆ１（ｆ１＝１／｛２π√（Ｌ１Ｃ）｝）が存在する。周波数ｆ１は、金属層３０３と金属層３０４とが重なりあう面積を調整することにより所定の周波数未満に調整できる。 In this embodiment, a capacitor C is formed between the metal layer 303 and the metal layer 304 with a silicon nitride (SiN) film 33 having a thickness of 100 nm. RTD301a, between 301b extremes, the inductance L 1 in the resonator 310 due to the metal layer 302, the frequency f 1 by volume and C, and between the metal layer 303 and the metal layer 304 (f 1 = 1 / {2π} (L 1 C)} exists. Frequency f 1 may be adjusted below a predetermined frequency by adjusting the area of overlap and the metal layer 303 and the metal layer 304.

ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂそれぞれは、ＩｎＰ基板３０５上のＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＡｌＡｓによる多重量子井戸構造を有して構成される。多重量子井戸構造としては、ここでは三重障壁構造を用いる。より具体的には、ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（７．６ｎｍ）／ＩｎＡｌＡｓ（２．６ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（５．６ｎｍ）／ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）の半導体多層膜構造で構成する。このうち、ＩｎＧａＡｓは井戸層、格子整合するＩｎＡｌＡｓや非整合のＡｌＡｓは障壁層である。これらの層は意図的にキャリアドープを行わないアンドープ層としておく。   Each of the RTDs 301a and 301b has a multiple quantum well structure of InGaAs / InAlAs and InGaAs / AlAs on the InP substrate 305. Here, a triple barrier structure is used as the multiple quantum well structure. More specifically, it has a semiconductor multilayer structure of AlAs (1.3 nm) / InGaAs (7.6 nm) / InAlAs (2.6 nm) / InGaAs (5.6 nm) / AlAs (1.3 nm). Among them, InGaAs is a well layer, and lattice matched InAlAs and non-matched AlAs are barrier layers. These layers are intentionally undoped layers in which carrier doping is not performed.

この様な多重量子井戸構造は、電子濃度が２×１０１８ｃｍ−３のｎ−ＩｎＧａＡｓによる電気的接点層に挟まれる。こうした電気的接点層間の構造の電流電圧Ｉ（Ｖ）特性において、ピーク電流密度は約２８０ｋＡ／ｃｍ２であり、約０．７Ｖから約０．９Ｖまでが負性微分抵抗領域となる。本実施例では、ＲＴＤ３０１ａとして直径２μｍΦのメサ構造を用いる。各ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂあたり、ピーク電流１０ｍＡ、負性微分抵抗−２０Ωが得られる。 Such a multiple quantum well structure is sandwiched between n-InGaAs electrical contact layers having an electron concentration of 2 × 10 18 cm −3 . In the current-voltage I (V) characteristic of the structure between the electrical contact layers, the peak current density is about 280 kA / cm 2 , and the range from about 0.7 V to about 0.9 V is the negative differential resistance region. In this embodiment, a mesa structure having a diameter of 2 μmΦ is used as the RTD 301a. For each of the RTDs 301a and 301b, a peak current of 10 mA and a negative differential resistance of −20Ω are obtained.

金属層３０２は、逆Ｆアンテナを利用したテラヘルツ波の共振回路であって、本実施例では、共振周波数が約０．６ＴＨｚに設計された共振器３１０の長さｌ１が７５μｍ、これと垂直な方向（以降、縦方向と呼ぶ）の長さが１５０μｍである。ＲＴＤ３０１ａは、ＢＣＢチャネル部３１５とから縦方向と直交する方向（以降、横方向と呼ぶ）にｘ＝４０μｍだけ外側へ配置する。 The metal layer 302 is a terahertz wave resonance circuit using an inverted F antenna. In this embodiment, the length l 1 of the resonator 310 designed to have a resonance frequency of about 0.6 THz is 75 μm, and is perpendicular to this. The direction (hereinafter referred to as the vertical direction) is 150 μm. The RTD 301a is arranged outward by x = 40 μm from the BCB channel unit 315 in a direction perpendicular to the vertical direction (hereinafter, referred to as a horizontal direction).

ＢＣＢ３２の厚さは、本実施例では約３μｍである。発振周波数ｆｏｓｃは、テラヘルツ波帯で影響が大きくなるＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂのリアクタンスの分だけ共振領域３０８それぞれにおける共振周波数からシフトし、約０．５ＴＨｚである。以上に述べた寸法はいずれも設計要素であって、望む発振周波数ｆｏｓｃ、パワー、電力効率などに応じて適宜、変更できる。 The thickness of the BCB 32 is about 3 μm in this embodiment. The oscillation frequency f osc is shifted from the resonance frequency in each of the resonance regions 308 by an amount corresponding to the reactance of the RTDs 301a and 301b, which have a large influence in the terahertz wave band, and is about 0.5 THz. Each of the dimensions described above is a design element, and can be appropriately changed according to the desired oscillation frequency f osc , power, power efficiency, and the like.

金属層３０３と金属層３０４とが重なりあう面積は、本実施例では約０．７５ｍｍ×約０．７５ｍｍとする。こうした手段を用いて、金属層３０３と金属層３０４との間の容量Ｃ＝約０．３３ｎＦを確保すると、上述の周波数ｆ１＝約３ＧＨｚとなる。こうして、発振素子３００を用いた発振器３５０は、寄生発振を抑制するべき周波数領域をＤＣ以上３ＧＨｚ未満に絞りこむことができる。 In this embodiment, the area where the metal layer 303 and the metal layer 304 overlap each other is about 0.75 mm × about 0.75 mm. When the capacitance C between the metal layer 303 and the metal layer 304 is about 0.33 nF by using such means, the above-mentioned frequency f 1 becomes about 3 GHz. Thus, the oscillator 350 using the oscillation element 300 can narrow the frequency range in which the parasitic oscillation is to be suppressed to DC or more and less than 3 GHz.

発振素子３００は次の作製方法で作製できる。まず、ｎ−ＩｎＰ基板３０５上に、分子ビームエピタキシー（ＭＢＥ）法や有機金属気相エピタキシー（ＭＯＶＰＥ）法などによって、半導体多層膜をエピタキシャル成長する。すなわち、順に、ｎ−ＩｎＰ／ｎ−ＩｎＧａＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓによるＲＴＤ構造、ｎ−ＩｎＧａＡｓをエピタキシャル成長する。つぎに、ＲＴＤ３０１を円形のメサ状にエッチングを行う。エッチングにはＥＢ（電子線）リソグラフィとＩＣＰ（誘導性結合プラズマ）によるドライエッチングを用いる。ホトリソグラフィを用いてもよい。   The oscillation element 300 can be manufactured by the following manufacturing method. First, a semiconductor multilayer film is epitaxially grown on an n-InP substrate 305 by a molecular beam epitaxy (MBE) method, a metal organic vapor phase epitaxy (MOVPE) method, or the like. That is, an RTD structure of n-InP / n-InGaAs, InGaAs / InAlAs, and n-InGaAs are epitaxially grown in this order. Next, the RTD 301 is etched in a circular mesa shape. For the etching, EB (electron beam) lithography and dry etching by ICP (inductively coupled plasma) are used. Photolithography may be used.

続いて、エッチングした面に、リフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第三の金属層）３０４を形成し、スパッタ法を用いて窒化シリコン膜１００ｎｍを成膜する。プラズマＣＶＤ法を用いて成膜すれば同時にＲＴＤ３０１における側壁の保護のためのパッシベーションにもなり好適である。さらにリフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第二の金属層）３０３を形成し、容量Ｃが完成する。容量には貢献しない不要な窒化シリコン膜は第二の金属層３０３と同様のパターンでエッチング除去する。   Subsequently, a Ti / Pd / Au metal film (third metal layer) 304 is formed on the etched surface by a lift-off method, and a silicon nitride film 100 nm is formed by a sputtering method. It is preferable that the film is formed by using the plasma CVD method because it simultaneously serves as passivation for protecting the side wall of the RTD 301. Further, a Ti / Pd / Au metal film (second metal layer) 303 is formed by the lift-off method, and the capacitance C is completed. Unnecessary silicon nitride film that does not contribute to the capacity is removed by etching in the same pattern as the second metal layer 303.

その後、誘電体としてのＢＣＢ３２でＲＴＤ３０１の埋め込みを行い、ＲＴＤ３０１の最表層が露出するまで平坦化する。続いて、ＢＣＢチャネル部３１５のみドライエッチングを用いて、Ｔｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第二の金属層）３０３を露出させる。この際、ドライエッチングを用いてエッチングガスに酸素を混合しつつホトレジストを後退させながらエッチングするとＢＣＢチャネル部３１５が順テーパー形状となる。最後に、リフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕ金属膜（第一の金属層）３０２を形成し、誘電体ＢＣＢ３２を除去すれば本実施例の発振素子３００は完成する。   Thereafter, the RTD 301 is buried with the BCB 32 as a dielectric, and is flattened until the outermost layer of the RTD 301 is exposed. Subsequently, the Ti / Pd / Au metal film (second metal layer) 303 is exposed only by dry etching only in the BCB channel portion 315. At this time, the BCB channel portion 315 has a forward tapered shape when dry etching is performed while retreating the photoresist while mixing oxygen into the etching gas. Finally, a Ti / Pd / Au metal film (first metal layer) 302 is formed by a lift-off method, and the dielectric element BCB 32 is removed, whereby the oscillation element 300 of this embodiment is completed.

発振素子３００に電源回路３３０（以下、「回路３３０」と呼ぶ）を接続した発振器３５０は、第１の実施形態を用いるとよい。電源回路３３０に含まれる電源３３１は、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂの負性微分抵抗領域約０．７から約０．９Ｖにバイアスできるように約０．８Ｖの電圧源を用意する。電線３３２は、それぞれ、金属層３０３と金属層３０４とにワイヤボンディング等を用いて接続すればよく、接続箇所はどこでもよい。例えば、発振素子（半導体ダイ）の端付近に接続すればよい。   The oscillator 350 in which the power supply circuit 330 (hereinafter, referred to as “circuit 330”) is connected to the oscillation element 300 may use the first embodiment. The power supply 331 included in the power supply circuit 330 prepares a voltage source of about 0.8 V so that the negative differential resistance area of the RTDs 301 a and 301 b can be biased from about 0.7 to about 0.9 V. The electric wire 332 may be connected to the metal layer 303 and the metal layer 304 by using wire bonding or the like, and the connecting portion may be anywhere. For example, it may be connected near the end of the oscillation element (semiconductor die).

シャント抵抗器（シャント素子）３３３は、電線３３２と金属層３０３又は金属層３０４とが接続している位置から電源３３１側に向かって約２．５ｃｍ以内の位置に配置する。これをより容易に済ませるためには、接続位置付近の金属層３０３と金属層３０４との間に集積抵抗器を設けてもよい。シャント抵抗器３３３の抵抗値としては、二つの負性抵抗素子３０１ａ、３０１ｂの合成抵抗約−１０Ωの絶対値と等しい約１０Ωかそれ以下であれば、ＤＣ以上３ＧＨｚ未満の周波数領域における寄生発振を確実に抑制できる。   The shunt resistor (shunt element) 333 is arranged at a position within about 2.5 cm from the position where the electric wire 332 is connected to the metal layer 303 or the metal layer 304 toward the power supply 331 side. To make this easier, an integrated resistor may be provided between the metal layer 303 and the metal layer 304 near the connection position. If the resistance value of the shunt resistor 333 is about 10Ω or less, which is equal to the absolute value of about −10Ω of the combined resistance of the two negative resistance elements 301a and 301b, the parasitic oscillation in the frequency region of DC or more and less than 3 GHz may occur. It can be suppressed reliably.

発振素子３００のシミュレーション計算結果を図７に示す。図７（ａ）は、ＲＴＤ３０１ａ、３０１ｂの両端部より外側のバイアス供給構造を兼ねた共振器のインピーダンスを、約１ＧＨｚから約１２００ＧＨｚまでプロットしたスミスチャートである。図７（ｂ）は、図７（ａ）のスミスチャートの１ＧＨｚ付近を拡大したものである。   FIG. 7 shows a simulation calculation result of the oscillation element 300. FIG. 7A is a Smith chart in which the impedance of a resonator that also serves as a bias supply structure outside both ends of the RTDs 301a and 301b is plotted from about 1 GHz to about 1200 GHz. FIG. 7B is an enlarged view of the Smith chart of FIG. 7A around 1 GHz.

図７（ａ）及び図７（ｂ）から、スミスチャートのリアクタンス（インピーダンスの虚数部）がゼロの直線と共振器３１０のインピーダンスの周波数依存性を示す曲線との交点が３ＧＨｚであることが分かる。すなわち、共振器３１０の直列共振点は周波数約３ＧＨｚであり、次の共振点は、共振器３１０の最低次の並列共振点である周波数約０．６ＴＨｚであることが分かる。シミュレーションは、三次元有限要素法のＡｎｓｙｓ社高周波電磁界シミュレータＨＦＳＳ ｖｅｒ．１３を用いた。   FIGS. 7A and 7B show that the intersection between the straight line of the Smith chart where the reactance (imaginary part of impedance) is zero and the curve indicating the frequency dependence of the impedance of the resonator 310 is 3 GHz. . That is, it can be seen that the series resonance point of the resonator 310 is about 3 GHz in frequency, and the next resonance point is about 0.6 THz, which is the lowest parallel resonance point of the resonator 310. The simulation was performed using a three-dimensional finite element method high frequency electromagnetic field simulator HFSS ver. 13 was used.

本実施例の発振素子によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる。   According to the oscillation element of the present embodiment, the frequency range in which the parasitic oscillation is attenuated can be narrowed as compared with the related art.

（実施例２）
実施例２に係る発振素子４００及び発振器４５０については、図８を用いて説明する。図８（ａ）は発振器４５０を示す模式図、図８（ｂ）は発振素子４００の断面図を表す。 (Example 2)
The oscillation element 400 and the oscillator 450 according to the second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 8A is a schematic diagram illustrating the oscillator 450, and FIG. 8B is a cross-sectional view of the oscillation element 400.

本実施例の負性抵抗素子４０１は、ＲＴＤ（以下、「ＲＴＤ４０１」と呼ぶ）である。実施例１と異なるのは、ＲＴＤ４０１の形状が、メサ状ではなくストライプ状の格好をしている点である。本実施例では分布定数型の共振器４１０は、ストライプ状の素子４０１の長手方向（以降、縦方向と呼ぶ）に沿った利得導波路型の共振器であって、電磁波は共振器４１０に腹、節、腹などと定在波として分布している。端面は開放端のため、開放端に電磁波の電界の腹が定在する。   The negative resistance element 401 of the present embodiment is an RTD (hereinafter, referred to as “RTD401”). The difference from the first embodiment is that the shape of the RTD 401 is not a mesa but a stripe. In the present embodiment, the distributed constant type resonator 410 is a gain waveguide type resonator along the longitudinal direction (hereinafter, referred to as the vertical direction) of the stripe-shaped element 401, and the electromagnetic wave is applied to the resonator 410 by the antinode. , Nodes, belly, etc. are distributed as standing waves. Since the end face is an open end, the antinode of the electric field of the electromagnetic wave is standing at the open end.

本実施例では両端が開放端なので、第一の金属層（第一の導体層）４０２（以下、「金属層４０２」と呼ぶ）の縦方向の長さをｌ３とすると、最低次の共振はｌ３＝λ／２を満たす波長の電磁波である。２次の共振はｌ３＝２×λ／２、３次の共振はｌ３＝３×λ／２を満たす波長の電磁波で、次数が多くなるにつれて共振周波数が高くなる。 Since both ends of the open end in this embodiment, the first metal layer (first conductive layer) 402 (hereinafter, referred to as "metal layer 402") the longitudinal length of the a l 3, the lowest-order resonance Is an electromagnetic wave having a wavelength satisfying l 3 = λ / 2. The secondary resonance is l 3 = 2 × λ / 2, the tertiary resonance is an electromagnetic wave having a wavelength satisfying l 3 = 3 × λ / 2, and the resonance frequency increases as the order increases.

それ以外の構成部品である金属層４０２、第二の金属層（第二の導体層）４０３（以下、「金属層４０３」と呼ぶ）、第三の金属層（第三の導体層）４０４（以下、「金属層４０４」と呼ぶ）、ｎ−ＩｎＰ基板４０５は、実施例１と同様である。第２の実施形態のように２つの金属層に挟まれたＲＴＤ４０１を用いてもよく、その際の基板４０５はＲＴＤ４０１とは格子整合系でなくてもよい。   The other components such as the metal layer 402, the second metal layer (second conductor layer) 403 (hereinafter, referred to as “metal layer 403”), and the third metal layer (third conductor layer) 404 ( Hereinafter, the “metal layer 404”) and the n-InP substrate 405 are the same as in the first embodiment. As in the second embodiment, an RTD 401 sandwiched between two metal layers may be used. In this case, the substrate 405 need not be a lattice matching system with the RTD 401.

金属層４０２と金属層４０３とが、誘電体としてのＢＣＢ４２を挟み、かつ、ＢＣＢチャネル部４１５、４１６で電気的に短絡して接続されている。波長λは、真空中の波長λ０ではなく、ＢＣＢ４２の誘電率や金属層４０２、金属層４０３の形状の効果によって波長短縮効果を受けた実効的な波長である。 The metal layer 402 and the metal layer 403 are connected to each other with the BCB 42 as a dielectric interposed therebetween and electrically short-circuited at the BCB channel portions 415 and 416. The wavelength λ is not the wavelength λ 0 in a vacuum but an effective wavelength that has been subjected to a wavelength shortening effect due to the dielectric constant of the BCB 42 and the shape of the metal layers 402 and 403.

共振器４１０は、利得導波型であるため、金属層４０２、金属層４０３の形状依存性の他、ＲＴＤ４０１の半導体多層膜にも依存し、比較的強い波長短縮効果がある。これは、導波モードとして、ＲＴＤ４０１内におけるＴＭ０モードすなわち準ＴＥＭモードが選択されるからである。本実施例の場合、共振器４１０はＢＣＢ４２で満たされており、また、ＢＣＢチャネル部４１５、４１６で閉じられている。したがって、ＢＣＢ４２が充填されている領域では磁力線が縦方向に成分Ｈｚを持つＴＥモードとなる。 Since the resonator 410 is a gain waveguide type, it has a relatively strong wavelength shortening effect depending on the shape of the metal layers 402 and 403 and also on the semiconductor multilayer film of the RTD 401. This is because the TM0 mode in the RTD 401, that is, the quasi-TEM mode is selected as the waveguide mode. In the case of the present embodiment, the resonator 410 is filled with the BCB 42 and closed with the BCB channel parts 415 and 416. Thus, the TE modes with component H z magnetic field lines in the vertical direction in the area where BCB42 is filled.

それゆえ、ＲＴＤ４０１とＢＣＢチャネル部４１５、４１６との距離ｌ２は次のようにして設計する。まず、磁力線の縦方向成分Ｈｚ及び電気力線の上述の縦横に直交する成分Ｅｘは、ＢＣＢ４２が充填されている側壁領域では（６）式、（７）式のように表すことができる。ここで、負性抵抗素子４０１の長手方向（縦方向）をｚ方向、これを直交する方向（横方向）をｙ方向とする。（６）式、（７）式は、縦方向成分Ｈｚ及び成分Ｅｘを、虚数単位をｊ、電磁波の振動数をω、時間ｔによる時間振動成分をｅｘｐ（ｊωｔ）、ｙ方向の波数をβｙ、ｚ方向の波数をβｚとして、係数Ａ、Ｂを伴った一般解形式で表したものである。
Ｈｚ＝Ａｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβｚｚ＋ｊβｙｙ）＋Ｂｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβｚｚ−ｊβｙｙ）・・・ （６）
Ｅｘ＝ωμβｙ／（ｋ０ ２−βｚ ２）×｛Ａｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβｚｚ＋ｊβｙｙ）＋Ｂｅｘｐ（ｊωｔ＋ｊβｚｚ−ｊβｙｙ）｝・・・ （７） Therefore, the distance l 2 between RTD401 and BCB channel portion 415 and 416 is designed as follows. First, component E x perpendicular to the above vertical and horizontal longitudinal component H z and the electric flux lines of the magnetic force lines in the sidewall region BCB42 is filled (6), can be expressed as (7) . Here, the longitudinal direction (longitudinal direction) of the negative resistance element 401 is defined as the z direction, and the direction orthogonal thereto (horizontal direction) is defined as the y direction. (6), (7) is a longitudinal component H z and component E x, the imaginary unit j, the frequency of the electromagnetic wave omega, time vibration component due to the time t exp (j? T), y-direction of the wave Is represented by β y and the wave number in the z direction is represented by β z in a general solution form with coefficients A and B.
H z = Aexp (jωt + jβ z z + jβ y y) + Bexp (jωt + jβ z z-jβ y y) ··· (6)
Ex = ωμβ y / (k 0 2 -β z 2) × {Aexp (jωt + jβ z z + jβ y y) + Bexp (jωt + jβ z z-jβ y y)} ··· (7)

なお、本実施例では、構造はｙ方向に対称のため、Ａ＝Ｂである。（６）式及び（７）式より、ｙ方向の波数βｙは、ｚ方向の波数βｚと（８）式に示す関係がある。βｙ ２＝ｋ０ ２−βｚ ２・・・ （８） In this embodiment, A = B because the structure is symmetric in the y direction. From the expressions (6) and (7), the wave number β y in the y direction has the relationship shown in the expression (8) with the wave number β z in the z direction. β y 2 = k 0 2 -β z 2 ··· (8)

波長短縮βｚ／ｋ０が比較的大きな本実施例の場合、右辺第１項は第２項より十分小さいため、（９）式のように表すことができる。
βｙ ２＝−βｚ ２・・・ （９） In the case of the present embodiment in which the wavelength shortening β z / k 0 is relatively large, the first term on the right side is sufficiently smaller than the second term, so that it can be expressed as in equation (9).
β y 2 = −β z 2 (9)

それゆえ、ｙ方向の電磁波の広がりは、ｚ方向の波数を用いて１／βｚ程度となるため、ｌ２＞１／βｚと設計すると望むβｚの導波モードでの発振が可能になる。最低次の共振の場合、ｌ３＝λ／２＝π／βｚであるから、ｌ２＞ｌ３／πとなる設計が望まれる。典型的なアスペクト比はｌ２：ｌ＝１：３以下となる。このように、ｌ２を小さく設計することは出来ないためインダクタンスＬ１には下限があるが金属層４０３と金属層４０４とが重なりあう面積を調整することにより、周波数ｆ１を調整することはできる。 Therefore, since the spread of the electromagnetic wave in the y direction is about 1 / β z using the wave number in the z direction, it is possible to oscillate in the waveguide mode of β z desired by designing l 2 > 1 / β z. Become. In the case of the lowest order resonance, since l 3 = λ / 2 = π / β z , a design satisfying l 2 > l 3 / π is desired. A typical aspect ratio is l 2 : l = 1: 3 or less. By thus there is a lower limit on the inductance L 1 because it is impossible to design a small l 2 is to adjust the area of overlap and the metal layer 403 and the metal layer 404, by adjusting the frequency f 1 is it can.

本実施例では、発振周波数０．３ＴＨｚの利得導波型発振素子を設計し、第一の金属層４０２の縦方向の長さｌ３＝約１００μｍ、ＲＴＤ４０１とＢＣＢチャネル部４１５、４１６との距離ｌ２＝約３５μｍとする。ＢＣＢチャネル部４１５、４１６からの２箇所から給電されるため、金属層４０２に起因する共振器４１０のインダクタンスＬ１も直列抵抗Ｒｓもカウントが半減される。しかし、１０−１１ＨのオーダーのインダクタンスＬ１が残る。 In the present embodiment, a gain-guided oscillation element having an oscillation frequency of 0.3 THz is designed, the length l 3 of the first metal layer 402 in the vertical direction is about 100 μm, and the distance between the RTD 401 and the BCB channel portions 415 and 416. l 2 = about 35 μm. Because it is powered from two points from BCB channel portion 415 and 416, the inductance L 1 of the resonator 410 due to the metal layer 402 is also the series resistance R s also count is halved. However, there remains the inductance L 1 of the order of 10 -11 H.

ゆえに、共振器４１０を構成する第二の金属層４０３と第三の金属層４０４とが重なりあう面積を調整し、容量Ｃは例えば１０ｎＦを確保できるように設計する。具体的には、約０．１×約５ｍｍの重なり面積と厚さ約２０ｎｍのハフニア膜４３を用いる。こうした手段を用いて容量Ｃを確保すると、周波数ｆ１は５００ＭＨｚとなる。こうして、発振素子４００を用いれば、寄生発振を抑制するべき帯域をＤＣ以上ｆ１＝５００ＭＨｚ未満の周波数領域に絞りこむことが出来る。 Therefore, the area where the second metal layer 403 and the third metal layer 404 constituting the resonator 410 overlap is adjusted, and the capacitance C is designed to secure, for example, 10 nF. Specifically, a hafnia film 43 having an overlap area of about 0.1 × about 5 mm and a thickness of about 20 nm is used. When securing the capacitance C by using such means, the frequency f 1 becomes 500 MHz. Thus, by using the oscillation element 400, the band in which the parasitic oscillation is to be suppressed can be narrowed down to a frequency region of DC or more and less than f 1 = 500 MHz.

発振素子４００に電源回路を接続した発振器４５０は、第二の実施形態を用いるとよい。電源４３１はＲＴＤ４０１の負性抵抗領域約０．７から０．９Ｖにバイアスできるように約０．８Ｖの電圧源を用意する。電線４３２は、直列抵抗Ｒｓ２が焼く０．１Ωの比較的太めの電線を用いて、インダクタンスＬ２への要求を１０−８Ｈ以下とする。したがって、電線４３２と発振素子４００とは、１０−９Ｈ程度のワイヤボンディング等を使用して接続しもよく、もちろん電線４３２を複数本並列させて使用してもよい。 The oscillator 450 in which the power supply circuit is connected to the oscillation element 400 may use the second embodiment. The power supply 431 prepares a voltage source of about 0.8 V so that the negative resistance region of the RTD 401 can be biased from about 0.7 to 0.9 V. Wire 432, using the relatively thick wire 0.1Ω series resistance R s2 bake, a request to the inductance L 2 and 10 -8 H below. Therefore, the electric wire 432 and the oscillation element 400 may be connected by using wire bonding of about 10 −9 H or the like, or a plurality of electric wires 432 may be used in parallel.

こうすることで、ＤＣ以上ｆ１＝５００ＭＨｚ未満の周波数領域における寄生発振を抑制できる。また、第１の実施形態のようなシャント素子を用いた電源回路を用いてもよい。 By doing so, it is possible to suppress the parasitic oscillation in the frequency region of DC or more and less than f 1 = 500 MHz. Further, a power supply circuit using a shunt element as in the first embodiment may be used.

本実施例の発振素子によれば、寄生発振を減衰させる周波数範囲を従来よりも狭くできる。   According to the oscillation element of the present embodiment, the frequency range in which the parasitic oscillation is attenuated can be narrowed as compared with the related art.

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。   As mentioned above, although preferable embodiment of this invention was described, this invention is not limited to these embodiment, A various deformation | transformation and change are possible within the range of the summary.

例えば、上述の実施形態及び実施例の発振素子及びそれを用いた発振器と、ミリ波・テラヘルツ波を画像として検出する画像形成装置とを含むイメージングシステムを構成してもよい。ミリ波帯からテラヘルツ帯までの周波数領域では、赤外領域とは異なり、背景黒体輻射のエネルギーが小さいので、通常、こうした発振素子、発振器によるアクティブ照明を使用する。   For example, an imaging system including the oscillation elements of the above-described embodiments and examples, an oscillator using the same, and an image forming apparatus that detects a millimeter wave or a terahertz wave as an image may be configured. In the frequency region from the millimeter wave band to the terahertz band, unlike the infrared region, the energy of background blackbody radiation is small, and thus active illumination using such oscillation elements and oscillators is usually used.

電磁波の画像形成装置としては、ショットキー障壁ダイオード、ＦＥＴなどの整流素子を有する電子デバイスや、マイクロボロメータ、パイロ検出器、ゴーレイセルなどの熱変換デバイスでもよい。被写体を照射し、透過あるいは反射された被写体の情報を有するテラヘルツ波は画像形成装置で取得される。その際、画像形成装置と被検体との間に対物レンズを備えれば、本イメージングシステムは焦点面アレイ型となり、１ショットでの撮像を実施できる。   The electromagnetic wave image forming apparatus may be an electronic device having a rectifying element such as a Schottky barrier diode or an FET, or a heat conversion device such as a microbolometer, pyro detector, or Golay cell. The terahertz wave that irradiates the subject and has information on the transmitted or reflected subject is acquired by the image forming apparatus. At this time, if an objective lens is provided between the image forming apparatus and the subject, the imaging system becomes a focal plane array type, and can perform imaging with one shot.

上述の実施形態及び実施例の発振素子及びこれを用いた発振器は、製造管理、医療画像診断、安全管理などに用いることができるミリ波・テラヘルツ波によるアクティブ照明を行う照射手段として、或いは超高速の通信機の送信手段として応用が期待できる。   The oscillation element and the oscillator using the oscillation element of the above-described embodiments and examples can be used as an irradiation unit that performs active illumination using millimeter waves or terahertz waves, which can be used for manufacturing management, medical image diagnosis, safety management, or the like. The application can be expected as a transmission means of the communication device.

１０１ 負性抵抗素子
１０４ 第二の導体
１０６ 第一の導体
１１０ 共振器 101 Negative resistance element 104 Second conductor 106 First conductor 110 Resonator

Claims (13)

電磁波を発振する発振素子であって、
負性抵抗素子と、共振器と、を有し、
前記共振器は、第一の導体層と、第二の導体層と、第三の導体層と、を有し、
前記第一の導体層と前記第二の導体層とは、短絡しており、
前記負性抵抗素子は、前記第一の導体層及び前記第三の導体層と接続されており、
前記第二の導体層と前記第三の導体層とは、対向して配置されており、
前記第二の導体層と前記第三の導体層の間に誘電体が配置され、
平面視において、前記第一の導体層と、前記第二の導体層と、前記第三の導体層とが重複して配置されていることを特徴とする発振素子。 An oscillation element that oscillates an electromagnetic wave,
Having a negative resistance element and a resonator,
The resonator has a first conductor layer, a second conductor layer, and a third conductor layer,
The first conductor layer and the second conductor layer are short-circuited,
The negative resistance element is connected to the first conductor layer and the third conductor layer,
The second conductor layer and the third conductor layer are arranged facing each other,
A dielectric is disposed between the second conductor layer and the third conductor layer,
An oscillation element, wherein the first conductor layer, the second conductor layer, and the third conductor layer are arranged so as to overlap in a plan view. 平面視において、前記第二の導体層と前記第三の導体層とが重複し、かつ、前記第一の導体層と前記第二の導体層とが重複しない領域を有することを特徴とする請求項１に記載の発振素子。   In a plan view, the second conductor layer and the third conductor layer overlap, and the first conductor layer and the second conductor layer have a region that does not overlap. Item 2. The oscillation element according to Item 1. 断面視において、前記第二の導体層が離間していることを特徴とする請求項１または２に記載の発振素子。   The oscillation element according to claim 1, wherein the second conductor layer is separated in a cross-sectional view. 前記負性抵抗素子と前記共振器とは、基板上に配置されており、
前記共振器の直列共振周波数ｆ１は、前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量をＣ、前記第一の導体層、前記第二の導体層及び前記第三の導体層のインダクタンスをＬ１、発振される前記電磁波の真空中の速度をＣ０、前記基板の比誘電率をεｒ、前記基板の対角線の長さをｄとすると、


を満たす
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の発振素子。 The negative resistance element and the resonator are arranged on a substrate,
Series resonance frequency f 1 of the resonator, the capacitance between the second conductive layer and the third conductive layer C, the first conductor layer, said second conductive layer and the third When the inductance of the conductor layer is L 1 , the speed of the oscillated electromagnetic wave in vacuum is C 0 , the relative permittivity of the substrate is ε r , and the length of the diagonal line of the substrate is d,


The oscillation element according to claim 1, wherein the oscillation element satisfies the following. 前記電磁波の発振周波数ｆｏｓｃは、０．１ＴＨｚ以下であり、
前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量Ｃは、０．１ｎＦ以上である
ことを特徴とする請求項３又は４に記載の発振素子。 The oscillation frequency f osc of the electromagnetic wave is 0.1 THz or less,
The oscillation element according to claim 3, wherein a capacitance C between the second conductor layer and the third conductor layer is 0.1 nF or more. 前記電磁波の発振周波数ｆｏｓｃは、１ＴＨｚ以下であり、
前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量Ｃは、１ｎＦ以上である
ことを特徴とする請求項３又は４に記載の発振素子。 The oscillation frequency f osc of the electromagnetic wave is 1 THz or less,
The oscillation element according to claim 3, wherein a capacitance C between the second conductor layer and the third conductor layer is 1 nF or more. 前記電磁波の発振周波数ｆｏｓｃは、１０ＴＨｚ以下であり、
前記第二の導体層と前記第三の導体層との間の容量Ｃは、１０ｎＦ以上である
ことを特徴とする請求項３又は４に記載の発振素子。 The oscillation frequency f osc of the electromagnetic wave is 10 THz or less;
The oscillation element according to claim 3, wherein a capacitance C between the second conductor layer and the third conductor layer is 10 nF or more. 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の発振素子と、
前記発振素子にバイアス電圧を供給する電源回路と、を有し、
前記電源回路は、電源と、前記電源と前記発振素子とを電気的に接続する導体とを備える
ことを特徴とする発振器。 An oscillation element according to any one of claims 1 to 7,
A power supply circuit for supplying a bias voltage to the oscillation element,
The oscillator according to claim 1, wherein the power supply circuit includes a power supply, and a conductor that electrically connects the power supply to the oscillation element. 前記電源と前記発振素子とを電気的に接続する前記導体は、電線である
ことを特徴とする請求項８に記載の発振器。 The oscillator according to claim 8, wherein the conductor that electrically connects the power supply and the oscillation element is an electric wire. シャント素子を有し、
前記シャント素子は、前記電源と前記発振素子との間で前記電線と接続されており、
前記発振素子と前記シャント素子との間の前記電線の長さは、前記発振素子の直列共振周波数ｆ１に対応する波長の１／４以下である
ことを特徴とする請求項８又は９に記載の発振器。 Has a shunt element,
The shunt element is connected to the electric wire between the power supply and the oscillation element,
The length of the electric wire between the oscillation element and the shunt element is equal to or less than ４ of a wavelength corresponding to a series resonance frequency f 1 of the oscillation element. Oscillator. 前記電源回路は、前記発振素子が有する負性抵抗素子の負性抵抗を−Ｒｄ、前記電線の直列抵抗をＲｓ２、前記電線のインダクタンスをＬ２とすると、Ｒｄ＞Ｒｓ２＞Ｌ２／ＣＲｄを満たす
ことを特徴とする請求項８乃至１０のいずれか一項に記載の発振器。 In the power supply circuit, assuming that a negative resistance of a negative resistance element included in the oscillation element is −R d , a series resistance of the electric wire is R s2 , and an inductance of the electric wire is L 2 , R d > R s2 > L 2. The oscillator according to any one of claims 8 to 10, wherein the oscillator satisfies / CR d . 請求項１乃至７のいずれか一項に記載の発振素子と、
前記発振素子から発振された前記電磁波が照射された被写体からの電磁波を検出する検出手段と、を有する
ことを特徴とするイメージングシステム。 An oscillation element according to any one of claims 1 to 7,
An imaging system comprising: a detection unit configured to detect an electromagnetic wave from a subject irradiated with the electromagnetic wave oscillated from the oscillation element. 前記検出手段は、前記被写体からの電磁波を画像として検出する画像形成装置であることを特徴とする請求項１２に記載のイメージングシステム。   The imaging system according to claim 12, wherein the detection unit is an image forming apparatus that detects an electromagnetic wave from the subject as an image.
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