JP2019118233A - Control circuit of dc/dc converter, control method, power management circuit, and electronic device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、DC/DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter.
ある電圧値の直流電圧を別の電圧値の直流電圧に変換するDC/DCコンバータは、電子機器、産業機械、自動車などさまざまな用途で欠かせない。図1は、降圧(Buck)DC/DCコンバータの回路図である。DC/DCコンバータ100Rは、入力端子102に直流入力電圧VINを受け、出力端子104に接続される負荷(不図示)に、降圧された出力電圧VOUTを供給する。
A DC / DC converter that converts DC voltage of one voltage value into DC voltage of another voltage value is indispensable in various applications such as electronic devices, industrial machines, and automobiles. FIG. 1 is a circuit diagram of a buck DC / DC converter. The DC /
DC/DCコンバータ100Rは、制御回路200Rと、いくつかの周辺回路部品を備える。図1のDC/DCコンバータは同期整流型であり、その出力回路110は、スイッチングトランジスタM1、同期整流トランジスタM2、インダクタL1、出力キャパシタC1を含む。出力キャパシタC1は出力端子104と接続される。インダクタL1の一端は、制御回路200Rのスイッチング(LX)端子と接続され、その他端は出力端子104と接続される。同期整流トランジスタM2の一端は接地され、その他端はLX端子と接続される。
The DC /
出力電圧VOUTは、抵抗R11,R12によって分圧される。分圧された出力電圧VOUTに応じたフィードバック信号VFBが、制御回路200Rのフィードバック(FB)端子に入力される。パルス変調器210は、フィードバック信号VFBが所定の目標電圧VREFに近づくように、その出力である制御パルスSPを変調する。
The output voltage V OUT is divided by the resistors R 11 and R 12 . A feedback signal V FB corresponding to the divided output voltage V OUT is input to a feedback (FB) terminal of the
ドライバ220は、制御パルスSPに応じて、スイッチングトランジスタ(ハイサイドトランジスタ)MHと同期整流トランジスタ(ローサイドトランジスタ)MLをスイッチングする。たとえば制御パルスSPがハイのときスイッチングトランジスタM1をオン、同期整流トランジスタM2をオフし、制御パルスSPがローのときスイッチングトランジスタM1をオフ、同期整流トランジスタM2をオンする。出力電圧VOUTは、VOUT(REF)=VREF×(1+R11/R12)で与えられる目標電圧レベルに安定化される。
出力電圧VOUTの目標電圧レベルを動的に変化させるアプリケーションが存在する。一例として、複数のDC/DCコンバータを制御するPMIC(電源管理IC)は、複数のDC/DCコンバータを所定のシーケンスにしたがって起動あるいは停止させる機能を有し、あるチャンネルのDC/DCコンバータを停止させる際に、出力電圧VOUTを所定の傾きで低下させる場合がある。本明細書においてランプダウンという。 There are applications that dynamically change the target voltage level of the output voltage V.sub.OUT . As an example, a PMIC (power management IC) for controlling a plurality of DC / DC converters has a function of starting or stopping a plurality of DC / DC converters according to a predetermined sequence, and stopping a DC / DC converter of a certain channel When this is done, the output voltage V.sub.OUT may be reduced at a predetermined slope. In the present specification, it is called ramp down.
通常の動作状態では、インダクタL1にはLXピンから出力端子104に向かう方向(図中、右向き)にコイル電流が流れる。したがってこの方向のコイル電流ILを正ととる。
Under normal operating conditions, the inductor L 1 (in the figure, rightward) direction toward the
ランプダウン中は、出力キャパシタC1の電荷を放電する必要があり、インダクタL1に流れるコイル電流ILが通常の動作状態とは逆向き(図中、左向き)、すなわち負となる。負のコイル電流(逆電流)ILはスイッチングトランジスタM1がオンの期間は、LXピンからVINピンに向かって流れ、同期整流トランジスタM2がオンの期間は、LXピンからPGNDピンに向かって流れる。 During ramp-down, it is necessary to discharge the output capacitor C 1, the coil current I L flowing through the inductor L 1 is opposite to the normal operating state (in the figure, left), that is, negative. Negative coil current (reverse current) I L flows from the LX pin to the VIN pin while the switching transistor M 1 is on, and from the LX pin to the PGND pin while the synchronous rectification transistor M 2 is on Flow.
同期整流トランジスタM2に流れる逆電流が大きくなりすぎると、発熱などの問題が生ずる。また、インダクタL1に大きな逆電流が流れている状態で、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2がスイッチングすると、LXピンやその他の電圧に大きな電圧振動が誘起され、望ましくない。そこで逆電流を許容するアプリケーションに使用される制御回路200Rには、NCP(Negative Current Protection)機能が実装される。NCP機能は、負電流検出回路230とドライバ220の協調動作によって実現される。
When reverse current flowing through the synchronous rectification transistor M 2 is too large, problems such as heat generation occurs. Further, in a state in which a large reverse current in inductor L 1 is flowing, the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 is switched, a large voltage swing is induced in the LX pins or other voltages, undesirable. Therefore, an NCP (Negative Current Protection) function is implemented in the
図2は、NCP保護の動作を説明する図である。制御パルスSPがローのとき、同期整流トランジスタM2はオンであり、LXピンの電圧VLXは実質的に0Vとなり、インダクタL1の両端間電圧は、−VOUT(<0V)となる。このとき、コイル電流ILは、IL(t)=−L−1∫VOUTdtにしたがって変化し、したがって逆電流が増大していく。 FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of NCP protection. When the control pulse S P is low, the synchronous rectification transistor M 2 is on, the voltage V LX at the LX pin is substantially 0 V, and the voltage across the inductor L 1 is −V OUT (<0 V) . At this time, the coil current I L changes in accordance with I L (t) = − L −1 ∫V OUT dt, and thus the reverse current increases.
負電流検出回路230は、同期整流トランジスタM2がオンときにそれに流れる電流IM2を監視する。そして時刻t1に電流IM2が所定のしきい値INCPに達すると、所定の保護期間τNCPの間、NCP信号をアサート(たとえばハイ)する。ドライバ220は、NCP信号がアサートされる保護期間τNCPの間、制御パルスSPのレベルにかかわらず、スイッチングトランジスタM1をオン、同期整流トランジスタM2を強制的にオフに切り替える。
The negative
保護期間τNCPの間、LXピンの電圧VLXはVINとなり、インダクタL1の両端間電圧は、VIN−VOUT(>0V)となる。このときコイル電流ILは、IL(t)=L−1∫(VIN−VOUT)dtにしたがって変化し、したがって逆電流が減少していく。 During the protection period τ NCP , the voltage V LX at the LX pin is V IN , and the voltage across the inductor L 1 is V IN −V OUT (> 0 V). At this time, the coil current I L changes in accordance with I L (t) = L −1 ∫ (V IN −V OUT ) dt, and thus the reverse current decreases.
続いて時刻t2に、NCP信号がネゲート(たとえばロー)されると、再び、同期整流トランジスタM2がオン、スイッチングトランジスタM1がオフとなる。時刻t3に制御パルスS1がハイに遷移すると、スイッチングトランジスタM1がオン、同期整流トランジスタM2がオフとなる。 At time t 2 is followed, the NCP signal is negated (e.g. low), again, the synchronous rectification transistor M 2 is turned on, the switching transistor M 1 is turned off. When the control pulse S 1 at time t 3 transitions high, the switching transistor M 1 is turned on, the synchronous rectification transistor M 2 is turned off.
以上が負電流検出回路の基本動作である。 The above is the basic operation of the negative current detection circuit.
本発明者らは、負電流検出回路について検討した結果、以下の問題を認識するに至った。なおこの問題を当業者の一般的な認識として把握してはならない。 As a result of examining the negative current detection circuit, the present inventors came to recognize the following problem. This problem should not be understood as a general recognition of those skilled in the art.
負電流検出回路による保護動作と、パルス変調器210による制御パルスSPの生成動作は独立している。図3は、負電流検出回路が引き起こす問題を説明する波形図である。NCP信号がネゲートされるタイミング(保護期間τNCPの終了時刻、図2、図3の時刻t2)に対して、制御パルスSPのハイへの遷移(図2、図3の時刻t3)は非同期で発生する。図3に示すように、保護期間τNCPの終了直後に、制御パルスSPがハイに遷移すると、VINピンあるいはPGNDピンに非常に大きな振幅の電圧振動が誘起される。その結果、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2に過電圧が印加されることとなり、回路の信頼性が低下する。
And protection operation by the negative current detection circuit, the operation of generating the control pulse S P by the
VINピンやPGNDピンに誘起される電圧振動のメカニズムを説明する。図4(a)〜(d)は、NCPに関連する4つの状態φ1〜φ4を示す回路図である。図中、LP1、LP2は、スイッチングトランジスタM1、同期整流トランジスタM2それぞれのソースに結合する寄生インダクタンスを示している。LP1には、スイッチングトランジスタM1のソースとVINピンの間のボンディングワイヤや配線の寄生インダクタンスの他、LXピンと外部の電源との間の配線のインダクタンス成分が含まれる。またLP2には、同期整流トランジスタM2のソースとPGNDピンの間のボンディングワイヤや配線の寄生インダクタンスの他、PGNDピンと外部の接地プレーンとの間の配線のインダクタンス成分が含まれる。 The mechanism of voltage oscillation induced on the VIN and PGND pins will be described. FIGS. 4A to 4D are circuit diagrams showing four states φ 1 to φ 4 related to NCP. In the figure, L P1 and L P2 indicate parasitic inductances coupled to the sources of the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 respectively. The L P1, other parasitic inductance of the bonding wire and the wiring between the source and the VIN pin of the switching transistors M 1, includes an inductance component of the wiring between the LX pin and an external power source. Also the L P2, other parasitic inductance of the bonding wire and the wiring between the source and PGND pins of the synchronous rectification transistor M 2, includes an inductance component of the wiring between the PGND and external ground planes.
図4(a)は、図3の時刻t1以前の状態φ1を示す。同期整流トランジスタM2を介して流れる逆電流は時間とともに増大していく。やがて逆電流がしきい値INCPに達すると、図4(b)の状態φ2に遷移する。状態φ2において逆電流はスイッチングトランジスタM1を介して流れ、逆電流は時間とともに減少する。寄生インダクタンスに流れる電流、あるいはその両端間電圧がスイッチングすることにより、VINピン側に電圧振動V1が誘起され、PGNDピン側に電圧振動V2が誘起される。 FIG. 4A shows the state φ 1 before time t 1 in FIG. Reverse current flowing through the synchronous rectifier transistor M 2 is gradually increased with time. When the reverse current reaches the threshold value I NCP , the state transitions to the state φ 2 of FIG. 4 (b). Reverse current in the state phi 2 flows via the switching transistors M 1, the reverse current decreases with time. Current flowing through the parasitic inductance, or by the voltage across the switching, the voltage vibration V 1 induced in the VIN pin side, a voltage vibration V 2 is induced to PGND pins side.
保護期間が終了すると、スイッチングトランジスタM1がターンオフ、同期整流トランジスタM2がターンオンし、図4(c)の状態φ3に遷移する。このときに寄生インダクタンスL2と、図示しない寄生容量が形成する共振回路によって、PGND側に新たな電圧振動V2’が誘起され、図4(b)で発生した電圧振動V2に重畳され、電圧振動V2”となる。 When the protection period is over, the switching transistor M 1 is turned off, the rectifying transistor M 2 is turned on synchronously, a transition to a state phi 3 in FIG. 4 (c). At this time, a new voltage oscillation V 2 ′ is induced on the PGND side by a resonant circuit formed by the parasitic inductance L 2 and a parasitic capacitance (not shown), and is superimposed on the voltage oscillation V 2 generated in FIG. It becomes voltage oscillation V 2 ".
続いて、制御パルスSPのハイへの遷移に応答して、スイッチングトランジスタM1がターンオン、同期整流トランジスタM2がターンオフし、図4(d)の状態φ4に遷移する。このときにVINピンに、電圧振動V1’が誘起される。ここで図3に示すように状態φ3の時間が短いと、図4(c)の電圧振動V1が減衰する前に新たな電圧振動V1’が発生するため、それらが強めあってVINピンにさらに大きな電圧振動V1”を誘発する。 Subsequently, in response to a transition to a high control pulse S P, the switching transistor M 1 is turned on, the synchronous rectification transistor M 2 is turned off, a transition to a state phi 4 of FIG. 4 (d). At this time, voltage oscillation V 1 'is induced on the VIN pin. Here, as shown in FIG. 3, when the time of the state φ 3 is short, a new voltage oscillation V 1 ′ is generated before the voltage oscillation V 1 of FIG. A larger voltage oscillation V 1 'is induced on the pin.
VINピンとLXピンの間のスイッチングトランジスタM1には、V1”−VLXが印加される。LXピンとPGNDピンの間の同期整流トランジスタM2には、VLX−V2”が印加される。またVINピンとPGNDピン間には、V1”−V2”が印加される。 V 1 ′ ′ − V LX is applied to the switching transistor M 1 between the VIN pin and the LX pin. V LX − V 2 ′ ′ is applied to the synchronous rectification transistor M 2 between the LX pin and the PGND pin . Also, V 1 ′ ′ − V 2 ′ ′ is applied between the VIN pin and the PGND pin.
別の観点から見ると、LXピンの電圧VLXに、非常に狭いスパイクが発生しており、このスパイクは、通常のスイッチング周波数よりも高い周波数成分を含んでおり、この高周波成分が、過電圧を発生させる。 From another point of view, a very narrow spike is generated in the voltage V LX of the LX pin, and the spike contains a frequency component higher than the normal switching frequency, and this high frequency component causes an overvoltage generate.
電圧振動の振幅や位相の関係によって、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2、VINピンやPGNDピンと接続される内部回路に過電圧が印加され、それらの信頼性が損なわれるおそれがある。 The relationship between the voltage vibration amplitude and phase, overvoltage to the internal circuit is applied to be connected to the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2, VIN pin and PGND pins, there is a possibility that their reliability is impaired.
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、NCPに起因する問題を解決可能なDC/DCコンバータあるいはその制御回路の提供にある。 The present invention has been made in view of such problems, and one of the exemplary objects of an aspect thereof is to provide a DC / DC converter or its control circuit that can solve the problem caused by the NCP.
本発明のある態様は、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを有するDC/DCコンバータの制御回路に関する。制御回路は、DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に保護信号をネゲートする負電流検出回路と、制御パルスにもとづいてスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを駆動するとともに、保護信号がアサートされる期間、スイッチングトランジスタを強制オン、同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、を備える。保護信号のネゲートからマスク時間の間、スイッチングトランジスタのターンオンが禁止され、またはスイッチングトランジスタが強制的にオフされる。 One aspect of the present invention relates to a control circuit of a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor. The control circuit generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state, and asserts a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold. A negative current detection circuit that negates the protection signal after the expiration of the protection period, drives the switching transistor and synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcibly turns on the switching transistor while the protection signal is asserted, And a driver to force off. During the mask time from the negation of the protection signal, the turning on of the switching transistor is inhibited or the switching transistor is forced off.
本発明の別の態様は、複数の電源を制御する電源管理回路に関する。複数の電源は、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを有するDC/DCコンバータを含む。電源管理回路は、DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に保護信号をネゲートする負電流検出回路と、制御パルスにもとづいてスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを駆動するとともに、保護信号がアサートされる期間、スイッチングトランジスタを強制オン、同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、を備える。保護信号のネゲートからマスク時間の間、スイッチングトランジスタのターンオンが禁止され、またはスイッチングトランジスタが強制的にオフされる。 Another aspect of the present invention relates to a power management circuit that controls a plurality of power supplies. The plurality of power supplies includes a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor. The power supply management circuit asserts a protection signal when the current flowing in the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold value, and a pulse modulator that generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state. A negative current detection circuit for negating the protection signal after the elapse of the protection period, driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcing the switching transistor on while the protection signal is asserted, the synchronous rectification transistor And a driver to force off. During the mask time from the negation of the protection signal, the turning on of the switching transistor is inhibited or the switching transistor is forced off.
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 It is to be noted that any combination of the above-described constituent elements, or one in which the constituent elements and expressions of the present invention are mutually replaced among methods, apparatuses, systems, etc. is also effective as an aspect of the present invention.
本発明のある態様によれば、NCPに起因する問題を解決できる。 According to an aspect of the present invention, the problems caused by NCP can be solved.
(実施の形態の概要)
本明細書に開示される一実施の形態は、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを有するDC/DCコンバータの制御回路に関する。制御回路は、DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に保護信号をネゲートする負電流検出回路と、制御パルスにもとづいてスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを駆動するとともに、保護信号がアサートされる期間、スイッチングトランジスタを強制オン、同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、を備える。保護信号のネゲートからマスク時間の間、スイッチングトランジスタのターンオンが禁止され、または強制オフされる。
(Overview of the embodiment)
One embodiment disclosed herein relates to a control circuit of a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor. The control circuit generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state, and asserts a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold. A negative current detection circuit that negates the protection signal after the expiration of the protection period, drives the switching transistor and synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcibly turns on the switching transistor while the protection signal is asserted, And a driver to force off. During the mask time from the negation of the protection signal, the turning on of the switching transistor is inhibited or forced off.
負電流保護(NCP)が解除された後、マスク時間の間はスイッチングトランジスタのオフが維持される。したがって、NCPの解除直後に、スイッチングトランジスタと同期整流トランジスタの接続ノード(スイッチングノード)の電圧がスパイク状に変化するのを抑制でき、それに起因する電圧振動を抑制できる。 After the negative current protection (NCP) is released, the switching transistor is kept off during the mask time. Therefore, it is possible to suppress spike-like change in the voltage at the connection node (switching node) between the switching transistor and the synchronous rectification transistor immediately after releasing NCP, and it is possible to suppress voltage oscillation due to it.
ドライバは、保護信号をマスク時間、遅延してマスク信号を生成する遅延回路と、制御パルスとマスク信号にもとづいてスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタの状態を規定するハイサイドパルスおよびローサイドパルスを生成するロジック回路と、を含んでもよい。 The driver delays the protection signal for a mask time to generate a mask signal, and a logic for generating a high side pulse and a low side pulse that defines the states of the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse and the mask signal. And a circuit.
負電流検出回路は、スイッチングトランジスタの両端間電圧にもとづいて電流を検出してもよい。 The negative current detection circuit may detect the current based on the voltage across the switching transistor.
DC/DCコンバータは降圧コンバータであってもよい。DC/DCコンバータは昇降圧コンバータであってもよい。 The DC / DC converter may be a step-down converter. The DC / DC converter may be a buck-boost converter.
本明細書に開示される別の実施の形態は、複数の電源を制御する電源管理回路に関する。複数の電源は、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを有するDC/DCコンバータを含む。電源管理回路は、DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に保護信号をネゲートする負電流検出回路と、制御パルスにもとづいてスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを駆動するとともに、保護信号がアサートされる期間、スイッチングトランジスタを強制オン、同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、を備える。保護信号のネゲートからマスク時間の間、スイッチングトランジスタのターンオンが禁止され、または強制オフされる。 Another embodiment disclosed herein relates to a power management circuit that controls a plurality of power supplies. The plurality of power supplies includes a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor. The power supply management circuit asserts a protection signal when the current flowing in the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold value, and a pulse modulator that generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state. A negative current detection circuit for negating the protection signal after the elapse of the protection period, driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcing the switching transistor on while the protection signal is asserted, the synchronous rectification transistor And a driver to force off. During the mask time from the negation of the protection signal, the turning on of the switching transistor is inhibited or forced off.
電源管理回路は、DC/DCコンバータの出力電圧を時間とともに低下させるランプダウン機能を備えてもよい。 The power management circuit may have a ramp down function to reduce the output voltage of the DC / DC converter with time.
(実施の形態)
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
Embodiment
Hereinafter, the present invention will be described based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and duplicating descriptions will be omitted as appropriate. In addition, the embodiments do not limit the invention and are merely examples, and all the features and combinations thereof described in the embodiments are not necessarily essential to the invention.
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
In the present specification, "a state in which the member A is connected to the member B" means that the members A and B are physically directly connected, or the members A and B are electrically connected. It also includes the case of being indirectly connected via other members that do not affect the state.
Similarly, "a state in which the member C is provided between the member A and the member B" means that the member A and the member C, or the member B and the member C are directly connected, or the electric member It also includes the case of indirect connection via other members that do not affect the connection state.
また、「信号A(電圧、電流)が信号B(電圧、電流)に応じている」とは、信号Aが信号Bと相関を有することを意味し、具体的には、(i)信号Aが信号Bである場合、(ii)信号Aが信号Bに比例する場合、(iii)信号Aが信号Bをレベルシフトして得られる場合、(iv)信号Aが信号Bを増幅して得られる場合、(v)信号Aが信号Bを反転して得られる場合、(vi)あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号A、Bの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。 Also, “the signal A (voltage, current) is responsive to the signal B (voltage, current)” means that the signal A has a correlation with the signal B, specifically, (i) the signal A Is signal B, (ii) signal A is proportional to signal B, (iii) signal A is obtained by level shifting signal B, (iv) signal A is obtained by amplifying signal B. If (v) signal A is obtained by inverting signal B, it means (vi) or any combination thereof, and so on. It is understood by those skilled in the art that the range of “depends on” depends on the types of the signals A and B and the application.
本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。 The vertical and horizontal axes of the waveform diagrams and time charts referred to in the present specification are scaled up and down appropriately to facilitate understanding, and each waveform shown is also simplified for ease of understanding. Or exaggerated or emphasized.
<第1の実施の形態>
図5は、第1の実施の形態に係るDC/DCコンバータ100の回路図である。DC/DCコンバータ100は、入力端子102に直流入力電圧VINを受け、出力端子104に降圧された出力電圧VOUTを発生する。本実施の形態においてDC/DCコンバータ100は、制御回路200および周辺回路部品を備える。
First Embodiment
FIG. 5 is a circuit diagram of the DC /
本実施の形態では、一例として定電圧出力の降圧(Buck)コンバータを説明する。定電圧出力のBuckコンバータの周辺回路部品は図1と同様であるから説明を省略する。 In the present embodiment, a buck converter with a constant voltage output will be described as an example. The peripheral circuit components of the constant voltage output Buck converter are the same as those in FIG.
制御回路200は、パルス変調器210、ドライバ220、負電流検出回路230、スイッチングトランジスタM1、同期整流トランジスタM2をひとつの半導体基板に集積化し、それをパッケージ化した機能ICである。
The
パルス変調器210は、フィードバック信号VFBが所定の目標電圧VREFに近づくように、その出力である制御パルスSPを変調する。本実施の形態では、制御パルスSPのハイが、LXピンの電圧VLXのハイ(VIN)、すなわちスイッチングトランジスタM1のオン、同期整流トランジスタM2のオフに対応する。反対に制御パルスSPのローが、LXピンの電圧VLXのロー(0V)、すなわちスイッチングトランジスタM1のオフ、同期整流トランジスタM2のオンに対応する。
パルス変調器210の構成や制御方式は本発明において特に限定されるものではなく、公知技術を用いることができる。たとえばパルス変調器210は、電圧モードやピーク電流モード、平均電流モードの変調器で構成してもよい。あるいはパルス変調器210は、ヒステリシス制御方式(Bang-Bang制御)やピーク検出オフ時間固定方式、ボトム検出オン時間固定方式をはじめとするリップル制御のコントローラであってもよい。
The configuration and control system of the
負電流検出回路230は、LXピンからPGNDピンに向かって同期整流トランジスタM2に流れる電流IM2を検出し、電流IM2が所定のしきい値INCPを超えると、負電流保護(NCP)信号をアサート(たとえばハイ)する。そして保護時間τNCPの経過後に、NCP信号をネゲート(ロー)する。
Negative current detecting
上述したように、保護時間τNCPの間、コイル電流ILの絶対値は、IL(t)=L−1∫(VIN−VOUT)dtにしたがって時間とともに減少していく。VIN、VOUTを一定とすれば、保護時間τNCPの間におけるコイル電流ILの絶対値の減少量ΔIは、ΔI=(VIN−VOUT)/L×τNCPとなる。したがって保護時間τNCPは、VIN,VOUT、Lを考慮して規定すればよい。保護時間τNCPは、固定時間とすることができるが、可変時間としてもよい。 As described above, during the protection time τ NCP , the absolute value of the coil current I L decreases with time according to I L (t) = L −1 ∫ (V IN −V OUT ) dt. Assuming that V IN and V OUT are constant, the decrease amount ΔI of the absolute value of the coil current I L during the protection time τ NCP is ΔI = (V IN −V OUT ) / L × τ NCP . Therefore, the protection time τ NCP may be defined in consideration of V IN , V OUT and L. The protection time τ NCP can be fixed time, but may be variable time.
ドライバ220は、制御パルスSPに応じて、スイッチングトランジスタ(ハイサイドトランジスタ)MHと同期整流トランジスタ(ローサイドトランジスタ)MLをスイッチングする。たとえば制御パルスSPがハイのときスイッチングトランジスタM1をオン、同期整流トランジスタM2をオフし、制御パルスSPがローのときスイッチングトランジスタM1をオフ、同期整流トランジスタM2をオンする。出力電圧VOUTは、VOUT(REF)=VREF×(1+R11/R12)で与えられる目標電圧レベルに安定化される。
ドライバ220は、NCP信号がアサートされる保護時間τNCPの間、スイッチングトランジスタM1を強制オン、同期整流トランジスタM2を強制オフする。
The
さらにドライバ220は、NCP信号のネゲートから所定のマスク時間τMSKの間は、スイッチングトランジスタM1のターンオンを禁止し、同期整流トランジスタM2のターンオフを禁止する。
たとえばマスク時間は、1ns〜50nsの間とすることができる。より詳しくはマスク時間は、寄生インダクタンスおよび寄生容量が形成する共振回路の共振周波数の逆数より長くするとよい。 For example, the mask time can be between 1 ns and 50 ns. More specifically, the mask time may be longer than the reciprocal of the resonant frequency of the resonant circuit formed by the parasitic inductance and the parasitic capacitance.
たとえばドライバ220は、制御ロジック222、ハイサイドドライバ224、ローサイドドライバ226を含む。制御ロジック222は、制御パルスSPおよびNCP信号にもとづいて、スイッチングトランジスタM1のオン/オフ状態を指示するハイサイドパルスSHおよび同期整流トランジスタM2のオン/オフ状態を指示するローサイドパルスSLを生成する。2つのパルスSH,SLはそれぞれ、ハイが対応するトランジスタのオンを、ローが対応するトランジスタのオフに対応するものとする。
For example, the
ハイサイドドライバ224は、ハイサイドパルスSHにもとづいてスイッチングトランジスタM1のゲートを駆動する。ローサイドドライバ226はローサイドパルスSLにもとづいて同期整流トランジスタM2のゲートを駆動する。
High-
制御ロジック222は、NCP信号のネゲートからマスク時間τMSKの間、ハイサイドパルスSHのハイレベルへの遷移を禁止する。またローサイドパルスSLのローレベルへの遷移を禁止する。
以上がDC/DCコンバータ100の構成である。続いてその動作を説明する。図6は、図5のDC/DCコンバータ100の動作波形図である。
The above is the configuration of the DC /
時刻t3より前の動作は、図6のタイムチャートと図3のタイムチャートで同様である。具体的には時刻t1にNCP信号がアサートされ、負のコイル電流ILが減少する。そして保護時間τNCPの経過後の時刻t2にNCP信号がネゲートされ、NCPが解除される。その直後の時刻t3に制御パルスSPがハイに遷移する。時刻t3は、マスク時間τMSKに含まれているため、スイッチングトランジスタM1のターンオン(および同期整流トランジスタM2のターンオフ)は禁止されている。 Operation before time t 3 is the same as the time chart of the time chart and 3 of FIG. NCP signal is asserted Specifically at time t 1, a negative coil current I L decreases. The NCP signal is negated in protection time τ time t 2 after a lapse of NCP, NCP is released. A control pulse S P at time t 3 immediately after transitioning high. Time t 3, since that is included in the mask time tau MSK, turn-on of the switching transistor M 1 (and turning off the synchronous rectification transistor M 2) is prohibited.
時刻t4に、マスク時間τMSKが終了すると、スイッチングトランジスタM1、同期整流トランジスタM2は、制御パルスSPが指示する状態に遷移する。具体的にはスイッチングトランジスタM1がターンオン、同期整流トランジスタM2がターンオフする。 At time t 4, the mask time tau MSK is completed, the switching transistor M 1, synchronous rectification transistor M 2 is a transition to a state in which the control pulse S P instructs. Specifically switching transistor M 1 is turned on, the synchronous rectification transistor M 2 is turned off.
なお、理解の容易化のためにタイムチャートにおいては、デッドタイムを省略しているが、当業者によれば、スイッチングトランジスタM1と同期整流トランジスタM2が同時にオンしないように、スイッチングトランジスタM1、同期整流トランジスタM2が両方オフとなるデッドタイムが挿入されることが理解される。 In the time chart for ease of understanding, although not dead time, according to the person skilled in the art, so that the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 is not turned on at the same time, the switching transistor M 1 , that a dead time synchronous rectification transistor M 2 is both off is inserted is understood.
以上がDC/DCコンバータ100の動作である。続いてその利点を説明する。
図6のタイムチャートからわかるように、NCPの解除後、LXピンの電圧VLXは、マスク時間τMSKの間、ローとなることが保証される。これにより、図3に示すような、狭いスパイクが電圧VLXに生ずるのを防止できる。これにより、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2のソース(VINピン、PGNDピン)に大きな電圧振動が発生するのを抑制できる。これにより、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2を過電圧から保護することができる。加えて、VINピンやPGNDピンに接続される内部回路、具体的にはドライバ220やその他の回路ブロックを過電圧から保護できる。
The above is the operation of the DC /
As can be seen from the time chart of FIG. 6, after release of NCP, the voltage V LX at the LX pin is guaranteed to be low for the mask time τ MSK . This can prevent narrow spikes as shown in FIG. 3 from occurring in the voltage V LX . This can suppress the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 source (VIN pin, PGND pins) large voltage swing on occurs. This makes it possible to protect the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 from overvoltage. In addition, internal circuits connected to the VIN and PGND pins, in particular, the
図7は、DC/DCコンバータ100の別の動作を説明する図である。図7では、制御パルスSPのハイレベルへの遷移が、NCP解除のタイミングt2より前の時刻t3’に発生している。この場合、時刻t2にてNCPが解除された後も、ハイの制御パルスSPにもとづく状態(スイッチングトランジスタM1がオン、同期整流トランジスタM2がオフ)を持続する。
FIG. 7 is a diagram for explaining another operation of DC /
本発明は、図5のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や変形例を説明する。 The present invention is understood as the block diagram or the circuit diagram of FIG. 5 or extends to various devices and circuits derived from the above description, and is not limited to a specific configuration. Hereinafter, in order not to narrow the scope of the present invention but to help the understanding of the nature of the invention and the circuit operation and to clarify them, more specific configuration examples and modifications will be described.
図8は、一実施例に係る制御回路200の回路図である。
負電流検出回路230は、同期整流トランジスタM2の両端間電圧(すなわちLXピンの電圧VLX)にもとづいて、同期整流トランジスタM2に流れる電流IM2を検出する。負電流検出回路230は、センスアンプ232、コンパレータ234、ワンショット回路236を含む。同期整流トランジスタM2がオンの期間、LXピンには、電流IM2に比例する電圧VLX=IM2×RONが発生する。RONは同期整流トランジスタM2のオン抵抗である。
FIG. 8 is a circuit diagram of a
Negative
センスアンプ232は、電圧VLXを増幅し、電流検出信号VCSを生成する。コンパレータ234は、電流検出信号VCSを、しきい値INCPを規定するしきい値電圧VNCPと比較し、VCS>VNCPとなると、その出力をアサートする。ワンショット(単安定マルチバイブレータ)回路236は、コンパレータ234の出力のアサートから、保護時間τNCPの間、ハイとなるNCP信号を生成する。
The
ドライバ220は、遅延回路228を含む。遅延回路228は、NCP信号を、マスク時間τMSK遅延させて、マスク(MSK)信号を生成する。遅延回路228は、多段接続されたインバータで構成してもよい。
The
制御ロジック222は、制御パルスSP,NCP信号、MSK信号にもとづいて、ハイサイドパルスSH,ローサイドパルスSLを生成する。当業者によれば、上述した、あるいは図5に示す関係を満たすように、ロジック回路を用いて、SH,SLを生成可能であることが理解され、そのようなロジック回路はさまざまな形式を取り得ること、本発明が特定の形式に限定されないことが理解される。
The
<第2の実施の形態>
第2の実施の形態は、複数の電源を制御する電源管理ICに関する。図9は、第2の実施の形態に係る電源管理IC300を備える電源システム400のブロック図である。電源システム400は、スマートホン、タブレット端末、ラップトップコンピュータ、デジタルカメラなどの電子機器、自動車や産業機械に搭載される。
Second Embodiment
The second embodiment relates to a power management IC for controlling a plurality of power supplies. FIG. 9 is a block diagram of a
図9では、複数の電源は、2チャンネルのDC/DCコンバータと、2チャンネルのLDO(Low Drop Output)を含む。なおチャンネル数や電源の種類は特に限定されない。 In FIG. 9, the plurality of power supplies include a two-channel DC / DC converter and a two-channel LDO (Low Drop Output). The number of channels and the type of power supply are not particularly limited.
電源管理IC300は、DC/DCコンバータのコントローラ310_1,310_2、LDO回路320_1,320_2およびシーケンサ330を備える。シーケンサ330は、複数の電源の起動、停止のタイミングを制御する。シーケンサ330からコントローラ310やLDO回路320には、動作、停止を指示するイネーブル信号が供給される。
The
コントローラ310_1,310_2は、第1の実施の形態で説明した制御回路200と同じ構成を有する。
The controllers 310_1 and 310_2 have the same configuration as the
電源管理IC300は、任意のチャンネルの出力電圧VOUTを、時間とともに緩やかに低下させるランプダウン機能をサポートする。ランプダウンの対象となるDC/DCコンバータにおいては、インダクタに負電流が流れる。コントローラ310を、上述の制御回路200と同じ構成とすることで、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2に過電圧が印加されるのを防止でき、回路の信頼性を高めることができる。
The
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。 The present invention has been described above based on the embodiments. It is understood by those skilled in the art that this embodiment is an exemplification, and that various modifications can be made to the combination of each component and each processing process, and such a modification is also within the scope of the present invention. is there. Hereinafter, such modifications will be described.
(第1変形例)
実施の形態では、マスク時間τMSKの間、ハイサイドトランジスタM1のターンオン、同期整流トランジスタM2のターンオフを禁止する制御を行った。第1変形例では、マスク時間τMSKの間は、スイッチングトランジスタM1は強制的に固定的にオフされ、同期整流トランジスタM2は固定的にオンされる。
(First modification)
In the embodiment, it was conducted during the mask time tau MSK, turn-on of the high side transistor M 1, a control to prohibit turning off the synchronous rectification transistor M 2. In the first modification, during the mask time τ MSK , the switching transistor M 1 is forcibly fixedly turned off, and the synchronous rectification transistor M 2 is fixedly turned on.
図10は、第1変形例に係るDC/DCコンバータの動作波形図である。NCP解除のタイミングより前の時刻t3’に、制御パルスSPがハイに遷移している。第1変形例では、マスク時間τMSKの間、スイッチングトランジスタM1がオフ、同期整流トランジスタM2がオンとなり、スイッチング電圧VLXはローとなる。 FIG. 10 is an operation waveform diagram of the DC / DC converter according to the first modification. At time t 3 ′ prior to the NCP release timing, the control pulse SP is transitioning to high. In the first modification, during the mask time τ MSK , the switching transistor M 1 is off, the synchronous rectification transistor M 2 is on, and the switching voltage V LX is low.
第1変形例において、NCP解除のタイミングより後に制御パルスSPがハイに遷移したときの動作は、図6と同じである。 In the first modified example, the operation when the control pulse SP changes to high after the NCP release timing is the same as FIG.
(第2変形例)
実施の形態では、マスク期間の間、ハイサイドトランジスタM1のターンオン、同期整流トランジスタM2のターンオフの両方を禁止する制御を行ったがその限りでない。第2変形例では、マスク時間τMSKの間は、マスク時間τMSKの間は、スイッチングトランジスタM1と同期整流トランジスタM2の両方が、強制的に固定的にオフされる。図11は、第2変形例に係るDC/DCコンバータの動作波形図である。
(2nd modification)
In embodiments, during the mask period, the turn-on of the high side transistor M 1, were subjected to control to prohibit both the turn-off of the synchronous rectifier transistor M 2 not limited to such. In the second modification, during the mask time tau MSK during the mask time tau MSK, both the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 is forcibly fixedly off. FIG. 11 is an operation waveform diagram of a DC / DC converter according to a second modification.
制御パルスSPのハイレベルへの遷移は、NCP解除のタイミングt2より前の時刻t3’に発生している。時刻t2にてNCPが解除された後、マスク時間TMSKの間は、スイッチングトランジスタM1と同期整流トランジスタM2の両方が、ハイの制御パルスSPにかかわらず、両方オフとなる。このとき、負のコイル電流ILは、スイッチングトランジスタM1のボディダイオードを流れ、LXピンの電圧VLXは、VIN+Vfにクランプされる。Vfはボディダイオードの順電圧である。時刻t4にマスク時間τMSKが終了すると、スイッチングトランジスタM1および同期整流トランジスタM2は、ハイである制御パルスSPに応じた状態(すなわちオンとオフ)となり、LXピンの電圧はVIN付近となる。 Transition to the high level of the control pulse S P is generated before the time t 3 'from the timing t 2 of the NCP released. After being released NCP at time t 2, the during the masking time T MSK, both switching transistors M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 is, regardless of the control pulses S P output high, the both off. At this time, the negative coil current I L flows through the body diode of the switching transistor M 1 , and the voltage V LX of the LX pin is clamped to V IN + Vf. Vf is a forward voltage of the body diode. When the mask time τ MSK ends at time t 4 , the switching transistor M 1 and the synchronous rectification transistor M 2 are in a state (that is, turned on and off) according to the control pulse S P which is high, and the voltage of the LX pin is V IN It becomes near.
第2変形例によっても、スイッチングトランジスタM1のターンオフ(t2)直後のターンオンを防止できるため、VINピンやPGNDピンにおける共振による電圧振動を抑制できる。またLXピンに着目すると、電圧VLXの共振による振幅は2〜4V程度である一方、Vf=0.5V程度であるため、LXピンの電圧変動も抑制できる。 Also according to the second modification, since the turn-on immediately after the turn-off (t 2 ) of the switching transistor M 1 can be prevented, voltage oscillation due to resonance at the VIN pin and the PGND pin can be suppressed. Further, focusing on the LX pin, while the amplitude due to resonance of the voltage V LX is about 2 to 4 V, since V f = about 0.5 V, voltage fluctuation of the LX pin can also be suppressed.
(第3変形例)
図12は、第3変形例に係るDC/DCコンバータの一部の回路図である。図12のDC/DCコンバータ100Aは、昇降圧型であり、4個のトランジスタM1〜M4と、インダクタL1,キャパシタC1を備える。降圧モードは、トランジスタM3が固定的にオフ、トランジスタM4が固定的にオンとなり、トランジスタM1,M2がスイッチングする。降圧モードにおける動作は、上述の降圧コンバータと同じである。このような昇降圧コンバータにおいても、スイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2を過電圧から好適に保護できる。
(Third modification)
FIG. 12 is a circuit diagram of part of a DC / DC converter according to a third modification. The DC /
(第4変形例)
実施の形態では定電圧出力のコンバータを説明したが、本発明は定電流出力のDC/DCコンバータにも適用可能であり、この場合、FBピンには、DC/DCコンバータ100の出力電流(負荷電流)に応じた検出信号がフィードバックされる。定電流出力のコンバータにおいて、負のコイル電流は、電流をシンクする動作モードにおいて発生しうる。
(4th modification)
Although the constant voltage output converter has been described in the embodiment, the present invention is also applicable to a constant current output DC / DC converter, in which case the output current of the DC / DC converter 100 (load Detection signal according to the current) is fed back. In a constant current output converter, negative coil current may occur in an operating mode that sinks current.
(第5変形例)
図8の負電流検出回路230は、同期整流トランジスタM2のドレインソース間電圧、すなわちLXピンの電圧VLXにもとづいて、負電流を検出したがその限りでない。たとえばコイルL1と直列にセンス抵抗を設け、センス抵抗の電圧降下にもとづいて電流を検出してもよいし、インダクタの両端間電圧にもとづいて電流を検出してもよい。
(5th modification)
Negative current detecting
(第6変形例)
実施の形態では、制御回路200や電源管理IC300に、スイッチングトランジスタや同期整流トランジスタが内蔵される構成を説明したがその限りでなく、スイッチングトランジスタや同期整流トランジスタは、ディスクリート部品を外付けしてもよい。
(Sixth modification)
Although the configuration in which the switching transistor and the synchronous rectification transistor are built in the
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。 While the present invention has been described using specific terms based on the embodiments, the embodiments merely show the principles and applications of the present invention, and the embodiments are defined in the claims. Many variations and modifications of the arrangement can be made without departing from the concept of the present invention.
100 DC/DCコンバータ
M1 スイッチングトランジスタ
M2 同期整流トランジスタ
L1 インダクタ
C1 出力キャパシタ
200 制御回路
210 パルス変調器
220 ドライバ
222 制御ロジック
224 ハイサイドドライバ
226 ローサイドドライバ
230 負電流検出回路
232 センスアンプ
234 コンパレータ
236 ワンショット回路
300 電源管理IC
310 コントローラ
320 LDO回路
400 電源システム
SP 制御パルス
100 DC / DC converter M 1 switching transistor M 2 synchronous rectification transistor L 1 inductor C 1 output capacitor 200
310
Claims (17)
前記DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、
前記同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に前記保護信号をネゲートする負電流検出回路と、
前記制御パルスにもとづいて前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを駆動するとともに、前記保護信号がアサートされる期間、前記スイッチングトランジスタを強制オン、前記同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、
を備え、
前記保護信号のネゲートからマスク時間の間、前記スイッチングトランジスタのターンオンが禁止されることを特徴とする制御回路。 A control circuit of a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor, the control circuit comprising:
A pulse modulator that generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state;
A negative current detection circuit that asserts a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold, and negates the protection signal after a lapse of a protection period;
A driver for driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcibly turning on the switching transistor and forcibly turning off the synchronous rectification transistor while the protection signal is asserted;
Equipped with
A control circuit characterized in that the turning on of the switching transistor is inhibited during a mask time from the negation of the protection signal.
前記DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、
前記同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に前記保護信号をネゲートする負電流検出回路と、
前記制御パルスにもとづいて前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを駆動するとともに、前記保護信号がアサートされる期間、前記スイッチングトランジスタを強制オン、前記同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、
を備え、
前記保護信号のネゲートからマスク時間の間、前記スイッチングトランジスタが強制オフされることを特徴とする制御回路。 A control circuit of a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor, the control circuit comprising:
A pulse modulator that generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state;
A negative current detection circuit that asserts a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold, and negates the protection signal after a lapse of a protection period;
A driver for driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcibly turning on the switching transistor and forcibly turning off the synchronous rectification transistor while the protection signal is asserted;
Equipped with
A control circuit characterized in that the switching transistor is forcibly turned off during a mask time from the negation of the protection signal.
前記保護信号を前記マスク時間、遅延してマスク信号を生成する遅延回路と、
前記制御パルスと前記マスク信号にもとづいて、前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタの状態を規定するハイサイドパルスおよびローサイドパルスを生成するロジック回路と、
を含むことを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の制御回路。 The driver is
A delay circuit that delays the protection signal by the mask time to generate a mask signal;
A logic circuit that generates high side pulses and low side pulses that define the states of the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse and the mask signal;
The control circuit according to any one of claims 1 to 4, further comprising:
前記複数の電源は、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを有するDC/DCコンバータを含み、
前記電源管理回路は、
前記DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、
前記同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に前記保護信号をネゲートする負電流検出回路と、
前記制御パルスにもとづいて前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを駆動するとともに、前記保護信号がアサートされる期間、前記スイッチングトランジスタを強制オン、前記同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、
を備え、
前記保護信号のネゲートからマスク時間の間、前記スイッチングトランジスタのターンオンが禁止されることを特徴とする電源管理回路。 A power management circuit that controls a plurality of power supplies,
The plurality of power supplies include a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor,
The power management circuit is
A pulse modulator that generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state;
A negative current detection circuit that asserts a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold, and negates the protection signal after a lapse of a protection period;
A driver for driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcibly turning on the switching transistor and forcibly turning off the synchronous rectification transistor while the protection signal is asserted;
Equipped with
The power management circuit, wherein the turning on of the switching transistor is inhibited during a mask time from the negation of the protection signal.
前記複数の電源は、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを有するDC/DCコンバータを含み、
前記電源管理回路は、
前記DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するパルス変調器と、
前記同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に前記保護信号をネゲートする負電流検出回路と、
前記制御パルスにもとづいて前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを駆動するとともに、前記保護信号がアサートされる期間、前記スイッチングトランジスタを強制オン、前記同期整流トランジスタを強制オフするドライバと、
を備え、
前記保護信号のネゲートからマスク時間の間、前記スイッチングトランジスタが強制オフされることを特徴とする電源管理回路。 A power management circuit that controls a plurality of power supplies,
The plurality of power supplies include a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor,
The power management circuit is
A pulse modulator that generates a control pulse so that the output of the DC / DC converter approaches a target state;
A negative current detection circuit that asserts a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold, and negates the protection signal after a lapse of a protection period;
A driver for driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse, and forcibly turning on the switching transistor and forcibly turning off the synchronous rectification transistor while the protection signal is asserted;
Equipped with
A power management circuit characterized in that the switching transistor is forcibly turned off during a mask time from the negation of the protection signal.
前記DC/DCコンバータの出力が目標とする状態に近づくように制御パルスを生成するステップと、
前記同期整流トランジスタに流れる電流が所定のしきい値に達すると保護信号をアサートし、保護期間の経過後に前記保護信号をネゲートするステップと、
前記制御パルスにもとづいて前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを駆動するステップと、
前記保護信号がアサートされる期間、前記スイッチングトランジスタを強制オン、前記同期整流トランジスタを強制オフするステップと、
前記保護信号のネゲートからマスク時間の間、前記スイッチングトランジスタのターンオンを禁止するステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。 A control method of a DC / DC converter having a switching transistor and a synchronous rectification transistor, comprising:
Generating a control pulse such that the output of the DC / DC converter approaches a target state;
Asserting a protection signal when the current flowing through the synchronous rectification transistor reaches a predetermined threshold value, and negating the protection signal after a protection period has elapsed;
Driving the switching transistor and the synchronous rectification transistor based on the control pulse;
Forcing the switching transistor on and forcing the synchronous rectification transistor off while the protection signal is asserted;
Prohibiting the switching transistor from turning on during a mask time from the negation of the protection signal;
A control method comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2019118233A true JP2019118233A (en) | 2019-07-18 |
JP7028634B2 JP7028634B2 (en) | 2022-03-02 |
Family
ID=67304786
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017252124A Active JP7028634B2 (en) | 2017-12-27 | 2017-12-27 | DC / DC converter control circuit, control method, power supply management circuit and electronic equipment |
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