JP2019161909A - Electric power converter - Google Patents

Abstract

To let an output voltage follow up an output voltage command with high precision for a wide-range input voltage.SOLUTION: An electric power converter 10 according to the present invention comprises: a leg 113 of switching elements 101, 103; a capacitor 105 and a load 106 connected to the leg 113 in parallel; a leg 114 of switching elements 102, 104; a capacitor 107 and a load 108 connected to the leg 114 in parallel; inductors 109, 110 connecting the leg 113 and leg 114; and a control part 130 which generates a compensation voltage signal ΔV for correcting an output voltage command Vbased upon a transfer function G(s) obtained using an input voltage Vin from a DC power supply 20 and an output voltage Vout, and controls the switching elements 101-104 based upon a correction output voltage command V' obtained by adding a compensation voltage signal ΔV to an output voltage command V.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、直流電力を異なる値の直流電力に変換する電力変換器に関する。   The present invention relates to a power converter that converts DC power into DC power of different values.

架線から直流電力を取り入れて動作する鉄道車両（電気車）には、一般的に、架線電圧の急変への対策として、補助電源装置への入力電力を安定化する直流−直流電力変換器（以下、電力変換器と称する）が搭載されている。このような電力変換器として、非特許文献１には、直並列連続切り替えチョッパ（ＳＰＣＨ：Ｓｅｒｉａｌ−Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｌｙ Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ Ｃｈｏｐｐｅｒ）が記載されている。   For railway vehicles (electric vehicles) that operate by taking in DC power from an overhead line, a DC-DC power converter (hereinafter referred to as “stabilized input power”) that stabilizes the input power to the auxiliary power supply is generally used as a countermeasure against sudden changes in overhead line voltage. , Referred to as a power converter). As such a power converter, Non-Patent Document 1 describes a serial-parallel continuous switching chopper (SPCH).

図５は、上述した直並列連続切り替えチョッパである電力変換器１０ａの構成を示す回路図である。   FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the power converter 10a which is the above-described series-parallel continuous switching chopper.

図５に示す電力変換器１０ａは、スイッチング素子１０１〜１０４と、コンデンサ１０５，１０７と、負荷１０６，１０８と、インダクタ１０９，１１０と、制御部１２０とを備える。   The power converter 10a shown in FIG. 5 includes switching elements 101 to 104, capacitors 105 and 107, loads 106 and 108, inductors 109 and 110, and a control unit 120.

スイッチング素子１０１〜１０４はそれぞれ、オンオフ可能なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成される。   Each of the switching elements 101 to 104 is configured such that a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) that can be turned on / off and a diode are connected in reverse parallel.

スイッチング素子１０１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子１０３（第３のスイッチング素子）とは直列に接続され、レグ１１３（第１のレグ）を構成する。スイッチング素子１０２（第２のスイッチング素子）とスイッチング素子１０４（第４のスイッチング素子）とは直列に接続され、レグ１１４（第２のレグ）を構成する。   The switching element 101 (first switching element) and the switching element 103 (third switching element) are connected in series to form a leg 113 (first leg). The switching element 102 (second switching element) and the switching element 104 (fourth switching element) are connected in series to form a leg 114 (second leg).

レグ１１３には、コンデンサ１０５（第１のコンデンサ）と負荷１０６（第１の負荷）とが並列に接続される。また、レグ１１４には、コンデンサ１０７（第２のコンデンサ）と負荷１０８（第２の負荷）とが並列に接続される。負荷１０６，１０８はそれぞれ、例えば、コンデンサと抵抗とが並列に接続された抵抗負荷、インバータなどであるが、これらに限られるものではない。   A capacitor 105 (first capacitor) and a load 106 (first load) are connected to the leg 113 in parallel. In addition, a capacitor 107 (second capacitor) and a load 108 (second load) are connected to the leg 114 in parallel. Each of the loads 106 and 108 is, for example, a resistance load or an inverter in which a capacitor and a resistor are connected in parallel, but is not limited thereto.

スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端と、スイッチング素子１０２とスイッチング素子１０４との接続点との間には、インダクタ１０９（第１のインダクタ）が接続される。また、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０３との接続点と、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端との間には、インダクタ１１０（第２のインダクタ）が接続される。インダクタ１０９，１１０は、レグ１１３とレグ１１４とを接続する。   An inductor 109 (first inductor) is connected between an end of the switching element 103 that is not connected to the switching element 101 and a connection point between the switching element 102 and the switching element 104. In addition, an inductor 110 (second inductor) is connected between a connection point between the switching element 101 and the switching element 103 and an end of the switching element 104 that is not connected to the switching element 102. The inductors 109 and 110 connect the leg 113 and the leg 114.

スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端との間には、直流電源２０が接続される。なお、直流電源２０は、電力変換器１０ａが電気車に搭載される場合には、架線に相当する。   A DC power supply 20 is connected between an end of the switching element 101 that is not connected to the switching element 103 and an end of the switching element 102 that is not connected to the switching element 104. The DC power supply 20 corresponds to an overhead line when the power converter 10a is mounted on an electric vehicle.

以下では、直流電源２０からの入力電圧（電源電圧）をＶ_ｉｎ、インダクタ１０９に流れる電流をＩ_Ｌ１、インダクタ１１０に流れる電流をＩ_Ｌ２、コンデンサ１０５の電圧をＶ_Ｃ１、コンデンサ１０７の電圧をＶ_Ｃ２、負荷１０６への出力負荷電力をＰ_ｏｕｔ１、負荷１０６への出力電圧をＶ_ｏｕｔ１、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ１を指示する出力電圧指令をＶ_{ｏｕｔ１＿ｒｅｆ}、負荷１０６に流れる出力負荷電流をＩ_ｏｕｔ１、負荷１０８への出力負荷電力をＰ_ｏｕｔ２、負荷１０８への出力電圧をＶ_ｏｕｔ２、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ２を指示する出力電圧指令をＶ_{ｏｕｔ２＿ｒｅｆ}、負荷１０８に流れる出力負荷電流をＩ_ｏｕｔ２と定義する。また、以下では、コンデンサ１０５のキャパシタンスをＣ_１、コンデンサ１０７のキャパシタンスをＣ_２、インダクタ１０９のインダクタンスをＬ_１、インダクタ１１０のインダクタンスをＬ_２と定義する。 In the following, the input voltage (power supply voltage) from the DC power supply 20 is V _in , the current flowing through the inductor 109 is I _L1 , the current flowing through the inductor 110 is I _L2 , the voltage of the capacitor 105 is V _C1 , and the voltage of the capacitor 107 is V _{C 2} , the output load power to the load 106 is P _out1 , the output voltage to the load 106 is V _out1 , the output voltage command indicating the output voltage V _out1 is V _{out1_ref} , the output load current flowing through the load 106 is I _out1 , the load 108 an output load power to the _{P out2,} the output voltage to the load _{108 V out2, V} out2_ref an output voltage command for instructing the output voltage _{V out2,} the output load current flowing through the load 108 is defined as _{I out2.} In the following, the capacitance of the capacitor 105 is defined as C ₁ , the capacitance of the capacitor 107 is defined as C ₂ , the inductance of the inductor 109 is defined as L ₁ , and the inductance of the inductor 110 is defined as L ₂ .

Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌ、Ｃ_１＝Ｃ_２＝Ｃ、Ｉ_Ｌ１＝Ｉ_Ｌ２＝Ｉ_Ｌ、Ｖ_Ｃ１＝Ｖ_Ｃ２＝Ｖ_Ｃ、Ｉ_ｏｕｔ１＝Ｉ_ｏｕｔ２＝Ｉ_ｏｕｔ、Ｖ_ｏｕｔ１＝Ｖ_ｏｕｔ２＝Ｖ_ｏｕｔ、Ｖ_{ｏｕｔ１＿ｒｅｆ}＝Ｖ_{ｏｕｔ２＿ｒｅｆ}＝Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}、Ｐ_ｏｕｔ１＝Ｐ_ｏｕｔ２＝Ｐ_ｏｕｔと設定すると、制御部１２０は、以下の式（１）により決定される値Ｄ_１，Ｄ_２をそれぞれ、スイッチング素子１０１，１０２のデューティー比（通流率Ｄ＝Ｄ_１＝Ｄ_２）を制御するデューティー指令値として、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する（スイッチング素子１０１〜１０４それぞれのスイッチングを制御する制御信号Ｓ_１〜Ｓ_４を出力する）。

L ₁ = L ₂ = L, C ₁ = C ₂ = C, I _L1 = I _L2 = I _L , V _C1 = V _C2 = V _C , I _out1 = I _out2 = I _out , V _out1 = V _out2 = V _{out, V out1_ref = V out2_ref =} V out_ref, by setting the _{P out1 = P out2 = P out} , the control unit 120, the following values _D 1, which is determined by equation (1), _{D 2,} respectively, switching elements 101 , 102 is controlled as a duty command value for controlling the duty ratio (conductivity D = D ₁ = D ₂ ) of the switching elements 101-104 (control signal S for controlling the switching of each of the switching elements 101-104). and it outputs a ₁ ~S _4).

森 雄生、中村 将之、牧島 信吾、上園 恵一「直並列連続切替チョッパにおける不平衡出力時の動作および基本特性の実験検証」、平成２６年電気学会産業応答部門大会、Ｎｏ．１−２２，ｐｐ．Ｉ−１２７−Ｉ−１３０，２０１４年８月Yuki Mori, Masayuki Nakamura, Shingo Makishima, Keiichi Uenono “Experimental Verification of Operation and Basic Characteristics at Unbalanced Output in Series-Parallel Continuous Switching Chopper”, 2014 IEEJ Industrial Response Division Conference, No. 1-22, pp. I-127-I-130, August 2014

図５に示す電力変換器１０ａは、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に制御する機構を有さないため、入出力の変化、部品定数のばらつきなどによる出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変動を是正できない。出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に制御するためには、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検出し、検出した出力電圧Ｖ_ｏｕｔを用いた帰還制御を行う必要がある。すなわち、電圧閉ループ制御を行う回路を構成する必要がある。ここで、通流率Ｄに応じて電力変換器１０ａの周波数特性は変わるため、出力電圧指令に対して、周波数特性の変化に応じた補償を行う補償器を設ける方法が考えられる。しかしながら、この方法では、入力電圧Ｖ_ｉｎに応じて補償器を設計し直す必要があり、広範囲の入力電圧Ｖ_ｉｎに適用することは困難である。 Since the power converter 10a shown in FIG. 5 does not have a mechanism for controlling the output voltage _Vout to be constant, fluctuations in the output voltage _Vout due to input / output changes, component constant variations, and the like cannot be corrected. To control the output voltage V _out constant detects the output voltage V _out, it is necessary to perform a feedback control using the output voltage V _out detected. That is, it is necessary to configure a circuit that performs voltage closed loop control. Here, since the frequency characteristic of the power converter 10a changes according to the conduction ratio D, a method of providing a compensator that performs compensation according to the change of the frequency characteristic with respect to the output voltage command is conceivable. However, in this method, it is necessary to redesign the compensator according to the input voltage V _in, it is difficult to apply to a wide range of input voltage V _in.

本発明の目的は、上述した課題を解決し、広範囲の入力電圧に対して、出力電圧を出力電圧指令に高精度に追従させることができる電力変換器を提供することにある。   An object of the present invention is to solve the above-described problems and provide a power converter that can cause an output voltage to follow an output voltage command with high accuracy with respect to a wide range of input voltages.

上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換器は、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを直列接続した第１のレグと、前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１の負荷と、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列接続した第２のレグと、前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２の負荷と、前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点と、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２のインダクタとを備え、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されていない端との間に直流電源が接続された電力変換器であって、前記直流電源からの入力電圧と、前記第１および第２の負荷への出力電圧とを用いて得られる伝達関数に基づき、出力電圧指令を補正する補償電圧信号を生成し、該生成した補償電圧信号を前記出力電圧指令に加算した補正出力電圧指令に基づき、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備える。   In order to solve the above-described problem, a power converter according to the present invention includes a first leg in which a first switching element and a third switching element are connected in series, and a first leg connected in parallel to the first leg. Capacitor and first load, a second leg in which a second switching element and a fourth switching element are connected in series, a second capacitor and a second load connected in parallel to the second leg The first switching element connected between the end of the third switching element not connected to the first switching element and the connection point of the second switching element and the fourth switching element. A connection point between an inductor, a connection point between the first switching element and the third switching element, and an end of the fourth switching element that is not connected to the second switching element. An end of the first switching element that is not connected to the third switching element, and an end of the second switching element that is not connected to the fourth switching element. A DC power source connected between the DC power source and an output voltage based on a transfer function obtained using an input voltage from the DC power source and output voltages to the first and second loads. A control unit that generates a compensation voltage signal for correcting the voltage command and controls switching of the first to fourth switching elements based on a corrected output voltage command obtained by adding the generated compensation voltage signal to the output voltage command. Prepare.

また、本発明に係る電力変換器において、前記伝達関数をＧ_Ｃ（ｓ）（ｓはラプラス演算子）とし、前記入力電圧をＶ_ｉｎとし、前記入力電圧の最小値をＶ_{ｉｎ＿ｍｉｎ}とし、前記出力電圧をＶ_ｏｕｔとし、前記出力電圧指令をＶ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}とし、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのインダクタンスをＬとし、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサのキャパシタンスをＣとし、前記第１の負荷および前記第２の負荷の定格電力をＰ_{ｏｕｔ＿ｆｕｌｌ}とすると、前記制御部は、前記伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）と、前記出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と前記出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差とに基づき前記補償電圧信号を生成する補償制御器を備え、前記補償制御器は、以下の式（１）〜（３）に従い前記伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）を算出する。

In the power converter according to the present invention, the transfer function is G _C (s) (s is a Laplace operator), the input voltage is V _in , the minimum value of the input voltage is V _{in_min} , and the output The voltage is V _out , the output voltage command is V _{out_ref} , the inductance of the first inductor and the second inductor is L, the capacitance of the first capacitor and the second capacitor is C, When the rated power of the first load and the second load is P _{out_full} , the control unit calculates the difference between the transfer function G _C (s) and the output voltage command V _{out_ref} and the output voltage V _out. including an adaptive controller that generates the compensating voltage signal based on the compensation control unit has the following formula (1) wherein the transfer function G according to (3) To calculate the (s).

本発明に係る電力変換器によれば、広範囲の入力電圧に対して、出力電圧を出力電圧指令に高精度に追従させることができる。   According to the power converter of the present invention, the output voltage can follow the output voltage command with high accuracy with respect to a wide range of input voltages.

本発明の一実施形態に係る電力変換器の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram showing an example of composition of a power converter concerning one embodiment of the present invention. 図１に示す制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part shown in FIG. 従来の電力変換器における出力電圧の波形例を示す図である。It is a figure which shows the example of a waveform of the output voltage in the conventional power converter. 図１に示す電力変換器における出力電圧の波形例を示す図である。It is a figure which shows the example of a waveform of the output voltage in the power converter shown in FIG. 従来の電力変換器の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the conventional power converter.

以下、本発明の実施の形態について説明する。   Embodiments of the present invention will be described below.

図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換器１０の構成例を示す図である。図１において、図５と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。   FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter 10 according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same components as those in FIG.

図１に示す電力変換器１０は、図５に示す電力変換器１０ａと比較して、制御部１２０を制御部１３０に変更した点が異なる。   The power converter 10 shown in FIG. 1 differs from the power converter 10a shown in FIG. 5 in that the control unit 120 is changed to a control unit 130.

制御部１３０は、不図示のセンサなどによる入力電圧Ｖ_ｉｎおよび出力電圧Ｖ_ｏｕｔの検出結果と、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}とが入力される。制御部１３０は、直流電源２０からの入力電圧Ｖ_ｉｎと、負荷１０６および負荷１０８への出力電圧Ｖ_ｏｕｔとを用いて得られる伝達関数に基づき、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}を補正する補償電圧信号ΔＶを生成する。そして、制御部１３０は、生成した補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}に加算した補正出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する（スイッチング素子１０１〜１０４それぞれに制御信号Ｓ_１〜Ｓ_４を出力する）。 Control unit 130 includes a detection result of the input voltage _{V in} and the output voltage _{V out} by a sensor (not shown), and an output voltage command _{V Out_ref} inputted. The control unit 130 corrects the output voltage command V _{out_ref} based on a transfer function obtained by using the input voltage V _in from the DC power supply 20 and the output voltage V _out to the load 106 and the load 108. Is generated. Then, the control unit 130 controls switching of the switching elements 101 to 104 based on the corrected output voltage command V _{out_ref} ′ _obtained by adding the generated compensation voltage signal ΔV to the output voltage command V _{out_ref} (for each of the switching elements 101 to 104). Control signals S _{1 to} S ₄ are output).

次に、制御部１３０の構成について説明する。図２は、制御部１３０の構成例を示す図である。   Next, the configuration of the control unit 130 will be described. FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 130.

図２に示す制御部１３０は、減算器１３１と、補償制御器１３２と、加算器１３３と、演算部１３４と、制御信号発生器１３５とを備える。   2 includes a subtractor 131, a compensation controller 132, an adder 133, a calculation unit 134, and a control signal generator 135.

減算器１３１は、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差（電圧差）を補償制御器１３２に出力する。 The subtractor 131 outputs a difference (voltage difference) between the output voltage command V _{out_ref} and the output voltage V _out to the compensation controller 132.

補償制御器１３２は、減算器１３１から出力された出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差と、伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）とに基づき、補償電圧信号ΔＶを生成し、加算器１３３に出力する。ここで、補償制御器１３２は、入力電圧Ｖ_ｉｎおよび出力電圧Ｖ_ｏｕｔを用いて伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）を算出する。伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）の詳細については後述する。 The compensation controller 132 generates a compensation voltage signal ΔV based on the difference between the output voltage command V _{out_ref} output from the subtracter 131 and the output voltage V _out and the transfer function G _C (s), and the adder 133 Output to. Here, the compensation controller 132 calculates the transfer function G _C (s) using the input voltage V _in and the output voltage V _out . Details of the transfer function G _C (s) will be described later.

加算器１３３は、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と、補償制御器１３２から出力された補償電圧信号ΔＶとを加算し、補正出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}’として演算部１３４に出力する。 The adder 133 adds the output voltage command V _{out_ref} and the compensation voltage signal ΔV output from the compensation controller 132 and outputs the result to the computing unit 134 as a corrected output voltage command V _{out_ref} ′.

演算部１３４は、加算器１３３から出力された補正出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}’と、入力電圧Ｖ_ｉｎとに基づき、デューティー指令値Ｄを算出する。具体的には、演算部１３４は、以下の式（５）に従い、デューティー指令値Ｄを算出する。 Calculation unit 134, the corrected output voltage command _{V out_ref} 'output from the adder 133, based on the input voltage _{V in,} calculates a duty command value D. Specifically, the calculation unit 134 calculates the duty command value D according to the following equation (5).

制御信号発生器１３５は、演算部１３４から出力されたデューティー指令値Ｄと、キャリア信号（三角キャリア信号）とを比較して、スイッチング素子１０１〜１０４を制御するための制御信号Ｓ_１〜Ｓ_４（ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号）を生成し、スイッチング素子１０１〜１０４それぞれに出力する。 The control signal generator 135 compares the duty command value D output from the calculation unit 134 with the carrier signal (triangular carrier signal), and controls the control signals S _{1 to} S ₄ for controlling the switching elements 101 to 104. (PWM (Pulse Width Modulation) control signal) is generated and output to each of the switching elements 101-104.

次に、伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）について説明する。 Next, the transfer function G _C (s) will be described.

ＳＰＣＨの電圧閉ループ制御における伝達関数Ｔ（ｓ）は、以下の式（６）で表される。   The transfer function T (s) in the SPCH voltage closed-loop control is expressed by the following equation (6).

式（６）において、ｒ_Ｌは、インダクタ１０９，１１０の内部抵抗であり、ｒ_Ｃは、コンデンサ１０５，１０７の内部抵抗であり、Ｐ_ｏｕｔは、負荷１０６，１０８の負荷電力である。また、ω_ＲＨＰＺは、以下の式（７）で表される。 In equation (6), r _L is the internal resistance of the inductors 109 and 110, r _C is the internal resistance of the capacitors 105 and 107, and P _out is the load power of the loads 106 and 108. Further, ω _RHPZ is represented by the following formula (7).

式（６）の分母より、ＳＰＣＨの共振周波数ω_Ｎは、以下の式（８）に従い算出することができる。 From the denominator of Equation (6), the resonance frequency ω _{N of} SPCH can be calculated according to Equation (8) below.

ＳＰＣＨの周波数特性により、右半平面零点（ＲＨＰＺ：Ｒｉｇｈｔ−Ｈａｌｆ−Ｐｌａｎｅ Ｚｅｒｏ）が存在する。右半平面零点は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの過渡過程における電圧急変に影響する。電圧急変が最も厳しいケース（電圧過渡特性が最も悪い点）である最も低い周波数ω_ＲＨＰＺは、以下の式（９）に従い算出することができる。なお、式（９）において、Ｖ_{ｉｎ＿ｍｉｎ}は、入力電圧Ｖ_ｉｎの最小値であり、Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｕｌｌ}は、負荷電力Ｐ_ｏｕｔの定格値（負荷１０６，１０８の定格電力）である。 Due to the frequency characteristics of the SPCH, there is a right half plane zero (RHPZ: Right-Half-Plane Zero). The right half plane zero affects a sudden voltage change in the transient process of the output voltage _Vout . The lowest frequency ω _RHPZ in the case where the sudden voltage change is the most severe (the worst point of the voltage transient characteristic) can be calculated according to the following equation (9). In Equation (9), V _{in_min} is the minimum value of the input voltage V _in , and P _{out_full} is the rated value of the load power P _out (the rated power of the loads 106 and 108).

補償制御器１３２がＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）型の補償制御器である場合、補償制御器１３２の伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）は、以下の式（１０）に従い設計することができる。 When the compensation controller 132 is a PID (Proportional-Integral-Differential) type compensation controller, the transfer function G _C (s) of the compensation controller 132 can be designed according to the following equation (10).

ここで、式（６）の分母を相殺するため、ω_Ｚは、共振周波数ω_Ｎと等しいと設定すると、以下の式（１１）に従い算出することができる。 Here, in order to cancel out the denominator of the equation (6), if ω _Z is set equal to the resonance frequency ω _N , it can be calculated according to the following equation (11).

また、高周波ノイズを抑制するため、ローパスフィルタのカットオフ周波数を意味するω_Ｐをω_ＲＨＰＺの数倍（例えば、４倍）と設定すると、ω_Ｐは、以下の式（１２）に従い算出することができる。 Also, in order to suppress high frequency noise, if ω _P , which means the cutoff frequency of the low-pass filter, is set to be several times (for example, 4 times) ω _RHPZ , ω _P is calculated according to the following equation (12). Can do.

補償制御器１３２は、上述した式（１０）〜式（１２）に従い、伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）を逐次算出し、算出した伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）と、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差とに基づき、補償電圧信号ΔＶを生成する。具体的には、補償制御器１３２は、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差を入力とし、補償電圧信号ΔＶを出力とし、伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）に従うＰＩＤ制御により、補償電圧信号ΔＶを生成する。 The compensation controller 132 sequentially calculates the transfer function G _C (s) according to the above formulas (10) to (12), the calculated transfer function G _C (s), the output voltage command V _{out_ref} and the output voltage. A compensation voltage signal ΔV is generated based on the difference from V _out . Specifically, the compensation controller 132 inputs the difference between the output voltage command _{V Out_ref} the output voltage _{V out,} and outputs a compensation voltage signal [Delta] V, the PID control according to the transfer function _G C (s), the compensation voltage A signal ΔV is generated.

式（１０）〜式（１２）から明らかなように、補償制御器１３２の伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）のパラメータω_Ｚ，ω_Ｐは、入力電圧Ｖ_ｉｎと出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの比、すなわち、通流率Ｄに対応して変わることが分かる。これにより、広範囲の入力電圧Ｖ_ｉｎに対しても、入力電圧Ｖ_ｉｎと出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの比により伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）を求め、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}を補正することができる。そのため、広範囲の入力電圧Ｖ_ｉｎに対して、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}に高精度に追従させる電圧閉ループ制御を行うことができる。 Equation (10) to Formula As is clear from (12), the parameter omega _Z, omega _P of the transfer function _G C compensation controller 132 (s), the ratio between the input voltage _{V in} and the output voltage _{V out,} i.e. It can be seen that the flow rate changes according to the flow rate D. Accordingly, the transfer function G _C (s) can be obtained from the ratio of the input voltage V _in to the output voltage V _out even for a wide range of the input voltage V _in , and the output voltage command V _{out_ref} can be corrected. Therefore, it is possible to perform a wide range of input voltage _{V in,} a voltage closed loop control to follow the high precision output voltage _{V out} on output voltage command _{V out_ref.}

本発明による効果について、具体例を用いて説明する。   The effect by this invention is demonstrated using a specific example.

以下では、インダクタンスＬ＝０．０００６Ｈ、キャパシタンスＣ＝０．００２Ｆ、Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}＝５００Ｖ、Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}＝５０ｋＷ、三角キャリア信号の周波数ｆ_ＰＷＭ＝２０ｋＨｚであるとする。 Hereinafter, as the inductance L = 0.0006H, capacitance _{C = 0.002F, V out_ref = 500V} , frequency _f PWM = 20 kHz of _{P out = P out_ref =} 50kW, triangular carrier signal.

入力電圧Ｖ_ｉｎ＝５５０Ｖであるとして、本発明を適用しない場合、図３に示すように、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、始動直後に急減していることが分かる。出力電圧Ｖ_ｏｕｔの急減は、右半平面零点の典型的な特徴であり、電源装置の不安定要素である。また、出力電圧指令値５００Ｖと比べて、実際の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが安定状態となった後も、数Ｖの差が生じている。 When the present invention is not applied assuming that the input voltage V _in = 550 V, as shown in FIG. 3, it can be seen that the output voltage V _out rapidly decreases immediately after starting. The sudden decrease in the output voltage _Vout is a typical feature of the right half plane zero and is an unstable element of the power supply. In addition, a difference of several V occurs even after the actual output voltage _Vout becomes stable compared to the output voltage command value 500V.

一方、本発明を適用した場合、図４に示すように、始動直後、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの急減分は小さくなっている。このことから、電源装置の安定性が改善していることが分かる。さらに、本発明を適用しない場合と比べて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが出力電圧指令値（５００Ｖ）に速やかに収束している。また、安定状態では、出力電圧Ｖ_ｏｕｔと出力電圧指令値との誤差は概ねゼロになっていることが分かる。したがって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}に高精度に追従させることができる。 On the other hand, when the present invention is applied, as shown in FIG. 4, immediately after starting, the sudden decrease in the output voltage _Vout is small. This shows that the stability of the power supply device is improved. Furthermore, compared with the case where the present invention is not applied, the output voltage V _out quickly converges to the output voltage command value (500 V). It can also be seen that in the stable state, the error between the output voltage _Vout and the output voltage command value is substantially zero. Therefore, the output voltage _Vout can be made to follow the output voltage command _{Vout_ref} with high accuracy.

このように本実施形態においては、電力変換器１０は、スイッチング素子１０１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子１０３（第３のスイッチング素子）とを直列接続したレグ１１３（第１のレグ）と、レグ１１３と並列接続されたコンデンサ１０５（第１のコンデンサ）および負荷１０６（第１の負荷）と、スイッチング素子１０２（第２のスイッチング素子）とスイッチング素子１０４（第４のスイッチング素子）とを直列接続したレグ１１４（第２のレグ）と、レグ１１４と並列接続されたコンデンサ１０７（第２のコンデンサ）および負荷１０８（第２の負荷）と、スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端と、スイッチング素子１０２とスイッチング素子１０４との接続点との間に接続されたインダクタ１０９（第１のインダクタ）と、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０３との接続点と、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端との間に接続されたインダクタ１１０（第２のインダクタ）とを備える。そして、スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端との間に直流電源２０が接続されている。また、電力変換器１０は、直流電源２０からの入力電圧Ｖ_ｉｎと、負荷１０６，１０８への出力電圧Ｖ_ｏｕｔとを用いて得られる伝達関数Ｇ_Ｃ（Ｓ）に基づき、出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}を補正する補償電圧信号ΔＶを生成し、生成した補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}に加算した補正出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する制御部１３０を備える。 Thus, in the present embodiment, the power converter 10 includes the leg 113 (first leg) in which the switching element 101 (first switching element) and the switching element 103 (third switching element) are connected in series. , A capacitor 105 (first capacitor) and a load 106 (first load), a switching element 102 (second switching element), and a switching element 104 (fourth switching element) connected in parallel with the leg 113. Leg 114 connected in series (second leg), capacitor 107 (second capacitor) and load 108 (second load) connected in parallel to leg 114, and switching element 101 of switching element 103 are connected Not connected to the connection point between the switching element 102 and the switching element 104. Inductor 110 (second inductor) connected between the connection point of switching element 101 and switching element 103 and the end of switching element 104 not connected to switching element 102. Inductor). The DC power supply 20 is connected between the end of the switching element 101 not connected to the switching element 103 and the end of the switching element 102 not connected to the switching element 104. Further, the power converter 10 outputs the output voltage command V _{out_ref} based on the transfer function G _C (S) obtained by using the input voltage V _in from the DC power supply 20 and the output voltage V _out to the loads 106 and 108. A control unit 130 that controls switching of the switching elements 101 to 104 is _generated based on a corrected output voltage command V _{out_ref} ′ that generates a compensation voltage signal ΔV that corrects the output voltage, and adds the generated compensation voltage signal ΔV to the output voltage command V _{out_ref.} Prepare.

入力電圧Ｖ_ｉｎと出力電圧Ｖ_ｏｕｔとにより得られる伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）を用いて補償電圧信号ΔＶが生成される。そして、生成した補償電圧信号ΔＶを出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}に加算した補正出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}’に基づき、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングが制御される。そのため、周波数特性に応じた設計などを行うことなく、入力電圧Ｖ_ｉｎと出力電圧Ｖ_ｏｕｔとに基づき伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）が求められるので、広範囲の入力電圧Ｖ_ｉｎに対して、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}に高精度に追従させることができる。 A compensation voltage signal ΔV is generated using a transfer function G _C (s) obtained from the input voltage V _in and the output voltage V _out . Then, switching of the switching elements 101 to 104 is controlled based on a corrected output voltage command _{Vout_ref} ′ _obtained by adding the generated compensation voltage signal ΔV to the output voltage command _{Vout_ref} . Therefore, since the transfer function G _C (s) is obtained based on the input voltage V _in and the output voltage V _out without performing design according to the frequency characteristics, the output voltage is obtained with respect to a wide range of the input voltage V _in . _Vout can follow the output voltage command _{Vout_ref} with high accuracy.

本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。   Although the present invention has been described based on the drawings and embodiments, it should be noted that those skilled in the art can easily make various variations or modifications based on the present disclosure. Therefore, it should be noted that these variations or modifications are included in the scope of the present invention. For example, functions included in each block or the like can be rearranged so that there is no logical contradiction, and a plurality of blocks can be combined into one or divided.

１０ 電力変換器
２０ 直流電源
１０１，１０２，１０３，１０４ スイッチング素子
１０５，１０７ コンデンサ
１０６，１０８ 負荷
１０９，１１０ インダクタ
１１３，１１４ レグ
１３０ 制御部
１３１ 減算器
１３２ 補償制御器
１３３ 加算器
１３４ 演算部
１３５ 制御信号発生器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Power converter 20 DC power supply 101,102,103,104 Switching element 105,107 Capacitor 106,108 Load 109,110 Inductor 113,114 Leg 130 Control part 131 Subtractor 132 Compensation controller 133 Adder 134 Calculation part 135 Control Signal generator

Claims (2)

第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを直列接続した第１のレグと、
前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１の負荷と、
第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列接続した第２のレグと、
前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２の負荷と、
前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、
前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点と、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２のインダクタとを備え、
前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されていない端との間に直流電源が接続された電力変換器であって、
前記直流電源からの入力電圧と、前記第１および第２の負荷への出力電圧とを用いて得られる伝達関数に基づき、出力電圧指令を補正する補償電圧信号を生成し、該生成した補償電圧信号を前記出力電圧指令に加算した補正出力電圧指令に基づき、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部を備えることを特徴とする電力変換器。 A first leg in which a first switching element and a third switching element are connected in series;
A first capacitor and a first load connected in parallel with the first leg;
A second leg in which a second switching element and a fourth switching element are connected in series;
A second capacitor and a second load connected in parallel with the second leg;
A first inductor connected between an end of the third switching element that is not connected to the first switching element and a connection point between the second switching element and the fourth switching element; ,
A second inductor connected between a connection point of the first switching element and the third switching element and an end of the fourth switching element not connected to the second switching element; With
A DC power source is connected between an end of the first switching element that is not connected to the third switching element and an end of the second switching element that is not connected to the fourth switching element. A power converter,
A compensation voltage signal for correcting an output voltage command is generated based on a transfer function obtained using an input voltage from the DC power supply and an output voltage to the first and second loads, and the generated compensation voltage A power converter, comprising: a control unit that controls switching of the first to fourth switching elements based on a corrected output voltage command obtained by adding a signal to the output voltage command. 請求項１に記載の電力変換器において、
前記伝達関数をＧ_Ｃ（ｓ）とし、前記入力電圧をＶ_ｉｎとし、前記入力電圧の最小値をＶ_{ｉｎ＿ｍｉｎ}とし、前記出力電圧をＶ_ｏｕｔとし、前記出力電圧指令をＶ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}とし、前記第１のインダクタおよび前記第２のインダクタのインダクタンスをＬとし、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサのキャパシタンスをＣとし、前記第１の負荷および前記第２の負荷の定格電力をＰ_{ｏｕｔ＿ｆｕｌｌ}とすると、
前記制御部は、前記伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）と、前記出力電圧指令Ｖ_{ｏｕｔ＿ｒｅｆ}と前記出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの差とに基づき前記補償電圧信号を生成する補償制御器を備え、
前記補償制御器は、以下の式（１）〜（３）に従い前記伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）を算出することを特徴とする電力変換器。

The power converter according to claim 1, wherein
The transfer function is G _C (s), the input voltage is V _in , the minimum value of the input voltage is V _{in_min} , the output voltage is V _out , the output voltage command is V _{out_ref,} and the first And the second inductor, the capacitance of the first capacitor and the second capacitor is C, and the rated power of the first load and the second load is _{Pout_full.} ,
The control unit includes a compensation controller that generates the compensation voltage signal based on the transfer function G _C (s) and a difference between the output voltage command V _{out_ref} and the output voltage V _out ,
The compensation controller calculates the transfer function G _C (s) according to the following formulas (1) to (3).

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