JP2019184844A - 光変調器のバイアス制御回路および光送信器 - Google Patents

Abstract

【課題】バイアス制御を適切に行うことが可能な光変調器を提供する。【解決手段】光変調器は、入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器３３と、第１電極１６を有しＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器（ＭＺＭ）１０と、第２電極２６を有しＱ光信号を生成する第２ＭＺＭ２０と、第３電極３６とを備え、Ｉ光信号とＱ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３ＭＺＭ３０と、出力光信号のパワーをモニタする検出器４０と、バイアス制御部４１、４２を備える。バイアス制御部４２は、第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを第１電極に、第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを第２電極にそれぞれ印加し、第１および第２ディザ信号の周波数を互いに異なる周波数に交互に切り替え、バイアス制御部４１は、第１ディザ信号と第２ディザ信号のビート周波数における出力光信号のフーリエ成分に基づき、第３電極に印加される第３バイアスを調整する。【選択図】図１

Description

本発明は、光変調器のバイアス制御回路および光変調器のバイアス制御回路を備える光送信器に関する。

ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式または６４ＱＡＭ方式等の多値位相変調を行うデジタルコヒーレント光伝送装置においては、光送信部（光送信器）にて、Ｉ（In phase）光信号およびＱ（Quadrature）光信号を生成するマッハツェンダ型変調器（ＭＺＭ：Mach-Zehnder Modulator）が用いられている。上述のような直交変調を行うＭＺＭは、子変調器（子ＭＺＭ）が親変調器（親ＭＺＭ）の内部に入れ子となって構成されている。各ＭＺＭに印加するバイアスにディザ信号を重畳させ、親ＭＺＭの光出力信号の高周波成分に基づき、各ＭＺＭの位相調整を行うことが知られている（例えば非特許文献１）。Ｉ光信号用ＭＺＭのバイアスとＱ光信号用ＭＺＭのバイアスとに周波数の異なるディザ信号を重畳させ、光出力信号のうち異なるディザ信号のビート周波数成分を用い各ＭＺＭの位相調整を行うことが知られている（例えば非特許文献２）。また、ＭＺＭのバイアスを制御することが知られている（例えば特許文献１、２）。

特表２０１５−５２８２５７号公報 特開２０１６−１１１３９８号公報

IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERES, VOL. 18, NO. 21, NOVEMBER 1, 2006 JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 29, NO. 15, AUGUST 1, 2011

非特許文献１では、ディザ信号の検出に高周波信号を用いるため、ノイズ等の影響を受けやすく制御回路の設計が難しくなる。非特許文献２では、異なる周波数のディザ信号のビード周波数成分（低周波信号）を用いるため、制御回路の設計が比較的容易である。しかしながら、変調する高周波信号のデータパターンに依存して、親ＭＺＭの位相制御の精度が変動する。

本発明の一実施形態は、上記課題に鑑みなされたものであり、バイアスの制御を適切に行うことを目的とする。

本発明の一実施形態は、入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器と、第１電極を有し、前記第１光を変調してＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器と、第２電極を有し、前記第２光を変調してＱ光信号を生成する第２マッハツェンダ型変調器と、第３電極と、を備え、前記Ｉ光信号と前記Ｑ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器のバイアス回路であって、第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを前記第１電極に印加すると共に第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを前記第２電極に印加するバイアス印加部と、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とを互いに異なる第１周波数と第２周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第３電極に印加される第３バイアスを調整する位相調整部と、を備える光変調器のバイアス制御回路である。

本発明の一実施形態は、入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器と、第１電極を有し、前記第１光を変調してＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器と、第２電極を有し、前記第２光を変調してＱ光信号を生成する第２マッハツェンダ型変調器と、第３電極と、を備え、前記Ｉ光信号と前記Ｑ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器と、第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを前記第１電極に印加すると共に第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを前記第２電極に印加するバイアス印加部と、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とを互いに異なる第１周波数と第２周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第３電極に印加される第３バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、を含む光送信器である。

本発明の一実施形態によれば、バイアスの制御を適切に行うことができる。

図１は、実施例１におけるマッハツェンダ型変調器を示す模式図である。 図２（ａ）は、実施例１におけるディザ信号の波形を示す図、図２（ｂ）は、ディザ信号の期間の切り替えを示す図、図２（ｃ）および図２（ｄ）は、期間Ｔ１およびＴ２におけるディザ信号のＩＱ座標上の軌跡を示す図である。 図３は、実施例１におけるバイアス制御部のブロック図である。 図４は、実施例１におけるバイアス制御部のブロック図である。 図５は、実施例１におけるフーリエ成分算出部の例を示すブロック図である。 図６（ａ）は、実施例１における捻り因子の生成部のブロック図、図６（ｂ）は係数および初期値の例である。 図７は、シミュレーションに用いたブロックを示す図である。 図８（ａ）および図８（ｂ）は、シミュレーション結果を示す図である。 図９（ａ）から図９（ｃ）は、シミュレーション結果を示す図である。

［本願発明の実施形態の説明］
最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
（１）本願発明の一実施形態は、入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器と、第１電極を有し、前記第１光を変調してＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器と、第２電極を有し、前記第２光を変調してＱ光信号を生成する第２マッハツェンダ型変調器と、第３電極と、を備え、前記Ｉ光信号と前記Ｑ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器のバイアス回路であって、第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを前記第１電極に印加すると共に第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを前記第２電極に印加するバイアス印加部と、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とを互いに異なる第１周波数と第２周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第３電極に印加される第３バイアスを調整する位相調整部と、を備える光変調器のバイアス制御回路である。これにより、バイアスの制御を適切に行うことができる。
（２）前記位相調整部は、連続する偶数個の前記期間における前記フーリエ成分の平均に基づき前記第３バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
（３）前記位相調整部は、前記フーリエ成分の振幅および位相を算出し、前記振幅および前記位相に基づき前記第３バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
（４）前記位相調整部は、前記振幅および前記位相に基づき誤差信号を算出し、前記連続する複数の前記期間における前記誤差信号に基づき前記第３バイアスを調整することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
（５）前記位相調整部は、前記位相から極性を算出し、前記位相と前記極性を乗算することにより前記誤差信号を算出することが好ましい。これにより、バイアスの制御をより適切に行うことができる。
（６）本願発明の一実施形態は、入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器と、第１電極を有し、前記第１光を変調してＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器と、第２電極を有し、前記第２光を変調してＱ光信号を生成する第２マッハツェンダ型変調器と、第３電極と、を備え、前記Ｉ光信号と前記Ｑ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、を備える光変調器と、第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを前記第１電極に印加すると共に第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを前記第２電極に印加するバイアス印加部と、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とを互いに異なる第１周波数と第２周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第３電極に印加される第３バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、を含む光送信器である。これにより、バイアスの制御を適切に行うことができる。

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態にかかる光変調器のバイアス制御回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

［マッハツェンダ型変調器の説明］
実施例１は、デジタルコヒーレント光伝送装置（光送信器）に用いられる光変調器のバイアス制御回路の例である。図１は、実施例１におけるマッハツェンダ型変調器を示す模式図である。実施例１におけるマッハツェンダ型変調器（ＭＺＭ：Mach-Zehnder Modulator）は、Ｉ（In phase)光信号およびＱ（Quadrature）光信号を生成するＩＱ変調器である。図１に示すように、親（Outer）ＭＺＭ３０は、Ｉ光信号用ＭＺＭ（ＩＭＺＭ）１０およびＱ光信号用ＭＺＭ（ＱＭＺＭ）２０の子（Inner）ＭＺＭを備えている。すなわち、子ＭＺＭ１０、２０は、親ＭＺＭ３０の入れ子となるように構成されている。親ＭＺＭ３０、ＩＭＺＭ１０およびＱＭＺＭ２０は例えばＩｎＰ等の半導体基板またはＬｉＮｂＯ_３等の強誘電体基板に設けられている。

デジタルコヒーレント光伝送装置で使用されるＩＱ変調器には、垂直偏波と水平偏波を使った偏波多重を行うため、Ｘ偏波用ＭＺＭとＹ偏波用ＭＺＭの２つの親ＭＺＭが設けられている。バイアスの制御は、それぞれの親ＭＺＭについて同様に互いに独立に行えばよいので、図１では、１つの親ＭＺＭ３０について説明する。なお、親ＭＺＭ３０および検出器４０は、ＩＱ変調器のパッケージ（筐体）に収容されている。ＩＱ変調器のパッケージは、一方向に長い直方体状の形状をしており、例えば側面に複数の電気端子を備えている。それらの電気端子は、後述するように、電極１５、１６、２５、２６、および３６と電気的に接続されている。バイアス制御部４１、４２は、ＩＱ変調器のパッケージの外部に、例えばプリント基板上に構成される。ブリント基板上に設けられた電気端子とＩＱ変調器のパッケージの電気端子とが適宜配線等によって電気的に接続されている。バイアス制御部４１、４２は、ＩＱ変調器のバイアス制御回路に含まれている。

親ＭＺＭ３０には、レーザ光９０が入力し、親ＭＺＭ３０から光信号９２が出力される。レーザ光９０は、例えば波長可変レーザから供給されるＣＷ（Continuous Wave）光である。分岐器３３は、導波路３７を伝搬するレーザ光９０を導波路３１ａを伝搬する光９０ａおよび導波路３２ａを伝搬する光９０ｂに分岐する。光９０ａはＩＭＺＭ１０に入力する。光９０ｂはＱＭＺＭ２０に入力する。ＩＭＺＭ１０から出力したＩ光信号９２ａおよびＱＭＺＭ２０から出力したＱ光信号９２ｂはそれぞれ導波路３１ｂおよび３２ｂを伝搬する。位相調整用の電極３６が導波路３２ｂに設けられている。電極３６にはＤＣ（Direct Current）バイアスＤＣ３が印加される。これにより、Ｉ光信号９２ａとＱ光信号９２ｂとの位相差が調整される。なお、電極３６は、導波路３２ｂではなく、導波路３１ｂに設けられていてもよい。その場合、ＤＣバイアスＤＣ３は適宜変更される。合成器３４はＩ光信号９２ａおよびＱ光信号９２ｂを合成し、ＩＱ変調された光信号９２として導波路３８に出力する。光信号９２のビットレートは例えば２５Ｇｂｐｓあるいはそれ以上である。合成器３４は、後述するようにパワーモニタ用のモニタ光を出力する。

ＩＭＺＭ１０において、分岐器１３は、導波路３１ａを伝搬する光９０ａを導波路１１を伝搬する光９４ａおよび導波路１２を伝搬する光９４ｂに分岐する。合成器１４は導波路１１を伝搬する光９５ａおよび導波路１２を伝搬する光９５ｂを合成しＩ光信号９２ａを導波路３１ｂに出力する。図１では省略して示しているが、導波路１１および１２の双方には各々電極１５および１６が設けられている。電極１５には、高周波信号であるＲＦ（Radio Frequency）信号ＲＦ１が入力する。電極１６には、ディザ信号Ｆ１が重畳したＤＣバイアスＤＣ１が入力する。より詳細には、ＲＦ信号ＲＦ１は、正相信号と逆相信号から成る差動信号であり、導波路１１に設けられた電極１５には正相信号が入力され、導波路１２に設けられた電極１５には逆相信号が入力される。また、ＤＣバイアスＤＣ１は、正相信号と逆相信号のそれぞれについて用意され、正相信号用のＤＣバイアスＤＣ１は、導波路１１に設けられた電極１６に印加され、逆相信号用のＤＣバイアスＤＣ１は、導波路１２に設けられた電極１６に印加される。

ＱＭＺＭ２０において、分岐器２３は、導波路３２ａを伝搬する光９０ｂを導波路２１を伝搬する光９６ａおよび導波路２２を伝搬する光９６ｂに分岐する。合成器２４は導波路２１を伝搬する光９７ａおよび導波路２２を伝搬する光９７ｂを合成しＱ光信号９２ｂを導波路３２ｂに出力する。図１では省略して示しているが、導波路２１および２２の双方に各々電極２５および２６が設けられている。電極２５には、高周波信号であるそれぞれＲＦ信号ＲＦ２が入力する。電極２６にはディザ信号Ｆ２が重畳したＤＣバイアスＤＣ２が入力する。より詳細には、ＲＦ信号ＲＦ２は、正相信号と逆相信号から成る差動信号であり、導波路２１に設けられた電極２５にはＲＦ信号ＲＦ２の正相信号が入力され、導波路２２に設けられた電極２５にはＲＦ信号ＲＦ２の逆相信号が入力される。また、ＤＣバイアスＤＣ２は、ＲＦ信号ＲＦ２の正相信号と逆相信号のそれぞれについて用意され、ＲＦ信号ＲＦ２の正相信号用のＤＣバイアスＤＣ２は、導波路２１に設けられた電極２６に印加され、ＲＦ信号ＲＦ２の逆相信号用のＤＣバイアスＤＣ２は、導波路２２に設けられた電極２６に印加される。

検出器４０は、フォトダイオード等の光パワーモニタであり、合成器３４から導波路３８の外に出力されるモニタ光（不図示）のパワーをモニタする。モニタ光は、光信号９２と相補関係にある光信号であり、例えば、光信号９２のパワーが１００％のときにモニタ光のパワーは０％となり、光信号９２のパワーが０％のときにモニタ光のパワーは１００％となる。モニタ光のパワーをモニタすることで光信号９２のパワーをモニタすることができる。検出器４０は、モニタ光を受けるように構成されている。検出器４０は、モニタ光のパワーの大きさを検出し、その結果に応じた出力信号を出力する。バイアス制御部４１は、検出器４０の出力信号に基づきＤＣバイアスＤＣ３を制御する。バイアス制御部４２は、検出器４０の出力信号に基づきＤＣバイアスＤＣ１＋ディザ信号Ｆ１およびＤＣバイアスＤＣ２＋ディザ信号Ｆ２を制御する。

ＩＭＺＭ１０の動作を説明する。分岐器１３により分岐された導波路１１の光９４ａと導波路１２の光９４ｂはほぼ同じ振幅でありほぼ同位相である。ＲＦ信号ＲＦ１の印加により導波路１１を伝搬する光９５ａと導波路１２を伝搬する光９５ｂとに位相差が生じる。合成器１４は、導波路１１を伝搬する光９５ａと導波路１２を伝搬する光９５ｂとを干渉させる。これにより、導波路３１ｂにＩ光信号９２ａが生成される。

バイアス制御部４２は、例えば、光信号を位相変調しないときに、導波路３１ｂに出力されるＩ光信号９２ａの強度がほぼ０となり、ＲＦ信号ＲＦ１がＶπあるいは−Ｖπのときに、導波路３１ｂに出力されるＩ光信号９２ａの強度が最大となるように、ＤＣバイアスＤＣ１を制御する。ここで、ＶπはＩＭＺＭ１０の半波長電圧である。最適なＤＣバイアスＤＣ１は、温度等により変化する。そこで、バイアス制御部４２は、ＤＣバイアスＤＣ１にディザ信号Ｆ１を重畳させる。バイアス制御部４１は、検出器４０の出力信号とディザ信号Ｆ１とを同期検波し、同期検波の出力が小さくなるようにＤＣバイアスＤＣ１を制御する。ディザ信号Ｆ１の周波数は例えば数ｋＨｚから数１００ｋＨｚであり、光信号９２のシンボルレートの基本周波数より十分に低い。また、ディザ信号Ｆ１の振幅は例えばＤＣバイアスＤＣ１の１０％以下である。

ＱＭＺＭ２０においても、分岐器２３により分岐された導波路２１の光９６ａと導波路２２の光９６ｂはほぼ同じ振幅でありほぼ同位相である。ＲＦ信号ＲＦ２の印加により導波路２１を伝搬する光９７ａと導波路２２を伝搬する光９７ｂとに位相差が生じる。合成器２４は、光９７ａと９７ｂを合成し、導波路３２ｂにＱ光信号９２ｂが生成される。ＲＦ信号ＲＦ２とＱ光信号９２ｂとの関係は、ＩＭＺＭ１０の場合と同様なので説明を省略する。

バイアス制御部４２は、ＤＣバイアスＤＣ２にディザ信号Ｆ１と周波数の異なるディザ信号Ｆ２を重畳させる。バイアス制御部４１は、検出器４０の出力信号とディザ信号Ｆ２とを同期検波する。同期検波の出力が小さくなるようにＤＣバイアスＤＣ２を制御する。

バイアス制御部４１は、親ＭＺＭ３０において、導波路３１ｂを伝搬するＩ光信号９２ａと導波路３２ｂを伝搬するＱ光信号９２ｂとの位相差が９０°となるように調整する。バイアス制御部４２は一定期間ごとにディザ信号Ｆ１とＦ２の周波数を切り替える。

図２（ａ）は、実施例１におけるディザ信号の波形を示す図、図２（ｂ）は、期間の切り替えを示す図、図２（ｃ）および図２（ｄ）は、期間Ｔ１およびＴ２におけるディザ信号のＩＱ座標上の軌跡を示す図である。

図２（ａ）に示すように、期間Ｔ１では、ディザ信号Ｆ１の周波数はｆ１であり、ディザ信号Ｆ２の周波数はｆ２である。期間Ｔ２では、ディザ信号Ｆ１の周波数はｆ２であり、ディザ信号Ｆ２の周波数はｆ１である。期間Ｔ１およびＴ２は、例えばディザ信号Ｆ１およびＦ２のビート成分（ビート信号）の周期とする。周波数ｆ１およびｆ２は例えば２０ｋＨｚおよび３０ＫＨｚである。このとき、ビート周波数ｆ１−ｆ２は１０ｋＨｚとなる。

図２（ｂ）に示すように、期間Ｔ１とＴ２は同じ長さであり交互に設けられる。すなわち、ディザ信号Ｆ１およびＦ２の周波数はｆ１とｆ２とが交互に切り替わる。

図２（ｃ）および図２（ｄ）に示すように、期間Ｔ１とＴ２とでは、ディザ信号は、ＩＱ座標上で９０°回転している。これは、期間Ｔ１とＴ２とで、ディザ信号Ｆ１およびＦ２の周波数を切り替えているためである。

図３は、実施例１におけるバイアス制御部のブロック図である。図３に示すように、バイアス制御部４１は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）４４、誤差検出部５０、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）４６およびトリガ生成部４５の一部を備えている。検出器４０の出力信号は、ＬＰＦ４３、ＡＤＣ４４、誤差検出部５０およびＤＡＣ４６を経て制御信号（例えばＤＣバイアスＤＣ３）として電極３６に出力される。トリガ生成部４５は、誤差検出部５０にトリガＴｒ１、ＡＤＣ４４およびＤＡＣ４６にそれぞれ更新トリガＴｒ２およびＴｒ３を出力する。トリガＴｒ２とＴｒ３の周期Ｔａｄｃは同じであり、トリガＴｒ１の周期はトリガＴｒ２およびＴｒ３の周期Ｔａｄｃ×Ｎ（自然数）である。バイアス制御部４１の詳細は後述する。

バイアス制御部４２は、ディザ生成部４７ａおよび４７ｂ、切替部４８、ＤＡＣ４９ａおよび４９ｂ、加算器５８ａおよび５８ｂ、バイアス生成部６８並びにトリガ生成部４５の別の一部を備えている。ディザ生成部４７ａおよび４７ｂはそれぞれ周波数がｆ１およびｆ２のディザ信号を生成する。切替部４８は、ＤＡＣ４９ａと４９ｂに出力するディザ信号の周波数ｆ１およびｆ２を切り替える。ＤＡＣ４９ａおよび４９ｂはデジタル信号であるディザ信号をアナログ信号であるディザ信号Ｆ１およびＦ２に変換する。バイアス生成部６８は、検出器４０の出力信号に基づきＤＣバイアスＤＣ１およびＤＣ２を生成する。加算器５８ａおよび５８ｂは、ＤＣバイアスＤＣ１およびＤＣ２にそれぞれディサ信号Ｆ１およびＦ２を重畳する。トリガ生成部４５は、ディザ生成部４７ａおよび４７ｂにトリガＴｒ４、切替部４８にトリガＴｒ５並びにＤＡＣ４９ａおよび４９ｂにトリガＴｒ６を出力する。

トリガＴｒ４はディザ生成部４７ａおよび４７ｂがディザ信号を生成するためのトリガである。トリガＴｒ５の周期はＴａｄｃ×Ｎであり、切替部４８は誤差検出部５０と同期してディザ周波数ｆ１およびｆ２を切り替える。トリガＴｒ６の周期はＴａｄｃである。

図４は、実施例１におけるバイアス制御部のブロック図である。図４に示すように、誤差検出部５０は、フーリエ成分算出部５１、振幅位相算出部５２、極性算出部５３、乗算器５４、平均部５５、フィルタ５６および反転器５７を備えている。

検出器４０は、光信号９２のパワーをモニタする。すなわち、上述したように、検出器４０は、光信号９２の相補信号に相当するモニタ光を受けて、モニタ光のパワーの大きさを検出する。検出器４０は、ディザ信号Ｆ１およびＦ２のビート信号が検出できる程度の時間分解能を有していればよい。ＬＰＦ４３は、ディザ信号Ｆ１およびＦ２のビート信号を通過させ、それより高周波成分を除去する。

ＡＤＣ４４は、トリガＴｒ２に基づきアナログ信号をデジタル信号に変換する。ＡＤＣ４４のサンプリング周波数はビート信号の周波数の自然数Ｎ倍とすることが好ましい。これにより、ビート信号の周期はサンプリング周期ＴａｄｃのＮ倍となる。例えば、期間Ｔ１およびＴ２を各々ビート信号の周期とすると、期間Ｔ１およびＴ２の各々内のサンプリング数はＮとなる。期間Ｔ１およびＴ２の各々内のＮ個のサンプリングデータを１ブロックとする。フーリエ成分算出部５１は、１ブロックのサンプリングデータからビート信号の周波数におけるフーリエ成分を算出する。例えばビート信号周波数ｆ１−ｆ２が１０ｋＨｚ、サンプリング周波数が３ＭＨｚのときフーリエ成分数は３００である。

振幅位相算出部５２は、ビート信号のフーリエ成分から振幅と位相を算出する。極性算出部５３は、位相からビート信号の誤差信号極性Ｐを算出する。誤差信号極性Ｐは＋１または−１であり、以下の式を用い算出する。
Ｐ＝ｓｉｇｎ（｜Φｂ｜−Φｔｈ）×Ｐｏ
ｓｉｇｎ（ ）は符号関数（signum function）、Φｂはビート成分の周波数のフーリエ成分の位相、Φｔｈは極性を判定する閾値、Ｐｏは＋１または−１である。

ΦｔｈおよびＰｏは、期間Ｔ１およびＴ２の各々の両端のディザ信号Ｆ１およびＦ２の位相関係に依存する。図２（ａ）のように、期間Ｔ１およびＴ２の各々の両端でディザ信号Ｆ１およびＦ２の各々の位相が０となる場合、誤差信号極性Ｐは以下の式となる。
Ｐ＝ｓｉｇｎ（｜Φｂ｜−９０°）

乗算器５４はビート信号のフーリエ成分の振幅と誤差信号極性Ｐを乗算し誤差信号とする。平均部５５は、複数のブロックの誤差信号を平均する。平均する複数のブロックには、期間Ｔ１のブロックと期間Ｔ２とのブロックが同数含まれていることが好ましい。平均した誤差信号はエラー信号である。

フィルタ５６は例えばループフィルタであり、平均した誤差信号を遅延させる。ＤＡＣ４６はフィルタ５６のデジタル信号をアナログ信号に変換し、制御信号として出力する。制御信号は、ディザ信号Ｆ１およびＦ２のビート信号の周波数におけるフーリエ成分の振幅と位相から算出した誤差信号の平均となる。

反転器５７は、エラー信号の符号を反転する。エラー信号が負の場合、Ｉ光信号９２ａとＱ光信号９２ｂとの位相差が大きくなるようにＤＣバイアスＤＣ３を制御する。このため、反転器５７を用いている。反転器５７は、誤差検出部５０のいずれかの位置において信号を反転すればよい。

図５は、実施例１におけるフーリエ成分算出部の例を示すブロック図である。フーリエ成分算出部５１に入力する１ブロックのサンプリングデータは、サンプル数がＮ、サンプリングデータの時系列のインデックスｎを０、１、２…Ｎ−１とする。図５に示すように、フーリエ成分算出部５１は捻り因子乗算部６０およびフーリエ成分積算部６１を有している。捻り因子乗算部６０は乗算器６２および６３を有している。乗算器６２および６３はそれぞれ分岐された１ブロックのサンプリングデータに捻り因子ｃｏｎ（２πｎ／Ｎ）および−ｓｉｎ（２πｎ／Ｎ）を乗算する。

フーリエ成分積算部６１は、加算器６４および６５並びに遅延器６６および６７を有している。加算器６４および６５はそれぞれ乗算器６２および６３の出力と遅延器６６および６７の出力とを加算する。遅延器６６および６７はそれぞれ加算器６４および６５の出力を１サンプリング周期遅延させる。遅延器６６および６７からそれぞれフーリエ成分の実数部および虚数部が出力される。

図６（ａ）は、実施例１における捻り因子の生成部のブロック図、図６（ｂ）は係数および初期値の例である。図６（ａ）に示すように、捻り因子生成部７０は、遅延器７１および７２、増幅器７３および７４並びに加算器７５を備えている。例えばｎ番目の捻り因子ｙ（ｎ）は、ｙ（ｎ）＝ａ・ｙ（ｎー１）−ｙ（ｎ−１）となる。加算器７５は、遅延器７１で１サンプリング周期遅延したｙ（ｎ−１）を増幅器７３がａ倍したａ・ｙ（ｎ−１）と、遅延器７１および７２で２サンプリング周期遅延したｙ（ｎ−２）を増幅器７４が−１倍した−ｙ（ｎ−２）と、を加算する。図６（ａ）のような捻り因子生成部７０では、初期値の設定を変えれば任意の周期で任意の位相から発振する発振器を実現できる。捻り因子生成部７０は、サンプリング周期当たりの演算量が少ないため構成する回路の小型化が可能となる。

実施例１では、図６（ｂ）に示すように、捻り因子ｃｏｓ（２πｎ／Ｎ）の係数ａ、初期値ｙ（−１）およびｙ（−２）は、それぞれ２・ｃｏｓ（２π／Ｎ）、１−ｓｉｎ（２π／Ｎ）およびａ・（１−ｓｉｎ（２π／Ｎ））−１である。捻り因子−ｓｉｎ（２πｎ／Ｎ）の係数ａ、初期値ｙ（−１）およびｙ（−２）は、それぞれ２・ｃｏｓ（２π／Ｎ）、ｓｉｎ（２π／Ｎ）およびａ・ｓｉｎ（２π／Ｎ）である。

図５から図６（ｂ）のフーリエ成分算出部５１では、サンプリング周期×サンプリング数Ｎがビート信号の周期となるように設定している。一般的なＦＦＴ（Fast Fourier Transform）のように、サンプリング数を２のべき乗にしなくてもよい。よって、回路設計の自由度が高くなる。

振幅位相算出部５２としては、例えばＣＯＲＤＩＣ（Coordinate Rotation Digital Computer）アルゴリズムを用いる。ビート信号の周波数は１０ｋＨｚ程度と低いため期間Ｔ１およびＴ２は長い。このため、ＣＯＲＤＩＣのような簡単な演算の反復処理（例えば１５回から２０回で収束）により振幅位相算出部５２を実現できる。よって、回路の小型化が可能となる。フィルタ５６としては、例えばＰＩ制御デジタルフィルタを用いることができる。

平均部５５は複数の期間Ｔ１およびＴ２の誤差信号を平均しているが、平均部５５は、複数の期間Ｔ１およびＴ２のフーリエ成分を平均してもよい。

［シミュレーション］
一例を示すためにシミュレーションを行った。シミュレーション条件は以下である。
変調方式：６４ＱＡＭ
シンボルレート：２８Ｇｂａｕｄ
ディザ信号周波数ｆ１：１１２ｋＨｚ
ディザ信号周波数ｆ２：１６８ｋＨｚ
ビート信号周波数ｆ１−ｆ２：５６ｋＨｚ
フーリエ成分の計算周期：１７．８５７μｓ（１／５６ｋＨｚ）
平均ブロック数：１８
ＩＱ駆動ＲＦ振幅：Ｖπ
ディザ信号振幅：ＤＣバイアスＤＣ１およびＤＣ２の大きさの６％
ＤＣバイアスＤＣ１、ＤＣ２:最適値
ロールオフ率：０．２

図７は、シミュレーションに用いた伝送データのブロックを示す図である。図７に示すように、ロールオフ率が０．２の６４ＱＡＭシンボルストリームデータをシンボル列５８とした。シンボル列５８を光変調された光信号９２とした。

実施例１では図２（ｂ）のように、期間Ｔ１とＴ２を交互に切り換えるが、シミュレーションでは、シンボル列５８の長さが十分でなかったことから、シンボル列５８から期間Ｔ１およびＴ２に相当するブロック５９ａおよび５９ｂをシフトしながら切り出した。シフトさせる期間Ｔ３を２２０ｋシンボルとし、期間Ｔ１およびＴ２を各々５００ｋシンボルとした。

ロールオフ率について説明する。ロールオフ率αはロールオフフィルタの特性を決めるパラメータである。αが０に近くなると、スペクトル形状は矩形に近づき、スペクトルが狭窄され周波数帯域はシンボルレートに漸近する。ロールオフフィルタのタップ係数は、時間をｔ、ロールオフ率をαとして、例えば数式１により算出できる。

検出器４０はパワーをモニタするため、検出器４０の出力信号は光信号９２の複素振幅の２乗となる。そこで、各ブロック５９ａおよび５９ｂの複素振幅の２乗のフーリエ成分を算出し、フーリエ成分の振幅および位相を算出した。振幅および位相から各ブロック５９ａおよび５９ｂの誤差信号（図４参照）を算出した。

シンボル列５８におけるＩ光信号９２ａとＱ光信号９２ｂとの位相差（ＩＱ位相差）をある値に固定して、隣接するブロック５９ａおよび５９ｂの振幅、位相およびエラー信号を算出した。エラー信号は隣接する２つのブロック５９ａと５９ｂの誤差信号（振幅×誤差信号極性Ｐ）を加算したものである。固定するＩＱ位相差を０．５πから１．５πまでについてシミュレーションした。

図８（ａ）および図８（ｂ）は、シミュレーション結果を示す図である。図８（ａ）は、ＩＱ位相差に対する隣接するブロック５９ａおよび５９ｂのフーリエ成分の振幅およびエラー信号を示す図である。エラー信号は隣接するブロック５９ａと５９ｂの誤差信号を加算した信号である。図８（ｂ）は、ＩＱ位相差に対する隣接ブロック５９ａおよび５９ｂのフーリエ成分の位相の絶対値を示す図である。

図８（ａ）に示すように、期間Ｔ１とＴ２とではＩＱ位相差に対するフーリエ成分の振幅の振る舞いが異なる。最も振幅が小さくなるＩＱ位相差はブロック５９ａでは０．５πより大きいＭ１であり、ブロック５９ｂでは０．５πより小さいＭ２である。最も振幅が小さくなるＩＱ位相差Ｍ１およびＭ２は、シンボル列のパターン（例えばシンボル列に含まれるデータパターン）に依存して変化する。これは、期間Ｔ１とＴ２とでは、図２（ｃ）および図２（ｄ）のようにディザ信号の軌跡が異なっており、ビート信号にシンボル列のパターンが影響するためと考えられる。

図８（ｂ）に示すように、位相の絶対値もブロック５９ａと５９ｂとで異なる。この例では、閾値Φｔｈは９０°である。位相の絶対値が閾値Φｔｈである９０°となるＩＱ位相差は図８（ａ）における振幅の最小値となるＩＱ位相差Ｍ１およびＭ２とほぼ同じである。よって、誤差信号はＩＱ位相差がＭ１（またはＭ２）より大きい範囲では＋１×振幅であり、Ｍ１（またはＭ２）より小さい範囲では−１×振幅である。

ＩＱ位相差を０．５π（９０°）とすることを目標とするため、エラー信号はＩＱ位相差が０．５πのとき０であり、シンボル列のパターンにより変化しないことが好ましい。しかし、期間Ｔ１または期間Ｔ２のみを用いたエラー信号は、ＩＱ位相差が０．５πのときに０にならない。また、シンボル列のパターンにより、Ｍ１およびＭ２が変化する。このため、このようなエラー信号を用いるとＩＱ位相差の制御の誤差が大きくなる。

そこで、図８（ａ）のように、エラー信号として隣接するブロック５９ａと５９ｂの誤差信号を加算する。これにより、エラー信号はＩＱ位相差が０．５πのときほぼ０となる。ブロック５９ａおよび５９ｂを図７に示した１８ブロックとし、１８ブロックの誤差信号を加算したものをエラー信号とした。比較のため、９個のブロック５９ａの誤差信号を加算したエラー信号および９個のブロック５９ｂの誤差信号を加算したエラー信号を算出した。９個のブロック５９ａ（または５９ｂ）のみで算出したエラー信号は、実施例１のようにディザ信号Ｆ１およびＦ２周波数ｆ１およびｆ２を切り替えていない比較例１に相当する。

図９（ａ）から図９（ｃ）は、シミュレーション結果を示す図である。図９（ａ）から図９（ｃ）は、それぞれディザ信号Ｆ１およびＦ２をＤＣバイアスＤＣ１およびＤＣ２の大きさの±３．０％、±２．５％および±２．０％としたときの算出結果である。「５９ａ＋５９ｂ」は１８ブロックのブロック５９ａおよび５９ｂを用いたエラー信号、「５９ａ」は９ブロックのブロック５９ａを用いたエラー信号、「５９ｂ」は９ブロックのブロック５９ｂを用いたエラー信号を示す。

図９（ａ）から図９（ｃ）に示すように、比較例１に相当する５９ａおよび５９ｂでは、エラー信号が０となるＩＱ位相差は０．５πからずれている。また、ＩＱ位相差に対するエラー信号は非線形である。このように、ディザ信号Ｆ１およびＦ２周波数ｆ１およびｆ２を切り替えない場合には、エラー信号はシンボル列のパターンに依存して非線形となる。このため、位相制御の精度が低下する。

一方、実施例１に相当する５９ａ＋５９ｂでは、エラー信号はＩＱ位相差が０．５πのときほぼ０となり、ＩＱ位相差に対しほぼ線型的に変化する。このように、期間Ｔ１のエラー信号と期間Ｔ２のエラー信号を平均するため、シンボル列のパターンが変化してもエラー信号は変化しにくい。これは、ビート信号に影響するディザ信号の軌跡がより対称的となる（例えば図２（ｃ）と図２（ｄ）の軌跡が平均化される）ため、ビート信号へのシンボル列のパターンの影響が緩和されるためである。

実施例１によれば、図１のように、光変調器は、親ＭＺＭ３０（第３マッハツェンダ型変調器）と検出器４０とを備えている。親ＭＺＭ３０は、分岐器３３、ＭＺＭ１０（第１マッハツェンダ型変調器）、ＭＺＭ２０（第２マッハツェンダ型変調器）、合成器３４、および電極３６（第３電極）を備える。分岐器３３は、レーザ光９０（入力光）を光９０ａ（第１光）および光９０ｂ（第２光）に分岐する。ＭＺＭ１０は、電極１６（第１電極）を有し、光９０ａを変調してＩ光信号９２ａを生成する。ＭＺＭ２０は、電極２６（第２電極）を有し、光９０ｂを変調してＱ光信号９２ｂを生成する。合成器３４は、Ｉ光信号９２ａとＱ光信号９２ｂとを合成することで出力光信号９２を生成する。

このような光変調器のバイアス制御回路では、図３のように、バイアス制御部４２のバイアス生成部６８、加算器５８ａおよび５８ｂ（バイアス印加部）は、ディザ信号Ｆ１（第１ティザ信号）を重畳したＤＣバイアスＤＣ１（第１バイアス）を電極１６に印加し、ディザ信号Ｆ２（第２ディザ信号）を重畳したＤＣバイアスＤＣ２（第２バイアス）を電極２６に印加する。

このような光変調器では、図９（ａ）から図９（ｃ）の「５９ａ」および「５９ｂ」のように、エラー信号の非線形性が大きくなり、位相制御が精度よく行えない。

そこで、図２（ａ）から図２（ｄ）のように、バイアス制御部４２（周波数切替部）は、フーリエ成分を算出する期間Ｔ１およびＴ２ごとに、ディザ信号Ｆ１の周波数とディザ信号Ｆ２の周波数を、互いに異なる周波数ｆ１（第１周波数）とｆ２（第２周波数）とに周期的に切り替える。図４のように、バイアス制御部４１（位相調整部）は、ディザ信号Ｆ１の周波数とディザ信号のＦ２の周波数とのビート周波数における光信号９２のフーリエ成分を算出し、連続する複数の期間Ｔ１およびＴ２におけるフーリエ成分に基づき電極３６に印加されるＤＣバイアスＤＣ３（第３バイアス）を調整する。このように、連続する複数の期間Ｔ１およびＴ２におけるフーリエ成分に基づき位相差を調整することで、ビート信号へのシンボル列のパターンの影響が緩和される。よって、ＤＣバイアスＤＣ３の制御を適切に行うことができる。

バイアス制御部４１は、連続する偶数個の期間Ｔ１およびＴ２におけるフーリエ成分の平均に基づきＤＣバイアスＤＣ３を調整する。これにより、期間Ｔ１のフーリエ成分と期間Ｔ２のフーリエ成分とが同じ個数平均化される。よって、より適切にＤＣバイアスＤＣ３の制御を行なうことができる。

バイアス制御部４１は、フーリエ成分の振幅および位相を算出し、振幅および位相に基づきＤＣバイアスＤＣ３を調整する。これにより、より適切にＤＣバイアスＤＣ３の制御を行なうことができる。

バイアス制御部４１は、振幅および位相に基づき誤差信号を算出し、連続する複数の期間Ｔ１およびＴ２における誤差信号に基づきＤＣバイアスＤＣ３を調整する。これにより、より適切にＤＣバイアスＤＣ３の制御をおこなうことができる。

バイアス制御部４１は、位相から極性を算出し、位相と極性を乗算することにより誤差信号を算出する。これにより、より適切にＤＣバイアスＤＣ３の制御を行なうことができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１１、１２、２１、２２、３１ａ−３２ｂ、３７、３８ 導波路
１３、２３、３３ 分岐器
１４、２４、３４ 合成器
１５、１６、２５、２６、３６ 電極
４０ 検出器
４１、４２ バイアス制御部
４３ ＬＰＦ
４４ ＡＤＣ
４５ トリガ生成部
４６ ＤＡＣ
４７ａ、４７ｂ ディザ生成部
４８ 切替部
４９ａ、１９ｂ ＤＡＣ
５０ 誤差検出部
５１ フーリエ成分算出部
５２ 振幅位相算出部
５３ 極性算出部
５４、６２、６３ 乗算器
５５ 平均部
５６ フィルタ
５７ 反転器
５８ａ、５８ｂ、６４、６５ 加算器
５８ シンボル列
５９ａ、５９ｂ ブロック
６０ 捻り因子乗算部
６６、６７、７１、７２ 遅延器
６８ バイアス生成部
７０ 捻り因子生成部
７３、７４ 増幅器
９０ レーザ光
９０ａ、９０ｂ、９４ａ−９４ｂ 光
９２ 光信号
９２ａ Ｉ光信号
９２ｂ Ｑ光信号

Claims (6)

1. 入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器と、第１電極を有し、前記第１光を変調してＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器と、第２電極を有し、前記第２光を変調してＱ光信号を生成する第２マッハツェンダ型変調器と、第３電極と、を備え、前記Ｉ光信号と前記Ｑ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３マッハツェンダ型変調器と、
   前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、
   を備える光変調器のバイアス回路であって、
   第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを前記第１電極に印加すると共に第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを前記第２電極に印加するバイアス印加部と、
   前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とを互いに異なる第１周波数と第２周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、
   前記期間ごとに、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第３電極に印加される第３バイアスを調整する位相調整部と、
   を備える光変調器のバイアス制御回路。
2. 前記位相調整部は、連続する偶数個の前記期間における前記フーリエ成分の平均に基づき前記第３バイアスを調整する請求項１に記載の光変調器のバイアス制御回路。
3. 前記位相調整部は、前記フーリエ成分の振幅および位相を算出し、前記振幅および前記位相に基づき前記第３バイアスを調整する請求項１または２に記載の光変調器のバイアス制御回路。
4. 前記位相調整部は、前記振幅および前記位相に基づき誤差信号を算出し、前記連続する複数の前記期間における前記誤差信号に基づき前記第３バイアスを調整する請求項３に記載の光変調器のバイアス制御回路。
5. 前記位相調整部は、前記位相から極性を算出し、前記位相と前記極性を乗算することにより前記誤差信号を算出する請求項４に記載の光変調器のバイアス制御回路。
6. 入力光を第１光と第２光に分岐する分岐器と、第１電極を有し、前記第１光を変調してＩ光信号を生成する第１マッハツェンダ型変調器と、第２電極を有し、前記第２光を変調してＱ光信号を生成する第２マッハツェンダ型変調器と、第３電極と、を備え、前記Ｉ光信号と前記Ｑ光信号とを合成することで出力光信号を生成する第３マッハツェンダ型変調器と、前記出力光信号のパワーの大きさを検出する検出器と、
   を備える光変調器と、
   第１ディザ信号を重畳した第１バイアスを前記第１電極に印加すると共に第２ディザ信号を重畳した第２バイアスを前記第２電極に印加するバイアス印加部と、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とを互いに異なる第１周波数と第２周波数とに期間ごとに交互に切り替える周波数切替部と、前記期間ごとに、前記第１ディザ信号の周波数と前記第２ディザ信号の周波数とのビート周波数における前記出力光信号のフーリエ成分を算出し、連続する複数の前記期間における前記フーリエ成分に基づき、前記第３電極に印加される第３バイアスを調整する位相調整部と、を備えるバイアス制御回路と、
   を含む光送信器。

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