JP2019201490A - motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、２セットのステータコイルを有するモータに関する。 The present invention relates to a motor having two sets of stator coils.
特許文献１には、２台のインバータで駆動される誘導モータにおいて、誘導モータの一次コイルの１個ずつを２組の導体で構成し、コイルの各相を２個の独立したコイルで構成すると共に、この独立した２組のコイルの一組ずつに相数に応じた端子を設け、誘導モータとして相数の２倍の端子を設けることが示されている。このように、同一鉄芯部分を巻回する二並列コイルの各々にインバータを接続して運転することで、各インバータの電流がバランスする。 In Patent Document 1, in an induction motor driven by two inverters, each of the primary coils of the induction motor is composed of two sets of conductors, and each phase of the coil is composed of two independent coils. In addition, it is shown that a terminal corresponding to the number of phases is provided for each pair of the two independent coils, and a terminal having twice the number of phases is provided as an induction motor. Thus, the current of each inverter is balanced by operating the inverter connected to each of the two parallel coils wound around the same iron core portion.
また、特許文献２には、複数の永久磁石を回転子に配置する磁石モータであって、回転子の磁石の極間に複数の磁気的補助突極部を設けることが示されている。特に、回転子は、磁気的補助突極部内であって該磁気的補助突極部の突極中心を通るｑ軸から周方向にずれた位置に、回転子の軸方向に沿って設けられた磁気抵抗変化部（例えば溝）を有し、磁気抵抗変化部のｑ軸からのずれ量は、通電時のトルク脈動が互いに打ち消されるように磁気的補助突極の位置に応じて異なっている。 Patent Document 2 discloses a magnet motor in which a plurality of permanent magnets are arranged on a rotor, and a plurality of magnetic auxiliary salient poles are provided between the poles of the rotor magnets. In particular, the rotor is provided along the axial direction of the rotor at a position in the magnetic auxiliary salient pole portion that is shifted in the circumferential direction from the q axis passing through the salient pole center of the magnetic auxiliary salient pole portion. The magnetic resistance changing portion (for example, a groove) is provided, and the amount of deviation of the magnetoresistive changing portion from the q-axis differs depending on the position of the magnetic auxiliary salient pole so that the torque pulsations during energization cancel each other.
ここで、ステータのスロット数とロータのスロット数が近い誘導モータ（例えば、３極対、ステータ５４スロット、ロータ５１スロット）では、振動・騒音が大きくなる傾向がある。これは、ロータとステータ界面の径方向電磁力（ラジアル力）が主な加振源である。 Here, in an induction motor (for example, a 3-pole pair, a stator 54 slot, and a rotor 51 slot) in which the number of stator slots is close to the number of rotor slots, vibration and noise tend to increase. This is mainly due to the radial electromagnetic force (radial force) at the rotor / stator interface.
図２０に、代表的なモデルとして、１極対の誘導モータ（ステータ：１８スロット、ロータ：１７スロット）の解析モデルを示す。この例では、ステータは、１８のステータティース間に１８のステータスロットが形成され、ステータスロットに３相のステータコイルが巻装される。また、ロータは、１７のロータティース間に１７のロータスロットが形成され、ここにロータバーが配置される。図においては、各ステータティースにティース番号１〜１８を振ってある。 FIG. 20 shows an analysis model of a one-pole pair induction motor (stator: 18 slots, rotor: 17 slots) as a typical model. In this example, 18 status lots are formed between 18 stator teeth in the stator, and three-phase stator coils are wound around the status lots. The rotor has 17 rotor slots formed between the 17 rotor teeth, and the rotor bar is disposed here. In the figure, teeth numbers 1 to 18 are assigned to the respective stator teeth.
ティース番号１８〜３の間の３つのスロットに配置されるステータコイルがＵ＋、３〜６の間がＷ−、６〜９の間がＶ＋であり、その後Ｕ−、Ｗ＋、Ｖ−のステータコイルが配置される。「＋」が紙面（軸方向）において手前に向いた電流で、「−」が紙面（軸方向）奥に向いた電流である。 Stator coils arranged in three slots between teeth numbers 18 to 3 are U +, between 3 and 6 are W−, between 6 and 9 are V +, and thereafter, U−, W + and V− stator coils. Is placed. “+” Is a current directed toward the front in the paper surface (axial direction), and “−” is a current directed toward the back of the paper surface (axial direction).
３相交流電流をステータに通電し、ロータを回転させた時の磁界解析結果を図２１（ａ）、（ｂ）に示す。 FIGS. 21A and 21B show magnetic field analysis results when a three-phase alternating current is passed through the stator and the rotor is rotated.
図２１（ａ）は、ティース番号６付近、図２１（ｂ）はティース番号１５付近の磁力線の状態を示してある。さらに、図２２には、ティース番号（空間位置）ごとの電磁力の変化を示す。 FIG. 21A shows the state of magnetic field lines near the tooth number 6, and FIG. 21B shows the state of magnetic field lines near the tooth number 15. Furthermore, in FIG. 22, the change of the electromagnetic force for every teeth number (space position) is shown.
図２２のティース番号６付近（左側の下凸ピーク）は、図２１（ａ）に対応し、図２２のティース番号１５付近（右側の下凸ピーク）は、図２１（ｂ）に対応する。図２２に示すように、２つの下凸ピークの大きさが異なっている。図２１（ａ）、図２１（ｂ）、図２２より、下凸ピークが大きいのは、ステータティースとロータティースが対向したとき（図２１（ｂ））で、下凸ピークが小さいのは、ステータティースとロータスロットが対向したとき（図２１（ａ））であることがわかる。図２３に、図２２の状態から少し時間を進めて、ステータとロータのティースの対向状態が逆転した場合のティース番号と電磁力の関係を示す。図２３より、この場合は、ティース番号６付近（左側の下凸ピーク）の方が、ティース番号１５付近（右側の下凸ピーク）よりも、ピークが大きくなっている。 The vicinity of tooth number 6 in FIG. 22 (left downward convex peak) corresponds to FIG. 21A, and the vicinity of tooth number 15 in FIG. 22 (right downward convex peak) corresponds to FIG. As shown in FIG. 22, the sizes of the two downward convex peaks are different. From FIG. 21 (a), FIG. 21 (b), and FIG. 22, the downward convex peak is large when the stator teeth and the rotor teeth face each other (FIG. 21 (b)), and the downward convex peak is small. It can be seen that the stator teeth and the rotor slot face each other (FIG. 21A). FIG. 23 shows the relationship between the teeth number and the electromagnetic force when the state in which the stator and the rotor are opposed to each other is reversed from the state shown in FIG. From FIG. 23, in this case, the peak is larger in the vicinity of teeth number 6 (left convex peak on the left side) than in the vicinity of teeth number 15 (lower convex peak on the right side).
このように、２つの電磁力ピークの大小が時間とともに変動することが、振動・騒音の原因になる。そして、この振動・騒音を電流制御で抑制しようとしても、ステータコイルの作るモータ内の磁束分布は１極おきに反転対称になり、それによる電磁力（∝Ｂ２（Ｂ：磁束密度））は、１極おきに対称の分布となるため、１極おきの電磁力ピークの大小の変動を抑制できない。 As described above, the fluctuation of the two electromagnetic force peaks with time causes vibration and noise. Then, attempting to suppress the vibration and noise in the current control, the magnetic flux distribution of the motor to make the stator coils becomes inversion symmetry in one pole every other electromagnetic force caused thereby (αB 2 (B: magnetic flux density)) is Since the distribution is symmetric every other pole, fluctuations in the magnitude of the electromagnetic force peak every other pole cannot be suppressed.
また、特許文献１では、２セットのステータコイルを有するが、２セットのステータコイルによって形成される各相磁束は、共通の磁束になるため、ステータコイルが１セットの場合と同じ磁束が作られるだけである。 Further, in Patent Document 1, although there are two sets of stator coils, each phase magnetic flux formed by the two sets of stator coils becomes a common magnetic flux, so the same magnetic flux as that in the case of one set of stator coils is produced. Only.
特許文献２では、トルク脈動を打ち消すために、磁気抵抗変化部として溝を形成する。この場合、溝が形成される磁極と、溝が形成されない磁極が存在し、磁極によって磁気抵抗が異なる。このように磁極により、磁気抵抗が異なると、それら磁極に働く径方向電磁吸引力に差異を生じ、バックヨークへ加わる径方向の力が１極毎に異なって、低次の変形（１極対を１周期）が生じる。そして、低次の振動は高次の振動とは異なり、機械系で減衰することなく、音としてモータの外部に伝わることが多い。 In Patent Document 2, a groove is formed as a magnetoresistance change portion in order to cancel torque pulsation. In this case, there are a magnetic pole in which a groove is formed and a magnetic pole in which no groove is formed, and the magnetic resistance differs depending on the magnetic pole. Thus, if the magnetic resistance differs depending on the magnetic pole, a difference occurs in the radial electromagnetic attractive force acting on the magnetic pole, and the radial force applied to the back yoke differs for each pole, so that low-order deformation (one pole pair) 1 cycle) occurs. Low-order vibrations are often transmitted to the outside of the motor as sound without being attenuated by the mechanical system, unlike high-order vibrations.
本発明は、磁極の一方と他方とで磁気抵抗が異なる状態を生じるモータであって、ステータコイルは、個別に電流が供給される２セットの３相ステータコイルを含み、２セットの３相ステータコイルの各相のコイルは、電気角１８０°を境にして対称に配置され、２セットの各３相ステータコイルで対応するコイル同士には、同じ周期の基本波成分が流されるとともに、各磁極の磁気抵抗の異なりによって発生する電磁力に応じて、２セットの３相ステータコイルの各相コイルの電流値が設定される。 The present invention is a motor that produces a state in which the magnetic resistance differs between one and the other of the magnetic poles, and the stator coil includes two sets of three-phase stator coils to which current is supplied individually, and two sets of three-phase stators The coils of each phase of the coils are symmetrically arranged with an electrical angle of 180 ° as a boundary, and the fundamental wave component of the same period flows between the corresponding coils of the two sets of three-phase stator coils, and each magnetic pole The current value of each phase coil of the two sets of three-phase stator coils is set according to the electromagnetic force generated by the difference in the magnetic resistance.
また、２セットの３相ステータコイルには、２つのインバータからそれぞれ別々に電流が供給されるとよい。 Moreover, it is preferable that two sets of three-phase stator coils are separately supplied with current from two inverters.
また、モータは、カゴ型誘導モータであって、２セットの３相ステータコイルの各相コイルでは、磁気抵抗が大きい側のコイルの電流値が大きく、磁気抵抗が小さい側のコイルの電流値が小さく設定されるとよい。 Further, the motor is a cage type induction motor, and in each phase coil of the two sets of three-phase stator coils, the current value of the coil having the larger magnetic resistance is large, and the current value of the coil having the smaller magnetic resistance is It is good to set small.
また、モータは、カゴ型誘導モータであって、ステータスロット数と、ロータバー数には、ステータスロット数ｍ＊（ｎ＋１）、ロータバー数ｍ＊ｎの関係を有し、ここで、ｍは１以上の整数、ｎは２以上の整数であるとよい。 The motor is a cage type induction motor, and the number of status lots and the number of rotor bars have a relationship of the number of status lots m * (n + 1) and the number of rotor bars m * n, where m is 1 or more. And n is preferably an integer of 2 or more.
また、モータは、同期モータであって、ロータは突極型であるとよい。 The motor may be a synchronous motor, and the rotor may be a salient pole type.
本発明によれば、磁極によって磁気抵抗が異なることによる径方向電磁力の変動もしくは不均衡を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to suppress the fluctuation or imbalance of the radial electromagnetic force due to the magnetic resistance being different depending on the magnetic pole.
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments described herein.
「システム構成」
図１には、モータ１０およびモータ１０を駆動するための回路を示してある。直流電源１６には、平滑用のコンデンサ１４が並列接続されている。直流電源１６の正極は２つのインバータ１２−１，１２−２の正母線に接続されており、負極は２つのインバータ１２−１，１２−２の負母線に接続されている。
"System configuration"
FIG. 1 shows a motor 10 and a circuit for driving the motor 10. A smoothing capacitor 14 is connected to the DC power supply 16 in parallel. The positive electrode of the DC power supply 16 is connected to the positive buses of the two inverters 12-1 and 12-2, and the negative electrode is connected to the negative buses of the two inverters 12-1 and 12-2.
インバータ１２−１，１２−２は、同じ構成を有し、それぞれ２つのスイッチング素子からなるアームを３本有する３相のインバータである。２つのインバータ１２−１，１２−２の３本のアームの中点は、モータ１０のステータ１０Ｓにおける、２セットの３相のステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２にそれぞれ接続される。すなわち、インバータ１２−１の３本のアームの中点は、１セット目の３相ステータコイル１０Ｃ−１における、Ｕ相ステータコイル１０Ｃ−１Ｕ、Ｖ相ステータコイル１０Ｃ−１Ｖ、Ｗ相ステータコイル１０Ｃ−１Ｗにそれぞれ接続される。また、インバータ１２−２の３本のアームの中点は、モータ１０の２セット目の３相ステータコイル１０Ｃ−２における、Ｕ相ステータコイル１０Ｃ−２Ｕ、Ｖ相ステータコイル１０Ｃ−２Ｖ、Ｗ相ステータコイル１０Ｃ−２Ｗにそれぞれ接続される。ここで、２セットのステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２は、後述するように、電気角１８０°を境に対称に位置される。また、インバータ１２−１，１２−２の制御によって、対応するステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２の各相ステータコイル同士には同じ周期の基本波成分が流される。さらに、ステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２の各相ステータコイル同士に流れる電流値は個別に設定される。なお、各相のトータルの電流値は、出力トルク要求によって決定されるため、ステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２についての電流振幅比（電流分配比）を設定することで、騒音振動等を防止する。 The inverters 12-1 and 12-2 are three-phase inverters having the same configuration and having three arms each composed of two switching elements. The midpoints of the three arms of the two inverters 12-1 and 12-2 are connected to two sets of three-phase stator coils 10C-1 and 10C-2 in the stator 10S of the motor 10, respectively. That is, the midpoint of the three arms of inverter 12-1 is U-phase stator coil 10C-1U, V-phase stator coil 10C-1V, and W-phase stator coil 10C in first-phase three-phase stator coil 10C-1. -1W respectively. The midpoint of the three arms of the inverter 12-2 is the U-phase stator coil 10C-2U, V-phase stator coil 10C-2V, and W-phase in the second set of three-phase stator coils 10C-2 of the motor 10. Each is connected to stator coil 10C-2W. Here, the two sets of stator coils 10C-1 and 10C-2 are positioned symmetrically with an electrical angle of 180 ° as a boundary, as will be described later. Moreover, the fundamental wave component of the same period flows through each phase stator coil of corresponding stator coil 10C-1 and 10C-2 by control of inverter 12-1, 12-2. Furthermore, the current value flowing through each phase stator coil of stator coils 10C-1 and 10C-2 is set individually. In addition, since the total current value of each phase is determined by the output torque request, noise vibration and the like are prevented by setting a current amplitude ratio (current distribution ratio) for the stator coils 10C-1 and 10C-2. To do.
また、モータ１０は、ロータ１０Ｒを有しており、ステータコイル１０Ｃによって生起される回転磁界によって回転する。ロータ１０Ｒの磁極位置は、磁気センサで直接的に得てもよいし、角度センサで間接的に推定してもよい。また、ステータコイルの各相電流は電流センサによって検出され、これらは制御部２０に供給される。 Further, the motor 10 has a rotor 10R and rotates by a rotating magnetic field generated by the stator coil 10C. The magnetic pole position of the rotor 10R may be obtained directly with a magnetic sensor or indirectly estimated with an angle sensor. Further, each phase current of the stator coil is detected by a current sensor, and these are supplied to the control unit 20.
制御部２０は、ロータ回転角、各相電流に基づき、３相２相変換により、ｄｑ軸電流を算出するとともに、１セット目のステータコイル１０Ｃ−１と、２セット目のステータコイル１０Ｃ−２の電流分配比を算出する。ここで、モータ１０は誘導モータであるが、制御の考え方は、後述する図１９に示される同期モータについての図１９に示すものと同じである。すなわち、磁気センサもしくは角度センサを用いて磁極位置を明らかにして、その磁極位置（図１９のＳ７）と、ギャップ中電磁力マップ（図１９のＳ６）から、電流分配比を決定する。そして、電流分配比を使ってｄｑ軸指令電流を１セット目と２セット目に分配する。得られた１セット目のｄｑ軸指令電流と２セット目のｄｑ軸指令電流を２相・３相変換して、ステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２別に各相のスイッチング信号を作成し、得られたスイッチング信号に基づき、インバータ１２−１，１２−２のスイッチング素子のスイッチングを制御する。 The control unit 20 calculates the dq-axis current by three-phase to two-phase conversion based on the rotor rotation angle and each phase current, and the first set of stator coils 10C-1 and the second set of stator coils 10C-2. The current distribution ratio is calculated. Here, the motor 10 is an induction motor, but the concept of control is the same as that shown in FIG. 19 for the synchronous motor shown in FIG. That is, the magnetic pole position is clarified using a magnetic sensor or an angle sensor, and the current distribution ratio is determined from the magnetic pole position (S7 in FIG. 19) and the electromagnetic force map in the gap (S6 in FIG. 19). Then, the dq axis command current is distributed to the first set and the second set using the current distribution ratio. The obtained first set dq-axis command current and second set dq-axis command current are two-phase / three-phase converted to create a switching signal for each phase for each of the stator coils 10C-1 and 10C-2. Based on the received switching signal, the switching of the switching elements of the inverters 12-1 and 12-2 is controlled.
このようにして、インバータ１２−１，１２−２から、２セットのステータコイル１０Ｃ−１，１０Ｃ−２への電流量が制御される。 In this manner, the amount of current from the inverters 12-1 and 12-2 to the two sets of stator coils 10C-1 and 10C-2 is controlled.
「誘導モータの概略構成」
図２には、実施形態に係る誘導モータにおける、ステータコイルの構成を模式的に示してある。ステータ１０Ｓには、ＵＶＷの３相のステータコイルが２セット配置されている。なお、図において、ロータ１０Ｒは単に円として記載してあり、この構成については後述する。
"Schematic configuration of induction motor"
FIG. 2 schematically shows the configuration of the stator coil in the induction motor according to the embodiment. Two sets of UVW three-phase stator coils are arranged on the stator 10S. In the figure, the rotor 10R is simply described as a circle, and this configuration will be described later.
Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が１セット目の各相ステータコイル（図１における１０Ｃ−１Ｕ，１０Ｃ−１Ｖ，１０Ｃ−１Ｗ）であり、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２が２セット目の各相ステータコイル（図１における１０Ｃ−２Ｕ，１０Ｃ−２Ｖ，１０Ｃ−２Ｗ）である。また、図における「＋」、「−」は、電流の方向を示しており、「＋」は紙面（軸方向）手前に向く電流、「−」は紙面（軸方向）奥側に向く電流を示す。このように各相のステータコイルは、電気角で１２０°ずつずれている。なお、この例は１極対であり、極対数を増やす場合、機械角が電気角を極対数で割った値となる。 U1, V1, and W1 are the first set of phase stator coils (10C-1U, 10C-1V, and 10C-1W in FIG. 1), and U2, V2, and W2 are the second set of phase stator coils (FIG. 1). 10C-2U, 10C-2V, 10C-2W). In the figure, “+” and “−” indicate current directions, “+” indicates current toward the front of the paper (axial direction), and “−” indicates current toward the back of the paper (axial). Show. Thus, the stator coils of each phase are shifted by 120 ° in electrical angle. In this example, there is one pole pair, and when the number of pole pairs is increased, the mechanical angle is a value obtained by dividing the electrical angle by the number of pole pairs.
そして、本実施形態では、１セット目の各相ステータコイルと２セット目の各相ステータコイルがそれぞれ電気角１８０°を境に対称に配置されている。例えば、Ｕ１＋とＵ１−を結んだ線と、Ｕ２＋とＵ２−を結んだ線が電気角１８０°の線の両側に対称に位置している。従って、１セット目のステータコイルと２セット目のステータコイルが電気角１８０°を境にして両側に偏在する。 In the present embodiment, the first set of each phase stator coil and the second set of each phase stator coil are symmetrically arranged with an electrical angle of 180 ° as a boundary. For example, a line connecting U1 + and U1- and a line connecting U2 + and U2- are located symmetrically on both sides of a line having an electrical angle of 180 °. Therefore, the first set of stator coils and the second set of stator coils are unevenly distributed on both sides with an electrical angle of 180 ° as a boundary.
このため、１セット目のステータコイルと、２セット目のステータコイルによるロータに対する磁界が異なり、１セット目のステータコイルのＵ相の磁界は、ロータの右下側において強く、２セット目のステータコイルのＵ相の磁界は、ロータの左上側において強くなる。そこで、２つのステータコイルの電流量を異ならせることで、ロータに印加される磁界を異ならせることができる。 For this reason, the magnetic field applied to the rotor by the first set of stator coils and the second set of stator coils is different, and the U-phase magnetic field of the first set of stator coils is strong at the lower right side of the rotor. The U-phase magnetic field of the coil becomes stronger at the upper left side of the rotor. Therefore, the magnetic fields applied to the rotor can be made different by making the current amounts of the two stator coils different.
「モータ構成例」
図３に、図２の誘導モータの具体的構成を示す。この例では、誘導モータは１極対のカゴ型誘導モータであり、ステータ１０Ｓは、１８のステータティース間に１８のステータスロット１０ＳＬが形成され、ステータスロット１０ＳＬに２セットの３相のステータコイルが巻装される。すなわち、３０°を中心としてＵ相＋のステータコイルが配置されるが、３０°以下に１セット目のステータコイルＵ１＋が配置され、３０°以上にＵ２＋が配置される。そして、２１０°を中心としてＵ相−のステータコイルが配置されるが、２１０°以下に１セット目のステータコイルＵ１−が配置され、２１０°以上にＵ２＋が配置される。従って、ステータコイルＵ１とＵ２は、３０°と２１０°を通る電気角１８０°の線を境に対称に位置し、従って、１セット目のステータコイルＵ１が右側に偏って位置し、２セット目のステータコイルＵ２が左側に偏って位置する。他相のステータコイルについても、同様に、１セット目と２セット目のステータコイルが電気角１８０°を境に対称に位置し、１セット目のステータコイルと２セット目のステータコイルが、電気角１８０°を境に一方側および他方側に偏って位置する。その結果、１セット目のステータコイルと２セット目のステータコイルに電流を流した場合の径方向電磁力が異なる。
"Example of motor configuration"
FIG. 3 shows a specific configuration of the induction motor of FIG. In this example, the induction motor is a one-pole pair cage induction motor, and the stator 10S has 18 status lots 10SL formed between 18 stator teeth, and two sets of three-phase stator coils in the status lot 10SL. Wrapped. That is, the U-phase + stator coil is arranged around 30 °, but the first set of stator coils U1 + is arranged below 30 °, and U2 + is arranged above 30 °. A U-phase-type stator coil is arranged around 210 °, but the first set of stator coils U1- is arranged below 210 °, and U2 + is arranged above 210 °. Accordingly, the stator coils U1 and U2 are positioned symmetrically with respect to a line having an electrical angle of 180 ° passing through 30 ° and 210 °, and accordingly, the first set of stator coils U1 is offset to the right side, and the second set Stator coil U2 is biased to the left. Similarly, for the stator coils of the other phases, the first set and the second set of stator coils are located symmetrically with respect to the electrical angle of 180 °, and the first set of stator coils and the second set of stator coils are electrically connected. It is biased to one side and the other side at an angle of 180 °. As a result, the radial electromagnetic force when current flows through the first set of stator coils and the second set of stator coils is different.
また、ロータ１０Ｒは、外周側に１７個のスロットが形成され、ここに導電材として、ロータバー１０ＢＡが配置されている。従って、ステータ１０Ｓのスロットとロータ１０Ｒのスロットは、徐々にずれて、３６０°で１ピッチ分のずれとなる。このため、ティース同士が対向する電磁力の大きな場所とティースとスロットが対向する電磁力が小さな場所が１８０°離れて生じる。すなわち、ロータ１０Ｒのティース同士が対向する位置の磁極とティースとスロットが対向する位置の磁極によって磁気抵抗が異なることになり、電磁力が異なる。従って、１セット目と２セット目のステータコイルの電流量を異ならせることで、電磁力の差を小さくすることができる。 Further, the rotor 10R has 17 slots formed on the outer peripheral side, and a rotor bar 10BA is disposed as a conductive material. Accordingly, the slots of the stator 10S and the slots of the rotor 10R are gradually shifted to be shifted by one pitch at 360 °. For this reason, a place where the electromagnetic force where the teeth oppose each other and a place where the electromagnetic force where the teeth and the slot oppose each other are small are 180 ° apart. That is, the magnetic resistance differs depending on the magnetic pole at the position where the teeth of the rotor 10R face each other and the magnetic pole at the position where the teeth and the slot face each other, and the electromagnetic force is different. Therefore, the difference in electromagnetic force can be reduced by making the current amounts of the first set and the second set of stator coils different.
なお、ステータスロット数と、ロータバー数には、ステータスロット数ｍ＊（ｎ＋１）、ロータバー数ｍ＊ｎの関係がある誘導モータにおいて、同様のことが言える。ここで、ｍは極対数であって１以上の整数、ｎは２以上の整数であり、例えばｍ＝３、ｎ＝１７であり、スロット数５４、ロータバー数５１の誘導モータが利用される。 The same can be said for an induction motor in which the number of status lots and the number of rotor bars are related to the number of status lots m * (n + 1) and the number of rotor bars m * n. Here, m is the number of pole pairs and is an integer greater than or equal to 1, and n is an integer greater than or equal to 2, for example, m = 3, n = 17, an induction motor having 54 slots and 51 rotor bars is used.
リニアモデルにて、磁界解析で電磁力分布を確認した結果を、図４に示す。なお、図４におけるティース番号１〜１８は、０°〜３６０°に対応する。すなわち、ティース番号「１」が０°、「２」が２０°で、その後は番号１つ進むごとに２０°ずつ大きくなる。図４のグラフは、Ｕ１のみ、Ｕ２のみ、Ｕ１＋Ｕ２の３つの電磁力を示している。電磁力は、一番上が「０」であり、下に行くほど電磁力が負方向で大きくなる。図４の状態では、Ｕ１のみに電流を流した場合には、０〜１８０°が電磁力が小さく、１８０〜３６０°が電磁力が大きい。一方、Ｕ２のみに電流を流した場合には、０〜１８０°が電磁力が大きく、１８０〜３６０°が電磁力が小さい。すなわち、Ｕ１はティース番号１５に近く、Ｕ２はティース番号６に近いため、ティース番号１５の電磁力はＵ１により依存し、ティース番号６の電磁力はＵ２により依存する。従って、この状態では、Ｕ２の電流を大きくし、Ｕ１の電流を小さくすることで、ティース番号６の位置の電磁力を高め、ティース番号１５の位置の電磁力を小さくできる。 FIG. 4 shows the result of confirming the electromagnetic force distribution by the magnetic field analysis in the linear model. Note that teeth numbers 1 to 18 in FIG. 4 correspond to 0 ° to 360 °. That is, the teeth number “1” is 0 ° and “2” is 20 °, and thereafter, the number increases by 20 ° as the number increases by one. The graph of FIG. 4 shows three electromagnetic forces of U1 only, U2 only, and U1 + U2. The top of the electromagnetic force is “0”, and the electromagnetic force increases in the negative direction as it goes down. In the state of FIG. 4, when a current is supplied only to U1, 0 to 180 ° has a small electromagnetic force, and 180 to 360 ° has a large electromagnetic force. On the other hand, when a current is supplied only to U2, 0 to 180 ° has a large electromagnetic force, and 180 to 360 ° has a small electromagnetic force. That is, since U1 is close to the tooth number 15 and U2 is close to the tooth number 6, the electromagnetic force of the tooth number 15 depends on U1, and the electromagnetic force of the tooth number 6 depends on U2. Therefore, in this state, by increasing the current of U2 and decreasing the current of U1, the electromagnetic force at the position of tooth number 6 can be increased and the electromagnetic force at the position of tooth number 15 can be reduced.
従って、図２２で示したように、ティース番号６の位置の電磁力が小さく、ティース番号１５の位置の電磁力が大きい場合には、Ｕ２の電流を大きくし、Ｕ１の電流を小さくすればよいことになる。また、図２３の状態では、反対にＵ１の電流を大きくし、Ｕ２の電流を小さくすればよい。 Therefore, as shown in FIG. 22, when the electromagnetic force at the position of the tooth number 6 is small and the electromagnetic force at the position of the tooth number 15 is large, the current of the U2 is increased and the current of the U1 is decreased. It will be. In the state of FIG. 23, on the contrary, the current of U1 may be increased and the current of U2 may be decreased.
Ｖ１，Ｖ２、Ｗ１，Ｗ２についても、同様に１セット目と２セット目のステータコイルの電流量を異ならせることで、対応する箇所の電磁力を制御することができる。ここで、図４に示したように、ティース番号３付近の電磁力はＶ２、ティース番号６付近の電磁力はＵ２、ティース番号９付近の電磁力はＷ１、ティース番号１２付近の電磁力はＶ１、ティース番号１６付近の電磁力はＵ１、ティース番号１８付近の電磁力はＷ２に依存する。従って、モータのロータとステータとの位置関係において、電磁力が強くなる場所に応じて、１セット目と２セット目のステータコイルの電流を増減することで、電磁力の変化を小さくすることができる。 Similarly, for V1, V2, W1, and W2, the electromagnetic force at corresponding locations can be controlled by making the current amounts of the first and second sets of stator coils different. Here, as shown in FIG. 4, the electromagnetic force in the vicinity of the tooth number 3 is V2, the electromagnetic force in the vicinity of the tooth number 6 is U2, the electromagnetic force in the vicinity of the tooth number 9 is W1, and the electromagnetic force in the vicinity of the tooth number 12 is V1. The electromagnetic force near the teeth number 16 depends on U1, and the electromagnetic force near the teeth number 18 depends on W2. Therefore, in the positional relationship between the rotor and the stator of the motor, the change in the electromagnetic force can be reduced by increasing or decreasing the current of the first and second set of stator coils in accordance with the location where the electromagnetic force increases. it can.
なお、図３の例では、図４に示すように、電磁力が大きくなる場所が、Ｗ２，Ｖ２，Ｕ２，Ｗ１，Ｖ１，Ｕ１の順になる。そこで、Ｖ１とＶ２の位置を反対にしてもよい。これによって、電磁力が強くなる場所が、Ｗ２，Ｖ１，Ｕ２，Ｗ１，Ｖ２，Ｕ１の順になる。 In the example of FIG. 3, as shown in FIG. 4, the places where the electromagnetic force increases are in the order of W2, V2, U2, W1, V1, and U1. Therefore, the positions of V1 and V2 may be reversed. As a result, the places where the electromagnetic force increases are in the order of W2, V1, U2, W1, V2, and U1.
「電流制御」
図５には、Ｕ１，Ｕ２の通常の通電電流について示してある。このように、Ｕ１，Ｕ２に同一の正弦波が供給される。
"Current control"
FIG. 5 shows normal energizing currents U1 and U2. Thus, the same sine wave is supplied to U1 and U2.
図６には、図２に示すモータにおいて、ロータとステータのスロット数の相違に基づき発生する電磁力の変動を防止するための理論的電流量を示す。実線がＵ１、破線がＵ２の電流である。他相においても、位相が１２０°異なるだけであり、１セット目と２セット目とで同様の電流制御を行うことで電磁力の変動を抑制できる。 FIG. 6 shows a theoretical current amount for preventing the fluctuation of electromagnetic force generated based on the difference in the number of slots between the rotor and the stator in the motor shown in FIG. The solid line is U1, and the broken line is U2. Even in the other phase, the phase only differs by 120 °, and fluctuations in electromagnetic force can be suppressed by performing similar current control between the first set and the second set.
図７には、図６のような制御の結果を示す。破線が制御を行わない元の電磁力、実線が図６に示す電流制御を行った場合の電磁力である。このように、図６のような電流制御によって、本実施形態の制御を行わない元の電磁力平均値より、変動が２３％抑制できている。 FIG. 7 shows the result of the control as shown in FIG. The broken line is the original electromagnetic force that is not controlled, and the solid line is the electromagnetic force when the current control shown in FIG. 6 is performed. Thus, by the current control as shown in FIG. 6, the fluctuation can be suppressed by 23% from the original electromagnetic force average value that is not controlled according to the present embodiment.
図８には、図２２に示した電磁力の空間分布をＦＦＴ解析した結果を示す。これより、変動の１次成分が、問題にしている振動・騒音に関係していることがわかる。従って、検出した変動の１次成分に応じて、ロータ位置に応じて１セット目および２セット目のステータコイルの電流を決定することができる。すなわち、１セット目と２セット目のステータコイル電流は、モータの出力トルクなどによって決定するが、図６に示した１セット目と２セット目の電流分配比は、１次成分の大きさに基づいて決定するとよい。 FIG. 8 shows the result of FFT analysis of the spatial distribution of the electromagnetic force shown in FIG. From this, it can be seen that the primary component of fluctuation is related to the vibration and noise in question. Therefore, the currents of the first and second sets of stator coils can be determined according to the rotor position in accordance with the detected primary component of the fluctuation. That is, the stator coil currents of the first set and the second set are determined by the output torque of the motor, but the current distribution ratio of the first set and the second set shown in FIG. It is good to decide based on it.
「実施形態（誘導モータ）の効果」
このように、各コイル（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２の６種類）に電流を流すことで、電磁力が高くなる場所が異なる場合がある。１セット目と、２セット目のステータコイル電流の一方を増加し、他方を減少することで、モータの出力トルクを維持しつつ、ロータ、ステータ間の径方向電磁力（ギャップ電磁力）を制御することができる。
"Effect of embodiment (induction motor)"
As described above, there are cases where the places where the electromagnetic force increases are different by passing current through each coil (six types of U1, U2, V1, V2, W1, and W2). Controls the radial electromagnetic force (gap electromagnetic force) between the rotor and stator while maintaining the motor output torque by increasing one of the stator coil currents of the first and second sets and decreasing the other. can do.
「同期モータ概略構成」
図９には、実施形態に係る磁石モータ（同期モータ）の構成を模式的に示してある。ロータ１０Ｒは、２つの永久磁石を配置することによって、一方がＮ極、他方がＳ極となる１極対である。また、ロータ１０Ｒは、突極型であり、１つの磁極（Ｎ極）に周方向の両端部に溝ＴＲが形成され、他の磁極（Ｓ極）には溝ＴＲが設けられていない。従って、磁極によって磁気抵抗が異なっている。
"Synchronous motor schematic configuration"
FIG. 9 schematically shows a configuration of a magnet motor (synchronous motor) according to the embodiment. The rotor 10R is a single pole pair in which one permanent is an N pole and the other is an S pole by arranging two permanent magnets. The rotor 10R is a salient pole type, and one magnetic pole (N pole) is formed with grooves TR at both ends in the circumferential direction, and the other magnetic pole (S pole) is not provided with grooves TR. Therefore, the magnetic resistance differs depending on the magnetic pole.
ロータ１０Ｒを取り囲むようにして、円環型のステータ１０Ｓが設けられる。このステータ１０Ｓには、ＵＶＷの３相のステータコイルが２セット配置されている。 An annular stator 10S is provided so as to surround the rotor 10R. Two sets of three-phase UVW stator coils are arranged on the stator 10S.
Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が１セット目の各相ステータコイルであり、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２が２セット目の各相ステータコイルである。そして、１セット目の各相ステータコイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１と２セット目の各相ステータコイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２の各相ステータコイルがそれぞれ電気角１８０°を境に対称に配置されている。 U1, V1, and W1 are the first set of phase stator coils, and U2, V2, and W2 are the second set of phase stator coils. The first-phase stator coils U1, V1, W1 and the second-set stator coils U2, V2, W2 are arranged symmetrically with respect to an electrical angle of 180 °.
従って、ロータ１０Ｒに対する１セット目のステータコイルと、２セット目のステータコイルの位置（角度）が同一ではなく、ロータ１０Ｒに対し、一方側と他方側に偏在する。このため、２つのステータコイルの電流量を異ならせることで、ロータに印加される磁界を異ならせることができる。 Accordingly, the positions (angles) of the first set of stator coils and the second set of stator coils with respect to the rotor 10R are not the same, and are unevenly distributed on one side and the other side with respect to the rotor 10R. For this reason, the magnetic field applied to a rotor can be varied by varying the amount of current of the two stator coils.
ここで、領域１〜領域６のそれぞれで、例えば、領域３の径方向電磁力が大きく、領域６の径方向電磁力が比較的小さいのであれば、Ｗ１の電流振幅を小さくし、Ｗ２の電流振幅を大きくすればよい。 Here, in each of the regions 1 to 6, for example, if the radial electromagnetic force in the region 3 is large and the radial electromagnetic force in the region 6 is relatively small, the current amplitude of W1 is reduced and the current of W2 is reduced. What is necessary is just to enlarge an amplitude.
「前提構成」
ここで、前提構成について、電気学会で使われているＤモデル（４極（２極対）、２４スロット、ＩＰＭ（永久磁石埋め込み型）モータ）を用いて説明する。
"Prerequisite Configuration"
Here, a premise structure is demonstrated using D model (4 poles (2 pole pairs), 24 slots, IPM (embedded permanent magnet) motor) used in the Institute of Electrical Engineers of Japan.
図１０に、電気学会で使われているＤモデルの構成を示す。図は、軸と直角な方向の断面であり、上半分（ロータ２極、１２スロット）のみを示してある。 FIG. 10 shows the configuration of the D model used in the Institute of Electrical Engineers. The figure is a cross section in a direction perpendicular to the axis, and only the upper half (rotor 2 poles, 12 slots) is shown.
１２スロットには、３相分のステータコイルが配置されるため、Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−がそれぞれ、２スロットずつに配置される。図においては、０°〜１８０°の区間の１２スロットに、Ｕ＋，Ｗ−，Ｗ−，Ｖ＋，Ｖ＋，Ｕ−，Ｕ−，Ｗ＋，Ｗ＋，Ｖ−，Ｖ−，Ｕ＋のステータコイルが配置され、これを２スロットずつ領域１〜６としている。 Since 12-phase stator coils are arranged for three phases, U +, U−, V +, V−, W +, and W− are respectively arranged in two slots. In the figure, stator coils of U +, W−, W−, V +, V +, U−, U−, W +, W +, V−, V−, U + are arranged in 12 slots in a section from 0 ° to 180 °. This is made into areas 1 to 6 by two slots.
図１１には、ロータの磁極Ｂを周方向長さを短くして磁極Ｂの周方向両端に比較的大きな空隙を設け、磁極Ａと磁極Ｂとで磁気抵抗の差を設けたモータ（Ｄモデル改）が示されている。 FIG. 11 shows a motor (D model) in which the magnetic pole B of the rotor is shortened in the circumferential direction, a relatively large gap is provided at both circumferential ends of the magnetic pole B, and the magnetic resistance difference between the magnetic pole A and the magnetic pole B is provided. Revised) is shown.
図１０のＤモデル、図１１のＤモデル改に３相に正弦波電流を通電した際の、ある時間における領域ごとの径方向の電磁力を図１２に示す。このように、Ｄモデルでは、０〜９０°（領域１〜３）と９０〜１８０°（領域４〜６）が同じ波形になっているが、Ｄモデル改では、波形が異なっている。 FIG. 12 shows the electromagnetic force in the radial direction for each region at a certain time when a sine wave current is applied to the three phases in the D model of FIG. 10 and the D model of FIG. As described above, in the D model, 0 to 90 ° (regions 1 to 3) and 90 to 180 ° (regions 4 to 6) have the same waveform, but in the D model modification, the waveforms are different.
図１３に、Ｄモデルと、Ｄモデル改における、磁極Ａ側と磁極Ｂ側で対になる領域（１と４、２と５、３と６）間での径方向電磁力平均値の比較を示す。 FIG. 13 shows a comparison of the average value of radial electromagnetic force between the D model and the paired regions (1 and 4, 2, 5, 3, and 6) on the magnetic pole A side and the magnetic pole B side in the D model modification. Show.
Ｄモデルの場合には、すべての領域において、径方向電磁力の平均値は同じになる。一方、Ｄモデル改では、領域１より領域４、領域２より領域５の方が電磁力が大きく、領域３が領域６より電磁力が大きくなっている。特に、領域３，６が電磁力が大きいが、この２つの領域において、大きな差がある。すなわち、このような条件においては、領域３，６の径方向電磁力が大きく、磁極は領域３，６を向いているといえ、磁極方向の径方向電磁力差は、ステータバックヨークの変形を生じさせる要因となる。 In the case of the D model, the average value of the radial electromagnetic force is the same in all regions. On the other hand, in the D model revision, the electromagnetic force is larger in the region 4 than in the region 1 and in the region 5 than in the region 2, and the electromagnetic force is larger in the region 3 than in the region 6. In particular, the regions 3 and 6 have a large electromagnetic force, but there is a large difference between the two regions. That is, under such conditions, it can be said that the radial electromagnetic force in the regions 3 and 6 is large and the magnetic pole faces the regions 3 and 6, and the radial electromagnetic force difference in the magnetic pole direction causes deformation of the stator back yoke. It will be a factor to cause.
図１４に、径方向電磁力の差によって生じる変形の例を示す。Ｄモデルでは、図１４（Ａ）に示すように、１周で４か所が強く吸引されるが、Ｄモデル改では、図１４（Ｂ）に示すように、２か所が強く吸引される。これは、Ｄモデルでは、領域３、領域６の吸引力が同じであり、両方の領域で強く吸引されるが、Ｄモデル改では、領域６の吸引力が弱いため領域３のみで強く吸引されるからである。従って、Ｄモデル改では、Ｄモデルと比較して低次の変形を生じる。低次の変形は減衰しにくいため、騒音・振動（ＮＶ）の要因となりやすい。すなわち、磁極ごとに磁気抵抗を変えたＤモデル改は、Ｄモデルよりもステータの変形に基づくＮＶを発生しやすい。 FIG. 14 shows an example of deformation caused by a difference in radial electromagnetic force. In the D model, as shown in FIG. 14 (A), four places are strongly sucked in one turn, but in the D model modification, two places are sucked strongly as shown in FIG. 14 (B). . In the D model, the suction force in the region 3 and the region 6 is the same, and the suction force is strong in both regions. However, in the D model modification, the suction force in the region 6 is weak, so the suction force is strong only in the region 3. This is because that. Therefore, in the D model modification, a lower-order deformation occurs as compared with the D model. Low-order deformation is difficult to attenuate, and is likely to cause noise and vibration (NV). That is, the D model modification in which the magnetic resistance is changed for each magnetic pole is more likely to generate NV based on the stator deformation than the D model.
「具体的構成」
本実施形態では、図１５に示すように、２セットの３相ステータコイルを備え、各相ステータコイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を、電気角１８０°を境に対称に配置する。従って、１セット目のステータコイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１と、２セット目のステータコイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２とが、電気角１８０°を境に偏在し、それぞれから発生する磁界が、ロータに対し同一ではなくなる。例えば、１セット目のステータコイルＵ１では左側の磁界が強く、２セット目のステータコイルＵ２では右側の磁界が強くなる。従って、１セット目のステータコイルと２セット目のステータコイルの電流の配分を変更することで、径方向電磁力を制御することが可能になる。
"Specific composition"
In this embodiment, as shown in FIG. 15, two sets of three-phase stator coils are provided, and each phase stator coil U1, V1, W1, U2, V2, W2 is arranged symmetrically with an electrical angle of 180 ° as a boundary. . Accordingly, the first set of stator coils U1, V1, W1 and the second set of stator coils U2, V2, W2 are unevenly distributed with an electrical angle of 180 ° as a boundary, and the magnetic field generated from each is the same as that of the rotor. Is not. For example, the left set magnetic field is strong in the first set of stator coils U1, and the right set magnetic field is strong in the second set of stator coils U2. Therefore, the radial electromagnetic force can be controlled by changing the current distribution between the first set of stator coils and the second set of stator coils.
すなわち、図１６〜１８の例において、Ｄモデル改では、領域３の径方向電磁力が大きく、領域６の径方向電磁力が小さい。そこで、トータル電流を維持しつつ、Ｗ２の電流を大きくし、Ｗ１の電流を小さくする。これによって、領域６の径方向電磁力が大きく、領域３の径方向電磁力が小さくなり、磁極Ａ，Ｂごとの磁気抵抗のアンバランスに起因する、径方向電磁力の不均衡を解消することができる。 That is, in the examples of FIGS. 16 to 18, in the D model modification, the radial electromagnetic force in the region 3 is large and the radial electromagnetic force in the region 6 is small. Therefore, while maintaining the total current, the current W2 is increased and the current W1 is decreased. As a result, the radial electromagnetic force in the region 6 is large, the radial electromagnetic force in the region 3 is small, and the radial electromagnetic force imbalance caused by the unbalance of the magnetic resistance for each of the magnetic poles A and B is eliminated. Can do.
このように、１セット目のステータコイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１と２セット目のステータコイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２のトータル電流は同じになるようにして、図９に示した径方向電磁力の平均値が大きい側のステータコイルの電流振幅を大きく、径方向電磁力の平均値が小さい側のステータコイルの電流振幅を小さくすることにより、磁極方向の領域の径方向電磁力平均値の差を小さくすることができる。 In this way, the total current of the first set of stator coils U1, V1, W1 and the second set of stator coils U2, V2, W2 is made the same, and the average value of the radial electromagnetic force shown in FIG. The difference in the average value of the radial electromagnetic force in the region in the magnetic pole direction is reduced by increasing the current amplitude of the stator coil on the larger side and decreasing the current amplitude of the stator coil on the smaller side of the radial electromagnetic force. be able to.
なお、磁極位置は、ロータ位置とｄｑ軸トータル磁束から得られた領域ごとの電磁力平均値で判定することができるが、各領域の径方向電磁力のピーク値で判断することもでき、その場合でも、１セット目と２セット目のステータコイル電流を磁極方向に応じて制御することで、同様の効果が得られる。 The magnetic pole position can be determined by the average electromagnetic force value for each region obtained from the rotor position and the dq-axis total magnetic flux, but can also be determined by the peak value of the radial electromagnetic force in each region. Even in this case, the same effect can be obtained by controlling the stator coil currents of the first set and the second set according to the magnetic pole direction.
「制御」
図１９に、本実施形態における制御のフローを示す。
"control"
FIG. 19 shows a control flow in the present embodiment.
モータには、角度センサ（Ｓ１）および電流センサ（Ｓ２）が取り付けられている。角度センサ（Ｓ１）はロータ角度を検出する。電流センサ（Ｓ２）は、３相の電流を検出する。なお、２相の電流がわかれば、他の１相の電流はわかるので、電流は２相のみの検出でもよい。また、ステータコイルは２セットあるので、その電流を別々に検出することが好ましいが、各相のトータル電流のみでもよい。 An angle sensor (S1) and a current sensor (S2) are attached to the motor. The angle sensor (S1) detects the rotor angle. The current sensor (S2) detects a three-phase current. If the two-phase current is known, the other one-phase current can be known, so that the current may be detected by only two phases. Since there are two sets of stator coils, it is preferable to detect the currents separately, but only the total current of each phase may be used.
ロータ角度およびモータ電流は、３相・２相変換（Ｓ３）に供給され、ここでｄｑ軸電流に変換される。また、ロータ角度およびモータ電流は磁石磁束マップ（Ｓ４）にも供給される。この磁石磁束マップ（Ｓ４）は、ロータに設けられた磁石に応じたあらかじめ用意されたものであり、ロータ角度およびモータ電流に対応して磁石磁束ｄｑ軸成分を出力する。 The rotor angle and motor current are supplied to the three-phase / two-phase conversion (S3), where they are converted into dq-axis current. The rotor angle and motor current are also supplied to the magnet flux map (S4). This magnet magnetic flux map (S4) is prepared in advance according to the magnet provided in the rotor, and outputs a magnet magnetic flux dq axis component corresponding to the rotor angle and the motor current.
３相・２相変換からのｄｑ軸電流は、インダクタンスマップ（Ｓ５）に供給され、ｄｑ軸電流磁束が出力される。ステータコイルに供給される電流が決定されれば、対応して発生する磁束はわかるのでそれがインダクタンスマップ（Ｓ５）に記録されており、ｄｑ軸電流に応じたｄｑ軸電流磁束が出力される。 The dq-axis current from the three-phase / two-phase conversion is supplied to the inductance map (S5), and the dq-axis current magnetic flux is output. If the current supplied to the stator coil is determined, the magnetic flux generated correspondingly is known, and is recorded in the inductance map (S5), and the dq-axis current magnetic flux corresponding to the dq-axis current is output.
ｄｑ軸電流と、ロータ角度は、ギャップ中電磁力マップ（Ｓ６）に供給される。ギャップ中電磁力マップ（Ｓ６）には、ｄｑ軸電流とロータ角度から発生するギャップ中電磁力（径方向電磁力）が記憶されており、ギャップ中電磁力が出力される。例えば、図６のような領域ごとの電磁力が出力される。 The dq axis current and the rotor angle are supplied to the in-gap electromagnetic force map (S6). In the gap electromagnetic force map (S6), the gap electromagnetic force (radial electromagnetic force) generated from the dq-axis current and the rotor angle is stored, and the gap electromagnetic force is output. For example, the electromagnetic force for each region as shown in FIG. 6 is output.
磁石磁束のｄｑ軸成分とｄｑ軸電流磁束は加算器で加算され、ｄｑ軸トータル磁束となり、磁極位置判定（Ｓ７）に供給される。磁極位置判定では、ｄｑ軸トータル磁束から、実際のトータル磁束の存在領域を判定する。そして、この磁束の存在領域とロータ位置とから、径方向電磁力を算出して磁極の方向を決定する。なお、磁極の方向は、径方向電磁力の領域ごとの平均値を算出してもよいし、領域ごとのピークから決定してもよい。 The dq-axis component and the dq-axis current magnetic flux of the magnet magnetic flux are added by an adder to obtain a dq-axis total magnetic flux, which is supplied to the magnetic pole position determination (S7). In the magnetic pole position determination, the actual total magnetic flux existing region is determined from the dq-axis total magnetic flux. Then, a radial electromagnetic force is calculated from the magnetic flux existing region and the rotor position to determine the direction of the magnetic pole. In addition, the direction of the magnetic pole may be calculated from an average value for each region of the radial electromagnetic force or may be determined from a peak for each region.
そして、トータル磁束存在領域と、ギャップ中電磁力から、１セット目と、２セット目のステータコイルの電流分配比ｒ１：ｒ２を決定する（Ｓ８）。これは、ギャップ中電磁力が大きくなる位置の電磁力を小さくし、径方向電磁力（ギャップ中電磁力）が小さい位置の電磁力を大きくすればよい。 Then, the current distribution ratio r1: r2 of the first set and the second set of stator coils is determined from the total magnetic flux existence region and the electromagnetic force in the gap (S8). This may be achieved by reducing the electromagnetic force at the position where the electromagnetic force in the gap is increased and increasing the electromagnetic force at the position where the radial electromagnetic force (electromagnetic force in the gap) is small.
このように、ギャップ中電磁力のアンバランスを把握できれば、それに応じた２セット目と、２セット目との電流分配比を決定することができる。 Thus, if the imbalance of the electromagnetic force in the gap can be grasped, the current distribution ratio between the second set and the second set can be determined accordingly.
そして、トルク要求に応じたモータ制御を行うためなどの全体制御を司る上位ＥＣＵ（Ｓ９）からの要求に基づき、トルク・電流マップ（Ｓ１０）で得られたｄｑ軸指令電流（Ｉｄ，Ｉｑ）と、電流分配比ｒ１：ｒ２とから、１セット目および２セット目のステータコイルのｄ軸、ｑ軸電流Ｉ１ｄ，Ｉ１ｑ，Ｉ２ｄ，Ｉ２ｑを決定する（Ｓ１１）。 Based on the request from the host ECU (S9) that performs overall control such as performing motor control according to the torque request, the dq axis command current (Id, Iq) obtained in the torque / current map (S10) The d-axis and q-axis currents I1d, I1q, I2d, and I2q of the first and second sets of stator coils are determined from the current distribution ratio r1: r2 (S11).
具体的には、
Ａ＝√（Ｉｄ２＋Ｉｑ２）
θ＝ｔａｎ−１（Ｉｑ／Ｉｄ）
Ａ１＝Ａ＊（ｒ１／（ｒ１＋ｒ２））
Ａ２＝Ａ＊（ｒ２／（ｒ１＋ｒ２））
Ｉ１ｄ＝Ａ１＊ｃｏｓθ
Ｉ１ｑ＝Ａ１＊ｓｉｎθ
Ｉ２ｄ＝Ａ２＊ｃｏｓθ
Ｉ２ｑ＝Ａ２＊ｓｉｎθ
とする。
In particular,
A = √ (Id 2 + Iq 2 )
θ = tan −1 (Iq / Id)
A1 = A * (r1 / (r1 + r2))
A2 = A * (r2 / (r1 + r2))
I1d = A1 * cos θ
I1q = A1 * sinθ
I2d = A2 * cos θ
I2q = A2 * sinθ
And
このようにして、１セット目のｄｑ軸指令電流、２セット目のｄｑ軸指令電流が決定された場合には、これらが１セット目のステータコイルの電流制御系（Ｓ１２）、および２セット目のステータコイルの電流制御系（Ｓ１３）に供給され、これらに基づいて、２つのインバータがそれぞれ制御され、２セットのステータコイルへの電流が制御される。 When the first set of dq-axis command current and the second set of dq-axis command current are thus determined, these are determined by the current control system (S12) of the first set of stator coils and the second set. Is supplied to the stator coil current control system (S13), and based on these, the two inverters are controlled, and the current to the two sets of stator coils is controlled.
１０ モータ、１０Ｒ ロータ、１０Ｓ ステータ、１２ インバータ、１４ コンデンサ、１６ 直流電源、２０ 制御部。
10 motor, 10R rotor, 10S stator, 12 inverter, 14 capacitor, 16 DC power supply, 20 controller.
Claims (5)
ステータコイルは、個別に電流が供給される２セットの３相ステータコイルを含み、
２セットの３相ステータコイルの各相のコイルは、電気角１８０°を境にして対称に配置され、
２セットの各３相ステータコイルで対応するコイル同士には、同じ周期の基本波成分が流されるとともに、各磁極の磁気抵抗の異なりによって発生する電磁力に応じて、２セットの３相ステータコイルの各相コイルの電流値が設定される、
モータ。 A motor that produces a state in which the magnetic resistance differs between one and the other of the magnetic poles,
The stator coil includes two sets of three-phase stator coils that are individually supplied with current,
The coils of each phase of the two sets of three-phase stator coils are arranged symmetrically with an electrical angle of 180 ° as a boundary,
Two sets of three-phase stator coils are supplied in accordance with the electromagnetic force generated by the difference in the magnetic resistance of each magnetic pole while the fundamental wave component of the same period flows between the coils corresponding to the two sets of three-phase stator coils. The current value of each phase coil is set,
motor.
２セットの３相ステータコイルには、２つのインバータからそれぞれ別々に電流が供給される、
モータ。 The motor according to claim 1,
Two sets of three-phase stator coils are separately supplied with current from the two inverters,
motor.
モータは、カゴ型誘導モータであって、
２セットの３相ステータコイルの各相コイルでは、磁気抵抗が大きい側のコイルの電流値が大きく、磁気抵抗が小さい側のコイルの電流値が小さく設定される、
モータ。 The motor according to claim 1 or 2,
The motor is a cage type induction motor,
In each phase coil of the two sets of three-phase stator coils, the current value of the coil on the large magnetic resistance side is large, and the current value of the coil on the small magnetic resistance side is set small.
motor.
モータは、カゴ型誘導モータであって、
ステータスロット数と、ロータバー数には、ステータスロット数ｍ＊（ｎ＋１）、ロータバー数ｍ＊ｎの関係を有し、
ここで、ｍは１以上の整数、ｎは２以上の整数である、
モータ。 The motor according to any one of claims 1 to 3,
The motor is a cage type induction motor,
The number of status lots and the number of rotor bars have a relationship of the number of status lots m * (n + 1) and the number of rotor bars m * n.
Here, m is an integer of 1 or more, and n is an integer of 2 or more.
motor.
モータは、同期モータであって、
ロータは突極型である、
モータ。
The motor according to claim 1 or 2,
The motor is a synchronous motor,
The rotor is a salient pole type,
motor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2018094777A JP2019201490A (en) | 2018-05-16 | 2018-05-16 | motor |
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| JP2019201490A true JP2019201490A (en) | 2019-11-21 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2019201490A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022064510A1 (en) * | 2020-09-26 | 2022-03-31 | Tvs Motor Company Limited | An electrical machine of a vehicle |
-
2018
- 2018-05-16 JP JP2018094777A patent/JP2019201490A/en active Pending
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| WO2022064510A1 (en) * | 2020-09-26 | 2022-03-31 | Tvs Motor Company Limited | An electrical machine of a vehicle |
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