JP2019184844A - 光変調器のバイアス制御回路および光送信器 - Google Patents
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Abstract
【課題】バイアス制御を適切に行うことが可能な光変調器を提供する。【解決手段】光変調器は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器33と、第1電極16を有しI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器(MZM)10と、第2電極26を有しQ光信号を生成する第2MZM20と、第3電極36とを備え、I光信号とQ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3MZM30と、出力光信号のパワーをモニタする検出器40と、バイアス制御部41、42を備える。バイアス制御部42は、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを第1電極に、第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを第2電極にそれぞれ印加し、第1および第2ディザ信号の周波数を互いに異なる周波数に交互に切り替え、バイアス制御部41は、第1ディザ信号と第2ディザ信号のビート周波数における出力光信号のフーリエ成分に基づき、第3電極に印加される第3バイアスを調整する。【選択図】図1
Description
本発明は、光変調器のバイアス制御回路および光変調器のバイアス制御回路を備える光送信器に関する。
QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)方式または64QAM方式等の多値位相変調を行うデジタルコヒーレント光伝送装置においては、光送信部(光送信器)にて、I(In phase)光信号およびQ(Quadrature)光信号を生成するマッハツェンダ型変調器(MZM:Mach-Zehnder Modulator)が用いられている。上述のような直交変調を行うMZMは、子変調器(子MZM)が親変調器(親MZM)の内部に入れ子となって構成されている。各MZMに印加するバイアスにディザ信号を重畳させ、親MZMの光出力信号の高周波成分に基づき、各MZMの位相調整を行うことが知られている(例えば非特許文献1)。I光信号用MZMのバイアスとQ光信号用MZMのバイアスとに周波数の異なるディザ信号を重畳させ、光出力信号のうち異なるディザ信号のビート周波数成分を用い各MZMの位相調整を行うことが知られている(例えば非特許文献2)。また、MZMのバイアスを制御することが知られている(例えば特許文献1、2)。
IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERES, VOL. 18, NO. 21, NOVEMBER 1, 2006
JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 29, NO. 15, AUGUST 1, 2011
非特許文献1では、ディザ信号の検出に高周波信号を用いるため、ノイズ等の影響を受けやすく制御回路の設計が難しくなる。非特許文献2では、異なる周波数のディザ信号のビード周波数成分(低周波信号)を用いるため、制御回路の設計が比較的容易である。しかしながら、変調する高周波信号のデータパターンに依存して、親MZMの位相制御の精度が変動する。
本発明の一実施形態は、上記課題に鑑みなされたものであり、バイアスの制御を適切に行うことを目的とする。
本発明の一実施形態は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器のバイアス回路であって、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備える光変調器のバイアス制御回路である。
本発明の一実施形態は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器と、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、を含む光送信器である。
本発明の一実施形態によれば、バイアスの制御を適切に行うことができる。
[本願発明の実施形態の説明]
最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
(1)本願発明の一実施形態は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器のバイアス回路であって、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備える光変調器のバイアス制御回路である。これにより、バイアスの制御を適切に行うことができる。
(2)前記位相調整部は、連続する偶数個の前記期間における前記フーリエ成分の平均に基づき前記第3バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(3)前記位相調整部は、前記フーリエ成分の振幅および位相を算出し、前記振幅および前記位相に基づき前記第3バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(4)前記位相調整部は、前記振幅および前記位相に基づき誤差信号を算出し、前記連続する複数の前記期間における前記誤差信号に基づき前記第3バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(5)前記位相調整部は、前記位相から極性を算出し、前記位相と前記極性を乗算することにより前記誤差信号を算出することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(6)本願発明の一実施形態は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器と、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、を含む光送信器である。これにより、バイアスの制御を適切に行うことができる。
最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
(1)本願発明の一実施形態は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器のバイアス回路であって、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備える光変調器のバイアス制御回路である。これにより、バイアスの制御を適切に行うことができる。
(2)前記位相調整部は、連続する偶数個の前記期間における前記フーリエ成分の平均に基づき前記第3バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(3)前記位相調整部は、前記フーリエ成分の振幅および位相を算出し、前記振幅および前記位相に基づき前記第3バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(4)前記位相調整部は、前記振幅および前記位相に基づき誤差信号を算出し、前記連続する複数の前記期間における前記誤差信号に基づき前記第3バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(5)前記位相調整部は、前記位相から極性を算出し、前記位相と前記極性を乗算することにより前記誤差信号を算出することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
(6)本願発明の一実施形態は、入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器と、第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、を含む光送信器である。これにより、バイアスの制御を適切に行うことができる。
[本願発明の実施形態の詳細]
本発明の実施形態にかかる光変調器のバイアス制御回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
本発明の実施形態にかかる光変調器のバイアス制御回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
[マッハツェンダ型変調器の説明]
実施例1は、デジタルコヒーレント光伝送装置(光送信器)に用いられる光変調器のバイアス制御回路の例である。図1は、実施例1におけるマッハツェンダ型変調器を示す模式図である。実施例1におけるマッハツェンダ型変調器(MZM:Mach-Zehnder Modulator)は、I(In phase)光信号およびQ(Quadrature)光信号を生成するIQ変調器である。図1に示すように、親(Outer)MZM30は、I光信号用MZM(IMZM)10およびQ光信号用MZM(QMZM)20の子(Inner)MZMを備えている。すなわち、子MZM10、20は、親MZM30の入れ子となるように構成されている。親MZM30、IMZM10およびQMZM20は例えばInP等の半導体基板またはLiNbO3等の強誘電体基板に設けられている。
実施例1は、デジタルコヒーレント光伝送装置(光送信器)に用いられる光変調器のバイアス制御回路の例である。図1は、実施例1におけるマッハツェンダ型変調器を示す模式図である。実施例1におけるマッハツェンダ型変調器(MZM:Mach-Zehnder Modulator)は、I(In phase)光信号およびQ(Quadrature)光信号を生成するIQ変調器である。図1に示すように、親(Outer)MZM30は、I光信号用MZM(IMZM)10およびQ光信号用MZM(QMZM)20の子(Inner)MZMを備えている。すなわち、子MZM10、20は、親MZM30の入れ子となるように構成されている。親MZM30、IMZM10およびQMZM20は例えばInP等の半導体基板またはLiNbO3等の強誘電体基板に設けられている。
デジタルコヒーレント光伝送装置で使用されるIQ変調器には、垂直偏波と水平偏波を使った偏波多重を行うため、X偏波用MZMとY偏波用MZMの2つの親MZMが設けられている。バイアスの制御は、それぞれの親MZMについて同様に互いに独立に行えばよいので、図1では、1つの親MZM30について説明する。なお、親MZM30および検出器40は、IQ変調器のパッケージ(筐体)に収容されている。IQ変調器のパッケージは、一方向に長い直方体状の形状をしており、例えば側面に複数の電気端子を備えている。それらの電気端子は、後述するように、電極15、16、25、26、および36と電気的に接続されている。バイアス制御部41、42は、IQ変調器のパッケージの外部に、例えばプリント基板上に構成される。ブリント基板上に設けられた電気端子とIQ変調器のパッケージの電気端子とが適宜配線等によって電気的に接続されている。バイアス制御部41、42は、IQ変調器のバイアス制御回路に含まれている。
親MZM30には、レーザ光90が入力し、親MZM30から光信号92が出力される。レーザ光90は、例えば波長可変レーザから供給されるCW(Continuous Wave)光である。分岐器33は、導波路37を伝搬するレーザ光90を導波路31aを伝搬する光90aおよび導波路32aを伝搬する光90bに分岐する。光90aはIMZM10に入力する。光90bはQMZM20に入力する。IMZM10から出力したI光信号92aおよびQMZM20から出力したQ光信号92bはそれぞれ導波路31bおよび32bを伝搬する。位相調整用の電極36が導波路32bに設けられている。電極36にはDC(Direct Current)バイアスDC3が印加される。これにより、I光信号92aとQ光信号92bとの位相差が調整される。なお、電極36は、導波路32bではなく、導波路31bに設けられていてもよい。その場合、DCバイアスDC3は適宜変更される。合成器34はI光信号92aおよびQ光信号92bを合成し、IQ変調された光信号92として導波路38に出力する。光信号92のビットレートは例えば25Gbpsあるいはそれ以上である。合成器34は、後述するようにパワーモニタ用のモニタ光を出力する。
IMZM10において、分岐器13は、導波路31aを伝搬する光90aを導波路11を伝搬する光94aおよび導波路12を伝搬する光94bに分岐する。合成器14は導波路11を伝搬する光95aおよび導波路12を伝搬する光95bを合成しI光信号92aを導波路31bに出力する。図1では省略して示しているが、導波路11および12の双方には各々電極15および16が設けられている。電極15には、高周波信号であるRF(Radio Frequency)信号RF1が入力する。電極16には、ディザ信号F1が重畳したDCバイアスDC1が入力する。より詳細には、RF信号RF1は、正相信号と逆相信号から成る差動信号であり、導波路11に設けられた電極15には正相信号が入力され、導波路12に設けられた電極15には逆相信号が入力される。また、DCバイアスDC1は、正相信号と逆相信号のそれぞれについて用意され、正相信号用のDCバイアスDC1は、導波路11に設けられた電極16に印加され、逆相信号用のDCバイアスDC1は、導波路12に設けられた電極16に印加される。
QMZM20において、分岐器23は、導波路32aを伝搬する光90bを導波路21を伝搬する光96aおよび導波路22を伝搬する光96bに分岐する。合成器24は導波路21を伝搬する光97aおよび導波路22を伝搬する光97bを合成しQ光信号92bを導波路32bに出力する。図1では省略して示しているが、導波路21および22の双方に各々電極25および26が設けられている。電極25には、高周波信号であるそれぞれRF信号RF2が入力する。電極26にはディザ信号F2が重畳したDCバイアスDC2が入力する。より詳細には、RF信号RF2は、正相信号と逆相信号から成る差動信号であり、導波路21に設けられた電極25にはRF信号RF2の正相信号が入力され、導波路22に設けられた電極25にはRF信号RF2の逆相信号が入力される。また、DCバイアスDC2は、RF信号RF2の正相信号と逆相信号のそれぞれについて用意され、RF信号RF2の正相信号用のDCバイアスDC2は、導波路21に設けられた電極26に印加され、RF信号RF2の逆相信号用のDCバイアスDC2は、導波路22に設けられた電極26に印加される。
検出器40は、フォトダイオード等の光パワーモニタであり、合成器34から導波路38の外に出力されるモニタ光(不図示)のパワーをモニタする。モニタ光は、光信号92と相補関係にある光信号であり、例えば、光信号92のパワーが100%のときにモニタ光のパワーは0%となり、光信号92のパワーが0%のときにモニタ光のパワーは100%となる。モニタ光のパワーをモニタすることで光信号92のパワーをモニタすることができる。検出器40は、モニタ光を受けるように構成されている。検出器40は、モニタ光のパワーの大きさを検出し、その結果に応じた出力信号を出力する。バイアス制御部41は、検出器40の出力信号に基づきDCバイアスDC3を制御する。バイアス制御部42は、検出器40の出力信号に基づきDCバイアスDC1+ディザ信号F1およびDCバイアスDC2+ディザ信号F2を制御する。
IMZM10の動作を説明する。分岐器13により分岐された導波路11の光94aと導波路12の光94bはほぼ同じ振幅でありほぼ同位相である。RF信号RF1の印加により導波路11を伝搬する光95aと導波路12を伝搬する光95bとに位相差が生じる。合成器14は、導波路11を伝搬する光95aと導波路12を伝搬する光95bとを干渉させる。これにより、導波路31bにI光信号92aが生成される。
バイアス制御部42は、例えば、光信号を位相変調しないときに、導波路31bに出力されるI光信号92aの強度がほぼ0となり、RF信号RF1がVπあるいは−Vπのときに、導波路31bに出力されるI光信号92aの強度が最大となるように、DCバイアスDC1を制御する。ここで、VπはIMZM10の半波長電圧である。最適なDCバイアスDC1は、温度等により変化する。そこで、バイアス制御部42は、DCバイアスDC1にディザ信号F1を重畳させる。バイアス制御部41は、検出器40の出力信号とディザ信号F1とを同期検波し、同期検波の出力が小さくなるようにDCバイアスDC1を制御する。ディザ信号F1の周波数は例えば数kHzから数100kHzであり、光信号92のシンボルレートの基本周波数より十分に低い。また、ディザ信号F1の振幅は例えばDCバイアスDC1の10%以下である。
QMZM20においても、分岐器23により分岐された導波路21の光96aと導波路22の光96bはほぼ同じ振幅でありほぼ同位相である。RF信号RF2の印加により導波路21を伝搬する光97aと導波路22を伝搬する光97bとに位相差が生じる。合成器24は、光97aと97bを合成し、導波路32bにQ光信号92bが生成される。RF信号RF2とQ光信号92bとの関係は、IMZM10の場合と同様なので説明を省略する。
バイアス制御部42は、DCバイアスDC2にディザ信号F1と周波数の異なるディザ信号F2を重畳させる。バイアス制御部41は、検出器40の出力信号とディザ信号F2とを同期検波する。同期検波の出力が小さくなるようにDCバイアスDC2を制御する。
バイアス制御部41は、親MZM30において、導波路31bを伝搬するI光信号92aと導波路32bを伝搬するQ光信号92bとの位相差が90°となるように調整する。バイアス制御部42は一定期間ごとにディザ信号F1とF2の周波数を切り替える。
図2(a)は、実施例1におけるディザ信号の波形を示す図、図2(b)は、期間の切り替えを示す図、図2(c)および図2(d)は、期間T1およびT2におけるディザ信号のIQ座標上の軌跡を示す図である。
図2(a)に示すように、期間T1では、ディザ信号F1の周波数はf1であり、ディザ信号F2の周波数はf2である。期間T2では、ディザ信号F1の周波数はf2であり、ディザ信号F2の周波数はf1である。期間T1およびT2は、例えばディザ信号F1およびF2のビート成分(ビート信号)の周期とする。周波数f1およびf2は例えば20kHzおよび30KHzである。このとき、ビート周波数f1−f2は10kHzとなる。
図2(b)に示すように、期間T1とT2は同じ長さであり交互に設けられる。すなわち、ディザ信号F1およびF2の周波数はf1とf2とが交互に切り替わる。
図2(c)および図2(d)に示すように、期間T1とT2とでは、ディザ信号は、IQ座標上で90°回転している。これは、期間T1とT2とで、ディザ信号F1およびF2の周波数を切り替えているためである。
図3は、実施例1におけるバイアス制御部のブロック図である。図3に示すように、バイアス制御部41は、ローパスフィルタ(LPF)43、アナログデジタル変換器(ADC)44、誤差検出部50、デジタルアナログ変換器(DAC)46およびトリガ生成部45の一部を備えている。検出器40の出力信号は、LPF43、ADC44、誤差検出部50およびDAC46を経て制御信号(例えばDCバイアスDC3)として電極36に出力される。トリガ生成部45は、誤差検出部50にトリガTr1、ADC44およびDAC46にそれぞれ更新トリガTr2およびTr3を出力する。トリガTr2とTr3の周期Tadcは同じであり、トリガTr1の周期はトリガTr2およびTr3の周期Tadc×N(自然数)である。バイアス制御部41の詳細は後述する。
バイアス制御部42は、ディザ生成部47aおよび47b、切替部48、DAC49aおよび49b、加算器58aおよび58b、バイアス生成部68並びにトリガ生成部45の別の一部を備えている。ディザ生成部47aおよび47bはそれぞれ周波数がf1およびf2のディザ信号を生成する。切替部48は、DAC49aと49bに出力するディザ信号の周波数f1およびf2を切り替える。DAC49aおよび49bはデジタル信号であるディザ信号をアナログ信号であるディザ信号F1およびF2に変換する。バイアス生成部68は、検出器40の出力信号に基づきDCバイアスDC1およびDC2を生成する。加算器58aおよび58bは、DCバイアスDC1およびDC2にそれぞれディサ信号F1およびF2を重畳する。トリガ生成部45は、ディザ生成部47aおよび47bにトリガTr4、切替部48にトリガTr5並びにDAC49aおよび49bにトリガTr6を出力する。
トリガTr4はディザ生成部47aおよび47bがディザ信号を生成するためのトリガである。トリガTr5の周期はTadc×Nであり、切替部48は誤差検出部50と同期してディザ周波数f1およびf2を切り替える。トリガTr6の周期はTadcである。
図4は、実施例1におけるバイアス制御部のブロック図である。図4に示すように、誤差検出部50は、フーリエ成分算出部51、振幅位相算出部52、極性算出部53、乗算器54、平均部55、フィルタ56および反転器57を備えている。
検出器40は、光信号92のパワーをモニタする。すなわち、上述したように、検出器40は、光信号92の相補信号に相当するモニタ光を受けて、モニタ光のパワーの大きさを検出する。検出器40は、ディザ信号F1およびF2のビート信号が検出できる程度の時間分解能を有していればよい。LPF43は、ディザ信号F1およびF2のビート信号を通過させ、それより高周波成分を除去する。
ADC44は、トリガTr2に基づきアナログ信号をデジタル信号に変換する。ADC44のサンプリング周波数はビート信号の周波数の自然数N倍とすることが好ましい。これにより、ビート信号の周期はサンプリング周期TadcのN倍となる。例えば、期間T1およびT2を各々ビート信号の周期とすると、期間T1およびT2の各々内のサンプリング数はNとなる。期間T1およびT2の各々内のN個のサンプリングデータを1ブロックとする。フーリエ成分算出部51は、1ブロックのサンプリングデータからビート信号の周波数におけるフーリエ成分を算出する。例えばビート信号周波数f1−f2が10kHz、サンプリング周波数が3MHzのときフーリエ成分数は300である。
振幅位相算出部52は、ビート信号のフーリエ成分から振幅と位相を算出する。極性算出部53は、位相からビート信号の誤差信号極性Pを算出する。誤差信号極性Pは+1または−1であり、以下の式を用い算出する。
P=sign(|Φb|−Φth)×Po
sign( )は符号関数(signum function)、Φbはビート成分の周波数のフーリエ成分の位相、Φthは極性を判定する閾値、Poは+1または−1である。
P=sign(|Φb|−Φth)×Po
sign( )は符号関数(signum function)、Φbはビート成分の周波数のフーリエ成分の位相、Φthは極性を判定する閾値、Poは+1または−1である。
ΦthおよびPoは、期間T1およびT2の各々の両端のディザ信号F1およびF2の位相関係に依存する。図2(a)のように、期間T1およびT2の各々の両端でディザ信号F1およびF2の各々の位相が0となる場合、誤差信号極性Pは以下の式となる。
P=sign(|Φb|−90°)
P=sign(|Φb|−90°)
乗算器54はビート信号のフーリエ成分の振幅と誤差信号極性Pを乗算し誤差信号とする。平均部55は、複数のブロックの誤差信号を平均する。平均する複数のブロックには、期間T1のブロックと期間T2とのブロックが同数含まれていることが好ましい。平均した誤差信号はエラー信号である。
フィルタ56は例えばループフィルタであり、平均した誤差信号を遅延させる。DAC46はフィルタ56のデジタル信号をアナログ信号に変換し、制御信号として出力する。制御信号は、ディザ信号F1およびF2のビート信号の周波数におけるフーリエ成分の振幅と位相から算出した誤差信号の平均となる。
反転器57は、エラー信号の符号を反転する。エラー信号が負の場合、I光信号92aとQ光信号92bとの位相差が大きくなるようにDCバイアスDC3を制御する。このため、反転器57を用いている。反転器57は、誤差検出部50のいずれかの位置において信号を反転すればよい。
図5は、実施例1におけるフーリエ成分算出部の例を示すブロック図である。フーリエ成分算出部51に入力する1ブロックのサンプリングデータは、サンプル数がN、サンプリングデータの時系列のインデックスnを0、1、2…N−1とする。図5に示すように、フーリエ成分算出部51は捻り因子乗算部60およびフーリエ成分積算部61を有している。捻り因子乗算部60は乗算器62および63を有している。乗算器62および63はそれぞれ分岐された1ブロックのサンプリングデータに捻り因子con(2πn/N)および−sin(2πn/N)を乗算する。
フーリエ成分積算部61は、加算器64および65並びに遅延器66および67を有している。加算器64および65はそれぞれ乗算器62および63の出力と遅延器66および67の出力とを加算する。遅延器66および67はそれぞれ加算器64および65の出力を1サンプリング周期遅延させる。遅延器66および67からそれぞれフーリエ成分の実数部および虚数部が出力される。
図6(a)は、実施例1における捻り因子の生成部のブロック図、図6(b)は係数および初期値の例である。図6(a)に示すように、捻り因子生成部70は、遅延器71および72、増幅器73および74並びに加算器75を備えている。例えばn番目の捻り因子y(n)は、y(n)=a・y(nー1)−y(n−1)となる。加算器75は、遅延器71で1サンプリング周期遅延したy(n−1)を増幅器73がa倍したa・y(n−1)と、遅延器71および72で2サンプリング周期遅延したy(n−2)を増幅器74が−1倍した−y(n−2)と、を加算する。図6(a)のような捻り因子生成部70では、初期値の設定を変えれば任意の周期で任意の位相から発振する発振器を実現できる。捻り因子生成部70は、サンプリング周期当たりの演算量が少ないため構成する回路の小型化が可能となる。
実施例1では、図6(b)に示すように、捻り因子cos(2πn/N)の係数a、初期値y(−1)およびy(−2)は、それぞれ2・cos(2π/N)、1−sin(2π/N)およびa・(1−sin(2π/N))−1である。捻り因子−sin(2πn/N)の係数a、初期値y(−1)およびy(−2)は、それぞれ2・cos(2π/N)、sin(2π/N)およびa・sin(2π/N)である。
図5から図6(b)のフーリエ成分算出部51では、サンプリング周期×サンプリング数Nがビート信号の周期となるように設定している。一般的なFFT(Fast Fourier Transform)のように、サンプリング数を2のべき乗にしなくてもよい。よって、回路設計の自由度が高くなる。
振幅位相算出部52としては、例えばCORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer)アルゴリズムを用いる。ビート信号の周波数は10kHz程度と低いため期間T1およびT2は長い。このため、CORDICのような簡単な演算の反復処理(例えば15回から20回で収束)により振幅位相算出部52を実現できる。よって、回路の小型化が可能となる。フィルタ56としては、例えばPI制御デジタルフィルタを用いることができる。
平均部55は複数の期間T1およびT2の誤差信号を平均しているが、平均部55は、複数の期間T1およびT2のフーリエ成分を平均してもよい。
[シミュレーション]
一例を示すためにシミュレーションを行った。シミュレーション条件は以下である。
変調方式:64QAM
シンボルレート:28Gbaud
ディザ信号周波数f1:112kHz
ディザ信号周波数f2:168kHz
ビート信号周波数f1−f2:56kHz
フーリエ成分の計算周期:17.857μs(1/56kHz)
平均ブロック数:18
IQ駆動RF振幅:Vπ
ディザ信号振幅:DCバイアスDC1およびDC2の大きさの6%
DCバイアスDC1、DC2:最適値
ロールオフ率:0.2
一例を示すためにシミュレーションを行った。シミュレーション条件は以下である。
変調方式:64QAM
シンボルレート:28Gbaud
ディザ信号周波数f1:112kHz
ディザ信号周波数f2:168kHz
ビート信号周波数f1−f2:56kHz
フーリエ成分の計算周期:17.857μs(1/56kHz)
平均ブロック数:18
IQ駆動RF振幅:Vπ
ディザ信号振幅:DCバイアスDC1およびDC2の大きさの6%
DCバイアスDC1、DC2:最適値
ロールオフ率:0.2
図7は、シミュレーションに用いた伝送データのブロックを示す図である。図7に示すように、ロールオフ率が0.2の64QAMシンボルストリームデータをシンボル列58とした。シンボル列58を光変調された光信号92とした。
実施例1では図2(b)のように、期間T1とT2を交互に切り換えるが、シミュレーションでは、シンボル列58の長さが十分でなかったことから、シンボル列58から期間T1およびT2に相当するブロック59aおよび59bをシフトしながら切り出した。シフトさせる期間T3を220kシンボルとし、期間T1およびT2を各々500kシンボルとした。
ロールオフ率について説明する。ロールオフ率αはロールオフフィルタの特性を決めるパラメータである。αが0に近くなると、スペクトル形状は矩形に近づき、スペクトルが狭窄され周波数帯域はシンボルレートに漸近する。ロールオフフィルタのタップ係数は、時間をt、ロールオフ率をαとして、例えば数式1により算出できる。
検出器40はパワーをモニタするため、検出器40の出力信号は光信号92の複素振幅の2乗となる。そこで、各ブロック59aおよび59bの複素振幅の2乗のフーリエ成分を算出し、フーリエ成分の振幅および位相を算出した。振幅および位相から各ブロック59aおよび59bの誤差信号(図4参照)を算出した。
シンボル列58におけるI光信号92aとQ光信号92bとの位相差(IQ位相差)をある値に固定して、隣接するブロック59aおよび59bの振幅、位相およびエラー信号を算出した。エラー信号は隣接する2つのブロック59aと59bの誤差信号(振幅×誤差信号極性P)を加算したものである。固定するIQ位相差を0.5πから1.5πまでについてシミュレーションした。
図8(a)および図8(b)は、シミュレーション結果を示す図である。図8(a)は、IQ位相差に対する隣接するブロック59aおよび59bのフーリエ成分の振幅およびエラー信号を示す図である。エラー信号は隣接するブロック59aと59bの誤差信号を加算した信号である。図8(b)は、IQ位相差に対する隣接ブロック59aおよび59bのフーリエ成分の位相の絶対値を示す図である。
図8(a)に示すように、期間T1とT2とではIQ位相差に対するフーリエ成分の振幅の振る舞いが異なる。最も振幅が小さくなるIQ位相差はブロック59aでは0.5πより大きいM1であり、ブロック59bでは0.5πより小さいM2である。最も振幅が小さくなるIQ位相差M1およびM2は、シンボル列のパターン(例えばシンボル列に含まれるデータパターン)に依存して変化する。これは、期間T1とT2とでは、図2(c)および図2(d)のようにディザ信号の軌跡が異なっており、ビート信号にシンボル列のパターンが影響するためと考えられる。
図8(b)に示すように、位相の絶対値もブロック59aと59bとで異なる。この例では、閾値Φthは90°である。位相の絶対値が閾値Φthである90°となるIQ位相差は図8(a)における振幅の最小値となるIQ位相差M1およびM2とほぼ同じである。よって、誤差信号はIQ位相差がM1(またはM2)より大きい範囲では+1×振幅であり、M1(またはM2)より小さい範囲では−1×振幅である。
IQ位相差を0.5π(90°)とすることを目標とするため、エラー信号はIQ位相差が0.5πのとき0であり、シンボル列のパターンにより変化しないことが好ましい。しかし、期間T1または期間T2のみを用いたエラー信号は、IQ位相差が0.5πのときに0にならない。また、シンボル列のパターンにより、M1およびM2が変化する。このため、このようなエラー信号を用いるとIQ位相差の制御の誤差が大きくなる。
そこで、図8(a)のように、エラー信号として隣接するブロック59aと59bの誤差信号を加算する。これにより、エラー信号はIQ位相差が0.5πのときほぼ0となる。ブロック59aおよび59bを図7に示した18ブロックとし、18ブロックの誤差信号を加算したものをエラー信号とした。比較のため、9個のブロック59aの誤差信号を加算したエラー信号および9個のブロック59bの誤差信号を加算したエラー信号を算出した。9個のブロック59a(または59b)のみで算出したエラー信号は、実施例1のようにディザ信号F1およびF2周波数f1およびf2を切り替えていない比較例1に相当する。
図9(a)から図9(c)は、シミュレーション結果を示す図である。図9(a)から図9(c)は、それぞれディザ信号F1およびF2をDCバイアスDC1およびDC2の大きさの±3.0%、±2.5%および±2.0%としたときの算出結果である。「59a+59b」は18ブロックのブロック59aおよび59bを用いたエラー信号、「59a」は9ブロックのブロック59aを用いたエラー信号、「59b」は9ブロックのブロック59bを用いたエラー信号を示す。
図9(a)から図9(c)に示すように、比較例1に相当する59aおよび59bでは、エラー信号が0となるIQ位相差は0.5πからずれている。また、IQ位相差に対するエラー信号は非線形である。このように、ディザ信号F1およびF2周波数f1およびf2を切り替えない場合には、エラー信号はシンボル列のパターンに依存して非線形となる。このため、位相制御の精度が低下する。
一方、実施例1に相当する59a+59bでは、エラー信号はIQ位相差が0.5πのときほぼ0となり、IQ位相差に対しほぼ線型的に変化する。このように、期間T1のエラー信号と期間T2のエラー信号を平均するため、シンボル列のパターンが変化してもエラー信号は変化しにくい。これは、ビート信号に影響するディザ信号の軌跡がより対称的となる(例えば図2(c)と図2(d)の軌跡が平均化される)ため、ビート信号へのシンボル列のパターンの影響が緩和されるためである。
実施例1によれば、図1のように、光変調器は、親MZM30(第3マッハツェンダ型変調器)と検出器40とを備えている。親MZM30は、分岐器33、MZM10(第1マッハツェンダ型変調器)、MZM20(第2マッハツェンダ型変調器)、合成器34、および電極36(第3電極)を備える。分岐器33は、レーザ光90(入力光)を光90a(第1光)および光90b(第2光)に分岐する。MZM10は、電極16(第1電極)を有し、光90aを変調してI光信号92aを生成する。MZM20は、電極26(第2電極)を有し、光90bを変調してQ光信号92bを生成する。合成器34は、I光信号92aとQ光信号92bとを合成することで出力光信号92を生成する。
このような光変調器のバイアス制御回路では、図3のように、バイアス制御部42のバイアス生成部68、加算器58aおよび58b(バイアス印加部)は、ディザ信号F1(第1ティザ信号)を重畳したDCバイアスDC1(第1バイアス)を電極16に印加し、ディザ信号F2(第2ディザ信号)を重畳したDCバイアスDC2(第2バイアス)を電極26に印加する。
このような光変調器では、図9(a)から図9(c)の「59a」および「59b」のように、エラー信号の非線形性が大きくなり、位相制御が精度よく行えない。
そこで、図2(a)から図2(d)のように、バイアス制御部42(周波数切替部)は、フーリエ成分を算出する期間T1およびT2ごとに、ディザ信号F1の周波数とディザ信号F2の周波数を、互いに異なる周波数f1(第1周波数)とf2(第2周波数)とに周期的に切り替える。図4のように、バイアス制御部41(位相調整部)は、ディザ信号F1の周波数とディザ信号のF2の周波数とのビート周波数における光信号92のフーリエ成分を算出し、連続する複数の期間T1およびT2におけるフーリエ成分に基づき電極36に印加されるDCバイアスDC3(第3バイアス)を調整する。このように、連続する複数の期間T1およびT2におけるフーリエ成分に基づき位相差を調整することで、ビート信号へのシンボル列のパターンの影響が緩和される。よって、DCバイアスDC3の制御を適切に行うことができる。
バイアス制御部41は、連続する偶数個の期間T1およびT2におけるフーリエ成分の平均に基づきDCバイアスDC3を調整する。これにより、期間T1のフーリエ成分と期間T2のフーリエ成分とが同じ個数平均化される。よって、より適切にDCバイアスDC3の制御を行なうことができる。
バイアス制御部41は、フーリエ成分の振幅および位相を算出し、振幅および位相に基づきDCバイアスDC3を調整する。これにより、より適切にDCバイアスDC3の制御を行なうことができる。
バイアス制御部41は、振幅および位相に基づき誤差信号を算出し、連続する複数の期間T1およびT2における誤差信号に基づきDCバイアスDC3を調整する。これにより、より適切にDCバイアスDC3の制御をおこなうことができる。
バイアス制御部41は、位相から極性を算出し、位相と極性を乗算することにより誤差信号を算出する。これにより、より適切にDCバイアスDC3の制御を行なうことができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
11、12、21、22、31a−32b、37、38 導波路
13、23、33 分岐器
14、24、34 合成器
15、16、25、26、36 電極
40 検出器
41、42 バイアス制御部
43 LPF
44 ADC
45 トリガ生成部
46 DAC
47a、47b ディザ生成部
48 切替部
49a、19b DAC
50 誤差検出部
51 フーリエ成分算出部
52 振幅位相算出部
53 極性算出部
54、62、63 乗算器
55 平均部
56 フィルタ
57 反転器
58a、58b、64、65 加算器
58 シンボル列
59a、59b ブロック
60 捻り因子乗算部
66、67、71、72 遅延器
68 バイアス生成部
70 捻り因子生成部
73、74 増幅器
90 レーザ光
90a、90b、94a−94b 光
92 光信号
92a I光信号
92b Q光信号
13、23、33 分岐器
14、24、34 合成器
15、16、25、26、36 電極
40 検出器
41、42 バイアス制御部
43 LPF
44 ADC
45 トリガ生成部
46 DAC
47a、47b ディザ生成部
48 切替部
49a、19b DAC
50 誤差検出部
51 フーリエ成分算出部
52 振幅位相算出部
53 極性算出部
54、62、63 乗算器
55 平均部
56 フィルタ
57 反転器
58a、58b、64、65 加算器
58 シンボル列
59a、59b ブロック
60 捻り因子乗算部
66、67、71、72 遅延器
68 バイアス生成部
70 捻り因子生成部
73、74 増幅器
90 レーザ光
90a、90b、94a−94b 光
92 光信号
92a I光信号
92b Q光信号
Claims (6)
- 入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、
前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、
を備える光変調器のバイアス回路であって、
第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、
前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、
前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、
を備える光変調器のバイアス制御回路。 - 前記位相調整部は、連続する偶数個の前記期間における前記フーリエ成分の平均に基づき前記第3バイアスを調整する請求項1に記載の光変調器のバイアス制御回路。
- 前記位相調整部は、前記フーリエ成分の振幅および位相を算出し、前記振幅および前記位相に基づき前記第3バイアスを調整する請求項1または2に記載の光変調器のバイアス制御回路。
- 前記位相調整部は、前記振幅および前記位相に基づき誤差信号を算出し、前記連続する複数の前記期間における前記誤差信号に基づき前記第3バイアスを調整する請求項3に記載の光変調器のバイアス制御回路。
- 前記位相調整部は、前記位相から極性を算出し、前記位相と前記極性を乗算することにより前記誤差信号を算出する請求項4に記載の光変調器のバイアス制御回路。
- 入力光を第1光と第2光に分岐する分岐器と、第1電極を有し、前記第1光を変調してI光信号を生成する第1マッハツェンダ型変調器と、第2電極を有し、前記第2光を変調してQ光信号を生成する第2マッハツェンダ型変調器と、第3電極と、を備え、前記I光信号と前記Q光信号とを合成することで出力光信号を生成する第3マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、
を備える光変調器と、
第1ディザ信号を重畳した第1バイアスを前記第1電極に印加すると共に第2ディザ信号を重畳した第2バイアスを前記第2電極に印加するバイアス印加部と、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とを互いに異なる第1周波数と第2周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第1ディザ信号の周波数と前記第2ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第3電極に印加される第3バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、
を含む光送信器。
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US11316590B2 (en) | 2020-04-16 | 2022-04-26 | Fujitsu Optical Components Limited | Optical transmission device, optical multiplexer, and optical transmission method |
US11934050B2 (en) | 2021-02-22 | 2024-03-19 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Method of controlling optical modulator, and optical transmitter |
-
2018
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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