JP2019143978A - Object detection device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、相対移動する物体からの反射波に基づいて物体までの距離を検出する物体検出装置に関する。 The present invention relates to an object detection device that detects a distance to an object based on a reflected wave from a relatively moving object.
従来、超音波を送信し、その反射波を受信して反射物体までの距離を測定する物体検出装置が知られている。例えば、図8に示すように、この物体検出装置10は、超音波を送受信するセンサ11と、測距回路12とを備える。センサ11は、例えば、数十kHzの周波数の超音波を送信波Txとして数波から数十波程度の長さでバースト状に送信し、物体Wからの反射波Rxを受信する。すなわち、送信波Txと反射波Rxとは同じ周波数となる。測距回路12は、反射波Rxに同期式直交検波などを行って、送信波Txと反射波Rxとの相対的な遅延量を検出し、この遅延量と音速とから物体Wまでの距離Dを算出する。
2. Description of the Related Art Conventionally, an object detection apparatus that transmits ultrasonic waves, receives the reflected waves, and measures the distance to the reflecting object is known. For example, as shown in FIG. 8, the
このような物体検出装置10を自動車などの移動体に搭載した場合、移動しながら物体Wの検出を行うので、物体Wとの相対速度によるドップラー効果により、反射波Rxの周波数は送信波Txとは異なったものとなる。例えば、自動車に搭載された物体検出装置10で、車庫入れ時の障害物を検知する場合、障害物である物体Wは停止しているが、物体検出装置1は移動しているので、ドップラー効果によって送信波Txと反射波Rxとに差異が生じる。
When such an
例えば、物体検出装置10を搭載した自動車が時速11.8km(秒速3.29m)で物体Wに接近しているような場合、ドップラー効果により変化した反射波Rxの周波数(ドップラー周波数)f’は、下記の数式1から算出することができる。なお、fは送信波Txの周波数、Vは大気中の音速(340m/s)、voは観測者の移動速度、vsは音源の移動速度である。また、物体検出装置10では、音源と観測者とが同一で物体Wからの反射波Rxを観測しているため、観測者側の移動速度voの符号は逆になる。
例えば、送信波Txの周波数fが50kHzである場合、ドップラー周波数f’ は50.977kHzとなり、元の周波数50kHzと比べて+977Hzの周波数シフトを受ける。すなわち、以上のようなドップラー環境下では、センサ11からの送信周波数が50kHzだった場合には、反射して戻ってくる超音波をセンサ11で受信すると50.977kHzの電気信号になる。なお、以下では、この周波数シフトをドップラーシフト周波数Δfと呼ぶ。
For example, when the frequency f of the transmission wave Tx is 50 kHz, the Doppler frequency f ′ is 50.777 kHz, and is subjected to a frequency shift of +977 Hz compared to the original frequency 50 kHz. That is, in the above Doppler environment, when the transmission frequency from the
図9(a)〜(p)は、上記のドップラー環境下での実験で得られた反射波Rxに様々な周波数で直交検波を行った後、送信波または受信波もしくはそれらに類似した参照信号との相関処理を行い、これにより得られた測距に用いるピーク波形を示している。各図の矩形の枠内は、直交検波に用いた周波数を示しており、同図(a)の「DC」は、送信周波数50kHzに対し、受信周波数が50kHzでドップラーシフトが発生していない場合の相関処理部出力を表している。このような波形を用いて、振幅が最大となるピーク波形の頂点の時刻から送信波の送信時刻と、回路の処理遅延を減算すれば、センサ11と物体Wとの距離Dに応じて変化する遅延時間を測定することができる。
9 (a) to 9 (p) show a transmission wave, a reception wave, or a reference signal similar thereto after performing orthogonal detection at various frequencies on the reflected wave Rx obtained in the experiment under the above Doppler environment. And a peak waveform used for distance measurement obtained by this is shown. The rectangular frame in each figure shows the frequency used for the quadrature detection, and “DC” in the figure (a) is a case where the reception frequency is 50 kHz and the Doppler shift is not generated with respect to the transmission frequency 50 kHz. Represents the output of the correlation processing unit. Using such a waveform, subtracting the transmission time of the transmission wave and the processing delay of the circuit from the time of the peak of the peak waveform where the amplitude is maximum changes according to the distance D between the
しかしながら、上記のようなドップラー環境下において、ドップラーシフト周波数Δfが不明で、元の50kHzで直交検波を行うと、相関処理して得られる出力は、図9(a)に示すような波形となり、測距に有効なピーク波形が得られないので、測距の品質が低下してしまう。すなわち、正しいドップラーシフト周波数Δf(例えば、+977Hz)を何らかの方法で推定できれば、「送信周波数f(50kHz)+ドップラーシフト周波数Δf(977Hz)」の周波数で直交検波を行うか、若しくは送信周波数fで直交検波した後、ドップラーシフト周波数Δfだけ周波数シフトする信号処理を施した後に相関処理を実施することで、図9(k)の+977Hzで直交検波した波形で示すように、測距に有効なピーク波形を得ることができる。 However, under the Doppler environment as described above, when the Doppler shift frequency Δf is unknown and orthogonal detection is performed at the original 50 kHz, the output obtained by the correlation processing has a waveform as shown in FIG. Since a peak waveform effective for distance measurement cannot be obtained, the quality of distance measurement deteriorates. That is, if a correct Doppler shift frequency Δf (for example, +977 Hz) can be estimated by any method, quadrature detection is performed at a frequency of “transmission frequency f (50 kHz) + Doppler shift frequency Δf (977 Hz)” or orthogonal at the transmission frequency f. After detection, by performing signal processing to shift the frequency by the Doppler shift frequency Δf, and performing correlation processing, as shown in the waveform orthogonally detected at +977 Hz in FIG. Can be obtained.
従来、パルス圧縮レーダで用いられるデジタルパルス圧縮装置には、ドップラーシフト周波数Δfが未知の入力信号に対応するために、ドップラーシフトに対して補正量が異なった複数個のドップラー補正回路を並設し、これらのドップラー補正回路で入力信号をドップラー補正した後、各々の出力信号についてパルス圧縮を行い、圧縮振幅が最大のものをレンジビン程度の時間ごとに検出して出力するものがある(例えば、特許文献1参照)。これによれば、ドップラーシフト周波数が分からない場合でも、安定した圧縮性能を得ることができる。 2. Description of the Related Art Conventionally, a digital pulse compression device used in a pulse compression radar is provided with a plurality of Doppler correction circuits having different correction amounts with respect to a Doppler shift in order to correspond to an input signal whose Doppler shift frequency Δf is unknown. After the Doppler correction of the input signal by these Doppler correction circuits, each output signal is subjected to pulse compression, and the one having the maximum compression amplitude is detected and output every time such as a range bin (for example, patents) Reference 1). According to this, even when the Doppler shift frequency is unknown, stable compression performance can be obtained.
また、複数の相関器を利用して、受信信号と、所定間隔の相対速度(例えば、±4km/h)が反映された複数の相関入力信号とで相関を取り、得られた複数の相関出力信号を積算し、この積算結果から標的エコーのピーク波形が得られる相関出力信号を選択して測距を行うことにより、ドップラーシフトの影響を除去する装置も知られている(例えば、特許文献2参照)。 Further, using a plurality of correlators, a correlation is obtained between the received signal and a plurality of correlation input signals reflecting a relative speed (for example, ± 4 km / h) at a predetermined interval, and a plurality of correlation outputs obtained are obtained. There is also known an apparatus that removes the influence of Doppler shift by integrating signals and performing distance measurement by selecting a correlation output signal from which a peak waveform of a target echo is obtained from the integration result (for example, Patent Document 2). reference).
しかしながら、特許文献1のように、測距回路に複数個のドップラー補正回路を並設すると、回路規模が大きくなって物体検出装置の小型化を阻害する。また、各ドップラー補正回路で補正を行ってからその出力信号を比較して出力するので、演算量が多くなって処理時間が遅くなる可能性がある。また、特許文献2のように、複数の相関器を用いる構成では、全ての相関器が測距に必要な精度を担保するのに必要な演算量を確保しなければならないので、全体の回路規模または演算量が大きくなってしまう。さらに、特許文献2の装置を電気回路で実現する場合、一つの相関器が選択されるまで、複数の相関出力をいったんメモリに保存しておかなければならないので、比較的容量の大きなメモリが必要となる。しかし、メモリはチップ面積に大きな割合を占めるため、量産のためのIC化にあたってチップ面積を小さくすることによるコストダウンの障害となる。
However, when a plurality of Doppler correction circuits are arranged in parallel in the distance measuring circuit as in
そこで本発明は、回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数が推定可能な物体検出装置を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide an object detection apparatus capable of estimating the Doppler shift frequency without increasing the circuit scale and with a relatively small amount of calculation.
上記課題を解決するために、請求項1に記載の発明は、送信信号に基づいて送信波を送信し、相対移動する物体からの反射波を受信する送受信手段と、前記反射波から求めた受信信号と、前記反射波のドップラーシフト周波数とに基づいて、前記物体までの距離を測定する測距手段と、を備える物体検出装置であって、前記受信信号と所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、前記サンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行って、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後の前記サンプルデータに高速フーリエ変換を行って、前記ドップラーシフト周波数を推定するドップラーシフト周波数推定手段と、推定された前記ドップラーシフト周波数に基づいて、前記受信信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルするドップラーシフトキャンセル手段と、ドップラーシフトがキャンセルされた前記受信信号と、所定のリファレンス信号との相関演算により前記反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段と、を備え、前記測距手段は、前記相関演算結果に基づいて前記物体までの距離を算出する、ことを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in
請求項2に記載の物体検出装置は、前記受信信号を前記ドップラーシフト周波数の推定に必要な時間だけ保持して前記ドップラーシフト周波数推定手段に出力する保持手段を備える、ことを特徴とする。
The object detection apparatus according to
請求項1に記載の発明によれば、受信信号と所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、このサンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理を行うので、最初に生成したサンプルデータよりも周波数分解能が高いサンプルデータを生成することが可能となる。また、拡張したサンプルデータを間引き処理した後、高速フーリエ変換を行ってドップラーシフト周波数を推定するので、間引き分だけ演算量を削減することが可能となる。これにより、測距手段の回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数を推定することが可能となる。また、ドップラーシフト周波数推定手段の後段に、推定されたドップラーシフト周波数を用いてドップラーシフトをキャンセルするドップラーシフトキャンセル手段と、受信信号と、所定のリファレンス信号との相関演算により反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段とを備えることにより、改めて間引きによる劣化のない相関処理を実施することができるので、物体の距離算出精度が向上する。 According to the first aspect of the present invention, a plurality of sample data is generated by complex multiplication of the received signal and a predetermined reference signal, and an extension process for extending the number of sample data is performed on the sample data. It is possible to generate sample data having a higher frequency resolution than the sample data. In addition, since the expanded sample data is subjected to thinning processing and then subjected to fast Fourier transform to estimate the Doppler shift frequency, the amount of calculation can be reduced by the thinning-out amount. As a result, the Doppler shift frequency can be estimated without increasing the circuit scale of the distance measuring means and with a relatively small amount of calculation. Further, a reflected wave is received by a correlation operation between the Doppler shift canceling means for canceling the Doppler shift using the estimated Doppler shift frequency, the received signal, and a predetermined reference signal after the Doppler shift frequency estimating means. By providing the correlation processing means for extracting the timing, the correlation processing without deterioration due to thinning can be performed again, so that the object distance calculation accuracy is improved.
さらに、測距のための相関器とドップラーシフト周波数推定手段とを別々に設けているので、高速フーリエ変換を行うFFTの演算量を、ドップラーシフト周波数を推定するのに最低限必要な演算量に抑えた上で、測距の精度を確保した相関器を一つに抑えることができる。したがって、本発明の装置を電気回路で実現する場合、全体の回路規模(製造コスト)を小さくすることが可能となる。 Furthermore, since the correlator for distance measurement and the Doppler shift frequency estimation means are provided separately, the amount of FFT computation for performing the fast Fourier transform is reduced to the minimum amount of computation required for estimating the Doppler shift frequency. In addition, the number of correlators that ensure distance measurement accuracy can be reduced to one. Therefore, when the apparatus of the present invention is realized by an electric circuit, the entire circuit scale (manufacturing cost) can be reduced.
請求項2に記載の発明によれば、受信信号を前記ドップラーシフト周波数の推定に必要な時間だけ保持してドップラーシフト周波数推定手段に出力する保持手段を設けたので、後段の相関処理手段は、受信信号にドップラーシフト周波数推定値を用いて周波数シフトをキャンセルしてから相関処理を実行するための処理時間が得られるようになる。また、ドップラーシフト推定が完了するまで受信信号を保持しておく目的で、相関器1つ分の記憶容量しか必要としないため、本発明の装置を電気回路で実現する場合には、その分だけチップ面積を小さくすることができ、コストダウンしやすくなる。 According to the second aspect of the present invention, since the holding unit that holds the received signal for a time necessary for the estimation of the Doppler shift frequency and outputs the received signal to the Doppler shift frequency estimation unit is provided, Processing time for executing the correlation processing after canceling the frequency shift using the estimated Doppler shift frequency value for the received signal can be obtained. Further, only the storage capacity of one correlator is required for the purpose of holding the received signal until the Doppler shift estimation is completed. Therefore, when the apparatus of the present invention is realized by an electric circuit, only that much is required. The chip area can be reduced, and the cost can be easily reduced.
以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。 The present invention will be described below based on the illustrated embodiments.
図1〜図7は、この発明の実施の形態を示し、図1は、この実施の形態に係る物体検出装置1の測距回路の構成を示すブロック図である。物体検出装置1は、センサ(送受信手段)2と、クロック生成回路3と、センサ駆動回路4と、アナログ受信回路5と、AD変換回路6と、デジタル信号処理回路7とを備える。センサ2は、物体検出のための超音波を送信し、物体から反射した超音波を受信して電気信号に変換する。クロック生成回路3、センサ駆動回路4、アナログ受信回路5、AD変換回路6およびデジタル信号処理回路7は、測距回路(測距手段)を構成する。
1 to 7 show an embodiment of the present invention, and FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a distance measuring circuit of an
クロック生成回路3は、送信と受信の同期を維持するため、送受信の各回路にタイミング信号を供給する。センサ駆動回路4は、センサ2から物体検出のための超音波が送信されるようデジタル信号処理回路7からのパルス信号を適切な電圧に変換する。アナログ受信回路5は、反射波をAD変換回路6でデジタル信号に変換するのに適した信号レベルに増幅する。その際に、信号のSN比を改善するためフィルタ等で不要波や雑音を抑圧する。AD変換回路6は、アナログ信号である反射波をデジタルの受信信号に変換する。
The
デジタル信号処理回路7は、デジタル信号に変換された反射波を信号処理して、物体の有無や、センサ2と物体との距離や、距離に応じて変化する遅延時間等の情報を取り出す。デジタル信号処理回路7は、送信信号生成部71と、直交検波部72と、シフトレジスタ(受信信号保持手段)73と、ドップラーシフト周波数推定部(ドップラーシフト周波数推定手段)74と、周波数シフト部(ドップラーシフトキャンセル手段)75と、相関処理部(相関処理手段)76と、しきい値生成部77と、距離推定部78とを備える。
The digital
送信信号生成部71は、物体を検出するための送信信号をセンサ駆動回路4に出力する。通常、送信信号は矩形波によるバースト信号であり、送信時間の長さは、測距したい距離により変わるが、送信波と反射波が重ならないよう適切に設定される。設定値は工場出荷時に定数として持っていてもよいし、自動車などに搭載されている場合には、ECU(エンジンコントロールユニット)等の上位制御により適時設定されてもよい。
The transmission
直交検波部72は、送信信号と同期した周波数で直交検波を行い、受信信号をベースバンド信号に変換する。ただし、反射波がドップラーシフトを受けている場合は、送信周波数からドップラーシフト周波数Δfだけ周波数シフトしているので、後述するドップラーシフト周波数推定値を受け取って、直交検波と同時にドップラーシフトのキャンセルを実施してもよい。その場合は、受信信号がドップラーシフトを受けていても直交検波後の出力はドップラーシフトの無いベースバンド信号となる。
The
シフトレジスタ73は、受信信号を適切な量だけ保持し遅延する。遅延量はドップラーシフト周波数推定値の算出に必要な時間によって決まる。シフトレジスタ73による受信信号の保持と遅延によって、後段の相関処理部76は、ドップラーシフト周波数推定値の算出に用いた受信信号を予め算出されたドップラーシフト周波数推定値を用いて周波数シフトをキャンセルしてから相関処理を実行することが可能となる。
The
ドップラーシフト周波数推定部74は、ドップラーシフト周波数Δfを推定し保持する。ドップラーシフト周波数推定部74の動作の詳細については、後述する。周波数シフト部75は、推定されたドップラーシフト周波数Δfに基づいて、直交検波出力信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルする。相関処理部76は、送信信号または受信信号もしくはそれらに類似した参照信号(所定の参照信号)と受信信号の相関をとり続けることにより、反射波が受信されたタイミングを抽出する。
The Doppler shift
しきい値生成部77は、相関処理に用いた受信信号及び相関出力から物体の有無を判別するためのしきい値を生成する。相関値がしきい値以下の場合は未検出と判別する。距離推定部78は、相関値がしきい値を超えたピークのタイミングと、送信時刻と、既知の回路遅延とに基づいて、超音波を発してから反射して戻ってくるまでの時間を算出する。さらに算出した時間の1/2を音速で割ることで、センサ2から物体までの距離を算出する。算出した時間や距離等の情報は、図示されないインターフェース回路を介してECU等の上位制御部に伝えられる。
The threshold
図2は、ドップラーシフト周波数推定部74の動作説明図を示す。受信信号は、固定小数点の離散値(例えば、16bit)で表現された複素数で、超音波1波長につき1サンプルのレートでシフトレジスタ73に入力される。例えば、送信した超音波の周波数が50kHzであった場合は、サンプルレートは50kspsで、サンプル間隔は20μsとなる。ここでは、1ビットあたり32波の4ビットのBarker符号(−1、−1、1、−1)を用いた128波の長さのバースト信号を送信した場合を例にして説明する。
FIG. 2 shows an operation explanatory diagram of the Doppler shift
シフトレジスタ73の長さは、送信された超音波のバースト信号の長さと一致する。この例では、長さ128段で、複素数なので1段当たり16ビットのレジスタ2個で構成される。なお、FPGAや、ASIC等を用いて構成する場合には、RAMを用いたリングバッファ等で構成してもよい。シフトレジスタ73の動作は、受信信号が入力されるごとに、図3に示す動作が実行される。すなわち、シフトレジスタ73は、入力された受信信号を128段のレジスタS1reg[0]〜S1reg[127]で順に代入していくことによって保持する。
The length of the
ドップラーシフト周波数推定部74は、シフトレジスタ73の内容と、リファレンス(参照信号)の内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算する。リファレンスには、送信信号と類似した波形(ref[0],ref[1],・・・ref[127])が用いられる。ここでは送信時に送信信号生成部71が出力する符号パターンをリファレンスとして用いる。送信信号として1ビットあたり32波の4ビットのBarker符号(−1、−1、1、−1)を用いたとすると、リファレンスの中身は1ビットあたり32波の4ビットのBarker符号となり、具体的には、図4の表に示した値となる。
The Doppler shift
シフトレジスタ73の内容と、リファレンスの内容とを同じインデックス番号同士で複素乗算した結果は、要素が128個あるベクトルとなる(S1reg[0]×ref[0],S1reg[1]×ref[1],S1reg[2]×ref[2],/・・・S1reg[127]×ref[127])。
The result of complex multiplication of the contents of the
この例では、リファレンスの内容は実数で、なおかつ、±1なので、実際には複素乗算の代わりにシフトレジスタ73の内容を対応するリファレンスが1の場合はそのまま、−1の場合は符号反転が行われるだけである。ベクトルの各要素は、受信信号とリファレンスの時系列同士の積であるから、シフトレジスタ73の中に反射して戻ってきた送信信号が適切に収まったタイミングで、4ビットのBarker符号による変調が解除される。このベクトルは、後段のFFT(高速フーリエ変換部)に入力されるので、FFT出力のどこかの周波数出力に、シフトレジスタ73の中に反射して戻ってきた送信信号が適切に収まったタイミングで、ピーク波形が形成されることになる。なお、ピーク波形が形成される周波数がどこの周波数出力になるかは、受信信号に含まれている周波数成分で決まる。
In this example, the content of the reference is a real number and is ± 1, so in fact, instead of complex multiplication, the content of the
FFTは、離散的な時間波形のベクトル(データ数M、サンプルレートR)を入力すると、離散的な周波数成分のベクトル(周波数分解能:R/M、周波数レンジ:要素数×R/M)となることが知られており、FFT後の所望の周波数分解能や周波数レンジを実現するために、入力データの後ろに0を加えて(詰めて)データ数Mを増やしたり、間引きを行ってベクトルの要素の数を小さくして演算量を減らしたりすることが可能である。ドップラーシフト周波数推定部74は、図5の表に示すように、入力データへの0詰めによるサンプル数の拡張と、サンプル数の間引きとを行われる。ここでは、変数の初期値は、データ数M=128、R=50kHzとし、128サンプルの後ろに0を384サンプル加えてサンプル数を512とし、512サンプルを32サンプルに間引くことで、折り返しにより、周波数レンジを50kHzから3.125kHzに変更する。なお、折り返しによりSNRが12dB劣化するが、演算量は96.5%の削減が可能となる。
When a discrete time waveform vector (data number M, sample rate R) is input, FFT becomes a discrete frequency component vector (frequency resolution: R / M, frequency range: number of elements × R / M). In order to realize the desired frequency resolution and frequency range after FFT, 0 is added to the input data to increase the number M of data (thinning), or the number of data is reduced, and the vector elements It is possible to reduce the amount of computation by reducing the number of. As shown in the table of FIG. 5, the Doppler shift
このようなドップラーシフト周波数推定部74の操作により、FFTの要素数は32、周波数分解能は97.7Hzとなる。32個のFFT(図2では32FFTと記載)出力に割り当てられる周波数成分を図6の表に示す。なお、512サンプルを16サンプルに間引く際に、最初に4サンプルおきに間引いて128サンプルにし、その後に4サンプル毎に平均を取って16サンプルにすることで、折り返しによるSNRの劣化を軽減してもよい。
By operating the Doppler shift
FFTの演算は、受信信号が1サンプル入力されるごとに繰り返される。その都度、32組のFFT出力ベクトルがFFTから出力される。ドップラーシフト周波数推定部74は、32組のFFT出力の中から振幅が最大のもの(fftmax)を選択する最大値選別を行う。そして、最大値が出力された場所を示すfftnumをペアにした要素が2つのベクトル(fftmax,fftnum)をサンプル毎に出力する。
The FFT operation is repeated every time one sample of the received signal is input. Each time, 32 sets of FFT output vectors are output from the FFT. The Doppler shift
また、ドップラーシフト周波数推定部74は、出力された最大値を比較して、チャンピオン値(fftmax_max,fftnum)を記憶するマックスホールドを行う。なお、記憶したチャンピオン値より振幅の大きなfftmax値が現れた場合には、記憶しているチャンピオン値を更新する。fftmaxは、同期点で最大となり、それ以降は更新されずに保持される。この時点で一緒に保持されているfftnumの示す周波数成分がドップラーシフト周波数Δfの推定値となって出力される。なお、マックスホールドされているチャンピオン値(fftmax_max,fftnum)は、測定が終わればクリアされる。また、測定の途中で、例えば256サンプルの間一度も更新されなければ、マックスホールドをリセットする等して、複数の相対速度の異なる物体の検出を可能にしてもよい。
Further, the Doppler shift
図7に示すように、相関処理部76は、リファレンスをタップ係数とするFIRフィルタ(有限インパルス応答フィルタ)となっており、FIRフィルタのタップ係数に送信波形または受信波形もしくはそれらに類似したリファレンス信号(リファレンス:ref[0],ref[1],・・・ref[127])を準備して、シフトレジスタ76aの各レジスタS1reg[0]〜S1reg[127]に格納した受信信号との相関出力を求める。
As shown in FIG. 7, the
しきい値生成部77は、相関処理に用いた受信信号と、相関処理部76の相関値とから上述したしきい値を生成する。距離推定部78は、相関値としきい値とを比較し、相関値がしきい値以下の場合は、物体が未検出と判別する。また、これとは逆に、相関値がしきい値よりも大きい場合には、距離推定部78は、相関値がしきい値を超えたピークのタイミングと、送信時刻と、既知の回路遅延とに基づいて、超音波を発してから反射して戻ってくるまでの時間を算出し、さらに算出した時間の1/2を音速で割ることで、センサ2から物体までの距離を算出する。
The
以上で説明したように、この実施の形態の物体検出装置1によれば、ドップラーシフト周波数推定部74により、反射波から求めた受信信号(S1reg[0]〜S1reg[127])と、リファレンス(所定の参照信号:ref[0]〜ref[127])との複素乗算により複数のサンプルデータ(S1reg[0]×ref[0],S1reg[1]×ref[1],S1reg[2]×ref[2],/・・・S1reg[127]×ref[127])を生成し、このサンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理を行うので、最初に生成したサンプルデータよりも周波数分解能が高いサンプルデータを生成することが可能となる。また、拡張したサンプルデータを間引き処理した後、高速フーリエ変換を行ってドップラーシフト周波数を推定するので、間引き分だけ演算量を削減することが可能となる。これにより、測距手段の回路規模を増大させることなく、かつ、比較的少ない演算量でドップラーシフト周波数を推定することが可能となる。
As described above, according to the
以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。 Although the embodiment of the present invention has been described above, the specific configuration is not limited to the above embodiment, and even if there is a design change or the like without departing from the gist of the present invention, Included in the invention.
1 物体検出装置
2 センサ(送受信手段)
3 クロック生成回路
4 センサ駆動回路
5 アナログ受信回路
6 AD変換回路
7 デジタル信号処理回路
71 送信信号生成部
72 直交検波部
73 シフトレジスタ(受信信号保持手段)
74 ドップラーシフト周波数推定部(ドップラーシフト周波数推定手段)
75 周波数シフト部(ドップラーシフトキャンセル手段)
76 相関処理部(相関処理手段)
77 しきい値生成部
78 距離推定部
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF
74 Doppler shift frequency estimation section (Doppler shift frequency estimation means)
75 Frequency shift unit (Doppler shift canceling means)
76 Correlation processing unit (correlation processing means)
77
Claims (2)
前記受信信号と所定の参照信号との複素乗算により複数のサンプルデータを生成し、前記サンプルデータにサンプルデータ数を拡張する拡張処理と、拡張したサンプルデータ数を間引く間引き処理とを行い、所定の周波数分解能のサンプルデータを生成し、間引き後の前記サンプルデータに高速フーリエ変換を行って前記ドップラーシフト周波数を推定するドップラーシフト周波数推定手段と、
推定された前記ドップラーシフト周波数に基づいて、前記受信信号に含まれるドップラーシフトをキャンセルするドップラーシフトキャンセル手段と、
ドップラーシフトがキャンセルされた前記受信信号と、所定のリファレンス信号との相関演算により前記反射波が受信されたタイミングを抽出する相関処理手段と、を備え、
前記測距手段は、前記相関演算結果に基づいて前記物体までの距離を算出する、
を備える、ことを特徴とする物体検出装置。 Based on the transmission / reception means for transmitting the transmission wave based on the transmission signal and receiving the reflected wave from the relatively moving object, the received signal obtained from the reflected wave, and the Doppler shift frequency of the reflected wave, the object A distance measuring means for measuring the distance to the object detecting device,
A plurality of sample data is generated by complex multiplication of the received signal and a predetermined reference signal, an expansion process for expanding the number of sample data to the sample data, and a thinning process for thinning out the expanded sample data number are performed, Generating Doppler shift frequency estimating means for generating sample data of frequency resolution and performing fast Fourier transform on the sample data after thinning to estimate the Doppler shift frequency;
Doppler shift canceling means for canceling the Doppler shift included in the received signal based on the estimated Doppler shift frequency;
Correlation processing means for extracting a timing at which the reflected wave is received by a correlation calculation between the received signal in which the Doppler shift is canceled and a predetermined reference signal;
The distance measuring means calculates a distance to the object based on the correlation calculation result.
An object detection device comprising:
ことを特徴とする請求項1に記載の物体検出装置。 Receiving signal holding means for holding the received signal for a time required for estimation of the Doppler shift frequency and outputting it to the Doppler shift frequency estimating means,
The object detection apparatus according to claim 1.
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