JP2019161853A - Converter device - Google Patents

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Abstract

To provide a one-stage converter device for avoiding an excessive current from occurring when output is short-circuited while enabling control on an output voltage without changing switching frequency.SOLUTION: A converter device includes: a series rectifier element part 8 having a transformer 2 having windings 2a, 2b, a switching circuit part 7, and diodes 8a, 8b whose connection points are connected to a second AC terminal part 6b; a series circuit part 10 which is constituted by a switch 10a and a capacitor 10b, and whose one end is connected to the current output end of the series rectifier element part 8 and other end is connected to a second AC terminal part 6a; a series circuit part 11 which is constituted by a switch 11a and a capacitor 11b, and whose one end is connected to the second AC terminal part 6a and other end is connected to a current input end of the series rectifier element part 8; and a control part 13 in which an input DC voltage Vin is converted to an output DC voltage Vout to be outputted by performing switching control on the switching circuit part 7 and the switches 10a, 10b.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、入力直流電圧を出力直流電圧に変換して出力するコンバータ装置に関するものである。   The present invention relates to a converter device that converts an input DC voltage into an output DC voltage and outputs the same.

この種のコンバータ装置として、下記の非特許文献１に開示されたコンバータ装置（電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ）が知られている。このコンバータ装置では通常、入力される電圧（入力電圧）に対して、等価的にＬＣ共振回路として機能するこのコンバータ装置と負荷（このコンバータ装置において変換した電圧を供給する負荷）とが直列接続された状態となるように構成される。また、このコンバータ装置では、動作周波数（スイッチング周波数）を変化させることでＬＣ共振回路として機能するこのコンバータ装置のインピーダンスを変化させることができる。このことから、このコンバータ装置では、動作周波数を変化させることで、負荷に供給する電圧（出力電圧）を安定化させている。   As this type of converter device, a converter device (current resonance type DC-DC converter) disclosed in Non-Patent Document 1 below is known. In this converter device, normally, an input voltage (input voltage) is equivalently connected in series with this converter device that functions as an LC resonance circuit and a load (a load that supplies a voltage converted in this converter device). It is comprised so that it may become a state. In this converter device, the impedance of the converter device functioning as an LC resonance circuit can be changed by changing the operating frequency (switching frequency). For this reason, in this converter device, the voltage (output voltage) supplied to the load is stabilized by changing the operating frequency.

しかしながら、このコンバータ装置のように動作周波数を変化させて出力電圧を安定化させる構成には、動作条件によって動作周波数を高くせざるを得ない場合において、スイッチング損失やトランスなどの磁性部品での損失が増加するという課題が生じる。また、このコンバータ装置には、過電流時の出力電圧制御が難しいという課題、および出力短絡時に過大電流が流れて、安定動作が困難となるという課題も生じる。   However, the configuration that changes the operating frequency and stabilizes the output voltage as in this converter device, when the operating frequency must be increased depending on the operating conditions, switching loss and loss in magnetic parts such as transformers The problem arises that increases. This converter device also has a problem that it is difficult to control the output voltage at the time of an overcurrent, and a problem that an excessive current flows when the output is short-circuited to make a stable operation difficult.

この課題については、下記の非特許文献２に開示されたコンバータ装置（電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ）の構成を採用することにより、改善することが可能である。詳細には、このコンバータ装置は、降圧回路（Buck Converter）と、固定周波数（一定のスイッチング周波数）で動作する電流共振コンバータとで構成される２ステージ型コンバータとして構成されて、降圧回路のスイッチング動作を制御（ＰＷＭ制御）することにより、降圧回路から電流共振コンバータに供給される直流電圧を低い電圧まで変化させることができる。このことから、このコンバータ装置では、電流共振コンバータでのスイッチング損失や磁性部品での損失の増加を回避しつつ、出力短絡状態を含む過負荷状態（過大電流が流れる状態）においても負荷に供給する電圧（出力電圧）の安定化が可能となっている。   This problem can be improved by adopting the configuration of the converter device (current resonance type DC-DC converter) disclosed in Non-Patent Document 2 below. Specifically, this converter device is configured as a two-stage converter composed of a step-down circuit (Buck Converter) and a current resonance converter that operates at a fixed frequency (a constant switching frequency), and the switching operation of the step-down circuit. By controlling (PWM control), the DC voltage supplied from the step-down circuit to the current resonance converter can be changed to a low voltage. Therefore, in this converter device, the switching loss in the current resonance converter and the loss in the magnetic component are avoided, and the load is supplied to the load even in an overload state (a state in which an excessive current flows) including the output short-circuit state. The voltage (output voltage) can be stabilized.

ROBERT L. STEIGERWALD、”A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies”、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS、VOL. 3、NO. 2、APRIL 1988ROBERT L. STEIGERWALD, “A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies”, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 3, NO. 2, APRIL 1988 Shi-Yi Lin、他３名、”Implementation and Study of Constant-Frequency LLC Resonant Converter”、［ｏｎｌｉｎｅ］、First Online: 28 February 2013、［平成３０年２月１５日検索］、インターネット<URL：https://link.springer.com/chapter/10.1007/978-1-4614-6747-2_75>Shi-Yi Lin and three others, “Implementation and Study of Constant-Frequency LLC Resonant Converter”, [online], First Online: 28 February 2013, [Search February 15, 2018], Internet <URL: https: //link.springer.com/chapter/10.1007/978-1-4614-6747-2_75>

ところが、上記の非特許文献２に開示されたコンバータ装置には、以下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、このコンバータ装置に含まれている降圧回路では、主スイッチはソフトスイッチングを達成できていない。よって、このコンバータ装置には、大きなスイッチング損失が生じるという解決すべき課題が存在している。   However, the converter device disclosed in Non-Patent Document 2 has the following problems to be solved. That is, in the step-down circuit included in the converter device, the main switch cannot achieve soft switching. Therefore, this converter device has a problem to be solved that a large switching loss occurs.

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、スイッチング周波数を変化させることなく出力電圧を制御可能としつつ出力短絡時における過大電流の発生も回避し得る１ステージ型のコンバータ装置を提供することを主目的とする。   The present invention has been made to solve such a problem, and provides a one-stage type converter device that can control the output voltage without changing the switching frequency and can avoid the occurrence of an excessive current when the output is short-circuited. The main purpose is to provide.

上記目的を達成すべく、本発明に係るコンバータ装置は、第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、一対の第１直流端子部と、一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、一対の第２直流端子部と、一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された直列整流素子部と、前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、直列接続された第１スイッチおよび第１キャパシタで構成されて、一方の端部が前記直列整流素子部の前記電流出力端部に接続されると共に他方の端部が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第１直列回路部と、直列接続された第２スイッチおよび第２キャパシタで構成されて、一方の端部が前記他方の第２交流端子部に接続されると共に他方の端部が前記直列整流素子部の前記電流入力端部に接続された第２直列回路部と、前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えている。   In order to achieve the above object, a converter device according to the present invention includes a transformer in which a first winding and a second winding are formed, a pair of first DC terminal portions, and a pair of first connection lines. A pair of first AC terminals connected to the first winding, a pair of second DC terminals, and a pair of second AC terminals connected to the second winding via a pair of second connection lines And a pair of first DC terminal portions and a pair of first AC terminal portions, and converts an input DC voltage input to the pair of first DC terminal portions into an AC voltage. And the switching circuit portion that outputs to the pair of first AC terminal portions and the second AC terminal portion that is connected in series with the forward direction aligned and whose connection point is one of the pair of second AC terminal portions. The first rectifying element and the second rectifying element connected to each other, and the current output end is the first One of the pair of second DC terminal portions is connected to the second DC terminal portion of the pair of second DC terminal portions via a power line, and a current input end portion is connected to the second power terminal portion of the pair of second DC terminal portions via the second power line. A series rectifying element connected to the other second DC terminal, an inductor inserted and connected to at least one of the first power line and the second power line, a first switch connected in series, and The first capacitor is configured such that one end is connected to the current output end of the series rectifying element portion and the other end is the other second AC of the pair of second AC terminal portions. A first series circuit portion connected to the terminal portion, a second switch and a second capacitor connected in series, one end portion being connected to the other second AC terminal portion and the other end In front of the series rectifier element A second series circuit portion connected to a current input end, an LC resonance circuit inserted and connected to at least one of the pair of first connection lines and the pair of second connection lines, the switching circuit portion, A control unit that performs switching control on the first switch and the second switch to convert the input DC voltage into an output DC voltage and output the output DC voltage between the pair of second DC terminal units.

このコンバータ装置では、前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１直列回路部および前記第２直列回路部に繰り返し実行させる。   In the converter device, the control unit executes the switching control to generate an induced voltage at which the other second AC terminal unit has a high potential with respect to the one second AC terminal unit. Energy is generated in the wire, and the first switch is turned off and the second switch is turned on, so that energy is accumulated in the second capacitor based on the induced voltage and accumulated in the inductor. A first operation for outputting the output DC voltage by releasing the generated energy, and an induced voltage at which the other second AC terminal portion has a high potential with respect to the one second AC terminal portion. The second capacitor is generated based on the induced voltage by causing the first switch and the second switch to be in an ON state while being generated in the winding. A second operation of storing energy and discharging the energy stored in the first capacitor to output the output DC voltage and storing energy in the inductor; On the other hand, by causing the second winding to generate an induced voltage at which the one second AC terminal portion has a high potential, the first switch is turned on, and the second switch is turned off. A third operation for storing energy in the first capacitor based on the induced voltage and outputting the output DC voltage by releasing energy stored in the inductor, and the other second AC terminal. In addition to causing the second winding to generate an induced voltage at which the one second AC terminal portion has a high potential relative to the portion, the first winding By turning on the switch and the second switch, energy is stored in the first capacitor based on the induced voltage, and energy stored in the second capacitor is released, so that the output DC voltage And the switching circuit unit, the first series circuit unit, and the second series circuit unit are repeatedly caused to execute a fourth operation for storing energy in the inductor and storing energy in the inductor.

これにより、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて前段の降圧回路で実現が難しかったソフトスイッチング動作を、本発明において２次側（第２巻線側の回路）に新たに追加された第１スイッチおよび第２スイッチ（ＦＥＴなどの半導体スイッチ）はいずれも達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置全体としての損失を低減させることができる。また、スイッチング回路部、第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、第１スイッチおよび第２スイッチのオンデューディを変化させることで、出力直流電圧を制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができるため、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧を制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。   As a result, the soft switching operation, which has been difficult to realize with the step-down circuit in the previous stage in the two-stage converter described in the prior art, is newly added to the secondary side (circuit on the second winding side) in the present invention. Since the switch and the second switch (semiconductor switch such as FET) can be easily driven, loss of the entire converter device can be reduced. Further, the output DC voltage is controlled by changing the on-duty of the first switch and the second switch without changing the switching frequency of the switching circuit unit, the first switch and the second switch (constant). Specifically, the voltage can be controlled to an arbitrary voltage within a range up to zero volts), so that the problem with the converter device configured to control the output DC voltage by changing the switching frequency is eliminated. As a result of being able to easily control the output voltage at the time of current, it is possible to avoid an excessive current from occurring when the output is short-circuited.

また、本発明に係るコンバータ装置は、第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、一対の第１直流端子部と、一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、一対の第２直流端子部と、一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された第１直列整流素子部と、前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第３整流素子および第４整流素子で構成された第２直列整流素子部と、前記第１直列整流素子部の前記電流出力端部と前記第２直列整流素子部の電流出力端部との間に接続された第１スイッチと、前記第１直列整流素子部の前記電流入力端部と前記第２直列整流素子部の電流入力端部との間に接続された第２スイッチと、前記第２直列整流素子部に並列接続されたキャパシタと、前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えている。   In addition, the converter device according to the present invention includes a transformer having a first winding and a second winding, a pair of first DC terminal portions, and a pair of first connection lines connected to the first winding. A pair of first AC terminal portions connected, a pair of second DC terminal portions, a pair of second AC terminal portions connected to the second winding via a pair of second connection lines, and the pair Between the first DC terminal portion and the pair of first AC terminal portions, and converts the input DC voltage input to the pair of first DC terminal portions into an AC voltage to convert the pair of first DC terminal portions to each other. A switching circuit unit that outputs to one AC terminal unit, and a second circuit unit that is connected in series with the forward direction aligned and connected to one second AC terminal unit of the pair of second AC terminal units. It is composed of one rectifier element and a second rectifier element, and the current output end is connected to the first power line. A second input terminal connected to one second DC terminal part of the pair of second DC terminal parts, and a current input end part of the other second of the pair of second DC terminal parts via a second power line. A first series rectifier element connected to the DC terminal, an inductor inserted and connected to at least one of the first power line and the second power line, and connected in series with the forward direction aligned and connected to each other A second series rectifying element portion configured by a third rectifying element and a fourth rectifying element connected to the other second AC terminal portion of the pair of second AC terminal portions, and the first A first switch connected between the current output end of the series rectifying element unit and a current output end of the second series rectifying element unit; the current input end of the first series rectifying element unit; Connected between the current input end of the second series rectifier element A second switch; a capacitor connected in parallel to the second series rectifying element; an LC resonance circuit inserted and connected to at least one of the pair of first connection lines and the pair of second connection lines; , A control unit that converts the input DC voltage into an output DC voltage and outputs the output from the pair of second DC terminal units by performing switching control on the switching circuit unit, the first switch, and the second switch. And.

このコンバータ装置では、前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに繰り返し実行させる。   In the converter device, the control unit executes the switching control to generate an induced voltage at which the other second AC terminal unit has a high potential with respect to the one second AC terminal unit. The first switch is turned off and the second switch is turned on to cause the capacitor to accumulate energy based on the induced voltage and to be accumulated in the inductor. A first operation for outputting the output DC voltage by releasing the energy being applied, and an induced voltage at which the other second AC terminal is at a high potential relative to the one second AC terminal. And causing the first switch and the second switch to be in an ON state, thereby energizing the capacitor based on the induced voltage. A second operation of causing the output DC voltage to be output by discharging the energy stored in the capacitor and storing the energy in the inductor, with respect to the other second AC terminal portion By causing the second winding to generate an induced voltage at which the one second AC terminal portion has a high potential, the first switch is turned on, and the second switch is turned off. A third operation for causing the capacitor to store energy based on an induced voltage and discharging the energy stored in the inductor to output the output DC voltage, and to the other second AC terminal portion An induced voltage at which the one second AC terminal portion has a high potential is generated in the second winding, and the first switch and the front switch By turning on the second switch, energy is stored in the capacitor based on the induced voltage, and the output DC voltage is output by discharging energy stored in the capacitor, and the inductor The fourth operation for storing energy is repeatedly executed by the switching circuit unit, the first switch, and the second switch.

これにより、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて前段の降圧回路で実現が難しかったソフトスイッチング動作を、本発明において２次側（第２巻線側の回路）に新たに追加された第１スイッチおよび第２スイッチ（ＦＥＴなどの半導体スイッチ）はいずれも達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置全体としての損失を低減させることができる。また、スイッチング回路部、第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、第１スイッチおよび第２スイッチのオンデューディを変化させることで、出力直流電圧を制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができるため、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧を制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。さらに、第２巻線側の回路に配設されてエネルギーの蓄積・放出を行うキャパシタを１つにできるため、第１キャパシタおよび第２キャパシタの２個を必要とする上記した本発明に係るコンバータ装置と比較して、電子部品を実装する回路基板、さらには装置自体を小型化することができる。   As a result, the soft switching operation, which has been difficult to realize with the step-down circuit in the previous stage in the two-stage converter described in the prior art, is newly added to the secondary side (circuit on the second winding side) in the present invention. Since the switch and the second switch (semiconductor switch such as FET) can be easily driven, loss of the entire converter device can be reduced. Further, the output DC voltage is controlled by changing the on-duty of the first switch and the second switch without changing the switching frequency of the switching circuit unit, the first switch and the second switch (constant). Specifically, the voltage can be controlled to an arbitrary voltage within a range up to zero volts), so that the problem with the converter device configured to control the output DC voltage by changing the switching frequency is eliminated. As a result of being able to easily control the output voltage at the time of current, it is possible to avoid an excessive current from occurring when the output is short-circuited. Furthermore, since the capacitor for storing and releasing energy can be integrated in the circuit on the second winding side, the converter according to the present invention requires two capacitors, the first capacitor and the second capacitor. Compared with the device, the circuit board on which the electronic component is mounted, and further the device itself can be downsized.

本発明によれば、２ステージ型コンバータにおいて必須となっている降圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この降圧回路のスイッチで発生していたスイッチング損失を無くすことができると共に、第２巻線側に配設された各スイッチをソフトスイッチング動作させる駆動が容易なため、コンバータ装置全体としての損失を低減させることができる。また、第２巻線側に配設された各スイッチのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧を制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができるため、出力短絡時における過大電流の発生を回避することができる。   According to the present invention, since the step-down circuit that is essential in the two-stage type converter is configured as a one-stage type that is unnecessary, the switching loss generated in the switch of the step-down circuit can be eliminated, Since it is easy to drive each switch disposed on the second winding side to perform a soft switching operation, it is possible to reduce the loss of the entire converter device. Further, the output DC voltage is controlled by changing the on-duty of each switch arranged on the second winding side (specifically, it is controlled to an arbitrary voltage within the range up to zero volts). Therefore, it is possible to avoid the generation of an excessive current when the output is short-circuited.

コンバータ装置１Ａの構成図である。It is a block diagram of converter apparatus 1A. コンバータ装置１Ａの動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of 1 A of converter apparatuses. コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ１での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating operation | movement in the period T1 in FIG. 2 of 1 A of converter apparatuses. コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ２での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating the operation | movement in the period T2 in FIG. 2 of converter apparatus 1A. コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ３での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating the operation | movement in the period T3 in FIG. 2 of converter apparatus 1A. コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ４での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating operation | movement in the period T4 in FIG. 2 of 1 A of converter apparatuses. コンバータ装置１Ａのスイッチング回路部７の他の回路例（スイッチング回路部１５）の構成図である。It is a block diagram of the other circuit example (switching circuit part 15) of the switching circuit part 7 of 1 A of converter apparatuses. コンバータ装置１Ａのスイッチング回路部７のさらなる他の回路例（スイッチング回路部１６）の構成図である。It is a block diagram of the further another circuit example (switching circuit unit 16) of the switching circuit unit 7 of the converter device 1A. コンバータ装置１Ｂの構成図である。It is a block diagram of converter apparatus 1B. コンバータ装置１Ｂの動作を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement of the converter apparatus 1B. コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ１での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating operation | movement in the period T1 in FIG. 10 of the converter apparatus 1B. コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ２での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating operation | movement in the period T2 in FIG. 10 of the converter apparatus 1B. コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ３での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating operation | movement in the period T3 in FIG. 10 of the converter apparatus 1B. コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ４での動作を説明するための構成図である。It is a block diagram for demonstrating the operation | movement in the period T4 in FIG. 10 of the converter apparatus 1B.

以下、コンバータ装置の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。   Hereinafter, embodiments of a converter device will be described with reference to the drawings.

まず、コンバータ装置の一例としてのコンバータ装置１Ａの構成について図１を参照して説明する。このコンバータ装置１Ａは、トランス２、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂ、一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂ、スイッチング回路部７、直列整流素子部８、インダクタ９、第１直列回路部１０、第２直列回路部１１、ＬＣ共振回路１２、および制御部１３を備え、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ間に入力される入力直流電圧Ｖｉｎ（本例では一例として、図１に示すように直流電源ＰＳから出力される電圧であるものとする）を出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ間から出力（具体的には、第２直流端子部５ａ，５ｂに接続された負荷ＬＤへ供給）可能に構成されている。   First, a configuration of a converter device 1A as an example of the converter device will be described with reference to FIG. This converter device 1A includes a transformer 2, a pair of first DC terminal portions 3a and 3b, a pair of first AC terminal portions 4a and 4b, a pair of second DC terminal portions 5a and 5b, and a pair of second AC terminal portions 6a. , 6b, switching circuit unit 7, series rectifying element unit 8, inductor 9, first series circuit unit 10, second series circuit unit 11, LC resonance circuit 12, and control unit 13, and a pair of first DC terminal units An input DC voltage Vin input between 3a and 3b (in this example, as an example, a voltage output from the DC power supply PS as shown in FIG. 1) is converted into an output DC voltage Vout and a pair of The second DC terminal portions 5a and 5b can be output (specifically, supplied to a load LD connected to the second DC terminal portions 5a and 5b).

詳細には、トランス２は、本例では一例として、共通の磁気コア（図示せず）に形成されて、互いに磁気的に結合する２つの巻線（第１巻線２ａおよび第２巻線２ｂ）を備えている。一対の第１交流端子部４ａ，４ｂは、一対の第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂを介して第１巻線２ａに接続されている。また、本例では、ＬＣ共振回路１２が、この第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されている。具体的には、本例では、ＬＣ共振回路１２は、第１接続ラインＬ１ａに挿入接続された共振キャパシタ１２ａと、第１接続ラインＬ１ｂに挿入接続された共振インダクタ１２ｂとを備えて構成されている。このため、本例では、第１交流端子部４ａは、共振キャパシタ１２ａが挿入接続された第１接続ラインＬ１ａを介して第１巻線２ａの一端に接続され、また第１交流端子部４ｂは、共振インダクタ１２ｂが挿入接続された第１接続ラインＬ１ｂを介して第１巻線２ａの他端に接続されている。なお、共振キャパシタ１２ａおよび共振インダクタ１２ｂについては、この構成に代えて、図示はしないが、共振キャパシタ１２ａを第１接続ラインＬ１ｂに挿入接続し、共振インダクタ１２ｂを第１接続ラインＬ１ａに挿入接続する構成とすることもできる。   In detail, the transformer 2 is formed in a common magnetic core (not shown) as an example in this example, and two windings (a first winding 2a and a second winding 2b) that are magnetically coupled to each other. ). The pair of first AC terminal portions 4a and 4b are connected to the first winding 2a via a pair of first connection lines L1a and L1b. In this example, the LC resonance circuit 12 is inserted and connected to the first connection lines L1a and L1b. Specifically, in this example, the LC resonance circuit 12 includes a resonance capacitor 12a that is inserted and connected to the first connection line L1a, and a resonance inductor 12b that is inserted and connected to the first connection line L1b. Yes. For this reason, in this example, the first AC terminal portion 4a is connected to one end of the first winding 2a via the first connection line L1a to which the resonant capacitor 12a is inserted and connected, and the first AC terminal portion 4b is The resonance inductor 12b is connected to the other end of the first winding 2a via the first connection line L1b to which the resonance inductor 12b is inserted and connected. Although not shown, the resonant capacitor 12a and the resonant inductor 12b are inserted and connected to the first connection line L1b, and the resonant inductor 12b is inserted and connected to the first connection line L1a. It can also be configured.

一対の第２交流端子部６ａ，６ｂは、一対の第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂを介して第２巻線２ｂに接続されている。なお、本例ではＬＣ共振回路１２は、上記したように第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されているが、この構成に限定されるものではなく、第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂおよび第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂのうちの少なくとも一方に挿入接続されていればよい。   The pair of second AC terminal portions 6a and 6b are connected to the second winding 2b via a pair of second connection lines L2a and L2b. In this example, the LC resonance circuit 12 is inserted and connected to the first connection lines L1a and L1b as described above, but is not limited to this configuration, and the first connection lines L1a and L1b and the second connection lines are not limited to this configuration. It is only necessary to be inserted and connected to at least one of the connection lines L2a and L2b.

スイッチング回路部７は、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂと一対の第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に配設されて、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂ間に出力する。本例では一例として、スイッチング回路部７は、ハーフブリッジスイッチング回路で構成されている。具体的には、スイッチング回路部７は、第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの一方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ａ）で互いに接続されたスイッチ７ａおよびスイッチ７ｂのスイッチ直列回路と、第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの他方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ｂ）で互いに接続されたキャパシタ７ｃおよびキャパシタ７ｄのキャパシタ直列回路とで構成されている。   The switching circuit unit 7 is disposed between the pair of first DC terminal units 3a and 3b and the pair of first AC terminal units 4a and 4b, and converts the input DC voltage Vin into the AC voltage V1 to be the first. Output between the AC terminal portions 4a and 4b. In this example, as an example, the switching circuit unit 7 is configured by a half-bridge switching circuit. Specifically, the switching circuit unit 7 includes a switch 7a and a switch that are connected to each other at one of the first AC terminal units 4a and 4b (in this example, the first AC terminal unit 4a). A capacitor series of a capacitor 7c and a capacitor 7d connected to each other at the switch series circuit of 7b and the other first AC terminal portion (in this example, the first AC terminal portion 4b) of the first AC terminal portions 4a and 4b. It is composed of a circuit.

また、このスイッチ直列回路の一方の端部（本例ではスイッチ７ａのドレイン端子）は、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂのうちの一方の第１直流端子部（本例では、第１直流端子部３ａ）に接続されている。また、このスイッチ直列回路の他方の端部（本例ではスイッチ７ｂのソース端子）は、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂのうちの他方の第１直流端子部（本例では、第１直流端子部３ｂ）に接続されている。また、上記のキャパシタ直列回路の一方の端部（本例ではキャパシタ７ｃの一端）は、第１直流端子部３ａに接続され、キャパシタ直列回路の他方の端部（本例ではキャパシタ７ｄの他端。なお、キャパシタ７ｄの一端は、キャパシタ７ｃの他端と第１交流端子部４ｂで接続されている）は、第１直流端子部３ｂに接続されている。つまり、キャパシタ直列回路は、スイッチ直列回路に並列接続されている。   One end of the switch series circuit (in this example, the drain terminal of the switch 7a) is one of the first DC terminal parts (in this example, the first DC terminal part) of the pair of first DC terminal parts 3a and 3b. It is connected to the DC terminal part 3a). The other end of the switch series circuit (in this example, the source terminal of the switch 7b) is connected to the other first DC terminal of the pair of first DC terminals 3a and 3b (in this example, the first terminal). It is connected to the DC terminal part 3b). One end of the capacitor series circuit (one end of the capacitor 7c in this example) is connected to the first DC terminal 3a, and the other end of the capacitor series circuit (the other end of the capacitor 7d in this example). Note that one end of the capacitor 7d is connected to the other end of the capacitor 7c by the first AC terminal portion 4b) and is connected to the first DC terminal portion 3b. That is, the capacitor series circuit is connected in parallel to the switch series circuit.

直列整流素子部８は、順方向を揃えて直列接続されて第１整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ８ａおよび第２整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ８ｂで構成されている。本例では、各ＦＥＴ８ａ，８ｂは、互いの接続点（ＦＥＴ８ａのソース端子とＦＥＴ８ｂのドレイン端子）が一対の第２交流端子部６ａ，６ｂのうちの一方の第２交流端子部（本例では、第２交流端子部６ｂ）に接続されている。また、各ＦＥＴ８ａ，８ｂは、後述するように同期整流動作するように駆動されて、ダイオードと同等の整流素子として機能する。また、直列整流素子部８は、電流出力端部（本例では、ＦＥＴ８ａのドレイン端子（ＦＥＴ８ａ内のボディダイオードのカソード端子でもある））が第１電力ラインＬｐ１を介して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂのうちの一方の第２直流端子部（本例では、第２直流端子部５ａ）に接続され、かつ電流入力端部（本例では、ＦＥＴ８ｂのソース端子（ＦＥＴ８ｂ内のボディダイオードのアノード端子でもある））が第２電力ラインＬｐ２を介して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂのうちの他方の第２直流端子部（本例では、第２直流端子部５ｂ）に接続されている。なお、ＦＥＴ８ａおよびＦＥＴ８ｂは、上記のように整流素子としてそれぞれ機能するため、ボディダイオードと同じ極性の単体のダイオードでそれぞれ置き換えることもできる。   The series rectifying element unit 8 includes an n-channel FET 8a that functions as a first rectifying element and is connected in series with the forward direction aligned, and an n-channel FET 8b that functions as a second rectifying element. In this example, each of the FETs 8a and 8b has a connection point (a source terminal of the FET 8a and a drain terminal of the FET 8b) that is one second AC terminal part (in this example, one of the pair of second AC terminal parts 6a and 6b). Are connected to the second AC terminal portion 6b). Each FET 8a, 8b is driven so as to perform a synchronous rectification operation as will be described later, and functions as a rectifier equivalent to a diode. The series rectifying element unit 8 has a current output end (in this example, the drain terminal of the FET 8a (also the cathode terminal of the body diode in the FET 8a)) via a first power line Lp1 as a pair of second DC terminals. Connected to one second DC terminal portion (in this example, the second DC terminal portion 5a) of the portions 5a, 5b, and a current input end portion (in this example, the source terminal of the FET 8b (the body diode in the FET 8b) Is connected to the other second DC terminal part (in this example, the second DC terminal part 5b) of the pair of second DC terminal parts 5a and 5b via the second power line Lp2. Has been. Since the FET 8a and the FET 8b function as rectifying elements as described above, they can be replaced with single diodes having the same polarity as the body diode.

インダクタ９は、第１電力ラインＬｐ１および第２電力ラインＬｐ２のうちの少なくとも一方に挿入接続されている。本例では一例として、インダクタ９は、第１電力ラインＬｐ１に挿入接続されているが、図示はしないが、第２電力ラインＬｐ２に挿入接続される構成であってもよいし、第１電力ラインＬｐ１および第２電力ラインＬｐ２の双方に分けて挿入接続される構成であってもよい。なお、図示はしないが、出力直流電圧Ｖｏｕｔを平滑するキャパシタを第２直流端子部５ａ，５ｂ間に接続する構成を採用することもできる。   The inductor 9 is inserted and connected to at least one of the first power line Lp1 and the second power line Lp2. In this example, as an example, the inductor 9 is inserted and connected to the first power line Lp1, but although not shown, the inductor 9 may be inserted and connected to the second power line Lp2. The configuration may be such that both Lp1 and the second power line Lp2 are inserted and connected separately. Although not shown, it is also possible to employ a configuration in which a capacitor that smoothes the output DC voltage Vout is connected between the second DC terminal portions 5a and 5b.

第１直列回路部１０は、直列接続された第１スイッチとしてのスイッチ１０ａおよび第１キャパシタとしてのキャパシタ１０ｂで構成されている。本例では一例として、スイッチ１０ａはｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、スイッチ１０ａのドレイン端子とキャパシタ１０ｂの一方の端子とが接続されている。また、第１直列回路部１０は、一方の端部（本例ではスイッチ１０ａのソース端子）が直列整流素子部８の電流出力端部に接続されると共に、他方の端部（本例ではキャパシタ１０ｂの他方の端子）が一対の第２交流端子部６ａ，６ｂのうちの他方の第２交流端子部（本例では、第２交流端子部６ａ）に接続されている。なお、第１直列回路部１０は、この構成に代えて、直列整流素子部８の電流出力端部側にキャパシタ１０ｂを配設し、かつ第２交流端子部６ａ側にスイッチ１０ａを同じ向きで配設した構成であってもよい。   The first series circuit unit 10 includes a switch 10a as a first switch and a capacitor 10b as a first capacitor connected in series. In this example, as an example, the switch 10a is composed of an n-channel FET, and the drain terminal of the switch 10a and one terminal of the capacitor 10b are connected. The first series circuit unit 10 has one end (in this example, the source terminal of the switch 10a) connected to the current output end of the series rectifying element unit 8 and the other end (in this example, the capacitor). The other terminal of 10b is connected to the other second AC terminal part (in this example, the second AC terminal part 6a) of the pair of second AC terminal parts 6a, 6b. Instead of this configuration, the first series circuit unit 10 includes a capacitor 10b on the current output end side of the series rectifying element unit 8 and a switch 10a on the second AC terminal unit 6a side in the same direction. An arranged configuration may be used.

第２直列回路部１１は、直列接続された第２スイッチとしてのスイッチ１１ａおよび第２キャパシタとしてのキャパシタ１１ｂで構成されている。本例では一例として、スイッチ１１ａはｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、スイッチ１１ａのソース端子とキャパシタ１１ｂの一方の端子とが接続されている。また、第２直列回路部１１は、一方の端部（本例ではキャパシタ１１ｂの他方の端子）が他方の第２交流端子部６ａに接続されると共に、他方の端部（本例ではスイッチ１１ａのドレイン端子）が直列整流素子部８の電流入力端部に接続されている。なお、第２直列回路部１１は、この構成に代えて、第２交流端子部６ａ側にスイッチ１１ａを同じ向きで配設し、かつ直列整流素子部８の電流入力端部側にキャパシタ１１ｂを配設した構成であってもよい。   The second series circuit unit 11 includes a switch 11a as a second switch and a capacitor 11b as a second capacitor connected in series. In this example, as an example, the switch 11a is composed of an n-channel FET, and the source terminal of the switch 11a and one terminal of the capacitor 11b are connected. The second series circuit unit 11 has one end (in this example, the other terminal of the capacitor 11b) connected to the other second AC terminal 6a and the other end (in this example, the switch 11a). Is connected to the current input end of the series rectifying element 8. Instead of this configuration, the second series circuit unit 11 is provided with the switch 11a in the same direction on the second AC terminal unit 6a side, and the capacitor 11b on the current input end side of the series rectifying element unit 8. An arranged configuration may be used.

ＬＣ共振回路１２は、一例として第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されているが、この構成に限定されるものではなく、第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂおよび第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂのうちの少なくとも１つに挿入接続されていればよい。   The LC resonance circuit 12 is inserted and connected to the first connection lines L1a and L1b as an example, but is not limited to this configuration. Of the first connection lines L1a and L1b and the second connection lines L2a and L2b, It is only necessary to be inserted and connected to at least one of the above.

制御部１３は、各スイッチ１０ａ，１１ａおよび同期整流駆動するＦＥＴ８ａ，８ｂに対して駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ出力することにより、またスイッチング回路部７の各スイッチ７ａ，７ｂに対して駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２をそれぞれ出力する（オンデューティ０．５で出力する）ことにより、各スイッチ１０ａ，１１ａ、各ＦＥＴ８ａ，８ｂ、および各スイッチ７ａ，７ｂに対するスイッチング制御を実行する。本例では、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａは上記のようにＦＥＴで構成され、また直列整流素子部８の各整流素子もＦＥＴ８ａ，８ｂで構成されているため、制御部１３は、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａ、およびＦＥＴ８ａ，８ｂに対する適切な駆動回路（図示せず）を備えて、スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａを構成する各ＦＥＴおよび各ＦＥＴ８ａ，８ｂのゲート・ソース間に、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をソース端子の電位を基準とする正極性の電圧信号として出力するものとする。また、駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２については、図示はしないが、デッドタイムが設けられているものとする。   The control unit 13 outputs drive signals S1, S2, S3, and S4 to the switches 10a and 11a and the FETs 8a and 8b that perform synchronous rectification driving, and also to the switches 7a and 7b of the switching circuit unit 7. Then, the drive signals S11 and S12 are output (output at an on-duty of 0.5), thereby executing switching control for the switches 10a and 11a, the FETs 8a and 8b, and the switches 7a and 7b. In this example, each switch 7a, 7b, 10a, 11a is comprised of FET as described above, and each rectifier of the series rectifier element 8 is also comprised of FETs 8a, 8b. Provided with appropriate drive circuits (not shown) for the switches 7a, 7b, 10a, 11a and the FETs 8a, 8b, the FETs constituting the switches 7a, 7b, 10a, 11a and the gates and sources of the FETs 8a, 8b In addition, the drive signals S11, S12, S1, S2, S3, and S4 are output as positive voltage signals based on the potential of the source terminal. Further, the drive signals S11 and S12 are not illustrated but are provided with a dead time.

次に、コンバータ装置１Ａの動作について図１〜図６を参照して説明する。   Next, the operation of the converter device 1A will be described with reference to FIGS.

制御部１３は、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１〜Ｓ４を、図２に示す期間Ｔ１から期間Ｔ４までの出力状態を１サイクルとして、各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂに繰り返し出力する。なお、図２中の「ＯＮ」、「ＯＦＦ」は、駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対応する各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。以下、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４に分けて動作を説明する。なお、ＦＥＴ８ａ，８ｂについては、対応する駆動信号Ｓ３，Ｓ４によって駆動されることにより、この１サイクル全体を通して上記したように整流素子（ダイオード）として機能するため、以下の動作説明においては、ダイオード８ａ，８ｂといい、個々についての詳細な説明は省略し、図３〜図６中では、ダイオードのシンボルで表記するものとする。   The controller 13 repeats the drive signals S11, S12, S1 to S4 to the switches 10a, 11a, 7a, 7b and the FETs 8a, 8b with the output state from the period T1 to the period T4 shown in FIG. 2 as one cycle. Output. Note that “ON” and “OFF” in FIG. 2 indicate the ON / OFF states of the switches 10a, 11a, 7a, 7b and FETs 8a, 8b corresponding to the drive signals S11, S12, S1, S2, S3, S4. Show. Hereinafter, the operation will be described in each period T1, T2, T3, T4. The FETs 8a and 8b function as rectifier elements (diodes) as described above throughout the entire cycle by being driven by the corresponding drive signals S3 and S4. Therefore, in the following description of the operation, the diode 8a 8b, detailed description of each of them will be omitted, and in FIG. 3 to FIG.

まず、期間Ｔ１では、図２に示すように駆動信号Ｓ１１がゼロボルト（ゲート閾値電圧未満の電圧の一例）から正電圧（ゲート閾値電圧以上の電圧）に切り替えられることにより、図２，３に示すように、スイッチ７ａは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図２に示すように駆動信号Ｓ１，Ｓ１２が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図２，３に示すように、スイッチ１０ａ，７ｂは、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。また、図２に示すように他の駆動信号Ｓ２は正電圧に維持されることから、図２，３に示すように、スイッチ１１ａはＯＮ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＮ状態で、かつスイッチ７ｂがＯＦＦ状態のときに、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態で、かつスイッチ１１ａがＯＮ状態になる。   First, in the period T1, as shown in FIG. 2, the drive signal S11 is switched from zero volts (an example of a voltage less than the gate threshold voltage) to a positive voltage (a voltage equal to or higher than the gate threshold voltage). Thus, the switch 7a shifts from the OFF state to the ON state. Also, as shown in FIG. 2, when the drive signals S1 and S12 are switched from the positive voltage to zero volts, the switches 10a and 7b shift from the ON state to the OFF state as shown in FIGS. Further, since the other drive signal S2 is maintained at a positive voltage as shown in FIG. 2, the switch 11a continues to be in the ON state as shown in FIGS. That is, when the switch 7a is ON and the switch 7b is OFF, the switch 10a is OFF and the switch 11a is ON.

この場合、第１巻線２ａ側（第１直流端子部３ａ，３ｂ側）の回路では、直流電源ＰＳ（入力直流電圧Ｖｉｎ）からＯＮ状態のスイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａ、共振インダクタ１２ｂおよびキャパシタ７ｄを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉａが流れる。これにより、キャパシタ７ｄが充電される（キャパシタ７ｄにエネルギーが蓄積される）。また、キャパシタ７ｃからＯＮ状態のスイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａおよび共振インダクタ１２ｂを経由してキャパシタ７ｃに戻る電流経路も形成される。このため、期間Ｔ３，Ｔ４において後述するようにしてキャパシタ７ｃに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、この電流経路に電流Ｉｂが図３において矢印で示す向きで流れる。   In this case, in the circuit on the first winding 2a side (first DC terminal portions 3a, 3b side), the switch 7a, the resonance capacitor 12a, the first winding 2a, the ON state from the DC power source PS (input DC voltage Vin), A current path returning to the DC power source PS via the resonant inductor 12b and the capacitor 7d is formed, and the current Ia flows through this current path. Thereby, the capacitor 7d is charged (energy is stored in the capacitor 7d). Also, a current path is formed from the capacitor 7c to the capacitor 7c via the switch 7a in the ON state, the resonance capacitor 12a, the first winding 2a, and the resonance inductor 12b. For this reason, in the periods T3 and T4, energy accumulated in the capacitor 7c is released as will be described later, whereby the current Ib flows in the direction indicated by the arrow in FIG.

また、この２つの電流経路にはＬＣ共振回路１２（共振キャパシタ１２ａおよび共振インダクタ１２ｂ）が含まれていることから、電流Ｉａ，Ｉｂの各波形は図示はしないが、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、これにより、各電流Ｉａ，Ｉｂが同じ向きで同時に流れるスイッチ７ａおよび第１巻線２ａでの電流（合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ））の波形も図２に示すように、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａにこの向きで合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）が流れるため、第２巻線２ｂには、ダイオード８ａ，８ｂの接続点（第２交流端子部６ｂ）に対して各直列回路部１０，１１の接続点（第２交流端子部６ａ）が高電位となる電圧（誘起電圧Ｖ２）が誘起する。   Further, since these two current paths include the LC resonance circuit 12 (resonance capacitor 12a and resonance inductor 12b), the waveforms of the currents Ia and Ib are not shown, but they are resonance waveforms (sine-wave waveforms). ) As a result, the waveform of the current (combined current (Ia + Ib)) in the switch 7a and the first winding 2a in which the currents Ia and Ib simultaneously flow in the same direction is also shown in FIG. Waveform). Further, since the combined current (Ia + Ib) flows through the first winding 2a in this direction, each series circuit portion is connected to the connection point (second AC terminal portion 6b) of the diodes 8a and 8b in the second winding 2b. A voltage (induced voltage V2) at which the connection point (second AC terminal portion 6a) between 10 and 11 becomes high potential is induced.

一方、第２巻線２ｂ側（第２直流端子部５ａ，５ｂ側）の回路では、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態に移行することにより、期間Ｔ３，Ｔ４において後述するようにしてＯＮ状態のスイッチ１０ａを経由して実行されていたキャパシタ１０ｂに対する充電（キャパシタ１０ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位を基準として、キャパシタ１０ｂにおける直列整流素子部８の電流出力端部側の端子の電位が高電位となる充電）が停止される。また、期間Ｔ４において後述する電流Ｉｊがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図３に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。   On the other hand, in the circuit on the second winding 2b side (the second DC terminal portions 5a and 5b side), when the switch 10a shifts to the OFF state, the switch 10a in the ON state is changed as described later in the periods T3 and T4. Charging of the capacitor 10b that has been executed via the terminal (the potential of the terminal on the side of the current output end of the series rectifying element unit 8 in the capacitor 10b is higher than the potential of the terminal of the capacitor 10b on the side of the second winding 2b) Charging) is stopped. In addition, when current Ij described later flows to inductor 9 in period T4, energy stored in inductor 9 is released, so that load LD, diode 8b, and diode 8a are discharged from inductor 9 as shown in FIG. A current Ic flows through the current path that passes back to the inductor 9 (the output DC voltage Vout is output to the load LD).

また、上記したように、第１巻線２ａへの電流（Ｉａ＋Ｉｂ）の流入に起因して、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。このため、第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＮ状態に移行していることにより、第２巻線２ｂからキャパシタ１１ｂ、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成されて、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図３に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｄが流れる。これにより、キャパシタ１１ｂは、キャパシタ１１ｂにおける直列整流素子部８の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１１ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位が高電位となるように充電される（キャパシタ１１ｂにエネルギーが蓄積される）。   Further, as described above, due to the inflow of the current (Ia + Ib) to the first winding 2a, the induced voltage V2 at which the second AC terminal portion 6a is at a higher potential than the second AC terminal portion 6b is Induced in two windings 2b. Therefore, in the circuit on the second winding 2b side, since the switch 11a has shifted to the ON state, the second winding 2b passes through the capacitor 11b, the ON state switch 11a, and the diode 8b from the second winding 2b. A current path returning to the line 2b is formed, and based on the induced voltage V2 having the above polarity (energy output from the second winding 2b), as shown in FIG. Id flows. Thereby, the capacitor 11b is charged so that the potential of the terminal on the second winding 2b side of the capacitor 11b becomes a high potential with reference to the potential of the terminal on the current input end side of the series rectifying element unit 8 in the capacitor 11b. (Energy is stored in the capacitor 11b).

このように、期間Ｔ１では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに上記の極性で誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１１ｂを充電する動作とを第１動作として実行する。   Thus, in the period T1, the circuit on the first winding 2a side supplies the combined current (Ia + Ib) to the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7c and the energy from the input DC voltage Vin. And an operation of charging the capacitor 7d with energy from the input DC voltage Vin. The circuit on the second winding 2b side supplies the current Ic to the load LD (outputs the output DC voltage Vout) based on the energy released from the inductor 9, and the second winding 2b The operation of charging the capacitor 11b with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced with the polarity of is performed as the first operation.

次いで、期間Ｔ２では、図２に示すように、駆動信号Ｓ１がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図２，４に示すように、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチ７ａ，７ｂ，１１ａは、対応する駆動信号が期間Ｔ１のときと同じであることから、期間Ｔ１のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＮ状態を、スイッチ７ｂがＯＦＦ状態を継続しているときに、スイッチ１０ａ，１１ａが共にＯＮ状態になる。   Next, in the period T2, as shown in FIG. 2, the drive signal S1 is switched from zero volts to a positive voltage, so that the switch 10a shifts from the OFF state to the ON state as shown in FIGS. Note that the other switches 7a, 7b, and 11a are in the ON / OFF state during the period T1 because the corresponding drive signals are the same as those during the period T1. That is, both the switches 10a and 11a are in the ON state when the switch 7a is in the ON state and the switch 7b is in the OFF state.

この場合、第１巻線２ａ側の回路では、図４に示すように、各スイッチ７ａ，７ｂが期間Ｔ１のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続することから、期間Ｔ１のときと同じ電流経路が継続して形成される。このため、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とが継続される。   In this case, in the circuit on the first winding 2a side, as shown in FIG. 4, each switch 7a, 7b continues the ON / OFF state at the time T1, so the same current path as at the time T1 is obtained. It is formed continuously. For this reason, the operation of supplying the combined current (Ia + Ib) to the first winding 2a and the operation of charging the capacitor 7d with the energy from the input DC voltage Vin are continued.

一方、第２巻線２ｂ側の回路では、図４に示すように、期間Ｔ１のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからキャパシタ１１ｂ、スイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｄが継続して流れて、キャパシタ１１ｂへの充電が継続される。また、スイッチ１０ａがＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１０ｂからスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤ、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびキャパシタ１１ｂを経由してキャパシタ１０ｂに戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１０ｂに蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｅが矢印の向きに流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｅがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。なお、これら２つの電流経路が重なる第２直列回路部１１（スイッチ１１ａおよびキャパシタ１１ｂ）には、電流Ｉｄ，Ｉｅが逆向きで流れるため、電流Ｉｄ，Ｉｅの合成電流（Ｉｅ−Ｉｄ）がスイッチ１１ａに流れる。   On the other hand, in the circuit on the second winding 2b side, as shown in FIG. 4, based on the induced voltage V2 induced in the second winding 2b with the same polarity as in the period T1, the second winding 2b to the capacitor 11b. The current Id continues to flow through the current path that returns to the second winding 2b via the switch 11a and the diode 8b, and charging of the capacitor 11b is continued. Further, when the switch 10a shifts to the ON state, a new current path is formed from the capacitor 10b to the capacitor 10b via the switch 10a, the inductor 9, the load LD, the ON state switch 11a, and the capacitor 11b. Thereby, based on the energy accumulated in the capacitor 10b, the current Ie flows in the direction of the arrow through this new current path (the output DC voltage Vout is output to the load LD). Further, when the current Ie flows through the inductor 9, energy is accumulated in the inductor 9. Since the currents Id and Ie flow in opposite directions in the second series circuit unit 11 (the switch 11a and the capacitor 11b) in which these two current paths overlap, the combined current (Ie−Id) of the currents Id and Ie is switched. It flows to 11a.

このように、期間Ｔ２では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを継続して実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１１ｂを充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１０ｂから放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｅを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第２動作として実行する。   As described above, in the period T2, the circuit on the first winding 2a side supplies the combined current (Ia + Ib) to the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7c and the energy from the input DC voltage Vin. The operation of supplying and the operation of charging the capacitor 7d with the energy from the input DC voltage Vin are continuously executed. Further, the circuit on the second winding 2b side continues the operation of charging the capacitor 11b with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced in the second winding 2b, and discharges from the capacitor 10b. Based on the generated energy, the operation of supplying the current Ie to the load LD (outputting the output DC voltage Vout) and storing the energy in the inductor 9 is executed as the second operation.

続いて、期間Ｔ３では、図２に示すように駆動信号Ｓ１２がゼロボルトから正電圧に切り替えられることにより、図２，５に示すように、スイッチ７ｂは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図２に示すように駆動信号Ｓ２，Ｓ１１が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図２，５に示すように、スイッチ１１ａ，７ａは、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。また、図２に示すように他の駆動信号Ｓ１は正電圧に維持されることから、図２，５に示すように、スイッチ１０ａはＯＮ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＦＦ状態で、かつスイッチ７ｂがＯＮ状態のとき（期間Ｔ１，Ｔ２とは逆の状態のとき）に、スイッチ１０ａがＯＮ状態で、かつスイッチ１１ａがＯＦＦ状態になる。   Subsequently, in the period T3, the drive signal S12 is switched from zero volts to a positive voltage as shown in FIG. 2, so that the switch 7b shifts from the OFF state to the ON state as shown in FIGS. Also, as shown in FIG. 2, when the drive signals S2 and S11 are switched from the positive voltage to zero volts, the switches 11a and 7a shift from the ON state to the OFF state as shown in FIGS. Further, as shown in FIG. 2, the other drive signal S1 is maintained at a positive voltage, so that the switch 10a continues to be in the ON state as shown in FIGS. That is, when the switch 7a is in the OFF state and the switch 7b is in the ON state (in a state opposite to the periods T1 and T2), the switch 10a is in the ON state and the switch 11a is in the OFF state.

この場合、第１巻線２ａ側の回路では、スイッチ７ａがＯＦＦ状態に移行することにより、直流電源ＰＳ（入力直流電圧Ｖｉｎ）からキャパシタ７ｃ、共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、およびＯＮ状態のスイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉｆが流れる。これにより、キャパシタ７ｃが充電される（キャパシタ７ｃにエネルギーが蓄積される）。   In this case, in the circuit on the first winding 2a side, when the switch 7a shifts to the OFF state, the capacitor 7c, the resonant inductor 12b, the first winding 2a, and the resonant capacitor 12a from the DC power source PS (input DC voltage Vin). And a current path that returns to the DC power source PS via the ON-state switch 7b is formed, and the current If flows through this current path. Thereby, the capacitor 7c is charged (energy is stored in the capacitor 7c).

また、スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ７ｄから共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、およびＯＮ状態のスイッチ７ｂを経由してキャパシタ７ｄに戻る電流経路も形成される。このため、期間Ｔ１，Ｔ２においてキャパシタ７ｄに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、この電流経路に電流Ｉｇが図５において矢印で示す向きで流れる。   Further, when the switch 7b shifts to the ON state, a current path from the capacitor 7d to the capacitor 7d via the resonant inductor 12b, the first winding 2a, the resonant capacitor 12a, and the ON state switch 7b is also formed. . For this reason, the energy accumulated in the capacitor 7d in the periods T1 and T2 is released, so that the current Ig flows through the current path in the direction indicated by the arrow in FIG.

また、この２つの電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｆ，Ｉｇの各波形は図示はしないが、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、これにより、各電流Ｉｆ，Ｉｇが同じ向きで同時に流れるスイッチ７ｂおよび第１巻線２ａでの電流（合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ））も図２に示すように、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａにこの向きで合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）が流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる電圧（誘起電圧Ｖ２）が誘起する。   Further, since the LC resonance circuit 12 is included in the two current paths, the waveforms of the currents If and Ig are not shown, but become resonance waveforms (sine wave-like waveforms). As a result, the current (synthetic current (If + Ig)) in the switch 7b and the first winding 2a in which the currents If and Ig simultaneously flow in the same direction is also a resonance waveform (sine wave waveform) as shown in FIG. It becomes. Further, since the combined current (If + Ig) flows through the first winding 2a in this direction, the second winding 2b has a voltage (a voltage at which the second AC terminal portion 6b is at a higher potential than the second AC terminal portion 6a). An induced voltage V2) is induced.

一方、第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＦＦ状態に移行する（ターンオフする）ことにより、期間Ｔ１，Ｔ２においてＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由して実行されていたキャパシタ１１ｂに対する充電（キャパシタ１１ｂにおける直列整流素子部８の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１１ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位が高電位となる充電）が停止される。   On the other hand, in the circuit on the second winding 2b side, when the switch 11a shifts to the OFF state (turns off), the charging to the capacitor 11b that has been executed via the ON switch 11a in the periods T1 and T2 ( The charging at which the potential of the terminal on the second winding 2b side of the capacitor 11b becomes a high potential with respect to the potential of the terminal on the current input end side of the series rectifying element portion 8 in the capacitor 11b is stopped.

また、期間Ｔ２において電流Ｉｅがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図５に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。   In addition, as the current Ie flows through the inductor 9 in the period T2, the energy stored in the inductor 9 is released, and as shown in FIG. 5, the inductor 9 passes through the load LD, the diode 8b, and the diode 8a. Then, the current Ic flows through the current path returning to the inductor 9 (the output DC voltage Vout is output to the load LD).

また、上記したように、第１巻線２ａへの電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）の流入に起因して、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。このため、第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１０ａがＯＮ状態に移行していることにより、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびキャパシタ１０ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成されて、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図５に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｈが流れる。これにより、キャパシタ１０ｂは、キャパシタ１０ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位を基準として、キャパシタ１０ｂにおける直列整流素子部８の電流出力端部側の端子の電位が高電位となるように充電される（キャパシタ１０ｂにエネルギーが蓄積される）。   Further, as described above, due to the inflow of the current (If + Ig) to the first winding 2a, the induced voltage V2 at which the second AC terminal portion 6b has a higher potential than the second AC terminal portion 6a is the first voltage V2. Induced in two windings 2b. For this reason, in the circuit on the second winding 2b side, since the switch 10a has shifted to the ON state, the second winding 2b passes through the diode 8a, the ON state switch 11a, and the capacitor 10b. A current path returning to the line 2b is formed, and based on the induced voltage V2 of the above polarity (energy output from the second winding 2b), as shown in FIG. Ih flows. Thereby, the capacitor 10b is charged such that the potential of the terminal on the current output end side of the series rectifying element unit 8 in the capacitor 10b becomes a high potential with reference to the potential of the terminal on the second winding 2b side in the capacitor 10b. (Energy is stored in the capacitor 10b).

このように、期間Ｔ３では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１０ｂを充電する動作とを第３動作として実行する。   Thus, in the period T3, the circuit on the first winding 2a side supplies the combined current (If + Ig) to the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7d and the energy from the input DC voltage Vin. And the operation of charging the capacitor 7c with the energy from the input DC voltage Vin. Further, the circuit on the second winding 2b side is supplied to the load LD based on the energy released from the inductor 9 (outputs the output DC voltage Vout), and is induced in the second winding 2b. The operation of charging the capacitor 10b with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) is executed as the third operation.

次いで、期間Ｔ４では、図２に示すように、駆動信号Ｓ２がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図２，６に示すように、スイッチ１１ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ３のときと同じであることから、期間Ｔ３のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＦＦ状態を、スイッチ７ｂがＯＮ状態を継続しているときに、スイッチ１０ａ，１１ａが共にＯＮ状態になる。   Next, in the period T4, as shown in FIG. 2, when the drive signal S2 is switched from zero volts to a positive voltage, the switch 11a shifts from the OFF state to the ON state as shown in FIGS. Note that each of the other switches continues the ON / OFF state at the period T3 because the corresponding drive signal is the same as that at the period T3. That is, when the switch 7a is in the OFF state and the switch 7b is in the ON state, both the switches 10a and 11a are in the ON state.

この場合、第１巻線２ａ側の回路では、図６に示すように、各スイッチ７ａ，７ｂが期間Ｔ３のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続することから、期間Ｔ３のときと同じ電流経路が継続して形成される。このため、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とが継続される。   In this case, in the circuit on the first winding 2a side, as shown in FIG. 6, since the switches 7a and 7b continue the ON / OFF state at the time T3, the same current path as at the time T3 is obtained. It is formed continuously. For this reason, the operation of supplying the combined current (If + Ig) to the first winding 2a and the operation of charging the capacitor 7c with the energy from the input DC voltage Vin are continued.

一方、第２巻線２ｂ側の回路では、図６に示すように、期間Ｔ３のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａおよびキャパシタ１０ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｈが継続して流れて、キャパシタ１０ｂへの充電が継続される。また、スイッチ１１ａがＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１１ｂからキャパシタ１０ｂ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤおよびＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由してキャパシタ１１ｂに戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１１ｂに蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｊが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｊがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。なお、これら２つの電流経路が重なる第１直列回路部１０（スイッチ１０ａおよびキャパシタ１０ｂ）には、電流Ｉｈ，Ｉｊが逆向きで流れるため、電流Ｉｈ，Ｉｊの合成電流（Ｉｈ−Ｉｊ）がスイッチ１０ａに流れる。   On the other hand, in the circuit on the second winding 2b side, as shown in FIG. 6, based on the induced voltage V2 induced in the second winding 2b with the same polarity as in the period T3, the second winding 2b to the diode 8a. The current Ih continues to flow through the current path returning to the second winding 2b via the switch 10a and the capacitor 10b in the ON state, and charging of the capacitor 10b is continued. Further, when the switch 11a shifts to the ON state, a new current path is formed from the capacitor 11b to the capacitor 11b via the capacitor 10b, the ON state switch 10a, the inductor 9, the load LD, and the ON state switch 11a. Is done. Thereby, based on the energy stored in the capacitor 11b, the current Ij flows through this new current path (the output DC voltage Vout is output to the load LD). Further, when the current Ij flows through the inductor 9, energy is accumulated in the inductor 9. Since the currents Ih and Ij flow in opposite directions in the first series circuit unit 10 (the switch 10a and the capacitor 10b) in which these two current paths overlap, the combined current (Ih−Ij) of the currents Ih and Ij is switched. It flows to 10a.

このように、期間Ｔ４では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを継続して実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１０ｂを充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１１ｂから放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｊを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第４動作として実行する。   As described above, in the period T4, the circuit on the first winding 2a side supplies the combined current (If + Ig) to the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7d and the energy from the input DC voltage Vin. The operation of supplying and the operation of charging the capacitor 7c with the energy from the input DC voltage Vin are continuously executed. Further, the circuit on the second winding 2b side continues the operation of charging the capacitor 10b with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced in the second winding 2b, and discharges from the capacitor 11b. Based on the generated energy, the current Ij is supplied to the load LD (output DC voltage Vout is output), and the operation of accumulating energy in the inductor 9 is executed as the fourth operation.

これにより、期間Ｔ１から期間Ｔ４で構成される１サイクルが完了する。   Thereby, one cycle constituted by the period T1 to the period T4 is completed.

また、出力直流電圧Ｖｏｕｔは、下記の式で表される。なお、ｎは、第１巻線２ａ（巻数Ｎｐ）と第２巻線２ｂ（巻数Ｎｓ）の巻数比（Ｎｓ／Ｎｐ）であり、Ｄは、スイッチ１０ａ，１１ａのオンデューティであるものとする。
Ｖｏｕｔ＝ｎ×Ｖｉｎ×（２×Ｄ−１） The output DC voltage Vout is expressed by the following equation. Note that n is the turn ratio (Ns / Np) of the first winding 2a (turn number Np) and the second winding 2b (turn number Ns), and D is the on-duty of the switches 10a and 11a. .
Vout = n × Vin × (2 × D−1)

この式から明らかなように、コンバータ装置１Ａは、ｎの値にもよるが、基本的にオンデューティＤを、０．５≦Ｄ＜１の範囲内の値にすることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔが入力直流電圧Ｖｉｎよりも小さくなるＢｕｃｋ型（降圧型）コンバータとして機能する。また、この式から明らかなように、コンバータ装置１Ａでは、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく、上記のスイッチ１０ａ，１１ａについてのオンデューティＤを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）が可能になっている。   As is apparent from this equation, the converter device 1A basically depends on the value of n, but by setting the on-duty D to a value within the range of 0.5 ≦ D <1, the output DC voltage Vout Functions as a Buck type (step-down type) converter in which becomes smaller than the input DC voltage Vin. Further, as apparent from this equation, in the converter device 1A, by changing the on-duty D for the switches 10a and 11a without changing the switching frequency of the switches 7a, 7b, 10a, and 11a, It is possible to control the output DC voltage Vout (specifically, control to an arbitrary voltage within a range up to zero volts).

このように、このコンバータ装置１Ａでは、第１巻線２ａ側の回路は、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂに出力するスイッチング回路部７を備えて構成されると共に、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂ、第２直流端子部５ａ，５ｂ、第２交流端子部６ａ，６ｂ、直列整流素子部８、インダクタ９、第１直列回路部１０および第２直列回路部１１を備えて、これらが図１に示すように接続されて構成されている。また、ＬＣ共振回路１２が、第１巻線２ａと第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に挿入接続されている。   As described above, in the converter device 1A, the circuit on the first winding 2a side includes the switching circuit unit 7 that converts the input DC voltage Vin into the AC voltage V1 and outputs the AC voltage V1 to the first AC terminal units 4a and 4b. The circuit on the second winding 2b side includes the second winding 2b, the second DC terminal portions 5a and 5b, the second AC terminal portions 6a and 6b, the series rectifying element portion 8, the inductor 9, and the first winding 2b. A series circuit unit 10 and a second series circuit unit 11 are provided and are connected and configured as shown in FIG. The LC resonance circuit 12 is inserted and connected between the first winding 2a and the first AC terminal portions 4a and 4b.

したがって、このコンバータ装置１Ａによれば、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている降圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この降圧回路のスイッチで発生していたスイッチング損失を無くすことができる。また、このコンバータ装置１Ａによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ａが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２によってソフトスイッチング動作を達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置１Ａ全体としての損失を低減させることができる。また、このコンバータ装置１Ａによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ａが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動されることにより、第２巻線２ｂ側の回路が、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４において上記の第１動作〜第４動作を実行するため、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、スイッチ１０ａ，１１ａのオンデューティを変化させることで出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができる。これにより、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。   Therefore, according to the converter device 1A, the step-down circuit that is essential in the two-stage type converter described in the prior art is configured as a one-stage type that is unnecessary. Switching loss can be eliminated. Further, according to the converter device 1A, the switches 10a and 11a constituting the circuit on the second winding 2b side are driven so that the soft switching operation can be achieved by the drive signals S1 and S2 supplied from the control unit 13. Therefore, the loss as a whole of the converter device 1A can be reduced. Further, according to the converter device 1A, the switches 10a and 11a constituting the circuit on the second winding 2b side are driven by the drive signals S1 and S2 supplied from the control unit 13, whereby the second winding Since the circuit on the 2b side performs the first to fourth operations in each of the periods T1, T2, T3, and T4, the switching frequency of each of the switches 7a, 7b, 10a, and 11a is not changed (assumed to be constant). However, the output DC voltage Vout can be controlled by changing the on-duty of the switches 10a and 11a (specifically, it can be controlled to any voltage within the range up to zero volts). As a result, it is possible to easily perform the output voltage control at the time of overcurrent while solving the problem in the converter device configured to control the output DC voltage Vout by changing the switching frequency. It can be avoided.

なお、スイッチング回路部７をハーフブリッジスイッチング回路で構成する例を挙げて説明したが、スイッチング回路部７は、この例に限定されるものではない。例えば、図７に示すスイッチング回路部１５のように、スイッチング回路部７におけるキャパシタ７ｃ，７ｄに代えて、スイッチ７ｅ，７ｆ（スイッチ７ａ，７ｂと同じｎチャネル型のＦＥＴ）を配設したフルブリッジスイッチング回路で構成することもできる。この場合、図７に示すように、スイッチ７ｆは、スイッチ７ａと同じ駆動信号Ｓ１１で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においては、スイッチ７ａと共にＯＮ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においては、スイッチ７ａと共にＯＦＦ状態に移行する。また、スイッチ７ｅは、スイッチ７ｂと同じ駆動信号Ｓ１２で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においては、スイッチ７ｂと共にＯＦＦ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においては、スイッチ７ｂと共にＯＮ状態に移行する。   In addition, although the example which comprises the switching circuit part 7 by a half bridge switching circuit was given and demonstrated, the switching circuit part 7 is not limited to this example. For example, a full bridge in which switches 7e and 7f (the same n-channel FET as the switches 7a and 7b) are provided instead of the capacitors 7c and 7d in the switching circuit unit 7 as in the switching circuit unit 15 shown in FIG. A switching circuit can also be used. In this case, as shown in FIG. 7, the switch 7f is driven by the same drive signal S11 as that of the switch 7a and shifts to the ON state together with the switch 7a in the periods T1 and T2, and in the periods T3 and T4, the switch 7f It shifts to the OFF state together with 7a. The switch 7e is driven by the same drive signal S12 as that of the switch 7b, and shifts to the OFF state together with the switch 7b in the periods T1 and T2, and shifts to the ON state together with the switch 7b in the periods T3 and T4.

したがって、コンバータ装置１Ａは、このスイッチング回路部１５を備えた構成においても、第２巻線２ｂ側の回路が各期間Ｔ１〜Ｔ４において上記した第１動作〜第４動作を実行することにより、スイッチング回路部７を備えた構成と同様の効果を奏することができる。   Therefore, even in the configuration including the switching circuit unit 15, the converter device 1 </ b> A performs switching by causing the circuit on the second winding 2 b side to perform the first operation to the fourth operation described above in each period T <b> 1 to T <b> 4. The same effects as those provided by the circuit unit 7 can be obtained.

また、スイッチング回路部７は、図８に示すスイッチング回路部１６ように、スイッチング回路部７におけるキャパシタ７ｃを削除したシングルエンドプッシュプル回路で構成することもできる。この場合、図８に示すように、スイッチ７ａは駆動信号Ｓ１１で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においてはＯＮ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においてはＯＦＦ状態に移行する。また、スイッチ７ｂは駆動信号Ｓ１２で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においてはＯＦＦ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においてはＯＮ状態に移行する。したがって、コンバータ装置１Ａは、このスイッチング回路部１６を備えた構成においても、第２巻線２ｂ側の回路が各期間Ｔ１〜Ｔ４において上記した第１動作〜第４動作を実行することにより、スイッチング回路部７を備えた構成と同様の効果を奏することができる。なお、後述するコンバータ装置１Ｂにおいても、第１巻線２ａ側の回路において、スイッチング回路部７，１５，１６のうちのいずれを採用してもよい。   Moreover, the switching circuit unit 7 can also be configured by a single-end push-pull circuit in which the capacitor 7c in the switching circuit unit 7 is deleted as in the switching circuit unit 16 shown in FIG. In this case, as shown in FIG. 8, the switch 7a is driven by the drive signal S11 and shifts to the ON state during the periods T1 and T2, and shifts to the OFF state during the periods T3 and T4. Further, the switch 7b is driven by the drive signal S12, and shifts to the OFF state during the periods T1 and T2, and shifts to the ON state during the periods T3 and T4. Therefore, even in the configuration including the switching circuit unit 16, the converter device 1 </ b> A performs switching by causing the circuit on the second winding 2 b side to perform the first to fourth operations described above in each period T <b> 1 to T <b> 4. The same effects as those provided by the circuit unit 7 can be obtained. In the converter device 1B described later, any of the switching circuit units 7, 15, and 16 may be employed in the circuit on the first winding 2a side.

なお、第２巻線２ｂ側の回路については、コンバータ装置１Ａで採用した上記の構成に限定されるものではなく、例えば、図９に示すコンバータ装置１Ｂで採用する後述の回路とすることもできる。以下、このコンバータ装置１Ｂについて、図９〜図１４を参照して説明する。なお、コンバータ装置１Ａと同じ構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。   Note that the circuit on the second winding 2b side is not limited to the above configuration employed in the converter device 1A, and may be a circuit described later employed in the converter device 1B shown in FIG. 9, for example. . Hereinafter, the converter device 1B will be described with reference to FIGS. In addition, about the same structure as converter apparatus 1A, the same code | symbol is attached | subjected and the overlapping description is abbreviate | omitted.

まず、コンバータ装置１Ｂの構成について図９を参照して説明する。このコンバータ装置１Ｂは、トランス２、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂ、一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂ、スイッチング回路部７，１５，１６のうちのいずれか（同図では一例として、スイッチング回路部７）、第１直列整流素子部としての直列整流素子部８、インダクタ９、第２直列整流素子部としての直列整流素子部１７、第１スイッチとしてのスイッチ１０ａ、第２スイッチとしてのスイッチ１１ａ、キャパシタ１８、ＬＣ共振回路１２、および制御部１３を備え、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ間に入力される入力直流電圧Ｖｉｎを出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ間から出力（具体的には、第２直流端子部５ａ，５ｂに接続された負荷ＬＤへ供給）可能に構成されている。   First, the configuration of converter device 1B will be described with reference to FIG. The converter device 1B includes a transformer 2, a pair of first DC terminal portions 3a and 3b, a pair of first AC terminal portions 4a and 4b, a pair of second DC terminal portions 5a and 5b, and a pair of second AC terminal portions 6a. , 6b, one of the switching circuit units 7, 15, 16 (in the figure, as an example, the switching circuit unit 7), a series rectifying device unit 8 as a first series rectifying device unit, an inductor 9, and a second series rectifying device A series rectifying element unit 17 as an element unit, a switch 10a as a first switch, a switch 11a as a second switch, a capacitor 18, an LC resonance circuit 12, and a control unit 13, and a pair of first DC terminal units 3a, The input DC voltage Vin input between 3b is converted into the output DC voltage Vout and output from between the pair of second DC terminal portions 5a and 5b (specifically, the second DC terminal portions 5a and 5b). And it is configured to be supplied) to the connected load LD.

直列整流素子部１７は、順方向を揃えて直列接続されると共に、互いの接続点が一対の第２交流端子部６ａ，６ｂのうちの他方の第２交流端子部（本例では、第２交流端子部６ａ）に接続された第３整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ１７ａおよび第４整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ１７ｂで構成されている。各ＦＥＴ１７ａ，１７ｂは、互いの接続点（ＦＥＴ１７ａのソース端子とＦＥＴ１７ｂのドレイン端子）が第２交流端子部６ａに接続されている。また、各ＦＥＴ１７ａ，１７ｂは、後述するように同期整流動作するように駆動されて、ダイオードと同等の整流素子として機能する。なお、ＦＥＴ１７ａおよびＦＥＴ１７ｂは、このように整流素子としてそれぞれ機能するため、ボディダイオードと同じ極性の単体のダイオードでそれぞれ置き換えることもできる。したがって、以下では、理解の容易のため、ＦＥＴ１７ａおよびＦＥＴ１７ｂは、以下ではダイオード１７ａおよびダイオード１７ｂともいい、図１１〜図１４中では、ＦＥＴ８ａ，８ｂと同様にダイオードのシンボルで表記するものとする。   The series rectifying element unit 17 is connected in series with the forward direction aligned, and the connection point between them is the other second AC terminal unit (second in this example, the second AC terminal unit 6a, 6b). The n-channel FET 17a functioning as the third rectifying element and the n-channel FET 17b functioning as the fourth rectifying element connected to the AC terminal portion 6a). Each FET 17a, 17b has a connection point (a source terminal of the FET 17a and a drain terminal of the FET 17b) connected to the second AC terminal portion 6a. Each FET 17a, 17b is driven to perform a synchronous rectification operation as will be described later, and functions as a rectifier equivalent to a diode. Since the FET 17a and the FET 17b function as rectifying elements in this way, they can be replaced with single diodes having the same polarity as the body diode. Therefore, hereinafter, for ease of understanding, the FET 17a and the FET 17b are also referred to as a diode 17a and a diode 17b in the following, and in FIG. 11 to FIG. 14, they are represented by diode symbols as in the FETs 8a and 8b.

スイッチ１０ａは、直列整流素子部８の電流出力端部（本例では、ＦＥＴ８ａのドレイン端子）と、直列整流素子部１７の電流出力端部（本例では、ＦＥＴ１７ａのドレイン端子（ＦＥＴ１７ａ内のボディダイオードのカソード端子でもある））との間に接続されている。本例ではスイッチ１０ａは、ｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、そのソース端子が直列整流素子部８の電流出力端部に接続され、そのドレイン端子が直列整流素子部１７の電流出力端部に接続されることで、直列整流素子部８，１７の各電流出力端部間に接続されている。   The switch 10a includes a current output end of the series rectifier element 8 (in this example, the drain terminal of the FET 8a) and a current output end of the series rectifier element 17 (in this example, the drain terminal of the FET 17a (the body in the FET 17a). It is also connected to the cathode terminal of the diode)). In this example, the switch 10a is composed of an n-channel FET, and its source terminal is connected to the current output end of the series rectifying element unit 8, and its drain terminal is connected to the current output end of the series rectifying element unit 17. By being connected, they are connected between the current output end portions of the series rectifying element portions 8 and 17.

スイッチ１１ａは、直列整流素子部８の電流入力端部（本例では、ＦＥＴ８ｂのソース端子）と、直列整流素子部１７の電流入力端部（本例では、ＦＥＴ１７ｂのソース端子（ＦＥＴ１７ｂ内のボディダイオードのアノード端子でもある））との間に接続されている。本例ではスイッチ１１ａは、ｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、そのドレイン端子が直列整流素子部８の電流入力端部に接続され、そのソース端子が直列整流素子部１７の電流入力端部に接続されることで、直列整流素子部８，１７の各電流入力端部間に接続されている。   The switch 11a includes a current input end of the series rectifying element unit 8 (in this example, the source terminal of the FET 8b) and a current input end of the series rectifying element unit 17 (in this example, the source terminal of the FET 17b (the body in the FET 17b). It is also connected to the anode terminal of the diode)). In this example, the switch 11a is composed of an n-channel FET, and its drain terminal is connected to the current input end of the series rectifying element unit 8, and its source terminal is connected to the current input end of the series rectifying element unit 17. By being connected, they are connected between the current input end portions of the series rectifying element portions 8 and 17.

キャパシタ１８は、直列整流素子部１７に並列接続されている。   The capacitor 18 is connected in parallel to the series rectifying element unit 17.

制御部１３は、各スイッチ１０ａ，１１ａおよび同期整流駆動するＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂに対して駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６をそれぞれ出力することにより、またスイッチング回路部７の各スイッチ７ａ，７ｂに対して駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２をそれぞれ出力する（オンデューティ０．５で出力する）ことにより、各スイッチ１０ａ，１１ａ、各ＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂ、および各スイッチ７ａ，７ｂに対するスイッチング制御を実行する。本例では、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａは上記のようにＦＥＴで構成され、また直列整流素子部８，１７の各整流素子もＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂで構成されているため、制御部１３は、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａおよびＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂに対する適切な駆動回路（図示せず）を備えて、スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａを構成する各ＦＥＴおよび各ＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂのゲート・ソース間に、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６をソース端子の電位を基準とする正極性の電圧信号として出力するものとする。   The control unit 13 outputs drive signals S1, S2, S3, S4, S5, and S6 to the switches 10a and 11a and the FETs 8a, 8b, 17a, and 17b that perform synchronous rectification driving, and the switching circuit unit 7 Drive signals S11 and S12 are output to the respective switches 7a and 7b (output at an on-duty of 0.5), whereby each switch 10a and 11a, each FET 8a, 8b, 17a and 17b, and each switch 7a. , 7b. In this example, each switch 7a, 7b, 10a, 11a is composed of FET as described above, and each rectifier element of the series rectifier elements 8 and 17 is also composed of FETs 8a, 8b, 17a, 17b. The control unit 13 includes appropriate drive circuits (not shown) for the switches 7a, 7b, 10a, and 11a and the FETs 8a, 8b, 17a, and 17b, and the FETs that configure the switches 7a, 7b, 10a, and 11a. Each drive signal S11, S12, S1, S2, S3, S4, S5, S6 is output as a positive voltage signal based on the potential of the source terminal between the gate and source of each FET 8a, 8b, 17a, 17b. Shall.

次に、コンバータ装置１Ｂの動作について図９〜図１４を参照して説明する。   Next, the operation of converter device 1B will be described with reference to FIGS.

制御部１３は、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１〜Ｓ６を、図１０に示す期間Ｔ１から期間Ｔ４までの出力状態を１サイクルとして、各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂに繰り返し出力する。なお、図１０中の「ＯＮ」、「ＯＦＦ」は、駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６に対応する各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。以下、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４に分けて動作を説明する。なお、ＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂについては、対応する駆動信号Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６によって駆動されることにより、この１サイクル全体を通して上記したように整流素子（ダイオード）として機能するため、以下の動作説明においてはダイオード８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂといい、個々についての詳細な説明は省略する。また、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路と構成が同一である。また、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４における各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２のタイミングもコンバータ装置１Ａと同一である。これにより、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４においてコンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路と同じ動作を実行するため、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路の動作については詳細な説明を省略し、第２巻線２ｂ側の回路の動作を主として説明する。   The control unit 13 sets the drive signals S11, S12, S1 to S6 to the output states from the period T1 to the period T4 shown in FIG. 10 as one cycle, and switches 10a, 11a, 7a, 7b and FETs 8a, 8b, 17a. , 17b are repeatedly output. Note that “ON” and “OFF” in FIG. 10 indicate the switches 10a, 11a, 7a, 7b and FETs 8a, 8b, 17a corresponding to the drive signals S11, S12, S1, S2, S3, S4, S5, S6. , 17b shows the ON / OFF state. Hereinafter, the operation will be described in each period T1, T2, T3, T4. Since the FETs 8a, 8b, 17a, and 17b are driven by the corresponding drive signals S3, S4, S5, and S6 to function as rectifier elements (diodes) as described above throughout the entire cycle, In the explanation of the operation, the diodes 8a, 8b, 17a, and 17b are referred to, and detailed explanations thereof are omitted. The circuit on the first winding 2a side of the converter device 1B has the same configuration as the circuit on the first winding 2a side of the converter device 1A. Further, the timing of each drive signal S11, S12 in each period T1, T2, T3, T4 is also the same as that of the converter device 1A. As a result, the circuit on the first winding 2a side of the converter device 1B performs the same operation as the circuit on the first winding 2a side of the converter device 1A in each period T1, T2, T3, T4. The detailed description of the operation of the circuit on the first winding 2a side will be omitted, and the operation of the circuit on the second winding 2b side will be mainly described.

まず、期間Ｔ１では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを実行する。この第１巻線２ａへの電流（Ｉａ＋Ｉｂ）の流入に起因して、図１１に示すように、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。   First, in the period T1, the circuit on the first winding 2a side, like the converter device 1A, generates a combined current in the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7c and the energy from the input DC voltage Vin. An operation of supplying (Ia + Ib) and an operation of charging the capacitor 7d with energy from the input DC voltage Vin are executed. Due to the inflow of the current (Ia + Ib) to the first winding 2a, as shown in FIG. 11, an induced voltage V2 at which the second AC terminal portion 6a has a higher potential than the second AC terminal portion 6b is generated. It is induced in the second winding 2b.

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＮ状態のときに、スイッチ１０ａがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行することにより、第２巻線２ｂからダイオード１７ａ、キャパシタ１８、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成される。このため、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図１１に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｄが流れる。これにより、キャパシタ１８は、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流出力端部側の端子の電位が高電位となるように充電される（キャパシタ１８にエネルギーが蓄積される）。また、コンバータ装置１Ａと同様に、期間Ｔ４において電流Ｉｊがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図１１に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。   In the circuit on the second winding 2b side, when the switch 11a is in the ON state, the switch 10a shifts from the ON state to the OFF state, whereby the diode 17a, the capacitor 18, and the ON state switch 11a from the second winding 2b. And the current path which returns to the 2nd coil | winding 2b via the diode 8b is formed. Therefore, based on the induced voltage V2 having the above polarity (energy output from the second winding 2b), as shown in FIG. 11, a current Id flows in this current path in the direction indicated by the arrow. As a result, the capacitor 18 has a potential at the terminal on the current output end side of the series rectifying element portion 17 in the capacitor 18 as a reference with the potential at the terminal on the current input end side of the series rectifying element portion 17 in the capacitor 18 as a reference. (Energy is stored in the capacitor 18). Similarly to the converter device 1A, when the current Ij flows through the inductor 9 during the period T4, the energy accumulated in the inductor 9 is released, and as shown in FIG. The current Ic flows through the current path that returns to the inductor 9 via 8b and the diode 8a (the output DC voltage Vout is output to the load LD).

このように、期間Ｔ１では、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに上記の極性で誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作とを第１動作として実行する。   Thus, in the period T1, the circuit on the second winding 2b side supplies the current Ic (outputs the output DC voltage Vout) to the load LD based on the energy released from the inductor 9, The operation of charging the capacitor 18 with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced in the two windings 2b with the above polarity is executed as the first operation.

次いで、期間Ｔ２では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを継続して実行する。したがって、図１２に示すように、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに継続して誘起する。   Next, in the period T2, the circuit on the first winding 2a side is combined with the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7c and the energy from the input DC voltage Vin, similarly to the converter device 1A. The operation of supplying the current (Ia + Ib) and the operation of charging the capacitor 7d with the energy from the input DC voltage Vin are continuously executed. Therefore, as shown in FIG. 12, an induced voltage V2 at which the second AC terminal portion 6a is at a high potential with respect to the second AC terminal portion 6b is continuously induced in the second winding 2b.

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＮ状態を継続しているため、図１２に示すように、期間Ｔ１のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからダイオード１７ａ、キャパシタ１８、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｄが継続して流れて、キャパシタ１８への充電が継続される。また、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１８からＯＮ状態のスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤおよびＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由してキャパシタ１８に戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１８に蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｅが矢印の向きに流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｅがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。   In the circuit on the second winding 2b side, since the switch 11a continues to be in the ON state, as shown in FIG. 12, the induced voltage V2 induced in the second winding 2b has the same polarity as that in the period T1. Based on this, the current Id continuously flows from the second winding 2b through the diode 17a, the capacitor 18, the ON switch 11a and the diode 8b to the second winding 2b, and the capacitor 18 is charged. Will continue. Further, when the switch 10a shifts from the OFF state to the ON state, a new current path from the capacitor 18 to the capacitor 18 via the ON state switch 10a, the inductor 9, the load LD, and the ON state switch 11a is formed. Is done. Thereby, based on the energy accumulated in the capacitor 18, the current Ie flows in the direction of the arrow in this new current path (the output DC voltage Vout is output to the load LD). Further, when the current Ie flows through the inductor 9, energy is accumulated in the inductor 9.

また、これら２つの電流経路が重なるスイッチ１１ａには、電流Ｉｄ，Ｉｅが逆向きで流れるため、電流Ｉｄ，Ｉｅの合成電流（Ｉｅ−Ｉｄ）が流れる。   In addition, since the currents Id and Ie flow in opposite directions through the switch 11a where these two current paths overlap, a combined current (Ie-Id) of the currents Id and Ie flows.

このように、期間Ｔ２では、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１８から放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｅを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第２動作として実行する。   Thus, in the period T2, the circuit on the second winding 2b side continues the operation of charging the capacitor 18 with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced in the second winding 2b. At the same time, based on the energy released from the capacitor 18, the current Ie is supplied to the load LD (output DC voltage Vout is output), and the operation of storing energy in the inductor 9 is executed as the second operation.

続いて、期間Ｔ３では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を、合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）とは逆向きで供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを実行する。したがって、図１３に示すように、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。   Subsequently, in the period T3, the circuit on the first winding 2a side is combined with the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7d and the energy from the input DC voltage Vin, similarly to the converter device 1A. An operation of supplying the current (If + Ig) in the opposite direction to the combined current (Ia + Ib) and an operation of charging the capacitor 7c with the energy from the input DC voltage Vin are executed. Therefore, as shown in FIG. 13, an induced voltage V2 at which the second AC terminal portion 6b has a higher potential than the second AC terminal portion 6a is induced in the second winding 2b.

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１０ａがＯＮ状態のときに、スイッチ１１ａがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行することにより、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａ、キャパシタ１８およびダイオード１７ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成される。このため、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図１３に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｈが流れる。これにより、キャパシタ１８は、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流出力端部側の端子の電位が高電位となるように（期間Ｔ１のときと同じ極性に）充電される（キャパシタ１８にエネルギーが蓄積される）。また、期間Ｔ２において電流Ｉｅがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図１３に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。   In the circuit on the second winding 2b side, when the switch 10a is in the ON state, the switch 11a shifts from the ON state to the OFF state, so that the diode 8a from the second winding 2b, the switch 10a in the ON state, and the capacitor 18 are switched. A current path that returns to the second winding 2b via the diode 17b is formed. Therefore, based on the induced voltage V2 having the above polarity (energy output from the second winding 2b), as shown in FIG. 13, a current Ih flows through the current path in the direction indicated by the arrow. As a result, the capacitor 18 has a potential at the terminal on the current output end side of the series rectifying element portion 17 in the capacitor 18 as a reference with the potential at the terminal on the current input end side of the series rectifying element portion 17 in the capacitor 18 as a reference. (With the same polarity as in the period T1) (charge is stored in the capacitor 18). In addition, as the current Ie flows through the inductor 9 in the period T2, the energy stored in the inductor 9 is released, so that the inductor 9 passes through the load LD, the diode 8b, and the diode 8a as shown in FIG. Then, the current Ic flows through the current path returning to the inductor 9 (the output DC voltage Vout is output to the load LD).

このように、期間Ｔ３では、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに上記の極性で誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作とを第３動作として実行する。   Thus, in the period T3, the circuit on the second winding 2b side supplies the current Ic to the load LD (outputs the output DC voltage Vout) based on the energy released from the inductor 9, The operation of charging the capacitor 18 with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced in the two windings 2b with the above polarity is executed as the third operation.

次いで、期間Ｔ４では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを継続して実行する。したがって、図１４に示すように、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに継続して誘起する。   Next, in the period T4, the circuit on the first winding 2a side is combined with the first winding 2a based on the energy released from the capacitor 7d and the energy from the input DC voltage Vin, similarly to the converter device 1A. The operation of supplying the current (If + Ig) and the operation of charging the capacitor 7c with the energy from the input DC voltage Vin are continuously executed. Accordingly, as shown in FIG. 14, an induced voltage V2 at which the second AC terminal portion 6b is at a higher potential than the second AC terminal portion 6a is continuously induced in the second winding 2b.

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１０ａがＯＮ状態を継続しているため、図１４に示すように、期間Ｔ３のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａ、キャパシタ１８およびダイオード１７ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｈが継続して流れて、キャパシタ１８への充電が継続される。また、スイッチ１１ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１８からＯＮ状態のスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤおよびＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由してキャパシタ１８に戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１８に蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｊが矢印の向きに流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｊがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。   In the circuit on the second winding 2b side, the switch 10a continues to be in the ON state. Therefore, as shown in FIG. 14, the induced voltage V2 induced in the second winding 2b has the same polarity as in the period T3. Based on this, the current Ih continues to flow from the second winding 2b to the second winding 2b via the diode 8a, the switch 10a in the ON state, the capacitor 18 and the diode 17b to charge the capacitor 18. Is continued. Further, when the switch 11a shifts from the OFF state to the ON state, a new current path from the capacitor 18 to the capacitor 18 through the ON state switch 10a, the inductor 9, the load LD, and the ON state switch 11a is formed. Is done. Thereby, based on the energy accumulated in the capacitor 18, the current Ij flows in the direction of the arrow in this new current path (the output DC voltage Vout is output to the load LD). Further, when the current Ij flows through the inductor 9, energy is accumulated in the inductor 9.

また、これら２つの電流経路が重なるスイッチ１０ａには、電流Ｉｈ，Ｉｊが逆向きで流れるため、電流Ｉｈ，Ｉｊの合成電流（Ｉｈ−Ｉｊ）が流れる。   In addition, since the currents Ih and Ij flow in opposite directions through the switch 10a where these two current paths overlap, a combined current (Ih−Ij) of the currents Ih and Ij flows.

このように、期間Ｔ４では、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１８から放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｊを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第４動作として実行する。これにより、期間Ｔ１から期間Ｔ４で構成される１サイクルが完了する。   Thus, in the period T4, the circuit on the second winding 2b side continues the operation of charging the capacitor 18 with the induced voltage V2 (energy from the second winding 2b) induced in the second winding 2b. At the same time, based on the energy released from the capacitor 18, the current Ij is supplied to the load LD (output DC voltage Vout is output), and the operation of storing energy in the inductor 9 is executed as the fourth operation. Thereby, one cycle constituted by the period T1 to the period T4 is completed.

また、コンバータ装置１Ｂでの出力直流電圧Ｖｏｕｔは、上記したコンバータ装置１Ａでの出力直流電圧Ｖｏｕｔと同一の式で表される。したがって、コンバータ装置１Ｂも、コンバータ装置１Ａと同様にして、出力直流電圧Ｖｏｕｔが入力直流電圧Ｖｉｎよりも小さくなるＢｕｃｋ型（降圧型）コンバータとして機能すると共に、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく、上記のスイッチ１０ａ，１１ａについてのオンデューティＤを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）が可能になっている。   Further, output DC voltage Vout in converter device 1B is expressed by the same equation as output DC voltage Vout in converter device 1A described above. Therefore, the converter device 1B functions as a Buck type (step-down type) converter in which the output DC voltage Vout is smaller than the input DC voltage Vin in the same manner as the converter device 1A, and each of the switches 7a, 7b, 10a, 11a. Controlling the output DC voltage Vout by changing the on-duty D of the switches 10a and 11a without changing the switching frequency (specifically, any voltage within the range up to zero volts) Can be controlled).

このコンバータ装置１Ｂにおいても、第１巻線２ａ側の回路は、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂに出力するスイッチング回路部７を備えて構成されると共に、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂ、第２直流端子部５ａ，５ｂ、第２交流端子部６ａ，６ｂ、各直列整流素子部８，１７、インダクタ９および各スイッチ１０ａ，１１ａを備えて、これらが図９に示すように接続されて構成されている。また、ＬＣ共振回路１２が、第１巻線２ａと第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に挿入接続されている。   Also in this converter device 1B, the circuit on the first winding 2a side includes the switching circuit unit 7 that converts the input DC voltage Vin into the AC voltage V1 and outputs the AC voltage V1 to the first AC terminal units 4a and 4b. In addition, the circuit on the second winding 2b side includes the second winding 2b, the second DC terminal portions 5a and 5b, the second AC terminal portions 6a and 6b, the series rectifying element portions 8 and 17, the inductor 9 and the switches. 10a and 11a are provided and connected as shown in FIG. The LC resonance circuit 12 is inserted and connected between the first winding 2a and the first AC terminal portions 4a and 4b.

したがって、このコンバータ装置１Ｂにおいても、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている降圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この降圧回路のスイッチで発生していたスイッチング損失を無くすことができる。また、このコンバータ装置１Ｂによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ａが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２によってソフトスイッチング動作を達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置１Ｂ全体としての損失を低減させることができる。また、このコンバータ装置１Ｂにおいても、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ｂが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動されることにより、第２巻線２ｂ側の回路が、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４において上記の第１動作〜第４動作を実行するため、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、スイッチ１０ａ，１１ａのオンデューティを変化させることで出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができる。これにより、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。さらに、このコンバータ装置１Ｂによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成するためのキャパシタ（半導体素子で構成されるスイッチ１０ａなどと比較して、通常、その外形が極めて大きくなる電子部品）をキャパシタ１８の１個で済ますことができることから、キャパシタ１０ｂ，１１ｂの２個必要とするコンバータ装置１Ａと比較して、電子部品を実装する回路基板、さらには装置自体を小型化することができる。   Therefore, since this converter device 1B is also configured as a one-stage type that does not require the step-down circuit that is essential in the two-stage converter described in the prior art, the switching that has occurred in the switch of this step-down circuit Loss can be eliminated. Further, according to this converter device 1B, the switches 10a and 11a constituting the circuit on the second winding 2b side are driven so that the soft switching operation can be achieved by the drive signals S1 and S2 supplied from the control unit 13. Therefore, it is possible to reduce the loss of the converter device 1B as a whole. Also in the converter device 1B, the switches 10a and 11b constituting the circuit on the second winding 2b side are driven by the drive signals S1 and S2 supplied from the control unit 13, whereby the second winding 2b. The circuit on the side performs the first to fourth operations in each of the periods T1, T2, T3, and T4, so that the switching frequency of each switch 7a, 7b, 10a, 11a is not changed (while being constant) ), The output DC voltage Vout can be controlled by changing the on-duty of the switches 10a and 11a (specifically, it can be controlled to any voltage within the range up to zero volts). As a result, it is possible to easily perform the output voltage control at the time of overcurrent while solving the problem in the converter device configured to control the output DC voltage Vout by changing the switching frequency. It can be avoided. Furthermore, according to this converter device 1B, a capacitor for forming a circuit on the second winding 2b side (an electronic component whose outer shape is usually very large compared to the switch 10a formed of a semiconductor element or the like) Therefore, the circuit board on which the electronic components are mounted and the device itself can be downsized compared to the converter device 1A that requires two capacitors 10b and 11b. .

なお、上記のコンバータ装置１Ａ，１Ｂでは、独立した構成要素としての共振キャパシタ１２ａと共振インダクタ１２ｂとでＬＣ共振回路１２を構成したが、これに限定されるものではない。例えば、共振キャパシタ１２ａは、独立した構成要素として配設する構成に代えて、スイッチング回路部７，１６に含まれているキャパシタ（キャパシタ７ｃやキャパシタ７ｄ）や、第１直列回路部１０のキャパシタ１０ｂや、第２直列回路部１１のキャパシタ１１ｂで代用することもできる。また、共振インダクタ１２ｂについても、独立した構成要素として配設する構成に代えて、トランス２の漏れインダクタンスで代用することもできる。   In the converter devices 1A and 1B, the LC resonant circuit 12 is configured by the resonant capacitor 12a and the resonant inductor 12b as independent components. However, the present invention is not limited to this. For example, the resonant capacitor 12a is replaced with a configuration (capacitor 7c or capacitor 7d) included in the switching circuit units 7 and 16 or a capacitor 10b of the first series circuit unit 10 instead of the configuration arranged as an independent component. Alternatively, the capacitor 11b of the second series circuit unit 11 can be substituted. In addition, the resonance inductor 12b can be replaced with the leakage inductance of the transformer 2 in place of the configuration provided as an independent component.

１Ａ，１Ｂ コンバータ装置
２ トランス
２ａ 第１巻線
２ｂ 第２巻線
３ａ，３ｂ 第１直流端子部
４ａ，４ｂ 第１交流端子部
５ａ，５ｂ 第２直流端子部
６ａ，６ｂ 第２交流端子部
７ スイッチング回路部
８，１７ 直列整流素子部
９ インダクタ
１０ 第１直列回路部
１０ａ スイッチ（第１スイッチ）
１０ｂ キャパシタ（第１キャパシタ）
１１ 第２直列回路部
１１ａ スイッチ（第２スイッチ）
１１ｂ キャパシタ（第２キャパシタ）
１２ ＬＣ共振回路
１３ 制御部
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ 第１接続ライン
Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ 第２接続ライン
Ｌｐ１ 第１電力ライン
Ｌｐ１ 第２電力ライン 1A, 1B converter device
2 transformer 2a first winding 2b second winding 3a, 3b first DC terminal 4a, 4b first AC terminal 5a, 5b second DC terminal 6a, 6b second AC terminal
7 Switching circuit
8,17 Series rectifier element
9 Inductor 10 First Series Circuit 10a Switch (First Switch)
10b Capacitor (first capacitor)
11 2nd series circuit part 11a Switch (2nd switch)
11b capacitor (second capacitor)
12 LC resonance circuit 13 Control part L1a, L1b 1st connection line L2a, L2b 2nd connection line Lp1 1st power line Lp1 2nd power line

Claims (4)

第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、
一対の第１直流端子部と、
一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、
一対の第２直流端子部と、
一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、
前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、
順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された直列整流素子部と、
前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、
直列接続された第１スイッチおよび第１キャパシタで構成されて、一方の端部が前記直列整流素子部の前記電流出力端部に接続されると共に他方の端部が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第１直列回路部と、
直列接続された第２スイッチおよび第２キャパシタで構成されて、一方の端部が前記他方の第２交流端子部に接続されると共に他方の端部が前記直列整流素子部の前記電流入力端部に接続された第２直列回路部と、
前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、
前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えているコンバータ装置。 A transformer in which a first winding and a second winding are formed;
A pair of first DC terminal portions;
A pair of first AC terminal portions connected to the first winding via a pair of first connection lines;
A pair of second DC terminal portions;
A pair of second AC terminal portions connected to the second winding via a pair of second connection lines;
The pair of first DC terminal portions and the pair of first AC terminal portions are disposed between the pair of first DC terminal portions, and input DC voltages input to the pair of first DC terminal portions are converted into AC voltages to convert the pair. A switching circuit unit that outputs to the first AC terminal unit;
The first rectifying element and the second rectifying element are connected in series with the forward direction aligned and connected to one second AC terminal part of the pair of second AC terminal parts. The current output end is connected to one second DC terminal portion of the pair of second DC terminal portions via the first power line, and the current input end portion is connected to the pair via the second power line. A series rectifying element connected to the other second DC terminal of the second DC terminals,
An inductor inserted and connected to at least one of the first power line and the second power line;
A first switch and a first capacitor connected in series, one end of which is connected to the current output end of the series rectifying element unit and the other end of the pair of second AC terminal units A first series circuit portion connected to the other second AC terminal portion,
It is composed of a second switch and a second capacitor connected in series, and one end is connected to the other second AC terminal and the other end is the current input end of the series rectifying element unit. A second series circuit portion connected to
An LC resonant circuit inserted and connected to at least one of the pair of first connection lines and the pair of second connection lines;
A control unit that converts the input DC voltage into an output DC voltage by performing switching control on the switching circuit unit, the first switch, and the second switch, and outputs the output DC voltage between the pair of second DC terminal units; A converter device comprising: 前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、
前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、
前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、
前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、
並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１直列回路部および前記第２直列回路部に繰り返し実行させる請求項１記載のコンバータ装置。 The control unit performs the switching control,
An induced voltage at which the other second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the one second AC terminal portion, the first switch is turned off, and the first switch The first operation of causing the second switch to turn on and storing energy in the second capacitor based on the induced voltage and outputting the output DC voltage by discharging energy stored in the inductor. ,
An induced voltage at which the other second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the one second AC terminal portion, and the first switch and the second switch are turned on. To cause the second capacitor to store energy based on the induced voltage, to release the energy stored in the first capacitor, to output the output DC voltage, and to cause the inductor to store energy. A second action to accumulate,
An induced voltage at which the one second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the other second AC terminal portion, the first switch is turned on, and the first switch 2. A third operation in which the switch is turned off to store energy in the first capacitor based on the induced voltage and to output the output DC voltage by discharging energy stored in the inductor. ,
In addition, an induced voltage in which the one second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the other second AC terminal portion, and the first switch and the second switch are turned on. To cause the first capacitor to store energy based on the induced voltage, to release the energy stored in the second capacitor, to output the output DC voltage, and to cause the inductor to store energy. The converter device according to claim 1, wherein the switching circuit unit, the first series circuit unit, and the second series circuit unit are repeatedly caused to execute the fourth operation for storing the voltage. 第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、
一対の第１直流端子部と、
一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、
一対の第２直流端子部と、
一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、
前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、
順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された第１直列整流素子部と、
前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、
順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第３整流素子および第４整流素子で構成された第２直列整流素子部と、
前記第１直列整流素子部の前記電流出力端部と前記第２直列整流素子部の電流出力端部との間に接続された第１スイッチと、
前記第１直列整流素子部の前記電流入力端部と前記第２直列整流素子部の電流入力端部との間に接続された第２スイッチと、
前記第２直列整流素子部に並列接続されたキャパシタと、
前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、
前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備えているコンバータ装置。 A transformer in which a first winding and a second winding are formed;
A pair of first DC terminal portions;
A pair of first AC terminal portions connected to the first winding via a pair of first connection lines;
A pair of second DC terminal portions;
A pair of second AC terminal portions connected to the second winding via a pair of second connection lines;
The pair of first DC terminal portions and the pair of first AC terminal portions are disposed between the pair of first DC terminal portions, and input DC voltages input to the pair of first DC terminal portions are converted into AC voltages to convert the pair. A switching circuit unit that outputs to the first AC terminal unit;
The first rectifying element and the second rectifying element are connected in series with the forward direction aligned and connected to one second AC terminal part of the pair of second AC terminal parts. The current output end is connected to one second DC terminal portion of the pair of second DC terminal portions via the first power line, and the current input end portion is connected to the pair via the second power line. A first series rectifying element connected to the other second DC terminal of the second DC terminals,
An inductor inserted and connected to at least one of the first power line and the second power line;
The third rectifying element and the fourth rectifying element are connected in series with the forward direction aligned and connected to the other second AC terminal part of the pair of second AC terminal parts. A second series rectifier element portion;
A first switch connected between the current output end of the first series rectifier element and the current output end of the second series rectifier element;
A second switch connected between the current input end of the first series rectifier element and the current input end of the second series rectifier element;
A capacitor connected in parallel to the second series rectifying element unit;
An LC resonant circuit inserted and connected to at least one of the pair of first connection lines and the pair of second connection lines;
A control unit that converts the input DC voltage into an output DC voltage by performing switching control on the switching circuit unit, the first switch, and the second switch, and outputs the output DC voltage between the pair of second DC terminal units; A converter device comprising: 前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、
前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、
前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、
前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、
並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに繰り返し実行させる請求項３記載のコンバータ装置。 The control unit performs the switching control,
An induced voltage at which the other second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the one second AC terminal portion, the first switch is turned off, and the first switch A first operation for causing the capacitor to accumulate energy based on the induced voltage by turning on the two switches and outputting the output DC voltage by releasing the energy accumulated in the inductor;
An induced voltage at which the other second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the one second AC terminal portion, and the first switch and the second switch are turned on. To cause the capacitor to store energy based on the induced voltage, to discharge the energy stored in the capacitor, to output the output DC voltage, and to store energy in the inductor. Operation,
An induced voltage at which the one second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the other second AC terminal portion, the first switch is turned on, and the first switch A third operation for causing the capacitor to accumulate energy based on the induced voltage by turning off the two switches and outputting the output DC voltage by discharging the energy accumulated in the inductor;
In addition, an induced voltage in which the one second AC terminal portion becomes a high potential is generated in the second winding with respect to the other second AC terminal portion, and the first switch and the second switch are turned on. To cause the capacitor to store energy based on the induced voltage, to release the energy stored in the capacitor, to output the output DC voltage, and to store energy in the inductor. The converter device according to claim 3, wherein the four operations are repeatedly executed by the switching circuit unit, the first switch, and the second switch.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117424458A (en) * 2023-12-19 2024-01-19 深圳通业科技股份有限公司 Control method, system and controller of power supply conversion circuit

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007006653A (en) * 2005-06-24 2007-01-11 Hitachi Ltd Insulated resonance-type bidirectional dc/dc converter and its control method
US20110090717A1 (en) * 2009-10-21 2011-04-21 Myongji University Industry And Academia Cooperation Foundation Two-stage insulated bidirectional DC/DC power converter using a constant duty ratio LLC resonant converter
JP2013116021A (en) * 2011-12-01 2013-06-10 Sinfonia Technology Co Ltd Power conversion circuit
WO2018029975A1 (en) * 2016-08-10 2018-02-15 三菱電機株式会社 Power conversion device

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007006653A (en) * 2005-06-24 2007-01-11 Hitachi Ltd Insulated resonance-type bidirectional dc/dc converter and its control method
US20110090717A1 (en) * 2009-10-21 2011-04-21 Myongji University Industry And Academia Cooperation Foundation Two-stage insulated bidirectional DC/DC power converter using a constant duty ratio LLC resonant converter
JP2013116021A (en) * 2011-12-01 2013-06-10 Sinfonia Technology Co Ltd Power conversion circuit
WO2018029975A1 (en) * 2016-08-10 2018-02-15 三菱電機株式会社 Power conversion device

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117424458A (en) * 2023-12-19 2024-01-19 深圳通业科技股份有限公司 Control method, system and controller of power supply conversion circuit
CN117424458B (en) * 2023-12-19 2024-02-23 深圳通业科技股份有限公司 Control method, system and controller of power supply conversion circuit

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